JP2002204123A - Multiple resonance, high-impedance surfaces containing load-loop frequency selective surfaces - Google Patents

Multiple resonance, high-impedance surfaces containing load-loop frequency selective surfaces

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JP2002204123A
JP2002204123A JP2001343888A JP2001343888A JP2002204123A JP 2002204123 A JP2002204123 A JP 2002204123A JP 2001343888 A JP2001343888 A JP 2001343888A JP 2001343888 A JP2001343888 A JP 2001343888A JP 2002204123 A JP2002204123 A JP 2002204123A
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Rodolfo E Diaz
William E Mckinzie Iii
イー マッキンジー ザ サード ウィリアム
イー ディアズ ロドルフォ
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E-Tenna Corp
イーテナ コーポレイション
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    • H01Q9/0442Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular tuning means

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To meet requirement for multiple reflection phase resonance or a class of AMCs which shows multi-bandwidth performance, in a frequency which is not related harmonically but can be regulated.
SOLUTION: An antenna system and an artificial magnetic conductor (300) include a frequency selective surface having a frequency dependent permeability μlz in a direction normal to the frequency selective surface, a conductive ground plane (806), and a rodded media (808) disposed between the frequency selective surface and the conductive ground plane.
COPYRIGHT: (C)2002,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、一般に高インピーダンス表面に関する。 The present invention relates to relates generally to a high-impedance surface. 特に、本発明は、多重共振、高インピーダンス電磁表面に関する。 In particular, the present invention is multi-resonant, to a high impedance electromagnetic surface.

【0002】 [0002]

【従来の技術】高インピーダンス表面は、その等価表面インピーダンス、Z s =E tan /H tanが開放回路を近似しかつ等価接線電気表面電流のフローを抑制して、ゼロ接線磁界、H tan ≒ 0を近似する、無損失、リアクタンス性表面である。 BACKGROUND OF THE INVENTION high impedance surface, an equivalent surface impedance, thereby suppressing the flow of Z s = E tan / H tan will approximate the open circuit and the equivalent tangent electric surface currents, zero tangential magnetic field, H tan ≒ 0 approximating a lossless, a reactive surface. tan及びH E tan and H tanは、それぞれ表面に対して接線方向の電界及び磁界である。 tan is electric and magnetic fields tangential to each surface. 高インピーダンス表面は、様々なアンテナ・アプリケーションに用いられている。 High impedance surface, are used in a variety of antenna applications. これらのアプリケーションは、等E及びH面(イコールE及びH面)ハーフ・パワー・ビーム幅を供給するために特別に設計された波形ホーンからプレーナー(共面)又は円筒形の進行波アンテナの範囲にわたる。 These applications, etc. E and H plane (equal E and H plane) half power beamwidth planar from the waveform horn specially designed to supply (coplanar) or a range of the traveling wave antenna cylindrical to over. しかしながら、これらのアプリケーションでは、うね又はトラフは、金属で作られ、うねの深さは、自由空間波長の四分の一、λ/4である。 However, in these applications, ridges or troughs, made of metal, the depth of the ridges, the free space wavelength quarter, a lambda / 4. ここで、λは、対象とする周波数における波長である。 Here, lambda is the wavelength at the frequency of interest. 高マイクロ波周波数において、λ/4は、小さなディメンションであるが、 At high microwave frequencies, lambda / 4 is a small dimension,
極超短波(UHF、300MHzから1GHz)、又は低マイクロ波周波数(1−3GHz)でさえも、λ/4 Ultra High Frequency (UHF, 1 GHz from 300 MHz), or even lower microwave frequencies (1-3GHz), λ / 4
は、かなり大きいものでありうる。 It may be a quite large. これらの周波数範囲におけるアンテナ・アプリケーションに対して、電気的に薄く(λ/100からλ/50の厚み)かつ物理的に薄い高インピーダンス表面が望ましい。 The antenna applications in these frequency ranges, electrically thin (thickness of lambda / 100 from the lambda / 50) and physically thin high impedance surface is desirable.

【0003】薄い高インピーダンス表面の一例は、19 [0003] One example of a thin high-impedance surface, 19
99年に提出されたD. Sievenpiper, "High-impedance Submitted D. Sievenpiper in 99 years, "High-impedance
electromagnetic surfaces", Ph.D. dissertation, UCL electromagnetic surfaces ", Ph.D. dissertation, UCL
A electrical engineering department、及びPCT特許出願PCT/US99/06884号 に開示されている。 A electrical engineering department, and are disclosed in PCT Patent Application No. PCT / US99 / 06884. この高インピーダンス表面100を図1に示す。 It indicates the high-impedance surface 100 in FIG.
高インピーダンス表面100は、低誘電率スペーサ層1 High impedance surface 100, a low dielectric constant spacer layer 1
04、及び金属バック面106上に形成された容量性周波数選択表面(FSS)102を含む。 04, and a capacitive frequency selective surface (FSS) 102 formed on the metal back layer 106. 金属ブァイア(v Metal Buaia (v
ias)108は、スペーサ層104を通って拡張し、かつ金属バック面をFSSレイヤーの金属パッチに接続する。 ias) 108 extends through the spacer layer 104, and connects the metal back surface of the FSS layer metal patch. 高インピーダンス表面100の厚みhは、共振においてλ/4よりもさらに小さく、図1に示すように、一般的にλ/50の大きさである。 The thickness h of the high impedance surface 100, even smaller than lambda / 4 at a resonance, as shown in FIG. 1, the size of typically lambda / 50.

【0004】従来技術の高インピーダンス表面100のFSS102は、実効シート・キャパシタンスを形成するように接続されたエッジである金属パッチ110の周期的アレイである。 [0004] FSS102 high impedance surface 100 of the prior art is a periodic array of metallic patches 110 are connected edge to form the effective sheet capacitance. これは、容量性周波数選択表面(F This capacitive frequency selective surface (F
SS)と称される。 SS) called. 各金属パッチ110は、高インピーダンス表面100の厚みを通して拡張するユニット・セルを定義する。 Each metal patch 110 defines a unit cell that extends through the thickness of the high impedance surface 100. 各パッチ110は、穴を通してめっきすることができる、金属ブァイア108により、接地平面を形成する、金属バックプレート106接続される。 Each patch 110 may be plated through holes, a metal Buaia 108, forming a ground plane, are connected metal backplate 106. 金属ブァイア108の周期的アレイは、ロッド状媒体として従来技術において知られており、これらのブァイアは、ロッド又はポストと呼ばれるときもある。 Periodic array of metal Buaia 108 are known in the art as a rod-like medium, these Buaia also sometimes referred to as a rod or post. ブァイア108がその中を通るスペーサ層104は、多くのプリント回路ボード基板で一般的な比較的低い誘電率の誘電体である。 Buaia 108 spacer layers 104 therethrough is a dielectric general relatively low dielectric constant in a number of printed circuit board substrates. スペーサ層104は、ブァイア108及び低誘電率誘電体によって占有される領域である。 The spacer layer 104 is a region occupied by Buaia 108 and the low k dielectric. スペーサ層は、FSS層102よりも一般的に10〜100倍厚い。 Spacer layer generally 10 to 100 times thicker than the FSS layer 102. また、従来技術の高インピーダンス表面におけるユニット・セルの寸法は、基本共振におけるλよりも遥かに小さい。 Further, the dimensions of the unit cell in the high impedance surface of the prior art is much less than λ in the fundamental resonance. 周期は、一般的にλ/4からλ/12の間である。 Period is generally between lambda / 4 of lambda / 12.

【0005】周波数選択表面は、誘電体薄層の一つ又は複数のレイヤー上でエッチされるか、又はその内に埋め込まれる、周期的に配列されたエレメントの二次元アレイである。 [0005] Frequency selective surfaces are either etched on one or more layers of dielectric thin layer, or embedded in them, it is a two-dimensional array of periodically arranged elements. そのようなエレメントは、導電性ダイポール、パッチ、ループ、又はスロットのいずれかでありうる。 Such elements, conductive dipoles, patches can be either a loop or a slot. 薄い周期構造として、それは、周期的表面としばしば称される。 As a thin periodic structure, it is often referred to as periodic surface.

【0006】周波数選択表面は、ミリタリー・エアボーン(military airborne)及びナーバル・プラットフォーム(naval platforms)のアンテナのための帯域外レーダ・クロスセクション低減におけるアプリケーションを歴史的に見出した。 [0006] Frequency selective surfaces have historically found applications in-band radar cross section reduction for antenna Military Airborne (military airborne) and Naval platform (naval platforms). また、周波数選択表面は、デュアル− In addition, the frequency selective surface is a dual -
バンド・カセグレン・リフレクタ・アンテナ・システムにおけるダイクロイック・サブリフレクタとしても用いられる。 It is also used as a dichroic subreflector in-band Cassegrain reflector antenna system. このアプリケーションでは、サブリフレクタは、周波数帯域f 1で透過性でありかつ周波数帯域f 2で不透過性又は反射性である。 In this application, sub-reflector is opaque or reflective at the frequency band f 1 is transparent and in the frequency band f 2. これは、メイン・リフレクタに対する焦点において帯域f 1のための給電ホーンを配置させかつカセグレン焦点においてf 2で動作する別の給電ホーンを配置させる。 This is arranged another feed horn operating at f 2 in the arrangement is allowed and Cassegrain reflector and feed horn for the band f 1 in focus for the main reflector. 二つの従来のリフレクタ・ Two of the conventional reflector
アンテナを用いることに対してかなりの重量及び容量の節約を達成することができ、それは、スペース・ベースド・プラットフォームに対して重要である。 Antenna can achieve savings of considerable weight and volume relative to the use of, it is important for space Besudo platform.

【0007】従来技術の高インピーダンス表面100 [0007] The high impedance surface of the prior art 100
は、多くの利点を提供する。 Provides a number of advantages. 表面は、比較的安価なプリント回路技術で構築されかつ、アルミニウムの塊から機械で作られる波付金属導波管よりも軽く作ることができる。 Surface is constructed with a relatively inexpensive printed circuit technology and can be made lighter than a corrugated metal waveguide made in machine aluminum mass. プリント回路形式では、従来技術の高インピーダンス表面は、同じ動作の周波数に対して10から100倍より安価でありうる。 The printed circuit form, the high impedance surface of the prior art can be a cheaper than 10 to 100 times with respect to the frequency of the same operation. 更に、従来技術の表面は、波付導波管では不可能である、接線方向電界のx及びy成分の両方に対して高表面インピーダンスを供給する。 Furthermore, the surface of the prior art is not possible with Namizukeshirube wave tube, for supplying a high surface impedance for both x and y components of the tangential electric field. 波付導波管は、電界の一つの偏波に対して高表面インピーダンスを供給するだけである。 Waveguide with the wave will only supply high surface impedance for one polarization of the electric field. ここで用いる座標慣行によれば、表面は、xy平面に存在しかつz軸は、表面に対して垂直又は直角である。 According to the coordinate practices used herein, the surface is present in the xy plane vital z axis is normal or perpendicular to the surface. 更に、従来技術の高インピーダンス表面は、波付金属導波管に対してその高さ低減においてかなりの利点を供給し、かつ空気充填型波付金属導波管の厚さの10分の1以下でありうる。 Furthermore, the high impedance surface of prior art supplies a significant advantage in its height reduced relative to the corrugated metal waveguide, and less than one-tenth of the thickness of the attached air-filled corrugated metal waveguide It may be.

【0008】ワイヤがこの表面のかなり近く(例えば、 [0008] The wire is pretty close to the surface (for example,
λ/100よりも少ない距離)に配置される場合に電流を導通しているワイヤ・アンテナをよく整合させかつ効率的に放射させる境界条件を供給するので、高インピーダンス表面は、重要である。 Since supplying boundary conditions for good emitted thereby and efficiently align the wire antenna that conducts current when placed in a small distance) than lambda / 100, high impedance surface is important. 同じワイヤ・アンテナが金属又は完全導体(PEC)表面のすぐ近くに配置されるならばその逆もまた真である。 If the same wire antenna is arranged in the immediate vicinity of the metal or a perfect conductor (PEC) surface and vice versa. ワイヤ・アンテナ/PE Wire antenna / PE
C表面の組合せは、非常にシビアなインピーダンス・ミスマッチにより効率的に放射しない。 The combination of the C surface is not efficiently radiated by a very severe impedance mismatch. 高インピーダンス表面のアンテナからの放射パターンは、上側半分の空間に制限され、かつ性能は、高インピーダンス表面が別の金属表面の上部に配置されても影響を受けない。 Radiation pattern from the antenna of the high impedance surface is limited to the upper half-space, and performance, high impedance surface is not affected be placed on top of another metal surface. 従って、電気的に薄い、実効アンテナは、無数の無線デバイス及びスキン埋込みアンテナ・アプリケーションに対して非常に魅力的である。 Thus, electrically thin, effective antenna is very attractive for an unlimited number of wireless devices and skin embedded antenna applications.

【0009】図2は、従来技術の高インピーダンス表面の電気特性を示す。 [0009] Figure 2 shows the electrical characteristics of the high impedance surface of the prior art. 図2(a)は、従来技術の高インピーダンス表面100に垂直に入射する平面波を示す。 Figure 2 (a) shows a plane wave normally incident on the prior art high impedance surface 100. 表面に関する反射係数をгで表す。 The reflection coefficient for the surface represented by .GAMMA. 図2(a)に示す物理的構造は、図2(b)に示す等価横方向電磁モード伝送線を有する。 The physical structure shown in FIG. 2 (a), has an equivalent transverse electromagnetic mode transmission line shown in FIG. 2 (b). 容量性FSS102(図1)は、シャント・キャパシタンスCとしてモデル化されかつスペーサ層104は、バック面106に対応する短絡回路で終る長さhの伝送線としてモデル化される。 Capacitive FSS102 (FIG. 1), and the spacer layer 104 is modeled as a shunt capacitance C is modeled as a transmission line of length h ending with short circuit corresponding to the back surface 106. 図2(c)は、ショートがFSSレイヤー102のちょうど下のスタブ・ FIG. 2 (c), short stub just below the FSS layer 102
インピーダンスZ stubに変形されるようなスミス・チャートを示す。 It shows a Smith chart as deformed to the impedance Z stub. このスタブ・ラインのアドミッタンスは、 Admittance of the stub line,
外側表面において高インピーダンスZ inを生成するために容量性サセプタンスに追加される。 It is added to the capacitive susceptance to produce a high impedance Z in at the outer surface. 我々のモデルが理想的でありかつ無損失なので、図2(c)のスミス・チャートのZ inローカスは、ユニット・サークル(単位円)上で常に見出されるということに注目する。 Because our model is and lossless ideal, Z in locus of the Smith chart of FIG. 2 (c), to note that is always found on the unit circle (unit circle). そこで、гは、1(ユニティ)の振幅を有する。 Therefore, .GAMMA has an amplitude of 1 (unity).

【0010】反射係数гは、DCで180°から 高インピーダンス帯域の中心で0°にスウィープし、かつそれが漸近的に−180°になる、より高い周波数で負の角度に回転する位相角θを有する。 [0010] The reflection coefficient г is to sweep from 180 ° at DC to 0 ° at the center of the high impedance zone, and it becomes asymptotically -180 °, the phase angle θ of rotating the negative angle at higher frequencies having. これは、図2(d) This is, as shown in FIG. 2 (d)
に示されている。 It is shown in. 共振は、0°反射位相に対応する周波数として定義される。 Resonance is defined as the frequency corresponding to the 0 ° reflection phase. ここで、反射位相帯域幅は、+9 Here, the reflection phase bandwidth + 9
0°と−90°位相に対応している周波数間の帯域幅として定義される。 0 defined ° and -90 ° phase as bandwidth between frequencies correspond. また、この反射位相帯域幅は、表面リアクタンスの大きさが自由空間のインピーダンスを超えるような周波数の範囲に対応する:|X|≧η 0 =37 Further, the reflection phase bandwidth, the size of the surface reactance corresponding to a range of frequencies exceeding the impedance of free space: | X | ≧ η 0 = 37
7オーム。 7 ohms.

【0011】完全磁気導体(PMC)は、それによりこの境界上の接線方向磁界をゼロにさせる数学的境界条件である。 [0011] Complete magnetic conductor (PMC) is thereby a mathematical boundary conditions for the tangential magnetic field on the boundary to zero. それは、その上で接線方向電界がゼロであるべく定義される完全導体(PEC)に対する電磁気デュアルである。 It is electromagnetic dual for perfect conductor (PEC) tangential electric field is defined to be zero on it. PMCは、スロット・アンテナ分析に対するより簡単であるが等価な電磁気問題を生成するための数学的ツールとして用いることができる。 PMC is a simpler for slot antenna analysis can be used as a mathematical tool for generating an equivalent electromagnetic problems. PMCsは、数学的アーティファクトとして以外には存在しない。 PMCs are not present except as a mathematical artifact. しかしながら、従来技術の高インピーダンス表面は、+/− However, the high impedance surface of prior art, + / -
90°反射位相帯域幅によって定義される周波数の限定された帯域に対するPMCの良好な近似である。 It is a good approximation of the PMC for a limited band of frequencies defined by the 90 ° reflection phase bandwidth. そこで、限定された周波数帯域幅の認識において、従来技術の高インピーダンス表面は、ここでは、人工磁気導体、 Therefore, in recognition of the limited frequency bandwidth, high impedance surface of the prior art is here, artificial magnetic conductor,
又はAMCの例として参照される。 Or referred to as an example of AMC.

【0012】 [0012]

【発明が解決しようとする課題】従来技術の高インピーダンス表面は、基本周波数、プラス、高インピーダンス表面100におけるスペーサ層の電気的厚み、βhが、 [Problems that the Invention is to Solve high impedance surface of prior art, the fundamental frequency, plus, the electrical thickness of the spacer layer in a high-impedance surface 100, Betah is,
nを整数とするnπであるような条件によって近似されるより高い周波数における反射位相共振を供給する。 Supplying reflection phase resonance at frequencies higher than it is approximated by the condition such that nπ for n is an integer. これらのより高い周波数共振は、調和的に関連付けられておりそれゆえに制御不能である。 These higher frequency resonance is uncontrollable hence has been harmonically related. 従来技術のAMCが、 AMC of the prior art,
中心周波数が 例えば、1.5:1の周波数範囲で分離されるようなデュアル帯域アンテナ・アプリケーションで用いられるならば、かなり厚いAMCを作らされる。 Center frequency, for example, 1.5: if used in a dual band antenna applications as separated in the first frequency range is made considerably thicker AMC.
非磁気スペーサ層(μ D =1)を想定すると、両方の中心周波数が反射位相帯域幅に含まれるような少なくとも50%フラクショナル周波数帯域幅を達成するために厚みhは、h=λ/14でなければならない。 Assuming a non-magnetic spacer layer (μ D = 1), the thickness h is for both of the center frequency to achieve at least 50% fractional bandwidth, such as contained in the reflection phase bandwidth, at h = lambda / 14 There must be. 代替的に、 Alternatively,
磁気材料は、スペーサ層をロード(装荷)するために用いることができるが、これは、進行中の研究及び自明でない費用のトピックである。 Magnetic materials can be used to load the spacer layer (loading), which is the study and non-trivial cost of topics in progress. 従って、調和的に関連付けられないが、規定されうる周波数における、多重反射位相共振、又はマルチ−帯域性能を示すAMCsのクラスに対する必要性が存在する。 Thus, although not harmonically related, at a defined may frequency, multiple reflection phase resonance, or multi - there is a need for a class of AMCs showing a band performance.

【0013】 [0013]

【課題を解決するための手段】本発明の上記課題は、周波数依存表面に対して垂直な方向に周波数依存透磁率μ The above object of the present invention According to an aspect of the frequency-dependent permeability μ in the direction perpendicular to the frequency-dependent surface
lzを有する周波数選択表面;導電性接地面;及び前記周波数選択表面と前記導電性接地面との間に配置されたロッド状媒体;を含んでいる人工磁気導体(AMC)を備えているアンテナ・システムによって達成される。 antenna has an artificial magnetic conductor (AMC) that contains ·; arranged rod medium between and the frequency selective surface and said conductive ground plane; conductive ground plane; frequency selective surface having lz It is achieved by the system.

【0014】また、本発明の上記課題は、導電性接地面;前記接地面に配置されたスペーサ層;及び二つ以上の周波数帯で共振するコプレーナー・ループの一つ以上のアレイ、各ループは、同様な形状及び同様な大きさを有し、該コプレーナー・ループの一つ以上のアレイは、 Further, the above object of the present invention, the conductive ground plane; the spacer layer disposed on the ground plane; one or more arrays of and two or more coplanar loops resonant at a frequency band, each loop has the same shape and the same size, one or more arrays of the coplanar loop,
周波数依存垂直方向透磁率μ zを生成し;かつ人工磁気導体を近似するアンテナを含んでいる人工磁気導体を備えているアンテナ・システムによって達成される。 It is achieved by and antenna system comprising an artificial magnetic conductor includes an antenna that approximates an artificial magnetic conductor; generating a frequency-dependent vertical permeability mu z.

【0015】更に、本発明の上記課題は、導電性接地面;前記導電性接地面に電気的に接触する導電性ロッドによって貫通された誘電体層;前記誘電体層に配置されかつ第1の周波数で共振する容量的に接続されたループの第1の層;スペーサ層;及び二つ以上の周波数帯で共振するコプレーナー・ループの一つ以上のアレイ、第2 Furthermore, the object of the present invention, the conductive ground plane; dielectric layer is penetrated by a conductive rod in electrical contact with said electrically conductive ground plane; disposed on the dielectric layer and the first a first layer of capacitively coupled loops resonant at frequency; spacer layer; one or more arrays of coplanar loop to resonance and more than one frequency band, the second
の周波数で共振する容量的に接続されたループの第2の層を含んでいる周波数選択表面であり、当該周波数選択表面に実質的に垂直な方向に周波数依存透磁率を有する該周波数選択表面;及び前記周波数選択表面を近似するアンテナを備えているアンテナ・システムによって達成される。 Of a frequency selective surface comprising a second layer of capacitively coupled loops resonant at a frequency, said frequency selective surface having a frequency dependent permeability in a direction substantially perpendicular to the frequency selective surface; and it is achieved by an antenna system comprising an antenna for approximating the frequency selective surface.

【0016】本発明の上記課題は、少なくとも二つの共振周波数帯に対して実質的に零度反射位相で共振する人工磁気導体であって、共振周波数帯とは異なる、独立な、非調和的に関連する、所定の周波数において横方向誘電率で複数のローレンツ共振を有する周波数選択表面を備えている人工磁気導体によって達成される。 [0016] The above object of the present invention, an artificial magnetic conductor resonates at substantially zero degree reflection phase for at least two resonance frequency band different from the resonance frequency band, independent, non-harmonically related to be accomplished by an artificial magnetic conductor and a frequency selective surface having a plurality of Lorentz resonance transversely dielectric constant at a predetermined frequency.

【0017】また、本発明の上記課題は、多重共振周波数で共振する人工磁気導体(AMC)であって、第1の層及び第2の層を備え、各層は、層テンソル誘電率及び層テンソル透磁率を有し、各層テンソル誘電率及び各層テンソル透磁率は、主要な対角線だけに非ゼロ成分を有し、x及びyテンソル方向は、各対応する層と同一平面でありかつzテンソル方向は、各層に垂直である実効媒体モデルによって特徴付けられるAMCによって達成される。 Further, the above object of the present invention, an artificial magnetic conductor (AMC) that resonates at multiple resonant frequencies, comprising a first and second layers, each layer, the layer tensor dielectric constant and a layer tensors has a permeability, each layer tensor dielectric constant and the layers tensor permeability, has a non-zero components only on the main diagonal, x and y tensor directions, each a corresponding layers coplanar and z tensor direction is accomplished by AMC characterized by the effective medium model it is perpendicular to the layers.

【0018】本発明の上記課題は、高インピーダンス表面として少なくとも第1の高インピーダンス周波数帯及び第2の高インピーダンス周波数帯に対して動作可能である人工磁気導体であって、スペーサ層;及び前記スペーサ層に隣接して配置されかつ次式 [0018] The above object of the present invention, an artificial magnetic conductor is operable to at least a first high impedance frequency band and the second high-impedance frequency band as a high impedance surface, the spacer layer; and the spacer disposed adjacent to the layer and the following formula

【数5】ε lx =ε ly =Y(ω)/(jωε 0 t) ここでY(ω)が周波数選択表面に対する周波数依存アドミッタンス関数であり、jが虚オペレータであり、ω Equation 5] ε lx = ε ly = Y ( ω) / (jωε 0 t) where the frequency-dependent admittance function Y (omega) is for a frequency selective surface, j is imaginary operator, omega
が角周波数に対応し、ε 0が自由空間の誘電率であり、 There corresponds to the angular frequency, ε 0 is the permittivity of free space,
かつtが周波数選択表面の厚みに対応する、によって定義された横方向誘電率ε ltを有する周波数選択表面(F And t corresponds to the thickness of the frequency selective surface by a defined transverse dielectric constant frequency selective surface having epsilon lt (F
SS)を備えている実効媒体モデルによって定義される人工磁気導体によって達成される。 Is achieved by an artificial magnetic conductor defined by the effective medium model comprises a SS).

【0019】 [0019]

【発明の実施の形態】まず概論として、第1の形態では、人工磁気導体は、周波数依存表面に垂直な方向における周波数依存透磁率μ lzを有する周波数選択表面、導電性接地平面、及び周波数選択表面と導電性接地平面との間に配置されたロッド状媒体を含む。 As DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION First Introduction, in a first aspect, the artificial magnetic conductor, a frequency selective surface having a frequency dependent permeability mu lz in the direction perpendicular to the frequency dependent surface, the conductive ground plane, and the frequency selection including the placed rod-like medium between the surface and the conductive ground plane.

【0020】別の形態では、人工磁気導体は、導電性接地平面と接地平面に配置されたスペーサ層とを含む。 [0020] In another embodiment, the artificial magnetic conductor includes a conductive ground plane and a spacer layer disposed ground plane. それぞれのループが類似する形状及び類似する大きさを有している、コプレーナ・ループの一つ以上のアレイは、 Each loop has a shape and similar size similar, one or more arrays of coplanar loops,
二つ以上の周波数帯域で共振する。 It resonates at two or more frequency bands. コプレーナ・ループの一つ以上のアレイは、周波数依存垂直方向透磁率μ One or more arrays of coplanar loop frequency-dependent vertical permeability μ z z
を生成する。 To generate.

【0021】別の形態では、開示した電気装置は、導電性接地平面と、導電性接地平面と電気的に接触する導電性ロッドによって貫通された誘電体層とを含む。 [0021] In another form, it disclosed electrical device includes a conductive ground plane, is penetrated by a conductive ground plane and the conductive rod in electrical contact with the dielectric layer. 電気装置は、誘電体層に配置された周波数選択表面(FSS) Electrical device, disposed in the dielectric layer frequency selective surface (FSS)
を更に含む。 Further comprising a. FSSは、第1の周波数で共振する容量的に結合されたループの第1の層と、誘電体スペーサ層と、及び第2の周波数で共振する容量的に結合されたループの第2の層とを含む。 FSS includes a first layer of capacitively coupled loop resonant at a first frequency, and the dielectric spacer layer, and a second layer of capacitively coupled loop resonant at a second frequency including the door. 周波数選択表面は、周波数選択表面に実質的に垂直な方向における周波数依存透磁率を有する。 Frequency selective surface has a frequency-dependent permeability in a direction substantially perpendicular to a frequency selective surface.

【0022】上記概要は、序論として提供されている。 [0022] The above summary is provided as an introduction.
このセクションにおけるいかなるものも、本発明の範疇を定義する特許請求の範囲に対する制限として考るべきではない。 Nothing in this section, not should Koru as limitations on the scope of the claims defining the scope of the present invention.

【0023】本発明のアンテナ・システムでは、前記A [0023] In the antenna system of the present invention, the A
MCの近傍にアンテナを更に備えて構成してもよい。 Vicinity may be configured further comprising an antenna for MC.

【0024】本発明のアンテナ・システムでは、前記周波数選択表面は、実質的にコプレーナーでありかつ前記導電性接地面から距離hに実質的に均等に離間された複数の実質的に同一な周期的に離間されたループを備えて構成してもよい。 [0024] In the antenna system of the present invention, the frequency selective surface is substantially coplanar and are and plurality of substantially identical periodically which are substantially evenly spaced a distance h from the conductive ground plane it may be configured with spaced loops.

【0025】本発明のアンテナ・システムでは、前記ループは、100から2000の範囲における前記周波数選択表面の面において横方向実効相対誘電率ε lx及びε [0025] In the antenna system of the present invention, the loop is transverse effective relative permittivity epsilon lx and epsilon in the plane of said frequency selective surface in the range of 100 to 2000
lyの低周波数リミットを有するように配置されるように構成してもよい。 It may be configured to be arranged to have a lower frequency limit of the ly.

【0026】本発明のアンテナ・システムでは、前記周波数選択表面は、特定の周波数において一つ以上のローレンツ・マテリアル共振を示す垂直方向透磁率μ lzを有するように構成してもよい。 [0026] In the antenna system of the present invention, the frequency selective surface may be configured to have a vertical magnetic permeability mu lz indicating one or more Lorentz Materials resonance at a specific frequency.

【0027】本発明のアンテナ・システムでは、前記A [0027] In the antenna system of the present invention, the A
MCは、二つ以上のAMC共振周波数帯に対して実質的に零度反射位相で共振するように構成され、かつ前記ロッド状媒体は、スペーサ層を通って拡張している金属ポストのアレイを含んでいるスペーサ層を備え、前記周波数選択表面(FSS)は、前記スペーサ層に配置され、 MC is configured to resonate at substantially zero degree reflection phase with the two or more AMC resonance frequency band, and the rod-like medium, comprising an array of metal posts that extend through the spacer layer comprising a Dale spacer layer, said frequency selective surface (FSS) is disposed in the spacer layer,
当該周波数選択表面は、実効媒体として、前記二つ以上のAMC共振周波数帯とは異なる所定の周波数で一つ以上のローレンツ共振を有するように構成してもよい。 The frequency selective surface is as effective medium, the may be configured to have one or more Lorentz resonance at different predetermined frequencies from the two or more AMC resonance frequency band.

【0028】本発明のアンテナ・システムでは、前記コプレーナー・ループの一つ以上のアレイは、第1の面において周期Pで規則的に離間されたループの第1のアレイ;及び第2の面で規則的に離間されたループの第2のアレイを備えて構成してもよい。 [0028] In the antenna system of the present invention, one or more arrays of the coplanar loop, a first array of loops that are regularly spaced with a period P in the first surface; in and a second surface it may be configured with a second array of regularly spaced loops.

【0029】本発明のアンテナ・システムでは、隣接ループ間に直列キャパシタンスを生成するための外部コンデンサを更に備えて構成してもよい。 [0029] In the antenna system of the present invention may be configured further comprising an external capacitor for generating a series capacitance between adjacent loops.

【0030】本発明のアンテナ・システムでは、前記コプレーナー・ループの一つ以上のアレイの各々を離間する一つ以上の誘電体層を更に備えて構成してもよい。 [0030] In the antenna system of the present invention may further include a configuration of one or more dielectric layers separating the each of the one or more arrays of the coplanar loops.

【0031】本発明のAMCでは、前記実効媒体モデルは、周波数により可変しかつ一つ以上のローレンツ共振を示すyテンソル方向及びxテンソル方向における横方向誘電率によって特徴付けられる第1の層を更に備えて構成してもよい。 [0031] In AMC of the invention, the effective medium model, further a first layer characterized by a lateral dielectric constant at y tensor direction and x tensor direction shown one or more Lorentz resonance variable life-and-death by frequency it may be configured to include.

【0032】本発明のAMCでは、前記第1の層の横方向誘電率は、 [0032] In AMC of the invention, transverse dielectric constant of the first layer,

【数6】ε lt =Y(ω)/(jωε 0 t) によってモデル化され、ここでY(ω)は、1ポート回路に対するフォスターの第2カノニカル・フォーム Modeled by Equation 6] ε lt = Y (ω) / (jωε 0 t), where Y (omega) is the second canonical form of Foster for one port circuit

【数7】 [Equation 7] によって記述されるアドミッタンス関数であり、ここでjは、虚オペレータ、ωは、角周波数、ε 0は、自由空間の誘電率、C は、ωが無限大の値にアプローチするときの第1の層の横方向キャパシタンスにおける漸近的リミットであり、L 0は、ωが0にアプローチするときのモデルのシャント・インダクタンスにおける漸近的リミットであり、R nは、分岐抵抗であり、L nは、分岐インダクタンスでありかつC nは、分岐キャパシタンスであるように構成してもよい。 A admittance function described by where j is the imaginary operator, omega is the angular frequency, epsilon 0 is the permittivity of free space, C is first when omega approaches the value of infinity of an asymptotic limit in the lateral direction the capacitance of the layer, L 0 is the asymptotic limit in a model of shunt inductance when ω approaches the 0, R n is a branched resistor, L n is a branched inductance and C n may be configured to be a branch capacitance.

【0033】本発明の人工磁気導体では、前記FSS層は、 The artificial magnetic conductor of the present invention, the FSS layer,

【数8】μ lz =Z(ω)/(jωμ 0 t) ここでZ(ω)が周波数選択表面に対する周波数依存インピーダンス関数であり、jが虚オペレータであり、ω Equation 8] μ lz = Z (ω) / (jωμ 0 t) wherein the frequency dependent impedance function Z (omega) is for a frequency selective surface, j is imaginary operator, omega
が角周波数に対応し、μ 0が自由空間の透磁率であり、 There corresponds to the angular frequency, μ 0 is the permeability of free space,
かつtが周波数選択表面の厚みに対応する、によって定義された垂直方向透磁率μ lzを有するように構成してもよい。 And t corresponds to the thickness of the frequency selective surface may be configured to have a defined vertical permeability mu lz by.

【0034】 [0034]

【実施例】プレーナーで、電気的に薄い、異方性材料は、電磁波に対して高インピーダンス表面であるように設計される。 In EXAMPLES planar, electrically thin, anisotropic material, is designed to be a high impedance surface with electromagnetic waves. それは、各層が周波数による特定のテンソル誘電率及び透磁率挙動を有すべくエンジニアされた、 It layers were engineers to have a particular tensor permittivity and permeability behavior due to the frequency,
二層の、周期的な、磁気誘電体構造である。 Two layers, periodic, magnetic dielectric structure. この構造は、限定された周波数帯域に対して人工磁気導体の特性を有し、それにより、その共振周波数の近くで、反射の大きさは、ユニティに近くかつ表面における反射位相は、+/−90度間にある。 This structure has the characteristics of an artificial magnetic conductor for a limited frequency band, whereby, near its resonant frequency, the magnitude of the reflection, the reflection phase in the vicinity and the surface to unity, the + / - It is between 90 degrees. また、このエンジニアされた材料は、それが高インピーダンス表面として動作する場所の近くの周波数の帯域にわたるTE及びTMモード表面波の抑制を供給する。 Also, the engineer material supplies it to operate close to the TE and TM modes surface waves suppression over a band of frequencies place to a high impedance surface. 高インピーダンス表面は、相当な改良及び効果を供給する。 High impedance surface provides a considerable improvement and effects. 効果は、高表面インピーダンスの多重帯域を供給するための材料の実効媒体構成成分パラメータを最適化する方法の記述を含む。 Effects include a description of how to optimize the effective medium components parameters of the material for supplying the multiple bands of a high surface impedance. 効果は、多重反射−位相共振周波数を示すためにエンジニアされた材料への導電性ループ構造の様々な実施例の導入を更に含む。 Effect, multiple reflection - further comprising the introduction of various embodiments of the conductive loop structure to engineer materials to show the phase resonance frequency. 効果は、追加の磁気誘電体層に頼ることなく多重反射−位相共振周波数を示す高インピーダンス表面の生成を更に含む。 Effect, multiple reflection without resorting to additional magnetic dielectric layer - further comprising the generation of a high impedance surface showing the phase resonance frequency.

【0035】この高インピーダンス表面は、表面波抑制が望ましく、かつ物理的に薄い、容易に装着可能なアンテナが望ましいような、非常に多くのアンテナ・アプリケーションを有する。 [0035] The high impedance surface is a surface wave suppression is desired, and as physically thin, easily wearable antenna desired, it has a large number of antenna applications. これは、水平に近いマルチパス信号の軽減が望ましいような無線電話及び精密GPSアンテナにおける内部アンテナを含む。 It includes an internal antenna in a wireless telephone and precision GPS antenna, such as reduction of nearly horizontal multipath signal is desirable.

【0036】人工磁気導体(AMC)は、平面波に対して高表面インピーダンスの帯域、及びその上をバウンドされ、かつガイドされたTE及びTMモードが伝播できない表面波バンドギャップを供給する。 The artificial magnetic conductor (AMC) provides the bandwidth of the high surface impedance to a plane wave, and is bound thereon, and is guided TE and TM modes of the surface wave band gap can not propagate. TE及びTMモードは、AMCの面と平行に、AMCの表面を横切って又はその間を移動している表面波である。 TE and TM modes, parallel to the plane of the AMC, a surface wave is moving or during across the surface of the AMC. 主TMモードは、カットオフされかつ主TEモードは、このバンドギャップで漏れる。 The main TM mode, the cut-off is and main TE mode, leaks in this band gap. バンドギャップは、その上をTE及びTMモードがバウンド・モードとして伝播しない周波数帯域である。 Bandgap thereover TE and TM modes is a frequency band which does not propagate as bound mode.

【0037】図3は、アンテナ又は放射体304の近くにおけるAMC300の表面波特性を示す。 [0037] Figure 3 shows a surface wave properties of AMC300 in the vicinity of the antenna or radiator 304. 図3(a) Figure 3 (a)
は、AMC300上を伝播する最低次数(lowest orde A minimum degree propagating on AMC300 (lowest orde
r)TM及びTE表面波モードに対するω−β図である。 r) is the ω-β diagram for the TM and TE surface wave mode. それがワイヤ・アンテナ304によって励起された、アンバウンド又は漏出TEモードからの放射、及び、実用的アンテナ素子である、AMC300上のアンテナ304のような、ベント−ワイヤ・モノポールを形成するTMモードに接続することの無能により、その上をバウンドTE及びTM波が伝播できないバンドギャップの知識は、AMCのアンテナ・アプリケーションに対して非常に重要である。 It is excited by a wire antenna 304, the radiation from the unbound or leakage TE mode, and a practical antenna element, such as an antenna 304 on AMC300, vent - TM mode for forming a wire monopole the inability of connecting to the knowledge of the bandgap is not on to propagate bound TE and TM waves that are very important for antenna applications AMC.

【0038】図3(b)は、漏出波としてAMC300 [0038] FIG. 3 (b), as a leakage wave AMC300
から放射しているTE波を示しているAMC300の断面図である。 It is a cross-sectional view of AMC300 showing the TE wave emanating from. 漏洩は、波がアンテナ304の近くのAM Leakage, the waves near the antenna 304 AM
C300から離れてパワーを放射するときに表面からの放射を示している矢印の間の急激に増大する間隔によって示される。 Indicated by rapidly interval increasing between the arrows showing the radiation from the surface when the emitting power away from C300. 表面波の漏れは、アンテナ・アプリケーションにおけるAMC正面のエッジからの回折エネルギーを劇的に低減する。 Leakage of surface wave dramatically reduces the diffraction energy from AMC front edge in antenna applications. 従って、小さなAMC接地平面からの放射パターンは、AMC300の前面又は上面の上の半球である、一つの半球に実質的に閉じ込めることができる。 Thus, the radiation pattern from a small AMC ground plane can be confined a hemisphere on the front or upper surface of AMC300, in one hemisphere substantially. 前面又は上面は、アンテナ304に近い表面である。 Front or top surface is the surface closest to the antenna 304. AMC300の後面又は底面の下の、AMC300 Under surface or the bottom surface after AMC300, AMC300
の下方又は後方の半球は、放射から本質的にシールドされる。 The lower or rear hemisphere, is essentially shielded from the radiation. AMC300の後面又は底面は、アンテナ304 Surface or bottom surface after AMC300 includes an antenna 304
から離れる表面である。 It is a surface away from.

【0039】図4は、図3の人工磁気導体300のTE [0039] Figure 4, TE artificial magnetic conductor 300 of FIG. 3
表面波モードを示す。 Showing a surface wave mode. 同様に、図5は、図3の人工磁気導体300のTM表面波モードを示す。 Similarly, FIG. 5 shows a TM surface wave mode of the artificial magnetic conductor 300 of FIG. 図4及び5の座標軸は、かつここで用いられるように、xy平面にAM Coordinate axes in Fig. 4 and 5, and as used herein, it IS the xy plane
C300の表面を配置する。 C300 to place the surface of. z軸は、表面に垂直である。 z-axis is perpendicular to the surface. 図4のTEモードは、随伴磁界Hのループに沿ってx方向に伝播する。 TE modes of Figure 4, propagates in the x-direction along the loop of the associated magnetic field H. 表面の上及び表面内の両方の磁界H Magnetic field H of both on the surface and the surface
のx成分の振幅は、図4のグラフによって示される。 The amplitude of the x-component is shown by the graph of FIG. 図5は、随伴電界Eのループに沿って、x方向に伝播しているTMモードを示す。 5, along the loop of the associated electric field E, shows the TM mode propagating in the x direction. 電界Eのx成分の相対振幅は、 The relative amplitude of the x component of the electric field E is
図5のグラフに示される。 It is shown in the graph of FIG.

【0040】AMC300の性能及び動作は、実効媒体モデルにより説明する。 The performance and operation of AMC300 is illustrated by the effective medium model. 実効媒体モデルは、誘電率及び透磁率パラメータによってのみ定義される等価媒体のそれへのAMCのユニット・セルの微細で、詳細な、物理的構造の全ての変形を許容する。 The effective medium model is a unit cell of the AMC to its equivalent medium, which is defined only by the permittivity and permeability parameters finely detailed, allows all variations in physical structure. これらのパラメータは、AMCs上の波伝播をパラメトリック的に学習するために分析方法の使用を許容する。 These parameters allow the use of analytical methods to parametrically learn the wave-propagating on AMCs. そのような分析モデルは、AMCsが作動する方法及び理由に対する物理的洞察、及びそれらを改善する方法の洞察に導く。 Such analysis model leads to physical insight, and insight on how to improve their for methods and reason AMCs operates. それらは、あるものに、一般用語でAMCを勉強させ、そしてこの一般モデルの特定な場合として各物理的実施態様を考慮させる。 They in some things, general terms to study AMC in, and to consider the physical embodiment as specific case of this general model. しかしながら、そのようなモデルは、デバイス及び材料性能の概算を表すだけでありかつその性能の正確な計算である必要がないということに注目すべきである。 However, such models, it should be noted that there is no need to be accurate calculation of the are and its performance only represents an estimate of the device and material performance.

【0041】まず、従来技術の高インピーダンス表面に対する実効媒体モデルを示す。 [0041] First, the effective medium model for the high impedance surface of the prior art. 図6に示すような矩形パッチ110の矩形格子を備えている従来技術の高インピーダンス表面100を考える。 Given the high impedance surface 100 of the prior art has a rectangular grid of rectangular patches 110, as shown in FIG. 各パッチ110は、それをバックプレート106に接続する金属ブァイア108 Each patch 110, metal Buaia 108 connecting it to the back plate 106
を有する。 Having. ブァイア108は、その等方性ホスト媒体パラメータがε D及びμ Dである、スペーサ層102を通り抜ける。 Buaia 108, the isotropic host medium parameter is epsilon D and mu D, through the spacer layer 102.

【0042】図7は、図6の従来技術の高インピーダンス表面を実質的に特徴付けための新しい実効媒体モデルを示す。 [0042] Figure 7 shows a new effective medium model for substantially characterize high impedance surface of prior art FIG. 誘電率テンソルの要素は、図7に与えられている。 Elements of the dielectric tensor is given in Figure 7. パラメータαは、ユニット・セル、a 2 =Aの面積に対する、面積、特にブァイア108断面積、πd 2 Parameter α, the unit cells, to the area of a 2 = A, area, especially Buaia 108 cross-sectional area, [pi] d 2 /
4の比である。 Which is a ratio of 4. 各ユニット・セルは、面積Aを有しかつサイズがb×bの大きさの一つのパッチ110、プラス、高インピーダンス表面100の厚み、又は図6のh Each unit cell is one of the patches 110 of the size of and size has an area A is b × b, plus the thickness of the high impedance surface 100, or h of FIG. 6
+δに等しい厚みを有し、aのピッチ又は周期の、隣接パッチ110へのx及びy方向の空間gを含む。 + Has a thickness equal to [delta], the pitch or period of a, including space g in the x and y directions to adjacent patches 110. αは、 The α,
一般的に1(ユニット)よりも遥かに小さい数であり、 And several much smaller than generally 1 (unit),
かつ通常1%以下であるということに注目する。 And to note that usually not more than 1%.

【0043】図6(b)の断面図では、高インピーダンス表面100は、第1の又は上部領域602及び第2の又は下部領域604を含む。 [0043] In the cross-sectional view of FIG. 6 (b), the high impedance surface 100 includes a first or upper region 602 and a second or lower region 604. ここで領域2として示される、下部領域604は、ロッド状媒体と呼ばれる。 Here it is shown as region 2, the lower region 604 is referred to as rod-like medium. この領域604のTE及びTMフィールドは、ブァイア又はロッド108の存在によってほんのわずかに影響を受ける。 TE and TM fields in this region 604 is subjected to only slightly affected by the presence of Buaia or rod 108. 実効横方向誘電率ε 2x及び透磁率μ 2xは、ホスト誘電体の媒体パラメータからの小さな摂動として計算される。 The effective transverse dielectric constant epsilon 2x and permeability mu 2x is calculated as a small perturbation from the medium parameters of the host dielectric. これは、環状円筒形πd 2 /2の電気的分極率が、 This is because the electrical polarizability of the annular cylindrical [pi] d 2/2,
その直径が周期aに対して小さい薄い金属ロッドに対して非常に小さいからである。 It is very small relative to the thin metal rod whose diameter is smaller than the period a. また、実効横方向誘電率ε In addition, the effective horizontal direction dielectric constant ε
2x及び透磁率μ 2xは、周波数に対して一定であるということにも注目する。 2x and the magnetic permeability mu 2x also noted that a constant with frequency. しかしながら、垂直方向の、又はz However, vertical, or z
方向の、誘電率は、非常に分散性であるか又は周波数依存である。 Direction, the dielectric constant is very or dispersible or frequency dependent. 無限ロッド状媒体において、横方向(x又はy)に進行しているz方向電界を有するTEM波は、高域フィルタとしてロッド状媒体102を見る。 In infinite rod medium, TEM waves having a z-direction electric field that travels in the lateral direction (x or y) views the rod-shaped medium 102 as a high-pass filter. TEM波は、それ以下ではε 2zが負であり、かつこのカットオフ周波数より上ではε 2zが正でありかつ ホスト誘電率ε TEM wave, it is less a negative epsilon 2z, and is positive is epsilon 2z is above this cutoff frequency and the host dielectric constant epsilon
Dに漸近的にアプローチするようなカットオフ周波数f c Cut-off frequency as asymptotically approach the D f c
を経験する。 Experience. このカットオフ周波数は、 This cut-off frequency,

【数9】 [Equation 9] によって実質的に与えられる。 Given substantially by. 従来技術の高インピーダンス表面100の反射位相共振周波数は、ε 2zがかなり負であるような、ロッド状媒体102のカットオフ周波数よりも遥かに下であることが見出される。 Reflection phase resonance frequency of the high impedance surface 100 of the prior art, such as epsilon 2z is quite negative and much found to be below the cut-off frequency of the rod-shaped medium 102.

【0044】領域1として示される、上部領域602 [0044] shown as region 1, the upper region 602
は、容量性FSSである。 Is a capacitive FSS. 横方向誘電率ε 1x又はε Transverse permittivity epsilon 1x or epsilon
1yは、ε 1x =ε 1y ≫1、高インピーダンス表面100のような単一層周波数選択表面に対して一般的に10と1 1y is, ε 1x = ε 1y »1, and generally 10 for a single layer frequency selective surface, such as a high impedance surface 100 1
00の間であるようにエッジ接続金属パッチ110の存在によって増大される。 It is increased by the presence of an edge connecting metal patches 110 so that among the 00. 実効シート・キャパシタンスC The effective sheet capacitance C
=ε = Ε 0 ε 1x tは、各パッチ110の形状によって独自に定義されるが、しかしtが任意に選択されるので、実効媒体モデルのε 1xは、ある程度任意である。 0 epsilon 1x t is is uniquely defined by the shape of each patch 110, but since t is arbitrarily selected, epsilon 1x effective medium model is somewhat arbitrary. 変数tは、 Variable t,
必ずしもδで示されるパッチの厚みではない。 Not thickness necessarily patch represented by [delta]. しかしながら、tは、スペーサ層604の高さhよりも遥かに小さくすべきである。 However, t should be much smaller than the height h of the spacer layer 604.

【0045】従来技術の高インピーダンス表面100の上部層602に対するテンソル成分は、周波数により変化しない一定値である。 The tensor components for the upper layer 602 of the high impedance surface 100 of the prior art, is a constant value that does not change the frequency. 即ち、それらは、非分散である。 That is, they are non-dispersive. 更に、上部層602に対して、透磁率のz成分は、 Further, to the upper layer 602, z component of the magnetic permeability,
μ lz =2/ε lxによって横方向誘電率に逆比例する。 inversely proportional to the transverse dielectric constant by μ lz = 2 / ε lx. 一度シート・キャパシタンスが定義されると、μ lzは、固定される。 Once the sheet capacitance is defined, mu lz is fixed.

【0046】人工磁気分子(artificial magnetic molec The artificial magnetic molecules (artificial magnetic molec
ule)の概念を導入することは有用である。 It is useful to introduce the concept of ule). 人工磁気分子(AMM)は、一般的に一平面にある電気的に小さい導電性ループである。 Artificial magnetic molecules (AMM) is generally electrically small conductive loop in one plane. ループ円周及びループ直径の両方は、動作の有用周波数における一つの自由空間波長よりも遥かに小さい。 Both loops circumferentially and loop diameter is much smaller than the one of the free-space wavelength at the useful frequency of operation. ループ面積だけが磁気双極子モーメントに影響を及ぼすので、ループは、円、正方形、六角形、或いは他の多角形形状でありうる。 Since only the loop area affects the magnetic dipole moment, loops, circles, squares, hexagons, or may be other polygonal shapes. 一般的に、ループは、それらの自然の共振周波数より遥か下の周波数でそれらを共振させる直列コンデンサが負荷されている。 Generally, loop, their natural series capacitor to resonate them at frequencies well below the resonance frequency is loaded.

【0047】AMMsの三次元の、規則的なアレイ又は格子は、意図的損失が付加されないと想定して、その透磁率がローレンツ共振を示すことができる人工材料である。 The three-dimensional AMMS, regular array or grid, assuming that the intentional loss not added, the magnetic permeability is an artificial material that can exhibit a Lorentz resonance. ローレンツ共振周波数では、人工材料の透磁率は、 In the Lorentz resonance frequency, the permeability of the artificial material,
無限大に近づく。 It approaches infinity. ループ共振がエンジニアされたところにより、分子のアレイは、ループに垂直な方向においてバルク常磁性材料(μ r >1)として又は反磁性材料(μ r <1)として挙動することができる。 Pursuant to the loop resonator is engineers, arrays of molecules can behave as a bulk paramagnetic material (μ r> 1) or as a diamagnetic material (μ r <1) in the direction perpendicular to the loop. AMMs AMMs
は、AMCsにおける、FSS層、領域1の垂直方向透磁率を抑制するために用いうる。 Is in AMCs, FSS layer, may be used to suppress the vertical permeability of the region 1. その結果、これは、T As a result, this is, T
Eモード・カットオフ周波数、それゆえに表面波バンドギャップに直接衝撃(ダイレクト・インパクト)を有する。 E-mode cutoff frequency, directly hence surface wave band gap having shock (direct impact).

【0048】従来技術の高インピーダンス表面は、f 0 [0048] The high impedance surface of the prior art, f 0
=1/(2π√μ D μ 0 hC)に近い基本、又は最小共振周波数を有する。 = A 1 / (2π√μ D μ 0 hC ) near the base, or the minimum resonant frequency. ここで、スペーサ層は、電気的に薄い(βh≪1であり、ここでβ=√μ D μ 0 ε D ε 0 )。 Here, the spacer layer is electrically thin (a Betah«1, where β = √μ D μ 0 ε D ε 0). また、より高次の共振も見出されるが、しかし、βh≒n In addition, it is also found higher-order resonance, however, βh ≒ n
πかつn=1,2,3,...であるようなより高い周波数において、n=1の高次共振は、基本共振よりも5から5 π cutlet n = 1, 2, 3, at a frequency higher than that ... a high-order resonance of n = 1 is from 5 than the fundamental resonance 5
0倍程、一般的に高い。 As 0 times, generally high. そこで、低マイクロ波(1−3 Therefore, low microwave (1-3
GHz)で動作するように設計された従来技術の高インピーダンス表面は、(30GHzより上の)ミリメートル波帯域におけるその次の反射位相共振を一般的に示す。 Designed high impedance surface of the prior art to operate at GHz) generally show the following reflection phase resonance in) millimeter wave band above (30 GHz.

【0049】その共振周波数が、約2:1又は3:1の比率内に、全てが相対的に隣接して離間された高インピーダンス表面の二次帯域又は多重帯域を供給するAMC [0049] is the resonance frequency, of about 2: 1 or 3: 1 ratio, and supplies the secondary band or multiple bands of high impedance surface everything is spaced relatively adjacent AMC
に対する必要性が存在する。 There is a need for. これは、例えば、多重帯域アンテナ・アプリケーションに対して必要とされる。 This may, for example, is required for multiple-band antenna applications. 更に、二次又はより高次の反射位相共振を任意にエンジニア又は指定させる十分なエンジニア自由度を有するAM Furthermore, I AM having sufficient engineers freedom to arbitrarily engineer or a specified secondary or higher order reflection phase resonance
Cに対する必要性が存在する。 There is a need for C. 二層以上(4、6、8、 Two or more layers (4, 6, 8,
等)がAMCの構成に用いられるならば多重反射位相共振が可能である。 If etc.) used in construction of the AMC is possible multiple reflection phase resonance. しかしながら、これは、単一共振周波数デザインと比較して費用、重量、及び厚みが加わる。 However, this cost, weight, and thickness applied compared to a single resonant frequency design.
そこで、より経済的な二層デザインから多重共振を達成する手段に対する必要性が存在する。 Therefore, there is a need for means to achieve multi-resonance from a more economical two-layer design. 更に、高インピーダンス帯域の全てに対する、かつ+/−90°反射位相帯域幅内の、バウンドされ、ガイドされたTE及びTM Furthermore, for all the high impedance zone and within +/- 90 ° reflection phase bandwidth, is bound, guided TE and TM
モード表面波に対するバンドギャップの存在を確実にする手段に対する必要性が存在する。 A need exists for means to ensure the presence of the band gap with respect to mode surface wave.

【0050】図8は、人工磁気導体(AMC)800を示す。 [0050] Figure 8 illustrates an artificial magnetic conductor (AMC) 800. AMC800は、一実施例では 互いに強力に容量的に結合された共振ループ又は人工磁気分子804のコプレーナー・アレイであり、容量性周波数選択表面(FSS)を形成している、アレイ802を含む。 AMC800 is a coplanar array of resonant loops or artificial magnetic molecules 804 was strongly capacitively coupled to each other in one embodiment, it forms a capacitive frequency selective surface (FSS), including an array 802. 図示した実施例の共振ループ804は、均等に離間されかつ固体導電性接地面806の上方の高さhにある。 Resonant loop 804 of the illustrated embodiment are equally spaced and located above the height h of the solid electrically conductive ground plane 806. 電気的に短絡された(ショートな)導電性ポスト又はブァイア808のアレイは、接地面806だけに取付けられかつ長さhを有する。 An array of electrically shorted to (short of) conductive posts or Buaia 808 has mounted on only the ground plane 806 and the length h. 各ループ804は、集中容量性負荷8 Each loop 804, concentrate capacitive load 8
10を含む。 Containing 10. 人工磁気分子(AMMs)の一つ以上の層又は人工磁気導体800の共振ループは、AMC800 One or more layers or resonance loop of the artificial magnetic conductor 800 of the artificial magnetic molecules (AMMS) is, AMC800
の表面に対して垂直な方向に周波数依存透磁率を生成する。 Generating a frequency-dependent permeability in the direction perpendicular to the surface.

【0051】人工磁気分子804の単一層を有するAM [0051] AM with a single layer of artificial magnetic molecules 804
C800を図8に示す。 The C800 shown in FIG. 8. この実施例では、各ループ及びコンデンサ負荷は、全てのループが同じ共振周波数を実質的に有するように実質的に同じである。 In this embodiment, each loop and capacitor load, all loops are substantially the same so as to have the same resonant frequency substantially. 代替実施例では、異なる特性を有しているループを用いうる。 In alternative embodiments, it may use a loop having different characteristics. 物理的実現では、製作公差及び他の原因により、個々のループ及びそれらの関連共振周波数は、必ずしも同じではない。 In the physical realization, by manufacturing tolerances and other causes, individual loops and associated resonant frequency thereof is not necessarily the same.

【0052】人工磁気分子804の多重層を有するAM [0052] AM having multiple layers of the artificial magnetic molecules 804
C900を図9に示す。 The C900 shown in FIG. 9. 図10は、図9の人工磁気導体900の断面図である。 Figure 10 is a cross-sectional view of the artificial magnetic conductor 900 of FIG. AMC900は、第1の周波数f 1で共振するループ804の第1の層902を含む。 AMC900 includes a first layer 902 of the loop 804 that resonates at first frequency f 1.
AMC900は、第2の周波数f 2で共振するループ8 AMC900 resonates at a second frequency f 2 loops 8
04の第2の層904を含む。 Comprising a second layer 904 of 04. ループの第1の層902 The first layer 902 of the loop
の各ループ804は、集中容量性負荷C 1 908を含む。 Each loop 804 includes a centralized capacitive load C 1 908. ループの第2の層904の各ループ804は、集中容量性負荷C 2 906を含む。 Each loop 804 of the second layer 904 of the loop includes a centralized capacitive load C 2 906. 集中キャパシタンスは、 Concentration capacitance,
同じでありうるがしかしそうである必要はない。 Ur is the same, but this need not be the case. 組合せにおいて、ループ804の第1の層902とループ90 In combination, a first layer 902 of loop 804 and loop 90
4の第2の層906は、スペーサ層912に配置された周波数選択表面(FSS)層910を形成する。 4 of the second layer 906 forms a frequency selective surface (FSS) layer 910 disposed on the spacer layer 912. 実際のアプリケーションでは、多重層AMC900に対する横方向実効相対誘電率ε lx及びε lyの低周波数制限は、1 In practical applications, the low-frequency limit of the transverse effective relative permittivity epsilon lx and epsilon ly for multiple layer AMC900 is 1
00と2000の間にある。 00 to be between 2000. 従って、強力な容量性結合がループ902と904の間に存在する。 Therefore, a strong capacitive coupling exists between the loop 902 and 904. この結合を達成するための実用的方法は、図10に示すようにFSS Practical methods for achieving this binding, FSS as shown in FIG. 10
誘電体層の両側にループの二つの層を印刷することである。 It is to print two layers of loops on either side of the dielectric layer. 他の実現も同様に選択しうる。 Other implementations may also be selected as well.

【0053】図11は、図8のAMC800のような人工磁気導体用ループ1100の第1の物理的実施例を示す。 [0053] Figure 11 shows a first physical embodiment of an artificial magnetic conductor loop 1100 as AMC800 in FIG. 人工磁気分子を形成するループ1100のような導電性ループは、のような正方形、矩形、円形、三角形、 Conductive loops such as loop 1100 to form an artificial magnetic molecules, square, such as rectangular, circular, triangular,
六角形、等の様々な形状でインプリメントすることができる。 Hexagonal, it can be implemented in a variety of shapes and the like. 図11の実施例では、ループ1100は、形状が正方形である。 In the embodiment of FIG. 11, the loop 1100, the shape is a square. ノッチ1102は、自己インダクタンスを増大するようにループにデザインすることができ、それはAMMsの共振周波数を低くする。 Notch 1102 may be designed to loop so as to increase the self-inductance, which lowers the resonant frequency of the AMMS. また、ノッチ1 In addition, notch 1
102及びギャップ1104は、特定の所望の応答にループ1100の性能をエンジニアするように導入することもできる。 102 and gap 1104 can also be introduced performance of loop 1100 to a particular desired response to engineer. 例えば、バンド又は共振周波数は、ループ1100に対して特定の形状を選択することによって選択しうる。 For example, a band or resonant frequency may be selected by selecting a particular shape for the loop 1100. 一般に、ギャップ1104は、ループ110 In general, the gap 1104, the loop 110
0の中心から外縁までループ1100のサイドを通して全てをカットする。 From the center of the 0 to the outer edge to cut all through the side of the loop 1100. 対照的に、ノッチは、ループ110 In contrast, notch, loop 110
0の中心と外縁との間のサイドの一部だけをカットする。 0 to cut only part of the side between the center and the outer edge of the. 図11は、可能性がある正方形ループ・デザインの選択を示す。 Figure 11 shows the selection of a square loop design that might.

【0054】図12は、そのFSS層が図11(d)の正方形ループを用いる二層人工磁気導体の一部を示す。 [0054] Figure 12, the FSS layer exhibits a portion of a two-layer artificial magnetic conductor using a square loop of FIG. 11 (d).
比較的大きい表面積を有するワイド・ループは、図12 The wide loop having a relatively large surface area, FIG. 12
に示すような、二層オーバーラッピングAMCで用いられる場合に隣接する層のループ間で容量性結合をプロモートする。 As shown in, promote the capacitive coupling between the loops of the layers adjacent when used in two-layer overlapping AMC. ギャップ1104のオーバーラップ領域12 Overlap of the gap 1104 area 12
02は、ループ共振に必要な直列容量性結合を供給する。 02 provides a series capacitive coupling required loop resonance.

【0055】一つの好ましい実施例では、図11及び図12に示すタイプのループは、通常のプリント回路基板(PCB)製造技術を用いて誘電体材料の表面で形成される。 [0055] In one preferred embodiment, the type of loop shown in FIGS. 11 and 12 are formed on the surface of the dielectric material using conventional printed circuit board (PCB) fabrication techniques. 例えば、金属層は、PCBの表面に配置されかつそれに続いて化学エッチング又は他の技法によりパターン化される。 For example, the metal layer is disposed on the surface of the PCB and subsequently be patterned by chemical etching or other techniques. そのような処理は、プリント特徴の大きさ、間隔及び均一性の正確な制御を供給する。 Such processing print characteristics of size, supplies the precise control of the spacing and uniformity.

【0056】図13及び14は、図12に示したAMC [0056] Figure 13 and 14 are shown in FIG. 12 AMC
の垂直入射反射位相に対するシミュレーション結果を示す。 It shows the simulation results of relative normal incidence reflection phase. 両方のシミュレーションにおいて、入射電界は、y In both simulations, the incident electric field, y
偏波される。 It is polarized. 図13に示すシミュレーションでは、P= In the simulation shown in FIG. 13, P =
10.4mm、h=6mm、t=0.2mm、s=7. 10.4mm, h = 6mm, t = 0.2mm, s = 7.
2mm、w=1.6mm、g2=0.4mm、ε r1 =ε 2mm, w = 1.6mm, g2 = 0.4mm, ε r1 = ε
r2 =3.38である。 r2 = is 3.38. 図13は、1.685GHz付近の基本共振、及び2.8GHz付近の二次共振を示す。 Figure 13 shows the fundamental resonance near 1.685GHz, and the secondary resonant near 2.8GHz.
図14では、図12においてループが短絡されかつg2 In Figure 14, the loop 12 is short-circuited and g2
=0であるようにループのギャップが排除された場合には、唯一つの共振が得られる。 = In the case where the gap of the loop has been eliminated so that 0, only one resonance is obtained. ギャップ1104を有するAMC800が二次共振を有する理由は、周波数選択表面の実効横方向誘電率が周波数依存になるからである。 Why AMC800 with a gap 1104 having a secondary resonance is because effective transverse dielectric constant of the frequency selective surface is frequency dependent. 簡単な容量性モデルはもはや適当ではない。 Simple capacitive model is no longer appropriate.

【0057】図15は、図8の人工磁気導体800の一部に対する等価回路を示す。 [0057] Figure 15 shows an equivalent circuit for a portion of the artificial magnetic conductor 800 of FIG. 図15(a)は、複合周波数選択表面(FSS)構造の実効横方向誘電率に対する汎用分析モデルである、一ポート回路の入力アドミッタンスに対する第2のフォスター・カノニカル形を示す。 Figure 15 (a) is a general-purpose analysis model for effective transverse dielectric constant of the composite frequency selective surface (FSS) structure, showing a second Foster canonical form for the input admittance of the first port circuit.
図15(b)は、それにより二つの材料又は固有の共振が想定されるFSSに対する特定の等価回路モデルの例を示す。 FIG. 15 (b), thereby indicating an example of a specific equivalent circuit model for the FSS two materials or natural resonance is assumed. 図15(c)は、図9のAMC900のような、二層AMCに垂直に入射する平面波に対するTEM FIG. 15 (c) is such as AMC900 in FIG 9, TEM for plane wave normally incident on two layers AMC
モード等価回路を示す。 Indicating the mode equivalent circuit. 上記したように、ここで開発されたモデルは、こので説明しかつ示されたAMCsのようなデバイスを特徴付け、理解し、デザインしかつエンジニアするために有用である。 As described above, the model developed here is characterized a device like this is described and indicated AMCs, understand, useful for the design life-and-death engineer. これらのモデルは、実際のデバイスの挙動の近似を示す。 These models show an approximation of the behavior of the actual device.

【0058】図12に示すような、複合ループFSS構造は、より複合的な回路モデルを用いて適当にモデル化することができる分散性、又は周波数依存の、実効横方向誘電率を有する。 [0058] as shown in FIG. 12, a composite loop FSS structure has more dispersibility can be appropriately modeled using a composite circuit model, or a frequency-dependent, the effective transverse dielectric constant. 更に、分散性誘電体媒体に対する分析回路モデルは、複合FSS構造の横方向誘電率をモデル化するために適用性において拡張することができる。 Furthermore, the analysis circuit model for distributed dielectric medium, can be extended in applicability to model the lateral dielectric constant of the composite FSS structure.
図15(a)に示す、一ポートネットワークに対する第2のフォスター・カノニカル回路は、全ての電気的に薄いFSS構造をカバーすべき一般的な場合である。 Figure 15 (a), the second Foster canonical circuit for one port network is where all electrically thin FSS structures generally should cover. 各ブランチは、FSSの固有共振を表す。 Each branch represents the natural resonance of the FSS. 低損失材料から作られたFSSに対して、R nは、非常に低いことが期待され、それゆえに共振は、ローレンチアン(Lorentzian) Against FSS made from low-loss material, R n is expected to be very low, the resonant hence, Lorentzian (Lorentzian)
であることが期待される。 It is expected that.

【0059】図12に示すループFSSに対する実効シート・キャパシタンスは、1.685GHzと2.8G [0059] The effective sheet capacitance for a loop FSS shown in FIG. 12, 1.685GHz and 2.8G
Hzとの間のどこかにローレンツ共振を有する。 Having somewhere to Lorentz resonance between the Hz. 実際、 In fact
このFSSの横方向誘電率が、図15(b)に示すような、3分岐(スリー・ブランチ:three-branch)アドミッタンス回路だけを用いてモデル化されるならば、図16 Lateral dielectric constant of the FSS is, as shown in FIG. 15 (b), 3 branch: if it is modeled using only (Three branch three-branch) admittance circuit, FIG. 16
の上部グラフに示すε 1y曲線1602を得る。 Obtaining epsilon 1y curve 1602 shown in the upper graph. 二つのF Two F
SS材料共振は、2.25GHz及び3.2GHzの近くではっきり分かる。 SS material resonance is clearly seen in the vicinity of 2.25GHz and 3.2GHz. ε 1y曲線1604は、AMCに対する共振、ゼロ度反射位相を達成するために必要な横方向相対誘電率である。 epsilon 1y curve 1604, resonate for AMC, a transverse relative permittivity required to achieve a zero degree reflection phase. この曲線1604は、FSSの容量性リアクタンス、X c =1/(ωC)=1/(ωε 1y This curve 1604, the capacitive reactance of the FSS, X c = 1 / ( ωC) = 1 / (ωε 1y
ε 0 t)を、スペーサ層のインダクティブ・リアクタンス、XL=ωL=ωμ 2x μ 0 hに等しくし、かつ横方向相対誘電率:ε 1y =1/(ω 2 μ epsilon 0 t) of the inductive reactance of the spacer layer, and equal to XL = ωL = ωμ 2x μ 0 h, and lateral relative permittivity: ε 1y = 1 / (ω 2 μ 2x μ 0 ε 0 ht)を解くことによって簡単に見出される。 It is found easily by solving a 2x μ 0 ε 0 ht). 曲線1602と曲線1 Curve 1602 and the curve 1
604との交叉地点は、反射位相共振に対する周波数を定義する。 Crossover point 604 defines the frequency with respect to the reflection phase resonance. 図16の下部グラフに示す反射位相曲線は、 Reflection phase curve shown in the lower graph of FIG. 16,
FSSのアドミッタンスがスペーサ層及びバック面を表している長さhの短絡伝送線路と並列に配置されるような図15(c)に示す伝送線路モデルを用いて計算された。 FSS admittance is calculated by using the transmission line model shown in FIG. 15 (c), as arranged in parallel with the short-circuit transmission line of length h representing the spacer layer and the back surface. この回路モデルは、実質的にε 1yプロットにおける交叉地点の周波数である、1.2GHz及び2.75G The circuit model is the frequency of the crossover point in substantially epsilon 1y plot, 1.2GHz and 2.75G
Hzの近くにデュアル共振を予測する。 To predict the dual resonance in the vicinity of the Hz. それゆえに、F Therefore, F
SS横方向誘電率に対する分析回路モデルにおける多重共振ブランチは、多重AMC位相共振の存在を説明するために用いることができる。 Multi-resonant branch in the analysis circuit model for SS lateral dielectric constant can be used to explain the existence of multiple AMC phase resonance. 実現可能FSS構造は、十分な数のシャント・ブランチを用いて正確にモデル化することができる。 Realizable FSS structure can be accurately modeled using a sufficient number of shunt branch.

【0060】大きな横方向実効誘電率をもたらすためにFSS構造においてインプリメントされうる多くの更なる正方形ループ・デザインが存在する。 [0060] Many additional square loop design which may be implemented in FSS structure to bring large lateral effective dielectric constant exists. 実質的に同じ大きさでかつ類似する形状のループが単一の誘電体層FS Substantially the same magnitude and the loop of similar shape is a single dielectric layer FS
Sの両側にプリントされる更なる例を図17、図20及び図21に示す。 17, 20 and 21 a further example that is printed on both sides of the S. 図17に示すデザインのAMCに適用されたx及びy偏波電界に対する反射位相結果を図18 Figure reflection phase results to the applied x and y polarized electric field to the AMC design shown in FIG. 17 18
及び図19に示す。 And FIG. 19. このデザインでは、このプリントA In this design, this print A
MCがロジャーR04003基板材料を用いて制作されるので、FSS及びスペーサ層の両方において、P=4 Because MC is produced using Roger R04003 substrate material, in both FSS and the spacer layer, P = 4
00ミル、g1=30ンミル、g2=20ミル、r=4 00 mil, g1 = 30 Nmiru, g2 = 20 mil, r = 4
0ミル、w=30ミル、t=8ミル、及びh=60ミル、ε r =3.38である。 0 mils, w = 30 mils, t = 8 mil, and h = 60 mils, is epsilon r = 3.38. 各ループの中心に、20ミル直径のメッキされたスルー・ホールを用いてブァイアが制作される。 The center of each loop, Buaia is produced using a through-hole plated 20 mil diameter.

【0061】図18は、図17のAMCに垂直に入射するx偏波電界に対する実測反射位相データを示す。 [0061] Figure 18 shows the measured reflection phase data for x polarized electric field incident perpendicularly to the AMC in Figure 17. 共振周波数は、1.6GHz及び3.45GHzの近くで観測される。 Resonance frequency is observed in the vicinity of 1.6GHz and 3.45 GHz. 同様に、図19は、図17のAMCに垂直に入射するy偏波電界に対する実測反射位相データを示す。 Similarly, Figure 19 shows the measured reflection phase data for the y polarized electric field incident perpendicularly to the AMC in Figure 17. 共振周波数は、1.4GHz及び2.65GHzの近くで観測される。 Resonance frequency is observed in the vicinity of 1.4GHz and 2.65 GHz.

【0062】図18及び19において、デュアル共振性能は、位相データに明らかに見られる。 [0062] In FIGS. 18 and 19, the dual resonance performance is clearly seen in the phase data. 制作された特定の場合について、各偏波は、異なる共振周波数を見る。 For the specific case of that has been produced, each polarization, sees a different resonance frequency.
しかしながら、デザインは、共振周波数を偏波独立にするために十分な自由度を有すると思われる。 However, the design appears to have sufficient degrees of freedom to the resonance frequency to the polarization independent.

【0063】図21は、正方形ループでインプリメントされる周波数選択表面に対する更なる代替実施例を示す。 [0063] Figure 21 shows a further alternative embodiment for the frequency selective surface to be implemented in a square loop. 図21の図示するループ・デザインは、各コーナーに向って中心2104から各コーナーに向ってカットされた深いノッチ2102を有する各層902、904上にオーバーラッピング正方形ループ2100を有する。 Loop design illustrated in Figure 21 has an overlapping square loops 2100 on each layer 902, 904 having a deep notch 2102 which is cut toward the center 2104 in each corner toward each corner.
ギャップ2106、2108は、上部層で4:30の位置にかつ下部層で7:30の位置にそれぞれ見出される。 Gaps 2106 and 2108 is found at positions 7:30 in the lower layer and the position of the upper layer 4:30. また、このデザインは、スペーサ層及びFSS層の厚みとしてロジャーR04003(ε r =3.38)のh=60ミル及びt=8ミルを用いて、それぞれ制作された。 Furthermore, this design is, as the thickness of the spacer layer and FSS layer with h = 60 mils and t = 8 mil Roger R04003 (ε r = 3.38), was produced, respectively. x及びy方向Eフィールド偏波に対するAMC反射位相を図22及び23にそれぞれ示す。 Respectively the AMC reflection phase for x and y directions E field polarization in FIGS. 22 and 23. 再度、デュアル共振性能は、明らかに見られる。 Again, a dual-resonance performance is clearly seen.

【0064】分散性容量性FSS構造の代替タイプは、 [0064] An alternative type of dispersible capacitive FSS structure,
ループ2402が単一誘電体層FSSの一つの側(面) Side loop 2402 of one single dielectric layer FSS (surface)
に印刷されかつノッチされたパッチ2404が単一誘電体層FSSの他の側(面)に印刷されるように生成することができる。 You can patch 2404, which is printed and notches are produced as printed on the other side (surface) of the single dielectric layer FSS. 一例を図24に示す。 An example is shown in Figure 24.

【0065】図17、20、21及び24に示した正方形ループの他に、ループ自己インダクタンスを増大するノッチを含む様々な形状で六角形ループをプリントすることができる。 [0065] In addition to a square loop shown in FIG. 17,20,21 and 24, it is possible to print a hexagonal loops in a variety of shapes, including a notch to increase the loop self-inductance. これらのノッチは、数及び位置において変化しうるし、かつそれらは、必ずしも所与のループで同じ大きさである必要はない。 These notches, to be varied in number and location, and they need not necessarily be the same size for a given loop. 更に、誘電体層の両側(両面)にプリントされたループは、異なる大きさ及び特徴を有することができる。 Furthermore, a loop that is printed on both sides of the dielectric layer (both sides) may have a size and feature different. 多重層ループFSS構造を独自に定義する途方もない数の独立変数が存在する。 Tremendous number of independent variables define your own multi-layer loop FSS structure is present.

【0066】六角形ループFSSデザインの6つの可能性を図25、26及び27に示す。 [0066] Six potential hexagonal loop FSS design shown in FIGS. 25, 26 and 27. 図25、26及び2 25 and 26 and 2
7のそれぞれにおいて、ループの第1の層902は、ループ904の第2の層に容量的に結合される。 In each of the 7, the first layer 902 of the loop is capacitively coupled to a second layer of loop 904. ここの示された六角形ループは、正六角形であることを意図している。 Indicated hexagonal loop-here is intended to be a regular hexagon. このアプリケーションにおいて歪んだ六角形を考えることができるが、しかしそれらの効果は、この時点では未知である。 It can be considered a hexagonal distorted in this application, but their effects are unknown at this time.

【0067】図28は、高インピーダンス表面2800 [0067] FIG. 28 is a high impedance surface 2800
に対する実効媒体モデルを示す。 It shows the effective medium model for. 図28の汎用実効媒体モデルは、図1の従来技術の高インピーダンス表面10 Universal effective medium model of FIG. 28, the prior art high impedance surface 10 of FIG. 1
0及び図8の人工磁気導体(AMC)800のような高インピーダンス表面に適用可能である。 0 and is applicable to a high impedance surface, such as an artificial magnetic conductor (AMC) 800 of FIG. AMC800 AMC800
は、二つの異なる電気的に薄い層、周波数選択表面(F The two different electrically thin layer, the frequency selective surface (F
SS)802及びスペーサ層804を含む。 Including SS) 802 and the spacer layer 804. 各層80 Each layer 80
2、804は、x及びy方向の両方で周期的に繰り返されるユニット・セルを有する周期的構造である。 2,804 is a periodic structure having a unit cell repeated periodically in both the x and y directions. 各層8 Each layer 8
02、804の周期は、それらはある実施例ではそうでありうるが、必ずしも同じである必要がないし或いは整数比によって関連する必要もない。 Period of 02,804, although in those certain embodiments may be so, there is no need associated with to require no or integer ratio is always the same. 各層の周期は、分析の周波数における自由空間波長λより遥かに小さい(λ Period of each layer is much smaller than the free space wavelength lambda at a frequency analysis (lambda
/10又はそれ以下)。 / 10 or less). これらの状況では、実効媒体モデルは、各ユニット・セル内の詳細な微細構造に対して代入されうる。 In these situations, the effective medium model can be substituted against the detailed microstructure in each unit cell. 上記したように、実効媒体モデルは、図8のAMC800のような表面の性能又は属性を必ずしも正確に特徴付ける必要はないが、しかしエンジニアリング及び分析のために性能を単にモデル化するだけである。 As described above, the effective medium model is only but not necessarily accurately characterize the performance or attributes of the surface, such as AMC800 8, but simply model the performance for the engineering and analysis. モデルの全体的効果又はそれから得られる利益を変更することなく実効媒体モデルの形態に対して変更を行いうる。 It may make changes to the form of the effective medium model without changing the overall effect or benefit derived therefrom of the model.

【0068】説明するように、図8のAMC800に対する高インピーダンス表面2800は、それぞれの層が独自のテンソル誘電率及びテンソル透磁率を有している、上部層及び下部層を含む実効媒体モデルによって特徴付けられる。 [0068] As explained, the high impedance surface 2800 for AMC800 in Figure 8, characterized each layer has its own tensor permittivity and tensor permeability, by the effective medium model including an upper layer and lower layer attached. 各層のテンソル誘電率及び各層のテンソル透磁率は、x及びyテンソル方向が各対応層を有する平面内にありかつzテンソル方向が各層に垂直であり、 Tensor permeability tensor dielectric constant and each of the layers is in the plane with the corresponding layer x and y tensor direction and z tensor direction is perpendicular to the layers,
主テンソル対角だけにノン−ゼロ成分を有する。 Only the main tensor diagonal non - with zero component. AMC AMC
800に対する結果は、多重共振周波数におけるAMC Results for 800, AMC in the multiple resonance frequencies
共振である。 It is a resonance.

【0069】図28の二層実効媒体モデルにおいて、各層2802、2804は、透磁率μ及び誘電率εの両方がテンソルであることを意味する、二−異方性媒体(bi- [0069] In the two-layer effective medium model of FIG. 28, the layers 2802,2804 means that both the permeability μ and permittivity ε is tensor, Two - anisotropic medium (bi-
anisotropic media)である。 It is an anisotropic media). 更に、各層2802、28 In addition, each layer 2802,28
04は、μ及びεの両方において、3つの主要対角構成成分の二つが等しく、かつ対角外成分がゼロであることを意味する単軸である。 04, in both the μ and epsilon, a uniaxial, meaning that two equal three main diagonal components, and the diagonal extracellular components is zero. そこで各層2802、2804 Then each layer 2802,2804
は、二−単軸媒体(bi-uniaxial media)と考えられうる。 , The double - may be considered uniaxial medium (bi-uniaxial media). 下付き添字t及びnは、横方向(x及びy方向)及び垂直方向(z方向)の構成成分を表す。 Subscripts t and n subscripts represent components of the horizontal direction (x-and y-direction) and vertical direction (z-direction).

【0070】高インピーダンス表面2800に対する二−単軸実効媒体モデルは、4つの材料パラメータを有する:横方向及び垂直方向誘電率と横方向及び垂直方向透磁率。 [0070] two relative high impedance surface 2800 - uniaxial effective medium model has four material parameters: lateral and vertical dielectric constant and lateral and vertical permeability. 二つの層2802、2804が与えられると、このモデルを独自に定義するために必要な合計8つの材料パラメータが存在する。 When two layers 2802,2804 are given, a total of eight material parameters necessary to define the model uniquely exists. しかしながら、所与のタイプの電磁波は、これら8つのパラメータの限定されたサブセットだけを見る。 However, given the type of electromagnetic wave, we see only a limited subset of these eight parameters. 例えば、横方向電磁気(TEM)モードである、垂直入射の均一平面波は、誘電率及び透磁率の横方向成分だけによって影響を受ける。 For example, a transverse electromagnetic (TEM) mode, a uniform plane wave of normal incidence is influenced only by the transverse component of the permittivity and permeability. これは、AM This is, AM
C共振及び高インピーダンス帯域幅を示す、垂直入射反射位相プロットは、ε 1t 、ε 2t 、μ 1t 、及びμ 2t (並びに高さh及びt)だけの関数であるということを意味する。 A C resonance and a high impedance bandwidth, the normal incidence reflection phase plot, epsilon 1t, epsilon 2t, means that mu 1t, and mu 2t (as well as the height h and t) that is a function only of. これを以下の表1に要約する。 Summarized in table 1 below.

【0071】 [0071]

【表1】 [Table 1]

【0072】高インピーダンス表面2800を伝播するTE表面波は、図4に示すフィールド構成を有する。 [0072] TE surface wave propagating high impedance surface 2800 has a field configuration shown in FIG. 定義により、Eフィールドは、波伝播の方向、+x方向に対して横方向である。 By definition, E field, direction of wave propagation is transverse to the + x direction. また、それは、表面に並行である。 In addition, it is a parallel to the surface. そこで、電界は、横方向誘電率だけを見る。 Therefore, the electric field, see only the horizontal direction dielectric constant. しかしながら、Hフィールド力線は、Eフィールド力線を取り囲むxz平面にループを形成する。 However, H field force lines forms a loop to the xz plane surrounding the E field lines of force. そこで、Hフィールドは、横方向及び垂直方向透磁率の両方を見る。 Therefore, H field, see both the lateral and vertical permeability.

【0073】TM表面波は、図5に示すフィールド構成を有する。 [0073] TM surface wave has a field configuration shown in FIG. TM波に対して、E及びHフィールドの役割は、TE表面波に対して逆になるということに注目する。 For the TM wave, the role of the E and H field is noted that reversed against TE surface wave. TMモードについて、Hフィールドは、伝播の方向に対して横方向であり、かつ(xz平面の)Eフィールド力線は、Hフィールドを取り囲む。 For TM modes, H field is transverse to the direction of propagation, and (the xz plane) E field lines of force, surrounds the H field. そこで、TMモード電界は、横方向及び垂直方向誘電率の両方を見る。 Therefore, TM mode electric field, see both the lateral and vertical dielectric constant.

【0074】以下の結論は、図28の汎用実効媒体モデルから導き出されうる。 [0074] The following conclusions may be derived from the general effective medium model of FIG 28. 第1に、ε In the first 1, ε 1n及びε 2nは、TM 1n and ε 2n is, TM
モードの独立制御を許可する基本パラメータであり、それゆえに主TMモード・カットオフ周波数である。 Is the basic parameter that allows independent control mode, it is therefore a main TM mode cutoff frequency. 第2 The second
に、μ 1n及びμ 2nは、TEモードの独立制御を許可する基本パラメータであり、それゆえに主TEモード・カットオフ周波数である。 To, mu 1n and mu 2n is a basic parameter that allows independent control of the TE mode, it is therefore the main TE mode cutoff frequency.

【0075】図1の従来技術の高インピーダンス表面1 [0075] A conventional high-impedance surface of technology 1 in FIG. 1
00と、AMC800(図8)又はAMC900(図9、図10)のようなAMCとの間を区別するための一つの方法は、 μ i 及びε i テンソルの成分における相違を調べることによってである。 00, AMC800 (Figure 8) or AMC900 (9, 10) One way to distinguish between such the AMC is by examining the differences in components of mu i and epsilon i tensors . 図29は、その周波数選択表面102が、大きさgのギャップによって分離された、大きさがb×bの正方形導電性パッチのコプレーナー層である従来技術の高インピーダンス表面100を示す。 Figure 29 shows the frequency selective surface 102, separated by a gap of size g, a size of a coplanar layers of square conductive patches of b × b prior art high impedance surface 100. 高インピーダンス表面100では、ε Dは、スペーサ層のバックグラウンド又はホスト誘電体媒体の相対誘電率であり、μ Dは、スペーサ層のこのバックグラウンド媒体の相対透磁率であり、かつαは、ロッド状媒体又はスペーサ層104のユニット・セルのエリアAに対する各ロッド又はポストの断面エリアの比である。 In the high impedance surface 100, the epsilon D, the relative permittivity of the background or host dielectric medium of the spacer layer, are mu D, the relative permeability of the background medium of the spacer layer, and α is a rod it is the ratio of cross-sectional area of ​​each rod or post for the area a of the unit cell of Jo medium or spacer layer 104. 相対誘電率ε avg =(1+ε D )/2は、空気の相対誘電体定数とスペーサ層104のバックグラウンド媒体の平均である。 The relative permittivity ε avg = (1 + ε D ) / 2 is the average of the background medium relative dielectric constant and the spacer layer 104 of the air. Cは、固定FSSシート・キャパシタンスを示す。 C shows the fixed FSS sheet capacitance.

【0076】高インピーダンス表面100及びAMCs [0076] The high impedance surface 100 and AMCs
800、900の両方に対する誘電率テンソルは、単軸であるか、又は ε ix =ε iy =ε it ≠ε iz =ε in ;i= Permittivity tensor for both 800 and 900 are either uniaxial or ε ix = ε iy = ε it ≠ ε iz = ε in; i =
1、2であり、透磁率テンソルに対しても同じである。 1, 2, is the same also for the permeability tensor.
高インピーダンス表面100は、それぞれが同じ周期を有している、ロッド及び正方形パッチの両方の正方形格子を有する。 High impedance surface 100, each have the same period, with both of square grid of rods and square patches. 従って、ユニット・セル面積A=(g+ Thus, the unit cell area A = (g +
b) 2である。 b) it is 2. また、α=(πd 2 /4)/Aであり、ここでdは、ロッド又はポストの直径である。 Also, alpha = a (πd 2/4) / A , where d is the diameter of the rod or post. ロッド又はポストの大きさは、共振周波数における波長に対して非常に小さい。 The size of the rods or posts is very small relative to the wavelength at the resonant frequency. ロッド又はポストは、通常のプリント回路基板におけるメッキされたスルーホール又はブァイアのような、適当な物理的実施例によって、又はフォーム(f Rods or posts, such as through-holes or Buaia plated in conventional printed circuit board, suitable physical examples, or foam (f
oam)を通して挿入されたワイヤによって実現されうる。 Can be realized by the inserted wire through oam).
それぞれが接地平面に電気的に結合される、垂直導体(即ち、z軸に並行)のフォレスト(林立)を生成するための技法を用いうる。 Each of which is electrically coupled to the ground plane, the vertical conductors (i.e., parallel to the z-axis) may use techniques for producing forest (forest) of. 導体又はロッドは、断面が円形でありうるか又は大きさがスペーサ層のホスト媒体又は誘電体の波長λに対して小さいあらゆる断面のフラット・ストリップでありうる。 Conductor or rod section may be a flat strip of small any cross section with respect to the wavelength λ of the host medium or dielectric spacer layer or the size may be circular. このコンテキストにおいて、 In this context,
ロッドに対する小さな寸法は、一般的にλ/1000からλ/25の範囲にある。 Small dimensions relative to the rod is generally from lambda / 1000 in the range of lambda / 25.

【0077】ある実施例では、AMC800は、xテンソル方向の横方向誘電率に実質的に等しいyテンソル方向の横方向誘電率を有する。 [0077] In some embodiments, AMC800 has a lateral dielectric constant substantially equal y tensor direction transversely permittivity x tensor direction. これは、y軸に沿ったインピーダンスがx軸に沿ったインピーダンスに実質的に等しいような等方性高インピーダンス表面をもたらす。 This results in a substantially equal manner isotropic high impedance surface impedance the impedance along the y-axis along the x-axis. 代替実施例では、異方性高インピーダンス表面を生成するためにyテンソル方向の横方向誘電率は、xテンソル方向の横方向誘電率に等しくなく、二つの面内軸に沿ったインピーダンスが等しくないことを意味する。 In an alternative embodiment, the lateral dielectric constant of the y tensor direction to produce an anisotropic high impedance surface is not equal to the transverse direction permittivity x tensor direction, unequal impedance along two in-plane axes it means that. 後者の例を図17及び図21に示す。 The latter example shown in FIGS. 17 and 21.

【0078】高インピーダンス表面100及びAMC8 [0078] The high impedance surface 100 and AMC8
00、900の両方を実質的にモデル化するための実効媒体モデルを表2に列挙する。 Listed effective medium model to substantially models both 00,900 Table 2. テンソル成分の二つは、 Two of the tensor components,
従来技術の高インピーダンス表面100に対してAMC AMC for high impedance surface 100 of the prior art
800、900において明瞭に異なる。 Distinctly different in the 800, 900. これらは、上部層又は周波数選択表面の両方の、横方向誘電率ε 1x 、ε These are both upper layer or frequency selective surface, transverse permittivity epsilon 1x, epsilon
1y及び垂直方向透磁率μ 1zである。 A 1y and vertical permeability mu 1z. 低い層又はスペーサ層に対するモデルは、高インピーダンス表面100及びAMC800、900の両方において同じである。 Model for low layer or spacer layer is the same in both the high impedance surface 100 and AMC800,900.

【0079】 [0079]

【表2】 [Table 2]

【0080】表2では、Y(ω)は、一ポート回路に対して第2のフォスター・カノニカル形で書かれたアドミッタンス関数である: [0080] In Table 2, Y (omega) is the admittance functions written in the second Foster canonical form for one port circuit:

【数10】 [Number 10] このアドミッタンス関数Y(ω)は、関係Y=jωCによるAMC800、900のFSS802のシート・キャパシタンス(C=ε 1t ε 0 t)に関係する。 The admittance function Y (omega) is related to the sheet capacitance of FSS802 of AMC800,900 by relationship Y = jωC (C = ε 1t ε 0 t). 高インピーダンス表面100は、周波数依存であるFSSキャパシタンスを有する。 High impedance surface 100 has an FSS capacitance is frequency dependent. しかしながら、AMC800、90 However, AMC800,90
0は、そのキャパシタンスがシート・キャパシタンスが規定された周波数で一つ以上のローレンツ共振をするような方法でインダクティブ素子を含むFSS802を有する。 0 has a FSS802 comprising inductive element in such a way that the capacitance to one or more of the Lorentz resonance at a frequency that is prescribed sheet capacitance. そのような共振は、人工磁気分子とも称される、 Such resonance is also referred artificial magnetic molecules,
共振ループ構造の物理的特徴をFSS802に統合することによって達成される。 It is achieved by integrating the physical characteristics of the resonant loop structure FSS802. 動作の周波数が増大されると、FSS802のキャパシタンスは、全キャパシタンスにおいて一連の突然の変更をする。 If the frequency of operation is increased, the capacitance of FSS802 is a series of abrupt change in total capacitance.

【0081】図30は、図8のAMC800及び図9のAMC900の周波数選択表面802に対するシート・ [0081] Figure 30 is a sheet for AMC800 and frequency selective surface 802 of AMC900 9 in FIG. 8
キャパシタンスを示す。 It shows the capacitance. 図30(a)は、FSS802 Figure 30 (a) is, FSS802
のキャパシタンスが周波数依存であるということを示す。 Indicates that the capacitance of a frequency dependent. 図30(b)は、Rnが重要であるような損失性F FIG. 30 (b) lossy F as Rn is important
SSから取得したデバイ応答を示す。 Show the device response obtained from the SS. 図30では、二つのFSS共振(ω n =1/√L nn 、N=2)が定義される。 In Figure 30, two FSS resonance (ω n = 1 / √L n C n, N = 2) is defined. 各共振周波数にわたるキャパシタンスにおける降下は、Y(ω)の各シャント・ブランチにおけるキャパシタンス、C nに等しい。 Drop in capacitance across each resonant frequency, the capacitance of each shunt branch of the Y (omega), is equal to C n. ローレンツ共振の周辺の急速に変化するキャパシタンスの領域が狭帯域アンテナ要求事項を有利にするために用いられうるが、ある実施例は、共振間のさらにゆっくり変化する領域、又はプラトーを使用しうる。 Although the region of capacitance rapidly changes in the vicinity of the Lorentz resonance it can be used to favor a narrow band antenna requirements, certain embodiments may use more slowly varying regions between the resonance, or a plateau. このFSSキャパシタンスは、AMC The FSS capacitance, AMC
800、900に対する反射係数位相における共振を達成するために、一定である、スペーサ層804のインダクタンスをチューンするために用いられる。 To achieve resonance in the reflection coefficient phase for 800, 900, are used to tune is constant, the inductance of the spacer layer 804. 周波数の関数としてのこの多値FSSキャパシタンスは、それによって高表面インピーダンスの多重帯域がAMC800、 The multilevel FSS capacitance as a function of frequency, whereby multiple bands of high surface impedance AMC800,
900に対して達成されるメカニズムである。 It is a mechanism that is achieved for 900.

【0082】対照的に、二層高インピーダンス表面10 [0082] In contrast, a two-layer high-impedance surface 10
0は、基本周波数、プラス、底部層の電気的厚みがnπ 0, the fundamental frequency, plus, the electrical thickness of the bottom layer nπ
でありnが整数であるようなところに近いより高い周波数における反射位相共振を供給する。 By and n supplies reflection phase resonance at frequencies higher than close to the place like an integer. これらのより高い周波数共振は、近似的に調和的に関連し、それゆえに制御不能である。 These higher frequency resonance is approximately harmonically related, uncontrollable hence.

【0083】高インピーダンス表面100及びAMC8 [0083] The high impedance surface 100 and AMC8
00に対するテンソル実効媒体特性における第2の相違は、垂直透磁率成分μ lnにおけるものである。 00 second difference in tensor effective medium characteristics for is in the vertical permeability components mu ln. 高インピーダンス表面100は、定数μ lnを有し、AMC80 High impedance surface 100 has a constant μ ln, AMC80
0、900は、周波数依存μ lnを有するようにデザインされる。 0,900 is designed to have a frequency-dependent mu ln. インピーダンス関数Z(ω)は、一ポート回路に対して第1のフォスター・カノニカル形で書くことができる。 Impedance function Z (omega) can be written in the first Foster canonical form for one port circuit.

【数11】 [Number 11] このインピーダンス関数は、独自に共振する人工磁気分子の数及び方向(方位)に係わりなくAMC800、9 The impedance function, regardless of the number and direction of the artificial magnetic molecules own resonance (azimuth) AMC800,9
00のFSS802の垂直方向透磁率を正確に記述するために十分である。 00 is sufficient to accurately describe the vertical permeability of FSS802 of.

【0084】そのFSS102が金属パッチで構成される従来技術の高インピーダンス表面100は、μ 1nに対して低いバウンドを有する。 [0084] the high impedance surface 100 of the prior art constructed that FSS102 is a metal patch has a lower bound against mu 1n. この低いバウンドは、近似関係μ 1n ≒2/ε 1tにより横方向誘電率に逆に関連する。 The lower bound is the approximate relationship μ 1n ≒ 2 / ε 1t inversely related to laterally dielectric constant. FSSシート・キャパシタンスに係わりなく、μ 1n Regardless of the FSS sheet capacitance, μ 1n
は、従来技術の高インピーダンス表面100に対してこの値で固定される。 It is fixed at this value for a high-impedance surface 100 of the prior art. しかしながら、μ 1n =2/ε 1tよりも低い垂直方向透磁率は、AMC800及びAMC90 However, low vertical permeability than μ 1n = 2 / ε 1t is, AMC800 and AMC90
0のような多重帯域AMCの高インピーダンス帯域の全てにおけるガイド・バウンドTEモードをカットオフすることが必要とされる。 To cut off the guide bound TE mode in all of the high impedance zone in multiple bands AMC as 0 is required.

【0085】AMC800、900のFSS802で用いられるオーバーラッピング・ループは、垂直方向透磁率の独立制御を許容する。 [0085] overlapping loop used in FSS802 of AMC800,900 allows independent control of vertical permeability. 垂直方向透磁率は、AMC8 The vertical permeability, AMC8
00及びAMC900のような多重帯域AMCにおける+/−90°反射位相帯域幅のあるもの及び可能的に全てにわたり表面波抑制が発生するように選択されうる。 00 and those of +/- 90 ° reflection phase bandwidth in multi-band AMC as AMC900 and possible manner all over the surface wave suppression can be selected to produce.
図示した実施例は、個々に又はキャパシタンスで掛け算されてチューンされた、FSS層802として、又は容量性FSS層に関して、オーバーラッピング・ループのアレイを用いる。 The illustrated embodiment has been tuned is multiplied individually or capacitance, as FSS layer 802, or for capacitive FSS layer, using an array of overlapping loops. このキャパシタンスは、ループの自己キャパシタンス、隣接層によって供給されるキャパシタンス、又はチップ・コンデンサのようなFSSに取付けられた外部コンデンサのキャパシタンスでありうる。 This capacitance, self-capacitance of the loop can be a capacitance of an external capacitor, such attached to the FSS as capacitance or chip capacitors, are supplied by the adjacent layers. ループ及びキャパシタンスは、動作の所望の帯域にわたり一連のローレンツ共振を取得するようにチューンされる。 Loop and capacitance is tuned to obtain a series of Lorentzian resonance over a desired band of operation. 共振FSS横方向誘電率の場合と同じように、人工磁気分子の共振は、垂直方向透磁率を漸次降下する一連の階段ステップをデザイナーにもたらす。 As with the resonant FSS transverse dielectric constant, the resonance of the artificial magnetic molecules, resulting in a series of stairs step of gradually lowering the vertical permeability designers. 再び、共振の周辺で急速に変化する垂直方向透磁率の領域は、狭帯域動作における促進のために用いられうる。 Again, the area of ​​the vertical permeability of rapidly changing around the resonance may be used to promote the narrowband operation. しかしながら、図示した実施例は、高インピーダンス動作の所望の帯域内のガイド・バウンドTE表面波のオンセットを抑制するために拡張された低下垂直方向透磁率のプラトーを用いる。 However, the illustrated embodiment uses a plateau extended lowered vertically permeability in order to suppress the desired guide bound TE surface wave onsets in a band of high-impedance operation.

【0086】要するに、実効横方向誘電率ε 1tの共振の目的は、高表面インピーダンスの多重帯域を供給することである。 [0086] In summary, the purpose of the resonance of the effective transverse dielectric constant epsilon 1t is to provide a multi-band high surface impedance. 垂直方向透磁率μ 1nの共振の目的は、高インピーダンス動作の所望の帯域の内側のTEモードのオフセットを防ぐためにその値を下げることである。 The purpose of the resonant vertical permeability mu 1n is to reduce the value to prevent the desired offset of the inner TE mode band high impedance operation.

【0087】あるアプリケーションでは、単一誘電体層以上によって分離されるループの二層以上を有している人工磁気導体は、重要な性能効果を供給しうる。 [0087] In some applications, an artificial magnetic conductor has two or more layers of loop separated by more than a single dielectric layer, may provide a significant performance effects. 図31 Figure 31
は、多重層周波数選択表面(FSS)3102を含んでいる人工磁気導体3100を示す。 Shows an artificial magnetic conductor 3100 that includes a multi-layer frequency selective surface (FSS) 3102. AMC3100は、 AMC3100 is,
導電性接地平面3104と、及びFSS3102と導電性接地平面3104との間に配置されたスペーサ層31 A conductive ground plane 3104, and the spacer layer disposed between the FSS3102 and conductive ground plane 3104 31
06を形成しているロッド状媒体とを更に含む。 Further comprising a rod-like medium to form a 06. FSS FSS
3102は、周波数依存表面3102に垂直な方向に周波数依存透磁率μ lzを有する。 3102 has a frequency-dependent permeability mu lz in a direction perpendicular to the frequency-dependent surface 3102. 例示的寸法及び座標軸を図31に示す。 Exemplary dimensions and coordinate axes shown in FIG. 31.

【0088】FSS3102は、実質的にコプレーナーな人工磁気分子の3つのアレイを含む。 [0088] FSS3102 includes three arrays of substantially coplanar artificial magnetic molecules. 人工磁気分子は、オーバーラッピング容量的結合ループとしてインプリメントされるのが好ましい。 Artificial magnetic molecules are preferably implemented as overlapping capacitive coupling loops. 図31の実施例では、F In the embodiment of FIG. 31, F
SS3102は、人工磁気分子の第1のアレイ311 SS3102, the first array 311 of the artificial magnetic molecules
2、第2のアレイ3114及び第3のアレイ3116を含む。 2, including a second array 3114, and a third array 3116. 第1の誘電体層3118は、人工磁気分子の第1 The first dielectric layer 3118, the first artificial magnetic molecules 1
のアレイ3112を人工磁気分子の第2のアレイ311 The second array 311 of the array 3112 of artificial magnetic molecules
4から分離する。 4 to separate from.

【0089】アレイ3112、3114、3116は、 [0089] array 3112,3114,3116 is,
それぞれの面においてコプレーナーであるように示されている。 It is shown as being coplanar in each plane. この構成は、PCB表面に金属層を堆積しかつ化学又は他の処理でエッチングする通常のプリント回路基板(PCB)製造技術を用いて製造するために特に適している。 This arrangement is particularly suitable for manufacturing using conventional printed circuit board (PCB) fabrication techniques for etching by depositing a metal layer on the surface of the PCB and chemical or other processing. 他の実施例では、実質的にコプレーナーではない人工磁気分子のアレイを生成する、他の製造技術を代用しうる。 In other embodiments, it may substitute the substantially produce an array of artificial magnetic molecules which are not coplanar, other manufacturing techniques.

【0090】また、AMC3100は、二つの誘電体層3118、3120によって分離されるループの3つの層3112、3114、3116を含む。 [0090] Further, AMC3100 comprises three layers 3112,3114,3116 loops separated by two dielectric layers 3118,3120. 他の実施例では、ループの層と誘電体層の他の組合せを用いうる。 In other embodiments, it may use other combinations of loop layer and the dielectric layer. 一般に、開示された実施例によるFSSは、ループのn個の層及び、ループの層を分離するnー1個の誘電体層を含む。 Generally, FSS by a disclosed embodiment, n number of layers and the loop comprises a dielectric layer n-1 to separate the layers of the loop.

【0091】スペーサ層3106は、誘電体材料に周期的に配置された金属ロッド3108を含む。 [0091] The spacer layer 3106 comprises a metal rod 3108 is periodically arranged in the dielectric material. 好ましくは、ループ3112、3114、3116の各アレイの各ループは、スペーサ層3106のロッド3108に関連付けられる。 Preferably, each loop of each array of the loop 3112,3114,3116 are associated to the rod 3108 of the spacer layer 3106. 例えば、上述したような、あらゆる適当な製造方法が、スペーサ層3108のロッド状媒体を製造するために用いられうる。 For example, as described above, any suitable manufacturing method, can be used to produce a rod-shaped medium of a spacer layer 3108.

【0092】図32は、図31の多重層周波数選択表面3102の平面図を示す。 [0092] Figure 32 shows a plan view of a multi-layer frequency selective surface 3102 of Figure 31. 図32は、周波数選択表面3 Figure 32 is a frequency selective surface 3
102の第1のアレイ3112、第2のアレイ3114 First array 3112 of 102, a second array 3114
及び第3のアレイ3116を示す。 And a third array 3116. 各アレイの一部だけがそれぞれのアレイの成層を示すために可視である。 Only a portion of each array is visible to indicate the stratification of the respective arrays.

【0093】図32では、アレイ3112、3114、 [0093] In Figure 32, the array 3112,3114,
3116のそれぞれは、FSS3102で周期的に離間された実質的に同じ六角形ループを含む。 Each 3116 includes periodically spaced substantially the same hexagonal loop FSS3102. 各ループは、 Each loop,
ループの自己インダクタンスをテイラーするためにノッチが施されかつループの共振周波数をテイラーするためにギャップを含む。 Notch is subjected to Taylor self-inductance of the loop and including gaps to Taylor the resonant frequency of the loop. 図31及び32の実施例は、説明のためだけである。 Embodiment of Figure 31 and 32 are illustrative only. 他の実施例では、異なる数の層又はアレイと共に、異なる大きさ及び形状のループを用いうる。 In other embodiments, with different numbers of layers or arrays may use a loop of different size and shape.

【0094】 [0094]

【発明の効果】上記から、本実施例は、多重反射位相共振、又は多重帯域性能を示す様々な高インピーダンス表面又は人工磁気導体を提供するということが理解できる。 [Effect of the Invention] From the above, the present embodiment, it can be seen that providing various high impedance surface or artificial magnetic conductor shown multiple reflection phase resonance, or the multi-band performance. 高表面インピーダンスに対する共振周波数は、調和的に関連していないが、しかしデザイン又はエンジニアされうる周波数で発生する。 Resonant frequency for the high surface impedance is not harmonically related, but occurs in the design or engineer to be frequency. これは、一つ以上のローレンチアン共振を示す周波数による挙動を有するように上部層のテンソル誘電率をデザインすることによって達成される。 This is achieved by designing the tensor dielectric constant of the upper layer so as to have a behavior with frequency indicating one or more Lorentzian resonance.

【0095】本発明の特定の実施例を示しかつ記述したが、変更を行いうる。 [0095] While specific embodiments of the present invention have been shown and described, but can make the changes. 人工誘電体及び磁気材料を用いることによるような、多重帯域表面波抑制AMCsを構築する目的で、負軸方向誘電率及び低下軸方向透磁率を有する異方性材料を作成するか又は用いる他の方法は、ここの記述した実施例の拡張である。 Such as by using artificial dielectric and magnetic materials, for the purpose of constructing a multi-band surface wave suppression AMCs, to create an anisotropic material or used in addition to having a negative axial permittivity and reduced axial permeability method is an extension of the description herein described embodiments. そのような方法は、 Such a method,
ローレンツ材料共振と所望の動作帯域の位置との相関関係に対する上記説明に従うことによって当業者によって促進するために用いることができる。 It can be used to promote by those skilled in the art by following the above explanation for the correlation between the Lorentz material resonates with the position of the desired operating band. 従って、本発明の真の精神及び範疇に従うそのようは変化及び変更を網羅することを特許請求の範囲において従って意図するものである。 Accordingly, it is intended to therefore intended in the appended claims that such is to cover changes and modifications according to the true spirit and scope of the present invention.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】従来技術の高インピーダンス表面の斜視図である。 1 is a perspective view of a high impedance surface of the prior art.

【図2】従来技術の高インピーダンス表面に対する反射位相モデルを示す図である。 2 is a diagram showing the reflection phase model for the high impedance surface of the prior art.

【図3】人工磁気導体の表面波特性を示す図である。 3 is a diagram illustrating a surface wave properties of the artificial magnetic conductor.

【図4】図3の人工磁気導体においてx方向に伝播するTEモード表面波の電磁界(電磁場)を示す図である。 4 is a diagram showing an electromagnetic field (electromagnetic field) in the TE mode surface wave in the artificial magnetic conductor of FIG. 3 propagates in the x-direction.

【図5】図3の人工磁気導体においてx方向に伝播するTMモード表面波の電磁界を示す図である。 5 is a diagram showing an electromagnetic field of the TM mode surface wave propagating in the x direction in the artificial magnetic conductor of FIG.

【図6】従来技術の高インピーダンス表面の平面及び断面図である。 6 is a plan and sectional view of a high impedance surface of the prior art.

【図7】図6の従来技術の高インピーダンス表面に対する新しい実効媒体モデルを示す図である。 7 is a diagram showing a new effective medium model for the high impedance surface of prior art FIG.

【図8】人工磁気導体の第1の実施例を示す図である。 8 is a diagram showing a first embodiment of an artificial magnetic conductor.

【図9】人工磁気導体の第2の、多重層実施例を示す図である。 [9] The second artificial magnetic conductor is a diagram showing a multi-layer embodiment.

【図10】図9の人工磁気導体の断面図である。 10 is a cross-sectional view of the artificial magnetic conductor of FIG.

【図11】人工磁気分子に対するループの第1の物理的実施例を示す図である。 11 is a diagram showing a first physical embodiment of a loop for the artificial magnetic molecules.

【図12】図11(d)のループを用いている多重層人工磁気導体を示す図である。 12 is a diagram showing a multi-layer artificial magnetic conductor is used a loop of FIG. 11 (d).

【図13】図12に示す人工磁気導体の垂直−入射反射位相に対するy−偏波電磁シミュレーション結果を示す図である。 [13] the vertical artificial magnetic conductor shown in FIG. 12 - is a graph showing the y- polarization electromagnetic simulation results for incidence reflection phase.

【図14】ループのギャップが一緒に短くされたこと以外は、図12に示すものにかなり類似する人工磁気導体の垂直−入射反射位相に対するy−偏波電磁シミュレーション結果を示す図である。 [14] except that the gap of the loop is shorter with the vertical of the artificial magnetic conductor fairly similar to that shown in FIG. 12 - is a graph showing the y- polarization electromagnetic simulation results for incidence reflection phase.

【図15】図8の二層人工磁気導体の上部層、又はFS [15] two-layer top layer of artificial magnetic conductor of Figure 8, or FS
S層、に対するTEMモード等価回路を示す図である。 S layer is a diagram showing a TEM mode equivalent circuit for.

【図16】多重共振FSSの特定の場合に対する実効相対誘電率;その上部層としてこのFSSを用いるAMC [16] The effective relative permittivity with respect to the specific case of multi-resonant FSS; AMC using the FSS as its upper layer
を示す図である。 Is a diagram illustrating a.

【図17】矩形ループでインプリメントされた周波数選択表面に対する代替実施例を示す図である。 17 is a diagram showing an alternate embodiment for implementing the frequency selective surface with a rectangular loop.

【図18】図17のAMCに垂直に入射するx偏波電界に対する計測反射位相データを示す図である。 18 is a diagram showing a measurement reflection phase data for x polarized electric field incident perpendicularly to the AMC in Figure 17.

【図19】図17のAMCに垂直に入射するy偏波電界に対する計測反射位相データを示す図である。 19 is a diagram showing a measurement reflection phase data for the y polarized electric field incident perpendicularly to the AMC in Figure 17.

【図20】矩形ループでインプリメントされた周波数選択表面に対する追加の代替実施例を示す図である。 20 is a diagram showing an additional alternative embodiment for implementing a rectangular loop frequency selective surface.

【図21】矩形ループでインプリメントされた周波数選択表面に対する追加の代替実施例を示す図である。 21 is a diagram showing an additional alternative embodiment for implementing a rectangular loop frequency selective surface.

【図22】図21のAMCに垂直に入射するx偏波電界に対する計測反射位相データを示す図である。 22 is a diagram showing a measurement reflection phase data for x polarized electric field incident perpendicularly to the AMC in Figure 21.

【図23】図21のAMCに垂直に入射するy偏波電界に対する計測反射位相データを示す図である。 23 is a diagram showing a measurement reflection phase data for the y polarized electric field incident perpendicularly to the AMC in Figure 21.

【図24】パッチの層に近接して離間されたループの層から構成された容量性周波数選択表面構造の別の実施例を示す図である。 24 is a diagram showing another example of a by capacitive frequency selective surface structure composed of a layer of loops which are spaced in proximity to the layer of the patch.

【図25】六角形ループを用いている容量性周波数選択表面構造の代替実施例を示す図である。 25 is a diagram showing an alternative embodiment of a capacitive frequency selective surface structure is used a hexagonal loop.

【図26】六角形ループを用いている容量性周波数選択表面構造の代替実施例を示す図である。 26 is a diagram showing an alternative embodiment of a capacitive frequency selective surface structure is used a hexagonal loop.

【図27】六角形ループを用いている容量性周波数選択表面構造の代替実施例を示す図である。 27 is a diagram showing an alternative embodiment of a capacitive frequency selective surface structure is used a hexagonal loop.

【図28】人工磁気導体に対する実効媒体モデルを示す図である。 28 is a diagram showing the effective medium model for artificial magnetic conductor.

【図29】従来技術の高インピーダンス表面を示す図である。 Figure 29 shows a high impedance surface of the prior art.

【図30】多重共振AMCで用いるFSSのキャパシタンスに対するローレンツ及びデバイ周波数を示す図である。 30 is a diagram showing a Lorentz and Debye frequency for the capacitance of the FSS used in multi-resonant AMC.

【図31】多重層周波数選択面を含む人工磁気導体を示す図である。 31 is a diagram showing an artificial magnetic conductor comprising multiple layers frequency selective surface.

【図32】図31の多重層周波数選択面の平面図である。 32 is a plan view of a multi-layer frequency selective surface of Figure 31.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

800 人工磁気導体(AMC) 802 アレイ 804 共振ループ又は人工磁気分子 806 固体導電性接地面 808 導電性ポスト又はブァイア 810 集中容量性負荷 800 artificial magnetic conductor (AMC) 802 array 804 resonance loop or artificial magnetic molecules 806 solid conductive ground plane 808 the conductive posts or Buaia 810 concentrated capacitive load

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウィリアム イー マッキンジー ザ サ ード アメリカ合衆国 メリーランド州 20759 フルトン ブルックウッド ファーム ロード 8126 Fターム(参考) 5J045 AA00 BA02 ────────────────────────────────────────────────── ─── front page of the continuation (72) inventor William E. Makkinji the support over de United States, Maryland 20759 Fulton Brookwood farm Road 8126 F-term (reference) 5J045 AA00 BA02

Claims (17)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】 周波数依存表面に対して垂直な方向に周波数依存透磁率μ lzを有する周波数選択表面;導電性接地面;及び前記周波数選択表面と前記導電性接地面との間に配置されたロッド状媒体;を含んでいる人工磁気導体(AMC)を備えていることを特徴とするアンテナ・ Disposed between and said frequency selective surface and the conductive ground plane; conductive ground plane; the 1. A frequency selective surface having a frequency-dependent permeability mu lz in a direction perpendicular to the frequency-dependent surface antenna, characterized by comprising an artificial magnetic conductor (AMC) that contains ·; rod-like medium
    システム。 system.
  2. 【請求項2】 前記AMCの近傍にアンテナを更に備えていることを特徴とする請求項1に記載のアンテナ・システム。 2. The antenna system of claim 1, characterized in that it further comprises an antenna in the vicinity of the AMC.
  3. 【請求項3】 前記周波数選択表面は、実質的にコプレーナーでありかつ前記導電性接地面から距離hに実質的に均等に離間された複数の実質的に同一な周期的に離間されたループを備えていることを特徴とする請求項2に記載のアンテナ・システム。 Wherein said frequency selective surface is substantially a coplanar and said conductive plurality of substantially identical periodically spaced loops which are substantially equally spaced from the ground plane to the distance h antenna system according to claim 2, characterized in that it comprises.
  4. 【請求項4】 前記ループは、100から2000の範囲における前記周波数選択表面の面において横方向実効相対誘電率ε lx及びε lyの低周波数リミットを有するように配置されることを特徴とする請求項3に記載のアンテナ・システム。 Wherein said loop claims, characterized in that it is arranged to have a lateral effective relative permittivity epsilon lower frequency limit of the lx and epsilon ly in terms of the frequency selective surface in the range of 100 to 2000 antenna system according to claim 3.
  5. 【請求項5】 前記周波数選択表面は、特定の周波数において一つ以上のローレンツ・マテリアル共振を示す垂直方向透磁率μ lzを有することを特徴とする請求項2に記載のアンテナ・システム。 Wherein said frequency selective surface, an antenna system according to claim 2, characterized in that it comprises a vertical permeability mu lz indicating one or more Lorentz Materials resonance at a specific frequency.
  6. 【請求項6】 前記AMCは、二つ以上のAMC共振周波数帯に対して実質的に零度反射位相で共振するように構成され、かつ前記ロッド状媒体は、スペーサ層を通って拡張している金属ポストのアレイを含んでいるスペーサ層を備え、、前記周波数選択表面(FSS)は、前記スペーサ層に配置され、当該周波数選択表面は、実効媒体として、前記二つ以上のAMC共振周波数帯とは異なる所定の周波数で一つ以上のローレンツ共振を有することを特徴とする請求項1に記載のアンテナ・システム。 Wherein said AMC is configured to resonate at substantially zero degree reflection phase with the two or more AMC resonance frequency band, and the rod-like medium is expanded through the spacer layer ,, said frequency selective surface comprising a spacer layer that contains an array of metal posts (FSS) is disposed in the spacer layer, the frequency selective surface is as effective medium, with the two or more AMC resonance frequency band antenna system according to claim 1, characterized in that it comprises one or more Lorentz resonance at different predetermined frequencies.
  7. 【請求項7】 導電性接地面;前記接地面に配置されたスペーサ層;及び二つ以上の周波数帯で共振するコプレーナー・ループの一つ以上のアレイ、各ループは、同様な形状及び同様な大きさを有し、該コプレーナー・ループの一つ以上のアレイは、周波数依存垂直方向透磁率μ 7. A conductive ground plane; the spacer layer disposed on the ground plane; one or more arrays of and two or more coplanar loops resonant at a frequency band, each loop, similarly shaped and similar has a size, one or more arrays of the coplanar loop, frequency-dependent vertical permeability μ
    zを生成し;かつ人工磁気導体を近似するアンテナを含んでいる人工磁気導体を備えていることを特徴とするアンテナ・システム。 It generates z; and antenna system characterized by comprising an artificial magnetic conductor includes an antenna that approximates an artificial magnetic conductor.
  8. 【請求項8】 前記コプレーナー・ループの一つ以上のアレイは、第1の面において周期Pで規則的に離間されたループの第1のアレイ;及び第2の面で規則的に離間されたループの第2のアレイを備えていることを特徴とする請求項7に記載のアンテナ・システム。 One or more arrays of wherein said coplanar loop, a first array of first rule at a period P in a plane spaced loops; are regularly spaced and the second surface antenna system according to claim 7, characterized in that it comprises a second array of loops.
  9. 【請求項9】 隣接ループ間に直列キャパシタンスを生成するための外部コンデンサを更に備えていることを特徴とする請求項7に記載のアンテナ・システム。 9. The antenna system of claim 7, characterized in that it further comprises an external capacitor for generating a series capacitance between adjacent loops.
  10. 【請求項10】 前記コプレーナー・ループの一つ以上のアレイの各々を離間する一つ以上の誘電体層を更に備えていることを特徴とする請求項7に記載のアンテナ・ 10. according to claim 7, characterized in that it comprises further one or more dielectric layers separating the each of the one or more arrays of the coplanar loop antenna
    システム。 system.
  11. 【請求項11】 導電性接地面;前記導電性接地面に電気的に接触する導電性ロッドによって貫通された誘電体層;前記誘電体層に配置されかつ第1の周波数で共振する容量的に接続されたループの第1の層;スペーサ層; 11. The conductive ground plane; said conductive dielectric layer is penetrated by a conductive rod in electrical contact with a ground surface; capacitively which resonates at the disposed dielectric layer and the first frequency the first layer of the connected loop; spacer layer;
    及び二つ以上の周波数帯で共振するコプレーナー・ループの一つ以上のアレイ、第2の周波数で共振する容量的に接続されたループの第2の層を含んでいる周波数選択表面であり、当該周波数選択表面に実質的に垂直な方向に周波数依存透磁率を有する該周波数選択表面;及び前記周波数選択表面を近似するアンテナを備えていることを特徴とするアンテナ・システム。 And two or more of one or more arrays of coplanar loops resonant at a frequency band, a capacitively coupled frequency selective surface comprising a second layer of the loop resonant at a second frequency, the antenna system characterized in that it comprises an antenna for approximating and said frequency selective surface; said frequency selective surface has a frequency dependent permeability in a direction substantially perpendicular to a frequency selective surface.
  12. 【請求項12】 少なくとも二つの共振周波数帯に対して実質的に零度反射位相で共振する人工磁気導体であって、共振周波数帯とは異なる、独立な、非調和的に関連する、所定の周波数において横方向誘電率で複数のローレンツ共振を有する周波数選択表面を備えていることを特徴とする人工磁気導体。 12. A artificial magnetic conductor resonates at substantially zero degree reflection phase for at least two resonance frequency band different from the resonance frequency band, independent, associated non-harmonically, predetermined frequency artificial magnetic conductor, characterized in that it comprises a frequency selective surface having a plurality of Lorentz resonance transversely permittivity in.
  13. 【請求項13】 多重共振周波数で共振する人工磁気導体(AMC)であって、第1の層及び第2の層を備え、 13. A artificial magnetic conductor resonates at multiple resonant frequencies (AMC), comprising a first layer and a second layer,
    各層は、層テンソル誘電率及び層テンソル透磁率を有し、各層テンソル誘電率及び各層テンソル透磁率は、主要な対角線だけに非ゼロ成分を有し、x及びyテンソル方向は、各対応する層と同一平面でありかつzテンソル方向は、各層に垂直である実効媒体モデルによって特徴付けられるAMC。 Each layer has a layer tensor dielectric constant and a layer tensor permeability, each layer tensor dielectric constant and the layers tensor permeability, has a non-zero components only on the main diagonal, x and y tensor direction is the corresponding layers coplanar and are and z tensor direction is, AMC characterized by the effective medium model is perpendicular to the layers.
  14. 【請求項14】 前記実効媒体モデルは、周波数により可変しかつ一つ以上のローレンツ共振を示すyテンソル方向及びxテンソル方向における横方向誘電率によって特徴付けられる第1の層を更に備えていることを特徴とする請求項13に記載のAMC。 14. The method of claim 13, wherein the effective medium model, it further comprises a first layer characterized by a lateral dielectric constant at y tensor direction and x tensor direction showing a variable life-and-death one or more Lorentz resonance by frequency AMC according to claim 13, wherein.
  15. 【請求項15】 前記第1の層の横方向誘電率は、 【数1】ε lt =Y(ω)/(jωε 0 t) によってモデル化され、ここでY(ω)は、1ポート回路に対するフォスターの第2カノニカル・フォーム 【数2】 15. The lateral dielectric constant of the first layer is modeled by Equation 1] ε lt = Y (ω) / (jωε 0 t), where Y (omega) is one-port circuit the second canonical form [number 2] of Foster for the によって記述されるアドミッタンス関数であり、ここでjは、虚オペレータ、ωは、角周波数、ε 0は、自由空間の誘電率、C は、ωが無限大の値にアプローチするときの第1の層の横方向キャパシタンスにおける漸近的リミットであり、L 0は、ωが0にアプローチするときのモデルのシャント・インダクタンスにおける漸近的リミットであり、R nは、分岐抵抗であり、L nは、分岐インダクタンスでありかつC nは、分岐キャパシタンスであることを特徴とする請求項14に記載のAMC。 A admittance function described by where j is the imaginary operator, omega is the angular frequency, epsilon 0 is the permittivity of free space, C is first when omega approaches the value of infinity of an asymptotic limit in the lateral direction the capacitance of the layer, L 0 is the asymptotic limit in a model of shunt inductance when ω approaches the 0, R n is a branched resistor, L n is branch inductance and is and C n is, AMC according to claim 14, characterized in that a branch capacitance.
  16. 【請求項16】 高インピーダンス表面として少なくとも第1の高インピーダンス周波数帯及び第2の高インピーダンス周波数帯に対して動作可能である人工磁気導体であって、スペーサ層;及び前記スペーサ層に隣接して配置されかつ次式 【数3】ε lx =ε ly =Y(ω)/(jωε 0 t) ここでY(ω)が周波数選択表面に対する周波数依存アドミッタンス関数であり、jが虚オペレータであり、ω 16. A artificial magnetic conductor is operable to at least a first high impedance frequency band and the second high-impedance frequency band as a high impedance surface, the spacer layer; adjacent to and said spacer layer arranged and the following equation ## EQU3 ## ε lx = ε ly = Y ( ω) / (jωε 0 t) where Y (omega) is the frequency dependent admittance function for the frequency selective surface, j is the imaginary operator, ω
    が角周波数に対応し、ε 0が自由空間の誘電率であり、 There corresponds to the angular frequency, ε 0 is the permittivity of free space,
    かつtが周波数選択表面の厚みに対応する、によって定義された横方向誘電率ε ltを有する周波数選択表面(F And t corresponds to the thickness of the frequency selective surface by a defined transverse dielectric constant frequency selective surface having epsilon lt (F
    SS)を備えている実効媒体モデルによって定義されることを特徴とする人工磁気導体。 Artificial magnetic conductor, characterized in that it is defined by the effective medium model comprises a SS).
  17. 【請求項17】 前記FSS層は、 【数4】μ lz =Z(ω)/(jωμ 0 t) ここでZ(ω)が周波数選択表面に対する周波数依存インピーダンス関数であり、jが虚オペレータであり、ω 17. The FSS layer, Equation 4] is a frequency dependent impedance function for μ lz = Z (ω) / (jωμ 0 t) where Z (omega) is the frequency selective surface, j is in the imaginary operator Yes, ω
    が角周波数に対応し、μ 0が自由空間の透磁率であり、 There corresponds to the angular frequency, μ 0 is the permeability of free space,
    かつtが周波数選択表面の厚みに対応する、によって定義された垂直方向透磁率μ lzを有することを特徴とする請求項16に記載の人工磁気媒体。 And artificial magnetic media of claim 16, t corresponds to the thickness of the frequency selective surface, and having a defined vertical permeability mu lz by.
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