JP2003332923A - 歪み補償機能を有する無線機 - Google Patents
歪み補償機能を有する無線機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動通信システムなどに
用いられる歪み補償機能を有する無線機に関し、送信出
力信号の歪みを補償して隣接チャネル漏洩電力を低減
し、かつ、電力増幅器の電力負荷効率の向上を図る。 【解決手段】 送信すべき信号を増幅する電力増幅器１
７−４と、該電力増幅器１７−４の歪みを補償する歪み
係数を記憶する歪補償テーブル１８−１１と、該電力増
幅器１７−４の出力のフィードバック信号と入力信号と
の差から、歪み補償係数を更新する演算部（加算器１８
−１３，乗算器１８−１４〜１６等）と、送信電力制御
信号を基に、最良の電力効率が得られるバイアス電圧を
電力増幅器１７−４に加えるバイアス電圧制御部１７−
１及びＤＣ−ＤＣコンバータ１７−２、バイアスティー
１７−５，１７−６を備え、電力増幅器１７−４に与え
るバイアス電圧を調整して電力効率を高めて歪みを補償
する。
用いられる歪み補償機能を有する無線機に関し、送信出
力信号の歪みを補償して隣接チャネル漏洩電力を低減
し、かつ、電力増幅器の電力負荷効率の向上を図る。 【解決手段】 送信すべき信号を増幅する電力増幅器１
７−４と、該電力増幅器１７−４の歪みを補償する歪み
係数を記憶する歪補償テーブル１８−１１と、該電力増
幅器１７−４の出力のフィードバック信号と入力信号と
の差から、歪み補償係数を更新する演算部（加算器１８
−１３，乗算器１８−１４〜１６等）と、送信電力制御
信号を基に、最良の電力効率が得られるバイアス電圧を
電力増幅器１７−４に加えるバイアス電圧制御部１７−
１及びＤＣ−ＤＣコンバータ１７−２、バイアスティー
１７−５，１７−６を備え、電力増幅器１７−４に与え
るバイアス電圧を調整して電力効率を高めて歪みを補償
する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｗ−ＣＤＭＡ方式
の移動通信システムなどに用いられ、送信出力信号の歪
みを補償して隣接チャネル漏洩電力を低減し、かつ、電
力増幅器の電力付加効率の良い歪み補償機能を有する無
線機に関する。
の移動通信システムなどに用いられ、送信出力信号の歪
みを補償して隣接チャネル漏洩電力を低減し、かつ、電
力増幅器の電力付加効率の良い歪み補償機能を有する無
線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｉ．電力増幅器の電力付加効率と歪みに
ついて
ついて
【０００３】Ｗ−ＣＤＭＡ方式又はＰＤＣ方式等の無線
通信、特に移動通信システムにおいてその送信電力は１
０ｍＷから数十Ｗと大きい。また、通信装置間距離の遠
近較差解消のために送信電力制御を行う必要があるが、
この送信電力制御によるダイナミックレンジは相当広
い。従って、最大送信電力で送信を行う場合でも送信出
力信号に歪みを発生させない電力増幅器（ＨＰＡ：High
Power Amplifier）を用いる必要がある。
通信、特に移動通信システムにおいてその送信電力は１
０ｍＷから数十Ｗと大きい。また、通信装置間距離の遠
近較差解消のために送信電力制御を行う必要があるが、
この送信電力制御によるダイナミックレンジは相当広
い。従って、最大送信電力で送信を行う場合でも送信出
力信号に歪みを発生させない電力増幅器（ＨＰＡ：High
Power Amplifier）を用いる必要がある。
【０００４】図１７に電力増幅器（ＨＰＡ）の入力電力
に対する出力電力と電力付加効率とを示す。同図に示す
ように、電力増幅器（ＨＰＡ）の電力付加効率は、非線
形領域においては高いものの、隣接チャネル漏洩電力比
（ＡＣＬＲ：Adjacent Channel Leakage power Ratio）
の規定を満たす、送信電力（電力増幅器出力電力）の小
さい線形領域では低いものとなってしまう。
に対する出力電力と電力付加効率とを示す。同図に示す
ように、電力増幅器（ＨＰＡ）の電力付加効率は、非線
形領域においては高いものの、隣接チャネル漏洩電力比
（ＡＣＬＲ：Adjacent Channel Leakage power Ratio）
の規定を満たす、送信電力（電力増幅器出力電力）の小
さい線形領域では低いものとなってしまう。
【０００５】ここで、電力付加効率とは、電力増幅器
（ＨＰＡ）により付加された電力（出力電力から入力電
力を差し引いた電力）を、該電力増幅器（ＨＰＡ）に与
えた電源電圧とその供給電流の積（電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の消費電力）で除した電力比率である。
（ＨＰＡ）により付加された電力（出力電力から入力電
力を差し引いた電力）を、該電力増幅器（ＨＰＡ）に与
えた電源電圧とその供給電流の積（電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の消費電力）で除した電力比率である。
【０００６】近隣チャネルへの漏洩電力は、図１８の
（ａ）に示すように、他チャネルに対して雑音成分とな
り、他チャネルの通信品質を劣化させ、通信容量に影響
を及ぼすため厳しく規制されている。なお、隣接チャネ
ル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）は、漏洩電力を規定する指標
であり、従来は隣接チャネル電力比（ＡＣＰＲ：Adjace
nt Channel Power Ratio）として用いられていた。
（ａ）に示すように、他チャネルに対して雑音成分とな
り、他チャネルの通信品質を劣化させ、通信容量に影響
を及ぼすため厳しく規制されている。なお、隣接チャネ
ル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）は、漏洩電力を規定する指標
であり、従来は隣接チャネル電力比（ＡＣＰＲ：Adjace
nt Channel Power Ratio）として用いられていた。
【０００７】詳述すると隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣ
ＬＲ１）は、図１８（ｂ）において斜線のハッチングで
示す当該チャネルの出力電力（面積）Ｐ１と、縦線のハ
ッチングで示す隣接チャネルの何れか一方の電力（面
積）ＰＬ１又はＰＨ１との比であり、次式により表され
る。 ＡＣＬＲ１＝（ＰＬ１又はＰＨ１）÷Ｐ１ （式１）
ＬＲ１）は、図１８（ｂ）において斜線のハッチングで
示す当該チャネルの出力電力（面積）Ｐ１と、縦線のハ
ッチングで示す隣接チャネルの何れか一方の電力（面
積）ＰＬ１又はＰＨ１との比であり、次式により表され
る。 ＡＣＬＲ１＝（ＰＬ１又はＰＨ１）÷Ｐ１ （式１）
【０００８】また、次隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬ
Ｒ２）は、図１８（ｂ）において斜線のハッチングで示
す当該チャネルの出力電力（面積）Ｐ１と、横線のハッ
チングで示す次隣接チャネルの何れか一方の電力（面
積）ＰＬ２又はＰＨ２との比であり、次式により表され
る。 ＡＣＬＲ２＝（ＰＬ２又はＰＨ２）÷Ｐ１ （式２）
Ｒ２）は、図１８（ｂ）において斜線のハッチングで示
す当該チャネルの出力電力（面積）Ｐ１と、横線のハッ
チングで示す次隣接チャネルの何れか一方の電力（面
積）ＰＬ２又はＰＨ２との比であり、次式により表され
る。 ＡＣＬＲ２＝（ＰＬ２又はＰＨ２）÷Ｐ１ （式２）
【０００９】図１９（ａ）は電力増幅器（ＨＰＡ）の線
形領域と非線形領域とを示し、電力増幅器（ＨＰＡ）の
出力電力が入力電量に比例する線形領域での送信では、
近隣チャネルへの漏洩電力は小さく、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の出力電力が入力電力に比例しなくなる非線形領域
では、近隣チャネルへの漏洩電力が大きなものとなって
しまう。
形領域と非線形領域とを示し、電力増幅器（ＨＰＡ）の
出力電力が入力電量に比例する線形領域での送信では、
近隣チャネルへの漏洩電力は小さく、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の出力電力が入力電力に比例しなくなる非線形領域
では、近隣チャネルへの漏洩電力が大きなものとなって
しまう。
【００１０】従って、高出力電力で送信し、かつ漏洩電
力を低く抑えるためには、単純には線形領域の広い電力
増幅器（ＨＰＡ）、即ち、無歪み出力電力の大きい電力
増幅器（ＨＰＡ）を用いればよい。しかし、これでは実
際に送信する電力以上の能力を有する電力増幅器（ＨＰ
Ａ）を用いる必要があり、電力増幅器（ＨＰＡ）のコス
ト増大及び装置の大型化が避けられない。
力を低く抑えるためには、単純には線形領域の広い電力
増幅器（ＨＰＡ）、即ち、無歪み出力電力の大きい電力
増幅器（ＨＰＡ）を用いればよい。しかし、これでは実
際に送信する電力以上の能力を有する電力増幅器（ＨＰ
Ａ）を用いる必要があり、電力増幅器（ＨＰＡ）のコス
ト増大及び装置の大型化が避けられない。
【００１１】一方、通常の電力増幅器（ＨＰＡ）では、
線形領域での電力付加効率が非常に低く、或る定められ
た出力電力で送信する際に、その出力電力の数倍から数
十倍もの無駄な電力が電力増幅器（ＨＰＡ）で消費され
る。つまり、消費電力が多いという点で非常に不利であ
る。 II．電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧制御について
線形領域での電力付加効率が非常に低く、或る定められ
た出力電力で送信する際に、その出力電力の数倍から数
十倍もの無駄な電力が電力増幅器（ＨＰＡ）で消費され
る。つまり、消費電力が多いという点で非常に不利であ
る。 II．電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧制御について
【００１２】そこで消費電力を低減し、電力付加効率を
高く維持するために、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス
電圧制御を行うことが発案されている（例えば、特開２
００１−０１９７９２号公報「歪補償係数を補正及び補
間する非線形歪補償送信装置」参照）。
高く維持するために、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス
電圧制御を行うことが発案されている（例えば、特開２
００１−０１９７９２号公報「歪補償係数を補正及び補
間する非線形歪補償送信装置」参照）。
【００１３】隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）の規
定を満たす送信電力（増幅器出力電力）に対する電力付
加効率のグラフを図１９（ｂ）に示す。同図において、
○印を付したグラフは電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス
電圧ＶｄがＡ１［Ｖ］のとき、△印を付したグラフは同
バイアス電圧ＶｄがＡ２［Ｖ］のとき、×印を付したグ
ラフは同バイアス電圧ＶｄがＡ３［Ｖ］のときのグラフ
を示し、Ａ１＞Ａ２＞Ａ３である。即ち、同図に示すよ
うにバイアス電圧Ｖｄを下げるにつれて電力付加効率が
向上する。
定を満たす送信電力（増幅器出力電力）に対する電力付
加効率のグラフを図１９（ｂ）に示す。同図において、
○印を付したグラフは電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス
電圧ＶｄがＡ１［Ｖ］のとき、△印を付したグラフは同
バイアス電圧ＶｄがＡ２［Ｖ］のとき、×印を付したグ
ラフは同バイアス電圧ＶｄがＡ３［Ｖ］のときのグラフ
を示し、Ａ１＞Ａ２＞Ａ３である。即ち、同図に示すよ
うにバイアス電圧Ｖｄを下げるにつれて電力付加効率が
向上する。
【００１４】詳述すると図２０（ａ）に示すように、或
る送信出力電力Ｐａに対して、電力増幅器（ＨＰＡ）に
通常のバイアス電圧Ａ１［Ｖ］を加えたときの電力付加
効率がη３であるとする。ここで、同じ送信出力電力Ｐ
ａに対して、バイアス電圧をＡ２［Ｖ］（Ａ２＜Ａ１）
にすると電力付加効率がη２（η２＞η３）となり、更
に、バイアス電圧をＡ３［Ｖ］（Ａ３＜Ａ２）にすると
電力付加効率がη１（η１＞η２）となる。
る送信出力電力Ｐａに対して、電力増幅器（ＨＰＡ）に
通常のバイアス電圧Ａ１［Ｖ］を加えたときの電力付加
効率がη３であるとする。ここで、同じ送信出力電力Ｐ
ａに対して、バイアス電圧をＡ２［Ｖ］（Ａ２＜Ａ１）
にすると電力付加効率がη２（η２＞η３）となり、更
に、バイアス電圧をＡ３［Ｖ］（Ａ３＜Ａ２）にすると
電力付加効率がη１（η１＞η２）となる。
【００１５】図２０（ｂ）に電力増幅器（ＨＰＡ）のバ
イアス電圧制御による効率改善の様子を示し、点線はバ
イアス電圧の制御を行わなかった場合のグラフ、実線は
バイアス電圧の制御を行った場合のグラフを示す。この
ように、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を満足
し、かつ電力付加効率が改善されるように電力増幅器
（ＨＰＡ）のバイアス電圧を制御することにより、送信
電力（増幅器出力電力）に対する電力付加効率を改善す
ることができる。但し、出力電力が高い場合、バイアス
電圧制御を行わずに通常のバイアス電圧を選択した方
が、電力付加効率が良い場合もある。
イアス電圧制御による効率改善の様子を示し、点線はバ
イアス電圧の制御を行わなかった場合のグラフ、実線は
バイアス電圧の制御を行った場合のグラフを示す。この
ように、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を満足
し、かつ電力付加効率が改善されるように電力増幅器
（ＨＰＡ）のバイアス電圧を制御することにより、送信
電力（増幅器出力電力）に対する電力付加効率を改善す
ることができる。但し、出力電力が高い場合、バイアス
電圧制御を行わずに通常のバイアス電圧を選択した方
が、電力付加効率が良い場合もある。
【００１６】従来の電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電
圧を制御する構成例を図２１に示す。電力増幅器（ＨＰ
Ａ）２１−４のバイアス電圧制御に際して、先ず、送信
電力制御（ＴＰＣ：Transport Power Control ）信号を
用いて、バイアス電圧制御部２１−１で送信電力を算出
する。このとき、電力付加効率が最大となるように、電
力増幅器（ＨＰＡ）２１−４のバイアス電圧（電源電
圧）を選択する。
圧を制御する構成例を図２１に示す。電力増幅器（ＨＰ
Ａ）２１−４のバイアス電圧制御に際して、先ず、送信
電力制御（ＴＰＣ：Transport Power Control ）信号を
用いて、バイアス電圧制御部２１−１で送信電力を算出
する。このとき、電力付加効率が最大となるように、電
力増幅器（ＨＰＡ）２１−４のバイアス電圧（電源電
圧）を選択する。
【００１７】この選択結果を用いてバイアス電圧制御部
２１−１は、出力電圧可変型のＤＣ−ＤＣコンバータ２
１−２，２１−３の出力電圧を設定する。なお、図２１
に示す構成例では、電力増幅器（ＨＰＡ）２１−４の入
力バイアス及び出力バイアスを、それぞれのバイアステ
ィー２１−５，２１−６により可変とする構成例を示し
ているが、電力付加効率の改善が可能でさえあれば、何
れか一方のみを可変とする構成としてもよい。III ．歪
み補償について
２１−１は、出力電圧可変型のＤＣ−ＤＣコンバータ２
１−２，２１−３の出力電圧を設定する。なお、図２１
に示す構成例では、電力増幅器（ＨＰＡ）２１−４の入
力バイアス及び出力バイアスを、それぞれのバイアステ
ィー２１−５，２１−６により可変とする構成例を示し
ているが、電力付加効率の改善が可能でさえあれば、何
れか一方のみを可変とする構成としてもよい。III ．歪
み補償について
【００１８】前述のように消費電力を低減し、かつ電力
付加効率を高く維持するためには、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の非線形領域の有効利用が不可欠である。しかしな
がら、非線形領域での使用となるため歪みが増加し、図
１８に示す隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を劣化
させてしまう。
付加効率を高く維持するためには、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の非線形領域の有効利用が不可欠である。しかしな
がら、非線形領域での使用となるため歪みが増加し、図
１８に示す隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を劣化
させてしまう。
【００１９】これらの相反する条件下で、高い送信電力
を維持し、かつ歪みなく電力付加効率を高く維持する手
段として、高い送信電力下での送信信号波形の歪みを補
償して電力付加効率を高く維持する歪み補償装置（リニ
アライザ）が有る。この歪み補償装置（リニアライザ）
については、特開平９−６９７３３号公報「歪補償を有
する増幅器」、特開２０００−２５１１４８号公報「歪
補償装置」、特開２００１−１９７９２号公報「歪補償
係数を補正及び補間する非線形歪補償送信装置」等に開
示されている。
を維持し、かつ歪みなく電力付加効率を高く維持する手
段として、高い送信電力下での送信信号波形の歪みを補
償して電力付加効率を高く維持する歪み補償装置（リニ
アライザ）が有る。この歪み補償装置（リニアライザ）
については、特開平９−６９７３３号公報「歪補償を有
する増幅器」、特開２０００−２５１１４８号公報「歪
補償装置」、特開２００１−１９７９２号公報「歪補償
係数を補正及び補間する非線形歪補償送信装置」等に開
示されている。
【００２０】歪み補償装置（リニアライザ）の基本構成
を図２２の（ａ）に示す。該歪み補償装置（リニアライ
ザ）は適応歪み補償制御部２２−１０を備え、該適応歪
み補償制御部２２−１０は、適応型アルゴリズムにより
ベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の振幅に対応した歪み補
償係数を生成する。
を図２２の（ａ）に示す。該歪み補償装置（リニアライ
ザ）は適応歪み補償制御部２２−１０を備え、該適応歪
み補償制御部２２−１０は、適応型アルゴリズムにより
ベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の振幅に対応した歪み補
償係数を生成する。
【００２１】ベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の或る電力
レベルｐでの電力増幅器２２−３０の振幅歪み及び位相
歪みｆ（ｐ）は、一つの複素数値として表現される。各
振幅に対応した複素数値の歪み補償係数をベースバンド
入力信号ｘ（ｔ）に乗算器２２−２０で乗積してプリデ
ィストーションを与えることにより、電力増幅器２２−
３０の振幅歪みと位相歪みとを補償する。
レベルｐでの電力増幅器２２−３０の振幅歪み及び位相
歪みｆ（ｐ）は、一つの複素数値として表現される。各
振幅に対応した複素数値の歪み補償係数をベースバンド
入力信号ｘ（ｔ）に乗算器２２−２０で乗積してプリデ
ィストーションを与えることにより、電力増幅器２２−
３０の振幅歪みと位相歪みとを補償する。
【００２２】適応歪み補償制御部２２−１０は、歪み補
償係数を記憶する歪補償テーブル２２−１１と歪補償係
数生成部２２−１２とを備え、歪補償テーブル２２−１
１はベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の振幅に対応した歪
み補償係数を記憶し、該振幅に応じた歪み補償係数を読
み出して出力する。
償係数を記憶する歪補償テーブル２２−１１と歪補償係
数生成部２２−１２とを備え、歪補償テーブル２２−１
１はベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の振幅に対応した歪
み補償係数を記憶し、該振幅に応じた歪み補償係数を読
み出して出力する。
【００２３】歪補償係数生成部２２−１２は、ベースバ
ンド入力信号ｘ（ｔ）と電力増幅器２２−３０の出力信
号ｙ（ｔ）との差分を出力する減算器２２−４０から出
力される誤差信号ｅ（ｔ）を基に、歪み補償係数を推定
して該歪み補償係数を歪補償テーブル２２−１１に記憶
保持する。この推定に適応アルゴリズムを用いる。適応
アルゴリズムには一般的に知られた種々のものが存在
し、それらは例えばＳ．ヘイキン著「適応フィルタ入
門」（現代工学社８７−９−１０）等の書籍に詳述され
ている。
ンド入力信号ｘ（ｔ）と電力増幅器２２−３０の出力信
号ｙ（ｔ）との差分を出力する減算器２２−４０から出
力される誤差信号ｅ（ｔ）を基に、歪み補償係数を推定
して該歪み補償係数を歪補償テーブル２２−１１に記憶
保持する。この推定に適応アルゴリズムを用いる。適応
アルゴリズムには一般的に知られた種々のものが存在
し、それらは例えばＳ．ヘイキン著「適応フィルタ入
門」（現代工学社８７−９−１０）等の書籍に詳述され
ている。
【００２４】適応アルゴリズムにより歪み補償係数を推
定し生成する回路の具体例を図２２の（ｂ）に示す。同
図に示すように、歪み補償係数を記憶保持する歪補償テ
ーブル２２−１１と、上述の誤差信号ｅ（ｔ）を基に歪
み補償係数を演算算出する加算器２２−１３、乗算器２
２−１４，２２−１５，２２−１６、複素共役変換回路
２２−１７とから構成される。
定し生成する回路の具体例を図２２の（ｂ）に示す。同
図に示すように、歪み補償係数を記憶保持する歪補償テ
ーブル２２−１１と、上述の誤差信号ｅ（ｔ）を基に歪
み補償係数を演算算出する加算器２２−１３、乗算器２
２−１４，２２−１５，２２−１６、複素共役変換回路
２２−１７とから構成される。
【００２５】歪み補償係数ｈ（ｐ）は次式のとおり算出
される。 ｈn （ｐ）＝ｈn-1 （ｐ）＋μｅ（ｔ）ｕ* （ｔ） （式３） ｅ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ） （式４） ｕ（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｆ（ｐ）≒ｈ* n-1 （ｐ）ｙ（ｔ） （式５） ｈn-1 （ｐ）ｈ* n-1 （ｐ）≒１ （式６） ｙ（ｔ）＝ｈ* n-1 （ｐ）ｘ（ｔ）ｆ（ｐ） （式７） ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜2 （式８）
される。 ｈn （ｐ）＝ｈn-1 （ｐ）＋μｅ（ｔ）ｕ* （ｔ） （式３） ｅ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ） （式４） ｕ（ｔ）＝ｘ（ｔ）ｆ（ｐ）≒ｈ* n-1 （ｐ）ｙ（ｔ） （式５） ｈn-1 （ｐ）ｈ* n-1 （ｐ）≒１ （式６） ｙ（ｔ）＝ｈ* n-1 （ｐ）ｘ（ｔ）ｆ（ｐ） （式７） ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜2 （式８）
【００２６】なお、ここでｈn （ｐ）はｎ回目の更新時
の歪み補償係数、ｈn-1 （ｐ）はｎ−１回目（前回）の
更新時の歪み補償係数、μは更新量のステップサイズパ
ラメータ、ｘ（ｔ）は入力ベースバンド信号、ｙ（ｔ）
は電力増幅器の出力信号、ｆ（ｐ）は電力増幅器の歪関
数である。また、ｘ（ｔ），ｙ（ｔ），ｆ（ｐ），ｈ n
（ｐ），ｈn-1 （ｐ），ｕ（ｔ），ｅ（ｔ）は複素数で
あり、「* 」は共役複素数を表している。また、ｕ
（ｔ）は電力増幅器の振幅歪みがあまり大きくない（即
ち，ｈn-1 （ｐ）ｈ* n-1 （ｐ）≒１）と仮定して（式
５）のように近似している。
の歪み補償係数、ｈn-1 （ｐ）はｎ−１回目（前回）の
更新時の歪み補償係数、μは更新量のステップサイズパ
ラメータ、ｘ（ｔ）は入力ベースバンド信号、ｙ（ｔ）
は電力増幅器の出力信号、ｆ（ｐ）は電力増幅器の歪関
数である。また、ｘ（ｔ），ｙ（ｔ），ｆ（ｐ），ｈ n
（ｐ），ｈn-1 （ｐ），ｕ（ｔ），ｅ（ｔ）は複素数で
あり、「* 」は共役複素数を表している。また、ｕ
（ｔ）は電力増幅器の振幅歪みがあまり大きくない（即
ち，ｈn-1 （ｐ）ｈ* n-1 （ｐ）≒１）と仮定して（式
５）のように近似している。
【００２７】（式３）のｈn （ｐ）は、今回更新される
推定歪み補償係数であり、歪補償テーブル２２−１１へ
入力される。電力増幅器の出力ｙ（ｔ）から共役複素数
を生成する複素数変換回路２２−１７によりｙ* （ｔ）
を得る。従って、乗算器２２−１６の出力はｙ* （ｔ）
ｈn-1 （ｐ）となる。
推定歪み補償係数であり、歪補償テーブル２２−１１へ
入力される。電力増幅器の出力ｙ（ｔ）から共役複素数
を生成する複素数変換回路２２−１７によりｙ* （ｔ）
を得る。従って、乗算器２２−１６の出力はｙ* （ｔ）
ｈn-1 （ｐ）となる。
【００２８】乗算器２２−１６の出力は、更に乗算器２
２−１５で減算器２２−４０の出力ｅ（ｔ）と乗算さ
れ、ｙ* （ｔ）ｈn-1 （ｐ）ｅ（ｔ）が出力される。更
に乗算器２２−１４でテップサイズ・パラメータμと乗
算された後、加算器２２−１３でｈn-1 （ｐ）が加算さ
れる。
２−１５で減算器２２−４０の出力ｅ（ｔ）と乗算さ
れ、ｙ* （ｔ）ｈn-1 （ｐ）ｅ（ｔ）が出力される。更
に乗算器２２−１４でテップサイズ・パラメータμと乗
算された後、加算器２２−１３でｈn-1 （ｐ）が加算さ
れる。
【００２９】従って、更新される推定歪み補償係数ｈn
（ｐ）は、 ｈn （ｐ）＝μｙ* （ｔ）ｈn-1 （ｐ）ｅ（ｔ）＋ｈn-1 （ｐ） （式９） となる。ここで（式５）のようにｕ（ｔ）≒ｈ
* n-1 （ｐ）ｙ（ｔ）とすると ｕ* （ｔ）＝ｙ* （ｔ）ｈn-1 （ｐ） （式１０） となり、推定歪み補償係数ｈn （ｐ）は式（３）のよう
に表される。
（ｐ）は、 ｈn （ｐ）＝μｙ* （ｔ）ｈn-1 （ｐ）ｅ（ｔ）＋ｈn-1 （ｐ） （式９） となる。ここで（式５）のようにｕ（ｔ）≒ｈ
* n-1 （ｐ）ｙ（ｔ）とすると ｕ* （ｔ）＝ｙ* （ｔ）ｈn-1 （ｐ） （式１０） となり、推定歪み補償係数ｈn （ｐ）は式（３）のよう
に表される。
【００３０】なお、（式８）はベースバンド入力信号の
電力の大きさを求める演算式であり、電力演算部２２−
１８で算出される。これをベースバンド入力信号の振幅
を求める回路とする場合は、（式８）はｐ＝｜ｘ（ｔ）
｜と表わされる。或いは上記ｐを電力又は振幅の関数と
する場合は、それぞれｐ＝ｇ（｜ｘ（ｔ）｜2 ）又はｐ
＝ｇ（｜ｘ（ｔ）｜）として算出する構成とすることも
できる。
電力の大きさを求める演算式であり、電力演算部２２−
１８で算出される。これをベースバンド入力信号の振幅
を求める回路とする場合は、（式８）はｐ＝｜ｘ（ｔ）
｜と表わされる。或いは上記ｐを電力又は振幅の関数と
する場合は、それぞれｐ＝ｇ（｜ｘ（ｔ）｜2 ）又はｐ
＝ｇ（｜ｘ（ｔ）｜）として算出する構成とすることも
できる。
【００３１】電力演算部２２−１８で求められるｐの値
は、歪補償テーブル２２−１１に対する書き込み及び読
み出し時のアドレスとなる。この書き込みによる更新
と、ベースバンド入力信号への歪み補償係数の乗積とを
別個に行う場合は、全体のシステムへの遅延の影響を受
けることなく常にプリディストーションが可能である。
なお、ここでは最小二乗法（ＬＭＳ）による適応アルゴ
リズムを用いた例を示したが、クリップトＬＭＳアルゴ
リズム、指数重み付きＲＬＳ（逐次最小二乗法）を用い
て適応制御を行うこともできる。（例えば、特開平９−
６９７３３号公報「歪補償を有する増幅器」など参
照。）
は、歪補償テーブル２２−１１に対する書き込み及び読
み出し時のアドレスとなる。この書き込みによる更新
と、ベースバンド入力信号への歪み補償係数の乗積とを
別個に行う場合は、全体のシステムへの遅延の影響を受
けることなく常にプリディストーションが可能である。
なお、ここでは最小二乗法（ＬＭＳ）による適応アルゴ
リズムを用いた例を示したが、クリップトＬＭＳアルゴ
リズム、指数重み付きＲＬＳ（逐次最小二乗法）を用い
て適応制御を行うこともできる。（例えば、特開平９−
６９７３３号公報「歪補償を有する増幅器」など参
照。）
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】図２１に示したＤＣ−
ＤＣコンバータ等を用いた電力増幅器（ＨＰＡ）のバイ
アス電圧制御を行う際に、隣接チャネル漏洩電力比（Ａ
ＣＬＲ）が所定値以下となる条件を満たす必要がある。
そのため、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧を或る
一定の電源電圧とした場合、最も良い電力付加効率で使
用することができない。つまり、図２０（ｂ）に示した
程度の電力付加効率の改善しか望むことができない。
ＤＣコンバータ等を用いた電力増幅器（ＨＰＡ）のバイ
アス電圧制御を行う際に、隣接チャネル漏洩電力比（Ａ
ＣＬＲ）が所定値以下となる条件を満たす必要がある。
そのため、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧を或る
一定の電源電圧とした場合、最も良い電力付加効率で使
用することができない。つまり、図２０（ｂ）に示した
程度の電力付加効率の改善しか望むことができない。
【００３３】一方、上述の図２２に示した歪み補償装置
（リニアライザ）は、歪み補償係数を入力信号に乗じて
電力増幅器（ＨＰＡ）の歪みを抑えることにより、非線
形領域で電力増幅器（ＨＰＡ）の使用が可能となり、比
較的大きい出力電力での送信時には電力付加効率の改善
が得られる。しかしながら、図１７に示すように小さい
出力電力で送信するときには電力付加効率が悪いものと
なってしまう。
（リニアライザ）は、歪み補償係数を入力信号に乗じて
電力増幅器（ＨＰＡ）の歪みを抑えることにより、非線
形領域で電力増幅器（ＨＰＡ）の使用が可能となり、比
較的大きい出力電力での送信時には電力付加効率の改善
が得られる。しかしながら、図１７に示すように小さい
出力電力で送信するときには電力付加効率が悪いものと
なってしまう。
【００３４】本発明は、送信機の出力信号が隣接チャネ
ル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）の条件を満たしながら、かつ
電力付加効率が最良の状態で送信することができ、大き
い出力電力での送信時における電力付加効率と同様の効
率で小さい出力電力での送信が可能なように、電力付加
効率を向上させることができる歪み補償機能を有する無
線機を提供することを目的とする。
ル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）の条件を満たしながら、かつ
電力付加効率が最良の状態で送信することができ、大き
い出力電力での送信時における電力付加効率と同様の効
率で小さい出力電力での送信が可能なように、電力付加
効率を向上させることができる歪み補償機能を有する無
線機を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】本発明の歪み補償機能を
有する無線機は、（１）送信すべき信号を増幅する電力
増幅器と、該電力増幅器に入力される送信入力信号と該
電力増幅器から出力される送信出力信号のフィードバッ
ク信号との誤差を基に、該電力増幅器の歪みを補償する
歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新部、該歪み補
償係数を記憶保持する歪み補償係数記憶部、送信入力信
号のレベルに対応した歪み補償係数を該歪み補償係数記
憶部から読み出して該送信入力信号に乗じる歪み補償係
数乗算部を有する歪み補償手段と、送信電力制御信号又
は前記送信入力信号のレベルを基に、最良の電力効率が
得られるバイアス電圧を前記電力増幅器に加える電力増
幅器バイアス電圧制御手段と、を備えたものである。
有する無線機は、（１）送信すべき信号を増幅する電力
増幅器と、該電力増幅器に入力される送信入力信号と該
電力増幅器から出力される送信出力信号のフィードバッ
ク信号との誤差を基に、該電力増幅器の歪みを補償する
歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新部、該歪み補
償係数を記憶保持する歪み補償係数記憶部、送信入力信
号のレベルに対応した歪み補償係数を該歪み補償係数記
憶部から読み出して該送信入力信号に乗じる歪み補償係
数乗算部を有する歪み補償手段と、送信電力制御信号又
は前記送信入力信号のレベルを基に、最良の電力効率が
得られるバイアス電圧を前記電力増幅器に加える電力増
幅器バイアス電圧制御手段と、を備えたものである。
【００３６】また、（２）前記電力増幅器バイアス電圧
制御手段は、最良の電力効率が得られるバイアス電圧を
予め記憶したメモリーを備え、該メモリーから最良の電
力効率が得られるバイアス電圧を読み出して前記電力増
幅器に加えることを特徴とする。
制御手段は、最良の電力効率が得られるバイアス電圧を
予め記憶したメモリーを備え、該メモリーから最良の電
力効率が得られるバイアス電圧を読み出して前記電力増
幅器に加えることを特徴とする。
【００３７】また、（３）前記歪み補償係数記憶部は、
前記送信入力信号のレベル及び前記電力増幅器のバイア
ス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を記憶保持し、
前記歪み補償手段は、送信入力信号のレベル及び電力増
幅器のバイアス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を
該歪み補償係数記憶部から読み出して送信入力信号に乗
じることを特徴とする。
前記送信入力信号のレベル及び前記電力増幅器のバイア
ス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を記憶保持し、
前記歪み補償手段は、送信入力信号のレベル及び電力増
幅器のバイアス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を
該歪み補償係数記憶部から読み出して送信入力信号に乗
じることを特徴とする。
【００３８】また、（４）前記電力増幅器バイアス電圧
制御手段は、前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を滑
らかに変化させる手段を備えたものである。
制御手段は、前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を滑
らかに変化させる手段を備えたものである。
【００３９】また、（５）前記歪み補償手段から出力さ
れる歪み補償後の信号が電力増幅器へ入力されるタイミ
ングと、前記電力増幅器バイアス電圧制御手段による電
力増幅器へのバイアス電圧設定タイミングとを調整する
ために、該歪み補償手段から出力される歪み補償後の信
号を、遅延素子を介して電力増幅器へ入力することを特
徴とする。
れる歪み補償後の信号が電力増幅器へ入力されるタイミ
ングと、前記電力増幅器バイアス電圧制御手段による電
力増幅器へのバイアス電圧設定タイミングとを調整する
ために、該歪み補償手段から出力される歪み補償後の信
号を、遅延素子を介して電力増幅器へ入力することを特
徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】本発明は、電力増幅器（ＨＰＡ）
のバイアス電圧（電源電圧）制御と、歪み補償（リニア
ライザ）の技術を併用し、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイ
アス電圧（電源電圧）を制御して電力増幅器（ＨＰＡ）
の歪みの大きい電力付加効率の良い非線形領域を積極的
に使用するようにしたものである。
のバイアス電圧（電源電圧）制御と、歪み補償（リニア
ライザ）の技術を併用し、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイ
アス電圧（電源電圧）を制御して電力増幅器（ＨＰＡ）
の歪みの大きい電力付加効率の良い非線形領域を積極的
に使用するようにしたものである。
【００４１】図１に本発明の第１の実施例を示す。この
実施例は、基地局から受信した送信電力制御（ＴＰＣ）
信号を用いて、バイアス電圧制御部２１−１において送
信出力電力を算出する。この出力電力を基に最も効率の
良いバイアス電圧を選択する。なお、実施例の説明にお
いて電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧制御として説
明するが、電力増幅器（ＨＰＡ）を動作させるために給
電する電源電圧を制御する構成とすることもできる。
実施例は、基地局から受信した送信電力制御（ＴＰＣ）
信号を用いて、バイアス電圧制御部２１−１において送
信出力電力を算出する。この出力電力を基に最も効率の
良いバイアス電圧を選択する。なお、実施例の説明にお
いて電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧制御として説
明するが、電力増幅器（ＨＰＡ）を動作させるために給
電する電源電圧を制御する構成とすることもできる。
【００４２】第１の実施例について図２０（ａ）を参照
して説明すると、或る出力電力Ｐａに対して図２０
（ａ）のグラフに示すように効率最大となるバイアス電
圧を選択する。このとき、電力付加効率が最大となるバ
イアス電圧を選択すると、電力増幅器（ＨＰＡ）の非線
形領域での使用となるため、電力増幅器（ＨＰＡ）の歪
みは大きい。つまり、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬ
Ｒ）が劣化することになるが、それは後述する歪み補償
によって低減される。
して説明すると、或る出力電力Ｐａに対して図２０
（ａ）のグラフに示すように効率最大となるバイアス電
圧を選択する。このとき、電力付加効率が最大となるバ
イアス電圧を選択すると、電力増幅器（ＨＰＡ）の非線
形領域での使用となるため、電力増幅器（ＨＰＡ）の歪
みは大きい。つまり、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬ
Ｒ）が劣化することになるが、それは後述する歪み補償
によって低減される。
【００４３】バイアス電圧制御部２１−１は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２１−２，２１−３を制御し、電力増幅器
（ＨＰＡ）２１−４のバイアス電圧を制御する。ＤＣ−
ＤＣコンバータ２１−２，２１−３の制御により電力増
幅器（ＨＰＡ）２１−４のバイアス電圧を変化させるこ
とができるようにする。
Ｃコンバータ２１−２，２１−３を制御し、電力増幅器
（ＨＰＡ）２１−４のバイアス電圧を制御する。ＤＣ−
ＤＣコンバータ２１−２，２１−３の制御により電力増
幅器（ＨＰＡ）２１−４のバイアス電圧を変化させるこ
とができるようにする。
【００４４】次に歪み補償装置（リニアライザ）の動作
により電力増幅器（ＨＰＡ）の歪みを補償し、隣接チャ
ネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を改善する。つまり、前述
の図１８（ａ）の実線で示す歪み補償無しのスペクトラ
ムから、点線で示す歪み補償有りのスペクトラムへ改善
する。
により電力増幅器（ＨＰＡ）の歪みを補償し、隣接チャ
ネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）を改善する。つまり、前述
の図１８（ａ）の実線で示す歪み補償無しのスペクトラ
ムから、点線で示す歪み補償有りのスペクトラムへ改善
する。
【００４５】図２にこの発明の実施例における出力電力
と電力付加効率との関係をグラフで示す。同図において
実線はバイアス電圧制御無しの場合の効率、破線はバイ
アス電圧制御有りの場合の効率を示す。このようにバイ
アス電圧制御と歪み補償との組み合わせにより、電力増
幅器（ＨＰＡ）の効率を図２の破線で示すように大幅に
改善されることができる。
と電力付加効率との関係をグラフで示す。同図において
実線はバイアス電圧制御無しの場合の効率、破線はバイ
アス電圧制御有りの場合の効率を示す。このようにバイ
アス電圧制御と歪み補償との組み合わせにより、電力増
幅器（ＨＰＡ）の効率を図２の破線で示すように大幅に
改善されることができる。
【００４６】電力付加効率改善により電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の低消費電力化が可能となり、それによって発熱量
が減少し、放熱装置の小型化や削減が可能となるため、
電力増幅器（ＨＰＡ）を含む無線機等の装置全体の小型
化・軽量化が可能となる。
Ａ）の低消費電力化が可能となり、それによって発熱量
が減少し、放熱装置の小型化や削減が可能となるため、
電力増幅器（ＨＰＡ）を含む無線機等の装置全体の小型
化・軽量化が可能となる。
【００４７】なお、図１では電力増幅器（ＨＰＡ）の入
力部及び出力部のバイアス電圧を制御する構成例を示し
ているが、電力効率改善が可能であれば何れか一方のバ
イアス電圧のみの制御であってもよい。また、送信信号
ｘ（ｔ）はベースバンド信号でも、１つの搬送波の変調
信号でも、また、複数の搬送波の変調信号であっても良
い。
力部及び出力部のバイアス電圧を制御する構成例を示し
ているが、電力効率改善が可能であれば何れか一方のバ
イアス電圧のみの制御であってもよい。また、送信信号
ｘ（ｔ）はベースバンド信号でも、１つの搬送波の変調
信号でも、また、複数の搬送波の変調信号であっても良
い。
【００４８】次に図３に本発明の第２の実施例を示す。
第１の実施例では送信電力制御（ＴＰＣ）信号を用いて
送信出力電力を算出した。しかしこの第２の実施例では
ベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の振幅を基に出力電力制
御を行う。これに伴い、電力増幅器（ＨＰＡ）のゲイン
は一定であるとする。
第１の実施例では送信電力制御（ＴＰＣ）信号を用いて
送信出力電力を算出した。しかしこの第２の実施例では
ベースバンド入力信号ｘ（ｔ）の振幅を基に出力電力制
御を行う。これに伴い、電力増幅器（ＨＰＡ）のゲイン
は一定であるとする。
【００４９】電力演算部２２−１８は、送信信号ｘ
（ｔ）の振幅を算出し、該振幅から送信出力電力を算出
する。この送信出力電力に対して、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の効率が最大となるバイアス電圧をバイアス電圧制
御部２１−１において決定し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
１−２，２１−３出力電圧を制御する。
（ｔ）の振幅を算出し、該振幅から送信出力電力を算出
する。この送信出力電力に対して、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の効率が最大となるバイアス電圧をバイアス電圧制
御部２１−１において決定し、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
１−２，２１−３出力電圧を制御する。
【００５０】なお、バイアス電圧を送信出力電力に対応
して制御する構成としても良いし、送信出力信号の振幅
に対応して制御する構成としてもよい。また、バイアス
電圧制御の後に歪み補償制御を行う動作フローを繰り返
し行う構成とすることもできる。
して制御する構成としても良いし、送信出力信号の振幅
に対応して制御する構成としてもよい。また、バイアス
電圧制御の後に歪み補償制御を行う動作フローを繰り返
し行う構成とすることもできる。
【００５１】次に図４に本発明の第３の実施例を示す。
この実施例は、第２の実施例と同様の構成において、バ
イアス電圧を決定する際に、予め送信出力電力に対する
バイアス電圧をテーブル化してメモリー４−１に記憶し
ておき、該バイアス電圧をメモリー４−１から読み出す
ことによってバイアス電圧制御を行う。
この実施例は、第２の実施例と同様の構成において、バ
イアス電圧を決定する際に、予め送信出力電力に対する
バイアス電圧をテーブル化してメモリー４−１に記憶し
ておき、該バイアス電圧をメモリー４−１から読み出す
ことによってバイアス電圧制御を行う。
【００５２】ここで、バイアス電圧を記憶するテーブル
は製造時の最後の工程で試験動作させて記憶させても良
いし、複数の電力増幅器（ＨＰＡ）の平均値を基に決定
した典型的なデータを記憶させても良い。また、経年変
化に対応するため、一定時間経過した時点でバイアス電
圧データを書き換えるようにしても良い。
は製造時の最後の工程で試験動作させて記憶させても良
いし、複数の電力増幅器（ＨＰＡ）の平均値を基に決定
した典型的なデータを記憶させても良い。また、経年変
化に対応するため、一定時間経過した時点でバイアス電
圧データを書き換えるようにしても良い。
【００５３】次に図５に本発明の第４の実施例を示す。
前述の第１〜第３の実施例では、歪み補償装置（リニア
ライザ）の歪補償テーブル２２−１１が、送信信号電力
に対する１次元テーブルのものであった。この第４の実
施例では、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧をもう
１つのパラメータとして歪補償テーブル２２−１１に追
加したもので、歪み補償係数を送信電力とバイアス電圧
との２つのパラメータに対応させて記憶保持する２次元
の歪補償テーブル５−１としたものである。こうするこ
とにより、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧に応じ
た歪み補償係数を用いることができ、第１乃至第３の実
施例と比較して歪み補償の収束時間を短縮することが可
能となる。
前述の第１〜第３の実施例では、歪み補償装置（リニア
ライザ）の歪補償テーブル２２−１１が、送信信号電力
に対する１次元テーブルのものであった。この第４の実
施例では、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧をもう
１つのパラメータとして歪補償テーブル２２−１１に追
加したもので、歪み補償係数を送信電力とバイアス電圧
との２つのパラメータに対応させて記憶保持する２次元
の歪補償テーブル５−１としたものである。こうするこ
とにより、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧に応じ
た歪み補償係数を用いることができ、第１乃至第３の実
施例と比較して歪み補償の収束時間を短縮することが可
能となる。
【００５４】次に図６に本発明の第５の実施例を示す。
前述の第１乃至第４の実施例による電力増幅器（ＨＰ
Ａ）のバイアス電圧制御において、急峻なバイアス電圧
変化を行うと、電力増幅器（ＨＰＡ）の出力信号のスペ
クトラムが広がり、雑音成分が急に増大してしまう。即
ち、歪みが増加してしまう。
前述の第１乃至第４の実施例による電力増幅器（ＨＰ
Ａ）のバイアス電圧制御において、急峻なバイアス電圧
変化を行うと、電力増幅器（ＨＰＡ）の出力信号のスペ
クトラムが広がり、雑音成分が急に増大してしまう。即
ち、歪みが増加してしまう。
【００５５】そこで、例えば図５の第４の実施例と同様
の構成において、バイアス電圧の急激な変化を抑えるた
め、図６の（ａ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１−１，２１−２の出力にローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）６−１，６−２を挿入し、高周波成分を除去する。
こうすることにより、図６（ｂ）に示すようにバイアス
電圧変化が滑らかになり、バイアス電圧の急変による歪
みを低く抑えることができ、バイアス電圧の急峻な変化
による電力増幅器（ＨＰＡ）出力信号のスペクトラムの
広がりを低減することができる。
の構成において、バイアス電圧の急激な変化を抑えるた
め、図６の（ａ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１−１，２１−２の出力にローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）６−１，６−２を挿入し、高周波成分を除去する。
こうすることにより、図６（ｂ）に示すようにバイアス
電圧変化が滑らかになり、バイアス電圧の急変による歪
みを低く抑えることができ、バイアス電圧の急峻な変化
による電力増幅器（ＨＰＡ）出力信号のスペクトラムの
広がりを低減することができる。
【００５６】次に図７に本発明の第６の実施例を示す。
第１乃至第５の実施例においては、１つ又は複数の搬送
波送信信号に対して、歪み補償装置（リニアライザ）を
動作させた。その際、送信信号と歪み補償信号とを合わ
せた信号に対してディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
によりディジタルアナログ変換を行っている。このた
め、アナログ変換器（ＤＡＣ）には高分解能でかつ変換
速度が高速であることが求められる。
第１乃至第５の実施例においては、１つ又は複数の搬送
波送信信号に対して、歪み補償装置（リニアライザ）を
動作させた。その際、送信信号と歪み補償信号とを合わ
せた信号に対してディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
によりディジタルアナログ変換を行っている。このた
め、アナログ変換器（ＤＡＣ）には高分解能でかつ変換
速度が高速であることが求められる。
【００５７】そこで、図７に示す構成のように、歪み補
償信号と送信信号とを分けてディジタルアナログ変換を
行う。具体的には、１つ又は複数の送信信号のみを第１
のディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）７−１によりデ
ィジタルアナログ変換する。
償信号と送信信号とを分けてディジタルアナログ変換を
行う。具体的には、１つ又は複数の送信信号のみを第１
のディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）７−１によりデ
ィジタルアナログ変換する。
【００５８】次に、第１乃至第５の実施例と同様に歪補
償テーブル５−１から読み出した歪み補償係数を乗算器
２２−２０で送信信号に乗じて歪み補償した送信信号か
ら、減算器７−２で送信信号を減算して歪み補償信号の
みを作成し、該歪み補償信号のみを第２のディジタルア
ナログ変換器（ＤＡＣ）７−３によりディジタルアナロ
グ変換する。これら別々にディジタルアナログ変換した
２つの信号を加算器７−４で加算した信号を電力増幅器
（ＨＰＡ）に入力する。以降の動作については、第１乃
至第５の実施例と同様制御を行う。これによりディジタ
ルアナログ変換器（ＤＡＣ）のビット数を減らすことが
できる。
償テーブル５−１から読み出した歪み補償係数を乗算器
２２−２０で送信信号に乗じて歪み補償した送信信号か
ら、減算器７−２で送信信号を減算して歪み補償信号の
みを作成し、該歪み補償信号のみを第２のディジタルア
ナログ変換器（ＤＡＣ）７−３によりディジタルアナロ
グ変換する。これら別々にディジタルアナログ変換した
２つの信号を加算器７−４で加算した信号を電力増幅器
（ＨＰＡ）に入力する。以降の動作については、第１乃
至第５の実施例と同様制御を行う。これによりディジタ
ルアナログ変換器（ＤＡＣ）のビット数を減らすことが
できる。
【００５９】この実施例において４つの搬送波の送信信
号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）を
送信する例を示しているが、４つの搬送波の送信信号を
送信する場合の隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）の
算出について、図８を参照して説明する。
号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）を
送信する例を示しているが、４つの搬送波の送信信号を
送信する場合の隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＬＲ）の
算出について、図８を参照して説明する。
【００６０】図８において、最も低い周波数の搬送波の
送信信号電力Ｐ１（図８において斜線でハッチングされ
た部分の面積）と、隣接チャネル漏洩電力Ｐ１１（図８
において縦線でハッチングされた部分の面積）及び次隣
接チャネル漏洩電力Ｐ１２（図８において横線でハッチ
ングされた部分の面積）を算出する。これらを用いて隣
接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ１１及び次隣接チャネル
漏洩電力比ＡＣＬＲ１２を以下の算出式により算出す
る。 ＡＣＬＲ１１＝Ｐ１１÷Ｐ１ （式１１） ＡＣＬＲ１２＝Ｐ１２÷Ｐ１ （式１２）
送信信号電力Ｐ１（図８において斜線でハッチングされ
た部分の面積）と、隣接チャネル漏洩電力Ｐ１１（図８
において縦線でハッチングされた部分の面積）及び次隣
接チャネル漏洩電力Ｐ１２（図８において横線でハッチ
ングされた部分の面積）を算出する。これらを用いて隣
接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ１１及び次隣接チャネル
漏洩電力比ＡＣＬＲ１２を以下の算出式により算出す
る。 ＡＣＬＲ１１＝Ｐ１１÷Ｐ１ （式１１） ＡＣＬＲ１２＝Ｐ１２÷Ｐ１ （式１２）
【００６１】同様に、最も高い周波数の搬送波の送信信
号電力Ｐ４に対しても同様に、隣接チャネル漏洩電力比
ＡＣＬＲ４１及び次隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ４
２が計算される。 ＡＣＬＲ４１＝Ｐ４１÷Ｐ４ （式１３） ＡＣＬＲ４２＝Ｐ４２÷Ｐ４ （式１４）
号電力Ｐ４に対しても同様に、隣接チャネル漏洩電力比
ＡＣＬＲ４１及び次隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ４
２が計算される。 ＡＣＬＲ４１＝Ｐ４１÷Ｐ４ （式１３） ＡＣＬＲ４２＝Ｐ４２÷Ｐ４ （式１４）
【００６２】次に図９に本発明の第７の実施例を示す。
この実施例は、第１乃至第６の実施例と同様の非線形領
域での歪み補償動作において、歪み補償動作の発散を防
ぐために、送信信号の振幅の抑制制御を行うようにした
ものである。非線形領域での歪み補償動作では、図１７
の入出力特性に示すように電力増幅器（ＨＰＡ）の入力
振幅に対する出力振幅が線形領域と比較して小さいもの
となってしまう。
この実施例は、第１乃至第６の実施例と同様の非線形領
域での歪み補償動作において、歪み補償動作の発散を防
ぐために、送信信号の振幅の抑制制御を行うようにした
ものである。非線形領域での歪み補償動作では、図１７
の入出力特性に示すように電力増幅器（ＨＰＡ）の入力
振幅に対する出力振幅が線形領域と比較して小さいもの
となってしまう。
【００６３】しかし、歪み補償の制御は線形領域と同じ
ように制御する。つまり、振幅を大きくするよう制御し
ているにも拘わらず、出力信号の振幅大きくならないた
め、更に振幅を大きくするよう制御してしまう。その結
果、電力増幅器（ＨＰＡ）の入力信号の振幅が大きくな
り過ぎてダイナミックレンジを超え歪んでしまう。その
ため、歪み補償制御が発散し、歪みが益々大きくなって
しまう。
ように制御する。つまり、振幅を大きくするよう制御し
ているにも拘わらず、出力信号の振幅大きくならないた
め、更に振幅を大きくするよう制御してしまう。その結
果、電力増幅器（ＨＰＡ）の入力信号の振幅が大きくな
り過ぎてダイナミックレンジを超え歪んでしまう。その
ため、歪み補償制御が発散し、歪みが益々大きくなって
しまう。
【００６４】そこで、図９（ａ）に示すように、送信信
号がディジタルアナログ変換器ＤＡＣのダイナミックレ
ンジの対する閾値又は上限値を超えたことを検出するＤ
ＡＣリミットオーバ検出部９−１を設け、該ＤＡＣリミ
ットオーバ検出部９−１により閾値又は上限値を超えた
ことを検出した場合、送信出力のフィードバック信号の
振幅を増幅する。
号がディジタルアナログ変換器ＤＡＣのダイナミックレ
ンジの対する閾値又は上限値を超えたことを検出するＤ
ＡＣリミットオーバ検出部９−１を設け、該ＤＡＣリミ
ットオーバ検出部９−１により閾値又は上限値を超えた
ことを検出した場合、送信出力のフィードバック信号の
振幅を増幅する。
【００６５】即ち、ＤＡＣリミットオーバ検出部９−１
において、送信信号が閾値又は上限値を超えたことを検
出すると、その送信信号の振幅を算出し、該振幅の算出
結果をゲイン設定部９−２に送出する。ゲイン設定部９
−２では該送信信号の振幅に応じたゲインを設定し、該
ゲインを乗算器９−３に出力し、乗算器９−３は該ゲイ
ンを送信出力のフィードバック信号に乗じて減算器２２
−４０に出力する。なお、この動作フローを図９（ｂ）
に示している。
において、送信信号が閾値又は上限値を超えたことを検
出すると、その送信信号の振幅を算出し、該振幅の算出
結果をゲイン設定部９−２に送出する。ゲイン設定部９
−２では該送信信号の振幅に応じたゲインを設定し、該
ゲインを乗算器９−３に出力し、乗算器９−３は該ゲイ
ンを送信出力のフィードバック信号に乗じて減算器２２
−４０に出力する。なお、この動作フローを図９（ｂ）
に示している。
【００６６】こうすることにより、減算器２２−４０へ
のフィードバック信号の振幅が見かけ上大きくなるた
め、歪み補償制御の発散を防ぐことができる。即ち、或
る出力電力に対して電力増幅器（ＨＰＡ）の効率が最大
となる点においても、歪み補償制御が正常動作するよう
になる。これにより、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス
電圧制御と歪み補償制御とにより、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の電力付加効率を飛躍的に向上させることができ
る。
のフィードバック信号の振幅が見かけ上大きくなるた
め、歪み補償制御の発散を防ぐことができる。即ち、或
る出力電力に対して電力増幅器（ＨＰＡ）の効率が最大
となる点においても、歪み補償制御が正常動作するよう
になる。これにより、電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス
電圧制御と歪み補償制御とにより、電力増幅器（ＨＰ
Ａ）の電力付加効率を飛躍的に向上させることができ
る。
【００６７】次に図１０に本発明の第８の実施例を示
す。第１乃至第７の実施例では、電力増幅器（ＨＰＡ）
のバイアス電圧を与えるバイアスティー２１−５，２１
−６の周波数特性と電力増幅器（ＨＰＡ）の入出力イン
ピーダンスとから、バイアス電圧制御に遅延が生じる場
合がある。
す。第１乃至第７の実施例では、電力増幅器（ＨＰＡ）
のバイアス電圧を与えるバイアスティー２１−５，２１
−６の周波数特性と電力増幅器（ＨＰＡ）の入出力イン
ピーダンスとから、バイアス電圧制御に遅延が生じる場
合がある。
【００６８】その対策として第８の実施例では、電力増
幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧制御が安定状態になって
から送信信号が電力増幅器（ＨＰＡ）に入力されるよ
う、送信信号をシフトレジスタ等の遅延素子（Ｄ’）１
０−１により遅延させて電力増幅器（ＨＰＡ）に入力す
るようにしたものである。これにより、電力増幅器（Ｈ
ＰＡ）のバイアス電圧制御の精度・安定性を向上させる
ことができる。
幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧制御が安定状態になって
から送信信号が電力増幅器（ＨＰＡ）に入力されるよ
う、送信信号をシフトレジスタ等の遅延素子（Ｄ’）１
０−１により遅延させて電力増幅器（ＨＰＡ）に入力す
るようにしたものである。これにより、電力増幅器（Ｈ
ＰＡ）のバイアス電圧制御の精度・安定性を向上させる
ことができる。
【００６９】次に図１１に本発明の第９の実施例を示
す。この第９の実施例は、前述の第８の実施例における
遅延素子（Ｄ’）１０−１の遅延量を、送信信号の電力
を算出する電力演算部２２−１８の算出結果を基に算出
する遅延量制御部１１−１を設け、該遅延量制御部１１
−１により遅延素子（Ｄ’）１０−１の遅延量を制御す
るようにしたものである。これにより、電力増幅器（Ｈ
ＰＡ）のバイアス電圧制御の精度・安定性を改善するこ
とができる。
す。この第９の実施例は、前述の第８の実施例における
遅延素子（Ｄ’）１０−１の遅延量を、送信信号の電力
を算出する電力演算部２２−１８の算出結果を基に算出
する遅延量制御部１１−１を設け、該遅延量制御部１１
−１により遅延素子（Ｄ’）１０−１の遅延量を制御す
るようにしたものである。これにより、電力増幅器（Ｈ
ＰＡ）のバイアス電圧制御の精度・安定性を改善するこ
とができる。
【００７０】次に図１２に本発明の第１０の実施例を示
す。この第１０の実施例は、第８の実施例における遅延
素子（Ｄ’）１０−１の遅延量を、送信信号の電力レベ
ルに応じた歪み補償係数を記憶保持する歪補償テーブル
１２−１に、送信信号の電力レベルに応じた遅延量を記
憶保持し、該歪補償テーブル１２−１から送信信号の電
力レベルに応じた遅延量を読み出して、遅延素子
（Ｄ’）１０−１の遅延量を制御するようにしたもので
ある。
す。この第１０の実施例は、第８の実施例における遅延
素子（Ｄ’）１０−１の遅延量を、送信信号の電力レベ
ルに応じた歪み補償係数を記憶保持する歪補償テーブル
１２−１に、送信信号の電力レベルに応じた遅延量を記
憶保持し、該歪補償テーブル１２−１から送信信号の電
力レベルに応じた遅延量を読み出して、遅延素子
（Ｄ’）１０−１の遅延量を制御するようにしたもので
ある。
【００７１】次に図１３に本発明の第１１の実施例を示
す。この第１１の実施例は、歪補償前の送信信号振幅か
ら送信電力を算出する送信電力演算部２２−１８の出力
と、送信電力制御（ＴＰＣ）信号との差分を基に送信電
力を補正する送信電力補正部１３−１を新たに付加した
ものである。
す。この第１１の実施例は、歪補償前の送信信号振幅か
ら送信電力を算出する送信電力演算部２２−１８の出力
と、送信電力制御（ＴＰＣ）信号との差分を基に送信電
力を補正する送信電力補正部１３−１を新たに付加した
ものである。
【００７２】図１４にこの第１１の実施例の動作フロー
を示す。送信電力演算部２２−１８において、歪補償前
の振幅値を算出し（ステップ１４−１）、送信電力Ｐ
x(t)を算出する（ステップ１４−２）。送信電力制御
（ＴＰＣ）信号を用いて送信電力ＰTPC を算出する（ス
テップ１４−３）。
を示す。送信電力演算部２２−１８において、歪補償前
の振幅値を算出し（ステップ１４−１）、送信電力Ｐ
x(t)を算出する（ステップ１４−２）。送信電力制御
（ＴＰＣ）信号を用いて送信電力ＰTPC を算出する（ス
テップ１４−３）。
【００７３】送信電力補正部１３−１において、これら
ＰTPC とＰx(t)との差分を算出し、該差分の値に応じて
送信電力を補正し（ステップ１４−４）、該補正した送
信電力により、電力増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を算出
して制御し（ステップ１４−５）、歪み補償装置（リニ
アライザ）を動作させる（ステップ１４−６）。
ＰTPC とＰx(t)との差分を算出し、該差分の値に応じて
送信電力を補正し（ステップ１４−４）、該補正した送
信電力により、電力増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を算出
して制御し（ステップ１４−５）、歪み補償装置（リニ
アライザ）を動作させる（ステップ１４−６）。
【００７４】ここで、ＰTPC −Ｐx(t)≧０の場合、Ｐ
x(t)で最も電力付加効率が改善されるように電力増幅器
（ＨＰＡ）の電源電圧を制御する。また、ＰTPC −Ｐ
x(t)＜０の場合、ＰTPC で最も電力付加効率が改善され
るように電力増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を制御する。
こうすることにより、送信電力の精度を高めることがで
きる。
x(t)で最も電力付加効率が改善されるように電力増幅器
（ＨＰＡ）の電源電圧を制御する。また、ＰTPC −Ｐ
x(t)＜０の場合、ＰTPC で最も電力付加効率が改善され
るように電力増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を制御する。
こうすることにより、送信電力の精度を高めることがで
きる。
【００７５】次に図１５に本発明の第１２の実施例を示
す。この第１２の実施例は、歪補償後の送信信号振幅か
ら送信電力を算出する送信電力演算部１５−１の出力
と、送信電力制御（ＴＰＣ）信号との差分を基に、送信
電力を補正する送信電力補正部１５−２を新たに付加し
たものである。
す。この第１２の実施例は、歪補償後の送信信号振幅か
ら送信電力を算出する送信電力演算部１５−１の出力
と、送信電力制御（ＴＰＣ）信号との差分を基に、送信
電力を補正する送信電力補正部１５−２を新たに付加し
たものである。
【００７６】図１６にこの第１２の実施例の動作フロー
を示す。送信電力演算部１５−１において、歪補償後の
送信信号の振幅値を算出し（ステップ１６−１）、送信
電力Ｐx(t)を算出する（ステップ１６−２）。また、送
信電力制御（ＴＰＣ）信号を用いて送信電力ＰTPC を算
出する（ステップ１６−３）。
を示す。送信電力演算部１５−１において、歪補償後の
送信信号の振幅値を算出し（ステップ１６−１）、送信
電力Ｐx(t)を算出する（ステップ１６−２）。また、送
信電力制御（ＴＰＣ）信号を用いて送信電力ＰTPC を算
出する（ステップ１６−３）。
【００７７】送信電力補正部１５−２において、これら
ＰTPC とＰx(t)との差分を算出し、該差分の値に応じて
送信電力を補正し（ステップ１６−４）、該補正した送
信電力により、電力増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を算出
して制御し（ステップ１６−５）、歪み補償装置（リニ
アライザ）を動作させる（ステップ１６−６）。
ＰTPC とＰx(t)との差分を算出し、該差分の値に応じて
送信電力を補正し（ステップ１６−４）、該補正した送
信電力により、電力増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を算出
して制御し（ステップ１６−５）、歪み補償装置（リニ
アライザ）を動作させる（ステップ１６−６）。
【００７８】第１２の実施例においても第１１の実施例
と同様に、ＰTPC −Ｐx(t)≧０の場合、Ｐx(t)で最も電
力付加効率が改善されるように電力増幅器（ＨＰＡ）の
電源電圧を制御する。また、ＰTPC −Ｐx(t)＜０の場
合、ＰTPC で最も電力付加効率が改善されるように電力
増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を制御する。第１２の実施
例は、歪補償後の送信信号を用いるため、更に精度の高
い送信電力の補正が可能となる。
と同様に、ＰTPC −Ｐx(t)≧０の場合、Ｐx(t)で最も電
力付加効率が改善されるように電力増幅器（ＨＰＡ）の
電源電圧を制御する。また、ＰTPC −Ｐx(t)＜０の場
合、ＰTPC で最も電力付加効率が改善されるように電力
増幅器（ＨＰＡ）の電源電圧を制御する。第１２の実施
例は、歪補償後の送信信号を用いるため、更に精度の高
い送信電力の補正が可能となる。
【００７９】（付記１） 送信すべき信号を増幅する電
力増幅器と、該電力増幅器に入力される送信入力信号と
該電力増幅器から出力される送信出力信号のフィードバ
ック信号との誤差を基に、該電力増幅器の歪みを補償す
る歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新部、該歪み
補償係数を記憶保持する歪み補償係数記憶部、送信入力
信号のレベルに対応した歪み補償係数を該歪み補償係数
記憶部から読み出して該送信入力信号に乗じる歪み補償
係数乗算部を有する歪み補償手段と、送信電力制御信号
又は前記送信入力信号のレベルを基に、最良の電力効率
が得られるバイアス電圧を前記電力増幅器に加える電力
増幅器バイアス電圧制御手段と、を備えたことを特徴と
する歪み補償機能を有する無線機。 （付記２） 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段は、
最良の電力効率が得られるバイアス電圧を予め記憶した
メモリーを備え、該メモリーから最良の電力効率が得ら
れるバイアス電圧を読み出して前記電力増幅器に加える
ことを特徴とする付記１に記載の歪み補償機能を有する
無線機。 （付記３） 前記歪み補償係数記憶部は、前記送信入力
信号のレベル及び前記電力増幅器のバイアス電圧にそれ
ぞれ対応した歪み補償係数を記憶保持し、前記歪み補償
手段は、送信入力信号のレベル及び電力増幅器のバイア
ス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を該歪み補償係
数記憶部から読み出して送信入力信号に乗じることを特
徴とする付記１乃至２の何れかに記載の歪み補償機能を
有する無線機。 （付記４） 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段は、
前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を滑らかに変化さ
せる手段を備えたことを特徴とする付記１乃至３の何れ
かに記載の歪み補償機能を有する無線機。 （付記５） 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段は、
前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を、ローパスフィ
ルタを介して加えることを特徴とする付記４に記載の歪
み補償機能を有する無線機。 （付記６） 前記電力増幅器に入力する信号を、送信入
力信号と、該送信入力信号に歪み補償係数を乗じた信号
から該送信入力信号を差し引いた歪み補償信号とに分離
し、該送信入力信号と該歪み補償信号とをそれぞれ別々
に、ディジタル信号からアナログ信号に変換するディジ
タルアナログ変換器を通した後に加え合わせて前記電力
増幅器に入力することを特徴とする付記１乃至５に記載
の歪み補償機能を有する無線機。 （付記７） 前記歪み補償手段により送信入力信号に対
して歪み補償を行った後の信号であって、ディジタル信
号からアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換
器を経て電力増幅器へ入力される前の信号のレベルが所
定の閾値を超えたか否かを検出するリミットオーバ検出
部と、該リミットオーバ検出部で該信号が所定の閾値を
超えたことを検出した場合に、前記電力増幅器から出力
される送信出力信号のフィードバック信号のレベルを増
大させるゲイン係数を設定するゲイン設定部と、該ゲイ
ン設定部から出力されるゲイン係数を該送信出力信号の
フィードバック信号乗じる乗算部と、を備えたことを特
徴とする付記１乃至６の何れかに記載の歪み補償機能を
有する無線機。 （付記８） 前記歪み補償手段から出力される歪み補償
後の信号が電力増幅器へ入力されるタイミングと、前記
電力増幅器バイアス電圧制御手段による電力増幅器への
バイアス電圧設定タイミングとを調整するために、該歪
み補償手段から出力される歪み補償後の信号を、遅延素
子を介して電力増幅器へ入力することを特徴とする付記
１乃至７の何れかに記載の歪み補償機能を有する無線
機。 （付記９） 前記遅延素子の遅延量を、送信入力信号の
レベルに応じて制御する手段を備えたことを特徴とする
付記８に記載の歪み補償機能を有する無線機。 （付記１０） 前記送信入力信号のレベルに応じた歪み
補償係数を記憶する歪み補償係数記憶部に、前記遅延素
子の遅延量を指定する遅延量データを記憶させ、該歪み
補償係数記憶部から該遅延量データを読み出して該遅延
素子の遅延量を制御する手段を備えたことを特徴とする
付記８に記載の歪み補償機能を有する無線機。 （付記１１） 歪補償前の送信入力信号の振幅から送信
電力を算出する送信電力演算部の出力と、送信電力制御
信号との差分を基に送信電力を補正する送信電力補正部
を付加したことを特徴とする付記１乃至１０記載の歪み
補償機能を有する無線機。 （付記１２） 歪補償後の送信入力信号の振幅から送信
電力を算出する送信電力演算部の出力と、送信電力制御
信号との差分を基に送信電力を補正する送信電力補正部
を付加したことを特徴とする付記１乃至１０記載の歪み
補償機能を有する無線機。
力増幅器と、該電力増幅器に入力される送信入力信号と
該電力増幅器から出力される送信出力信号のフィードバ
ック信号との誤差を基に、該電力増幅器の歪みを補償す
る歪み補償係数を更新する歪み補償係数更新部、該歪み
補償係数を記憶保持する歪み補償係数記憶部、送信入力
信号のレベルに対応した歪み補償係数を該歪み補償係数
記憶部から読み出して該送信入力信号に乗じる歪み補償
係数乗算部を有する歪み補償手段と、送信電力制御信号
又は前記送信入力信号のレベルを基に、最良の電力効率
が得られるバイアス電圧を前記電力増幅器に加える電力
増幅器バイアス電圧制御手段と、を備えたことを特徴と
する歪み補償機能を有する無線機。 （付記２） 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段は、
最良の電力効率が得られるバイアス電圧を予め記憶した
メモリーを備え、該メモリーから最良の電力効率が得ら
れるバイアス電圧を読み出して前記電力増幅器に加える
ことを特徴とする付記１に記載の歪み補償機能を有する
無線機。 （付記３） 前記歪み補償係数記憶部は、前記送信入力
信号のレベル及び前記電力増幅器のバイアス電圧にそれ
ぞれ対応した歪み補償係数を記憶保持し、前記歪み補償
手段は、送信入力信号のレベル及び電力増幅器のバイア
ス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を該歪み補償係
数記憶部から読み出して送信入力信号に乗じることを特
徴とする付記１乃至２の何れかに記載の歪み補償機能を
有する無線機。 （付記４） 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段は、
前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を滑らかに変化さ
せる手段を備えたことを特徴とする付記１乃至３の何れ
かに記載の歪み補償機能を有する無線機。 （付記５） 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段は、
前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を、ローパスフィ
ルタを介して加えることを特徴とする付記４に記載の歪
み補償機能を有する無線機。 （付記６） 前記電力増幅器に入力する信号を、送信入
力信号と、該送信入力信号に歪み補償係数を乗じた信号
から該送信入力信号を差し引いた歪み補償信号とに分離
し、該送信入力信号と該歪み補償信号とをそれぞれ別々
に、ディジタル信号からアナログ信号に変換するディジ
タルアナログ変換器を通した後に加え合わせて前記電力
増幅器に入力することを特徴とする付記１乃至５に記載
の歪み補償機能を有する無線機。 （付記７） 前記歪み補償手段により送信入力信号に対
して歪み補償を行った後の信号であって、ディジタル信
号からアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換
器を経て電力増幅器へ入力される前の信号のレベルが所
定の閾値を超えたか否かを検出するリミットオーバ検出
部と、該リミットオーバ検出部で該信号が所定の閾値を
超えたことを検出した場合に、前記電力増幅器から出力
される送信出力信号のフィードバック信号のレベルを増
大させるゲイン係数を設定するゲイン設定部と、該ゲイ
ン設定部から出力されるゲイン係数を該送信出力信号の
フィードバック信号乗じる乗算部と、を備えたことを特
徴とする付記１乃至６の何れかに記載の歪み補償機能を
有する無線機。 （付記８） 前記歪み補償手段から出力される歪み補償
後の信号が電力増幅器へ入力されるタイミングと、前記
電力増幅器バイアス電圧制御手段による電力増幅器への
バイアス電圧設定タイミングとを調整するために、該歪
み補償手段から出力される歪み補償後の信号を、遅延素
子を介して電力増幅器へ入力することを特徴とする付記
１乃至７の何れかに記載の歪み補償機能を有する無線
機。 （付記９） 前記遅延素子の遅延量を、送信入力信号の
レベルに応じて制御する手段を備えたことを特徴とする
付記８に記載の歪み補償機能を有する無線機。 （付記１０） 前記送信入力信号のレベルに応じた歪み
補償係数を記憶する歪み補償係数記憶部に、前記遅延素
子の遅延量を指定する遅延量データを記憶させ、該歪み
補償係数記憶部から該遅延量データを読み出して該遅延
素子の遅延量を制御する手段を備えたことを特徴とする
付記８に記載の歪み補償機能を有する無線機。 （付記１１） 歪補償前の送信入力信号の振幅から送信
電力を算出する送信電力演算部の出力と、送信電力制御
信号との差分を基に送信電力を補正する送信電力補正部
を付加したことを特徴とする付記１乃至１０記載の歪み
補償機能を有する無線機。 （付記１２） 歪補償後の送信入力信号の振幅から送信
電力を算出する送信電力演算部の出力と、送信電力制御
信号との差分を基に送信電力を補正する送信電力補正部
を付加したことを特徴とする付記１乃至１０記載の歪み
補償機能を有する無線機。
【００８０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
送信信号を増幅する電力増幅器の歪みを補償する歪み補
償手段と、電力増幅器の最良の電力付加効率が得られる
バイアス電圧を加える電力増幅器バイアス電圧制御手段
とを備えることにより、歪みの無い送信信号を効率良く
送信することができ、これに伴って消費電力及び放熱量
を低減し、放熱板等の小型化又は省略化により、電力増
幅器を含む無線機全体の小型化・軽量化を図ることがで
きる。
送信信号を増幅する電力増幅器の歪みを補償する歪み補
償手段と、電力増幅器の最良の電力付加効率が得られる
バイアス電圧を加える電力増幅器バイアス電圧制御手段
とを備えることにより、歪みの無い送信信号を効率良く
送信することができ、これに伴って消費電力及び放熱量
を低減し、放熱板等の小型化又は省略化により、電力増
幅器を含む無線機全体の小型化・軽量化を図ることがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の出力電力と電力付加効率との関係を示
す図である。
す図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図４】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図５】本発明の第４の実施例を示す図である。
【図６】本発明の第５の実施例を示す図である。
【図７】本発明の第６の実施例を示す図である。
【図８】４キャリア送信信号の隣接チャネル漏洩電力を
示す図である。
示す図である。
【図９】本発明の第７の実施例を示す図である。
【図１０】本発明の第８の実施例を示す図である。
【図１１】本発明の第９の実施例を示す図である。
【図１２】本発明の第１０の実施例を示す図である。
【図１３】本発明の第１１の実施例を示す図である。
【図１４】本発明の第１１の実施例の動作フローを示す
図である。
図である。
【図１５】本発明の第１２の実施例を示す図である。
【図１６】本発明の第１２の実施例の動作フローを示す
図である。
図である。
【図１７】電力増幅器（ＨＰＡ）の入力電力に対する出
力電力と電力付加効率とを示す図である。
力電力と電力付加効率とを示す図である。
【図１８】隣接チャネル漏洩電力を示す図である。
【図１９】電力増幅器（ＨＰＡ）の線形領域と非線形領
域、及び電力付加効率を示す図である。
域、及び電力付加効率を示す図である。
【図２０】電力増幅器（ＨＰＡ）の効率改善のモデル及
びバイアス電圧制御による効率改善の様子を示す図であ
る。
びバイアス電圧制御による効率改善の様子を示す図であ
る。
【図２１】従来の電力増幅器（ＨＰＡ）のバイアス電圧
を制御する構成例を示す図である。
を制御する構成例を示す図である。
【図２２】歪み補償装置（リニアライザ）の構成を示す
図である。
図である。
２１−１ バイアス電圧制御部
２１−２，２１−３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２１−４ 電力増幅器（ＨＰＡ）
２１−５，２１−６ バイアスティー
２２−１１ 歪補償テーブル
２２−１３ 加算器
２２−１４，２２−１５，２２−１６ 乗算器
２２−１７ 複素共役変換回路
２２−２０ 乗算器
２２−４０ 減算器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA36 FA20
GN01 GN06 KA00 KA15 KA26
KA33 KA34 MA20 MA21 SA14
TA01 TA02 TA06 TA07
5J500 AA01 AA41 AC21 AC36 AF20
AK00 AK15 AK26 AK33 AK34
AM20 AM21 AS14 AT01 AT02
AT06 AT07
5K060 BB08 CC04 DD04 HH06 HH31
Claims (5)
- 【請求項１】 送信すべき信号を増幅する電力増幅器
と、 該電力増幅器に入力される送信入力信号と該電力増幅器
から出力される送信出力信号のフィードバック信号との
誤差を基に、該電力増幅器の歪みを補償する歪み補償係
数を更新する歪み補償係数更新部、該歪み補償係数を記
憶保持する歪み補償係数記憶部、送信入力信号のレベル
に対応した歪み補償係数を該歪み補償係数記憶部から読
み出して該送信入力信号に乗じる歪み補償係数乗算部を
有する歪み補償手段と、 送信電力制御信号又は前記送信入力信号のレベルを基
に、最良の電力効率が得られるバイアス電圧を前記電力
増幅器に加える電力増幅器バイアス電圧制御手段と、を
備えたことを特徴とする歪み補償機能を有する無線機。 - 【請求項２】 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段
は、最良の電力効率が得られるバイアス電圧を予め記憶
したメモリーを備え、該メモリーから最良の電力効率が
得られるバイアス電圧を読み出して前記電力増幅器に加
えることを特徴とする請求項１に記載の歪み補償機能を
有する無線機。 - 【請求項３】 前記歪み補償係数記憶部は、前記送信入
力信号のレベル及び前記電力増幅器のバイアス電圧にそ
れぞれ対応した歪み補償係数を記憶保持し、前記歪み補
償手段は、送信入力信号のレベル及び電力増幅器のバイ
アス電圧にそれぞれ対応した歪み補償係数を該歪み補償
係数記憶部から読み出して送信入力信号に乗じることを
特徴とする請求項１乃至２の何れかに記載の歪み補償機
能を有する無線機。 - 【請求項４】 前記電力増幅器バイアス電圧制御手段
は、前記電力増幅器に加えるバイアス電圧を滑らかに変
化させる手段を備えたことを特徴とする付記１乃至３の
何れかに記載の歪み補償機能を有する無線機。 - 【請求項５】 前記歪み補償手段から出力される歪み補
償後の信号が電力増幅器へ入力されるタイミングと、前
記電力増幅器バイアス電圧制御手段による電力増幅器へ
のバイアス電圧設定タイミングとを調整するために、該
歪み補償手段から出力される歪み補償後の信号を、遅延
素子を介して電力増幅器へ入力することを特徴とする請
求項１乃至４の何れかに記載の歪み補償機能を有する無
線機。
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