JP2001292125A - 受信装置及び受信方法 - Google Patents
受信装置及び受信方法Info
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- JP2001292125A JP2001292125A JP2000111951A JP2000111951A JP2001292125A JP 2001292125 A JP2001292125 A JP 2001292125A JP 2000111951 A JP2000111951 A JP 2000111951A JP 2000111951 A JP2000111951 A JP 2000111951A JP 2001292125 A JP2001292125 A JP 2001292125A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 前ゴースト信号を含む遅延波の発生環境にお
いて、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御し、受信信
号の品質を向上する。 【解決手段】 遅延量検出回路１１は、イコライザ９か
ら供給された伝搬特性Ｈ（ω）に対して、ＦＦＴ演算等
によって周波数解析を行い、遅延プロファイルを生成す
る。遅延量検出回路１１は、生成した遅延プロファイル
から、受信信号に含まれる遅延波の発生状況を解析し、
最も到達時間早い信号（最先到達信号）と、最も受信電
力が大きい遅延波（主信号）とをモニタする。そして、
この最先到達信号から主信号までの遅延時間を算出し、
この遅延時間に基づきＦＦＴウィンドウの開始タイミン
グを決定するオフセット値ＶOFFSETを算出して、ウィン
ドウ同期回路７に供給する。
いて、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御し、受信信
号の品質を向上する。 【解決手段】 遅延量検出回路１１は、イコライザ９か
ら供給された伝搬特性Ｈ（ω）に対して、ＦＦＴ演算等
によって周波数解析を行い、遅延プロファイルを生成す
る。遅延量検出回路１１は、生成した遅延プロファイル
から、受信信号に含まれる遅延波の発生状況を解析し、
最も到達時間早い信号（最先到達信号）と、最も受信電
力が大きい遅延波（主信号）とをモニタする。そして、
この最先到達信号から主信号までの遅延時間を算出し、
この遅延時間に基づきＦＦＴウィンドウの開始タイミン
グを決定するオフセット値ＶOFFSETを算出して、ウィン
ドウ同期回路７に供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
受信装置及び受信方法に関する。
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
受信装置及び受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
【０００５】ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図６に示
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。
【０００６】このようなＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤ
Ｍ受信装置では、ＦＦＴ演算回路によりＦＦＴ演算がさ
れることよって、受信したＯＦＤＭ信号の復調が行われ
る。ＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボルとガードインタ
ーバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、有
効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウィンド
ウ）を定め、このＦＦＴウィンドウにより定められた部
分のデータをＯＦＤＭシンボルから切り出してＦＦＴ演
算を行う。
Ｍ受信装置では、ＦＦＴ演算回路によりＦＦＴ演算がさ
れることよって、受信したＯＦＤＭ信号の復調が行われ
る。ＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボルとガードインタ
ーバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、有
効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウィンド
ウ）を定め、このＦＦＴウィンドウにより定められた部
分のデータをＯＦＤＭシンボルから切り出してＦＦＴ演
算を行う。
【０００７】ここで、このＦＦＴ演算位置を定めるＦＦ
Ｔウィンドウの位置の設定方法について説明する。
Ｔウィンドウの位置の設定方法について説明する。
【０００８】ＦＦＴウィンドウを設定する場合、まず、
ＦＦＴ演算される前のＯＦＤＭ信号を遅延させて、ガー
ドインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部
分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号
波形）との相関性を求め、ＯＦＤＭシンボルの境界を求
める。具体的には、図７（Ａ）に示すように、ガードイ
ンターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期間をＴ
ｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＦＦＴ演算
される前のＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴ
ｕだけ平行移動させたときの自己相関関数（積分領域は
Ｔｇとする）を求め、そのピーク位置をＯＦＤＭシンボ
ルの境界とする。
ＦＦＴ演算される前のＯＦＤＭ信号を遅延させて、ガー
ドインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部
分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号
波形）との相関性を求め、ＯＦＤＭシンボルの境界を求
める。具体的には、図７（Ａ）に示すように、ガードイ
ンターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期間をＴ
ｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＦＦＴ演算
される前のＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴ
ｕだけ平行移動させたときの自己相関関数（積分領域は
Ｔｇとする）を求め、そのピーク位置をＯＦＤＭシンボ
ルの境界とする。
【０００９】
【数１】
【００１０】すなわち、図７（Ａ）に示すような元のＯ
ＦＤＭ信号（ｆ（ｔ））に対して、図７（Ｂ）に示すよ
うなＴｕ時間遅延したＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ＋Ｔｕ））
を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ（ｔ＋Ｔｕ））とを複
素乗算し、複素乗算して得られた関数を時間積分する。
この時間積分して得られた関数が、自己相関関数（Ｃｏ
ｒｒ（ｔ））となる。この自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））がもっとも高いピーク部分が、ガードインター
バルと相関性の高い部分となる。従って、図７（Ｃ）に
示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも
高いピーク値が示す時間が、ガードインターバルのコピ
ー元となる波形と一致した時間を示していることとな
る。従って、その部分がＯＦＤＭシンボルの境界とな
る。
ＦＤＭ信号（ｆ（ｔ））に対して、図７（Ｂ）に示すよ
うなＴｕ時間遅延したＯＦＤＭ信号（ｆ（ｔ＋Ｔｕ））
を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ（ｔ＋Ｔｕ））とを複
素乗算し、複素乗算して得られた関数を時間積分する。
この時間積分して得られた関数が、自己相関関数（Ｃｏ
ｒｒ（ｔ））となる。この自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））がもっとも高いピーク部分が、ガードインター
バルと相関性の高い部分となる。従って、図７（Ｃ）に
示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも
高いピーク値が示す時間が、ガードインターバルのコピ
ー元となる波形と一致した時間を示していることとな
る。従って、その部分がＯＦＤＭシンボルの境界とな
る。
【００１１】そして、この求められた境界位置から例え
ばクロック等をカウントし、ＦＦＴウィンドウがＯＮと
なるタイミングと、ＦＦＴウィンドウがＯＦＦとなるタ
イミングとを決定し、このタイミングで生成された例え
ばパルス状のＦＦＴウィンドウをＦＦＴ演算回路に供給
する。具体的には、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の
ピーク値が得られたタイミングからのＦＦＴ演算の演算
開始位置、及び、演算終了位置のそれぞれのオフセット
量を予め定めておく。そして、図８に示すような、ピー
ク値が供給されたタイミングからクロックをカウントし
て、そのカウント値が演算開始位置を示すオフセット量
となるとＯＮとなり、そのカウント値が演算終了位置を
示すオフセット量とあるとＯＦＦとなるようなＦＦＴウ
ィンドウ信号を発生する。演算開始位置から演算終了位
置までのカウント量は、有効シンボル長のサンプル数
（ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、２０４８
カウント）となる。ＦＦＴ演算回路は、このようなＦＦ
Ｔウインドウが供給されると、供給されたＯＦＤＭシン
ボルの全サンプルから、ＦＦＴウィンドウがＯＮとなっ
ているタイミングのサンプルを抜き出し、その抜き出し
たサンプルに対してのみＦＦＴ演算を行う。
ばクロック等をカウントし、ＦＦＴウィンドウがＯＮと
なるタイミングと、ＦＦＴウィンドウがＯＦＦとなるタ
イミングとを決定し、このタイミングで生成された例え
ばパルス状のＦＦＴウィンドウをＦＦＴ演算回路に供給
する。具体的には、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の
ピーク値が得られたタイミングからのＦＦＴ演算の演算
開始位置、及び、演算終了位置のそれぞれのオフセット
量を予め定めておく。そして、図８に示すような、ピー
ク値が供給されたタイミングからクロックをカウントし
て、そのカウント値が演算開始位置を示すオフセット量
となるとＯＮとなり、そのカウント値が演算終了位置を
示すオフセット量とあるとＯＦＦとなるようなＦＦＴウ
ィンドウ信号を発生する。演算開始位置から演算終了位
置までのカウント量は、有効シンボル長のサンプル数
（ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、２０４８
カウント）となる。ＦＦＴ演算回路は、このようなＦＦ
Ｔウインドウが供給されると、供給されたＯＦＤＭシン
ボルの全サンプルから、ＦＦＴウィンドウがＯＮとなっ
ているタイミングのサンプルを抜き出し、その抜き出し
たサンプルに対してのみＦＦＴ演算を行う。
【００１２】以上のようにＦＦＴウィンドウを設定する
ことによって、ＦＦＴの演算範囲を正確に定めることが
できる。
ことによって、ＦＦＴの演算範囲を正確に定めることが
できる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、地上波放送
の場合、受信位置の周囲の地形や建物等の周辺環境によ
って、遅延波による妨害を強く受け、ＯＦＤＭ受信装置
により受信された信号は、複数の遅延波が合成された合
成波となってしまう。このような合成波に対して、上述
したように受信信号の自己相関関数を求めると、その波
形は、図９に示すように、複数のピークが存在するよう
な波形となる。しかしながら、同一チャンネルによる干
渉をさけるように放送周波数の割り当てがされた環境に
おいては、遅延波は、放送局から放送された信号が建物
や山等により反射されることにより発生するのが一般的
であるので放送局からの直接波に比べてその電力が減衰
している。そのため、受信機で受信した合成波のうち、
放送局からの直接波が最も電力が大きい主信号となる。
従って、複数のピークが存在したとしてもその最大値を
検出すれば、この直接波のシンボル境界を示すこととな
る。そして、さらに、通常は放送局からの直接波が、最
も最先に受信機に到達する信号となるのが一般的であ
る。
の場合、受信位置の周囲の地形や建物等の周辺環境によ
って、遅延波による妨害を強く受け、ＯＦＤＭ受信装置
により受信された信号は、複数の遅延波が合成された合
成波となってしまう。このような合成波に対して、上述
したように受信信号の自己相関関数を求めると、その波
形は、図９に示すように、複数のピークが存在するよう
な波形となる。しかしながら、同一チャンネルによる干
渉をさけるように放送周波数の割り当てがされた環境に
おいては、遅延波は、放送局から放送された信号が建物
や山等により反射されることにより発生するのが一般的
であるので放送局からの直接波に比べてその電力が減衰
している。そのため、受信機で受信した合成波のうち、
放送局からの直接波が最も電力が大きい主信号となる。
従って、複数のピークが存在したとしてもその最大値を
検出すれば、この直接波のシンボル境界を示すこととな
る。そして、さらに、通常は放送局からの直接波が、最
も最先に受信機に到達する信号となるのが一般的であ
る。
【００１４】従って、通常、遅延波によるシンボル間干
渉の影響を最も受けないようにするには、図１０に示す
ように、受信信号の受信電力の最も大きい主信号（直接
波）の有効シンボルの開始点にＦＦＴウィンドウの開始
点を設定するように、オフセット量を定めるのが望まし
い。
渉の影響を最も受けないようにするには、図１０に示す
ように、受信信号の受信電力の最も大きい主信号（直接
波）の有効シンボルの開始点にＦＦＴウィンドウの開始
点を設定するように、オフセット量を定めるのが望まし
い。
【００１５】ところで、複数の放送局から同一の周波数
帯域を隣接する複数の放送局が使用し、その周波数帯域
において同一の信号を放送するといった、単一周波数ネ
ットワーク（ＳＦＮ：Singl Frequency Network）にＯ
ＦＤＭ方式を適用することが検討されている。
帯域を隣接する複数の放送局が使用し、その周波数帯域
において同一の信号を放送するといった、単一周波数ネ
ットワーク（ＳＦＮ：Singl Frequency Network）にＯ
ＦＤＭ方式を適用することが検討されている。
【００１６】このようなＳＦＮ環境の場合、図１１に示
すように、放送局から遠距離にあるため放送波の電力が
減衰してしまう地域には、例えば、受信した放送波をブ
ーストして放送する中継局などが設けられる。しかしな
がら、このような中継局のサービスエリアであって、且
つ、放送局からの放送波を直接受信できるような環境に
おいては、中継局からの放送波よりも、放送局からの放
送波の方が、早く信号が到達してしまい、最も受信電力
が大きい主信号よりも時間的に先に到達する信号（前ゴ
ースト）が発生する。
すように、放送局から遠距離にあるため放送波の電力が
減衰してしまう地域には、例えば、受信した放送波をブ
ーストして放送する中継局などが設けられる。しかしな
がら、このような中継局のサービスエリアであって、且
つ、放送局からの放送波を直接受信できるような環境に
おいては、中継局からの放送波よりも、放送局からの放
送波の方が、早く信号が到達してしまい、最も受信電力
が大きい主信号よりも時間的に先に到達する信号（前ゴ
ースト）が発生する。
【００１７】このような前ゴーストが発生した場合、受
信信号の受信電力の最も大きい主信号の有効シンボルの
開始点にＦＦＴウィンドウの開始点を設定すると、図１
２に示すように、必ずシンボル間干渉が発生してしま
う。
信信号の受信電力の最も大きい主信号の有効シンボルの
開始点にＦＦＴウィンドウの開始点を設定すると、図１
２に示すように、必ずシンボル間干渉が発生してしま
う。
【００１８】したがって、ＳＦＮ等の前ゴーストが発生
する環境においては、主信号のシンボル境界からＦＦＴ
ウインドウの開始点までの時間を設定するオフセット量
を、この前ゴーストを考慮した値に設定しなければなら
ない。
する環境においては、主信号のシンボル境界からＦＦＴ
ウインドウの開始点までの時間を設定するオフセット量
を、この前ゴーストを考慮した値に設定しなければなら
ない。
【００１９】しかしながら、ＯＦＤＭ信号の受信位置で
観測される前ゴーストの発生状況は、各放送局との距
離、周囲の地形や建物等の周辺環境に応じて各受信点毎
に異なるものであり、このように受信電力の最も大きい
主信号のシンボル境界から固定的にオフセット量を与え
てＦＦＴウィンドウを設定すると、このような周辺環境
に柔軟に対応できなくなり、シンボル間干渉が発生する
可能性が高くなってしまう場合がある。
観測される前ゴーストの発生状況は、各放送局との距
離、周囲の地形や建物等の周辺環境に応じて各受信点毎
に異なるものであり、このように受信電力の最も大きい
主信号のシンボル境界から固定的にオフセット量を与え
てＦＦＴウィンドウを設定すると、このような周辺環境
に柔軟に対応できなくなり、シンボル間干渉が発生する
可能性が高くなってしまう場合がある。
【００２０】本発明は、このような事情に鑑みてなされ
たものであり、前ゴースト信号を含む遅延波の発生環境
において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御し、受
信信号の品質を向上するＯＦＤＭ信号の受信装置及び受
信方法を提供することを目的とする。
たものであり、前ゴースト信号を含む遅延波の発生環境
において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御し、受
信信号の品質を向上するＯＦＤＭ信号の受信装置及び受
信方法を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる受信装置
は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調される
ことにより生成された有効シンボルと、この有効シンボ
ルの一部の信号波形が複写されることにより生成された
ガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単
位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信す
る受信装置であって、上記１つの伝送シンボルから上記
有効シンボル期間分の演算範囲を切り出し、切り出した
演算範囲をフーリエ変換して情報を復調するフーリエ変
換手段と、上記ＯＦＤＭ信号を遅延させて上記ガードイ
ンターバル部分とこのガードインターバルの複写元との
相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき上記フー
リエ変換手段による伝送シンボル内における上記演算範
囲の切り出し位置を制御するウィンドウ制御手段とを備
え、上記ウィンドウ制御手段は、最大の受信電力の受信
信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に
到達する受信信号からの遅延量に応じて、上記演算範囲
の切り出し位置を変動させることを特徴とする。
は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調される
ことにより生成された有効シンボルと、この有効シンボ
ルの一部の信号波形が複写されることにより生成された
ガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単
位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信す
る受信装置であって、上記１つの伝送シンボルから上記
有効シンボル期間分の演算範囲を切り出し、切り出した
演算範囲をフーリエ変換して情報を復調するフーリエ変
換手段と、上記ＯＦＤＭ信号を遅延させて上記ガードイ
ンターバル部分とこのガードインターバルの複写元との
相関性を求め、この相関性が高い部分に基づき上記フー
リエ変換手段による伝送シンボル内における上記演算範
囲の切り出し位置を制御するウィンドウ制御手段とを備
え、上記ウィンドウ制御手段は、最大の受信電力の受信
信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に
到達する受信信号からの遅延量に応じて、上記演算範囲
の切り出し位置を変動させることを特徴とする。
【００２２】この受信装置では、複数の遅延波が合成さ
れた受信信号のなかから、最大の受信電力の受信信号を
検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達す
る受信信号からの遅延量に応じて、フーリエ演算範囲の
切り出し位置を変動させる。
れた受信信号のなかから、最大の受信電力の受信信号を
検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達す
る受信信号からの遅延量に応じて、フーリエ演算範囲の
切り出し位置を変動させる。
【００２３】例えば、上記遅延量を算出する手段として
は、上記ＯＦＤＭ信号から特定の電力であって且つ特定
の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽出したパイ
ロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定し、推定さ
れた上記伝送路の伝搬特性を直交変換することにより伝
送路の遅延プロファイルを生成して行う。
は、上記ＯＦＤＭ信号から特定の電力であって且つ特定
の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽出したパイ
ロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定し、推定さ
れた上記伝送路の伝搬特性を直交変換することにより伝
送路の遅延プロファイルを生成して行う。
【００２４】また、例えば、上記遅延量を算出する手段
としては、ガードインターバル部分とこのガードインタ
ーバルの複写元との相関性を示す波形に基づき遅延プロ
ファイルを生成して行う。
としては、ガードインターバル部分とこのガードインタ
ーバルの複写元との相関性を示す波形に基づき遅延プロ
ファイルを生成して行う。
【００２５】本発明にかかる受信方法は、情報が分割さ
れて複数のサブキャリアに変調されることにより生成さ
れた有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波
形が複写されることにより生成されたガードインターバ
ルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波
数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信する受信方法であっ
て、上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間
分の演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリ
エ変換して情報を復調し、上記ＯＦＤＭ信号を遅延させ
て上記ガードインターバル部分とこのガードインターバ
ルの複写元との相関性を求め、この相関性が高い部分に
基づき伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出し
位置を制御し、上記演算範囲の切り出し位置を、最大の
受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受
信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に応じて
変動させることを特徴とする。
れて複数のサブキャリアに変調されることにより生成さ
れた有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波
形が複写されることにより生成されたガードインターバ
ルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とする直交周波
数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信する受信方法であっ
て、上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間
分の演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリ
エ変換して情報を復調し、上記ＯＦＤＭ信号を遅延させ
て上記ガードインターバル部分とこのガードインターバ
ルの複写元との相関性を求め、この相関性が高い部分に
基づき伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出し
位置を制御し、上記演算範囲の切り出し位置を、最大の
受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力の受
信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に応じて
変動させることを特徴とする。
【００２６】この受信方法では、複数の遅延波が合成さ
れた受信信号のなかから、最大の受信電力の受信信号を
検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達す
る受信信号からの遅延量に応じて、フーリエ演算範囲の
切り出し位置を変動させる。
れた受信信号のなかから、最大の受信電力の受信信号を
検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達す
る受信信号からの遅延量に応じて、フーリエ演算範囲の
切り出し位置を変動させる。
【００２７】例えば、上記遅延量を算出する方法として
は、上記ＯＦＤＭ信号から特定の電力であって且つ特定
の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽出したパイ
ロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定し、推定さ
れた上記伝送路の伝搬特性を直交変換することにより伝
送路の遅延プロファイルを生成して行う。
は、上記ＯＦＤＭ信号から特定の電力であって且つ特定
の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽出したパイ
ロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定し、推定さ
れた上記伝送路の伝搬特性を直交変換することにより伝
送路の遅延プロファイルを生成して行う。
【００２８】また、例えば、上記遅延量を算出する方と
しては、ガードインターバル部分とこのガードインター
バルの複写元との相関性を示す波形に基づき遅延プロフ
ァイルを生成して行う。
しては、ガードインターバル部分とこのガードインター
バルの複写元との相関性を示す波形に基づき遅延プロフ
ァイルを生成して行う。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。な
お、この図１において、ブロック間で伝達される信号が
複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック
間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成
分を表現している。
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。な
お、この図１において、ブロック間で伝達される信号が
複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック
間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成
分を表現している。
【００３０】ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すよう
に、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４
と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、
ウィンドウ同期回路７と、位相回転補正回路８と、イコ
ライザ９と、デマッピング回路１０と、遅延量検出回路
１１と、回転位相量算出回路１２とを備えている。
に、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４
と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、
ウィンドウ同期回路７と、位相回転補正回路８と、イコ
ライザ９と、デマッピング回路１０と、遅延量検出回路
１１と、回転位相量算出回路１２とを備えている。
【００３１】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
【００３２】アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、例えば、このＯＦＤＭ時間
領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードイ
ンターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされ
るようなクロックで量子化する。
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、例えば、このＯＦＤＭ時間
領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードイ
ンターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされ
るようなクロックで量子化する。
【００３３】デジタル直交復調回路５は、所定の周波数
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００３４】ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００３５】ＦＦＴ演算回路６は、ガードインターバル
の時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲（例えば２０４８
サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算
範囲（ＦＦＴウィンドウ）がウィンドウ同期回路７から
供給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncに基づき制御され
る。具体的にその演算開始位置は、主信号のＯＦＤＭシ
ンボルの境界から、主信号のガードインターバルの終了
位置までの間のいずれかの位置となる。
の時間長分の信号をＯＦＤＭシンボルから除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲（例えば２０４８
サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算
範囲（ＦＦＴウィンドウ）がウィンドウ同期回路７から
供給されるウィンドウ同期信号Ｗsyncに基づき制御され
る。具体的にその演算開始位置は、主信号のＯＦＤＭシ
ンボルの境界から、主信号のガードインターバルの終了
位置までの間のいずれかの位置となる。
【００３６】ＦＦＴ演算回路７から出力されたＯＦＤＭ
周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実
軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル
信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波
数領域信号は、回転位相補正回路８に供給される。
周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実
軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル
信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波
数領域信号は、回転位相補正回路８に供給される。
【００３７】ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦ
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置に基づき生成されたウィンドウ同期信号Ｗsyncを
発生する。ウィンドウ同期回路７は、発生したウィンド
ウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路７に供給する。
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置に基づき生成されたウィンドウ同期信号Ｗsyncを
発生する。ウィンドウ同期回路７は、発生したウィンド
ウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路７に供給する。
【００３８】図２は、ウィンドウ同期回路７の回路構成
例を示す図である。
例を示す図である。
【００３９】この図２に示すように、ウィンドウ同期回
路７は、有効シンボル長遅延メモリ２１と、複素乗算回
路２２と、積分回路２３と、二乗回路２４と、最大値サ
ーチ回路２５と、ウィンドウ発生回路２６とを備えてい
る。
路７は、有効シンボル長遅延メモリ２１と、複素乗算回
路２２と、積分回路２３と、二乗回路２４と、最大値サ
ーチ回路２５と、ウィンドウ発生回路２６とを備えてい
る。
【００４０】デジタル直交復調回路５から出力されたＯ
ＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、ウィンドウ同期回
路７の遅延メモリ２１及び複素乗算回路２２に供給され
る。
ＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、ウィンドウ同期回
路７の遅延メモリ２１及び複素乗算回路２２に供給され
る。
【００４１】有効シンボル長遅延メモリ２１は、供給さ
れたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）
分遅延させる。有効シンボル長遅延メモリ２１は、ＯＦ
ＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複
素乗算回路２２に供給する。
れたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）
分遅延させる。有効シンボル長遅延メモリ２１は、ＯＦ
ＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複
素乗算回路２２に供給する。
【００４２】複素乗算回路２２は、ＯＦＤＭ時間領域信
号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））と
を複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔ
ｕ）*）を積分回路２３に供給する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）
*は、ｆ（ｔ−Ｔｕ）の共役複素数である。）。
号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））と
を複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔ
ｕ）*）を積分回路２３に供給する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）
*は、ｆ（ｔ−Ｔｕ）の共役複素数である。）。
【００４３】積分回路２３は、上記複素乗算結果（ｆ
（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）*）を時間ｔで積分し、上記数
１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。
積分回路２３は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））を二乗回路２４に供給する。
（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）*）を時間ｔで積分し、上記数
１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。
積分回路２３は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））を二乗回路２４に供給する。
【００４４】二乗回路２４は、供給された自己相関関数
（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分
（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加算値を
求め、複素関数からなる自己相関関数の絶対値の二乗成
分を求める。二乗回路２４は、求めた自己相関関数の絶
対値の二乗成分を最大値サーチ回路２５に供給する。
（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分
（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加算値を
求め、複素関数からなる自己相関関数の絶対値の二乗成
分を求める。二乗回路２４は、求めた自己相関関数の絶
対値の二乗成分を最大値サーチ回路２５に供給する。
【００４５】最大値サーチ回路２５は、供給された自己
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピー
ク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミングで
ＯＮとなるピーク検出信号ＳPを発生する。最大値サー
チ回路２５から発生されたピーク検出信号ＳPは、ウィ
ンドウ発生回路２６に供給される。
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピー
ク値を算出し、そのピーク値が算出されたタイミングで
ＯＮとなるピーク検出信号ＳPを発生する。最大値サー
チ回路２５から発生されたピーク検出信号ＳPは、ウィ
ンドウ発生回路２６に供給される。
【００４６】ウィンドウ発生回路２６には、Ａ／Ｄ変換
回路４のサンプリングクロックＣＬＫと、最大値サーチ
回路２５から出力されたピーク検出信号ＳPと、遅延量
検出回路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETとが
供給される。ウィンドウ発生回路２６には、ピーク検出
信号ＳPが供給されたタイミングからＦＦＴ演算の演算
開始位置までのオフセット値ＶOFFSETが、遅延量検出回
路１１から供給される。ウィンドウ発生回路２６は、こ
のオフセット値ＶOFFSETに基づきＯＦＤＭシンボル内に
おけるＦＦＴウィンドウの演算開始位置を決定し、ＦＦ
Ｔ演算範囲を特定する例えばパルス状のウィンドウ同期
信号Ｗsyncを出力する。
回路４のサンプリングクロックＣＬＫと、最大値サーチ
回路２５から出力されたピーク検出信号ＳPと、遅延量
検出回路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETとが
供給される。ウィンドウ発生回路２６には、ピーク検出
信号ＳPが供給されたタイミングからＦＦＴ演算の演算
開始位置までのオフセット値ＶOFFSETが、遅延量検出回
路１１から供給される。ウィンドウ発生回路２６は、こ
のオフセット値ＶOFFSETに基づきＯＦＤＭシンボル内に
おけるＦＦＴウィンドウの演算開始位置を決定し、ＦＦ
Ｔ演算範囲を特定する例えばパルス状のウィンドウ同期
信号Ｗsyncを出力する。
【００４７】具体的には、ウィンドウ発生回路２６は、
ピーク検出信号ＳPが供給されたタイミングからクロッ
クＣＬＫをカウントして、そのカウント値が遅延量検出
回路１１から供給されたオフセット値ＶOFFSETとなると
ＯＮとなり、このＯＮとなったタイミングから有効シン
ボル長のサンプル数（例えば２０４８）分カウントする
とＯＦＦとなるようなウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生
する。ＦＦＴ演算回路７は、このようなウインドウ同期
信号Ｗsyncが供給されると、供給されたＯＦＤＭシンボ
ルの全サンプル（２３０４サンプル）から、ウィンドウ
同期信号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングのサンプ
ルを抜き出し、その抜き出したサンプルに対してのみＦ
ＦＴ演算を行う。
ピーク検出信号ＳPが供給されたタイミングからクロッ
クＣＬＫをカウントして、そのカウント値が遅延量検出
回路１１から供給されたオフセット値ＶOFFSETとなると
ＯＮとなり、このＯＮとなったタイミングから有効シン
ボル長のサンプル数（例えば２０４８）分カウントする
とＯＦＦとなるようなウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生
する。ＦＦＴ演算回路７は、このようなウインドウ同期
信号Ｗsyncが供給されると、供給されたＯＦＤＭシンボ
ルの全サンプル（２３０４サンプル）から、ウィンドウ
同期信号ＷsyncがＯＮとなっているタイミングのサンプ
ルを抜き出し、その抜き出したサンプルに対してのみＦ
ＦＴ演算を行う。
【００４８】回転位相補正回路８は、ＯＦＤＭ周波数領
域信号の位相回転を補正する。ウィンドウ発生回路２６
は、遅延量検出回路１１から供給されるオフセット値Ｖ
OFFSETに応じてＦＦＴ演算の演算開始位置を変化させ
る。ＦＦＴ演算の演算開始位置が変化すると、ＦＦＴ演
算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号には、
位相回転が生じる。この回転位相補正回路８は、回転位
相算出回路１２からの補正信号を、ＦＦＴ演算回路６か
ら出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に複素乗算するこ
とによって、回転位相の補正を行う。
域信号の位相回転を補正する。ウィンドウ発生回路２６
は、遅延量検出回路１１から供給されるオフセット値Ｖ
OFFSETに応じてＦＦＴ演算の演算開始位置を変化させ
る。ＦＦＴ演算の演算開始位置が変化すると、ＦＦＴ演
算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号には、
位相回転が生じる。この回転位相補正回路８は、回転位
相算出回路１２からの補正信号を、ＦＦＴ演算回路６か
ら出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号に複素乗算するこ
とによって、回転位相の補正を行う。
【００４９】イコライザ９は、スキャッタードパイロッ
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。ＯＦＤＭ信号には、所
定の振幅及び所定の位相のＳＰ信号が、ＯＦＤＭシンボ
ル内に散在されている。イコライザ９は、このＳＰ信号
を抽出して、このＳＰ信号のひずみ量を算出する。そし
て、算出したひずみ量に基づき伝送路の各周波数毎の伝
搬特性Ｈ（ω）を推定する。イコライザ９は、推定した
伝搬特性Ｈ（ω）をＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域
信号に対して複素除算することによって、波形等化を行
っている。波形等化が行われたＯＦＤＭ周波数領域信号
は、デマッピング回路１０に供給される。また、波形等
化の際に求められた伝送路の伝搬特性Ｈ（ω）は、遅延
量検出回路１１に供給される。
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。ＯＦＤＭ信号には、所
定の振幅及び所定の位相のＳＰ信号が、ＯＦＤＭシンボ
ル内に散在されている。イコライザ９は、このＳＰ信号
を抽出して、このＳＰ信号のひずみ量を算出する。そし
て、算出したひずみ量に基づき伝送路の各周波数毎の伝
搬特性Ｈ（ω）を推定する。イコライザ９は、推定した
伝搬特性Ｈ（ω）をＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域
信号に対して複素除算することによって、波形等化を行
っている。波形等化が行われたＯＦＤＭ周波数領域信号
は、デマッピング回路１０に供給される。また、波形等
化の際に求められた伝送路の伝搬特性Ｈ（ω）は、遅延
量検出回路１１に供給される。
【００５０】デマッピング回路１０は、イコライザ９に
より振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信
号を、その変調方式に応じてデマッピングを行ってデー
タの復号をする。
より振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信
号を、その変調方式に応じてデマッピングを行ってデー
タの復号をする。
【００５１】そして、このデマッピング回路１０により
復号された復号データは、後段のエラー訂正回路等に供
給される。
復号された復号データは、後段のエラー訂正回路等に供
給される。
【００５２】遅延量検出回路１１は、イコライザ９から
供給された伝搬特性Ｈ（ω）に対して、例えばＦＦＴ演
算等によって周波数解析を行い、遅延プロファイルを生
成する。この遅延プロファイルは、マルチパスによって
複数の遅延した信号の合成波成分について、各遅延波の
到達時間に対する電力分布を示すプロファイルである。
遅延量検出回路１１は、生成した遅延プロファイルか
ら、受信信号に含まれる遅延波の発生状況を解析し、最
も到達時間早い信号（最先到達信号）と、最も受信電力
が大きい遅延波（主信号）とをモニタする。そして、こ
の最先到達信号から主信号までの遅延時間を算出し、こ
の遅延時間に基づきＦＦＴウィンドウの開始タイミング
を決定するオフセット値ＶOFFSETを算出して、ウィンド
ウ同期回路７のウィンドウ発生回路２６に供給する。
供給された伝搬特性Ｈ（ω）に対して、例えばＦＦＴ演
算等によって周波数解析を行い、遅延プロファイルを生
成する。この遅延プロファイルは、マルチパスによって
複数の遅延した信号の合成波成分について、各遅延波の
到達時間に対する電力分布を示すプロファイルである。
遅延量検出回路１１は、生成した遅延プロファイルか
ら、受信信号に含まれる遅延波の発生状況を解析し、最
も到達時間早い信号（最先到達信号）と、最も受信電力
が大きい遅延波（主信号）とをモニタする。そして、こ
の最先到達信号から主信号までの遅延時間を算出し、こ
の遅延時間に基づきＦＦＴウィンドウの開始タイミング
を決定するオフセット値ＶOFFSETを算出して、ウィンド
ウ同期回路７のウィンドウ発生回路２６に供給する。
【００５３】この遅延量検出回路１１は、伝搬特性Ｈ
（ω）を常にモニタリングすることによって、伝搬特性
Ｈ（ω）の時間変動に追従したオフセット値ＶOFFSETを
出力する。
（ω）を常にモニタリングすることによって、伝搬特性
Ｈ（ω）の時間変動に追従したオフセット値ＶOFFSETを
出力する。
【００５４】回転位相量算出回路１２は、遅延量検出回
路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETに基づき、
ＦＦＴ演算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信
号に生じる位相回転量を算出する。
路１１から出力されるオフセット値ＶOFFSETに基づき、
ＦＦＴ演算回路６から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信
号に生じる位相回転量を算出する。
【００５５】つぎに、ＦＦＴウィンドウのウィンドウ位
置の制御動作について説明をする。
置の制御動作について説明をする。
【００５６】まず、複数の遅延波が合成された受信信号
のうち、受信電力が最も大きい信号（主信号）の到達時
間が最も早い場合のＦＦＴウィンドウの制御動作を図３
に示す。
のうち、受信電力が最も大きい信号（主信号）の到達時
間が最も早い場合のＦＦＴウィンドウの制御動作を図３
に示す。
【００５７】このような場合、図３（Ａ）に示すよう
に、主信号とともに、主信号から遅延した複数の遅延波
が受信され、図３（Ｂ）に示すような、合成波が受信さ
れる。
に、主信号とともに、主信号から遅延した複数の遅延波
が受信され、図３（Ｂ）に示すような、合成波が受信さ
れる。
【００５８】遅延プロファイルは、図３（Ｃ）に示すよ
うに、主信号と最先到達波とが一致し、最先到達波の到
達時間から主信号の到達時間までの遅延時間は０とな
る。
うに、主信号と最先到達波とが一致し、最先到達波の到
達時間から主信号の到達時間までの遅延時間は０とな
る。
【００５９】遅延量検出回路１１は、この遅延時間に基
づき、ＦＴＴウィンドウの開始タイミングを示すオフセ
ット値ＶOFFSETを決定する。例えば、遅延量検出回路１
１は、この遅延時間が０のときには、このオフセット値
ＶOFFSETをガードインターバル期間と同一の時間長を示
す値に設定しておく。
づき、ＦＴＴウィンドウの開始タイミングを示すオフセ
ット値ＶOFFSETを決定する。例えば、遅延量検出回路１
１は、この遅延時間が０のときには、このオフセット値
ＶOFFSETをガードインターバル期間と同一の時間長を示
す値に設定しておく。
【００６０】自己相関関数のピーク値を示すピーク検出
信号ＳPは、図３（Ｄ）に示すように、受信電力が最も
大きい主信号のシンボル境界位置で発生する。また、オ
フセット値ＶOFFSETは、図３（Ｅ）に示すように、この
ピーク検出信号ＳＰが発生されたタイミングから主信号
のガードインターバルが終了するまでの期間、すなわ
ち、主信号の有効シンボルの開始タイミングまでの期間
を与えている。
信号ＳPは、図３（Ｄ）に示すように、受信電力が最も
大きい主信号のシンボル境界位置で発生する。また、オ
フセット値ＶOFFSETは、図３（Ｅ）に示すように、この
ピーク検出信号ＳＰが発生されたタイミングから主信号
のガードインターバルが終了するまでの期間、すなわ
ち、主信号の有効シンボルの開始タイミングまでの期間
を与えている。
【００６１】そして、図３（Ｆ）に示すように、ＦＦＴ
ウィンドウは、このオフセットが終了した時点から有効
シンボル期間の間、発生される。
ウィンドウは、このオフセットが終了した時点から有効
シンボル期間の間、発生される。
【００６２】なお、遅延時間が０のときのオフセット値
ＶOFFSETをガードインターバル期間と設定しているが、
これは一例であり、これより短い時間を示す値であれば
どのような値であってもよい。
ＶOFFSETをガードインターバル期間と設定しているが、
これは一例であり、これより短い時間を示す値であれば
どのような値であってもよい。
【００６３】次に、受信電力が最も大きい信号（主信
号）の前に到達する遅延波（前ゴースト）が存在する場
合におけるＦＦＴウィンドウの制御動作を図４に示す。
号）の前に到達する遅延波（前ゴースト）が存在する場
合におけるＦＦＴウィンドウの制御動作を図４に示す。
【００６４】このような場合、図４（Ａ）に示すよう
に、主信号とともに、前ゴースト及び主信号から遅延し
た複数の遅延波が受信され、図４（Ｂ）に示すような、
合成波が受信される。
に、主信号とともに、前ゴースト及び主信号から遅延し
た複数の遅延波が受信され、図４（Ｂ）に示すような、
合成波が受信される。
【００６５】遅延プロファイルは、図４（Ｃ）に示すよ
うに、主信号が最先到達波とならず、最先到達波の到達
タイミングから、主信号の到達タイミングまでの遅延時
間がΔｔとなる。
うに、主信号が最先到達波とならず、最先到達波の到達
タイミングから、主信号の到達タイミングまでの遅延時
間がΔｔとなる。
【００６６】遅延量検出回路１１は、遅延時間が０の時
のオフセット値ＶOFFSETから、この遅延時間Δｔに応じ
た値を減算した値に、オフセット値ＶOFFSETを設定す
る。例えば、遅延量検出回路１１は、遅延時間が０のと
きのオフセット値ＶOFFSETをガードインターバル期間と
同一の時間長を示す値に設定してあれば、このガードイ
ンターバル期間よりΔｔ時間だけ短い時間を示す値に、
値ＶOFFSETを設定する。
のオフセット値ＶOFFSETから、この遅延時間Δｔに応じ
た値を減算した値に、オフセット値ＶOFFSETを設定す
る。例えば、遅延量検出回路１１は、遅延時間が０のと
きのオフセット値ＶOFFSETをガードインターバル期間と
同一の時間長を示す値に設定してあれば、このガードイ
ンターバル期間よりΔｔ時間だけ短い時間を示す値に、
値ＶOFFSETを設定する。
【００６７】自己相関関数のピーク値を示すピーク検出
信号ＳPは、図４（Ｄ）に示すように、前ゴーストがあ
っても、受信電力が最も大きい主信号のシンボル境界位
置で発生する。また、オフセット値ＶOFFSETは、図４
（Ｅ）に示すように、このピーク検出信号ＳＰが発生さ
れたタイミングから、ガードインターバル期間を遅延時
間Δｔ短くした時間まで、与えられる。
信号ＳPは、図４（Ｄ）に示すように、前ゴーストがあ
っても、受信電力が最も大きい主信号のシンボル境界位
置で発生する。また、オフセット値ＶOFFSETは、図４
（Ｅ）に示すように、このピーク検出信号ＳＰが発生さ
れたタイミングから、ガードインターバル期間を遅延時
間Δｔ短くした時間まで、与えられる。
【００６８】そして、図４（Ｆ）に示すように、ＦＦＴ
ウィンドウは、このオフセットが終了した時点から有効
シンボル期間の間、発生される。
ウィンドウは、このオフセットが終了した時点から有効
シンボル期間の間、発生される。
【００６９】以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤ
Ｍ受信装置１では、複数の遅延波のなかから、最大の受
信電力の受信信号（主信号）と、最先に到達する受信信
号（最先到達信号）とを検出する。そして、最先到達信
号と主信号との間の遅延時間を算出し、この遅延時間に
応じて、ＦＦＴ演算範囲の切り出し位置を制御する。
Ｍ受信装置１では、複数の遅延波のなかから、最大の受
信電力の受信信号（主信号）と、最先に到達する受信信
号（最先到達信号）とを検出する。そして、最先到達信
号と主信号との間の遅延時間を算出し、この遅延時間に
応じて、ＦＦＴ演算範囲の切り出し位置を制御する。
【００７０】例えば、ＯＦＤＭ受信装置１では、イコラ
イザ９により算出される伝送路の伝搬特性Ｈ（ω）をＦ
ＦＴ演算することにより周波数解析して遅延プロファイ
ルを生成し、この遅延プロファイルか最先到達信号と主
信号との間の遅延時間を算出する。
イザ９により算出される伝送路の伝搬特性Ｈ（ω）をＦ
ＦＴ演算することにより周波数解析して遅延プロファイ
ルを生成し、この遅延プロファイルか最先到達信号と主
信号との間の遅延時間を算出する。
【００７１】このことにより本発明の実施の形態のＯＦ
ＤＭ受信装置１では、前ゴースト信号を含む遅延波の発
生環境において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御
することができ、受信信号の品質を向上することができ
る。
ＤＭ受信装置１では、前ゴースト信号を含む遅延波の発
生環境において、最適な位置にＦＦＴウィンドウを制御
することができ、受信信号の品質を向上することができ
る。
【００７２】なお、最先到達信号と主信号との間の遅延
時間の算出は、上述したようにイコライザにより求めら
れた伝搬特性Ｈ（ω）に基づき求めなくてもよい。
時間の算出は、上述したようにイコライザにより求めら
れた伝搬特性Ｈ（ω）に基づき求めなくてもよい。
【００７３】例えば、ウィンドウ同期回路によって、Ｆ
ＦＴ演算する前のＯＦＤＭ時間領域信号の相関関数を求
めているが、この相関関数の波形に基づき遅延プロファ
イルを生成してもよい。複数の遅延波が含まれたＯＦＤ
Ｍ信号の相関関数は、図９に示したように、複数のピー
クが存在するような波形となるが、このピーク値をサン
プリングすることによって遅延プロファイルを生成して
もよい。また、ＲＦ信号やＩＦ信号から直接に遅延プロ
ファイルを生成するような回路を設けてもよい。
ＦＴ演算する前のＯＦＤＭ時間領域信号の相関関数を求
めているが、この相関関数の波形に基づき遅延プロファ
イルを生成してもよい。複数の遅延波が含まれたＯＦＤ
Ｍ信号の相関関数は、図９に示したように、複数のピー
クが存在するような波形となるが、このピーク値をサン
プリングすることによって遅延プロファイルを生成して
もよい。また、ＲＦ信号やＩＦ信号から直接に遅延プロ
ファイルを生成するような回路を設けてもよい。
【００７４】つぎに、ＦＦＴ演算の演算開始位置がずれ
たことにより生じる位相回転の補正動作について説明を
する。
たことにより生じる位相回転の補正動作について説明を
する。
【００７５】ＦＦＴ演算の演算開始位置が上述したよう
に変化すると、各サブキャリアの位相が回転する。回転
位相量算出回路１２は、ＦＦＴ演算開始位置の変動量を
遅延量検出回路１１から出力されるオフセット値Ｖ
OFFSETに基づき、各サブキャリア毎の位相回転量θ
（ｎ）を算出する（ｎはサブキャリア番号）。そして、
この位相回転量θ（ｎ）を複素信号に変換して補正信号
を生成し、回転位相補正回路８に供給する。回転位相補
正回路８は、回転位相量算出回路１２から供給された補
正信号と、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周
波数領域信号とを複素乗算して、回転した位相を補正を
する。
に変化すると、各サブキャリアの位相が回転する。回転
位相量算出回路１２は、ＦＦＴ演算開始位置の変動量を
遅延量検出回路１１から出力されるオフセット値Ｖ
OFFSETに基づき、各サブキャリア毎の位相回転量θ
（ｎ）を算出する（ｎはサブキャリア番号）。そして、
この位相回転量θ（ｎ）を複素信号に変換して補正信号
を生成し、回転位相補正回路８に供給する。回転位相補
正回路８は、回転位相量算出回路１２から供給された補
正信号と、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周
波数領域信号とを複素乗算して、回転した位相を補正を
する。
【００７６】回転位相量算出回路１２の具体的な回路構
成例を図５に示す。
成例を図５に示す。
【００７７】回転位相量算出回路１２は、図５に示すよ
うに、変動量検出回路３１と、累積加算回路３２と、剰
余回路３３と、補正量算出回路３４と、複素変換回路３
５とを備えている。
うに、変動量検出回路３１と、累積加算回路３２と、剰
余回路３３と、補正量算出回路３４と、複素変換回路３
５とを備えている。
【００７８】変動量検出回路３１には、遅延量検出回路
１１から供給されたオフセット値ＶOFFSETが供給され
る。変動量検出回路３１は、このオフセット値ＶOFFSET
の変動量をサンプリングクロック数で表したΔＶOFFSET
を算出する。
１１から供給されたオフセット値ＶOFFSETが供給され
る。変動量検出回路３１は、このオフセット値ＶOFFSET
の変動量をサンプリングクロック数で表したΔＶOFFSET
を算出する。
【００７９】累積加算回路３２は、変動量ΔＶOFFSETを
累積加算をして累積誤差量βを算出する。
累積加算をして累積誤差量βを算出する。
【００８０】剰余回路３３は、累積誤差量βを有効シン
ボルのサンプリング数（２０４８）で割ったときの余り
を示す位相誤差量βｍに変換する。すなわち、累積誤差
量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換える処理
を行う。
ボルのサンプリング数（２０４８）で割ったときの余り
を示す位相誤差量βｍに変換する。すなわち、累積誤差
量βを、有効シンボル内の回転位相値に置き換える処理
を行う。
【００８１】補正量算出回路３４は、剰余回路３３で求
められた位相誤差量βｍから、各サブキャリアに応じた
位相補正量θ（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
められた位相誤差量βｍから、各サブキャリアに応じた
位相補正量θ（ｎ）を、以下の式に基づき求める。
【００８２】θ（ｎ）＝２πｎβ／Ｎ ここで、ｎは、各サブキャリアのサブキャリア番号を示
し、Ｎは有効シンボルのサンプリング数を示す。
し、Ｎは有効シンボルのサンプリング数を示す。
【００８３】複素変換回路３５は、供給された位相補正
量θ（ｎ）に対して、サイン及びコサインをとり、複素
信号に変換する。変換された信号を補正信号という。こ
の複素変換回路３５は、補正信号を回転位相補正回路８
に供給する。
量θ（ｎ）に対して、サイン及びコサインをとり、複素
信号に変換する。変換された信号を補正信号という。こ
の複素変換回路３５は、補正信号を回転位相補正回路８
に供給する。
【００８４】そして、回転位相補正回路８は、この補正
信号とＯＦＤＭ周波数領域信号とを複素乗算して、回転
している位相を補正する。
信号とＯＦＤＭ周波数領域信号とを複素乗算して、回転
している位相を補正する。
【００８５】以上のような処理を行うことによって、本
発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ＦＦＴ演
算の演算開始位置を変化させたことによって生じる位相
回転を補正することができる。
発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ＦＦＴ演
算の演算開始位置を変化させたことによって生じる位相
回転を補正することができる。
【００８６】
【発明の効果】本発明にかかる受信装置及び受信方法で
は、複数の遅延波が合成された受信信号のなかから、最
大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力
の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に応
じて、フーリエ演算範囲の切り出し位置を変動させる。
は、複数の遅延波が合成された受信信号のなかから、最
大の受信電力の受信信号を検出し、この最大の受信電力
の受信信号の最先に到達する受信信号からの遅延量に応
じて、フーリエ演算範囲の切り出し位置を変動させる。
【００８７】このことにより本発明では、前ゴースト信
号を含む遅延波の発生環境において、最適な位置にＦＦ
Ｔウィンドウを制御することができ、受信信号の品質を
向上することができる。
号を含む遅延波の発生環境において、最適な位置にＦＦ
Ｔウィンドウを制御することができ、受信信号の品質を
向上することができる。
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック
構成図である。
構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置のウィンドウ同期回路の
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【図３】複数の遅延波が合成された受信信号のうち、受
信電力が最も大きい信号（主信号）の到達時間が最も早
い場合のＦＦＴウィンドウの制御動作を説明する図であ
る。
信電力が最も大きい信号（主信号）の到達時間が最も早
い場合のＦＦＴウィンドウの制御動作を説明する図であ
る。
【図４】受信電力が最も大きい信号（主信号）の前に到
達する遅延波（前ゴースト）が存在する場合におけるＦ
ＦＴウィンドウの制御動作を説明する図である。
達する遅延波（前ゴースト）が存在する場合におけるＦ
ＦＴウィンドウの制御動作を説明する図である。
【図５】上記ＯＦＤＭ受信装置の回転位相量算出回路の
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【図６】ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明する
図である。
図である。
【図７】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動
させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
【図８】ウィンドウ同期信号Ｗsynの発生タイミングを
説明する図である。
説明する図である。
【図９】複数の遅延波が合成された合成波に対して自己
相関関数を求めたときの信号波形を示す図である。
相関関数を求めたときの信号波形を示す図である。
【図１０】同一チャンネルによる干渉をさけるように放
送周波数の割り当てがされた環境における直接波と遅延
波との関係を説明する図である。
送周波数の割り当てがされた環境における直接波と遅延
波との関係を説明する図である。
【図１１】単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Singl Fr
equency Network）環境における放送局、中継局、受信
装置の位置関係を説明する図である。
equency Network）環境における放送局、中継局、受信
装置の位置関係を説明する図である。
【図１２】ＳＦＮ環境における主信号と遅延波との関係
を説明する図である。
を説明する図である。
０ ＯＦＤＭ受信装置、３ チューナ、４ Ａ／Ｄ変換
回路、５ デジタル直交復調回路、６ ＦＦＴ演算回
路、７ ウィンドウ同期回路、８ イコライザ、９ デ
マッピング回路、１０ 遅延量検出回路
回路、５ デジタル直交復調回路、６ ＦＦＴ演算回
路、７ ウィンドウ同期回路、８ イコライザ、９ デ
マッピング回路、１０ 遅延量検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松宮 功 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD34 DD42 5K041 AA02 CC07 FF03 HH10 JJ24 5K052 AA01 AA12 BB02 CC06 DD03 EE38 FF31 GG42
Claims (6)
- 【請求項１】 情報が分割されて複数のサブキャリアに
変調されることにより生成された有効シンボルと、この
有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより
生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボ
ルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信
号を受信する受信装置において、 上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間分の
演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリエ変
換して情報を復調するフーリエ変換手段と、 上記ＯＦＤＭ信号を遅延させて上記ガードインターバル
部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を求
め、この相関性が高い部分に基づき上記フーリエ変換手
段による伝送シンボル内における上記演算範囲の切り出
し位置を制御するウィンドウ制御手段とを備え、 上記ウィンドウ制御手段は、最大の受信電力の受信信号
を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に到達
する受信信号からの遅延量に応じて、上記演算範囲の切
り出し位置を変動させることを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 上記ＯＦＤＭ信号から特定の電力であっ
て且つ特定の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽
出したパイロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定
する伝搬特性推定手段と、 推定された上記伝送路の伝搬特性を直交変換することに
より伝送路の遅延プロファイルを生成する遅延プロファ
イル生成手段とを備え、 上記ウィンドウ制御手段は、上記遅延プロファイルに基
づき、最大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信
信号からの遅延量を算出することを特徴とする請求項１
記載の受信装置。 - 【請求項３】 上記ウィンドウ制御手段は、ガードイン
ターバル部分とこのガードインターバルの複写元との相
関性を示す波形に基づき遅延プロファイルを生成し、最
大の受信電力の受信信号の最先に到達する受信信号から
の遅延量を算出することを特徴とする請求項１記載の受
信装置。 - 【請求項４】 情報が分割されて複数のサブキャリアに
変調されることにより生成された有効シンボルと、この
有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより
生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボ
ルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信
号を受信する受信方法において、 上記１つの伝送シンボルから上記有効シンボル期間分の
演算範囲を切り出し、切り出した演算範囲をフーリエ変
換して情報を復調し、 上記ＯＦＤＭ信号を遅延させて上記ガードインターバル
部分とこのガードインターバルの複写元との相関性を求
め、この相関性が高い部分に基づき伝送シンボル内にお
ける上記演算範囲の切り出し位置を制御し、 上記演算範囲の切り出し位置を、最大の受信電力の受信
信号を検出し、この最大の受信電力の受信信号の最先に
到達する受信信号からの遅延量に応じて変動させること
を特徴とする受信方法。 - 【請求項５】 上記ＯＦＤＭ信号から特定の電力であっ
て且つ特定の位相とされたパイロット信号を抽出し、抽
出したパイロット信号に基づき伝送路の伝搬特性を推定
し、 推定された上記伝送路の伝搬特性を直交変換することに
より伝送路の遅延プロファイルを生成し、 上記遅延プロファイルに基づき、最大の受信電力の受信
信号の最先に到達する受信信号からの遅延量を算出する
ことを特徴とする請求項４記載の受信方法。 - 【請求項６】 ガードインターバル部分とこのガードイ
ンターバルの複写元との相関性を示す波形に基づき遅延
プロファイルを生成し、最大の受信電力の受信信号の最
先に到達する受信信号からの遅延量を算出することを特
徴とする請求項４記載の受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000111951A JP4465797B2 (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | 受信装置及び受信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000111951A JP4465797B2 (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | 受信装置及び受信方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001292125A true JP2001292125A (ja) | 2001-10-19 |
| JP4465797B2 JP4465797B2 (ja) | 2010-05-19 |
Family
ID=18624203
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000111951A Expired - Lifetime JP4465797B2 (ja) | 2000-04-07 | 2000-04-07 | 受信装置及び受信方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4465797B2 (ja) |
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| WO2004049611A1 (ja) * | 2002-11-28 | 2004-06-10 | Fujitsu Limited | 遅延プロファイル推定装置及び相関器 |
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-
2000
- 2000-04-07 JP JP2000111951A patent/JP4465797B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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