JP2003163612A - Encoding method and decoding method for digital signal - Google Patents

Encoding method and decoding method for digital signal

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JP2003163612A
JP2003163612A JP2001358777A JP2001358777A JP2003163612A JP 2003163612 A JP2003163612 A JP 2003163612A JP 2001358777 A JP2001358777 A JP 2001358777A JP 2001358777 A JP2001358777 A JP 2001358777A JP 2003163612 A JP2003163612 A JP 2003163612A
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Takashi Ohira
Takashi Tei
Yoichiro Watanabe
孝 大平
陽一郎 渡辺
俊 程
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Advanced Telecommunication Research Institute International
株式会社国際電気通信基礎技術研究所
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To correct errors of transmitted digital signals even when there is channel noise in a multiple access communication system. <P>SOLUTION: Encoders 2-(i,j) Kronecker-multiply a Hadamard matrix of a prescribed order q with a prescribed spread spectrum sequence, generate the spread spectrum sequence of the result, multiply the generated spread spectrum sequence with inputted digital signals and output the multiplied result as encoded signals. A decoder 25 converts reception signals including a plurality of the encoded signals so as to be represented in the form of a matrix, multiplies the converted matrix by the Hadamard matrix, generates the matrix of the result, executes an error correction processing by changing respective components of the matrix so as to be a closest multiple of order q, calculates intermediate signal vectors for the respective encoded signals by dividing the error-corrected matrix by the order q and decodes the digital signals corresponding to the respective encoded signals from the calculated intermediate signal vectors. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【発明の属する技術分野】本発明は、例えば同期型CD BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] [Technical Field of the Invention The present invention is, for example, synchronous CD
MA(コード分割多重アクセス)システム(以下、S− MA (Code Division Multiple Access) system (hereinafter, S-
CDMAシステムという。 That the CDMA system. )において適用可能であって、エラー訂正可能なディジタル信号の符号化方法及び復号化方法に関する。 Be applicable in), it relates to a coding method and decoding method of the error correctable digital signal. 【0002】 【従来の技術】昨今の無線通信システムにおいては、スペクトラム拡散シーケンスが重要な役割を果たしていることは周知である。 2. Description of the Prior Art Recently wireless communication system, the spread spectrum sequence plays an important role is well known. S−CDMAシステムに使用されているその最も有名なスペクトラム拡散シーケンスは、ワルシュ−アダマール(Walsh-Hadamard)シーケンスである。 Its most famous spectrum spreading sequence used in the S-CDMA systems, Walsh - a Hadamard (Walsh-Hadamard) sequences. しかしながら、これらのスペクトラム拡散シーケンスは、スペクトラム拡散シーケンスの長さに等しい限られた数の潜在的ユーザしかサポートすることができないが、S−CDMAシステムにおける最近の開発は、その最大許容ユーザ数の増大を必要としてきている。 However, these spread spectrum sequence, it is not possible to potential users only support a limited number equal to the length of spectrum spread sequence, recent developments in S-CDMA system, the maximum permissible number of users increases and it has required. 【0003】多重アクセスアダーチャンネルのためのマルチユーザのための符号化方法は、これらの最大許容ユーザ数を増大させる可能性を秘めており、この試みとして、カチャツリアン(Khachatrian)らやウ(Wu)らは、多重アクセスアダーチャンネルのためのマルチユーザ・コードをS−CDMAシステム用のスペクトラム拡散シーケンスのセットとして使用可能であることを証明している(例えば、従来技術文献1「GK Khachatria [0003] coding method for multi-user for multiple access adder channel has the potential to increase these maximum allowable number of users, as this attempt, Kachatsurian (Khachatrian) Rayau (Wu) et al demonstrate that a multi-user code for multiple access adder channel can be used as a set of spread-spectrum sequences for S-CDMA systems (e.g., the prior art document 1 "GK Khachatria
n et al., "A new approach to the design of codes f n et al., "A new approach to the design of codes f
or synchronous-CDMA systems", IEEE Transaction on or synchronous-CDMA systems ", IEEE Transaction on
Information Theory, Vol. IT-41, No. 5, pp.1503-150 Information Theory, Vol. IT-41, No. 5, pp.1503-150
6, September 1995」、従来技術文献2「YW Wu et a 6, September 1995 ", the prior art literature 2" YW Wu et a
l. "Coding scheme for synchronous-CDMA systems", I l. "Coding scheme for synchronous-CDMA systems", I
EEE Transaction on Information Theory, Vol. IT-43, EEE Transaction on Information Theory, Vol. IT-43,
No. 3, pp.1065-1067, May 1997」など参照。 See No. 3, pp.1065-1067, May 1997 "and the like. )。 ). 彼らのスペクトラム拡散シーケンスは、その長さを遙かに超える多数のユーザをサポートするという特有の効果を有している。 Their spectrum spreading sequence has a unique effect that supports a number of users far exceeds its length. 【0004】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、彼らの研究では、伝送路における雑音を考慮せずに、「雑音のない」S−CDMAチャンネルに限定されており、言い換えれば、彼らのスペクトラム拡散シーケンスのセットは、エラー訂正能力を全く有していないという問題点があった。 [0004] The object of the invention is to be Solved However, in their study, without taking into account the noise in the transmission path, which is limited to "no noise" S-CDMA channel, in other words, their spectrum set of spreading sequences, there is a problem that does not have any error correction capability. 【0005】本発明の目的は以上の問題点を解決し、多重アクセス通信システムにおいて、チャンネル雑音があっても、送信されたディジタル信号のエラー訂正をすることができるディジタル信号の符号化方法及び復号化方法を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above problems, in a multiple access communication system, even when the channel noise, the coding method and decoding of digital signals that can be error correction of the transmitted digital signal It is to provide a method. 【0006】 【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル信号の符号化方法は、所定のスペクトラム拡散シーケンスに対して所定の次数qのアダマール行列をクロネッカー乗算して、そのクロネッカー乗算結果のスペクトラム拡散シーケンスを発生するステップと、入力されるディジタル信号に対して上記発生されたスペクトラム拡散シーケンスを乗算して、その乗算結果を符号化信号として出力するステップとを含むことを特徴とする。 [0006] coding method of a digital signal according to the present invention, in order to solve the problem] is to Kronecker multiplication Hadamard matrix of predetermined order q for a given spread spectrum sequence, the Kronecker multiplication result and generating a spread spectrum sequence, by multiplying the generated spread spectrum sequence for the digital signal input, characterized in that it comprises a step of outputting the multiplication result as a coding signal. 【0007】また、本発明に係るディジタル信号の復号化方法は、上記符号化方法で符号化された複数の符号化信号を含む受信信号を復号化するためのディジタル信号の復号化方法であって、複数の符号化信号を含む受信信号を行列の形式で表すように変換し、上記変換された行列に上記アダマール行列を乗算し、その乗算結果の行列を発生するステップと、上記乗算結果の行列の各成分を、最も近い次数qの倍数となるように変更することによりエラー訂正処理を実行して、エラー訂正された行列を発生するステップと、上記エラー訂正された行列を次数qで除算することにより、上記各符号化信号毎の中間信号ベクトルを計算するステップと、上記計算された中間信号ベクトルから上記各符号化信号に対応するディジタル信号を復号化す Further, the decoding method of digital signal according to the present invention, there is provided a method of decoding a digital signal for decoding a received signal comprising a plurality of encoded signal encoded by the encoding method converts to represent the received signal including a plurality of encoded signals in a matrix format, the Hadamard matrix is ​​multiplied by the transformed matrix, generating a matrix of the multiplication result, the multiplication result matrix each component of, and executes error correction processing by changing to the nearest multiple of order q, dividing and generating an error corrected matrix, the error-corrected matrix in order q by, turn into decoding calculating an intermediate signal vector for each said each coded signal, a digital signal corresponding to each encoded signal from an intermediate signal vector that has been calculated above ステップとを含むことを特徴とする。 Characterized in that it comprises a step. 【0008】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Hereinafter, an embodiment will be described according to the present invention with reference to the drawings. 【0009】本発明に係る実施形態では、例えばS−C [0009] In the embodiment according to the present invention, for example, S-C
DMAチャンネルが「雑音」によって悪化されることを考慮した、S−CDMAシステムのための「エラー訂正用」スペクトラム拡散シーケンスの符号化方法及び復号化方法を提案する。 Considering that the DMA channel is aggravated by "noise", it proposes a coding method and decoding method of "error correction" spread spectrum sequence for S-CDMA system. 本実施形態においては、特定された長さを有するスペクトラム拡散シーケンスと、ユーザ集団の大きさ及びエラー訂正ケイパビリティを予め与えれば、ブロック当たりの訂正数を比例的に増大させ、同時により大きなユーザ集団をサポートするより長くかつより大きなスペクトラム拡散シーケンスセットを構成でき、提案されたスペクトラム拡散シーケンスは、チャンネル雑音によって誘起されるエラーを訂正することが可能であり、かつまたスペクトラム拡散シーケンスの長さを遙かに超える多数のユーザをサポートすることが可能である。 In the present embodiment, a spread spectrum sequence with a length specified, be given in advance the size and error correction capability of the user population, the correction per block proportionally increased, a larger user population than simultaneously longer than support and can configure a larger spread spectrum sequence set, the proposed spectrum spreading sequence, it is possible to correct errors induced by channel noise, and also much of the length of the spread spectrum sequence it is possible to support a large number of users be exceeded. 【0010】まず、図1に示すS−CDMA無線通信システムを参照して、本実施形態で用いる基本構成について説明する。 [0010] First, referring to S-CDMA radio communications system shown in FIG. 1, a description will be given of a basic structure used in this embodiment. 図1においては、複数T個のユーザ端末5 In Figure 1, a plurality T user terminals 5
0−1乃至50−Tから、例えば無線伝送路であるマルチアクセスチャンネル伝送路30、及び無線基地局の符号化器40を介してT個の受信端末25−1乃至25− From 0-1 to 50-T, multi-access channel transmission path 30, and to the T receiving terminal 25-1 via the encoder 40 of the radio base station, for example a radio transmission channel 25
TまでのS−CDMA無線通信システム全体の基本構成を示している。 It shows the basic structure of the whole S-CDMA wireless communication systems up to T. 【0011】複数T個のユーザ端末50−1乃至50− [0011] or multiple T number of user terminal 50-1 50-
Tを備えたS−CDMA無線通信システムでは、j番目のユーザ端末50−j(j=1,2,…,T)に、長さnである±1の値を有するスペクトラム拡散シーケンスs ∈{−1,1} が割り当てられている。 The S-CDMA radio communication system comprising a T, j-th user terminal 50-j (j = 1,2, ..., T) , the spread spectrum sequence s j ∈ having a value of ± 1 is the length n {-1,1} n are allocated. S={s S = {s
,s ,…,s }をT個のスペクトラム拡散シーケンスより成るセットとする。 1, s 2, ..., a s T} be the set consisting of the T spread spectrum sequence. ここで、各ユーザ端末50 Here, the user terminals 50
−j(j=1,2,…,T)はそれぞれ、ディジタルデータ信号b を発生するディジタルデータ信号発生器1 -J (j = 1,2, ..., T) respectively, the digital data signal generator 1 for generating a digital data signal b j
−jと、ディジタルデータ信号b にスペクトラム拡散シーケンスs を乗算して符号化し、その乗算値を送信信号として送信する符号化器2−jとを備えて構成される。 -J and encodes by multiplying the spread spectrum sequence s j to digital data signals b j, constituted by a coder 2-j to transmit the multiplied value as a transmission signal. また、マルチアクセスチャンネル伝送路30の等価構成は、T個の乗算器31−1乃至31−Tと、その後段に設けられた加算器32とで表すことができる。 Further, the equivalent configuration of the multi-access channel transmission path 30 can be represented by the T multipliers 31-1 to 31-T, an adder 32 provided at the subsequent stage. さらに、マルチアクセスチャンネル伝送路30を介した受信信号は復号化器40でスペクトル逆拡散され、T個の受信ディジタルデータ信号b' を得て、それぞれT個の受信端末25−1乃至25−Tに出力される。 Further, the received signal via the multi-access channel transmission path 30 is spectrum despread with decoder 40, with the T number of receiving digital data signal b 'j, to the T receiver terminal 25-1, respectively 25- It is output to the T. 【0012】本実施形態においては、マルチユーザ符号化の観点から、j番目のユーザ端末50−jには成分コード{0 ,s ,−s }(j=1,2,…,T)が割り当てられる。 [0012] In this embodiment, multi-user in terms of coding, j-th component code to the user terminal 50-j {0 n, s j, -s j} (j = 1,2, ..., T ) it is assigned. ここで、0 は、n−ベクトル(長さnの行ベクトル;以下において、同様に表記する。)であり、そのn個の成分はゼロである。 Here, 0 n is, n- vector (row vector of length n;. In the following, the similarly denoted to), and its n components is zero. j番目のユーザ端末50−jがアクティブであれば、これは、そのディジタルデータ信号のメッセージb =1又はb =−1に依存して、符号化送信信号s 又は−s を送信する。 If j-th user terminal 50-j is active, which, depending on the message b j = 1 or b j = -1 of the digital data signal, transmits the encoded transmission signal s j or -s j to.
アイドル状態のユーザ端末50−jはすべて、符号化送信信号0 を送信してそれらがアクティブでないこと(すなわち、b =0)を示す。 All user terminals 50-j in the idle state, transmits the encoded transmission signal 0 n that they are not active indicating the (i.e., b j = 0). 従って、j番目のユーザ端末50−jによって送信される符号化送信信号のベクトルはb Thus, the vector of the encoded transmission signal transmitted by the j-th user terminal 50-j b である。 It is a j s j. 【0013】次いで、上述の等価的に構成された、雑音のあるS−CDMAのマルチアクセスチャンネル伝送路30からの出力ベクトル(受信信号)yは、以下のように代数的に表すことができる。 [0013] Then, it was equivalent to the configuration described above, the output vector (received signal) y from the multi-access channel transmission path 30 of the S-CDMA with noise can be expressed algebraically as follows. 【0014】 【数1】 [0014] [number 1] 【0015】ここで、eはチャンネル雑音によって誘発されるエラーベクトルを示し、p はj番目のユーザ端末b からの受信信号電力である。 [0015] Here, e is indicates an error vector induced by the channel noise, p j is the received signal power from the j-th user terminal b j. 従来技術文献2の場合と同様に、受信信号はすべて等電力であることを仮定し、一般性を失うことなく、次式で表される。 As in the prior art document 2, assuming that the received signals are all such power, without loss of generality, it is expressed by the following equation. 【数2】p =p =…=p =1 【0016】ここで、完全シンボル及びブロック同期も仮定されている。 [Number 2] p 1 = p 2 = ... = p T = 1 [0016] Here, full symbol and block synchronization are also assumed. すなわち、すべてのユーザ端末50− In other words, all of the user terminal 50-
jは、同一のクロック信号に基づいて同期化されたディジタルデータ信号を発生しかつ符号化する。 j is generated and encoded digital data signal which is synchronized on the basis of the same clock signal. 次いで、マルチアクセスチャンネル伝送路30からの受信信号yに基づいて、復号化器40は、雑音eが存在する場合であっても、各ユーザ端末50−jの状態(すなわち、アクティブであるか、アクティブでないか)及びユーザ端末50−jからのディジタルデータ信号を一意に決定する。 Then, based on the received signal y from the multi-access channel transmission path 30, the decoder 40, even when the noise e is present, the state of each user terminal 50-j (i.e., whether it is active, or inactive) and to uniquely determine the digital data signals from the user terminal 50-j. 【0017】本実施形態で用いる具体的な符号化方法及び復号化方法について説明する前に、ここで用いる表記法及び定義について説明する。 [0017] Before describing specific coding method and decoding method used in this embodiment will be described notations and definitions used herein. 受信信号の整数n−ベクトルy=(y ,y ,…,y )の重み(本実施形態では、いわゆるL−重みをいう。)は、次式で定義される。 Integer n- vector of received signals y = (y 1, y 2 , ..., y n) ( in the present embodiment refers to a so-called L- weight.) The weight of is defined by the following equation. 【0018】 【数3】 [0018] [number 3] 【0019】ここで、上記式の右辺の総和は実数に関するものである。 [0019] Here, the sum of the right side of the equation relates to the real. 2つのベクトルy及びy'間の距離(本実施形態では、いわゆるL−距離をいう。)は、次式で定義される。 Two vectors y and y 'a distance between (in this embodiment, refers to the so-called L- distance.) Is defined by the following equation. 【数4】d (y,y')=w (y−y') ここで、負の符号「−」は、成分毎の実数の減算を示す。 Equation 4] d L (y, y ') = w L (y-y') , where a negative sign "-" indicates a real subtraction for each component. 【0020】<定義1>2つの異なる任意のT−ベクトル、[b ,b ,…,b ]及び[b' ,b' [0020] <Definition 1> two different arbitrary T- vector, [b 1, b 2, ..., b T] and [b '1, b' 2 ,
…,b' ](ここで、b ,b' ∈{−1,0, ..., b 'T] (wherein, b j, b' j ∈ {-1,0,
1})について、 【数5】 About 1}), [number 5] であれば、長さnを有するスペクトラム拡散シーケンスのセットS={s ,s If the set S = {s 1 of the spread spectrum sequence with a length n, s ,…,s }は「δ−復号可能」であり、この定義は以下の通りである。 2, ..., s T} is "δ- decodable", this definition is as follows. 【0021】本実施形態においては、長さnのT個のスペクトラム拡散シーケンスにおいて、δ−復号可能なセットSを、(n,δ,T)セットと呼ぶ。 In the present embodiment, in the T spread spectrum sequence of length n, a δ- decodable set S, it is called a (n, [delta], T) set. もしセットがδ−復号可能ならば、このセットは誤りベクトルeのL If if set δ- decodable, L of the set error vector e
−重みw (e)が、 【数6】 - the weights w L (e) is, [6] であるすべての誤りパターンを訂正することができる(例えば、従来技術文献3「SC Chang et al., "Cod It is possible to correct all error patterns is (e.g., prior art document 3 "SC Chang et al.," Cod
ing for T-user multiple-access channels", IEEETran ing for T-user multiple-access channels ", IEEETran
sactions on Information Theory, Vol. IT-25, No. 6, sactions on Information Theory, Vol. IT-25, No. 6,
pp.684-691, November 1979」など参照。 pp.684-691, see, for November 1979 ". )。 ). すなわち、「δ−復号可能」は上記数6の右辺で表された個数以下のエラーを訂正して復号する能力があるということを意味する。 That is, "δ- decodable" means that the ability to decode and correct the following error number represented by the right-hand side of Equation 6. 【0022】ここで、 【数7】 [0022] In this case, [Equation 7] はpを越えない最大の整数を意味する。 It means the maximum integer which does not exceed p. 【0023】とって代わって、これは、δ−1個以下のエラーを検出するためにも使用される。 [0023] Take Alternatively, this is also used to detect [delta]-1 or fewer errors. (n,δ=1, (N, δ = 1,
T)セットは、「一意復号可能」であるという。 T) set, that it is "unique decodable". (n, (N,
δ=1,T)セットを用いる復号化器40は、任意に可能な受信されるベクトルをそれぞれ独立に一意に分解して、各ユーザ端末50−jから送信されたコードワードに分解することができる。 [delta] = 1, T) decoder using a set 40, is possible to uniquely decomposed independently a vector received available optionally, decomposed into a code word transmitted from the user terminal 50-j it can. 【0024】本実施形態で用いるS−CDMA無線通信システムのための符号化方法においては、長さqnを有するqT個のスペクトラム拡散シーケンスの、qδ−復号可能なセットは、長さnを有するT個のスペクトラム拡散シーケンスの、任意の十分に定義された、δ−復号可能なセットである、ことを用いる。 [0024] In the coding method for S-CDMA radio communication system used in the present embodiment, the qT number of spread spectrum sequence with a length qn, Qderuta- decodable set, T having a length n the number of the spread spectrum sequence, which is any well-defined, a δ- decodable set, that is used. さらに詳しく言えば、任意の(n,δ,T)セットSが予め与えられると、次数qのアダマール行列によって(qn,qδ,q More particularly, any (n, [delta], T) when the set S is given in advance, (qn by Hadamard matrix of order q, qδ, q
T)セットS が発生される。 T) set S * is generated. 以下では、(n,δ, In the following, (n, δ,
T)セットから(qn,qδ,qT)セットを発生することができるという主要な理論について証明する。 From T) set (qn, qδ, to prove the major theory that it is possible to generate a qT) set. 【0025】次いで、本実施形態に係る符号化方法について詳細に説明する。 [0025] Next is a detailed description coding method according to the present embodiment. ここでは、(n,δ,T)セットSが予め与えられるとき、セットSから(qn,qδ, Here, (n, [delta], T) when the set S is given in advance, from the set S (qn, qδ,
qT)セットS を発生可能であることを示す。 qT) show that the set S * can be generated. ここで、qはアダマール行列の次数である。 Here, q is the order of the Hadamard matrix. 以下、定理1を示し、その証明を示す。 Below by Theorem 1, it shows that certificate. 【0026】<定理1>セットS={s ,s ,…, [0026] <Theorem 1> set S = {s 1, s 2 , ...,
}はs ∈{−1,1} を有する(n,δ,T) s T} has a s j ∈ {-1,1} n ( n, δ, T)
セットであり、h は次数qのアダマール行列Hのi番目の行ベクトルであるものとし、さらに、 【数8】 A set, h i is assumed to be the i-th row vector of the Hadamard matrix H of order q, furthermore, Equation 8] はh 及びs 間のクロネッカー積を示すとすると、次式のセットS 【数9】 When denotes the Kronecker product between h i and s j, set S * Equation 9] of the formula は、(qn,qδ,qT)セットである。 Is a (qn, qδ, qT) set. ここで、s Here, s
ij はセットS における((i−1)T+j)番目のスペクトラム拡散シーケンスである。 ij * is ((i-1) T + j) th spread spectrum sequences in the set S *. 【0027】<定理1の証明>明らかに、セットS はシーケンスの長さqnを有しており、クロネッカー積の定義によってスペクトラム拡散シーケンス{−1,1} [0027] <proof of Theorem 1> Clearly, the set S * has a length qn sequence, spread spectrum sequence by the definition of Kronecker product {-1,1}
qnに属している。 It belongs to qn. セットS におけるスペクトラム拡散シーケンスの数は、上記数9からqTである。 The number of spread spectrum sequences in the set S * is a qT from Equation 9. セットS が「qδ−復号可能」であることを以下に証明する。 Set S * to prove below that it is a "qδ- can be decoded". 【0028】 【数10】 [0028] [number 10] 【0029】上記の不等式が、2つの異なるqT−ベクトル: 【数11】[b 11 ,…,b 1T ,…,b i1 The above inequality is two different qT- vector: [Equation 11] [b 11, ..., b 1T , ..., b i1,
i2 ,…,b iT ,…,b q1 ,…,b b i2, ..., b iT, ..., b q1, ..., b qT ]≠ qT]
[b' 11 ,…,b' 1T ,…,b' i1 ,b' i2 [B '11, ..., b ' 1T, ..., b 'i1, b' i2,
…,b' iT ,…,b' q1 ,…,b' qT ] に関して成立することを明らかにする。 ..., reveal b 'iT, ..., b' q1, ..., to be established with respect to b 'qT]. ここで、i= Here, i =
1,2,…,q;j=1,2,…,Tに対して【数12】b ij ,b' ij ∈{−1,0,1} である。 1,2, ..., q; j = 1,2, ..., a [number 12] b ij, b 'ij ∈ { -1,0,1} against T. 【0030】ここで、便宜上、中間信号ベクトルθ を次式のようにおく。 [0030] Here, for convenience, placing an intermediate signal vector theta i as:. 【0031】 【数13】 [0031] [number 13] 【0032】従って、次式が得られる。 [0032] Therefore, the following equation is obtained. 【0033】 【数14】 [0033] [number 14] 【0034】ここで、次式のq×n行列について考察する。 [0034] Here, consider the q × n matrix of the following equation. 【0035】 【数15】 [0035] [number 15] 【0036】ここで、上付き文字「T」は行列の転置を意味する。 [0036] Here, the superscript "T" refers to the transpose of the matrix. 上記数15の両辺にアダマール行列Hを掛けると、HH =qIにより、次式が得られる。 Multiplying Hadamard matrix H to both sides of the equation 15, the HH T = qI, the following equation is obtained. 【0037】 【数16】 [0037] [number 16] 【0038】ここで、Iは次数qの単位行列である。 [0038] Here, I is a unit matrix of order q. 少なくともi は存在するため、 【数17】(b i01 ,b i02 ,…,b i0T )≠ For at least i 0 is present, [number 17] (b i01, b i02, ... , b i0T) ≠
(b' i01 ,b' i02 ,…,b' (B 'i01, b' i02 , ..., b ' i0T ) (上記数11参照。)であり、セットSはδ−復号可能である。 I0T) is (the number 11 references.), the set S can be δ- decoding. 従って、次式が成り立つ。 Therefore, the following equation holds. 【0039】 【数18】 [0039] [number 18] 【0040】従って、行列HΦのi 番目の行ベクトルは、以下の重みを有する必要がある。 [0040] Accordingly, i 0-th row vector of the matrix HΦ must have a weight of less. 【0041】 【数19】 [0041] [number 19] 【0042】ここで、 【数20】 [0042] In this case, [number 20] 及び【数21】 And [number 21] はそれぞれ、行列H及びΦの成分である。 Is a component of each matrix H and [Phi. 【0043】行列Hの成分はすべて{−1,1}からであるため、次式を得る。 [0043] For components of the matrix H are all {-1,1}, the following expression is obtained. 【0044】 【数22】 [0044] [number 22] 【0045】上記数14のベクトルの重みは、行列Φにおける全成分の絶対値の合計に等しい。 The weight vector of the equation 14 is equal to the sum of the absolute values ​​of all the components in the matrix [Phi. すなわち、次式で表される。 That is expressed by the following equation. 【0046】 【数23】 [0046] [number 23] 【0047】従って、セットS はqδ−復号可能である。 [0047] Thus, the set S * is possible qδ- decoding. 定理1の証明はこれで終了する。 Proof of Theorem 1 is completed in this. 【0048】次いで、定理1のスペクトラム拡散シーケンスのセットS をマルチユーザ符号化方法の観点から考察する。 [0048] Next, consider the set S * spread spectrum sequence Theorem 1 in view of the multi-user encoding method. 上述したように、セットS={s ,s As described above, the set S = {s 1, s 2 ,
…,s }に関連づけられたS−CDMA無線通信システムにおいては、j番目のユーザには、成分コード{0 ..., in the S-CDMA radio communication system associated with the s T}, the j th user, component code {0
,s ,−s }が割り当てられている。 n, s j, is -s j} is assigned. コードワード0 は全ユーザによって共有されるため、スペクトラム拡散シーケンスセットはS−CDMA無線通信システムにおける可変数のアクティブなユーザ端末に対応する無線送信端末装置10−(i,j)(i=1,2,…, Codeword 0 n is to be shared by all users, the spectrum spread sequence set radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j) (i = 1 corresponding to the active user terminals of a variable number of S-CDMA radio communication system , 2, ...,
q;j=1,2,…,T)をサポートする。 q; j = 1,2, ..., T) to support. 【0049】 【数24】 [0049] [number 24] 【0050】ここで、上記式が成り立つため、共通のゼロベクトル0 nqもまた、セットS [0050] Here, since the above equation is satisfied, a common zero vector 0 nq also set S に関連づけられるS−CDMA無線通信システムにおけるすべてのユーザに共有される。 * Is shared by all users in the S-CDMA radio communication system associated with the. 従って、セットS は、可変数のアクティブな無線送信端末装置10−(i,j)を支援するという特性を有している。 Thus, the set S * is a variable number of active radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j) has the property of supporting. 【0051】本実施形態においては、各無線送信端末装置10−(i,j)に共通のゼロコードワードを割り当てるため(上記数24参照。)、復号化器40は各無線送信端末装置10−(i,j)の状態を同定することが可能であり(ゼロコードワードであればアクティブでない)。 [0051] In this embodiment, for allocating a common zero codeword 10 each radio transmitting terminal apparatus (i, j) (Equation 24 references.), The decoder 40 is the radio transmitting terminal apparatus 10 (i, j) it is possible to identify the state of (if zero codeword not active). 次に、チャンネル雑音が存在する場合であってもアクティブな無線送信端末装置10−(i,j)からのディジタルデータ信号を曖昧さなしに一意に決定することが可能である。 Then, it is possible to uniquely determine unambiguously the digital data signal from the radio transmitting terminal apparatus 10 was also active if (i, j) the channel noise is present. 【0052】本実施形態においては、スペクトラム拡散シーケンスs ∈{−1,1} の場合に限定されたものであるが、これを正の整数k(≧2)に関して、 【数25】s ∈{±k,±(k−1),…,±1} に進展させることは容易である。 [0052] In this embodiment, although what is limited to the case of the spread spectrum sequence s j{-1,1} n, which respect a positive integer k (≧ 2), Equation 25] s j ∈ {± k, ± ( k-1), ..., ± 1} it is easy to progress to n. 【0053】定理1におけるδは任意の正の整数であるが、以後、δ=1の場合に限定して考える。 [0053] While the [delta] in Theorem 1 is any positive integer, hereinafter considered as being limited to the case of [delta] = 1. 【0054】次の例は、周知のワルシュ−アダマールのシーケンスがS−CDMA無線通信システムのエラー訂正用スペクトラム拡散シーケンスであることを示している。 [0054] The following examples are well-known Walsh - indicates that Hadamard sequence is an error correction spectrum spreading sequence S-CDMA wireless communication system. 【0055】<例1>自明なセット(n=1,1,T= [0055] <Example 1> trivial set (n = 1,1, T =
1)であるセットSを、S={s =[1]}とおく。 The set S 1), put the S = {s 1 = [1 ]}.
このとき上記数9に従って、次式に示すように、q個のスペクトラム拡散シーケンスから成るセットが得られる。 According to the above Equation 9 In this case, as shown in the following equation, set of q number of the spread spectrum sequence is obtained. 【0056】 【数26】 [0056] [number 26] 【0057】定理1によって、上記数26で得られるセット{s ,s ,…,s }は「q−復号可能」であり、かつ(q,q,q)セットである。 By [0057] Theorem 1, the set obtained by the above Expression 26 {s 1 *, s 2 *, ..., s q *} is "q- decodable", and is a (q, q, q) sets . 上記数26におけるh がワルシュ−アダマールシーケンスであることは周知である。 H i in Equation 26 Walsh - It is well known that Hadamard sequences. 【0058】次いで、上記数26のセット{s ,s [0058] Next, a set of the number 26 {s 1 *, s
,…,s }の一例について以下に考える。 2 *, ..., consider the following an example of s q *}. 次数8のアダマール行列H は次式で表される。 Hadamard matrix H 8 of order 8 can be expressed by the following equation. 【0059】 【数27】 [0059] [number 27] 【0060】このとき、上記数26から、次のような8 [0060] In this case, from the above-mentioned number 26, such as: 8
個のスペクトラム拡散シーケンスから成るセットが得られる。 Set of pieces of spectrum spread sequence can be obtained. 【0061】 【数28】 s =[1,1,1,1,1,1,1,1] 【数29】 s =[1,−1,1,−1,1,−1,1,−1] 【数30】 s =[1,1,−1,−1,1,1,−1,−1] 【数31】 s =[1,−1,−1,1,1,−1,−1,1] 【数32】 s =[1,1,1,1,−1,−1,−1,−1] 【数33】 s =[1,−1,1,−1,−1,1,−1,1] 【数34】 s =[1,1,−1,−1,−1,−1,1,1] 【数35】 s =[1,−1,−1,1,−1,1,1,−1] 【0062】これは、定理1により(8,8,8)セットである。 [0061] [number 28] s 1 * = [1,1,1,1,1,1,1,1] [number 29] s 2 * = [1, -1,1 , -1,1, - 1, 1, -1] Equation 30] s 3 * = [1,1, -1 , -1,1,1, -1, -1] Equation 31] s 4 * = [1, -1 , -1,1,1, -1, -1, 1] [number 32] s 5 * = [1,1,1,1, -1 , -1, -1, -1] [number 33] s 6 * = [1, -1, -1, -1, -1, 1] [number 34] s 7 * = [1,1, -1 , -1, -1, -1,1, 1] [number 35] s 8 * = [1, -1 , -1,1, -1,1,1, -1] [0062] This is, by theorem 1 is a (8,8,8) set . 【0063】従来技術文献2においては、ウ(Wu)らがS−CDMAシステムのためのスペクトラム拡散シーケンスによる一意復号可能なセットを構築した。 [0063] In the prior art document 2, c (Wu) et al. Constructed a unique decodable set by the spread spectrum sequence for S-CDMA system. 従来技術文献2のスペクトラム拡散シーケンスセットは、長いシーケンス長n(≧16)のための先行するS−CDMA Spread spectrum sequence set prior art document 2, the preceding S-CDMA for a long sequence length n (≧ 16)
システムの限界を遙かに超えるユーザ数をサポートすることができる。 It can support the number of users that exceed the limits of the system much. 従って、ウ(Wu)らによるセットは、定理1におけるセットSのために選択されるべきものである。 Therefore, set by c (Wu) et al are to be selected for the set S in Theorem 1. 次に、下記の結論が得られる。 Then, the following conclusions can be obtained. 【0064】<例2>従来技術文献2の(n,1,T) [0064] <Example 2> prior art documents 2 (n, 1, T)
セットS WCが定理1におけるSとして選択されると、 If the set S WC is selected as S in Theorem 1,
(qn,q,qT)セットS が得られる。 (Qn, q, qT) set S * is obtained. セットS Set S *
のパラメータは、(n,1,T)セットS WCによって指定される。 The parameters specified by the (n, 1, T) set S WC. ここで、n=2 (pは正の整数)、n≧ Here, n = 2 p (p is a positive integer), n ≧
16に対して次式が成立する(例えば、従来技術文献2 16 the following equation is established with respect to (e.g., prior art document 2
参照。 reference. )。 ). 【0065】 【数36】 [0065] [number 36] 【0066】次いで、n=4の場合の例を示す。 [0066] Next, an example when n = 4. 表1 Table 1
は、次式で表される次数q=4のアダマール行列H を用いることにより、従来技術文献2のセット(4,1, , By using a Hadamard matrix H 4 of the order q = 4 represented by the following formula, the prior art document 2 sets (4,1,
3)から形成される、(4×4,4,4×3)セットを示している。 3) is formed from, shows a (4 × 4,4,4 × 3) sets. 【0067】 【数37】 [0067] [number 37] 【0068】 【表1】 (4×4,4,4×3)セット従来技術文献2による(4,1,3)セット――――――――――――――――――――――――――――――――――― s =[−1,−1,−1,1] s =[−1,1,1,−1] s =[−1,1,−1,1] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― (4×4,4,4×3)セット――――――――――――――――――――――――――――――――――― s 11 =[-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1] s 12 =[-1,1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,1,-1] s 13 =[-1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,1] s 21 =[-1,-1,-1,1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,1,1,1,1,-1] s 22 =[-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,1] s 23 =[-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,1,-1] s [0068] [Table 1] (4 × 4,4,4 × 3) set according to the prior art document 2 (4,1,3) set ------------------ ----------------- s 1 = [- 1, -1, -1,1] s 2 = [- 1,1,1, -1] s 3 = [ -1,1, -1,1] ----------------------------------- (4 × 4, 4,4 × 3) set ----------------------------------- s 11 * = [- 1 , -1, -1,1, -1, -1, -1,1, -1, -1, -1,1, -1, -1, -1,1] s 12 * = [- 1,1 , 1, -1, -1,1,1, -1 , -1,1,1, -1, -1,1,1, -1] s 13 * = [- 1,1, -1,1 , -1,1, -1,1, -1,1, -1,1 , -1,1, -1,1] s 21 * = [- 1, -1, -1,1,1,1 , 1, -1, -1, -1 , -1,1,1,1,1, -1] s 22 * = [- 1,1,1, -1,1, -1, -1,1 , -1,1,1, -1,1, -1, -1,1 ] s 23 * = [- 1,1, -1,1,1, -1,1, -1, -1,1 , -1,1,1, -1,1, -1] s 3 =[-1,-1,-1,1,-1,-1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,1,-1] s 32 =[-1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1] s 33 =[-1,1,-1,1,-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1] s 41 =[-1,-1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,1,-1,-1,-1,-1,1] s 42 =[-1,1,1,-1,1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,1,-1] s 43 =[-1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1,-1,1] ――――――――――――――――――――――――――――――――――― 【0069】この場合において、例えば、スペクトラム拡散シーケンスs 23 は次式で表される。 * = [- 1, -1, -1,1, -1, -1, -1,1,1,1,1, -1,1,1,1, -1] s 32 * = [- 1 , 1,1, -1, -1,1,1, -1,1 , -1, -1,1,1, -1, -1,1] s 33 * = [- 1,1, -1 , 1, -1,1, -1,1,1, -1,1 , -1,1, -1,1, -1] s 41 * = [- 1, -1, -1,1,1 , 1,1, -1,1,1,1, -1, -1 , -1, -1,1] s 42 * = [- 1,1,1, -1,1, -1, -1 , 1,1, -1, -1,1, -1,1,1 , -1] s 43 * = [- 1,1, -1,1,1, -1,1, -1,1, -1,1, -1, -1, -1, 1] -------------------------------- --- [0069] in this case, for example, spread spectrum sequence s 23 * is expressed by the following equation. 【0070】 【数38】 [0070] [number 38] 【0071】例2では、n≧16の例を提示したほうが適当であったとは思われるが、符号化の手順及び明細書での表示スペースを考慮し、単純に示す意味で敢えてn [0071] In Example 2, although better presented examples of n ≧ 16 is think which was appropriate, considering the display space in the procedures and specification of coding, dare in the sense of simply indicating n
=4の例が使用されている。 = Example 4 is used. 例2で構築されたセットS Set was constructed in Example 2 S
(qn,q,qT)は、 【数39】 * (Qn, q, qT) is, [number 39] 個以下のエラーを訂正することが可能であり、同じくスペクトラム拡散シーケンスの長さqn(n≧16)を遙かに超える多数qT個の無線送信端末装置10−(i, It is possible to correct the following error number, also the spread spectrum sequence of length qn the (n ≧ 16) exceeds far many qT number of radio transmitting terminal apparatus 10- (i,
j)(i=1,2,…,q;j=1,2,…,T)をサポートすることが可能である。 j) (i = 1,2, ..., q; j = 1,2, ..., T) can be supported. 【0072】なお、符号化方法においては、好ましくは、以下のスペクトラム拡散シーケンスセットS={s [0072] In the encoding method, preferably, the following spread spectrum sequence set S = {s
,s ,・・・,s }を用いる。 1, s 2, ···, a s T} is used. 検出セット{v Detection set {v 1,
,・・・,v },v ∈{0,1} n−1が与えられたとき、スペクトラム拡散シーケンスセットS={s v 2, ···, v T} , v j ∈ {0,1} When the n-1 is given, the spread spectrum sequence set S = {s
,s ,・・・,s },s ∈{−1,1} は、次式のように、検出セットから得られる。 1, s 2, ···, s T}, s j ∈ {-1,1} n , as follows, obtained from the detection set. 【数40】s =[−1,2v −1] ここで、この検出セットの構築は公知のリンドストロームアルゴリズム(従来技術文献2参照。)に基づいて行うことができ、検出セットは以下のように定義できる。 Equation 40] s j = [- 1,2v j -1 ] , where the construction of the detection set can be based on known Lindstrom algorithm (. See prior art document 2), the detection set is less It can be defined as. 【0073】<検出セットの定義>非ゼロの2値(0又は1の値)ベクトル{v ,v ,・・・,v }は、もし次式【数41】 [0073] <Detection set of definitions> 2 non-zero value (0 or 1 value) the vector {v 1, v 2, ··· , v T} that if following equation 41] のすべての和が明確に識別できるならば(ここで、a If the sum of all can be clearly identified (where, a j
∈{0,1,2}){0,1,2}にわたって結合性を有する検出セットと呼ぶことができる(従来技術文献2 ∈ {0,1,2}) can be referred to as a detection set capable of binding over {0,1,2} (prior art document 2
参照)。 reference). すなわち、検出セットv は、上記数41のすべての和から一意的にベクトルa を検出できるものである。 That is, the detection set v j are those that can uniquely detect the vector a j from the sum of all the number 41. 【0074】従って、符号化器側では、上記のスペクトラム拡散シーケンスs (j=1,2,…,T)に対して、次式のスペクトラム拡散シーケンスセットS を発生し、 【数42】 [0074] Therefore, in the encoder side, said spectrum spreading sequence s j (j = 1,2, ... , T) relative to generate a spread spectrum sequence set S * of the formula: Equation 42] このスペクトラム拡散シーケンスセットS をディジタルデータ信号b ijに対して乗算した後、送信することになる。 After multiplying the spread spectrum sequence set S * for the digital data signal b ij, it will send. なお、h は次数qのアダマール行列Bのi番目の行ベクトルである。 Incidentally, h i is the i-th row vector of the Hadamard matrix B of order q. 【0075】次いで、エラー訂正ルールについて説明する。 [0075] Next, a description will be given of error correction rules. 本実施形態では、δ=1のときの定理1におけるセットS のためのエラー訂正ルールを提案する。 In the present embodiment proposes a set S * error correction rules for the Theorem 1 in the case of [delta] = 1. ここで、((i−1)T+j)番目の無線送信端末装置10 Here, ((i-1) T + j) th radio transmitting terminal apparatus 10
−(i,j)がディジタルデータ信号b ij (i=1, - (i, j) is the digital data signals b ij (i = 1,
2,…,q;j=1,2,…,T)を送信するものと仮定する。 Suppose j = 1,2, ..., intended to send the T); 2, ..., q. これに対応して、送信される符号化送信信号のベクトルの合計は、次式で表される。 Correspondingly, the sum of the vectors of the encoded transmission signal to be transmitted is expressed by the following equation. 【0076】 【数43】 [0076] [number 43] 【0077】マルチアクセスチャンネル伝送路30において雑音eが存在する場合、復号化器40は下記のような外乱された受信信号yを観測する。 [0077] If the noise e in a multi-access channel transmission path 30 is present, the decoder 40 observes the disturbance received signal y as follows. 【0078】 【数44】 [0078] [number 44] 【0079】ここで、雑音eは仮定により、次式の重みw を有するエラーベクトルである。 [0079] Here, the noise e is the assumption is an error vector with weights w L of the formula. 【0080】 【数45】 [0080] [number 45] 【0081】復号化器40のタスクは、受信された信号ベクトルyのエラーを訂正し、かつディジタルデータ信号b ijを再生することである。 [0081] The decoder 40 task is to correct an error in the received signal vector y, and is to reproduce the digital data signal b ij. エラーの訂正及びディジタルデータ信号b ijの決定は、次のように実行される。 Correction and determination of the digital data signals b ij of the error is performed as follows. 上記数13とは僅かに相違する中間信号ベクトルθ Intermediate signal vector that differs slightly from the above number 13 theta
を次式のようにおく。 put i according to the following equation. 【0082】 【数46】 [0082] [number 46] 【0083】次いで、受信信号ベクトルyは次式のように書き換えられる。 [0083] Then, the received signal vector y can be rewritten as follows. 【0084】 【数47】 [0084] [number 47] 【0085】エラーベクトルeはq個のn−ベクトルに分割することができ、次式で表される。 [0085] error vector e can be divided into q n- vector is expressed by the following equation. 【数48】e≡[e ,e ,…,e ] ここで、q×n行列であるΦ について考える。 Equation 48] e≡ [e 1, e 2, ..., e q] Here, considered is a q × n matrix [Phi y. 【0086】 【数49】 [0086] [number 49] 【0087】上記数16の場合と同様に、行列Φ の左辺に行列Hを掛けると、次式が得られる。 [0087] As in the above Equation 16, multiplied by the matrix H on the left side of the matrix [Phi y, the following equation is obtained. 【0088】 【数50】 [0088] [number 50] 【0089】ここで、エラーベクトルeがゼロベクトルであれば、行列HΦ の各成分はqの倍数になる。 [0089] Here, if the zero vector error vector e, the components of the matrix H.phi y is a multiple of q. もしエラーベクトルが次式の重みw (e)を有するとき、 【数51】 If when the error vector has a weight in the following equation w L (e), Equation 51] 復号化器40は、qの倍数ではない成分を最も近いqの倍数に変更することにより、行列HΦ におけるこれらのエラーを訂正することができる。 Decoder 40, by changing to the nearest multiple of q components is not a multiple of q, it is possible to correct these errors in the matrix H.phi y. より正確に言えば、 More precisely,
ζ ijを行列HΦ の一成分とし、かつ【数52】r=ζ ij mod q とする。 The zeta ij as one component of the matrix H.phi y, and the Equation 52] r = ζ ij mod q. ここで、modはqを法とするモジュロの演算子である。 Here, mod is an operator modulo modulo q. エラー訂正処理は、次式のように実行される。 Error correction processing is executed as follows. 【0090】 【数53】 [0090] [number 53] 【0091】次いで、行列HΦ の訂正された信号ベクトルをqで除算すると次式を得る。 [0091] Then, the corrected signal vector of the matrix H.phi y Dividing by q, the following expression is obtained. 【0092】 【数54】 [0092] [number 54] 【0093】中間信号ベクトルθ は(n,1,T)セットSからのベクトルについての重み付け和であることから(上記数46参照)、送信されたディジタルデータ信号のメッセージb ij (j=1,2,…,T)は、 [0093] (see Equation 46), it is the intermediate signal vector theta i is a weighted sum of vectors from (n, 1, T) set S, message b ij of the transmitted digital data signal (j = 1 , 2, ..., T) is,
(n,1,T)セットSを復号化することによって上記数46から一意に再生される(例えば、従来技術文献2 (N, 1, T) is uniquely reproduced from the number 46 by decoding a set S (e.g., prior art document 2
の復号化手順によれば、従来技術文献2のセットが定理1におけるスペクトラム拡散シーケンスセットSの役割を果たす場合である)。 According to the decoding procedure, a set of prior art documents 2 are play a role of the spread spectrum sequence set S in Theorem 1). 【0094】従って、復号化方法におけるエラー訂正ルールは以下の手順を用いる。 [0094] Accordingly, error correction rules in decoding process uses the following steps. (a)ステップSS1:上記数47の受信信号ベクトルyを、行列Φ に並べ替えて変換する(上記数49参照)。 (A) Step SS1: The received signal vector y in Formula 47, and converts rearranges the matrix [Phi y (see Equation 49). (b)ステップSS2:変換された行列Φ にアダマール行列Hを乗算することにより、行列HΦ を計算する。 (B) Step SS2: by multiplying the Hadamard matrix H in transformed matrix [Phi y, to calculate the matrix H.phi y. (c)ステップSS3:上記数53に従って行列HΦ (C) Step SS3: matrix H.phi y according to the above number 53
の成分に対して最も近い次数qの倍数になるように変更することによりエラー訂正処理を実行する。 Performing error correction processing by changing the to be the nearest multiple of order q of the component. (d)ステップSS4:エラー訂正された行列HΦ を次数qで除算することにより、中間信号ベクトルθ Step (d) SS4: by dividing the error-corrected matrix H.phi y in order q, the intermediate signal vector θ
(i=1,2,…,q)を計算する。 i (i = 1,2, ..., q) is calculated. (e)ステップSS5:(n,1,T)セットS(例えば、従来技術文献2に開示されたセット)を用いて、上記数46の中間信号ベクトルθ から、送信されたディジタルデータ信号のメッセージb ij (j=1,2, (E) Step SS5: (n, 1, T ) set S (e.g., prior art set disclosed in reference 2) using, from the intermediate signal vector theta i of the number 46, the digital data signal transmitted message b ij (j = 1,2,
…,T)を再生する。 ..., to play the T). このステップSS5をi=1からqまで繰り返す。 This step SS5 is repeated from i = 1 to q. 【0095】図2は、本発明に係る一実施形態に係るS [0095] Figure 2, according to an embodiment of the present invention S
−CDMA無線通信システムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of -CDMA wireless communication system. 図1の基本構成と同様の構成要素については同一の符号を付している。 Are denoted by the same reference numerals are given to the same components as the basic configuration of FIG. 図2の構成においては、特に、上述の符号化方法及び復号化方法を用いるために、以下のように構成したことを特徴としている。 In the configuration of FIG. 2, in particular, in order to use the coding method and decoding method described above, it is characterized by being configured as follows. なお、図2において、i=1,2,…,q;j=1,2,…,Tであり、無線送信端末装置10−(i,j)はその識別番号が2次元で表され、合計qT個の装置を備える。 Incidentally, in FIG. 2, i = 1,2, ..., q; j = 1,2, ..., a T, the radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j) is the identification number is represented in two dimensions, comprising a total qT pieces of equipment. (a)符号化器2−(i,j)に接続され、変形されたスペクトラム拡散シーケンス信号セットS ={s 11 (A) coder 2- (i, j) is connected to, modified spectrum spread sequence signal set S * = {s 11
,s 12 ,…,s ij ,…,s qT }の各成分のスペクトル拡散信号(以下、SS信号という。)s *, S 12 *, ..., s ij *, ..., spread spectrum signals of each component of the s qT *} (hereinafter, referred to as SS signal.) S
ij を発生するSS信号発生器3−(i,j)を備えたこと。 SS signal generator for generating a ij * 3- (i, j), further comprising a. (b)データメモリ26内に格納され、復号化処理で必要な、アダマール行列Hと、検出セットベクトルv (B) stored in the data memory 26, required by the decoding process, the Hadamard matrix H, detects set vectors v
と、ハミング重み係数α(i)とを用いて、図3に示すエラー訂正を含む復号化処理を実行する復号化器24 Using a j, Hamming weighting factors α and (i), the decoder 24 to perform decoding processing including error correction shown in FIG. 3
を備えたこと。 Further comprising a. 【0096】図2において、図1のユーザ端末に対応する無線送信端末装置10−(i,j)(i=1,2, [0096] In FIG. 2, the radio transmitting terminal apparatus corresponding to the user terminal of FIG. 1 10- (i, j) (i = 1,2,
…,q;j=1,2,…,T)が設けられる一方、無線基地局側において無線受信装置20が設けられ、それらの間で自由空間を用いて無線通信を行う。 ..., q; j = 1,2, ..., while T) is provided, the wireless reception device 20 is provided in the radio base station performs wireless communication using the free space between them. なお、各無線送信端末装置10−(i,j)は同一のクロック信号に基づいて、同期化されてディジタルデータ信号を発生しかつ符号化し、無線送信端末装置10−(i,j)は互いに同様に構成される。 Each radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j) is based on the same clock signal, the digital data signals and coded generated are synchronized, the radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j) from each other similarly configured. 【0097】各無線送信端末装置10−(i,j)において、ディジタルデータ信号発生器1−(i,j)は、 [0097] In each of the radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j), the digital data signal generator 1- (i, j) is
送信すべきディジタルデータ信号のメッセージb ijを発生して符号化器2−jに出力する。 Message b ij of the digital data signal to be transmitted is generated and output to the encoder 2-j. 一方、SS信号発生器3−(i,j)は、上記数42で示されたSS信号セットS を予め計算してテーブルメモリ(図示せず。)に格納してそれを読み出すことにより発生し、ここで、各SS信号発生器3−(i,j)はSS信号セットS のうちのSS信号s ij を発生して符号化器2 On the other hand, SS signal generator 3- (i, j) is generated by reading it and store precomputed the SS signal set indicated above the number 42 S * in the table memory (not shown.) and wherein each SS signal generator 3- (i, j) is the encoder generates a SS signal set S * SS signal s ij of the * 2
−(i,j)に出力する。 - output (i, j) to. 符号化器2−(i,j)は、 Encoder 2- (i, j) is
入力されたディジタルデータ信号のメッセージb Message b of the input digital data signal
ijに、SS信号のシーケンスs ij を乗算することにより、符号化送信信号b ijij を計算した後、 a ij, by multiplying the sequence s ij * of the SS signal, after calculating the encoded transmission signal b ij s ij *,
所定の無線信号に周波数変換するアップコンバータ4− Up converter for frequency conversion to a predetermined radio signal 4-
(i,j)及び電力増幅器5−(i,j)を介してアンテナ6−(i,j)から送信放射する。 (I, j) and the power amplifier 5- (i, j) via the transmitting radiation from an antenna 6- (i, j). 【0098】一方、無線受信装置20のアンテナ21は各無線送信端末装置10−(i,j)から送信される符号化送信信号を受信した後、低雑音増幅器22と、帯域通過フィルタ23と、所定の中間周波信号に変換するダウンコンバータ23Aと、A/D変換器23bとを介して、符号化信号を含む受信信号yとして復号化器24に出力する。 [0098] On the other hand, after the antenna 21 of the wireless reception device 20 that receives the encoded transmission signals transmitted from the 10 respective radio transmitting terminal apparatus (i, j), a low noise amplifier 22, a bandpass filter 23, a down-converter 23A for converting into a predetermined intermediate frequency signal, through an a / D converter 23b, and outputs to the decoder 24 as a received signal y comprising coded signal. 次いで、復号化器24は、受信信号yに対して、データメモリ26内のアダマール行列Hと、検出セットベクトルv と、ハミング重み係数α(i)とを用いて、図3に示すエラー訂正を含む復号化処理を実行することにより、送信された各ディジタルデータ信号のメッセージb' ijを得て各受信端末25−(i,j) Then, the decoder 24, the received signal y, the Hadamard matrix H in the data memory 26, and detects set vectors v j, Hamming weighting factors α and (i) using the error correction shown in FIG. 3 by performing the decoding process including, each receiving terminal to obtain the message b 'ij of each digital data signal transmitted 25- (i, j)
(i=1,2,…,q;j=1,2,…,T)に出力する。 (I = 1,2, ..., q; j = 1,2, ..., T) and outputs it to. 【0099】図3は、図2の復号化器24において実行される、エラー訂正を含む復号化処理を示すフローチャートである。 [0099] Figure 3 is performed at the decoder 24 of FIG. 2 is a flowchart illustrating a decoding process including error correction. 【0100】図3において、まず、ステップS1において、受信された受信信号ベクトルyを行列Φ (当該行列Φ において、各行はjに対応し、各列はiに対応する。)に並べ替えて変換し、ステップS2において、変換された行列Φ に、データメモリ26内のアダマール行列Hを乗算することにより、行列HΦ を計算する。 [0100] In FIG. 3, first, in step S1, the matrix [Phi y a received reception signal vector y (in the matrix [Phi y, each row corresponds to j, each row corresponds to i.) To sort convert Te, in step S2, the transformed matrix [Phi y, by multiplying the Hadamard matrix H in the data memory 26, calculates the matrix H.phi y.
次いで、ステップS3において、数53を用いて、上記計算された行列Φ に対してエラー訂正処理を実行し、 Then, in step S3, by using the number 53, performs error correction on the calculated matrix [Phi y,
ステップS4において、エラー訂正された行列HΦ を次数qで除算することにより、中間信号ベクトルθ In step S4, by dividing the matrix H.phi y error-corrected in order q, the intermediate signal vector θ
(i=1,2,…,q)を計算する。 i (i = 1,2, ..., q) is calculated. さらに、ステップS5においてパラメータiを1に初期化し、ステップS6において、(n,1,T)セットのスペクトラム拡散シーケンスの行列Sを用いて、中間信号ベクトルθ Furthermore, it initializes a parameter i to 1 in step S5, in step S6, by using the matrix S of (n, 1, T) set of spread spectrum sequence, the intermediate signal vector theta i
からディジタルデータ信号b ij (j=1,2,…, Digital data signals b ij (j = 1,2 from ...,
T)を復号化し、すなわち、図4の復号化処理を実行する。 T) decrypts, i.e., executes a decoding process of FIG. そして、ステップS7において、パラメータiは次数q以上であるか否かが判断され、NOであれば、ステップS8でパラメータiを1だけインクリメントした後、ステップS8の処理を繰り返す。 Then, in step S7, the parameter i whether it is more order q are determined, if NO, the after incrementing the parameter i by 1 in step S8, and repeats the processing of step S8. 一方、ステップS On the other hand, step S
7でYESであれば、ステップS9において、復号化されたディジタルデータ信号b ij (i=1,2,…, If YES in 7, in step S9, the digital data signals b ij (i = 1,2 decoded, ...,
q;j=1,2,…,T)を各対応する受信端末25− q; j = 1, 2 receiving terminal, ..., T) each corresponding to 25
(i,j)に出力して、当該復号化処理を終了する。 (I, j) and outputs to and terminates the decryption process. 【0101】図4は、図3のサブルーチンである復号化処理(S6)の詳細を示すフローチャートである。 [0102] Figure 4 is a flowchart showing the details of the subroutine a is decoding processing of FIG. 3 (S6). この復号化処理は、 【数55】 The decoding process is, Equation 55] で表される中間信号ベクトルθ から送信されたディジタルデータ信号のメッセージb ijを復号化するための処理であり、従来技術文献2において開示されている。 A process for decoding the message b ij of the digital data signal transmitted in the intermediate signal vector theta i represented, have been disclosed in the prior art document 2. 【0102】この復号化処理(S6)における説明で用いる記号などについて以下に説明する。 [0102] is described, such as the symbols used in the description of the decoding process (S6) below. まず、中間信号ベクトルθ の各成分は次式で表される。 First, each component of the intermediate signal vector theta i is expressed by the following equation. 【数56】θ =[θ i,n ,θ i,n−1 ,θ Equation 56] θ i = [θ i, n , θ i, n-1, θ
i,n−2 ,・・・,θ i,1 ] また、ハミング重み係数α(p)は、次数pの2値表現におけるディジタルデータ信号のメッセージ数を意味し、h(p)は次式を満たす整数である。 i, n-2, ···, θ i, 1] Further, the Hamming weight coefficient alpha (p) denotes the number of messages of the digital data signals in the binary representation of order p, h (p) is the following formula is an integer satisfying. 【0103】 【数57】 [0103] [number 57] 【0104】また、もしi=i∩pのときのみi⊆pであると定義され、ここで、i∩pの演算子は、それらの2値表現の間のビット毎の論理積である。 [0104] In addition, is defined as the i⊆p only when if i = i∩p, where the operators I∩p, which is the logical product for each bit between their binary representation. さらに、上述の検出セットv は{v ,v ,・・・,v }又は【数58】 Further, the detected set v j above {v 1, v 2, ··· , v T} or Equation 58] と表すことができる。 It can be expressed as. ここで、 【数59】 Here, [number 59] である。 It is. 【0105】さらに、下記の2つのベクトルの記述方法は同じベクトルを意味する。 [0105] Further, description method of the two vectors below mean the same vector. {a ,a ,…,a } 【数60】 {A 1, a 2, ... , a T} Equation 60] 【0106】次いで、図4の復号化処理(S6)について詳細に説明する。 [0106] Next is a detailed description of the decoding process in FIG. 4 (S6). 図4のステップS11において、まず、中間信号ベクトルθ と、検出セットベクトルv In step S11 in FIG. 4, first, the intermediate signal vector theta i, detects set vectors v j
とに基づいて、復号ベクトルzの初期値及び次数pを次式により計算する(従来技術文献2参照)。 Based on the bets, the initial value and the order p of the decoded vector z is calculated by the following equation (see prior art document 2). 【数61】 [Number 61] 【数62】p=2 J−1ここで、 【数63】J=log n である。 Equation 62] p = 2 J-1 where Equation 63 is a J = log 2 n. 【0107】次いで、ステップS12において、ハミング重み係数α(i)と次数pとに基づいて、次式を用いて、 【数64】 w (p) =1;もしi⊆pでかつα(i)が奇数であるとき=−1;もしi⊆pでかつα(i)が偶数であるとき=0;その他のとき次式で表される重みベクトルw (p)を計算する。 [0107] Then, in step S12, on the basis of Hamming weight coefficient alpha (i) and in the order p, using the following equation, Equation 64] w i (p) = 1; if cutlet with i⊆p α ( when i) is an odd number = -1; if cutlet with i⊆p α (i) is = 0 when an even number; computing the weight vector w (p) expressed by the following equation when the other. 【数65】w (p) =[w n−1 [Number 65] w (p) = [w n -1 p,
n−2 ,. w n-2 p,. . . ,w ] 【0108】そして、ステップS13において、次式を用いて、ベクトルw (p)をベクトルz'に分解する。 , W 1 p] [0108] Then, decomposed in the step S13, using the following equation, the vector w (p) z T vector z '. 【0109】 【数66】 [0109] [number 66] 【0110】さらに、ステップS14において、次式を用いて、分解されたベクトルz'に基づいて、ベクトルzを更新する。 [0110] Further, in step S14, using the following equation, based on the decomposed vector z ', and updates the vector z. 【0111】 【数67】 [0111] [number 67] 【0112】次いで、ステップS15では、次数パラメータpを1だけデクリメントした後、ステップS16において、p=0又はz=0 n−1 (n−1個のゼロベクトル)あるかが判断され、NOであるときは、ステップS12に戻る一方、YESであるときは、ステップS1 [0112] Then, in step S15, after decrementing the order parameter p by 1. In step S16, p = 0 or z = 0 n-1 or (n-1 zeros vector) there is determined, in NO some time, the process returns to the step S12, when it is YES, step S1
7に進む。 Proceed to 7. ステップS17においてパラメータjを1に初期化し、ステップS18においてディジタルデータ信号のメッセージb ijを次式を用いて計算し、 【数68】b ij =a −1 ステップS19においてパラメータjはその最大値Tとなったか否かが判断され、NOであるときは、パラメータjを1だけインクリメントした後、ステップS18の処理を繰り返す。 Initialize the parameter j to 1 in step S17, a message b ij of the digital data signal calculated using the following equation: In step S18, Equation 68] b ij = a j -1 parameter in step S19 j is the maximum value whether it is a T is determined, when it is NO, after incrementing the parameter j by 1 and repeats the processing in step S18. 一方、ステップS19においてYES On the other hand, YES in step S19
であるときは、ステップS21において、計算されたメッセージベクトルb ijを出力して元のメインルーチンに戻る。 When it is, in step S21, the process flow returns to the main routine and outputs the computed message vector b ij. 【0113】 【実施例】以下の実施例は、セットS のエラー訂正手順の具体例を示したものである。 [0113] EXAMPLES The following examples are showing a specific example of a set S * error correction procedure. 【0114】例3:表1における(16,4,12)セットS を復号化する。 [0114] Example 3: decoding the (16,4,12) set S * in Table 1. ここで、スペクトラム拡散シーケンスセットS は、(n=4,1,T=3)セットS Here, the spread spectrum sequence set S *, (n = 4,1, T = 3) set S
から次数q=4のアダマール行列H によって発生されたものである(例2参照)。 Those generated by Hadamard matrix H 4 of the order q = 4 (see Example 2). 【0115】ディジタルデータ信号のメッセージb ij [0115] The digital data signal message b ij
は、[(i−1)×3+j]番目の無線送信端末装置1 Is, [(i-1) × 3 + j] th radio transmitting terminal apparatus 1
0−(i,j)(i=1,2,3,4;j=1,2, 0- (i, j) (i = 1,2,3,4; j = 1,2,
3)から送信されるものであって、次式であると仮定する。 3) it is one that is transmitted from the assumed to be of the formula. 【0116】 【数69】 [0116] [number 69] 【0117】これは、無線送信端末装置10−(1, [0117] This radio transmitting terminal apparatus 10 (1,
2),10−(2,3),10−(3,3)及び10− 2), 10- (2,3), 10 (3,3) and 10
(4,3)がアクティブであって、それぞれがその2値情報である1、1、1及び−1を送信していることを意味している。 (4,3) is meant to be active, each of which transmits the 1,1,1 and -1 is the binary information. 他のユーザ端末はアイドル状態になる。 Other user terminals becomes idle. ここで、12個の無線送信端末装置10−(i,j)から送信される符号化送信信号の合計ベクトルは、次式で表される。 Here, the total vector of the coded transmission signal transmitted from the twelve radio transmitting terminal apparatus 10- (i, j) is expressed by the following equation. 【数70】 b 1212 +b 2323 +b 3333 +b 4343 =s 12 +s 23 +s 33 −s 43 =[-2,2,0,0,-2,2,0,0,-2,2,0,0,2,-2,4,-4] 【0118】ここで、次式のエラーベクトル【数71】e=0010000000000000 で妨害されると、受信される受信信号ベクトルは、次式で表される。 [Number 70] b 12 s 12 * + b 23 s 23 * + b 33 s 33 * + b 43 s 43 * = s 12 * + s 23 * + s 33 * -s 43 * = [- 2,2,0,0, - 2,2,0,0, -2,2,0,0,2, 2,4, -4] [0118] here, the error vector [number 71] of the following formula when disturbed by e = 0,010,000,000,000,000 , received signal vector is received, is expressed by the following equation. 【数72】 y=s 12 +s 23 +s 33 −s 43 +e =[-2,2, 1 ,0,-2,2,0,0,-2,2,0,0,2,-2,4,-4] 上記式において、下線部がエラーベクトルによるエラー部分である。 Equation 72] y = s 12 * + s 23 * + s 33 * -s 43 * + e = [- 2,2, 1, 0, -2,2,0,0, -2,2,0,0,2 , 2,4, -4] in the above formula, underlined is an error portion by the error vector. 【0119】復号化器24は、まず、受信信号ベクトルyにおけるこの唯一のエラーを訂正し、次いで、どのデータが各ユーザ端末によって送信されるかを決定する。 [0119] decoder 24 first corrects the only errors in the received signal vector y, then which data to determine whether transmitted by each user terminal.
エラー訂正ルールは、上述のように次の5つのステップに分けられる。 Error correction rules are divided into five steps as described above. 【0120】<ステップSS1>受信信号ベクトルyを行列Φ に並べ替えて変換する。 [0120] <Step SS1> converting rearranges the received signal vector y into a matrix [Phi y. 【0121】 【数73】 [0121] [number 73] 【0122】<ステップSS2>上述の行列Φ に上記37のアダマール行列H を乗算することにより次式の行列H Φ を得る。 [0122] obtain a matrix H 4 [Phi y follows by multiplying the Hadamard matrix H 4 of the 37 <Step SS2> above matrix [Phi y. 【数74】 [Number 74] 【0123】<ステップSS3>上記式の右辺を見ると、その行列の3列目の成分は4の倍数でないことが分かる。 [0123] Looking at the right side of the <step SS3> above formula, the components of the third column of the matrix it can be seen that not a multiple of 4. 従って、3列目の成分を最も近い4の倍数に変更することによりエラー訂正を行う(上記数53参照)。 Therefore, error correction by changing the nearest multiple of 4 components of the third column (see above number 53).
すなわち、次式の変更を行う。 In other words, make changes in the following equation. 【数75】5→4,−3→−4,−3→−4,5→4 その結果、エラー訂正された行列H Φ は次式のようになる。 Equation 75] 5 → 4, -3 → -4, -3 → -4,5 → 4 As a result, the matrix H 4 [Phi y error-corrected is expressed by the following equation. 【0124】 【数76】 [0124] [number 76] 【0125】<ステップSS4>上述のエラー訂正された行列H Φ を次数q=4で除算することにより次式を得る。 [0125] the following expression is obtained by dividing <Step SS4> error corrected matrix H 4 [Phi y above the orders q = 4. 【0126】 【数77】 [0126] [number 77] 【0127】<ステップSS5>上記数46で表される中間信号ベクトルθ は次式で表される。 [0127] intermediate signal vector theta 1 represented by <Step SS5> Equation 46 is expressed by the following equation. 【数78】θ =b 11 +b 12 +b 13 Equation 78] θ 1 = b 11 s 1 + b 12 s 2 + b 13 s 3
=[−1,1,1,−1] 送信されたディジタルデータ信号のメッセージb 11 = [- 1,1,1, -1] message b 11 of the transmitted digital data signal,
12 ,b 13は、上述の復号化ルールに従って、中間信号ベクトルθ から(4,1,3)セットSを用いて復号化することにより再生することが可能である。 b 12, b 13, according to the above-mentioned decoding rule can be regenerated by decoding using the intermediate signal vector theta 1 a (4,1,3) set S. すなわち、以下の通り復号化される。 That is as decoded follows. 【数79】b 11 =0,b 12 =1,b 13 =0同様にして、下記が得られる。 Equation 79] b 11 = 0, b 12 = 1, b 13 = 0 In the same manner, the following is obtained. 【数80】b 21 =0,b 22 =0,b 23 =1 【数81】b 31 =0,b 32 =0,b 33 =1 【数82】b 41 =0,b 42 =0,b 43 =−1 【0128】以上説明したように、本実施形態によれば、S−CDMAシステムなどの多重アクセス無線通信システムにおいて、チャンネル雑音があっても、送信されたディジタル信号のエラー訂正をすることができる符号化方法及び復号化方法を提供できる。 Equation 80] b 21 = 0, b 22 = 0, b 23 = 1 Equation 81] b 31 = 0, b 32 = 0, b 33 = 1 Equation 82] b 41 = 0, b 42 = 0, b 43 = -1 [0128] as described above, according to this embodiment, in a multiple access wireless communication system, such as S-CDMA systems, even with channel noise, the error correction of the transmitted digital signal coding method and decoding method capable of can provide. すなわち、本実施形態では、シーケンス長さnを有するT個のスペクトラム拡散シーケンスより成るδ−復号可能なセットを予め与えたときに、次数qのアダマール行列H を使用することにより、シーケンス長さqnを有するqT個のスペクトラム拡散シーケンスより成るqδ−復号可能なセットが取得されることを示した。 That is, in this embodiment, when the previously given the T δ- decodable set consisting of a spread spectrum sequence with a sequence length n, by using Hadamard matrix H q of order q, the sequence length qT number of qδ- decodable set consisting of a spread spectrum sequence with qn showed to be acquired. 提案されたスペクトラム拡散シーケンスは、エラーを訂正し、かつまたスペクトラム拡散シーケンスの長さを遙かに超える多数のユーザをサポートすることができる。 The proposed spectrum spreading sequence, correct the errors, and also it is possible to support a large number of users far exceeds the length of the spread spectrum sequence. また、提案されたスペクトラム拡散シーケンスを使用すれば、提案した復号化処理を実行する復号化器24は各無線送信端末装置10 Moreover, using the proposed spectrum spreading sequence, decoder 24 to perform the proposed decoding process each radio transmitting terminal apparatus 10
−(i,j)の状態を同定することが可能であり、次いでチャンネル雑音が存在する場合であっても曖昧さなしにアクティブな無線送信端末装置10−(i,j)からのディジタルデータ信号を一意に決定して復号化することが可能である。 - (i, j) it is possible to identify the state of, and then the digital data signal from the radio transmitting terminal apparatus 10 even active unambiguously case (i, j) the channel noise is present it is possible to decrypt it uniquely determined. 【0129】 【発明の効果】以上詳述したように本発明に係るディジタル信号の符号化方法によれば、所定のスペクトラム拡散シーケンスに対して所定の次数qのアダマール行列をクロネッカー乗算して、そのクロネッカー乗算結果のスペクトラム拡散シーケンスを発生し、入力されるディジタル信号に対して上記発生されたスペクトラム拡散シーケンスを乗算して、その乗算結果を符号化信号として出力する。 [0129] According to the method of encoding a digital signal according to the present invention as described in detail above, according to the present invention, the Kronecker multiplication Hadamard matrix of predetermined order q for a given spread spectrum sequence, the generating a spread spectrum sequence Kronecker multiplication result is multiplied by the generated spread spectrum sequence for the digital signal input, and outputs the multiplication result as a coding signal. 一方、本発明に係るディジタル信号の復号化方法によれば、上記複数の符号化信号を含む受信信号を行列の形式で表すように変換し、上記変換された行列に上記アダマール行列を乗算し、その乗算結果の行列を発生し、上記乗算結果の行列の各成分を、最も近い次数qの倍数となるように変更することによりエラー訂正処理を実行して、エラー訂正された行列を発生し、上記エラー訂正された行列を次数qで除算することにより、上記各符号化信号毎の中間信号ベクトルを計算し、上記計算された中間信号ベクトルから上記各符号化信号に対応するディジタル信号を復号化する。 On the other hand, according to the method of decoding digital signals according to the present invention, it converted to represent the received signal including a plurality of coded signals in matrix form of, multiplying the Hadamard matrix to the transformed matrix, generate a matrix of the multiplication result, each component of the matrix of the multiplication result, and executes error correction processing by changing to the nearest multiple of order q, and generates an error corrected matrix, by dividing the error corrected matrix in order q, decodes the digital signal in which the intermediate signal vector for each coded signal is calculated and corresponding to each encoded signal from an intermediate signal vector that has been calculated above to. 従って、S−CDMAシステムなどの多重アクセス無線通信システムにおいて、 Thus, in a multiple access wireless communication system, such as S-CDMA system,
チャンネル雑音があっても、送信されたディジタル信号のエラー訂正をすることができる符号化方法及び復号化方法を提供できる。 Even with channel noise, it can provide a coding method and decoding method capable of error correction of the transmitted digital signal.

【図面の簡単な説明】 【図1】 本発明に係る一実施形態で用いるS−CDM BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS S-CDM used in an embodiment according to the invention, FIG
A無線通信システムの基本構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a basic structure of a A wireless communication system. 【図2】 本発明に係る一実施形態に係るS−CDMA According to an embodiment according to the present invention; FIG S-CDMA
無線通信システムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a wireless communication system. 【図3】 図2の復号化器24において実行される、エラー訂正を含む復号化処理を示すフローチャートである。 [Figure 3] is performed in the decoder 24 of FIG. 2 is a flowchart illustrating a decoding process including error correction. 【図4】 図3のサブルーチンである復号化処理(S [4] subroutine a is decoding processing of FIG. 3 (S
6)の詳細を示すフローチャートである。 Is a flowchart showing details of 6). 【符号の説明】 1−(1,1)乃至1−(q,T)…ディジタルデータ信号発生器、 2−(1,1)乃至2−(q,T)…符号化器、 3−(1,1)乃至3−(q,T)…SS信号発生器、 4−(1,1)乃至4−(q,T)…アップコンバータ、 5−(1,1)乃至5−(q,T)…電力増幅器、 6−(1,1)乃至6−(q,T)…アンテナ、 10−(1,1)乃至10−(q,T)…無線送信端末装置、 20…無線受信装置、 21…アンテナ、 22…低雑音増幅器、 23…帯域通過フィルタ、 23A…ダウンコンバータ、 23B…A/D変換器、 24…復号化器、 25−(1,1)乃至25−(q,T)…受信端末、 26…データメモリ50−1乃至50−T…ユーザ端末。 [Description of Reference Numerals] 1 (1, 1) to 1- (q, T) ... digital data signal generator, 2- (1, 1) to 2- (q, T) ... encoder, 3- ( 1, 1) to 3- (q, T) ... SS signal generator, 4- (1, 1) to 4 (q, T) ... upconverter, 5- (1, 1) to 5- (q, T) ... power amplifier, 6- (1, 1) to 6 (q, T) ... antenna, 10- (1, 1) to 10- (q, T) ... radio transmitting terminal apparatus 20 ... wireless reception apparatus , 21 ... antenna, 22 ... low-noise amplifier, 23 ... band-pass filter, 23A ... downconverter, 23B ... A / D converter, 24 ... decoder, 25 (1,1) to 25 (q, T ) ... receiving terminal 26 ... data memory 50-1 to 50-T ... user terminal.

フロントページの続き (72)発明者 渡辺 陽一郎 京都府京田辺市多々羅都谷1−3 同志社 大学工学部知識工学科内Fターム(参考) 5J065 AA01 AB01 AC02 AD07 AE02 AF02 AF04 AH02 AH03 AH06 5K014 AA01 HA10 5K022 EE01 EE21 EE31 Front page of the continuation (72) inventor Yoichiro Watanabe Kyoto Prefecture Kyotanabe Tatara Metropolitan valley 1-3 Doshisha University Faculty of Engineering knowledge Engineering in the F-term (reference) 5J065 AA01 AB01 AC02 AD07 AE02 AF02 AF04 AH02 AH03 AH06 5K014 AA01 HA10 5K022 EE01 EE21 EE31

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 【請求項1】 所定のスペクトラム拡散シーケンスに対して所定の次数qのアダマール行列をクロネッカー乗算して、そのクロネッカー乗算結果のスペクトラム拡散シーケンスを発生するステップと、 入力されるディジタル信号に対して上記発生されたスペクトラム拡散シーケンスを乗算して、その乗算結果を符号化信号として出力するステップとを含むことを特徴とするディジタル信号の符号化方法。 Claims We claim: 1. A Hadamard matrix of a given order q for a given spread spectrum sequence by Kronecker multiplying the steps of generating a spread spectrum sequence of the Kronecker multiplication results, digital input by multiplying the generated spread spectrum sequence for the signal, the encoding method for a digital signal, characterized in that it comprises a step of outputting the multiplication result as a coding signal. 【請求項2】 請求項1記載の符号化方法で符号化された複数の符号化信号を含む受信信号を復号化するためのディジタル信号の復号化方法であって、 複数の符号化信号を含む受信信号を行列の形式で表すように変換し、上記変換された行列に上記アダマール行列を乗算し、その乗算結果の行列を発生するステップと、 上記乗算結果の行列の各成分を、最も近い次数qの倍数となるように変更することによりエラー訂正処理を実行して、エラー訂正された行列を発生するステップと、 上記エラー訂正された行列を次数qで除算することにより、上記各符号化信号毎の中間信号ベクトルを計算するステップと、 上記計算された中間信号ベクトルから上記各符号化信号に対応するディジタル信号を復号化するステップとを含むことを特徴とする 2. A method of decoding a digital signal for decoding a received signal comprising a plurality of encoded signal encoded by the encoding method of claim 1, including a plurality of encoded signals convert to represent the received signal in matrix form of, multiplying the Hadamard matrix to the transformed matrix, generating a matrix of the multiplication result, each component of the matrix of the multiplication result, the nearest degree run the error correction process by modifying as a multiple of q, and generating an error corrected matrix, by dividing the error corrected matrix in order q, the respective coded signals characterized in that it comprises calculating an intermediate signal vector for each, and a step of decoding the digital signal corresponding to the intermediate signal vector that has been calculated above to each encoded signal ィジタル信号の復号化方法。 Decoding method Ijitaru signal.
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Cited By (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006025415A (en) * 2004-06-25 2006-01-26 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv Method of equalizing data symbol transmitted by mobile terminal to base station in multi-carrier code division multiple access transmission network, base station and mobile terminal used therefor, and computer program
JPWO2009107415A1 (en) * 2008-02-27 2011-06-30 セイコーインスツル株式会社 The proximity detection device and the proximity detection method
WO2014172377A1 (en) * 2013-04-16 2014-10-23 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth communications interface
US9071476B2 (en) 2010-05-20 2015-06-30 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth chip-to-chip communications interface
US9203402B1 (en) 2010-05-20 2015-12-01 Kandou Labs SA Efficient processing and detection of balanced codes
US9246713B2 (en) 2010-05-20 2016-01-26 Kandou Labs, S.A. Vector signaling with reduced receiver complexity
US9251873B1 (en) 2010-05-20 2016-02-02 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for pin-efficient memory controller interface using vector signaling codes for chip-to-chip communications
US9258154B2 (en) 2014-02-02 2016-02-09 Kandou Labs, S.A. Method and apparatus for low power chip-to-chip communications with constrained ISI ratio
US9268683B1 (en) 2012-05-14 2016-02-23 Kandou Labs, S.A. Storage method and apparatus for random access memory using codeword storage
US9275720B2 (en) 2010-12-30 2016-03-01 Kandou Labs, S.A. Differential vector storage for dynamic random access memory
US9288082B1 (en) 2010-05-20 2016-03-15 Kandou Labs, S.A. Circuits for efficient detection of vector signaling codes for chip-to-chip communication using sums of differences
US9288089B2 (en) 2010-04-30 2016-03-15 Ecole Polytechnique Federale De Lausanne (Epfl) Orthogonal differential vector signaling
US9300503B1 (en) 2010-05-20 2016-03-29 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for skew tolerance in and advanced detectors for vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9357036B2 (en) 2010-05-20 2016-05-31 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for chip-to-chip communication with reduced simultaneous switching noise
US9362947B2 (en) 2010-12-30 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Sorting decoder
US9363114B2 (en) 2014-02-28 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Clock-embedded vector signaling codes
US9362962B2 (en) 2010-05-20 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for energy-efficient communications interface
US9362974B2 (en) 2010-05-20 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth chip-to-chip communications interface
US9369312B1 (en) 2014-02-02 2016-06-14 Kandou Labs, S.A. Low EMI signaling for parallel conductor interfaces
US9401828B2 (en) 2010-05-20 2016-07-26 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for low-power and pin-efficient communications with superposition signaling codes
US9419564B2 (en) 2014-05-16 2016-08-16 Kandou Labs, S.A. Symmetric linear equalization circuit with increased gain
US9419828B2 (en) 2013-11-22 2016-08-16 Kandou Labs, S.A. Multiwire linear equalizer for vector signaling code receiver
US9432082B2 (en) 2014-07-17 2016-08-30 Kandou Labs, S.A. Bus reversable orthogonal differential vector signaling codes
US9444654B2 (en) 2014-07-21 2016-09-13 Kandou Labs, S.A. Multidrop data transfer
US9461862B2 (en) 2014-08-01 2016-10-04 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US9479369B1 (en) 2010-05-20 2016-10-25 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes with high pin-efficiency for chip-to-chip communication and storage
US9509437B2 (en) 2014-05-13 2016-11-29 Kandou Labs, S.A. Vector signaling code with improved noise margin
US9544015B2 (en) 2014-06-25 2017-01-10 Kandou Labs, S.A. Multilevel driver for high speed chip-to-chip communications
US9557760B1 (en) 2015-10-28 2017-01-31 Kandou Labs, S.A. Enhanced phase interpolation circuit
US9564994B2 (en) 2010-05-20 2017-02-07 Kandou Labs, S.A. Fault tolerant chip-to-chip communication with advanced voltage
US9577815B1 (en) 2015-10-29 2017-02-21 Kandou Labs, S.A. Clock data alignment system for vector signaling code communications link
US9596109B2 (en) 2010-05-20 2017-03-14 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth communications interface
US9667379B2 (en) 2010-06-04 2017-05-30 Ecole Polytechnique Federale De Lausanne (Epfl) Error control coding for orthogonal differential vector signaling
US9806761B1 (en) 2014-01-31 2017-10-31 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for reduction of nearest-neighbor crosstalk
US9825723B2 (en) 2010-05-20 2017-11-21 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for skew tolerance in and advanced detectors for vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9832046B2 (en) 2015-06-26 2017-11-28 Kandou Labs, S.A. High speed communications system
US9900186B2 (en) 2014-07-10 2018-02-20 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes with increased signal to noise characteristics
US9906358B1 (en) 2016-08-31 2018-02-27 Kandou Labs, S.A. Lock detector for phase lock loop
US9985634B2 (en) 2010-05-20 2018-05-29 Kandou Labs, S.A. Data-driven voltage regulator
US9985745B2 (en) 2013-06-25 2018-05-29 Kandou Labs, S.A. Vector signaling with reduced receiver complexity
US10003315B2 (en) 2016-01-25 2018-06-19 Kandou Labs S.A. Voltage sampler driver with enhanced high-frequency gain
US10003454B2 (en) 2016-04-22 2018-06-19 Kandou Labs, S.A. Sampler with low input kickback
US10055372B2 (en) 2015-11-25 2018-08-21 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US10056903B2 (en) 2016-04-28 2018-08-21 Kandou Labs, S.A. Low power multilevel driver
US10057049B2 (en) 2016-04-22 2018-08-21 Kandou Labs, S.A. High performance phase locked loop
US10116468B1 (en) 2017-06-28 2018-10-30 Kandou Labs, S.A. Low power chip-to-chip bidirectional communications
US10153591B2 (en) 2016-04-28 2018-12-11 Kandou Labs, S.A. Skew-resistant multi-wire channel
US10200188B2 (en) 2016-10-21 2019-02-05 Kandou Labs, S.A. Quadrature and duty cycle error correction in matrix phase lock loop
US10200218B2 (en) 2016-10-24 2019-02-05 Kandou Labs, S.A. Multi-stage sampler with increased gain
US10203226B1 (en) 2017-08-11 2019-02-12 Kandou Labs, S.A. Phase interpolation circuit
US10243765B2 (en) 2014-10-22 2019-03-26 Kandou Labs, S.A. Method and apparatus for high speed chip-to-chip communications
US10277431B2 (en) 2016-09-16 2019-04-30 Kandou Labs, S.A. Phase rotation circuit for eye scope measurements
US10326623B1 (en) 2017-12-08 2019-06-18 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for providing multi-stage distributed decision feedback equalization
US10333741B2 (en) 2016-04-28 2019-06-25 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes for densely-routed wire groups

Cited By (89)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006025415A (en) * 2004-06-25 2006-01-26 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv Method of equalizing data symbol transmitted by mobile terminal to base station in multi-carrier code division multiple access transmission network, base station and mobile terminal used therefor, and computer program
JPWO2009107415A1 (en) * 2008-02-27 2011-06-30 セイコーインスツル株式会社 The proximity detection device and the proximity detection method
US10355756B2 (en) 2010-04-30 2019-07-16 ECOLE POLYTECHNIQUE FéDéRALE DE LAUSANNE Orthogonal differential vector signaling
US9288089B2 (en) 2010-04-30 2016-03-15 Ecole Polytechnique Federale De Lausanne (Epfl) Orthogonal differential vector signaling
US9825677B2 (en) 2010-04-30 2017-11-21 ECOLE POLYTECHNIQUE FéDéRALE DE LAUSANNE Orthogonal differential vector signaling
US9485057B2 (en) 2010-05-20 2016-11-01 Kandou Labs, S.A. Vector signaling with reduced receiver complexity
US9251873B1 (en) 2010-05-20 2016-02-02 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for pin-efficient memory controller interface using vector signaling codes for chip-to-chip communications
US9985634B2 (en) 2010-05-20 2018-05-29 Kandou Labs, S.A. Data-driven voltage regulator
US9838017B2 (en) 2010-05-20 2017-12-05 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth chip-to-chip communcations interface
US9929818B2 (en) 2010-05-20 2018-03-27 Kandou Bus, S.A. Methods and systems for selection of unions of vector signaling codes for power and pin efficient chip-to-chip communication
US9288082B1 (en) 2010-05-20 2016-03-15 Kandou Labs, S.A. Circuits for efficient detection of vector signaling codes for chip-to-chip communication using sums of differences
US9246713B2 (en) 2010-05-20 2016-01-26 Kandou Labs, S.A. Vector signaling with reduced receiver complexity
US9300503B1 (en) 2010-05-20 2016-03-29 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for skew tolerance in and advanced detectors for vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9357036B2 (en) 2010-05-20 2016-05-31 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for chip-to-chip communication with reduced simultaneous switching noise
US9203402B1 (en) 2010-05-20 2015-12-01 Kandou Labs SA Efficient processing and detection of balanced codes
US9825723B2 (en) 2010-05-20 2017-11-21 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for skew tolerance in and advanced detectors for vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9819522B2 (en) 2010-05-20 2017-11-14 Kandou Labs, S.A. Circuits for efficient detection of vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9362962B2 (en) 2010-05-20 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for energy-efficient communications interface
US9362974B2 (en) 2010-05-20 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth chip-to-chip communications interface
US9071476B2 (en) 2010-05-20 2015-06-30 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth chip-to-chip communications interface
US9401828B2 (en) 2010-05-20 2016-07-26 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for low-power and pin-efficient communications with superposition signaling codes
US10044452B2 (en) 2010-05-20 2018-08-07 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for skew tolerance in and advanced detectors for vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9692555B2 (en) 2010-05-20 2017-06-27 Kandou Labs, S.A. Vector signaling with reduced receiver complexity
US9607673B1 (en) 2010-05-20 2017-03-28 Kandou Labs S.A. Methods and systems for pin-efficient memory controller interface using vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9596109B2 (en) 2010-05-20 2017-03-14 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth communications interface
US9577664B2 (en) 2010-05-20 2017-02-21 Kandou Labs, S.A. Efficient processing and detection of balanced codes
US9564994B2 (en) 2010-05-20 2017-02-07 Kandou Labs, S.A. Fault tolerant chip-to-chip communication with advanced voltage
US9450791B2 (en) 2010-05-20 2016-09-20 Kandoub Lab, S.A. Circuits for efficient detection of vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9413384B1 (en) 2010-05-20 2016-08-09 Kandou Labs, S.A. Efficient processing and detection of balanced codes
US9479369B1 (en) 2010-05-20 2016-10-25 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes with high pin-efficiency for chip-to-chip communication and storage
US9686107B2 (en) 2010-05-20 2017-06-20 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for chip-to-chip communication with reduced simultaneous switching noise
US9667379B2 (en) 2010-06-04 2017-05-30 Ecole Polytechnique Federale De Lausanne (Epfl) Error control coding for orthogonal differential vector signaling
US10164809B2 (en) 2010-12-30 2018-12-25 Kandou Labs, S.A. Circuits for efficient detection of vector signaling codes for chip-to-chip communication
US9424908B2 (en) 2010-12-30 2016-08-23 Kandou Labs, S.A. Differential vector storage for dynamic random access memory
US9362947B2 (en) 2010-12-30 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Sorting decoder
US9275720B2 (en) 2010-12-30 2016-03-01 Kandou Labs, S.A. Differential vector storage for dynamic random access memory
US9268683B1 (en) 2012-05-14 2016-02-23 Kandou Labs, S.A. Storage method and apparatus for random access memory using codeword storage
US9524106B1 (en) 2012-05-14 2016-12-20 Kandou Labs, S.A. Storage method and apparatus for random access memory using codeword storage
US9361223B1 (en) 2012-05-14 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Storage method and apparatus for random access memory using codeword storage
WO2014172377A1 (en) * 2013-04-16 2014-10-23 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth communications interface
US10091035B2 (en) 2013-04-16 2018-10-02 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for high bandwidth communications interface
US9985745B2 (en) 2013-06-25 2018-05-29 Kandou Labs, S.A. Vector signaling with reduced receiver complexity
US9419828B2 (en) 2013-11-22 2016-08-16 Kandou Labs, S.A. Multiwire linear equalizer for vector signaling code receiver
US10177812B2 (en) 2014-01-31 2019-01-08 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for reduction of nearest-neighbor crosstalk
US9806761B1 (en) 2014-01-31 2017-10-31 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for reduction of nearest-neighbor crosstalk
US10348436B2 (en) 2014-02-02 2019-07-09 Kandou Labs, S.A. Method and apparatus for low power chip-to-chip communications with constrained ISI ratio
US9258154B2 (en) 2014-02-02 2016-02-09 Kandou Labs, S.A. Method and apparatus for low power chip-to-chip communications with constrained ISI ratio
US9369312B1 (en) 2014-02-02 2016-06-14 Kandou Labs, S.A. Low EMI signaling for parallel conductor interfaces
US9363114B2 (en) 2014-02-28 2016-06-07 Kandou Labs, S.A. Clock-embedded vector signaling codes
US9686106B2 (en) 2014-02-28 2017-06-20 Kandou Labs, S.A. Clock-embedded vector signaling codes
US10020966B2 (en) 2014-02-28 2018-07-10 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes with high pin-efficiency for chip-to-chip communication and storage
US9509437B2 (en) 2014-05-13 2016-11-29 Kandou Labs, S.A. Vector signaling code with improved noise margin
US10333749B2 (en) 2014-05-13 2019-06-25 Kandou Labs, S.A. Vector signaling code with improved noise margin
US9419564B2 (en) 2014-05-16 2016-08-16 Kandou Labs, S.A. Symmetric linear equalization circuit with increased gain
US9692381B2 (en) 2014-05-16 2017-06-27 Kandou Labs, S.A. Symmetric linear equalization circuit with increased gain
US9917711B2 (en) 2014-06-25 2018-03-13 Kandou Labs, S.A. Multilevel driver for high speed chip-to-chip communications
US10091033B2 (en) 2014-06-25 2018-10-02 Kandou Labs, S.A. Multilevel driver for high speed chip-to-chip communications
US9544015B2 (en) 2014-06-25 2017-01-10 Kandou Labs, S.A. Multilevel driver for high speed chip-to-chip communications
US10320588B2 (en) 2014-07-10 2019-06-11 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes with increased signal to noise characteristics
US9900186B2 (en) 2014-07-10 2018-02-20 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes with increased signal to noise characteristics
US10003424B2 (en) 2014-07-17 2018-06-19 Kandou Labs, S.A. Bus reversible orthogonal differential vector signaling codes
US9432082B2 (en) 2014-07-17 2016-08-30 Kandou Labs, S.A. Bus reversable orthogonal differential vector signaling codes
US9444654B2 (en) 2014-07-21 2016-09-13 Kandou Labs, S.A. Multidrop data transfer
US9893911B2 (en) 2014-07-21 2018-02-13 Kandou Labs, S.A. Multidrop data transfer
US10230549B2 (en) 2014-07-21 2019-03-12 Kandou Labs, S.A. Multidrop data transfer
US10122561B2 (en) 2014-08-01 2018-11-06 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US9838234B2 (en) 2014-08-01 2017-12-05 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US9461862B2 (en) 2014-08-01 2016-10-04 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US10243765B2 (en) 2014-10-22 2019-03-26 Kandou Labs, S.A. Method and apparatus for high speed chip-to-chip communications
US9832046B2 (en) 2015-06-26 2017-11-28 Kandou Labs, S.A. High speed communications system
US10116472B2 (en) 2015-06-26 2018-10-30 Kandou Labs, S.A. High speed communications system
US9557760B1 (en) 2015-10-28 2017-01-31 Kandou Labs, S.A. Enhanced phase interpolation circuit
US9577815B1 (en) 2015-10-29 2017-02-21 Kandou Labs, S.A. Clock data alignment system for vector signaling code communications link
US10055372B2 (en) 2015-11-25 2018-08-21 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US10324876B2 (en) 2015-11-25 2019-06-18 Kandou Labs, S.A. Orthogonal differential vector signaling codes with embedded clock
US10003315B2 (en) 2016-01-25 2018-06-19 Kandou Labs S.A. Voltage sampler driver with enhanced high-frequency gain
US10003454B2 (en) 2016-04-22 2018-06-19 Kandou Labs, S.A. Sampler with low input kickback
US10057049B2 (en) 2016-04-22 2018-08-21 Kandou Labs, S.A. High performance phase locked loop
US10333741B2 (en) 2016-04-28 2019-06-25 Kandou Labs, S.A. Vector signaling codes for densely-routed wire groups
US10056903B2 (en) 2016-04-28 2018-08-21 Kandou Labs, S.A. Low power multilevel driver
US10153591B2 (en) 2016-04-28 2018-12-11 Kandou Labs, S.A. Skew-resistant multi-wire channel
US9906358B1 (en) 2016-08-31 2018-02-27 Kandou Labs, S.A. Lock detector for phase lock loop
US10355852B2 (en) 2016-08-31 2019-07-16 Kandou Labs, S.A. Lock detector for phase lock loop
US10277431B2 (en) 2016-09-16 2019-04-30 Kandou Labs, S.A. Phase rotation circuit for eye scope measurements
US10200188B2 (en) 2016-10-21 2019-02-05 Kandou Labs, S.A. Quadrature and duty cycle error correction in matrix phase lock loop
US10200218B2 (en) 2016-10-24 2019-02-05 Kandou Labs, S.A. Multi-stage sampler with increased gain
US10116468B1 (en) 2017-06-28 2018-10-30 Kandou Labs, S.A. Low power chip-to-chip bidirectional communications
US10203226B1 (en) 2017-08-11 2019-02-12 Kandou Labs, S.A. Phase interpolation circuit
US10326623B1 (en) 2017-12-08 2019-06-18 Kandou Labs, S.A. Methods and systems for providing multi-stage distributed decision feedback equalization

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