JP2003289201A - ポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造 - Google Patents
ポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘電体板の両面に導体層を有する印刷配線基
板に、貫通導体列を用いたポスト壁導波管と、空洞導波
管とを広帯域または所望の通過帯域で整合させて接続変
換する。 【解決手段】 ポスト壁導波管の一端を貫通導体列３ｃ
で塞ぎ、空洞導波管５と接続するための結合窓４を含む
第１の共振器８ａと、これに結合する第２の共振器８ｂ
とを、所定の距離Ｌ２，Ｌ３で、所定の間隔Ｓ１，Ｓ２
でポスト壁導波管のＨ面を狭めることによって形成し、
２セクションの導波管バンドパスフィルタを構成して、
広帯域または所望の通過帯域幅を得る。
板に、貫通導体列を用いたポスト壁導波管と、空洞導波
管とを広帯域または所望の通過帯域で整合させて接続変
換する。 【解決手段】 ポスト壁導波管の一端を貫通導体列３ｃ
で塞ぎ、空洞導波管５と接続するための結合窓４を含む
第１の共振器８ａと、これに結合する第２の共振器８ｂ
とを、所定の距離Ｌ２，Ｌ３で、所定の間隔Ｓ１，Ｓ２
でポスト壁導波管のＨ面を狭めることによって形成し、
２セクションの導波管バンドパスフィルタを構成して、
広帯域または所望の通過帯域幅を得る。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、印刷配線基板等に
形成したポスト壁導波管と、基板外部の空洞導波管とを
広帯域または所望の通過帯域幅で整合させて接続変換す
るポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】例えば無線機のアンテナと送受信部を接
続する場合のように、ミリ波・準ミリ波帯域では、伝送
損失を低減させるために、同軸ケーブルではなく空洞導
波管を使用する場合がある。 【０００３】図３及び図４はポスト壁導波管と空洞導波
管を接続する場合の従来構造の一例を示す図で、図３は
側面断面図、図４は平面透視図である。 【０００４】通常、空洞導波管５とポスト壁導波管（図
１）を接続する場合、図４に示すように、ポスト壁導波
管の一方の開口を貫通導体列３ｃで塞ぎ、貫通導体列３
ｃから所定の距離Ｌ１離れた位置に結合窓４が形成され
る。この結合窓４は、ポスト壁導波管の一方のＨ面の導
体１ｂの一部を取り除いて形成される。そして、この結
合窓４に図２に示す空洞導波管５の開口６を突き当てる
ことにより空洞導波管５とポスト壁導波管が接続され
る。 【０００５】なお、距離Ｌ１は、使用周波数の１／４波
長付近にして、整合用の空間７を設けるのが一般的であ
る。 【０００６】また通常、ポスト壁導波管と空洞導波管の
間には、構造的にシャーシ等のスペーサ部材９を１〜２
枚介在させることが多い。 【０００７】アンテナにポスト壁導波管を使用した場合
の例として”ＭＷＥ ２００１ Ｗａｒｋ Ｓｈｏｐ−
３”で発表された論文”Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｏｆ
Ｐｏｓｔ−Ｗａｌｌ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｓｌｏｔ
Ａｒｒａｙｓ ｆｏｒ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａ
ｖｅ Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｒａｄｅｒ Ａｐｐｌｉ
ｃａｔｉｏｎｓ”の中で”Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｏｆ
ｉｎｐｕｔ ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ”の”Ａｐｅｒｔ
ｕｒｅ ｔｙｐｅ”として紹介されている。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】ところで、ポスト壁導
波管では、一般導波管の曲がり部分に汎用されているＨ
ベンド（図示せず）のように、曲線で徐々に曲げる方法
や４５°反射構造体としたコーナベンド（図示せず）な
どが実現できない。このため、図３のように直角に接続
するしかない。しかし、この接続構造では、変換方法と
して無理があることは周知の通りである。 【０００９】また、ポスト壁導波管は、損失の許す限り
できるだけ薄くして低コスト化を図りたい。例えば２６
ＧＨｚ帯で比誘電率２．２のＰＴＦＥベースの印刷配線
基板を使う場合、１／２波長の電気長は約４ｍｍである
が、これを１ｍｍ程度の厚みに抑えたい。これに対し、
１８〜２６．５ＧＨｚ帯用空洞導波管の規格品としてＷ
Ｒ−４２形を使うと、Ｅ面寸法が約４．３ｍｍとなり、
ポスト壁導波管に対し４倍以上の寸法の違いがある。 【００１０】一方、一般的に導波管のＨ面の電気長は３
／４波長程度にし、高次モードの発生を抑える必要があ
る。ところが、ポスト壁導波管の場合、図１に示すよう
に、導体層１ａ，１ｂ間に誘電体板２が挟み込まれた構
造であり、導体層間に誘電体が充填されている構造なの
で、この誘電体の比誘電率の平方根に反比例して電気長
が短くなる。 【００１１】例えば比誘電率２．２のＰＴＦＥベースの
基板を使用すると、電気長は約２／３の寸法になる。こ
のため、ポスト壁導波管のＨ面寸法を空洞導波管の約２
／３にする必要がある。このように、Ｅ面とＨ面それぞ
れ寸法差が大きく、ポスト壁導波管側は誘電体の充填に
より線路インピーダンスも下がっている。従って、これ
らを図３に示すように接続してもスムースに変換するこ
とができない。 【００１２】このため、図４に示す結合窓４の位置Ｌ１
や、前記論文に記述されているように結合窓の寸法を調
整して、ポイントで使用周波数に整合させざるをえず、
図８の曲線（Ａ）で示すように基本的に帯域幅が狭い。
前記論文の例でもうまく調整してＲｅｔｕｒｎ Ｌｏｓ
ｓ−１５ｄＢで帯域幅で２ＧＨｚ、６０ＧＨｚでの比帯
域で３％程度と見える。 【００１３】このため、ポスト壁導波管と空洞導波管を
広帯域に接続する構造が求められていた。 【００１４】そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなさ
れたものであり、印刷配線基板等の誘電体板の両面に導
体層を設けた基板で構成されたポスト壁導波管と空洞導
波管とを広帯域に整合を取って接続するポスト壁導波管
と空洞導波管の接続変換構造を提供することを目的とし
ている。 【００１５】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、誘電体板２の両面に導体層１ａ，１ｂを
設け、該両面の導体層１ａ，１ａ間を接続する柱状の貫
通導体３を複数並べた貫通導体列３ａ，３ｂを２列配置
し、前記両面の導体層１ａ，１ｂを導波管のＨ面とし、
前記貫通導体列３ａ，３ｂを導波管のＥ面とするポスト
壁導波管と、前記ポスト壁導波管の一方の開口を貫通導
体列３ｃで塞ぎ、前記ポスト壁導波管の前記導体層１
ａ，１ｂのどちらか一方の面に結合窓４を設け、この結
合窓４に空洞導波管５ａまたはフランジ付きの空洞導波
管５ｂの開口６を、直接または前記開口６との接続部分
に穴を有するスペーサ部材９を介して間接的に突き当て
て行うポスト壁導波管と空洞導波管との接続変換構造に
おいて、前記結合窓４を含み、前記貫通導体列３ｃから
使用周波数に共振する所定の寸法Ｌ２離れた位置に貫通
導体３にて導波管としてＨ面の幅を寸法Ｓ１に狭めてな
る第１の共振器８ａと、更に寸法Ｌ２の位置から所定の
寸法Ｌ３離れた位置に貫通導体３にて導波管としてＨ面
の幅を寸法Ｓ２に狭めてなる第２の共振器８ｂとを構成
したことを特徴とする。 【００１６】 【発明の実施の形態】図２に示すような空洞導波管５
は、基本モードでの使用周波数に応じて矩形状の開口６
の寸法が決定される。特に、Ｈ面である長辺の寸法は、
遮断周波数を与えるものであると共に、遮断周波数に近
づくに従って損失も増える。このため、遮断周波数から
ある程度余裕を持っている寸法のものを選択する。ま
た、一般には、図２（ａ）に示す筒状の導波管に対し、
接続固定用のフランジを付けた同図（ｂ）に示すフラン
ジ付き導波管が空洞導波管として使用される。 【００１７】図１はポスト壁導波管の構成を示してい
る。例えば印刷配線基板のように、図１に示す誘電体板
２の両面に導体層１ａ，１ｂをつけたものに対し、例え
ば樹脂ベース印刷配線基板のスルーホール加工や、セラ
ミック基板のピアホール埋めのように、誘電体板２を貫
通し、両面の導体層１ａ，１ｂに接続された柱状の貫通
導体３にて２列の貫通導体列３ａ，３ｂが形成される。
これにより、貫通導体列３ａ，３ｂをＥ面とし、両面の
導体層１ａ，１ｂをＨ面とする誘電体充填導波管が構成
される。 【００１８】なお、貫通導体列３ａ，３ｂの貫通導体３
間のピッチは、十分な電気壁となるように通常、使用周
波数で１／４波長以下、できれば１／８波長以下にす
る。 【００１９】図５は本発明によるポスト壁導波管と空洞
導波管の接続変換構造の実施の形態を示す側面断面図、
図６は平面透視図である。 【００２０】本発明の接続変換構造は、図８に示す通過
特性Ｂのように、ポスト壁導波管（図１）と空洞導波管
５とを広帯域に、または所望の帯域幅で接続変換する構
造として用いられるものである。 【００２１】図５および図６において、ポスト壁導波管
は、誘電体板２の両面に導体１ａ，１ｂをつけた誘電体
基板に２列の貫通導体列３ａ，３ｂが設けられる。ま
た、一方の開口が貫通導体列３ｃで塞がれ、一方の導体
層１ｂの一部を削除した結合窓４が貫通導体列３ｃの近
傍に設けられる。 【００２２】なお、前述したように、貫通導体列３ａ，
３ｂの間隔は、使用周波数で比誘電率を考慮した電気長
の約２／３波長に選ぶのが好ましい。 【００２３】そして、ポスト壁導波管と空洞導波管を結
合させる場合は、空洞導波管５ａの開口６をポスト壁導
波管の結合窓４に突き当てる。図５は、空洞導波管５ａ
とポスト壁導波管との間にシャーシ等のスペーサ部材９
を介在させ、スペーサ部材としてのシャーシ９には結合
窓４と同じ寸法の穴を開けている場合の例である。 【００２４】更に、図６に示すように、ポスト壁導波管
側では、前記結合窓４を含み、前記貫通導体列３ｃか
ら、導波管形共振器として、使用周波数に共振する所定
の寸法Ｌ２離れた位置を貫通導体３にてＨ面幅を寸法を
Ｓ１に狭めてなる第１の共振器８ａと、更に寸法Ｌ２の
位置から所定の寸法Ｌ３離れた位置に貫通導体３にてＨ
面寸法をＳ２に狭めてなる第２の共振器８ｂを構成す
る。 【００２５】このようにすることにより、間隔Ｓ１で決
まる所定の結合度で結合した二つの共振器８ａ，８ｂと
一方の共振器８ｂには、間隔Ｓ２で結合されるポスト壁
導波管が負荷として接続され、他方の共振器８ａには結
合窓４にて空洞導波管５ａが負荷として結合され、２セ
クションのバンドパスフィルタを構成する。 【００２６】一般にこのような２セクションのバンドパ
スフィルタは二つの共振器の結合度を臨界結合付近にす
るとき、図８（ｂ）に示す通過特性のように、周波数特
性の平坦部分すなわち帯域幅を最大にすることができる
こと、また二つの共振器の負荷Ｑが低いほど臨界結合時
の帯域幅が広がること、および同じ負荷Ｑでも図８
（ａ）に示すように、一つの共振器による単峰特性よ
り、平坦部がはるかに広がった曲線（Ｂ）の通過特性に
なることは周知の通りである。 【００２７】ところで、より広帯域を必要とする場合
は、前述のように二つの共振器８ａ，８ｂの負荷Ｑを下
げ、この状態で臨界結合になるように二つの共振器８
ａ，８ｂの結合を強めればよい。 【００２８】すなわち、図６に示す第２の共振器８ｂの
負荷Ｑは、貫通導体３の間隔Ｓ２を広げ、ポスト壁導波
管との結合を強める。すなわち、負荷を重くすることに
よって、より低い負荷Ｑが得られる。 【００２９】第１の共振器８ａの場合は、空洞導波管５
との結合を強める必要があるが、ここで問題が一つあ
る。 【００３０】結合を強めようと結合窓４の短辺寸法を大
きく、例えば空洞導波管の短辺寸法と同じまで広げる
と、第１の共振器８ａがバンドパスフィルタを構成する
共振器として成り立たなくなる。 【００３１】すなわち、第１の共振器８ａは、ポスト壁
導波管を貫通導体列３ｃと、貫通導体３で間隔Ｓ１に狭
めたものに囲われた範囲にて、共振周波数がほぼ決まる
ものであることが、バンドパスフィルタ構成の条件であ
る。しかし、ここに大きな結合窓４を開けると、所望の
共振器にならなくなることは当然である。従って、結合
窓４の短辺は極力狭くすることが望ましい。 【００３２】これに対し、結合窓４の短辺を狭くした上
で、長辺を広げることは、さほど影響がない。しかし、
空洞導波管の長辺に対してポスト壁導波管の長辺は、前
記したように誘電体（図１に示す誘電体板２）が充填さ
れている分だけ短い。従って、図７に示すように、結合
窓４の部分だけ貫通導体列３ａ，３ｂの一部を広げ、結
合窓４の長辺の寸法を、最大、空洞導波管の長辺の寸法
まで広げることもできる。 【００３３】これにより、第１の共振器８ａは、空洞導
波管との結合を強め、その負荷Ｑを下げることができ
る。また、結合窓４の短辺はあまり広く出来ないことを
前述したが、さらに広帯域を得ようとする時は、結合窓
４の長辺および短辺の寸法が空洞導波管のそれと異なっ
ている点に着目する。 【００３４】すなわち、全体としては帯域内で整合して
いても、寸法が変わる空洞導波管の接続部分では、部分
的な不整合が、直角に接続されたことに起因する以外
に、余分に生じている。 【００３５】この不整合を解消すれば空洞導波管との結
合が強まり、第１の共振器８ａの負荷Ｑを更に低下させ
ることができる。 【００３６】この不整合の解消には、何らかの寸法違い
用の整合回路を付ければ良いが、図９（ａ）〜（ｄ）に
一般的に採用されるいくつかの整合構造の例を示す。 【００３７】図９（ａ）は結合窓４、スペーサ部材とし
てのシャーシ９、空洞導波管５ｂの順番に開口を広げ、
ポスト壁導波管と空洞導波管を接続変換する構造であ
る。図９（ｂ）は例えばポスト壁導波管を含む回路要素
基板を一つのモジュールとしている。そして、モジュー
ルの補強または放熱用にスペーサ部材としてのベース金
属板９ａ（９）をポスト壁導波管の結合窓４側に取り付
け、更にスペーサ部材としてのシャーシ９ｂ（９）をベ
ース金属板９ａの下に付ける場合の例であり、結合窓
４、ベース金属板９ａ、シャーシ９ｂ、空洞導波管５ｂ
の順番に開口を広げていく構造である。 【００３８】また、図９（ｃ）および（ｄ）は片側テー
パを設けた空洞導波管５ｃおよび両テーパを設けた空洞
導波管を接続する構造であり、何れの空洞導波管５ｃ，
５ｄの開口も結合窓４との接続部分が結合窓４と略同等
に形成される。 【００３９】これらの整合構造の例は相互に組み合わせ
ても良く、また、図９（ｃ），（ｄ）のテーパはＥ面，
Ｈ面の両方に施しても良いことは周知の通りである。 【００４０】 【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明に
よるポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造によれ
ば、ポスト壁導波管と空洞導波管とを広帯域に接続変換
することができ、例えば２６ＧＨｚ帯での実施で、リタ
ンロス−１５ｄＢ以下の比帯域を約２０％以上確保する
ことができた。 【００４１】また、以上は帯域幅をできるだけ広くする
ことに着目して説明したが、無線送受信機には通常バン
ドパスフィルタが必要である。すなわち、送信機として
目的周波数以外のスプリアス成分を除去する必要があ
り、受信機としてはスプリアス感度の抑制や、目的外周
波数である他の通信成分を除去して、これによる受信特
性の悪化を防止するなどである。 【００４２】このため、本発明の接続変換構造がバンド
パスフィルタの構成であることに注目し、これを所望の
帯域幅になるように設計したり、必要に応じて３セクシ
ョン以上のフィルタの一部とするなど、積極的に利用す
れば、回路構成が縮小でき、低コスト化に寄与すること
もできる。
形成したポスト壁導波管と、基板外部の空洞導波管とを
広帯域または所望の通過帯域幅で整合させて接続変換す
るポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】例えば無線機のアンテナと送受信部を接
続する場合のように、ミリ波・準ミリ波帯域では、伝送
損失を低減させるために、同軸ケーブルではなく空洞導
波管を使用する場合がある。 【０００３】図３及び図４はポスト壁導波管と空洞導波
管を接続する場合の従来構造の一例を示す図で、図３は
側面断面図、図４は平面透視図である。 【０００４】通常、空洞導波管５とポスト壁導波管（図
１）を接続する場合、図４に示すように、ポスト壁導波
管の一方の開口を貫通導体列３ｃで塞ぎ、貫通導体列３
ｃから所定の距離Ｌ１離れた位置に結合窓４が形成され
る。この結合窓４は、ポスト壁導波管の一方のＨ面の導
体１ｂの一部を取り除いて形成される。そして、この結
合窓４に図２に示す空洞導波管５の開口６を突き当てる
ことにより空洞導波管５とポスト壁導波管が接続され
る。 【０００５】なお、距離Ｌ１は、使用周波数の１／４波
長付近にして、整合用の空間７を設けるのが一般的であ
る。 【０００６】また通常、ポスト壁導波管と空洞導波管の
間には、構造的にシャーシ等のスペーサ部材９を１〜２
枚介在させることが多い。 【０００７】アンテナにポスト壁導波管を使用した場合
の例として”ＭＷＥ ２００１ Ｗａｒｋ Ｓｈｏｐ−
３”で発表された論文”Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｏｆ
Ｐｏｓｔ−Ｗａｌｌ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｓｌｏｔ
Ａｒｒａｙｓ ｆｏｒ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａ
ｖｅ Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｒａｄｅｒ Ａｐｐｌｉ
ｃａｔｉｏｎｓ”の中で”Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｏｆ
ｉｎｐｕｔ ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ”の”Ａｐｅｒｔ
ｕｒｅ ｔｙｐｅ”として紹介されている。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】ところで、ポスト壁導
波管では、一般導波管の曲がり部分に汎用されているＨ
ベンド（図示せず）のように、曲線で徐々に曲げる方法
や４５°反射構造体としたコーナベンド（図示せず）な
どが実現できない。このため、図３のように直角に接続
するしかない。しかし、この接続構造では、変換方法と
して無理があることは周知の通りである。 【０００９】また、ポスト壁導波管は、損失の許す限り
できるだけ薄くして低コスト化を図りたい。例えば２６
ＧＨｚ帯で比誘電率２．２のＰＴＦＥベースの印刷配線
基板を使う場合、１／２波長の電気長は約４ｍｍである
が、これを１ｍｍ程度の厚みに抑えたい。これに対し、
１８〜２６．５ＧＨｚ帯用空洞導波管の規格品としてＷ
Ｒ−４２形を使うと、Ｅ面寸法が約４．３ｍｍとなり、
ポスト壁導波管に対し４倍以上の寸法の違いがある。 【００１０】一方、一般的に導波管のＨ面の電気長は３
／４波長程度にし、高次モードの発生を抑える必要があ
る。ところが、ポスト壁導波管の場合、図１に示すよう
に、導体層１ａ，１ｂ間に誘電体板２が挟み込まれた構
造であり、導体層間に誘電体が充填されている構造なの
で、この誘電体の比誘電率の平方根に反比例して電気長
が短くなる。 【００１１】例えば比誘電率２．２のＰＴＦＥベースの
基板を使用すると、電気長は約２／３の寸法になる。こ
のため、ポスト壁導波管のＨ面寸法を空洞導波管の約２
／３にする必要がある。このように、Ｅ面とＨ面それぞ
れ寸法差が大きく、ポスト壁導波管側は誘電体の充填に
より線路インピーダンスも下がっている。従って、これ
らを図３に示すように接続してもスムースに変換するこ
とができない。 【００１２】このため、図４に示す結合窓４の位置Ｌ１
や、前記論文に記述されているように結合窓の寸法を調
整して、ポイントで使用周波数に整合させざるをえず、
図８の曲線（Ａ）で示すように基本的に帯域幅が狭い。
前記論文の例でもうまく調整してＲｅｔｕｒｎ Ｌｏｓ
ｓ−１５ｄＢで帯域幅で２ＧＨｚ、６０ＧＨｚでの比帯
域で３％程度と見える。 【００１３】このため、ポスト壁導波管と空洞導波管を
広帯域に接続する構造が求められていた。 【００１４】そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなさ
れたものであり、印刷配線基板等の誘電体板の両面に導
体層を設けた基板で構成されたポスト壁導波管と空洞導
波管とを広帯域に整合を取って接続するポスト壁導波管
と空洞導波管の接続変換構造を提供することを目的とし
ている。 【００１５】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、誘電体板２の両面に導体層１ａ，１ｂを
設け、該両面の導体層１ａ，１ａ間を接続する柱状の貫
通導体３を複数並べた貫通導体列３ａ，３ｂを２列配置
し、前記両面の導体層１ａ，１ｂを導波管のＨ面とし、
前記貫通導体列３ａ，３ｂを導波管のＥ面とするポスト
壁導波管と、前記ポスト壁導波管の一方の開口を貫通導
体列３ｃで塞ぎ、前記ポスト壁導波管の前記導体層１
ａ，１ｂのどちらか一方の面に結合窓４を設け、この結
合窓４に空洞導波管５ａまたはフランジ付きの空洞導波
管５ｂの開口６を、直接または前記開口６との接続部分
に穴を有するスペーサ部材９を介して間接的に突き当て
て行うポスト壁導波管と空洞導波管との接続変換構造に
おいて、前記結合窓４を含み、前記貫通導体列３ｃから
使用周波数に共振する所定の寸法Ｌ２離れた位置に貫通
導体３にて導波管としてＨ面の幅を寸法Ｓ１に狭めてな
る第１の共振器８ａと、更に寸法Ｌ２の位置から所定の
寸法Ｌ３離れた位置に貫通導体３にて導波管としてＨ面
の幅を寸法Ｓ２に狭めてなる第２の共振器８ｂとを構成
したことを特徴とする。 【００１６】 【発明の実施の形態】図２に示すような空洞導波管５
は、基本モードでの使用周波数に応じて矩形状の開口６
の寸法が決定される。特に、Ｈ面である長辺の寸法は、
遮断周波数を与えるものであると共に、遮断周波数に近
づくに従って損失も増える。このため、遮断周波数から
ある程度余裕を持っている寸法のものを選択する。ま
た、一般には、図２（ａ）に示す筒状の導波管に対し、
接続固定用のフランジを付けた同図（ｂ）に示すフラン
ジ付き導波管が空洞導波管として使用される。 【００１７】図１はポスト壁導波管の構成を示してい
る。例えば印刷配線基板のように、図１に示す誘電体板
２の両面に導体層１ａ，１ｂをつけたものに対し、例え
ば樹脂ベース印刷配線基板のスルーホール加工や、セラ
ミック基板のピアホール埋めのように、誘電体板２を貫
通し、両面の導体層１ａ，１ｂに接続された柱状の貫通
導体３にて２列の貫通導体列３ａ，３ｂが形成される。
これにより、貫通導体列３ａ，３ｂをＥ面とし、両面の
導体層１ａ，１ｂをＨ面とする誘電体充填導波管が構成
される。 【００１８】なお、貫通導体列３ａ，３ｂの貫通導体３
間のピッチは、十分な電気壁となるように通常、使用周
波数で１／４波長以下、できれば１／８波長以下にす
る。 【００１９】図５は本発明によるポスト壁導波管と空洞
導波管の接続変換構造の実施の形態を示す側面断面図、
図６は平面透視図である。 【００２０】本発明の接続変換構造は、図８に示す通過
特性Ｂのように、ポスト壁導波管（図１）と空洞導波管
５とを広帯域に、または所望の帯域幅で接続変換する構
造として用いられるものである。 【００２１】図５および図６において、ポスト壁導波管
は、誘電体板２の両面に導体１ａ，１ｂをつけた誘電体
基板に２列の貫通導体列３ａ，３ｂが設けられる。ま
た、一方の開口が貫通導体列３ｃで塞がれ、一方の導体
層１ｂの一部を削除した結合窓４が貫通導体列３ｃの近
傍に設けられる。 【００２２】なお、前述したように、貫通導体列３ａ，
３ｂの間隔は、使用周波数で比誘電率を考慮した電気長
の約２／３波長に選ぶのが好ましい。 【００２３】そして、ポスト壁導波管と空洞導波管を結
合させる場合は、空洞導波管５ａの開口６をポスト壁導
波管の結合窓４に突き当てる。図５は、空洞導波管５ａ
とポスト壁導波管との間にシャーシ等のスペーサ部材９
を介在させ、スペーサ部材としてのシャーシ９には結合
窓４と同じ寸法の穴を開けている場合の例である。 【００２４】更に、図６に示すように、ポスト壁導波管
側では、前記結合窓４を含み、前記貫通導体列３ｃか
ら、導波管形共振器として、使用周波数に共振する所定
の寸法Ｌ２離れた位置を貫通導体３にてＨ面幅を寸法を
Ｓ１に狭めてなる第１の共振器８ａと、更に寸法Ｌ２の
位置から所定の寸法Ｌ３離れた位置に貫通導体３にてＨ
面寸法をＳ２に狭めてなる第２の共振器８ｂを構成す
る。 【００２５】このようにすることにより、間隔Ｓ１で決
まる所定の結合度で結合した二つの共振器８ａ，８ｂと
一方の共振器８ｂには、間隔Ｓ２で結合されるポスト壁
導波管が負荷として接続され、他方の共振器８ａには結
合窓４にて空洞導波管５ａが負荷として結合され、２セ
クションのバンドパスフィルタを構成する。 【００２６】一般にこのような２セクションのバンドパ
スフィルタは二つの共振器の結合度を臨界結合付近にす
るとき、図８（ｂ）に示す通過特性のように、周波数特
性の平坦部分すなわち帯域幅を最大にすることができる
こと、また二つの共振器の負荷Ｑが低いほど臨界結合時
の帯域幅が広がること、および同じ負荷Ｑでも図８
（ａ）に示すように、一つの共振器による単峰特性よ
り、平坦部がはるかに広がった曲線（Ｂ）の通過特性に
なることは周知の通りである。 【００２７】ところで、より広帯域を必要とする場合
は、前述のように二つの共振器８ａ，８ｂの負荷Ｑを下
げ、この状態で臨界結合になるように二つの共振器８
ａ，８ｂの結合を強めればよい。 【００２８】すなわち、図６に示す第２の共振器８ｂの
負荷Ｑは、貫通導体３の間隔Ｓ２を広げ、ポスト壁導波
管との結合を強める。すなわち、負荷を重くすることに
よって、より低い負荷Ｑが得られる。 【００２９】第１の共振器８ａの場合は、空洞導波管５
との結合を強める必要があるが、ここで問題が一つあ
る。 【００３０】結合を強めようと結合窓４の短辺寸法を大
きく、例えば空洞導波管の短辺寸法と同じまで広げる
と、第１の共振器８ａがバンドパスフィルタを構成する
共振器として成り立たなくなる。 【００３１】すなわち、第１の共振器８ａは、ポスト壁
導波管を貫通導体列３ｃと、貫通導体３で間隔Ｓ１に狭
めたものに囲われた範囲にて、共振周波数がほぼ決まる
ものであることが、バンドパスフィルタ構成の条件であ
る。しかし、ここに大きな結合窓４を開けると、所望の
共振器にならなくなることは当然である。従って、結合
窓４の短辺は極力狭くすることが望ましい。 【００３２】これに対し、結合窓４の短辺を狭くした上
で、長辺を広げることは、さほど影響がない。しかし、
空洞導波管の長辺に対してポスト壁導波管の長辺は、前
記したように誘電体（図１に示す誘電体板２）が充填さ
れている分だけ短い。従って、図７に示すように、結合
窓４の部分だけ貫通導体列３ａ，３ｂの一部を広げ、結
合窓４の長辺の寸法を、最大、空洞導波管の長辺の寸法
まで広げることもできる。 【００３３】これにより、第１の共振器８ａは、空洞導
波管との結合を強め、その負荷Ｑを下げることができ
る。また、結合窓４の短辺はあまり広く出来ないことを
前述したが、さらに広帯域を得ようとする時は、結合窓
４の長辺および短辺の寸法が空洞導波管のそれと異なっ
ている点に着目する。 【００３４】すなわち、全体としては帯域内で整合して
いても、寸法が変わる空洞導波管の接続部分では、部分
的な不整合が、直角に接続されたことに起因する以外
に、余分に生じている。 【００３５】この不整合を解消すれば空洞導波管との結
合が強まり、第１の共振器８ａの負荷Ｑを更に低下させ
ることができる。 【００３６】この不整合の解消には、何らかの寸法違い
用の整合回路を付ければ良いが、図９（ａ）〜（ｄ）に
一般的に採用されるいくつかの整合構造の例を示す。 【００３７】図９（ａ）は結合窓４、スペーサ部材とし
てのシャーシ９、空洞導波管５ｂの順番に開口を広げ、
ポスト壁導波管と空洞導波管を接続変換する構造であ
る。図９（ｂ）は例えばポスト壁導波管を含む回路要素
基板を一つのモジュールとしている。そして、モジュー
ルの補強または放熱用にスペーサ部材としてのベース金
属板９ａ（９）をポスト壁導波管の結合窓４側に取り付
け、更にスペーサ部材としてのシャーシ９ｂ（９）をベ
ース金属板９ａの下に付ける場合の例であり、結合窓
４、ベース金属板９ａ、シャーシ９ｂ、空洞導波管５ｂ
の順番に開口を広げていく構造である。 【００３８】また、図９（ｃ）および（ｄ）は片側テー
パを設けた空洞導波管５ｃおよび両テーパを設けた空洞
導波管を接続する構造であり、何れの空洞導波管５ｃ，
５ｄの開口も結合窓４との接続部分が結合窓４と略同等
に形成される。 【００３９】これらの整合構造の例は相互に組み合わせ
ても良く、また、図９（ｃ），（ｄ）のテーパはＥ面，
Ｈ面の両方に施しても良いことは周知の通りである。 【００４０】 【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明に
よるポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造によれ
ば、ポスト壁導波管と空洞導波管とを広帯域に接続変換
することができ、例えば２６ＧＨｚ帯での実施で、リタ
ンロス−１５ｄＢ以下の比帯域を約２０％以上確保する
ことができた。 【００４１】また、以上は帯域幅をできるだけ広くする
ことに着目して説明したが、無線送受信機には通常バン
ドパスフィルタが必要である。すなわち、送信機として
目的周波数以外のスプリアス成分を除去する必要があ
り、受信機としてはスプリアス感度の抑制や、目的外周
波数である他の通信成分を除去して、これによる受信特
性の悪化を防止するなどである。 【００４２】このため、本発明の接続変換構造がバンド
パスフィルタの構成であることに注目し、これを所望の
帯域幅になるように設計したり、必要に応じて３セクシ
ョン以上のフィルタの一部とするなど、積極的に利用す
れば、回路構成が縮小でき、低コスト化に寄与すること
もできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ポスト壁導波管の構造を示す図
【図２】（ａ），（ｂ） 空洞導波管の構造を示す図
【図３】従来のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換
構造の一例を示す側面断面図 【図４】従来のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換
構造の一例を示す平面透視図 【図５】本発明によるポスト壁導波管と空洞導波管の接
続変換構造の側面断面図 【図６】本発明のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変
換構造の平面透視図 【図７】本発明のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変
換構造の広帯域化の一例を示す平面透視図 【図８】通過特性の一例を示す図 【図９】（ａ）〜（ｄ） 結合窓と空洞導波管の部分的
な整合構造の例 【符号の説明】 １ａ，１ｂ…導体層、２…誘電体板、３…貫通導体、３
ａ，３ｂ，３ｃ…貫通導体列、４…結合窓、５（５ａ，
５ｂ，５ｃ，５ｄ）…空洞導波管、６…空洞導波管の開
口、７…整合用空間、８ａ，８ｂ…導波管共振器、９…
シャーシ等のスペーサ部材。
構造の一例を示す側面断面図 【図４】従来のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換
構造の一例を示す平面透視図 【図５】本発明によるポスト壁導波管と空洞導波管の接
続変換構造の側面断面図 【図６】本発明のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変
換構造の平面透視図 【図７】本発明のポスト壁導波管と空洞導波管の接続変
換構造の広帯域化の一例を示す平面透視図 【図８】通過特性の一例を示す図 【図９】（ａ）〜（ｄ） 結合窓と空洞導波管の部分的
な整合構造の例 【符号の説明】 １ａ，１ｂ…導体層、２…誘電体板、３…貫通導体、３
ａ，３ｂ，３ｃ…貫通導体列、４…結合窓、５（５ａ，
５ｂ，５ｃ，５ｄ）…空洞導波管、６…空洞導波管の開
口、７…整合用空間、８ａ，８ｂ…導波管共振器、９…
シャーシ等のスペーサ部材。
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Ｆターム(参考） 5J006 JB01 JB04 LA05 LA07 LA21
NA06 NA09 ND02 PA03
5J011 DA01 DA02
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 【請求項１】 誘電体板（２）の両面に導体層（１ａ，
１ｂ）を設け、該両面の導体層間を接続する柱状の貫通
導体（３）を複数並べた貫通導体列（３ａ，３ｂ）を２
列配置し、前記両面の導体層（１ａ，１ｂ）を導波管の
Ｈ面とし、前記貫通導体列（３ａ，３ｂ）を導波管のＥ
面とするポスト壁導波管と、 前記ポスト壁導波管の一方の開口を貫通導体列（３ｃ）
で塞ぎ、前記ポスト壁導波管の前記導体層のどちらか一
方の面に結合窓（４）を設け、この結合窓に空洞導波管
（５ａ）またはフランジ付きの空洞導波管（５ｂ）の開
口（６）を、直接または前記開口との接続部分に穴を有
するスペーサ部材（９）を介して間接的に突き当てて行
うポスト壁導波管と空洞導波管との接続変換構造におい
て、 前記結合窓（４）を含み、前記貫通導体列（３ｃ）から
使用周波数に共振する所定の寸法（Ｌ２）離れた位置に
貫通導体（３）にて導波管としてＨ面の幅を寸法（Ｓ
１）に狭めてなる第１の共振器（８ａ）と、更に前記寸
法（Ｌ２）の位置から所定の寸法（Ｌ３）離れた位置に
貫通導体（３）にて導波管としてＨ面の幅を寸法（Ｓ
２）に狭めてなる第２の共振器（８ｂ）とを構成したこ
とを特徴とするポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換
構造。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002090106A JP2003289201A (ja) | 2002-03-28 | 2002-03-28 | ポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造 |
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|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003289201A true JP2003289201A (ja) | 2003-10-10 |
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ID=29235484
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| JP2002090106A Pending JP2003289201A (ja) | 2002-03-28 | 2002-03-28 | ポスト壁導波管と空洞導波管の接続変換構造 |
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