JP2003315120A - Electromagnetic flowmeter - Google Patents

Electromagnetic flowmeter

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JP2003315120A
JP2003315120A JP2002116288A JP2002116288A JP2003315120A JP 2003315120 A JP2003315120 A JP 2003315120A JP 2002116288 A JP2002116288 A JP 2002116288A JP 2002116288 A JP2002116288 A JP 2002116288A JP 2003315120 A JP2003315120 A JP 2003315120A
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伸 鈴木
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To efficiently suppress the fluctuation caused by the influence of a differential noise having a differential frequency between commercial power supply frequency and sampling frequency with a relatively simple circuit structure without largely increasing power consumption. <P>SOLUTION: In a read-in part 4, a digital flow rate signal 13 is read from a DC flow rate signal 12 to an arithmetic processing part 5 at a frequency ft by the integer portion of the differential frequency Δf between the commercial power supply frequency fn and excitation frequency fe of the commercial power supply noise included in a fluid. A measuring flow rate is calculated in the arithmetic processing part 5 by use of a read read-in digital flow rate signal 14. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【発明の属する技術分野】本発明は、電磁流量計に関
し、特に流体に混入している商用電源ノイズによる計測
流量のふらつきを抑制する機能を有する電磁流量計に関
するものである。 【0002】 【従来の技術】電磁流量計の計測対象となる流体は、ポ
ンプや電磁弁を通過する際、これら機器から生ずる50
Hz/60Hzの商用電源ノイズが流体に混入する場合
がある。このような商用電源ノイズが流体に混入してい
る場合、検出器から得られた信号起電力にも商用電源ノ
イズが重畳するため、その信号起電力をサンプリングし
て得られる直流流量信号にも、商用電源周波数とサンプ
リング周波数との差分周波数を有する差分ノイズが重畳
する。したがって、このような直流流量信号をデジタル
流量信号として取り込んだ場合、差分ノイズの影響で計
測流量にふらつきが生ずる。 【0003】従来、このような商用電源ノイズに起因す
る計測流量のふらつきを抑制する電磁流量計として、図
5に示すように、直流流量信号12の差分ノイズを除去
するための帯域減衰フィルタ(以下、BEFという)5
0を設けた電磁流量計が提案されている(例えば、特開
2000−258211号公報など参照)。同図におい
て、検出器10Bでは、所定の交流励磁電流に基づいて
管路内の流体に磁界を印加し、流体に発生した信号起電
力を検出信号として検出出力する。変換器10Aでは、
検出器10Bに対して所定の交流励磁電流を出力すると
ともに、検出器10Bからの検出信号を信号処理するこ
とにより管路内の流量を算出出力する。 【0004】励磁部7は、図6に示すように、スイッチ
ング部8からの励磁信号8Cに基づいて矩形波からなる
所定周波数の交流励磁電流を出力する。検出器10Bの
コイル9Cは、変換器10Aからの交流励磁電流により
励磁されて、管路9内を流れる流体に対して所定の磁界
を印加し、これにより流体の流速に応じた振幅を有する
信号起電力が発生する。この信号起電力は、管路9の内
壁であって対向する位置に設けられた検出電極9A,9
Bにより検出され、検出信号として変換器10Aに出力
される。 【0005】変換器10Aでは、初段増幅部1におい
て、ハイパスフィルタなどを用いて検出器10Bから得
られた検出信号のうち低周波数成分を減衰させることに
より、この検出信号に混入するパルス状ノイズや低周波
ノイズを減衰させるとともに、交流増幅し交流流量信号
11として出力する。 【0006】サンプルホールド部2では、スイッチング
部8からのスイッチング信号8A,8Bに基づいて、初
段増幅部1からの交流流量信号11のうちコイル9Cに
よる磁束微分ノイズの影響が少ない波形後短部(斜線ハ
ッチング部分)をサンプリングし直流流量信号12とし
て出力する。帯域減衰フィルタ50はサンプルホールド
部2からの直流流量信号12に含まれる、励磁周波数f
exと商用電源周波数fnとの差の周波数Δf=|fn
−fex|の差分ノイズ成分を減衰させる。演算処理部
5は、BEF50を介してサンプルホールド部2からの
直流流量信号12をデジタル流量信号として取り込み、
所定の演算処理を実行することにより所望の計測流量値
を算出し、出力部6で所定の流量信号(ループ電流)に
変換して出力する。このようにして、差分ノイズの影響
で生じるふらつきが抑制された計測流量を得ていた。 【0007】一方、上記のようにして差分ノイズを直接
低減させるのではなく、図7に示すように、各検出電極
9A,9Bから得られた電極電圧EA,EBの差分を示す
出力電圧ESを得ることにより、その元となる商用電源
ノイズを低減させるようにした電磁流量計もある。通
常、流体に混入する商用電源ノイズは、コモンモードノ
イズNCとして、各検出電極9A,9Bに等しく混入す
る場合が多い。このようなコモンモードノイズNCが混
入する場合、各検出電極9A,9Bと接地電位9Dの間
に生ずる電極電圧EA,EBは、各検出電極9A,9Bの
信号起電力をSA,SBとすると、 EA=SA+NCB=SB+NC となる。 【0008】このとき、信号起電力SA=−SBであるこ
とから、減算器51でこれら電極電圧EA,EBの差分を
とると、図8に示すように、コモンモードノイズNC
互いに打ち消された出力電圧ES、 ES=EA−EB=2SA が得られる。これとは逆に、加算器52で電極電圧
A,EBを加算すると、流量信号が互いにうち消され
て、商用電源ノイズを示すノイズ電圧EN、 EN=EA+EB=2NC が得られる。 【0009】このノイズ電圧から商用電源周波数を抽出
し、これに同期させて励磁することにより、減算器51
での演算を演算処理部5で行うことができる。すなわ
ち、図5に示したサンプルホールド部2と同様にして、
電極電圧EA,EBを半周期ごとにサンプリングし、半周
期だけ位相がずれたEA,EBを用いてESを求めればよ
い。このとき、励磁タイミングは商用電源周波数に同期
しているため、位相が半周期ずれたEA,EBに対して、
コモンモードノイズNCがそれぞれ等しく混入している
ことになり、位相のずれがなく、減算器51を用いるこ
となく効果的にコモンモードノイズNCをうち消すこと
ができる。このようにして、差分ノイズの影響で生じる
ふらつきが抑制された計測流量を得ていた。 【0010】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電磁流量計では、商用電源周波数とサンプリ
ング周波数との差分周波数を有する差分ノイズの影響で
生じるふらつきを抑制するためのアナログ信号処理回路
を追加する必要があり、製品コストの上昇や電力消費の
増大を招くという問題点があった。特に、最大消費電流
が4mA以下に制限される2線式電磁流量計において電
力消費の増大は深刻な問題となる。前者のように差分ノ
イズをBEFで除去する場合は、差分周波数付近の比較
的狭い周波数帯域を効果的に除去する必要があり、ある
程度の規模のフィルタ回路が必要となり、消費電力も増
大する。 【0011】また、後者のように元となる商用電源ノイ
ズを低減させる場合には、逆位相の電極電圧から商用電
源ノイズを精度よく除去するための減算回路や、商用電
源ノイズから商用電源周波数を精度よく抽出するための
加算回路が必要となり、消費電流も増大する。本発明は
このような課題を解決するためのものであり、商用電源
周波数とサンプリング周波数との差分周波数を有する差
分ノイズの影響で生じるふらつきを、比較的簡素な回路
構成で消費電力を余り増大させることなく効率よく抑制
できる電磁流量計を提供することを目的としている。 【0012】 【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明にかかる電磁流量計は、所定励磁周波
数の交流励磁電流により管路内の流体に磁界を印加し、
その流体から検出した信号起電力をサンプリングし、得
られた直流流量信号をデジタル流量信号として演算処理
部へ取込んで計測流量を算出する電磁流量計において、
流体に混入している商用電源ノイズの商用電源周波数と
励磁周波数との差分周波数の整数分の1の周波数で、直
流流量信号をデジタル流量信号として演算処理部へ取り
込む取込部を備えるようにしたものである。 【0013】好ましくは、本発明にかかる他の電磁流量
計は、演算処理部で、流体に混入している商用電源ノイ
ズの商用電源周波数と励磁周波数との差分周波数の整数
分の1の周波数で、直流流量信号から取り込んだデジタ
ル流量信号を用いて計測流量を算出するようにしたもの
である。 【0014】 【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図1は本発明の一実施の形
態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図であり、
同図において、前述の説明(図5参照)と同じまたは同
等部分には、同一符号を付してある。この電磁流量計に
おいて、検出器10Bは、所定の励磁電流に基づいて管
内の流体に磁界を印加し、流体に発生した信号起電力を
検出信号として検出出力する。変換器10Aは、検出器
10Bに対して所定の交流励磁電流を出力するととも
に、検出器10Bからの検出信号を信号処理することに
より管路9内の流量を算出出力する。 【0015】検出器10Bにおいて、検出電極9A,9
Bは被測定流体が流れる管路9の内壁に対向して配置さ
れ、流体に発生した信号起電力を検出する電極、コイル
9Cは変換器10Aからの励磁電流に基づいて励磁さ
れ、管路9内の流体に磁界を印加するコイルである。変
換器10Aにおいて、スイッチング部8は、所定クロッ
クに基づいてサンプリング信号8A,8Bおよび励磁信
号8Cを生成出力する回路部、励磁部7はスイッチング
部8からの励磁信号8Cに基づいて交流矩形波で所定周
波数の励磁電流を出力する回路部である。 【0016】初段増幅部1は、検出器10Bの検出電極
9A,9Bから得られた検出信号に混入するパルス状ノ
イズや低周波ノイズをハイパスフィルタで減衰させた
後、交流増幅回路によりその検出信号を交流増幅し、流
量に応じて振幅が変化する交流流量信号11として出力
する回路部である。サンプルホールド部2は、スイッチ
ング部8からのサンプリング信号8A,8Bに基づい
て、初段増幅部1からの交流流量信号11をサンプリン
グし、流量に応じて直流電位が変化する直流流量信号1
2として出力する回路部である。 【0017】A/D変換部3は、サンプルホールド部2
からの直流流量信号12をA/D変換しデジタル流量信
号13に変換して出力する回路部である。取込部4は、
演算処理部5からの取込制御信号17に基づき取込周波
数ftでA/D変換部3からのデジタル流量信号13を
取込デジタル流量信号14として演算処理部5へ取り込
む回路部である。 【0018】演算処理部5は、取込部4からの取込デジ
タル流量信号14に対して所定の演算処理を実行するこ
とにより所望の流量を算出するとともに、そのときの励
磁電流値に応じた調整係数に基づき算出した流量を補正
し、計測流量15として出力する回路部である。また演
算処理部5では、算出した計測流量に基づき励磁電流の
電流値の切替制御も行う。出力部6は演算処理部5から
出力された計測流量15を所定の流量信号(ループ電
流)16に変換して出力する回路部である。 【0019】次に、図2を参照して、本実施の形態にか
るる電磁流量計の動作について説明する。図2は本実施
の形態にかかわる電磁流量計の動作を示す信号波形図で
ある。スイッチング部8からの励磁信号8Cに基づい
て、商用電源周波数fnより高い所定周波数fexを有
する矩形波の交流励磁電流が変換器10Aの励磁部7か
ら検出器10Bのコイル9Cへ供給される。これによ
り、コイル9Cが励磁されて、管路9内を流れる流体に
対して所定の磁界が印加され、流体の流速に応じた振幅
を有する信号起電力が発生する。 【0020】この信号起電力は、管路9の内壁であって
対向する位置に設けられた検出電極9A,9Bにより検
出され、検出信号として変換器10Aに出力される。変
換器10Aの初段増幅部1では、検出器10Bから得ら
れた検出信号のうち低周波数成分が減衰されて、この検
出信号に混入するパルス状ノイズや低周波ノイズが減衰
されるとともに、交流増幅され交流流量信号11として
出力される。サンプルホールド部2では、スイッチング
部8からのスイッチング信号8A,8Bが示すサンプリ
ング期間に基づいて、初段増幅部1からの交流流量信号
11がサンプリングされ直流流量信号12として出力さ
れる。 【0021】なお、サンプリング期間は、初段増幅部1
からの交流流量信号11のうちコイル9Cによる磁束微
分ノイズの影響が少ない波形後短部(斜線ハッチング部
分)に設けられており、サンプルホールド部2では、こ
のサンプリング期間だけスイッチ2A,2Bをそれぞれ
短絡して交流流量信号11を積分し、直流流量信号12
として出力する。また、交流流量信号11が正側の場合
には、スイッチング信号8Aに基づいてスイッチ2Aの
みが短絡され、交流流量信号11が負側の場合には、そ
の交流流量信号11がインバータ2Cで反転された後、
スイッチング信号8Bに基づいてスイッチ2Bのみが短
絡される。 【0022】ここで、サンプルホールド部2から出力さ
れる直流流量信号12のノイズ特性について説明する。
前述のように、交流流量信号11に商用電源ノイズが混
入する場合、サンプルホールド部2でのサンプリング周
波数すなわち励磁周波数との関係で、直流流量信号12
に差分ノイズが発生し、結果として計測流量にふらつき
が発生する。 【0023】図3は直流流量信号に含まれる差分ノイズ
の周波数特性を示す説明図であり、直流流量信号12の
ふらつきは、励磁周波数fex(21)のm倍の周波数
と商用電源周波数fn(22)のn倍の周波数(m,n
は正整数)との差の周波数Δf=|mfex±nfn|
に発生する。特にm=1,n=1では、fex−fn
(23),fex+fn(24)は、励磁周波数fex
にも近く計測流量に対して比較的影響が大きい。 【0024】本実施の形態では、取込部4を設けて所定
のタイミングで直流流量信号を取り込むことにより、直
流流量信号に含まれる差分ノイズの影響によるふらつき
を抑制している。例えば、図2に示すように、差分ノイ
ズの周波数に同期させて直流流量信号12を取り込むこ
とにより、各取込タイミングにおける差分ノイズの量は
ほぼ等しくなり、ふらつきが抑制される。この取込タイ
ミングの周波数すなわち取込周波数ftは、差分ノイズ
の周波数すなわち差分周波数Δfの整数分の1倍であれ
ばよく、ft=Δf/k(但し、kは自然数)と表され
る。 【0025】なお、差分ノイズ成分24は、差分ノイズ
成分23よりも信号周波数成分(直流とその付近)から
離れた周波数に位置していることから、一般的なローパ
スフィルタで十分に減衰できる場合も多い。したがっ
て、差分ノイズ成分24については、その周波数が励磁
周波数fexより高く、演算処理部5での平均化処理に
よりある程度減衰されることから、取込部4において差
分ノイズ成分23のみを減衰させるようにしてもよい。 【0026】このようにして、直流流量信号12、ここ
ではA/D変換部3からのデジタル流量信号13が取込
部4により所定の取込周波数ftで取込デジタル流量信
号14として演算処理部5へ取り込まれる。演算処理部
5では、この取込デジタル流量信号14に対して所定の
演算処理を実行することにより、流体流速から所望の計
測流量値を算出し、出力部6で所定の信号に変換して出
力する。 【0027】図4は取込部4による取込処理の周波数特
性を示す説明図であり、横軸は差分ノイズの差分周波数
Δfを取込周波数ftで除算した値Δf/ft(=k)
を示し、縦軸は出力のレベルを示している。上記のよう
な取込処理は、Δf/ftが整数となる周波数で、出力
レベルが大幅に減衰するという特性を有している。この
特性を利用して、商用電源周波数に対する励磁周波数
(サンプリング周波数)や取込周波数ftの関係を調整
して、取込処理で大幅に減衰する周波数を、前述したふ
らつきの周波数成分である差分ノイズ成分23,24
(図3参照)と一致させることにより、直流流量信号1
2に含まれるふらつきを減衰させることができる。 【0028】たとえば、励磁周波数fex=27.5H
zで、商用電源周波数fn=50Hzの場合には、低周
波数側の差分ノイズの周波数はΔf(=fn−fex)
=22.5Hz(m=1,n=1)となる。したがっ
て、例えば取込周波数ft(=Δf/k)を2.5Hz
とすると、ftはΔfの1/9倍(k=9)の周波数と
なり、この差分ノイズが抑制されることがわかる。この
場合、高周波数側の差分ノイズの周波数Δf=fn+f
exは、Δf=77.5Hz(m=1,n=1)となる
が、差分周波数Δfの1/31(k=31)となるた
め、この差分ノイズも抑制されることがわかる。したが
って、これら2つの差分周波数の公約周波数を取込周波
数として用いることにより、効率よく差分ノイズを抑制
できる。 【0029】取込部4を制御するための取込制御信号1
7については、商用電源周波数fnとサンプリング周波
数すなわち励磁周波数の2倍の周波数とが既知であるこ
とからその取込周波数ftを容易に算出でき、この取込
周波数ftの取込制御信号17を演算処理部5で生成で
きる。なお、取込制御信号17の生成は、演算処理部5
に限定されるものではなく、他の回路部例えばスイッチ
ング部8で生成してもよい。 【0030】また、取込部4は、一般的なスイッチ回路
やゲート回路で実現でき、従来のようなアナログ信号処
理回路を必要とせず、商用電源周波数とサンプリング周
波数との差分周波数を有する差分ノイズの影響で生じる
ふらつきを、比較的簡素な回路構成で消費電力を余り増
大させることなく効率よく抑制できる。なお、取込部4
については、演算処理部5のCPUの入力ポートによる
取込タイミング制御機能で実現してもよく、さらには演
算処理部5内部におけるデジタル流量信号13の取り捨
て処理で行ってもよい。あるいは、A/D変換部3へ取
込制御信号17を供給し、A/D変換部3におけるA/
D変換処理の変換タイミング制御機能で実現してもよ
い。 【0031】なお、以上の説明では、信号と電源が同じ
1対の信号線を共用して伝送される方式すなわち2線式
の電磁流量計を例にして説明したが、これに限定される
ものではなく、信号と電源とが異なる線路で伝送される
方式、例えば4線式の電磁流量計であっても本発明を適
用でき、前述と同様の作用効果が得られる。 【0032】 【発明の効果】以上説明したように、本発明は、流体に
混入している商用電源ノイズの商用電源周波数と励磁周
波数との差分周波数の整数分の1の周波数で、直流流量
信号をデジタル流量信号として演算処理部へ取り込んで
計測流量を算出するようにしたので、従来のようにアナ
ログ信号処理回路を用いる必要がなくなり、比較的簡素
な回路構成で安価に、また消費電力を増大させずに、差
分ノイズの影響で生じる計測流量のふらつきを効率よく
抑制できる。
Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an electromagnetic flow meter, and more particularly, to an electromagnetic flow meter having a function of suppressing fluctuations in a measured flow rate due to commercial power supply noise mixed in a fluid. It is about. 2. Description of the Related Art Fluids to be measured by an electromagnetic flowmeter are generated from these devices when passing through a pump or an electromagnetic valve.
Hz / 60 Hz commercial power noise may be mixed into the fluid. When such commercial power supply noise is mixed in the fluid, the commercial power supply noise is also superimposed on the signal electromotive force obtained from the detector. Difference noise having a difference frequency between the commercial power supply frequency and the sampling frequency is superimposed. Therefore, when such a DC flow signal is taken in as a digital flow signal, the measured flow fluctuates due to the influence of differential noise. Conventionally, as an electromagnetic flowmeter for suppressing such fluctuation of the measured flow rate caused by the noise of the commercial power supply, as shown in FIG. 5, a band attenuation filter (hereinafter, referred to as a filter) for removing a differential noise of the DC flow signal 12 is used. , BEF) 5
An electromagnetic flowmeter provided with 0 has been proposed (for example, see Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-258211). In the figure, a detector 10B applies a magnetic field to a fluid in a pipeline based on a predetermined AC exciting current, and detects and outputs a signal electromotive force generated in the fluid as a detection signal. In the converter 10A,
A predetermined AC exciting current is output to the detector 10B, and a flow rate in the pipeline is calculated and output by processing a detection signal from the detector 10B. [0006] As shown in FIG. 6, the exciting section 7 outputs an AC exciting current of a predetermined frequency consisting of a rectangular wave based on the exciting signal 8 C from the switching section 8. The coil 9C of the detector 10B is excited by the AC exciting current from the converter 10A, and applies a predetermined magnetic field to the fluid flowing in the pipe 9, thereby generating a signal having an amplitude corresponding to the fluid flow velocity. An electromotive force is generated. The signal electromotive force is applied to the detection electrodes 9A and 9A provided on the inner wall of the pipe 9 at opposing positions.
B and output to converter 10A as a detection signal. In the converter 10A, the low-frequency component of the detection signal obtained from the detector 10B is attenuated in the first stage amplifying section 1 by using a high-pass filter or the like, so that pulse noise or the like mixed in the detection signal is reduced. The low frequency noise is attenuated, and AC is amplified and output as an AC flow signal 11. In the sample-and-hold unit 2, based on the switching signals 8A and 8B from the switching unit 8, of the AC flow signal 11 from the first-stage amplifying unit 1, a waveform short-short part ( The hatched portion is sampled and output as a DC flow signal 12. The band attenuation filter 50 includes an excitation frequency f included in the DC flow signal 12 from the sample and hold unit 2.
ex = commercial power supply frequency fn = Δf = | fn
−fex | is attenuated. The arithmetic processing unit 5 takes in the DC flow signal 12 from the sample and hold unit 2 via the BEF 50 as a digital flow signal,
A desired measurement flow rate value is calculated by executing a predetermined calculation process, and the output section 6 converts the flow rate value into a predetermined flow rate signal (loop current) and outputs it. In this way, the measured flow rate in which the fluctuation caused by the influence of the difference noise is suppressed is obtained. On the other hand, instead of reducing the difference noise directly as described above, as shown in FIG. 7, each of the detection electrodes 9A, the electrode voltage E A obtained from 9B, the output voltage indicating the difference E B There is also an electromagnetic flowmeter that reduces the noise of the commercial power source, which is the source of the ES, by obtaining the ES. Usually, commercial power supply noise to be mixed in the fluid, as the common mode noise N C, the respective detection electrodes 9A, equal often mixed in 9B. If such common mode noise NC is mixed, the electrode voltage E A generated between the respective detection electrodes 9A, 9B and the ground potential 9D, E B is the detection electrodes 9A, 9B of the signal EMF of S A, S When is B, the E a = S a + N C E B = S B + N C. [0008] In this case, since a signal electromotive force S A = -S B, these electrode voltage E A at the subtracter 51, taking the difference between the E B, as shown in FIG. 8, the common mode noise N C There the output voltage E S which cancel each other, E S = E A -E B = 2S A is obtained. On the contrary, the electrode voltage E A at the adder 52, adding the E B, the flow rate signals are canceled out each other, the noise voltage shows a commercial power supply noise E N, E N = E A + E B = 2N C Is obtained. The commercial power supply frequency is extracted from the noise voltage, and is excited in synchronization with the commercial power supply frequency.
Can be performed by the arithmetic processing unit 5. That is, similarly to the sample hold unit 2 shown in FIG.
Electrode voltage E A, sampling the E B for each half cycle, E A phase by a half period is deviated, may be obtained with E S with E B. At this time, since the excitation timing is synchronized with the commercial power supply frequency, E A and E B whose phases are shifted by half a cycle are:
Will be the common-mode noise N C is mixed equal to each other, there is no phase shift, can be erased effectively out common mode noise N C without using the subtractor 51. In this way, the measured flow rate in which the fluctuation caused by the influence of the difference noise is suppressed is obtained. However, in such a conventional electromagnetic flow meter, an analog signal for suppressing the fluctuation caused by the difference noise having the difference frequency between the commercial power supply frequency and the sampling frequency is used. It is necessary to add a processing circuit, and there is a problem that an increase in product cost and an increase in power consumption are caused. Particularly, in a two-wire electromagnetic flow meter whose maximum current consumption is limited to 4 mA or less, an increase in power consumption becomes a serious problem. When the difference noise is removed by the BEF as in the former case, it is necessary to effectively remove a relatively narrow frequency band near the difference frequency, a filter circuit of a certain scale is required, and power consumption increases. In the case of reducing the original commercial power supply noise as in the latter case, a subtraction circuit for precisely removing the commercial power supply noise from the opposite-phase electrode voltage, and a commercial power supply frequency from the commercial power supply noise are reduced. An adder circuit for accurate extraction is required, and the current consumption increases. The present invention is intended to solve such a problem, and the power consumption is significantly increased with a relatively simple circuit configuration to reduce the fluctuation caused by the influence of the differential noise having the differential frequency between the commercial power supply frequency and the sampling frequency. It is an object of the present invention to provide an electromagnetic flowmeter that can be efficiently controlled without any problem. [0012] In order to achieve the above object, an electromagnetic flowmeter according to the present invention applies a magnetic field to a fluid in a pipe by an AC exciting current having a predetermined exciting frequency.
In an electromagnetic flowmeter that samples a signal electromotive force detected from the fluid and takes the obtained DC flow signal as a digital flow signal into an arithmetic processing unit to calculate a measured flow rate,
An intake unit for taking in the DC flow signal as a digital flow signal at the arithmetic processing unit at a frequency that is an integer fraction of the difference frequency between the commercial power frequency and the excitation frequency of the commercial power noise mixed into the fluid is provided. Things. Preferably, in another electromagnetic flowmeter according to the present invention, the arithmetic processing unit uses a frequency that is an integer fraction of the difference frequency between the commercial power supply frequency of the commercial power supply noise mixed in the fluid and the excitation frequency. , A measured flow rate is calculated using a digital flow rate signal taken from a DC flow rate signal. Embodiments of the present invention will now be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electromagnetic flow meter according to one embodiment of the present invention.
In the figure, the same or equivalent parts as those described above (see FIG. 5) are denoted by the same reference numerals. In this electromagnetic flow meter, the detector 10B applies a magnetic field to the fluid in the pipe based on a predetermined exciting current, and detects and outputs a signal electromotive force generated in the fluid as a detection signal. The converter 10A outputs a predetermined AC exciting current to the detector 10B, and calculates and outputs the flow rate in the pipeline 9 by performing signal processing on a detection signal from the detector 10B. In the detector 10B, detection electrodes 9A, 9
B is disposed opposite to the inner wall of the conduit 9 through which the fluid to be measured flows, and an electrode for detecting a signal electromotive force generated in the fluid, and the coil 9C is excited based on the exciting current from the converter 10A. A coil that applies a magnetic field to the fluid inside. In the converter 10A, the switching unit 8 is a circuit unit that generates and outputs sampling signals 8A and 8B and an excitation signal 8C based on a predetermined clock, and the excitation unit 7 is an AC rectangular wave based on the excitation signal 8C from the switching unit 8. This is a circuit section that outputs an exciting current of a predetermined frequency. The first-stage amplifier 1 attenuates a pulse-like noise or low-frequency noise mixed in the detection signals obtained from the detection electrodes 9A and 9B of the detector 10B with a high-pass filter, and then detects the detection signal by an AC amplifier circuit. Is a circuit unit that amplifies AC and outputs an AC flow signal 11 whose amplitude changes according to the flow rate. The sample-and-hold unit 2 samples the AC flow signal 11 from the first-stage amplifier 1 based on the sampling signals 8A and 8B from the switching unit 8, and changes the DC flow signal 1 whose DC potential changes according to the flow.
2 is a circuit unit that outputs the signal. The A / D converter 3 includes a sample and hold unit 2
The A / D converter converts the DC flow signal 12 from the A / D into a digital flow signal 13 and outputs it. The capture unit 4
This is a circuit unit which takes in the digital flow signal 13 from the A / D conversion unit 3 at the take-in frequency ft based on the take-in control signal 17 from the arithmetic processing unit 5 as the take-in digital flow signal 14 into the arithmetic processing unit 5. The arithmetic processing unit 5 calculates a desired flow rate by executing a predetermined arithmetic processing on the digital digital flow signal 14 from the capturing unit 4 and also responds to the exciting current value at that time. This is a circuit section that corrects the flow rate calculated based on the adjustment coefficient and outputs the result as the measured flow rate 15. The arithmetic processing unit 5 also controls the switching of the current value of the excitation current based on the calculated measured flow rate. The output unit 6 is a circuit unit that converts the measured flow rate 15 output from the arithmetic processing unit 5 into a predetermined flow rate signal (loop current) 16 and outputs the signal. Next, the operation of the electromagnetic flow meter according to this embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a signal waveform diagram showing the operation of the electromagnetic flow meter according to the present embodiment. Based on the excitation signal 8C from the switching unit 8, a rectangular wave AC excitation current having a predetermined frequency fex higher than the commercial power frequency fn is supplied from the excitation unit 7 of the converter 10A to the coil 9C of the detector 10B. As a result, the coil 9C is excited, a predetermined magnetic field is applied to the fluid flowing in the conduit 9, and a signal electromotive force having an amplitude corresponding to the flow velocity of the fluid is generated. The signal electromotive force is detected by detection electrodes 9A and 9B provided at opposing positions on the inner wall of the conduit 9, and is output to the converter 10A as a detection signal. In the first-stage amplifier 1 of the converter 10A, the low-frequency component of the detection signal obtained from the detector 10B is attenuated, so that the pulse-like noise and the low-frequency noise mixed into the detection signal are attenuated. It is output as an AC flow signal 11. In the sample-and-hold unit 2, the AC flow signal 11 from the first-stage amplifier 1 is sampled based on the sampling period indicated by the switching signals 8A and 8B from the switching unit 8, and output as the DC flow signal 12. The sampling period is the same as that of the first-stage amplifier 1
Of the AC flow signal 11 is provided in a short portion of the waveform (hatched portion) where the influence of the magnetic flux differential noise due to the coil 9C is small. In the sample and hold section 2, the switches 2A and 2B are short-circuited only during this sampling period. To integrate the AC flow signal 11 and the DC flow signal 12
Is output as When the AC flow signal 11 is positive, only the switch 2A is short-circuited based on the switching signal 8A. When the AC flow signal 11 is negative, the AC flow signal 11 is inverted by the inverter 2C. After
Only the switch 2B is short-circuited based on the switching signal 8B. Here, the noise characteristic of the DC flow signal 12 output from the sample hold unit 2 will be described.
As described above, when commercial power supply noise is mixed in the AC flow signal 11, the DC flow signal 12
, A difference noise occurs, and as a result, the measured flow rate fluctuates. FIG. 3 is an explanatory diagram showing the frequency characteristics of the differential noise included in the DC flow signal. The fluctuation of the DC flow signal 12 is caused by the frequency m times the excitation frequency fex (21) and the commercial power frequency fn (22). ) Frequency (m, n)
Is a positive integer) and the frequency Δf = | mfex ± nfn |
Occurs. In particular, when m = 1 and n = 1, fex−fn
(23), fex + fn (24) is the excitation frequency fex
The influence on the measured flow rate is relatively large. In the present embodiment, the capturing section 4 is provided to capture the DC flow signal at a predetermined timing, thereby suppressing the fluctuation due to the influence of the difference noise included in the DC flow signal. For example, as shown in FIG. 2, by taking in the DC flow rate signal 12 in synchronization with the frequency of the difference noise, the amount of difference noise at each acquisition timing becomes substantially equal, and fluctuation is suppressed. The frequency of the fetch timing, that is, the fetch frequency ft may be an integer multiple of the frequency of the difference noise, that is, the difference frequency Δf, and is expressed as ft = Δf / k (where k is a natural number). Since the difference noise component 24 is located at a frequency farther from the signal frequency component (DC and its vicinity) than the difference noise component 23, the difference noise component 24 may be sufficiently attenuated by a general low-pass filter. Many. Therefore, the frequency of the difference noise component 24 is higher than the excitation frequency fex and is attenuated to some extent by the averaging process in the arithmetic processing unit 5, so that the acquisition unit 4 attenuates only the difference noise component 23. You may. In this way, the DC flow signal 12, here the digital flow signal 13 from the A / D converter 3, is converted by the capture unit 4 into the digital flow signal 14 at the predetermined capture frequency ft. 5. The arithmetic processing unit 5 performs a predetermined arithmetic process on the captured digital flow signal 14 to calculate a desired measured flow value from the fluid flow velocity, and the output unit 6 converts the measured flow value into a predetermined signal and outputs the signal. I do. FIG. 4 is an explanatory diagram showing the frequency characteristic of the fetching process by the fetching unit 4. The horizontal axis represents the value Δf / ft (= k) obtained by dividing the difference frequency Δf of the difference noise by the fetching frequency ft.
And the vertical axis indicates the output level. The above-described capturing process has a characteristic that the output level is greatly attenuated at a frequency where Δf / ft is an integer. By utilizing this characteristic, the relationship between the excitation frequency (sampling frequency) and the capture frequency ft with respect to the commercial power supply frequency is adjusted, and the frequency greatly attenuated in the capture process is reduced to the difference noise which is the above-mentioned wobble frequency component. Ingredients 23, 24
(See FIG. 3), the DC flow signal 1
2 can be attenuated. For example, the excitation frequency fex = 27.5H
In the case of z, when the commercial power frequency fn = 50 Hz, the frequency of the differential noise on the low frequency side is Δf (= fn−fex).
= 22.5 Hz (m = 1, n = 1). Therefore, for example, the capture frequency ft (= Δf / k) is set to 2.5 Hz
Then, ft has a frequency that is 1/9 times (k = 9) of Δf, and it can be seen that this difference noise is suppressed. In this case, the frequency Δf = fn + f of the differential noise on the high frequency side
Although ex is Δf = 77.5 Hz (m = 1, n = 1), since it is 1/31 (k = 31) of the difference frequency Δf, it can be seen that this difference noise is also suppressed. Therefore, by using the common frequency of these two difference frequencies as the acquisition frequency, difference noise can be suppressed efficiently. The capture control signal 1 for controlling the capture section 4
7, since the commercial power supply frequency fn and the sampling frequency, that is, twice the excitation frequency, are known, the capture frequency ft can be easily calculated, and the capture control signal 17 of the capture frequency ft is calculated. It can be generated by the processing unit 5. The generation of the capture control signal 17 is performed by the arithmetic processing unit 5.
However, the present invention is not limited to this, and may be generated by another circuit unit, for example, the switching unit 8. The capturing unit 4 can be realized by a general switch circuit or gate circuit, does not require a conventional analog signal processing circuit, and has a differential noise having a differential frequency between a commercial power supply frequency and a sampling frequency. Can be efficiently suppressed with a relatively simple circuit configuration without significantly increasing power consumption. In addition, the capture unit 4
May be realized by a capture timing control function using an input port of the CPU of the arithmetic processing unit 5, or may be performed by a process of discarding the digital flow signal 13 inside the arithmetic processing unit 5. Alternatively, the capture control signal 17 is supplied to the A / D converter 3 and the A / D converter 3
It may be realized by a conversion timing control function of the D conversion processing. In the above description, a system in which a signal and a power supply are transmitted by sharing the same pair of signal lines, that is, a two-wire type electromagnetic flow meter has been described as an example, but the present invention is not limited to this. Instead, the present invention can be applied to a system in which a signal and a power supply are transmitted through different lines, for example, a four-wire electromagnetic flow meter, and the same operational effects as described above can be obtained. As described above, the present invention provides a DC flow signal at a frequency that is an integer fraction of the difference between the commercial power frequency and the excitation frequency of the commercial power noise mixed in the fluid. Is used as a digital flow signal to calculate the measured flow rate, eliminating the need for an analog signal processing circuit as in the past, reducing the cost and power consumption with a relatively simple circuit configuration. Without doing so, it is possible to efficiently suppress the fluctuation of the measured flow rate caused by the influence of the difference noise.

【図面の簡単な説明】 【図1】 本発明の一実施の形態にかかる電磁流量計の
構成を示すブロック図である。 【図2】 図1の電磁流量計の動作を示す信号波形図で
ある。 【図3】 差分ノイズの周波数特性を示す説明図であ
る。 【図4】 取込処理の周波数特性を示す説明図である。 【図5】 従来の電磁流量計の構成を示すブロック図で
ある。 【図6】 図5の電磁流量計の動作を示す信号波形図で
ある。 【図7】 従来の他の電磁流量計の基本構成を示す説明
図である。 【図8】 図7の電磁流量計の動作を示す信号波形図で
ある。 【符号の説明】 10A…変換器、1…初段増幅部、2…サンプルホール
ド部、2A,2B…スイッチ、2C…インバータ、3…
A/D変換部、4…取込部、5…演算処理部、6…出力
部、7…励磁部、8…スイッチング部、8A,8B…サ
ンプリング信号、8C…励磁信号、10B…検出器、9
…管路、9A,9B…検出電極、9C…コイル、11…
交流流量信号、12…直流流量信号、13…デジタル流
量信号、14…取込デジタル流量信号、15…計測流
量、16…流量信号、17…取込制御信号、fn…商用
電源周波数、fex…励磁周波数、Δf…差分周波数、
ft…取込周波数。
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electromagnetic flow meter according to one embodiment of the present invention. FIG. 2 is a signal waveform diagram showing an operation of the electromagnetic flow meter of FIG. FIG. 3 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of differential noise. FIG. 4 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of a capturing process. FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional electromagnetic flow meter. FIG. 6 is a signal waveform diagram showing an operation of the electromagnetic flow meter of FIG. FIG. 7 is an explanatory diagram showing a basic configuration of another conventional electromagnetic flow meter. 8 is a signal waveform diagram showing an operation of the electromagnetic flow meter of FIG. [Description of Signs] 10A: converter, 1: initial stage amplifying unit, 2: sample holding unit, 2A, 2B: switch, 2C: inverter, 3, ...
A / D conversion unit, 4 acquisition unit, 5 arithmetic processing unit, 6 output unit, 7 excitation unit, 8 switching unit, 8A, 8B sampling signal, 8C excitation signal, 10B detector, 9
... conduits, 9A, 9B ... detection electrodes, 9C ... coils, 11 ...
AC flow signal, 12 DC flow signal, 13 digital flow signal, 14 digital flow signal, 15 measured flow rate, 16 flow rate signal, 17 control signal, fn commercial power frequency, fex excitation Frequency, Δf: difference frequency,
ft: Uptake frequency.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 【請求項1】 所定励磁周波数の交流励磁電流により管
路内の流体に磁界を印加し、その流体から検出した信号
起電力をサンプリングし、得られた直流流量信号をデジ
タル流量信号として演算処理部へ取込んで計測流量を算
出する電磁流量計において、 前記流体に混入している商用電源ノイズの商用電源周波
数と前記励磁周波数との差分周波数の整数分の1の周波
数で、前記直流流量信号をデジタル流量信号として前記
演算処理部へ取り込む取込部を備えることを特徴とする
電磁流量計。
Claims: 1. A magnetic field is applied to a fluid in a pipeline by an AC exciting current having a predetermined exciting frequency, a signal electromotive force detected from the fluid is sampled, and an obtained DC flow signal is digitally converted. In an electromagnetic flowmeter that calculates a measured flow rate by taking the measured flow rate as a flow rate signal into a processing unit, a frequency equal to 1 / integer of a difference frequency between a commercial power supply frequency of commercial power supply noise mixed into the fluid and the excitation frequency. An electromagnetic flow meter, comprising: a capturing unit that captures the DC flow signal as a digital flow signal into the arithmetic processing unit.
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