JP2002359542A - 高周波フィルタ、高周波回路、アンテナ共用器及び無線端末 - Google Patents
高周波フィルタ、高周波回路、アンテナ共用器及び無線端末Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型化できる高周波フィルタを提供する。
【解決手段】 第１の弾性表面波共振器あるいは第１の
フィルムバルク共振器を複数個ラダー回路状に接続した
ラダー形共振器フィルタ１６と、第１の端子６ならびに
第２の端子７と、ラダー形共振器フィルタ１６と前記第
１の端子７との間に接続された直列腕インダクタンス２
及び並列腕容量３と、ラダー形共振器フィルタ１６と前
記第２の端子７との間に接続された直列腕容量４及び並
列腕インダクタンス５とを有することを特徴とする。
フィルムバルク共振器を複数個ラダー回路状に接続した
ラダー形共振器フィルタ１６と、第１の端子６ならびに
第２の端子７と、ラダー形共振器フィルタ１６と前記第
１の端子７との間に接続された直列腕インダクタンス２
及び並列腕容量３と、ラダー形共振器フィルタ１６と前
記第２の端子７との間に接続された直列腕容量４及び並
列腕インダクタンス５とを有することを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動無線端末に好
適な弾性表面波（Surface Acoustic Wave、以下、ＳＡ
Ｗと略す）共振器フィルタあるいはフィルムバルク共振
器（Film Bulk Acoustic Ｒesonator、以下、ＦＢＡＲ
と略す）フィルタを用いた高周波フィルタ、その高周波
フィルタを備えた高周波回路、その高周波回路を用いた
アンテナ共用器、そのアンテナ共用器を用いた無線端末
に関する。
適な弾性表面波（Surface Acoustic Wave、以下、ＳＡ
Ｗと略す）共振器フィルタあるいはフィルムバルク共振
器（Film Bulk Acoustic Ｒesonator、以下、ＦＢＡＲ
と略す）フィルタを用いた高周波フィルタ、その高周波
フィルタを備えた高周波回路、その高周波回路を用いた
アンテナ共用器、そのアンテナ共用器を用いた無線端末
に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動無線端末では、従来、受信ＲＦ信号
を比較的高い中間周波数に一旦変換し、さらに増幅器、
フィルタなどを介して復調するヘテロダイン方式が用い
られてきた。近年、デュアルバンド端末や符号分割多元
接続ＣＤＭＡ（Code DivisionMultiple Access）端末な
どでは、高周波（ＲＦ）回路構成の簡略化のため、ダイ
レクトコンバージョン復調方式や低中間周波数復調方式
が検討されている。
を比較的高い中間周波数に一旦変換し、さらに増幅器、
フィルタなどを介して復調するヘテロダイン方式が用い
られてきた。近年、デュアルバンド端末や符号分割多元
接続ＣＤＭＡ（Code DivisionMultiple Access）端末な
どでは、高周波（ＲＦ）回路構成の簡略化のため、ダイ
レクトコンバージョン復調方式や低中間周波数復調方式
が検討されている。
【０００３】一般に、前記ダイレクトコンバージョン復
調方式や低中間周波数復調方式では、差動形（ディファ
レンシャル）の低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、
以下、ＬＮＡと略す）、差動形の混合器（Mixer 、以
下、Ｍｉｘ. と略す）が用いられる。しかし従来、高周
波フィルタあるいはアンテナ共用器と前記ＬＮＡあるい
はＭｉｘ. との接続に関してはあまり考慮されていな
い。例えばアンテナ共用器の受信系出力は、内蔵するフ
ィルタから直接取り出すため、シングルエンド形であ
り、前記差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ. との間に
はミスマッチが生ずる。
調方式や低中間周波数復調方式では、差動形（ディファ
レンシャル）の低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、
以下、ＬＮＡと略す）、差動形の混合器（Mixer 、以
下、Ｍｉｘ. と略す）が用いられる。しかし従来、高周
波フィルタあるいはアンテナ共用器と前記ＬＮＡあるい
はＭｉｘ. との接続に関してはあまり考慮されていな
い。例えばアンテナ共用器の受信系出力は、内蔵するフ
ィルタから直接取り出すため、シングルエンド形であ
り、前記差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ. との間に
はミスマッチが生ずる。
【０００４】これを解消するには図１に示すような分布
定数線路で構成したバランス−アンバランス変換回路を
用いることが最も一般的な手法と考えられている。図中
の４１はアンバランス入力端子、４２はバランス出力端
子、４３は４分の１波長のマイクロストリップ線路から
なるλ／４カプラである。
定数線路で構成したバランス−アンバランス変換回路を
用いることが最も一般的な手法と考えられている。図中
の４１はアンバランス入力端子、４２はバランス出力端
子、４３は４分の１波長のマイクロストリップ線路から
なるλ／４カプラである。
【０００５】しかしこの変換回路は、４分の１波長（λ
／４）線路を基本構成とするため、容積が大きく、ＲＦ
回路全体の小型化には大きな問題である。バランス−ア
ンバランス変換回路が記載された文献としては、Produc
t Hotline Magazine Vol.34 2000.1 P17〜22がある。
／４）線路を基本構成とするため、容積が大きく、ＲＦ
回路全体の小型化には大きな問題である。バランス−ア
ンバランス変換回路が記載された文献としては、Produc
t Hotline Magazine Vol.34 2000.1 P17〜22がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、近い将来広
く採用されるダイレクトコンバージョン復調方式、低中
間周波数復調方式で導入される差動形ＬＮＡ，差動形Ｍ
ｉｘ．と高周波フィルタあるいはアンテナ共用器との接
続に伴う問題点、すなわち容積が大きく、ＲＦ回路全体
が大型になるという問題点を解決するものである。
く採用されるダイレクトコンバージョン復調方式、低中
間周波数復調方式で導入される差動形ＬＮＡ，差動形Ｍ
ｉｘ．と高周波フィルタあるいはアンテナ共用器との接
続に伴う問題点、すなわち容積が大きく、ＲＦ回路全体
が大型になるという問題点を解決するものである。
【０００７】また本発明は、ＧＳＭの規格であるGSM re
gulation 05.05の仕様を満足するため、バランス−アン
バランス変換回路とは異なる他の方式を提供するもので
ある。
gulation 05.05の仕様を満足するため、バランス−アン
バランス変換回路とは異なる他の方式を提供するもので
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】一般に、移動無線端末用
のアンテナ共用器には、受信系フィルタあるいは送信系
フィルタとして、誘電体共振器を従属接続したものが用
いられてきた。本発明では、特に受信系フィルタに、Ｓ
ＡＷ共振器を複数個ＳＡＷチップ内でラダー回路状に接
続したラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ、あるいはＦＢＡ
Ｒフィルタを複数個チップ内でラダー回路状に接続した
ラダー形ＦＢＡＲフィルタを用いることにより、高周波
フィルタの超小型化を図った。
のアンテナ共用器には、受信系フィルタあるいは送信系
フィルタとして、誘電体共振器を従属接続したものが用
いられてきた。本発明では、特に受信系フィルタに、Ｓ
ＡＷ共振器を複数個ＳＡＷチップ内でラダー回路状に接
続したラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ、あるいはＦＢＡ
Ｒフィルタを複数個チップ内でラダー回路状に接続した
ラダー形ＦＢＡＲフィルタを用いることにより、高周波
フィルタの超小型化を図った。
【０００９】次に、前記ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ
あるいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ（以下、両者をまと
めてラダー形共振器フィルタと略す）の出力端子から直
列腕インダクタンスとアースに対する並列腕容量を介し
てアンテナ共用器の第１の受信系出力端子とする。ラダ
ー形共振器フィルタの同じ出力端子から直列腕容量とア
ースに対する並列腕インダクタンスを介してアンテナ共
用器の第２の受信系出力端子とする。また、後段の差動
形ＬＮＡまたは差動形Ｍｉｘ. の入力インピーダンスと
ラダー形共振器フィルタの出力インピーダンスを基に前
記直列腕インダクタンス及び並列腕インダクタンス、直
列腕容量及び並列腕容量の値を特定の値に定める。
あるいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ（以下、両者をまと
めてラダー形共振器フィルタと略す）の出力端子から直
列腕インダクタンスとアースに対する並列腕容量を介し
てアンテナ共用器の第１の受信系出力端子とする。ラダ
ー形共振器フィルタの同じ出力端子から直列腕容量とア
ースに対する並列腕インダクタンスを介してアンテナ共
用器の第２の受信系出力端子とする。また、後段の差動
形ＬＮＡまたは差動形Ｍｉｘ. の入力インピーダンスと
ラダー形共振器フィルタの出力インピーダンスを基に前
記直列腕インダクタンス及び並列腕インダクタンス、直
列腕容量及び並列腕容量の値を特定の値に定める。
【００１０】これにより前記ＧＳＭの規格を満足する仕
様となり、ラダー形共振器フィルタの通過帯域周波数に
おいて、前記第１及び第２の端子で出力信号の振幅偏差
は互いに±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に±
１０°以下を実現できるものである。従って、アンテナ
共用器と後段の差動形ＬＮＡまたは差動形Ｍｉｘ. の直
列接続を可能にする。また、本構成は単なるラダー形共
振器フィルタ単体に関しても同様に成り立つものであ
る。
様となり、ラダー形共振器フィルタの通過帯域周波数に
おいて、前記第１及び第２の端子で出力信号の振幅偏差
は互いに±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に±
１０°以下を実現できるものである。従って、アンテナ
共用器と後段の差動形ＬＮＡまたは差動形Ｍｉｘ. の直
列接続を可能にする。また、本構成は単なるラダー形共
振器フィルタ単体に関しても同様に成り立つものであ
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、具体的な実施形態を用いて
本発明を説明する。図２に欧州を主体とする世界の５０
％以上で採用されているＧＳＭ(Global System for Mob
ile Communications) ベースの携帯電話システム、すな
わちＥＧＳＭ(Extended GSM)とＤＣＳ(Digital Communi
cations System) の周波数帯域例を示す。同図の例で
は、ＥＧＳＭの場合、送信周波数（ｆT ）は８８０〜９
１５ＭＨｚ、受信周波数（ｆR ）は９２５〜９６０ＭＨ
ｚ、ＤＣＳの場合、送信周波数（ｆT ）は１７１０〜１
７８５ＭＨｚ、受信周波数（ｆR ）は１８０５〜１８８
０ＭＨｚの周波数帯域となっている。最近の端末では単
一端末でＥＧＳＭＳとＤＣＳの両周波数に対処するデュ
アルバンド端末も出現している。後述する本発明の実施
形態もＥＧＳＭＳとＤＣＳの両周波数に対処できるデュ
アルバンド端末の例を示している。
本発明を説明する。図２に欧州を主体とする世界の５０
％以上で採用されているＧＳＭ(Global System for Mob
ile Communications) ベースの携帯電話システム、すな
わちＥＧＳＭ(Extended GSM)とＤＣＳ(Digital Communi
cations System) の周波数帯域例を示す。同図の例で
は、ＥＧＳＭの場合、送信周波数（ｆT ）は８８０〜９
１５ＭＨｚ、受信周波数（ｆR ）は９２５〜９６０ＭＨ
ｚ、ＤＣＳの場合、送信周波数（ｆT ）は１７１０〜１
７８５ＭＨｚ、受信周波数（ｆR ）は１８０５〜１８８
０ＭＨｚの周波数帯域となっている。最近の端末では単
一端末でＥＧＳＭＳとＤＣＳの両周波数に対処するデュ
アルバンド端末も出現している。後述する本発明の実施
形態もＥＧＳＭＳとＤＣＳの両周波数に対処できるデュ
アルバンド端末の例を示している。
【００１２】図３にデュアルバンド端末の簡略化したブ
ロック図の一例を示す。図中の４４はアンテナ、４５は
アンテナ共用器、４６は受信回路、４７は送信回路、４
８はアナログ信号をデジタル信号に変換する変換機能を
備えたアナログフロントエンド、４９はデータメモリや
コントローラなどを備えたベースバンド系信号処理部
で、図に示すような結合関係になっている。
ロック図の一例を示す。図中の４４はアンテナ、４５は
アンテナ共用器、４６は受信回路、４７は送信回路、４
８はアナログ信号をデジタル信号に変換する変換機能を
備えたアナログフロントエンド、４９はデータメモリや
コントローラなどを備えたベースバンド系信号処理部
で、図に示すような結合関係になっている。
【００１３】９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯のＲＦ信
号を扱うため、回路は一般に複雑で規模は大きくなる。
端末の小型化のため種々の新しい回路方式が提案されて
いる。送信系で採用されているＯＰＬＬ(Offset Phase
Lock Loop)変調方式は、ＰＬＬ回路の出力で電圧制御発
振器ＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator) に直接変
調を加えるものである。これにより、送信系の回路構成
を大幅に簡略化可能である。
号を扱うため、回路は一般に複雑で規模は大きくなる。
端末の小型化のため種々の新しい回路方式が提案されて
いる。送信系で採用されているＯＰＬＬ(Offset Phase
Lock Loop)変調方式は、ＰＬＬ回路の出力で電圧制御発
振器ＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator) に直接変
調を加えるものである。これにより、送信系の回路構成
を大幅に簡略化可能である。
【００１４】一方、受信系に関しては、従来のＩＦ(Int
ermediate Frequency:中間周波数)を用いないＤＣ(Dire
ct Conversion)復調方式や低ＩＦ復調方式が検討され始
めている。図３には、送信系にはＯＰＬＬ変調方式、受
信系にはＤＣ復調方式を用いた場合のブロック図を示
す。
ermediate Frequency:中間周波数)を用いないＤＣ(Dire
ct Conversion)復調方式や低ＩＦ復調方式が検討され始
めている。図３には、送信系にはＯＰＬＬ変調方式、受
信系にはＤＣ復調方式を用いた場合のブロック図を示
す。
【００１５】一般に前記の変復調方式を採用した高周波
ＩＣを１チップで実現すると、その規模はかなり大きな
ものとなる。また、チップ内で９００ＭＨｚ帯と１．８
ＧＨｚ帯の両方の信号を扱うため、信号線間のクロスト
ーク、また、特に受信系ではチップのアースからの雑音
( Common mode noise) を極力抑える必要がある。後者
に対しては、受信系の回路では全ての信号を差動形にす
ることにより、コモンモード雑音の影響は非常に小さく
できることが分かっている。従って、図３に示すブロッ
ク図の受信系では、回路は全て差動形で構成されると考
える必要がある。
ＩＣを１チップで実現すると、その規模はかなり大きな
ものとなる。また、チップ内で９００ＭＨｚ帯と１．８
ＧＨｚ帯の両方の信号を扱うため、信号線間のクロスト
ーク、また、特に受信系ではチップのアースからの雑音
( Common mode noise) を極力抑える必要がある。後者
に対しては、受信系の回路では全ての信号を差動形にす
ることにより、コモンモード雑音の影響は非常に小さく
できることが分かっている。従って、図３に示すブロッ
ク図の受信系では、回路は全て差動形で構成されると考
える必要がある。
【００１６】図３のアンテナ共用器(Antenna Duplexer)
４５は、送信信号と受信信号を分離し、送信回路４７か
らの送信信号をアンテナ４４へ、アンテナ４４からの微
弱な受信信号を受信回路４６へ送ることにより、単一ア
ンテナ４４で送受信を可能にする。また、デュアルバン
ド用アンテナ共用器では、９００ＭＨｚ帯の信号と１．
８ＧＨｚの信号の分離も行う。一般に、アンテナ共用器
は誘電体共振器を組み合わせたフィルタを用いて構成さ
れるが、ラダー形共振器フィルタを用いることにより抜
本的に小型化できる。
４５は、送信信号と受信信号を分離し、送信回路４７か
らの送信信号をアンテナ４４へ、アンテナ４４からの微
弱な受信信号を受信回路４６へ送ることにより、単一ア
ンテナ４４で送受信を可能にする。また、デュアルバン
ド用アンテナ共用器では、９００ＭＨｚ帯の信号と１．
８ＧＨｚの信号の分離も行う。一般に、アンテナ共用器
は誘電体共振器を組み合わせたフィルタを用いて構成さ
れるが、ラダー形共振器フィルタを用いることにより抜
本的に小型化できる。
【００１７】しかし、これらのフィルタは、後に具体的
に示すように、信号出力がアースに対して１個のシング
ルエンド形である。従って、これらのフィルタを用いて
構成したアンテナ共用器も受信系出力端子はシングルエ
ンド形となり、前記受信系の差動形高周波ＩＣと直接接
続することはできない。本発明はこの直接接続を可能に
するものである。
に示すように、信号出力がアースに対して１個のシング
ルエンド形である。従って、これらのフィルタを用いて
構成したアンテナ共用器も受信系出力端子はシングルエ
ンド形となり、前記受信系の差動形高周波ＩＣと直接接
続することはできない。本発明はこの直接接続を可能に
するものである。
【００１８】図４は、本発明の実施形態１に係るデュア
ルバンド用アンテナ共用器のブロック図である。図に示
すように、アンテナ共用器４５はＥＧＳＭの受信系とＤ
ＣＳの受信系とを備えている。ＥＧＳＭの受信系では、
アンテナ共用器内のラダー形共振器フィルタ１のシング
ルエンド端子からの出力信号を直列腕インダクタンス２
とアースに対する並列腕容量３を介して第１の受信系出
力端子６へ出力する。また、直列腕容量４とアースに対
する並列腕インダクタンス５を介して第２の受信系出力
端子７へ出力する。
ルバンド用アンテナ共用器のブロック図である。図に示
すように、アンテナ共用器４５はＥＧＳＭの受信系とＤ
ＣＳの受信系とを備えている。ＥＧＳＭの受信系では、
アンテナ共用器内のラダー形共振器フィルタ１のシング
ルエンド端子からの出力信号を直列腕インダクタンス２
とアースに対する並列腕容量３を介して第１の受信系出
力端子６へ出力する。また、直列腕容量４とアースに対
する並列腕インダクタンス５を介して第２の受信系出力
端子７へ出力する。
【００１９】第１及び第２の受信系出力端子６，７から
ラダー形共振器フィルタ１を見ると、フィルタ１と端子
６，７間の回路の形は同じで互いに相対の関係にある。
従って、第１の受信系出力端子６の信号はラダー形共振
器フィルタ１の出力端子信号に比べ位相は遅れ、第２の
受信系出力端子７の信号は位相が進む。以上の関係はＤ
ＣＳの受信系でも全く同様に成り立つ。８はラダー形共
振器フィルタ、９は直列腕インダクタンス、１０は並列
腕容量、１１は直列腕容量、１２は並列腕インダクタン
ス、１３は第１の受信系出力端子、１４は第２の受信系
出力端子である。
ラダー形共振器フィルタ１を見ると、フィルタ１と端子
６，７間の回路の形は同じで互いに相対の関係にある。
従って、第１の受信系出力端子６の信号はラダー形共振
器フィルタ１の出力端子信号に比べ位相は遅れ、第２の
受信系出力端子７の信号は位相が進む。以上の関係はＤ
ＣＳの受信系でも全く同様に成り立つ。８はラダー形共
振器フィルタ、９は直列腕インダクタンス、１０は並列
腕容量、１１は直列腕容量、１２は並列腕インダクタン
ス、１３は第１の受信系出力端子、１４は第２の受信系
出力端子である。
【００２０】同図に示すように並列腕容量３，１０と並
列腕インダクタンス５，１２は一端がアースされてい
る。なお、図中の５０はＥＧＳＭの送信系スイッチ、５
１はＤＣＳの送信系スイッチである。
列腕インダクタンス５，１２は一端がアースされてい
る。なお、図中の５０はＥＧＳＭの送信系スイッチ、５
１はＤＣＳの送信系スイッチである。
【００２１】前記第１及び第２の受信系出力端子６，７
の信号間の位相差は、後段に接続される差動形ＬＮＡあ
るいは差動形Ｍｉｘ．が正常に動作する必要性から定ま
る。一般的には、位相差が９０°以上２７０°以下であ
れば、差動回路素子として、基本的には機能する。回路
的な考察及び数値計算の結果、前記回路構成を用いるこ
とにより、第１及び第２の受信系出力端子６，７の信号
間の位相差を９０°以上２７０°以下の適当な値で実現
することは常に可能であることが分かった。
の信号間の位相差は、後段に接続される差動形ＬＮＡあ
るいは差動形Ｍｉｘ．が正常に動作する必要性から定ま
る。一般的には、位相差が９０°以上２７０°以下であ
れば、差動回路素子として、基本的には機能する。回路
的な考察及び数値計算の結果、前記回路構成を用いるこ
とにより、第１及び第２の受信系出力端子６，７の信号
間の位相差を９０°以上２７０°以下の適当な値で実現
することは常に可能であることが分かった。
【００２２】従って本構成により、図５及び図６に示す
ように、アンテナ共用器４５の受信系出力端子６，７を
差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ．１８を持った高
周波ＩＣ（ＲＦ−ＩＣ）５２と直接接続することが可能
となる。これにより不要な周辺回路を大幅に取り除くこ
とができる。
ように、アンテナ共用器４５の受信系出力端子６，７を
差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ．１８を持った高
周波ＩＣ（ＲＦ−ＩＣ）５２と直接接続することが可能
となる。これにより不要な周辺回路を大幅に取り除くこ
とができる。
【００２３】また、図５，図６に示すラダー形共振器フ
ィルタ１６の直後の回路１７は、ラダー形共振器フィル
タ１６の整合回路を表し，必要に応じて導入する。
ィルタ１６の直後の回路１７は、ラダー形共振器フィル
タ１６の整合回路を表し，必要に応じて導入する。
【００２４】一般にＳＡＷフィルタは、フィルタを構成
するインターディジタルトランスデューサ（Interdigit
al Transducer 、以下ＩＤＴと略す）の電極指間の容量
により、またＦＢＡＲフィルタは対向する電極間の静電
容量により、入出力インピーダンスも容量性となること
が多い。整合回路１７はこの容量を打ち消すものであ
り、一般的にはインダクタンスで構成する場合が多い。
このインダクタンスと図５，図６の直列腕インダクタン
スＬ+ ２、並列腕インダクタンスＬ- ５を同一のプロセ
スでアンテナ共用器のモジュール内に形成することで、
モジュールの小型化も図れるものである。また、ラダー
形共振器フィルタ１６は、図５，図６に示すようにＳＡ
Ｗ共振器あるいはＦＢＡＲ（共振器）をチップ内に形成
し、はしご（ラダー）回路形に接続したものである。
するインターディジタルトランスデューサ（Interdigit
al Transducer 、以下ＩＤＴと略す）の電極指間の容量
により、またＦＢＡＲフィルタは対向する電極間の静電
容量により、入出力インピーダンスも容量性となること
が多い。整合回路１７はこの容量を打ち消すものであ
り、一般的にはインダクタンスで構成する場合が多い。
このインダクタンスと図５，図６の直列腕インダクタン
スＬ+ ２、並列腕インダクタンスＬ- ５を同一のプロセ
スでアンテナ共用器のモジュール内に形成することで、
モジュールの小型化も図れるものである。また、ラダー
形共振器フィルタ１６は、図５，図６に示すようにＳＡ
Ｗ共振器あるいはＦＢＡＲ（共振器）をチップ内に形成
し、はしご（ラダー）回路形に接続したものである。
【００２５】ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタは、アイ・
イー・イー・イー トランザクションウルトラソン フェ
ロエレク フレエク コントロ 第42巻、495〜508項、
1995年（M.Hikita,N.Shibagaki,K.Sakiyama and K.Hase
gawa,”Design methodology and experimental results
for new ladder-type SAW resonator coupled filte
r,”IEEE Trans. Ultrason. Ferroelec. Freq. Contr.
,vol.UFFC-42,pp.495-508,1995.）に述べられている。
イー・イー・イー トランザクションウルトラソン フェ
ロエレク フレエク コントロ 第42巻、495〜508項、
1995年（M.Hikita,N.Shibagaki,K.Sakiyama and K.Hase
gawa,”Design methodology and experimental results
for new ladder-type SAW resonator coupled filte
r,”IEEE Trans. Ultrason. Ferroelec. Freq. Contr.
,vol.UFFC-42,pp.495-508,1995.）に述べられている。
【００２６】ラダー形ＦＢＡＲフィルタは、プロシーデ
ィング オブ アイ・イー・イー・イー ウルトラソニッ
クス シンポジウム 887〜890項、1999年(J.D. Larson
III,SM. R .Ruby, P.Bradley, Y.Oshmyanaky, ”A BAW
antenna duplexer for the1900MHz PCS band,” in Pr
oc. IEEE Ultrason. Symp. pp.887-890,1999.)で述べら
れている。
ィング オブ アイ・イー・イー・イー ウルトラソニッ
クス シンポジウム 887〜890項、1999年(J.D. Larson
III,SM. R .Ruby, P.Bradley, Y.Oshmyanaky, ”A BAW
antenna duplexer for the1900MHz PCS band,” in Pr
oc. IEEE Ultrason. Symp. pp.887-890,1999.)で述べら
れている。
【００２７】本実施形態の場合図５及び図６に示すよう
に、ラダー形共振器フィルタ１６、整合回路１７、直列
腕インダクタンス２、並列腕容量３、直列腕容量４、並
列腕インダクタンス５により高周波フィルタが構成さ
れ、アンテナ共用器４５の少なくとも受信系はこの高周
波フィルタを備えている。
に、ラダー形共振器フィルタ１６、整合回路１７、直列
腕インダクタンス２、並列腕容量３、直列腕容量４、並
列腕インダクタンス５により高周波フィルタが構成さ
れ、アンテナ共用器４５の少なくとも受信系はこの高周
波フィルタを備えている。
【００２８】以上説明したように図４の構成により、図
５、図６に示すように、アンテナ共用器４５と差動形Ｌ
ＮＡ１５あるいは差動形Ｍｉｘ．１８を持ったダイレク
トコンバージョン復調方式あるいは低中間周波数復調方
式の集積回路ＲＦ−ＩＣ５２と直接接続が可能になり、
無駄な空間が削除される。また、ラダー形共振器フィル
タ１６の整合回路１７と直列腕インダクタンス２あるい
は並列腕インダクタンス５を同一プロセスで実現するこ
とでアンテナ共用器モジュールの小型化も図れる。
５、図６に示すように、アンテナ共用器４５と差動形Ｌ
ＮＡ１５あるいは差動形Ｍｉｘ．１８を持ったダイレク
トコンバージョン復調方式あるいは低中間周波数復調方
式の集積回路ＲＦ−ＩＣ５２と直接接続が可能になり、
無駄な空間が削除される。また、ラダー形共振器フィル
タ１６の整合回路１７と直列腕インダクタンス２あるい
は並列腕インダクタンス５を同一プロセスで実現するこ
とでアンテナ共用器モジュールの小型化も図れる。
【００２９】図７、図８、図９に本発明の他の実施形態
を示す。図７に実施形態２を示す。本実施形態は、図４
に示す実施形態１において直列腕インダクタンス２また
は並列腕インダクタンス５の少なくとも一方をＳＡＷ共
振器１９a 、１９b あるいはＦＢＡＲ２０a 、２０b で
置き換えたものである。このＳＡＷ共振器あるいはＦＢ
ＡＲは、受信系ラダー形共振器フィルタの通過帯域周波
数f0で等価的にインダクタンスとしてのインピーダンス
を持つ。さらに本共振器は前記ラダー形共振器フィルタ
と同一チップ内に形成される。
を示す。図７に実施形態２を示す。本実施形態は、図４
に示す実施形態１において直列腕インダクタンス２また
は並列腕インダクタンス５の少なくとも一方をＳＡＷ共
振器１９a 、１９b あるいはＦＢＡＲ２０a 、２０b で
置き換えたものである。このＳＡＷ共振器あるいはＦＢ
ＡＲは、受信系ラダー形共振器フィルタの通過帯域周波
数f0で等価的にインダクタンスとしてのインピーダンス
を持つ。さらに本共振器は前記ラダー形共振器フィルタ
と同一チップ内に形成される。
【００３０】図７に示す実施形態２の場合、ラダー形共
振器フィルタ１６、整合回路１７、ＳＡＷ共振器１９a
あるいはＦＢＡＲ２０a 、並列腕容量３、直列腕容量
４、ＳＡＷ共振器１９ｂあるいはＦＢＡＲ２０ｂにより
高周波フィルタが構成されている。
振器フィルタ１６、整合回路１７、ＳＡＷ共振器１９a
あるいはＦＢＡＲ２０a 、並列腕容量３、直列腕容量
４、ＳＡＷ共振器１９ｂあるいはＦＢＡＲ２０ｂにより
高周波フィルタが構成されている。
【００３１】次に実施形態３を示す。図８の例は、図４
に示す実施形態１において直列腕容量４または並列腕容
量３の少なくとも一方をＳＡＷ共振器２１a 、２１b あ
るいはＦＢＡＲ２２a 、２２b で置き換えたものであ
る。これ等の共振器は、フィルタの通過帯域周波数f0で
等価的に容量としてのインピーダンスを持つ。さらに本
共振器はラダー形共振器フィルタ１６と同一チップ内に
形成される。
に示す実施形態１において直列腕容量４または並列腕容
量３の少なくとも一方をＳＡＷ共振器２１a 、２１b あ
るいはＦＢＡＲ２２a 、２２b で置き換えたものであ
る。これ等の共振器は、フィルタの通過帯域周波数f0で
等価的に容量としてのインピーダンスを持つ。さらに本
共振器はラダー形共振器フィルタ１６と同一チップ内に
形成される。
【００３２】図８に示す実施形態３の場合、ラダー形共
振器フィルタ１６、整合回路１７、直列腕インダクタン
ス２、ＳＡＷ共振器２１a あるいはＦＢＡＲ２２a 、Ｓ
ＡＷ共振器２１ｂあるいはＦＢＡＲ２２ｂ、並列腕イン
ダクタンス５により高周波フィルタが構成されている。
振器フィルタ１６、整合回路１７、直列腕インダクタン
ス２、ＳＡＷ共振器２１a あるいはＦＢＡＲ２２a 、Ｓ
ＡＷ共振器２１ｂあるいはＦＢＡＲ２２ｂ、並列腕イン
ダクタンス５により高周波フィルタが構成されている。
【００３３】図９に実施形態４を示す。図４に示す実施
形態１において、直列腕インダクタンス２と並列腕イン
ダクタンス５をf0で等価的にインダクタンスとなるＳＡ
Ｗ共振器１９a 、１９b あるいはＦＢＡＲ２０a 、２０
b で置き換え、直列腕容量４と並列腕容量３をｆ0で等
価的に容量となるＳＡＷ共振器２１a 、２１b あるいは
ＦＢＡＲ２２a 、２２b で置き換えたものである。これ
らの共振器はラダー形共振器フィルタ１６と同一チップ
内に形成される。
形態１において、直列腕インダクタンス２と並列腕イン
ダクタンス５をf0で等価的にインダクタンスとなるＳＡ
Ｗ共振器１９a 、１９b あるいはＦＢＡＲ２０a 、２０
b で置き換え、直列腕容量４と並列腕容量３をｆ0で等
価的に容量となるＳＡＷ共振器２１a 、２１b あるいは
ＦＢＡＲ２２a 、２２b で置き換えたものである。これ
らの共振器はラダー形共振器フィルタ１６と同一チップ
内に形成される。
【００３４】図９に示す実施形態４の場合、ラダー形共
振器フィルタ１６、整合回路１７、ＳＡＷ共振器１９a
あるいはＦＢＡＲ２０a 、ＳＡＷ共振器２１a あるいは
ＦＢＡＲ２２a 、ＳＡＷ共振器２１ｂあるいはＦＢＡＲ
２２ｂ、ＳＡＷ共振器１９ｂあるいはＦＢＡＲ２０ｂに
より高周波フィルタが構成されている。
振器フィルタ１６、整合回路１７、ＳＡＷ共振器１９a
あるいはＦＢＡＲ２０a 、ＳＡＷ共振器２１a あるいは
ＦＢＡＲ２２a 、ＳＡＷ共振器２１ｂあるいはＦＢＡＲ
２２ｂ、ＳＡＷ共振器１９ｂあるいはＦＢＡＲ２０ｂに
より高周波フィルタが構成されている。
【００３５】次に前記ＳＡＷ共振器がインダクタンスと
しても容量としても動作することを説明する。図１０に
ＳＡＷ共振器２３、図１１にＦＢＡＲ２４の例を示す。
図１０は、圧電基板５４上に作成したＩＤＴ５５の両側
に反射器５６を設けて、ＳＡＷ共振器を構成したもので
ある。図１１はダイアフラム状の圧電薄膜共振器をバッ
クエッチング等で振動部を空洞化したシリコン基板５７
等の上部にＦＢＡＲ２４を形成したもので、５８は電極
である。なお、図１０、図１１の図中左側にそれぞれの
等価回路を示している。
しても容量としても動作することを説明する。図１０に
ＳＡＷ共振器２３、図１１にＦＢＡＲ２４の例を示す。
図１０は、圧電基板５４上に作成したＩＤＴ５５の両側
に反射器５６を設けて、ＳＡＷ共振器を構成したもので
ある。図１１はダイアフラム状の圧電薄膜共振器をバッ
クエッチング等で振動部を空洞化したシリコン基板５７
等の上部にＦＢＡＲ２４を形成したもので、５８は電極
である。なお、図１０、図１１の図中左側にそれぞれの
等価回路を示している。
【００３６】これらの共振器のインピーダンスＺは、図
１２に示すように、共振周波数frでは、Ｉm （Ｚ）≒
０、反共振周波数faでは、Ｉm （Ｚ）≒∞となる。図１
２からわかるように、frより低い周波数ではＺは容量
性、frとfaの間ではＺは誘導性（インダクティヴ）にな
る。さらにfaより高い周波数で再び容量性となる。fr、
faの設定は、ＳＡＷ共振器では電極指の繰り返しピッ
チ、ＦＢＡＲでは圧電薄膜の厚さで主に定まる。従って
図７、図８、図９に示すように、フィルタの通過帯域周
波数f0で等価的にインダクタンスあるいは容量となるＳ
ＡＷ共振器あるいはＦＢＡＲは常に実現可能である。
１２に示すように、共振周波数frでは、Ｉm （Ｚ）≒
０、反共振周波数faでは、Ｉm （Ｚ）≒∞となる。図１
２からわかるように、frより低い周波数ではＺは容量
性、frとfaの間ではＺは誘導性（インダクティヴ）にな
る。さらにfaより高い周波数で再び容量性となる。fr、
faの設定は、ＳＡＷ共振器では電極指の繰り返しピッ
チ、ＦＢＡＲでは圧電薄膜の厚さで主に定まる。従って
図７、図８、図９に示すように、フィルタの通過帯域周
波数f0で等価的にインダクタンスあるいは容量となるＳ
ＡＷ共振器あるいはＦＢＡＲは常に実現可能である。
【００３７】次に図５〜図９におけるＬ+ 、Ｃ+ 、Ｌ
- 、Ｃ- の値に関して考察する。一般に位相を進ませる
回路と遅らせる回路は、図１３と図１４のπ形回路で表
すことができる。例えば図５に示すようにラダー形共振
器フィルタ１６側を見た抵抗をＲFil とし、差動ＬＮＡ
１５側を見た抵抗をＲDiff とする。図１３のπ形回路
は、f0で2 ＲFilをＲDiff ／2へインピーダンス変換
し、かつ、位相を90°遅らせる回路とする。図１４のπ
形回路は、f0で2 ＲFilをＲDiff ／2へインピーダンス
変換し、かつ、位相を90°進ませる回路とする。このよ
うな条件では、Ｌ+、Ｃ+ 、Ｌ- 、Ｃ- は一意には定ま
らない。しかし、さらに図１３のＣ+ と図１４のＬ- は
並列接続した場合、f0で並列共振を生ずる条件を加える
と、前記パラメータは一意に決定され、以下となる。な
お式中のω0は角周波数である。
- 、Ｃ- の値に関して考察する。一般に位相を進ませる
回路と遅らせる回路は、図１３と図１４のπ形回路で表
すことができる。例えば図５に示すようにラダー形共振
器フィルタ１６側を見た抵抗をＲFil とし、差動ＬＮＡ
１５側を見た抵抗をＲDiff とする。図１３のπ形回路
は、f0で2 ＲFilをＲDiff ／2へインピーダンス変換
し、かつ、位相を90°遅らせる回路とする。図１４のπ
形回路は、f0で2 ＲFilをＲDiff ／2へインピーダンス
変換し、かつ、位相を90°進ませる回路とする。このよ
うな条件では、Ｌ+、Ｃ+ 、Ｌ- 、Ｃ- は一意には定ま
らない。しかし、さらに図１３のＣ+ と図１４のＬ- は
並列接続した場合、f0で並列共振を生ずる条件を加える
と、前記パラメータは一意に決定され、以下となる。な
お式中のω0は角周波数である。
【００３８】 Ｌ+ ＝Ｌ- ＝( ＲFil・ＲDiff )1/2／ω0 Ｃ+ ＝Ｃ- ＝( ＲFil・ＲDiff )-1/2／ω0 図５のラダー形共振器フィルタ１６の出力に並列に図１
３と図１４のπ形回路を接続し、第１の出力端子６と第
２の出力端子７とする。f0ではラダー形共振器フィルタ
１６の出力抵抗ＲFil の２倍、すなわち、2 ＲFilが各
々のπ形回路でインピーダンス変換され、ＲDiff ／2と
なる。さらに、第１の出力端子６と第２の出力端子７に
は、互いに位相は逆相の出力が得られるため、これ等を
差動で取り出すと、出力抵抗はＲDiff となる。また、
入力側は2 ＲFilが並列接続されるため、ＲFil とな
る。すなわち、ラダー形共振器フィルタ１６の出力抵抗
ＲFil及び差動ＬＮＡ１５の入力抵抗ＲDiff と完全に一
致させることができる。
３と図１４のπ形回路を接続し、第１の出力端子６と第
２の出力端子７とする。f0ではラダー形共振器フィルタ
１６の出力抵抗ＲFil の２倍、すなわち、2 ＲFilが各
々のπ形回路でインピーダンス変換され、ＲDiff ／2と
なる。さらに、第１の出力端子６と第２の出力端子７に
は、互いに位相は逆相の出力が得られるため、これ等を
差動で取り出すと、出力抵抗はＲDiff となる。また、
入力側は2 ＲFilが並列接続されるため、ＲFil とな
る。すなわち、ラダー形共振器フィルタ１６の出力抵抗
ＲFil及び差動ＬＮＡ１５の入力抵抗ＲDiff と完全に一
致させることができる。
【００３９】さらに図１３と図１４のＣ+ とＬ- は、f0
で並列共振する。f0の近傍の周波数では、Ｃ+ とＬ- の
並列回路部分はインピーダンスがほぼ∞となるためこの
並列回路部分は取り除いても実質的な影響はきわめて小
さいことを確認している。すなわち、Ｃ+ とＬ- の並列
回路部分を取り除いたものが図５である。
で並列共振する。f0の近傍の周波数では、Ｃ+ とＬ- の
並列回路部分はインピーダンスがほぼ∞となるためこの
並列回路部分は取り除いても実質的な影響はきわめて小
さいことを確認している。すなわち、Ｃ+ とＬ- の並列
回路部分を取り除いたものが図５である。
【００４０】また、図５のように差動形ＬＮＡ１５とア
ンテナ共用器４５を直接接続する場合、高周波ＩＣ５２
のバラツキ等を考慮すると、十分な性能を保証するため
には、第１の出力端子６と第２の出力端子７の出力間の
振幅偏差は±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に
±１０°以下とする必要がある。これ等の偏差を先に示
したＬ+、Ｃ+、Ｌ-、Ｃ-の各値に割払ると、各値は±２
０％のバラツキ幅に抑える必要があることが分かった。
ンテナ共用器４５を直接接続する場合、高周波ＩＣ５２
のバラツキ等を考慮すると、十分な性能を保証するため
には、第１の出力端子６と第２の出力端子７の出力間の
振幅偏差は±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に
±１０°以下とする必要がある。これ等の偏差を先に示
したＬ+、Ｃ+、Ｌ-、Ｃ-の各値に割払ると、各値は±２
０％のバラツキ幅に抑える必要があることが分かった。
【００４１】また、回路設計上の観点からすると、前記
のＲFilとＲDiffは、２ＲFil＝ＲDi ff／２を満足する場
合は、図１３、図１４のπ回路の入出力抵抗が一致す
る。この場合、最も精度の高い回路設計が可能である。
従って、この場合は、Ｌ+≒Ｌ-≒ＲDiff／２ω0、Ｃ+≒
Ｃ-≒２／（ＲDiff・ω0）で与えられる。さらに、ＧＨ
z帯の高周波では、測定機は全て５０Ω系である。前記
の関係式で、２ＲFil＝Ｒ Diff／２＝５０Ωとすること
により、回路設計のほかに評価系も含めて非常に精度の
高いアンテナ共用器が実現でき、差動形ＬＮＡ１５また
は差動形Ｍｉｘ.１８との直接接続に伴う多くの課題が
解決される。
のＲFilとＲDiffは、２ＲFil＝ＲDi ff／２を満足する場
合は、図１３、図１４のπ回路の入出力抵抗が一致す
る。この場合、最も精度の高い回路設計が可能である。
従って、この場合は、Ｌ+≒Ｌ-≒ＲDiff／２ω0、Ｃ+≒
Ｃ-≒２／（ＲDiff・ω0）で与えられる。さらに、ＧＨ
z帯の高周波では、測定機は全て５０Ω系である。前記
の関係式で、２ＲFil＝Ｒ Diff／２＝５０Ωとすること
により、回路設計のほかに評価系も含めて非常に精度の
高いアンテナ共用器が実現でき、差動形ＬＮＡ１５また
は差動形Ｍｉｘ.１８との直接接続に伴う多くの課題が
解決される。
【００４２】以上の議論は図５を用いて説明したが、図
６〜図９でも全く同様である。また、アンテナ共用器を
例に詳述したが、ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ単体あ
るいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ単体であっても全く同
様の関係が成り立つものである。
６〜図９でも全く同様である。また、アンテナ共用器を
例に詳述したが、ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ単体あ
るいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ単体であっても全く同
様の関係が成り立つものである。
【００４３】次に実施形態５を示す。図１５、図１６に
具体的なチップ構成例を示す。図９の構成を例に、図１
５はラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ、図１６はラダー形
ＦＢＡＲフィルタを用いた場合で、図１６（ｂ）は図１
６（ａ）のＡ−Ａ’線上の断面図である。ただし、ＳＡ
Ｗフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９に
直接関係する部分を拡大して示した。
具体的なチップ構成例を示す。図９の構成を例に、図１
５はラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ、図１６はラダー形
ＦＢＡＲフィルタを用いた場合で、図１６（ｂ）は図１
６（ａ）のＡ−Ａ’線上の断面図である。ただし、ＳＡ
Ｗフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９に
直接関係する部分を拡大して示した。
【００４４】図中の２５がＳＡＷフィルタチップ２８、
ＦＢＡＲフィルタチップ２９の入力端子で、２６と２７
が差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ．１８と接続す
る第１及び第２の出力端子である。これらの例では、Ｓ
ＡＷフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９
上に等価的なＬ+ 、Ｃ+ 、Ｌ- 、Ｃ- を全てＳＡＷ共振
器あるいはＦＢＡＲで構成する例を示したが、図７、図
８に示すように一部をチップ上で形成する場合も全く同
様である。
ＦＢＡＲフィルタチップ２９の入力端子で、２６と２７
が差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ．１８と接続す
る第１及び第２の出力端子である。これらの例では、Ｓ
ＡＷフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９
上に等価的なＬ+ 、Ｃ+ 、Ｌ- 、Ｃ- を全てＳＡＷ共振
器あるいはＦＢＡＲで構成する例を示したが、図７、図
８に示すように一部をチップ上で形成する場合も全く同
様である。
【００４５】図１７に実施形態６を示す。図１７は、近
い将来サービスが開始される２ＧＨｚ帯を用いた広帯域
符号分割多元接続ＷＣＤＭＡ(Wideband ＣＤＭＡ) 用
端末の場合である。ＷＣＤＭＡでは、送信周波数はfT＝
１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数はfR＝２１１０
〜２１７０ＭＨｚである。また、送受同時通話のためア
ンテナ共用器はスイッチを用いず、送受信系ともにフィ
ルタを用いて構成する。図では、受信系フィルタのみな
らず送信系フィルタもラダー形共振器フィルタを用いて
構成した例を示す。
い将来サービスが開始される２ＧＨｚ帯を用いた広帯域
符号分割多元接続ＷＣＤＭＡ(Wideband ＣＤＭＡ) 用
端末の場合である。ＷＣＤＭＡでは、送信周波数はfT＝
１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数はfR＝２１１０
〜２１７０ＭＨｚである。また、送受同時通話のためア
ンテナ共用器はスイッチを用いず、送受信系ともにフィ
ルタを用いて構成する。図では、受信系フィルタのみな
らず送信系フィルタもラダー形共振器フィルタを用いて
構成した例を示す。
【００４６】アンテナ共用器４５に差動形ＬＮＡ１５を
直接接続するため、受信系ラダー形共振器フィルタの出
力端子から直列腕共振器であるＳＡＷ共振器１９ａ，１
９ｂ（またはＦＢＡＲ２０ａ，２０ｂ）及び並列腕共振
器であるＳＡＷ共振器２１ａ，２１ｂ（またはＦＢＡＲ
２２ａ，２２ｂ）を用いて２分岐し、それぞれを第１の
受信系出力端子６及び第２の受信系出力端子７とする。
直接接続するため、受信系ラダー形共振器フィルタの出
力端子から直列腕共振器であるＳＡＷ共振器１９ａ，１
９ｂ（またはＦＢＡＲ２０ａ，２０ｂ）及び並列腕共振
器であるＳＡＷ共振器２１ａ，２１ｂ（またはＦＢＡＲ
２２ａ，２２ｂ）を用いて２分岐し、それぞれを第１の
受信系出力端子６及び第２の受信系出力端子７とする。
【００４７】これ等の端子６，７と差動ＬＮＡ１５の差
動入力端子を直接接続するものである。また、ＳＡＷ共
振器１９ａ，１９ｂ（またはＦＢＡＲ２０ａ，２０ｂ）
及び並列腕共振器であるＳＡＷ共振器２１ａ，２１ｂ
（またはＦＢＡＲ２２ａ，２２ｂ）は、ラダー形共振器
フィルタのチップ内に形成する場合に関して示したが、
図５に示すようにチップの外で形成しても良く、図７、
図８のように両者を組み合わせても良い。
動入力端子を直接接続するものである。また、ＳＡＷ共
振器１９ａ，１９ｂ（またはＦＢＡＲ２０ａ，２０ｂ）
及び並列腕共振器であるＳＡＷ共振器２１ａ，２１ｂ
（またはＦＢＡＲ２２ａ，２２ｂ）は、ラダー形共振器
フィルタのチップ内に形成する場合に関して示したが、
図５に示すようにチップの外で形成しても良く、図７、
図８のように両者を組み合わせても良い。
【００４８】図中の５３は受信系高周波フィルタ、５９
は送信系高周波フィルタ、６０，６１はベースバンド系
信号処理部４９に接続されたスピーカならびにマイクで
ある。
は送信系高周波フィルタ、６０，６１はベースバンド系
信号処理部４９に接続されたスピーカならびにマイクで
ある。
【００４９】前記実施形態では高周波フィルタ（高周波
回路）を移動無線端末に用いた場合を説明したが、本発
明に係る高周波フィルタ（高周波回路）はその他に固定
無線端末、衛星通信端末、光通信端末など他の端末にも
適用可能である。
回路）を移動無線端末に用いた場合を説明したが、本発
明に係る高周波フィルタ（高周波回路）はその他に固定
無線端末、衛星通信端末、光通信端末など他の端末にも
適用可能である。
【００５０】
【発明の効果】以上、実施形態で説明したように、本発
明は最近の携帯電話等のようにデュアルバンド対応、あ
るいは新システムであるＣＤＭＡ対応の端末において導
入される可能性が非常に高いダイレクトコンバージョン
復調方式、低ＩＦ復調方式等において、アンテナ共用器
と差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ. の直接接続を可
能にするものである。本発明の前記構成により、無駄な
空間を大幅に低減できる。かつ、設計性の向上、評価の
容易さ等においても大幅な改善が図れる。
明は最近の携帯電話等のようにデュアルバンド対応、あ
るいは新システムであるＣＤＭＡ対応の端末において導
入される可能性が非常に高いダイレクトコンバージョン
復調方式、低ＩＦ復調方式等において、アンテナ共用器
と差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ. の直接接続を可
能にするものである。本発明の前記構成により、無駄な
空間を大幅に低減できる。かつ、設計性の向上、評価の
容易さ等においても大幅な改善が図れる。
【図１】バランス−アンバランス変換回路の説明図であ
る。
る。
【図２】欧州のＥＧＳＭとＤＣＳの周波数配置を示す図
である。
である。
【図３】デュアルバンド端末のブロック図である。
【図４】本発明の実施形態１に係るデュアルバンド用ア
ンテナ共用器のブロック図である。
ンテナ共用器のブロック図である。
【図５】本発明によるアンテナ共用器の受信系出力端子
を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接接続した状態
を示す回路図である。
を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接接続した状態
を示す回路図である。
【図６】本発明によるアンテナ共用器の受信系出力端子
を差動形Ｍｉｘ．を有する高周波ＩＣに直接接続した状
態を示す回路図である。
を差動形Ｍｉｘ．を有する高周波ＩＣに直接接続した状
態を示す回路図である。
【図７】本発明の実施形態２に係るアンテナ共用器の受
信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接
接続した状態を示す回路図である。
信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接
接続した状態を示す回路図である。
【図８】本発明の実施形態３に係るアンテナ共用器の受
信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接
接続した状態を示す回路図である。
信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接
接続した状態を示す回路図である。
【図９】本発明の実施形態４に係るアンテナ共用器の受
信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接
接続した状態を示す回路図である。
信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接
接続した状態を示す回路図である。
【図１０】ＳＡＷ共振器とその等価回路を示す図であ
る。
る。
【図１１】ＦＢＡＲとその等価回路を示す図である。
【図１２】ＳＡＷ共振器とＦＢＡＲのインピーダンス特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図１３】π形の等価回路を示す図である。
【図１４】π形の等価回路を示す図である。
【図１５】本発明に係るラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ
のチップ構成図を示す図である。
のチップ構成図を示す図である。
【図１６】本発明に係るラダー形ＦＢＡＲフィルタのチ
ップ構成図を示す図である。
ップ構成図を示す図である。
【図１７】本発明によるＷＣＤＭＡ用アンテナ共用器の
例とＷＣＤＭＡ端末のブロック図である。
例とＷＣＤＭＡ端末のブロック図である。
１，８ ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタあるいはラダー
形ＦＢＡＲフィルタ ２，９ 直列腕インダクタンス ３，１０ 並列腕容量 ４，１１ 直列腕容量 ５，１２ 並列腕インダクタンス ６，１３ 第１の受信系出力端子 ７，１４ 第２の受信系出力端子 １５ 差動形ＬＮＡ １６ ラダー形共振器フィルタ １７ 整合回路 １８ 差動形Ｍｉｘ. １９，２１，２３ ＳＡＷ共振器 ２０，２２，２４ ＦＢＡＲ ２５ 入力端子 ２６，２７ 出力端子 ２８ ＳＡＷ共振器フィルタを形成したチップ ２９ ＦＢＡＲフィルタを形成したチップ ４４ アンテナ ４５ アンテナ共用器 ４６ 受信回路 ４７ 送信回路 ４８ アナログフロートエンド ４９ ベースバンド系信号処理部 ５０ ＥＧＳＭの送信系スイッチ ５１ ＤＣＳの送信系スイッチ ５２ 高周波スイッチ ５３ 受信系高周波フィルタ ５９ 送信系高周波フィルタ ６０ スピーカ ６１ マイク
形ＦＢＡＲフィルタ ２，９ 直列腕インダクタンス ３，１０ 並列腕容量 ４，１１ 直列腕容量 ５，１２ 並列腕インダクタンス ６，１３ 第１の受信系出力端子 ７，１４ 第２の受信系出力端子 １５ 差動形ＬＮＡ １６ ラダー形共振器フィルタ １７ 整合回路 １８ 差動形Ｍｉｘ. １９，２１，２３ ＳＡＷ共振器 ２０，２２，２４ ＦＢＡＲ ２５ 入力端子 ２６，２７ 出力端子 ２８ ＳＡＷ共振器フィルタを形成したチップ ２９ ＦＢＡＲフィルタを形成したチップ ４４ アンテナ ４５ アンテナ共用器 ４６ 受信回路 ４７ 送信回路 ４８ アナログフロートエンド ４９ ベースバンド系信号処理部 ５０ ＥＧＳＭの送信系スイッチ ５１ ＤＣＳの送信系スイッチ ５２ 高周波スイッチ ５３ 受信系高周波フィルタ ５９ 送信系高周波フィルタ ６０ スピーカ ６１ マイク
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 1/50 Ｈ０４Ｂ 1/50 (72)発明者 松浦 尚樹 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 (72)発明者 横山 和幸 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 (72)発明者 松田 茂喜 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立メディアエレクトロニクス内 Ｆターム(参考） 5J097 AA29 AA33 BB11 BB15 CC01 DD21 KK08 LL03 5K011 DA00 DA21 DA27 JA00
Claims (13)
- 【請求項１】 第１の弾性表面波共振器あるいは第１の
フィルムバルク共振器を複数個ラダー回路状に接続した
ラダー形共振器フィルタと、 第１の端子ならびに第２の端子と、 前記ラダー形共振器フィルタと前記第１の端子との間に
接続された直列腕インダクタンス及び並列腕容量と、 前記ラダー形共振器フィルタと前記第２の端子との間に
接続された直列腕容量及び並列腕インダクタンスとを有
することを特徴とする高周波フィルタ。 - 【請求項２】 請求項１記載の高周波フィルタにおい
て、前記並列腕容量及び前記並列腕インダクタンスのそ
れぞれの一端はアースされていることを特徴とする高周
波フィルタ。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２記載の高周波フ
ィルタにおいて、前記第１の端子と第２の端子は、差動
形増幅器又は差動形混合器の差動端子に接続されること
を特徴とする高周波フィルタ。 - 【請求項４】 請求項１から３記載のいずれかの高周波
フィルタにおいて、前記直列腕インダクタンス又は並列
腕インダクタンスの少なくとも一方は、該高周波フィル
タの通過帯域周波数ｆ0 で等価的にインダクタンスとし
てのインピーダンス特性をもつ第２の弾性表面波共振器
あるいは第２のフィルムバルク共振器であり、前記第１
の弾性表面波共振器あるいは第１のフィルムバルク共振
器と同一のチップ上に形成されていることを特徴とする
高周波フィルタ。 - 【請求項５】 請求項１から４記載のいずれかの高周波
フィルタにおいて、該高周波フィルタを通過した、フィ
ルタの通過帯域周波数f0よりなる出力信号は、第１の端
子と第２の端子間で振幅偏差は互いに±１ｄＢ以下、位
相偏差は１８０°を基準に互いに±１０°以下であるこ
とを特徴とする高周波フィルタ。 - 【請求項６】 請求項３記載の高周波フィルタにおい
て、該高周波フィルタの通過帯域周波数f0、角周波数ω
0＝2πf0での出力あるいは入力抵抗をＲFil 、差動形増
幅器または差動形混合器の同周波数帯域での差動入力あ
るいは差動出力抵抗をＲDiff とし、前記直列腕インダ
クタンスＬ+ 及び並列腕インダクタンスＬ- は、( Ｒ
Fil・ＲDiff )1/2／ω0±２０％、前記直列腕容量Ｃ-
及び並列腕容量Ｃ+ は、( ＲFil・ＲDiff )-1/2／ω0±
２０％であることを特徴とする高周波フィルタ。 - 【請求項７】 請求項６記載の高周波フィルタにおい
て、前記ＲFil 、Ｌ+及びＬ- 、Ｃ+ 及びＣ- は、2 Ｒ
Fil＝ＲDiff ／２±２０％、Ｌ+ ≒Ｌ- ＝ＲDi ff ／(2
ω0)±２０％、Ｃ+ ≒Ｃ- ＝2／（ＲDiff ・ω0）±２
０％であることを特徴とする高周波フィルタ。 - 【請求項８】 請求項７記載の高周波フィルタにおい
て、前記２ＲFil≒ＲD iff /2＝５０Ω±２０％であるこ
とを特徴とする高周波フィルタ。 - 【請求項９】 少なくとも受信回路に高周波フィルタを
用いた高周波回路において、前記高周波フィルタが請求
項１から請求項８記載のいずれかの高周波フィルタであ
ることを特徴とする高周波回路。 - 【請求項１０】 少なくとも受信回路に高周波フィルタ
を用い、送信信号と受信信号を分離し、送信回路からの
送信信号をアンテナへ、アンテナからの受信信号を受信
回路へ送ることにより、単一アンテナで送受信を可能に
するアンテナ共用器において、前記高周波フィルタが請
求項１から請求項８記載のいずれかの高周波フィルタで
あることを特徴とするアンテナ共用器。 - 【請求項１１】 アンテナとアンテナ共用器を備えた無
線端末において、前記アンテナ共用器が請求項１０記載
のアンテナ共用器であることを特徴とする無線端末。 - 【請求項１２】 請求項１１記載の無線端末において、
前記アンテナ共用器が請求項３記載の高周波フィルタを
用いたアンテナ共用器であって、前記差動形増幅器又は
差動形混合器がダイレクトコンバージョン方式復調用集
積回路あるいは低中間周波数方式復調用集積回路の一部
であることを特徴とする無線端末。 - 【請求項１３】 請求項１１または請求項１２記載の無
線端末において、その無線端末が移動無線端末であるこ
とを特徴とする無線端末。
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|---|---|---|---|
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| EP02076221A EP1246358A3 (en) | 2001-03-30 | 2002-03-28 | Radio frequency filter, radio frequency circuit, antenna duplexer and radio terminal |
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|---|---|---|---|
| JP2001-101003 | 2001-03-30 | ||
| JP2001101003 | 2001-03-30 | ||
| JP2002025775A JP3973915B2 (ja) | 2001-03-30 | 2002-02-01 | 高周波フィルタ、高周波回路、アンテナ共用器及び無線端末 |
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|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002359542A true JP2002359542A (ja) | 2002-12-13 |
| JP3973915B2 JP3973915B2 (ja) | 2007-09-12 |
Family
ID=26612833
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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Country Status (3)
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| EP (1) | EP1246358A3 (ja) |
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