JP2001217696A - Overcurrent-detecting circuit - Google Patents
Overcurrent-detecting circuitInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電源部と負荷とを
接続する電流供給ラインに介設されたスイッチ手段を備
えた電流供給回路において、簡易な構成で回路に流れる
過電流を検出する過電流検出回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current supply circuit provided with a switch means interposed in a current supply line connecting a power supply unit and a load. The present invention relates to a current detection circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、電源部と負荷とを接続する電流供
給ラインに、例えばパワーＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴな
どの大電力用半導体スイッチ素子を介設し、この半導体
スイッチ素子をオンオフさせることにより負荷への電流
供給を制御するようにした電流供給回路が用いられてお
り、このような電流供給回路において過電流が流れると
上記半導体スイッチ素子の制御端子の電位を制御して当
該スイッチ素子をオフにして通電を遮断することによ
り、上記半導体スイッチ素子を保護するようにしてい
る。回路に流れる過電流を検出するための技術として、
従来、以下のようなものが採用されている。2. Description of the Related Art Conventionally, a high-power semiconductor switch element such as a power MOS-FET or IGBT is interposed in a current supply line connecting a power supply unit and a load, and the semiconductor switch element is turned on / off to load. A current supply circuit that controls current supply to the semiconductor device is used. When an overcurrent flows in such a current supply circuit, the potential of the control terminal of the semiconductor switch element is controlled to turn off the switch element. By shutting off the current, the semiconductor switch element is protected. As a technique for detecting overcurrent flowing in a circuit,
Conventionally, the following is employed.
【０００３】半導体スイッチ素子の接合部分の温度を
検出し、設定された上限値まで温度上昇すると過電流で
あると判定する。[0003] The temperature of the junction of the semiconductor switch element is detected, and when the temperature rises to a set upper limit, it is determined that an overcurrent has occurred.
【０００４】抵抗値が低く、かつ高精度の電流検出抵
抗を通電端子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴであればソースま
たはドレイン）に直列に接続し、この抵抗での電圧降下
を検出して、この電圧降下が所定レベル以上になると過
電流と判定する。A current detection resistor having a low resistance value and high precision is connected in series to a conduction terminal (for example, a source or a drain in the case of a MOS-FET), and a voltage drop at this resistor is detected to detect the voltage drop. Is determined to be an overcurrent when the level exceeds a predetermined level.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の技
術では、過電流と判定する電流の閾値が周囲温度によっ
て影響される。すなわち、周囲温度が低ければ閾値が大
きくなり、周囲温度が高ければ閾値は小さくなる。従っ
て、一定の最大定格電流を閾値として判定するのは困難
であり、特に周囲温度が変動する環境において採用する
のは好ましくないという問題がある。また、半導体スイ
ッチ素子の接合部の温度を直接検出する必要があるた
め、ＦＥＴなどの半導体スイッチ素子の製造プロセスに
おいて、温度センサを形成するプロセスを新規に追加す
ることになるが、これは上記半導体スイッチ素子の製造
コストの上昇を招くことになるので好ましいものではな
い。However, in the above-mentioned technique, the threshold value of the current determined to be an overcurrent is affected by the ambient temperature. That is, the threshold increases when the ambient temperature is low, and decreases when the ambient temperature is high. Therefore, it is difficult to determine a constant maximum rated current as a threshold value, and there is a problem that it is not preferable to adopt it particularly in an environment where the ambient temperature fluctuates. Further, since it is necessary to directly detect the temperature of the junction of the semiconductor switch element, a process of forming a temperature sensor is newly added in the process of manufacturing a semiconductor switch element such as an FET. This is not preferable because it increases the manufacturing cost of the switch element.
【０００６】一方、上記の技術では、回路構成を適切
に行えば高精度な電流検出が可能である。しかし、回路
構成が複雑になること、構成部品のばらつき許容範囲が
小さいなどの問題で回路の大型化やコスト上昇が避けら
れないという問題がある。[0006] On the other hand, in the above-mentioned technique, high-precision current detection is possible if the circuit configuration is properly performed. However, there is a problem that the circuit size is increased and the cost is inevitably increased due to problems such as a complicated circuit configuration and a small allowable range of the component parts.
【０００７】本発明は、上記問題を解決するもので、簡
易な回路構成により低コストで回路に流れる過電流が検
出可能な過電流検出回路を提供することを目的とする。An object of the present invention is to solve the above problem and to provide an overcurrent detection circuit capable of detecting an overcurrent flowing in a circuit at a low cost with a simple circuit configuration.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明は、電源部と負荷
とを接続する電流供給ラインに介設されたスイッチ手段
と、このスイッチ手段をオンオフする駆動手段とを備
え、上記スイッチ手段をオンにすることにより上記電源
部から上記負荷に電流を供給する電流供給回路におい
て、上記電源部を用いて基準電圧を生成する基準電圧生
成手段と、上記スイッチ手段がオンの場合であって、上
記基準電圧より上記電流供給ラインの電圧の方が低いと
きに、過電流信号を出力する過電流信号出力手段とを備
えたものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention comprises a switch provided on a current supply line for connecting a power supply unit and a load, and a drive for turning the switch on and off. In a current supply circuit that supplies a current from the power supply unit to the load, a reference voltage generation unit that generates a reference voltage by using the power supply unit; Overcurrent signal output means for outputting an overcurrent signal when the voltage of the current supply line is lower than the voltage.
【０００９】この構成によれば、電源部を用いて基準電
圧が生成されており、電源部と負荷とを接続する電流供
給ラインに介設されたスイッチ手段が駆動手段によりオ
ンにされると、電源部から負荷に電流が供給される。こ
こで、電流が正常に供給されているときは、電流供給ラ
インの電圧は所定レベル以上になるが、電流供給ライン
がアースに短絡したり負荷が短絡故障を生じると、過電
流が流れて電流供給ラインの電圧がアースに近いレベル
まで低下する。このとき、スイッチ手段がオンの場合で
あって基準電圧より電流供給ラインの電圧の方が低いと
きに、過電流信号が出力されることから、基準電圧を適
正なレベルに設定しておくことにより、過電流の検出が
適正に行われることとなる。なお、スイッチ手段がオフ
の場合には、基準電圧より電流供給ラインの電圧の方が
低くても過電流信号が出力されないので、誤検知が生じ
ることはない。According to this configuration, the reference voltage is generated using the power supply unit, and when the switch means provided on the current supply line connecting the power supply unit and the load is turned on by the driving means, Current is supplied from the power supply unit to the load. Here, when the current is normally supplied, the voltage of the current supply line becomes equal to or higher than a predetermined level, but when the current supply line is short-circuited to the ground or a short-circuit fault occurs in the load, an overcurrent flows and the current flows. The supply line voltage drops to a level close to ground. At this time, when the switch means is on and the voltage of the current supply line is lower than the reference voltage, an overcurrent signal is output. Therefore, by setting the reference voltage to an appropriate level, Thus, the overcurrent is properly detected. When the switch is off, no overcurrent signal is output even if the voltage of the current supply line is lower than the reference voltage, so that erroneous detection does not occur.
【００１０】また、上記過電流信号出力手段は、上記ス
イッチ手段がオンのときに上記基準電圧と上記電流供給
ラインの電圧との比較を行う比較手段を備えたものであ
るとすると、スイッチ手段がオンのときに基準電圧と電
流供給ラインの電圧との比較が行われて、基準電圧より
電流供給ラインの電圧の方が低いときに、過電流信号が
出力されることとなる。The overcurrent signal output means may include comparison means for comparing the reference voltage with the voltage of the current supply line when the switch means is on. When turned on, the reference voltage is compared with the voltage of the current supply line. When the voltage of the current supply line is lower than the reference voltage, an overcurrent signal is output.
【００１１】また、上記比較手段は、上記基準電圧生成
手段により生成される基準電圧が入力される第１入力
部、上記電流供給ラインに接続される第２入力部、およ
び上記第１入力部の電圧より上記第２入力部の電圧の方
が低いときに上記過電流信号を出力する出力部を有する
差動増幅回路と、上記スイッチ手段がオンのときにのみ
上記電源部から上記差動増幅回路にこの回路の動作のた
めの電流を供給する動作制御回路とを備えたものである
とすると、スイッチ手段がオンのときにのみ電源部から
差動増幅回路に動作のための電流が供給されて、第１入
力部の基準電圧より第２入力部の電流供給ラインの電圧
の方が低いときに過電流信号が出力部から出力されるこ
ととなり、簡易な構成の回路によって過電流検出が適正
に行われる。The comparing means includes a first input section to which a reference voltage generated by the reference voltage generating means is input, a second input section connected to the current supply line, and a first input section. A differential amplifier circuit having an output section for outputting the overcurrent signal when the voltage of the second input section is lower than the voltage, and a differential amplifier circuit from the power supply section only when the switch means is turned on And an operation control circuit for supplying a current for the operation of this circuit, the current for the operation is supplied from the power supply unit to the differential amplifier circuit only when the switch means is on. When the voltage of the current supply line of the second input section is lower than the reference voltage of the first input section, an overcurrent signal is output from the output section, and overcurrent detection can be properly performed by a circuit having a simple configuration. Done.
【００１２】なお、半導体スイッチ素子は、駆動手段か
らオンのための駆動信号を受けてから遷移領域を通過し
た後に完全な導通状態に至るので、電流が正常に供給さ
れている場合でも、電流供給ラインの電圧が上昇するま
で所定の時間を要する。そこで、上記動作制御回路は、
上記スイッチ手段がオンになった時点から所定時間経過
した後に上記差動増幅回路への電流供給を開始するもの
であるとすることにより、スイッチ手段が半導体スイッ
チ素子で構成されている場合でも、電流供給ラインの電
圧が十分に上昇する前に差動増幅回路が動作して過電流
信号が出力されるような誤検知を生じることがない。Since the semiconductor switching element reaches a complete conduction state after passing through the transition region after receiving a drive signal for turning on from the driving means, even if the current is normally supplied, the current is not supplied. It takes a predetermined time until the line voltage increases. Therefore, the above operation control circuit
Since the current supply to the differential amplifier circuit is started after a predetermined time has elapsed from the time when the switch means is turned on, even when the switch means is configured by a semiconductor switch element, There is no erroneous detection that the differential amplifier circuit operates before the voltage of the supply line rises sufficiently to output an overcurrent signal.
【００１３】また、外部からの操作によってオンにされ
る操作手段を備え、上記駆動手段は、この操作手段がオ
ンにされると上記スイッチ手段をオンにするものである
としてもよい。この構成によれば、例えばオペレータに
よって操作手段がオンにされるとスイッチ手段がオンに
されて、電源部から負荷に電流供給が好適に行われるこ
ととなる。[0013] Further, an operating means which is turned on by an external operation may be provided, and the driving means may turn on the switch means when the operating means is turned on. According to this configuration, for example, when the operation unit is turned on by the operator, the switch unit is turned on, and the current is suitably supplied from the power supply unit to the load.
【００１４】また、上記基準電圧生成手段は、バンドギ
ャップリファレンス回路からなるものであるとすること
により、電源部の電圧変動や周囲の温度変動に影響され
ることのない基準電圧が生成されることから、過電流と
判定する閾値を一定のものとすることができる。Further, the reference voltage generating means is constituted by a band gap reference circuit, so that a reference voltage which is not affected by a voltage fluctuation of a power supply unit or a fluctuation of an ambient temperature is generated. Accordingly, the threshold value for determining overcurrent can be made constant.
【００１５】また、電源部の電圧が大きく変動し、この
電圧変動により、電流が正常に供給されていても電流供
給ラインの電圧が大きく変動する場合がある。そこで、
上記基準電圧生成手段は、上記電源部の電圧に応じた基
準電圧を生成するものであるとすることにより、電源部
の電圧が大きく変動する場合でも、これに応じて基準電
圧を変えることにより過電流の検出が適正に行われる。[0015] Further, the voltage of the power supply unit fluctuates greatly, and the voltage fluctuation may greatly fluctuate the voltage of the current supply line even when the current is normally supplied. Therefore,
Since the reference voltage generation means generates a reference voltage corresponding to the voltage of the power supply unit, even if the voltage of the power supply unit fluctuates greatly, the reference voltage is changed by changing the reference voltage accordingly. The current is properly detected.
【００１６】また、上記駆動手段は、上記過電流信号が
出力されると上記スイッチ手段をオフにするものである
とすることにより、過電流の通電が遮断されるので、ス
イッチ手段の保護が好適に行われる。Further, since the drive means turns off the switch means when the overcurrent signal is output, the overcurrent is cut off, so that protection of the switch means is preferable. Done in
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る過電流検出回
路の一実施形態を備えた電流供給回路の回路図、図２は
上記過電流検出回路の一実施形態の回路図である。この
電流供給回路は、電源部１とアースとの間に、ＦＥＴ２
およびモータ（負荷）３が直列に接続されてなり、駆動
回路４からの駆動電圧によりＦＥＴ２がオンにされる
と、電源部１とＦＥＴ２のドレインとを接続する電流供
給ライン５１およびＦＥＴ２のソースとモータ３とを接
続する電流供給ライン５２からなる電流供給ライン５を
介して、電源部１からモータ３に電流を供給するもので
ある。FIG. 1 is a circuit diagram of a current supply circuit having one embodiment of an overcurrent detection circuit according to the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram of one embodiment of the overcurrent detection circuit. This current supply circuit includes an FET 2 between the power supply unit 1 and the ground.
When the FET 2 is turned on by the drive voltage from the drive circuit 4, the current supply line 51 connecting the power supply unit 1 and the drain of the FET 2 and the source of the FET 2 A current is supplied from the power supply unit 1 to the motor 3 via a current supply line 5 including a current supply line 52 connecting the motor 3.
【００１８】電源部１は、車載バッテリ及び電源回路か
らなり、この車載バッテリは、バッテリ電圧ＶB（本実
施形態では、例えばＶB＝12Ｖ）を出力するもので、電
源回路は、この車載バッテリのバッテリ電圧ＶBを用い
て、各回路の動作のための電源電圧ＶCC（本実施形態で
は、例えばＶCC＝５Ｖ）を生成するものである。以下に
おいて、電源部１の電源電圧ＶCCを出力する端子を電源
ＶCCという。The power supply unit 1 includes a vehicle-mounted battery and a power supply circuit. The vehicle-mounted battery outputs a battery voltage V B (for example, V B = 12 V in the present embodiment). The power supply voltage V CC (in this embodiment, for example, V CC = 5 V) is generated for the operation of each circuit by using the battery voltage V B. Hereinafter, a terminal of the power supply unit 1 that outputs the power supply voltage V CC is referred to as a power supply V CC .
【００１９】駆動回路４は、バッテリ電圧ＶBを増幅し
て駆動電圧を生成するチャージポンプ回路からなり、ス
イッチ回路６の操作スイッチ６１がオンにされると、駆
動電圧をＦＥＴ２のゲートに印加してＦＥＴ２をオンに
するものである。また、駆動回路４は、後述するように
過電流検出回路７の出力部７３からハイレベル信号が出
力されると、ＦＥＴ２をオフにするものである。The driving circuit 4 is composed of a charge pump circuit for generating a drive voltage by amplifying the battery voltage V B, when the operation switch 61 of the switching circuit 6 is turned on to apply a drive voltage to the gate of FET2 To turn on FET2. The drive circuit 4 turns off the FET 2 when a high-level signal is output from the output unit 73 of the overcurrent detection circuit 7 as described later.
【００２０】過電流検出回路７は、電源ＶCCに接続され
た電源接続部７１、スイッチ回路６に接続された入力部
７２、駆動回路４に接続された出力部７３、電流供給ラ
イン５２に接続された検出部７４を備え、スイッチ回路
６の操作スイッチ６１がオンの場合に動作し、検出部７
４の電位が所定レベル以上のときに過電流が流れている
と判定して、出力部７３から駆動回路４にハイレベル信
号（過電流信号）を出力するものである。The overcurrent detection circuit 7 is connected to a power supply connection section 71 connected to the power supply V CC , an input section 72 connected to the switch circuit 6, an output section 73 connected to the drive circuit 4, and a current supply line 52. The detection unit 74 operates when the operation switch 61 of the switch circuit 6 is on.
It is determined that an overcurrent is flowing when the potential of No. 4 is equal to or higher than a predetermined level, and a high-level signal (overcurrent signal) is output from the output unit 73 to the drive circuit 4.
【００２１】この過電流検出回路７の入力部７２は、ス
イッチ回路６の操作スイッチ６１がオフのときは抵抗６
２を介して接地されてローレベルにされ、操作スイッチ
６１がオンのときは電源ＶCCに接続されてハイレベルに
される。When the operation switch 61 of the switch circuit 6 is off, the input section 72 of the overcurrent detection circuit 7
2 is grounded to a low level, and when the operation switch 61 is on, it is connected to a power supply Vcc and is at a high level.
【００２２】図２に示すように、過電流検出回路７は、
ＰＮＰトランジスタからなるトランジスタＱ１〜Ｑ３
と、ＮＰＮトランジスタからなるトランジスタＱ４〜Ｑ
６と、それぞれ所定の抵抗値を有する抵抗Ｒ１〜Ｒ７
と、コンデンサＣ１と、ツェナーダイオードＺ１とを備
えている。As shown in FIG. 2, the overcurrent detection circuit 7
Transistors Q1 to Q3 composed of PNP transistors
And transistors Q4 to Q4 comprising NPN transistors
6 and resistors R1 to R7 each having a predetermined resistance value.
And a capacitor C1 and a Zener diode Z1.
【００２３】同図において、過電流検出回路７の入力部
７２は抵抗Ｒ１を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ２
を介してトランジスタＱ６のベースに接続され、このト
ランジスタＱ６のベースはコンデンサＣ１を介して接地
されている。In FIG. 2, an input section 72 of the overcurrent detection circuit 7 is grounded via a resistor R1 and a resistor R2.
Is connected to the base of the transistor Q6, and the base of the transistor Q6 is grounded via the capacitor C1.
【００２４】トランジスタＱ６のコレクタは、抵抗Ｒ７
を介してトランジスタＱ１のベースに接続されるととも
に、抵抗Ｒ３を介して電源接続部７１（電源ＶCC）に接
続され、トランジスタＱ６のエミッタは接地されてい
る。トランジスタＱ１のエミッタは電源接続部７１に接
続され、コレクタは抵抗Ｒ５を介して、トランジスタＱ
２，Ｑ３の各エミッタに接続されている。The collector of the transistor Q6 is connected to a resistor R7.
Is connected to the base of the transistor Q1 via a resistor R3, and to the power supply connection portion 71 (power supply Vcc ) via a resistor R3, and the emitter of the transistor Q6 is grounded. The emitter of the transistor Q1 is connected to the power supply connection portion 71, and the collector is connected to the transistor Q1 via the resistor R5.
2 and Q3.
【００２５】トランジスタＱ２のベース（第２入力部）
は、検出部７４（電流供給ライン５２）に接続されてお
り、コレクタは、出力部７３として駆動回路４に接続さ
れるとともに、トランジスタＱ４のコレクタに接続さ
れ、かつ、抵抗Ｒ６を介して接地されている。トランジ
スタＱ４のベースはトランジスタＱ５のベースに接続さ
れ、トランジスタＱ４のエミッタは接地されている。The base of the transistor Q2 (second input section)
Is connected to the detection unit 74 (current supply line 52), and the collector is connected to the drive circuit 4 as the output unit 73, is connected to the collector of the transistor Q4, and is grounded via the resistor R6. ing. The base of transistor Q4 is connected to the base of transistor Q5, and the emitter of transistor Q4 is grounded.
【００２６】トランジスタＱ３のベース（第１入力部）
は、抵抗Ｒ４を介して電源接続部７１に接続されるとと
もに、ツェナーダイオードＺ１のカソードに接続され、
ツェナーダイオードＺ１のアノードは接地されている。
トランジスタＱ３のコレクタは、トランジスタＱ５のコ
レクタ及びトランジスタＱ５のベースに接続され、トラ
ンジスタＱ５のエミッタは接地されている。The base of the transistor Q3 (first input section)
Is connected to the power supply connection unit 71 via the resistor R4 and to the cathode of the Zener diode Z1,
The anode of the Zener diode Z1 is grounded.
The collector of the transistor Q3 is connected to the collector of the transistor Q5 and the base of the transistor Q5, and the emitter of the transistor Q5 is grounded.
【００２７】抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１はＲＣの時
定数によって決まる遅延回路７０を構成する。抵抗Ｒ４
およびツェナーダイオードＺ１は基準電圧生成回路７５
を構成し、ツェナー電圧ＶZを基準電圧ＶREFとしてトラ
ンジスタＱ３のベースに印加する。トランジスタＱ２〜
Ｑ５は差動増幅回路からなる比較回路７６を構成し、ト
ランジスタＱ２のベース電位（すなわち電流供給ライン
５２の電位）とトランジスタＱ３のベース電位（すなわ
ち基準電圧ＶREF）とを比較する機能を果たす。トラン
ジスタＱ６、抵抗Ｒ３およびトランジスタＱ１は、スイ
ッチ回路６がオンのときにのみ電源ＶCCから差動増幅回
路に電流を供給する動作制御回路を構成する。The resistor R2 and the capacitor C1 constitute a delay circuit 70 determined by the time constant of RC. Resistance R4
And Zener diode Z1 are connected to reference voltage generation circuit 75.
Configure, applied to the base of the transistor Q3 and the Zener voltage V Z as a reference voltage V REF. Transistors Q2
Q5 forms a comparison circuit 76 composed of a differential amplifier circuit, and has a function of comparing the base potential of the transistor Q2 (that is, the potential of the current supply line 52) with the base potential of the transistor Q3 (that is, the reference voltage V REF ). The transistor Q6, the resistor R3, and the transistor Q1 constitute an operation control circuit that supplies current from the power supply V CC to the differential amplifier circuit only when the switch circuit 6 is on.
【００２８】次に、図１および図２を参照しながら、こ
の電流供給回路の動作について説明する。スイッチ回路
６の操作スイッチ６１がオンにされると、駆動回路４か
ら駆動電圧がＦＥＴ２のゲートに印加されてＦＥＴ２が
オンになり、電源部１からモータ３に電流供給ライン５
を介して電流が供給される。Next, the operation of the current supply circuit will be described with reference to FIGS. When the operation switch 61 of the switch circuit 6 is turned on, the drive voltage is applied from the drive circuit 4 to the gate of the FET 2 and the FET 2 is turned on.
The current is supplied via.
【００２９】また、操作スイッチ６１がオンにされる
と、トランジスタＱ６のベース電位が、抵抗Ｒ２および
コンデンサＣ１の時定数によって決まる上昇率で上昇
し、所定時間後に閾値以上になるとトランジスタＱ６が
オンになる。このトランジスタＱ６のオンにより抵抗Ｒ
３に電流が流れ、この電流による抵抗Ｒ３の両端電圧が
トランジスタＱ１のベース・エミッタ間に印加されてト
ランジスタＱ１がオンになり、これによってトランジス
タＱ２〜Ｑ５からなる差動増幅回路の動作が開始する。When the operation switch 61 is turned on, the base potential of the transistor Q6 rises at a rising rate determined by the time constant of the resistor R2 and the capacitor C1, and when a predetermined time or more, the transistor Q6 turns on. Become. By turning on the transistor Q6, the resistance R
3, a voltage across the resistor R3 is applied between the base and the emitter of the transistor Q1 to turn on the transistor Q1, thereby starting the operation of the differential amplifier circuit including the transistors Q2 to Q5. .
【００３０】そして、トランジスタＱ３のベース電位
（基準電圧ＶREF）より、トランジスタＱ２のベース電
位（検出部７４の電位）の方が高いときは、トランジス
タＱ３のベース・エミッタ間電圧の方がトランジスタＱ
２のベース・エミッタ間電圧より大きくなるので、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流の大部分はトランジスタＱ
３側に流れ、このトランジスタＱ３のコレクタ電流がト
ランジスタＱ４，Ｑ５のベースに流入する。トランジス
タＱ４，Ｑ５はカレントミラー回路を構成し、双方とも
オンになって、ほぼ同レベルのエミッタ電流が流れる。
従って、出力部７３がトランジスタＱ４を介して接地さ
れることになり、出力部７３にローレベル信号が出力さ
れる。When the base potential of the transistor Q2 (potential of the detecting unit 74) is higher than the base potential of the transistor Q3 (reference voltage V REF ), the base-emitter voltage of the transistor Q3 is higher than that of the transistor Q3.
2 is larger than the base-emitter voltage of transistor Q1, so that most of the collector current of transistor Q1 is
The collector current of the transistor Q3 flows into the bases of the transistors Q4 and Q5. The transistors Q4 and Q5 form a current mirror circuit, and both are turned on, so that emitter currents of substantially the same level flow.
Therefore, the output unit 73 is grounded via the transistor Q4, and a low-level signal is output to the output unit 73.
【００３１】一方、トランジスタＱ３のベース電位（基
準電圧ＶREF）より、トランジスタＱ２のベース電位
（検出部７４の電位）の方が低くなると、トランジスタ
Ｑ３のベース・エミッタ間電圧の方がトランジスタＱ２
のベース・エミッタ間電圧より小さくなるので、トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流の大部分はトランジスタＱ２
側に流れ、このトランジスタＱ３のコレクタ電流が抵抗
Ｒ６に流れて、トランジスタＱ４，Ｑ５はオフになる。
従って、出力部７３には抵抗Ｒ６の両端電圧が出力され
ることになり、出力部７３にハイレベル信号が出力され
る。On the other hand, when the base potential of the transistor Q2 (potential of the detecting section 74) is lower than the base potential of the transistor Q3 (reference voltage V REF ), the base-emitter voltage of the transistor Q3 becomes lower than that of the transistor Q2.
Of the collector current of the transistor Q1, most of the collector current of the transistor Q2
The collector current of the transistor Q3 flows to the resistor R6, and the transistors Q4 and Q5 are turned off.
Accordingly, the voltage across the resistor R6 is output to the output unit 73, and a high-level signal is output to the output unit 73.
【００３２】ここで、電流供給ライン５を介して電源部
１からモータ３に電流が正常に供給されている場合に
は、検出部７４の電位は所定レベル以上になっている。
一方、モータ３が短絡故障を引き起こしたり、電流供給
ライン５２がアースに短絡されるなどの異常が発生する
と、検出部７４の電位はアースに近いレベルまで低下す
る。従って、ツェナーダイオードＺ１のツェナー電圧、
すなわち基準電圧ＶREFを上記所定レベルに設定するこ
とにより、出力部７３に出力される信号のレベルの高低
によって過電流を検出することができる。Here, when current is normally supplied from the power supply unit 1 to the motor 3 via the current supply line 5, the potential of the detection unit 74 is higher than a predetermined level.
On the other hand, when an abnormality such as a short-circuit failure occurs in the motor 3 or the current supply line 52 is short-circuited to the ground, the potential of the detection unit 74 decreases to a level close to the ground. Therefore, the Zener voltage of the Zener diode Z1,
That is, by setting the reference voltage V REF to the predetermined level, an overcurrent can be detected based on the level of the signal output to the output unit 73.
【００３３】なお、ツェナーダイオードＺ１のツェナー
電圧のレベルを変更することによって、過電流と判定し
てＦＥＴ２を遮断するときの閾値を所望のレベルに設定
することができる。例えば、電源部１の出力電圧ＶBの
レベルが12Ｖ近傍で殆ど変化しない場合には、ＦＥＴ２
での電圧降下を考慮して、ツェナーダイオードＺ１とし
てツェナー電圧ＶZ＝８〜９Ｖのものを採用すればよ
い。By changing the level of the Zener voltage of the Zener diode Z1, it is possible to set a threshold value at which an overcurrent is determined and the FET 2 is cut off to a desired level. For example, if the level of the output voltage V B of the power supply unit 1 hardly varies 12V vicinity, FET2
In consideration of the voltage drop in the above, a Zener diode Z1 having a Zener voltage V Z = 8 to 9 V may be employed.
【００３４】また、例えば電源部１の出力電圧ＶBのレ
ベルが６〜16Ｖと大きく変動する場合には、ＶB＝６Ｖ
での短絡検出を目指して、ツェナーダイオードＺ１とし
てツェナー電圧ＶZが６Ｖより十分小さいものを採用す
ればよい。When the level of the output voltage V B of the power supply unit 1 fluctuates greatly, for example, from 6 to 16 V, V B = 6 V
Toward the detection of shorts, the Zener voltage V Z may be adopted sufficiently smaller than 6V as a Zener diode Z1.
【００３５】このように、本実施形態によれば、ＦＥＴ
２がオンのときのみ動作する過電流検出回路７を備え、
検出部７４（電流供給ライン５２）の電位が所定レベル
より低くなると過電流であると判定するようにしたの
で、簡易な構成で過電流を検出することができる。As described above, according to the present embodiment, the FET
An overcurrent detection circuit 7 that operates only when the switch 2 is on;
When the potential of the detection unit 74 (current supply line 52) becomes lower than a predetermined level, it is determined that an overcurrent has occurred, so that the overcurrent can be detected with a simple configuration.
【００３６】また、過電流であると判定するとＦＥＴ２
を遮断するようにしたので、過電流が継続して流れるの
を防止することができ、ＦＥＴ２を好適に保護すること
ができる。On the other hand, if it is determined that an overcurrent occurs,
, The overcurrent can be prevented from continuing to flow, and the FET 2 can be suitably protected.
【００３７】また、抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１から
なる遅延回路７０を備えるようにしたので、ＦＥＴ２の
オン直後における遷移領域では過電流検出回路７が動作
しないことから、電流供給ライン５２の電位が十分に上
昇する前に、過電流であると誤判定するのを防止するこ
とができる。Since the delay circuit 70 including the resistor R2 and the capacitor C1 is provided, the overcurrent detection circuit 7 does not operate in the transition region immediately after the FET 2 is turned on. It is possible to prevent erroneous determination that the current is an overcurrent before the voltage rises.
【００３８】また、トランジスタＱ４，Ｑ５からなるカ
レントミラー回路を備えるようにしたので、次のような
効果が得られる。すなわち、カレントミラー回路より、 ＩC(Ｑ５)＝ＩC(Ｑ４) となる。一方、 ＩC(Ｑ５)≫ＩB(Ｑ４)＋ＩB(Ｑ５) であるので、 ＩC(Ｑ３)≒ＩC(Ｑ５) となることから、 ＩC(Ｑ３)≒ＩC(Ｑ４) が得られる。従って、 ＩC(Ｑ２)＞ＩC(Ｑ３) の場合には、 ＩC(Ｑ２)＞ＩC(Ｑ４) となるので、電流[ＩC(Ｑ２)−ＩC(Ｑ３)]の信号は、確
実に、出力部７３を介して駆動回路４に伝達されること
となる。従って、基準電圧ＶREFに対して高精度で過電
流検出を行うことができる。Further, since the current mirror circuit including the transistors Q4 and Q5 is provided, the following effects can be obtained. That is, from the current mirror circuit, I C (Q5) = I C (Q4). On the other hand, since I C (Q5) ≫I B (Q4) + I B (Q5), I C (Q3) ≒ I C (Q5), so that I C (Q3) ≒ I C (Q4) becomes can get. Therefore, if I C (Q2)> I C (Q3), then I C (Q2)> I C (Q4), so the signal of the current [I C (Q2) −I C (Q3)] is Is transmitted to the drive circuit 4 via the output unit 73 without fail. Therefore, overcurrent detection can be performed with high accuracy with respect to the reference voltage VREF .
【００３９】また、電流制限用の抵抗Ｒ５，Ｒ７を備え
ることにより、回路の耐サージ性能を向上することがで
きる。The provision of the current limiting resistors R5 and R7 can improve the surge withstand performance of the circuit.
【００４０】なお、本発明は、上記実施形態に限られ
ず、以下の変形形態〜を採用することができる。The present invention is not limited to the above embodiment, but can adopt the following modifications.
【００４１】基準電圧生成回路７５は、上記実施形態
のように、ツェナーダイオードを用いたものに限られな
い。図３、図４はそれぞれ基準電圧生成回路７５の変形
形態を示す回路図である。The reference voltage generating circuit 75 is not limited to the one using a Zener diode as in the above embodiment. FIG. 3 and FIG. 4 are circuit diagrams showing modified examples of the reference voltage generation circuit 75, respectively.
【００４２】図３の基準電圧生成回路７５は、公知のバ
ンドギャップリファレンス回路を用いたものである。こ
のバンドギャップリファレンス回路において、トランジ
スタＱ１１とトランジスタＱ１２の特性が同一のものを
採用し、トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１３のコ
レクタ電圧を等しくして、基準電圧ＶREFをシリコンの
エネルギバンドギャップ電圧1.205Ｖに等しくすること
により、電源部１の電源電圧ＶCCや温度に殆ど依存しな
い基準電圧ＶREFを得ることができる。The reference voltage generation circuit 75 shown in FIG. 3 uses a known band gap reference circuit. In this band gap reference circuit, transistors Q11 and Q12 having the same characteristics are employed, the collector voltages of the transistors Q11 and Q13 are made equal, and the reference voltage V REF is made equal to the silicon energy band gap voltage 1.205V. By doing so, it is possible to obtain the power supply voltage V CC of the power supply unit 1 and the reference voltage V REF that hardly depends on the temperature.
【００４３】なお、図３のバンドギャップリファレンス
回路では、基準電圧ＶREFのレベルが1.205Ｖに決まって
しまうので、同図に示すように、電流供給ライン５２を
抵抗Ｒ２１，Ｒ２２からなる直列回路を介して接地し、
その接続点を検出部７４とすればよい。この構成によれ
ば、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗比を調整することによっ
て所望の閾値で過電流を検出することができる。In the bandgap reference circuit shown in FIG. 3, the level of the reference voltage V REF is determined to be 1.205 V. Therefore, as shown in FIG. 3, a current supply line 52 is connected to a series circuit composed of resistors R21 and R22. Grounded through,
The connection point may be used as the detection unit 74. According to this configuration, the overcurrent can be detected at a desired threshold value by adjusting the resistance ratio of the resistors R21 and R22.
【００４４】図４（ａ）の基準電圧生成回路７５は、電
源ＶCCを抵抗Ｒ３１，Ｒ３２からなる直列回路により分
圧したレベルを基準電圧ＶREFとしている。この形態に
よれば、基準電圧ＶREFのレベルが電源電圧ＶCCに応じ
たレベルになるので、電源部１で生成される電源電圧Ｖ
CCのレベル変動が大きく、正常状態で電流供給ライン５
２の電位が大きく変動する場合でも、過電流検出を適正
に行うことができる。The reference voltage generation circuit 75 shown in FIG. 4A uses a level obtained by dividing the power supply V CC by a series circuit including resistors R31 and R32 as a reference voltage VREF . According to this embodiment, since the level of the reference voltage V REF becomes a level corresponding to the power supply voltage V CC , the power supply voltage V
CC level fluctuation is large and current supply line 5 in normal condition
The overcurrent detection can be performed properly even in the case where the potential of 2 greatly fluctuates.
【００４５】図４（ｂ）の基準電圧生成回路７５は、図
４（ａ）の回路において、ＮＰＮトランジスタＱ２１を
抵抗Ｒ３２とアース間に介設し、このトランジスタＱ２
１のベースをスイッチ回路６に接続したものである。こ
の回路によれば、操作スイッチ６１がオンのときのみ抵
抗Ｒ３１，Ｒ３２に電流が流れるので、不要時の暗電流
をなくして消費電力を低減することができる。The reference voltage generation circuit 75 shown in FIG. 4B is different from the circuit shown in FIG. 4A in that an NPN transistor Q21 is interposed between the resistor R32 and the ground.
1 is connected to the switch circuit 6. According to this circuit, a current flows through the resistors R31 and R32 only when the operation switch 61 is on, so that unnecessary dark current can be eliminated and power consumption can be reduced.
【００４６】比較回路７６は、上記実施形態のよう
に、トランジスタＱ２〜Ｑ５からなる差動増幅回路に限
られない。図５、図６はそれぞれ比較回路７６の変形形
態を示す回路図である。The comparison circuit 76 is not limited to the differential amplifier circuit including the transistors Q2 to Q5 as in the above embodiment. FIGS. 5 and 6 are circuit diagrams showing modified forms of the comparison circuit 76, respectively.
【００４７】図５では上記実施形態の差動増幅回路を簡
略化した形態を示しており、上記実施形態の図２の回路
において、抵抗Ｒ５をなくしてトランジスタＱ１のコレ
クタをトランジスタＱ２，Ｑ３の各エミッタに直結し、
トランジスタＱ４をなくし、トランジスタＱ５をなくし
てトランジスタＱ３のコレクタをアースに直結してい
る。FIG. 5 shows a simplified form of the differential amplifier circuit of the above embodiment. In the circuit of FIG. 2 of the above embodiment, the resistor R5 is eliminated and the collector of the transistor Q1 is replaced with each of the transistors Q2 and Q3. Directly connected to the emitter,
The transistor Q4 is eliminated, and the transistor Q5 is eliminated, and the collector of the transistor Q3 is directly connected to the ground.
【００４８】この形態において、上記実施形態と同様
に、基準電圧ＶREFより検出部７４（電流供給ライン
５）の電位の方が高いときは、トランジスタＱ２には殆
ど電流が流れず、出力部７３の電位はローレベルにな
り、一方、検出部７４の電位の方が低いときは、トラン
ジスタＱ２に電流が流れ、この電流による抵抗Ｒ６の両
端電圧により出力部７３の電位はハイレベルになる。In this embodiment, when the potential of the detector 74 (current supply line 5) is higher than the reference voltage V REF , almost no current flows through the transistor Q2 and the output 73 Becomes low level, while when the potential of the detection section 74 is lower, a current flows through the transistor Q2, and the voltage of the output section 73 becomes high level due to the voltage across the resistor R6 due to this current.
【００４９】ここで、トランジスタＱ２，Ｑ３は、トラ
ンジスタ特性が互いにほぼ同一であるものが採用されて
おり、トランジスタＱ２，Ｑ３はリニア領域で使用され
ている。Here, transistors Q2 and Q3 having substantially the same transistor characteristics are employed, and transistors Q2 and Q3 are used in a linear region.
【００５０】一般に、トランジスタに流れるベース電流
は、ベース・エミッタ間電圧ＶBEが大きいほど大きくな
る。また、 ＩE(Ｑ２)∝ＩB(Ｑ２) ＩE(Ｑ３)∝ＩB(Ｑ３) である。ところで、トランジスタのベース・エミッタ間
はＰＮ接合のダイオードと等価とみなせるので、 ＩB∝exp(ｅＶBE／ｋＴ) である。但し、ｅは電子の電荷、ｋはボルツマン定数、
Ｔは絶対温度である。In general, the base current flowing through the transistor increases as the base-emitter voltage V BE increases. Further, it is I E (Q2) αI B ( Q2) I E (Q3) αI B (Q3). Meanwhile, between the base and emitter of the transistor so regarded as equivalent to a diode PN junction, is I B αexp (eV BE / kT ). Where e is the electron charge, k is the Boltzmann constant,
T is the absolute temperature.
【００５１】従って、ベース・エミッタ間電圧ＶBEが僅
かに変化するだけでベース電流ＩBが大きく変化し、そ
れに応じて、トランジスタＱ２，Ｑ３のいずれにトラン
ジスタＱ１のコレクタ電流ＩC(Ｑ１)がより多く配分さ
れるかが決まる。[0051] Thus, the base-emitter voltage V BE is the base current I B is greatly changed by only slightly changes, accordingly, in any of the transistors Q2, Q3 collector current I C of the transistor Q1 (Q1) is It is decided whether more will be allocated.
【００５２】図５の回路では、 ＶBE(Ｑ２)＜ＶBE(Ｑ３) のときはＩC(Ｑ１)の殆どがトランジスタＱ３に流れ、 ＶBE(Ｑ２)＞ＶBE(Ｑ３) のときはＩC(Ｑ１)の殆どがトランジスタＱ２に流れ
る。In the circuit of FIG. 5, when V BE (Q2) <V BE (Q3), most of I C (Q1) flows to the transistor Q3, and when V BE (Q2)> V BE (Q3), Most of I C (Q1) flows through transistor Q2.
【００５３】しかし、 ＶBE(Ｑ２)≒ＶBE(Ｑ３) の場合において、 ＩC(Ｑ３)≦ＩC(Ｑ２) であって、ＩC(Ｑ３)とＩC(Ｑ２)の差が小さいときは、
抵抗Ｒ６での電流消費によって駆動回路４への供給電流
が減少し、駆動回路４において、 ＶBE(Ｑ３)＜ＶBE(Ｑ２) を検出できない場合が生じる。例えば、周囲温度が低下
することにより、トランジスタのｈFEが小さくなり、か
つ、抵抗Ｒ６の抵抗値が低下した場合が考えられる。However, when V BE (Q2) ≒ V BE (Q3), I C (Q3) ≦ I C (Q2), and the difference between I C (Q3) and I C (Q2) is small. when,
The supply current to the drive circuit 4 decreases due to the current consumption in the resistor R6, and the drive circuit 4 may not be able to detect V BE (Q3) <V BE (Q2). For example, it is conceivable that the h FE of the transistor decreases and the resistance value of the resistor R6 decreases due to a decrease in the ambient temperature.
【００５４】従って、図５の形態によれば、上記実施形
態より検出精度が低下する場合があるが、上記実施形態
に比べて非常に簡易な回路構成で過電流検出を行うこと
ができる。Therefore, according to the embodiment of FIG. 5, although the detection accuracy may be lower than that of the above embodiment, overcurrent detection can be performed with a circuit configuration much simpler than that of the above embodiment.
【００５５】図６では比較回路７６として、汎用のコン
パレータＩＣを用いた形態を示している。図６におい
て、コンパレータＩＣ７６の電源接続部７１と電源ＶCC
との間にスイッチ回路６を介設している。これによっ
て、スイッチ回路６の操作スイッチ６１（図１）がオン
のときのみコンパレータＩＣ７６が動作するようになっ
ている。この形態によれば、コンパレータＩＣを用いて
いるのでコスト上昇につながるが、入手が容易なＩＣを
用いて簡易な回路で構成することができる。FIG. 6 shows an embodiment in which a general-purpose comparator IC is used as the comparison circuit 76. In FIG. 6, the power supply connection portion 71 of the comparator IC 76 and the power supply V CC
And a switch circuit 6 is interposed therebetween. As a result, the comparator IC 76 operates only when the operation switch 61 (FIG. 1) of the switch circuit 6 is turned on. According to this embodiment, the use of the comparator IC leads to an increase in cost. However, it is possible to use a readily available IC and configure a simple circuit.
【００５６】図７（ａ）（ｂ）は、基準電圧生成回路
７５および比較回路７６をさらに簡易な回路で構成した
過電流検出回路７を示す回路図である。図７（ａ）に示
すように、電流供給ライン５２は、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２
からなる直列回路を介して接地し、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２
の接続点をＮＰＮトランジスタＱ４１のベースに接続し
ている。トランジスタＱ４１のエミッタは接地し、トラ
ンジスタＱ４１のコレクタは抵抗Ｒ４３を介して電源Ｖ
CCにプルアップするとともに、ＣＰＵ７７の入力端子７
８に接続している。FIGS. 7A and 7B are circuit diagrams showing the overcurrent detection circuit 7 in which the reference voltage generation circuit 75 and the comparison circuit 76 are constituted by simpler circuits. As shown in FIG. 7A, the current supply line 52 includes resistors R41 and R42.
And a resistor R41, R42
Is connected to the base of the NPN transistor Q41. The emitter of the transistor Q41 is grounded, and the collector of the transistor Q41 is connected to the power supply V via a resistor R43.
Pull up to CC and input terminal 7 of CPU77.
8 is connected.
【００５７】ここで、電流供給ライン５２に電流が正常
に流れている場合の抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点の分圧
電圧がトランジスタＱ４１をオンにするベース・エミッ
タ間電圧ＶBEの閾値より大きくなるように、抵抗Ｒ４
１，Ｒ４２の抵抗比を設定している。また、ＣＰＵ７７
には、スイッチ回路６のオンオフ信号を入力している。Here, when the current flows normally through the current supply line 52, the divided voltage at the connection point between the resistors R41 and R42 becomes larger than the threshold value of the base-emitter voltage V BE for turning on the transistor Q41. As shown in FIG.
1, the resistance ratio of R42 is set. Also, the CPU 77
Is supplied with an on / off signal of the switch circuit 6.
【００５８】図７（ａ）の回路において、ＦＥＴ２がオ
フのときはトランジスタＱ４１はオフであり、ＣＰＵ７
７の入力端子７８にはハイレベル信号が入力されてい
る。In the circuit of FIG. 7A, when the FET2 is off, the transistor Q41 is off and the CPU 7
7, a high-level signal is input to the input terminal 78.
【００５９】ＦＥＴ２がオンにされて、電流供給ライン
５２に電流が正常に流れている場合には、トランジスタ
Ｑ４１がオンにされて、ＣＰＵ７７の入力端子７８には
ローレベル信号が入力される。When the FET 2 is turned on and the current flows normally through the current supply line 52, the transistor Q41 is turned on and a low level signal is input to the input terminal 78 of the CPU 77.
【００６０】一方、電流供給ライン５２が短絡されるな
どの異常が発生し、トランジスタＱ４１のベース電位が
トランジスタＱ４１をオンにするベース・エミッタ間電
圧Ｖ BEの閾値より低下すると、トランジスタＱ４１がオ
フになり、ＣＰＵ７７の入力端子７８にはハイレベル信
号が入力される。On the other hand, do not short-circuit the current supply line 52.
Which abnormality occurs, the base potential of the transistor Q41 becomes
Base-emitter power to turn on transistor Q41
Pressure V BEIs lower than the threshold value, the transistor Q41 is turned off.
To the input terminal 78 of the CPU 77.
Number is entered.
【００６１】従って、ＣＰＵ７７は、スイッチ回路６が
オンのときに、入力端子７８にハイレベル信号が入力さ
れると、過電流であると判定して、駆動回路４を制御し
てＦＥＴ２への駆動電圧の印加を停止させるように設定
しておけばよい。Accordingly, when a high-level signal is input to the input terminal 78 when the switch circuit 6 is on, the CPU 77 determines that an overcurrent has occurred and controls the drive circuit 4 to drive the FET 2. What is necessary is just to set so that application of voltage may be stopped.
【００６２】この形態では、トランジスタＱ４１をオン
にするときのベース・エミッタ間電圧ＶBEの閾値を基準
電圧ＶREFとし、トランジスタＱ４１のオンオフに基づ
き過電流を判定している。In this embodiment, the threshold value of the base-emitter voltage V BE when turning on the transistor Q41 is set as the reference voltage V REF, and an overcurrent is determined based on the turning on and off of the transistor Q41.
【００６３】図７（ｂ）の回路は、図７（ａ）の回路と
比べて抵抗Ｒ４１，Ｒ４２およびトランジスタＱ４１を
用いる点では同様であるが、ＣＰＵ７７を用いない点で
異なっている。図７（ｂ）に示すように、トランジスタ
Ｑ４１のコレクタは、抵抗Ｒ４４を介してＰＮＰトラン
ジスタＱ４２のコレクタに接続されている。トランジス
タＱ４２のエミッタは電流供給ライン５２に接続され、
ベースは、抵抗Ｒ４５を介して電流供給ライン５２に接
続されるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ４３のコレク
タに接続されている。トランジスタＱ４３のエミッタは
接地され、ベースはスイッチ回路６を介して電源ＶCCに
接続されている。The circuit of FIG. 7B is similar to the circuit of FIG. 7A in that the resistors R41 and R42 and the transistor Q41 are used, but differs in that the CPU 77 is not used. As shown in FIG. 7B, the collector of the transistor Q41 is connected to the collector of a PNP transistor Q42 via a resistor R44. The emitter of the transistor Q42 is connected to the current supply line 52,
The base is connected to the current supply line 52 via the resistor R45 and to the collector of the NPN transistor Q43. The emitter of the transistor Q43 is grounded, and the base is connected to the power supply V CC via the switch circuit 6.
【００６４】図７（ｂ）の回路において、スイッチ回路
６がオフ、すなわちＦＥＴ２がオフのときは、トランジ
スタＱ４３がオフになるので、抵抗Ｒ４５に電流が流れ
ないため、トランジスタＱ４２はオフになる。また、ト
ランジスタＱ４１はオフである。従って、出力部７３の
信号レベルは不定状態になる。In the circuit of FIG. 7B, when the switch circuit 6 is off, that is, when the FET 2 is off, the transistor Q43 is off, so that no current flows through the resistor R45, so that the transistor Q42 is off. Further, the transistor Q41 is off. Therefore, the signal level of the output unit 73 is in an indeterminate state.
【００６５】スイッチ回路６がオンにされると、トラン
ジスタＱ４３がオンになるので、抵抗Ｒ４５に電流が流
れ、この抵抗Ｒ４５の両端電圧がトランジスタＱ４２の
ベース・エミッタ間に印加されて、トランジスタＱ４２
がオンになる。一方、ＦＥＴ２がオンにされて、電流供
給ライン５２に電流が正常に流れている場合には、抵抗
Ｒ４２の両端電圧が所定レベル以上になって、トランジ
スタＱ４１がオンにされる。従って、出力部７３の信号
レベルはローレベルになる。When the switch circuit 6 is turned on, the transistor Q43 is turned on, so that a current flows through the resistor R45, and a voltage across the resistor R45 is applied between the base and the emitter of the transistor Q42, and the transistor Q42 is turned on.
Turns on. On the other hand, when the FET 2 is turned on and the current flows normally through the current supply line 52, the voltage across the resistor R42 becomes equal to or higher than a predetermined level, and the transistor Q41 is turned on. Therefore, the signal level of the output unit 73 becomes low level.
【００６６】これに対して、電流供給ライン５２がアー
スに短絡されるなどの異常が発生し、トランジスタＱ４
１のベース電位がトランジスタＱ４１をオンにするベー
ス・エミッタ間電圧ＶBEの閾値以下に低下すると、トラ
ンジスタＱ４１がオフになるが、トランジスタＱ４２は
オンのままである。従って、出力部７３の信号レベルは
ハイレベルになる。これによって、駆動回路４は、この
出力部７３のハイレベル信号に基づいて、ＦＥＴ２への
駆動電圧の印加を停止してＦＥＴ２をオフにすることと
なる。この形態によれば、ＣＰＵを備えることなく、過
電流を簡易な構成の回路で適正に検出することができ
る。On the other hand, an abnormality such as a short-circuit of the current supply line 52 to the ground occurs, and the transistor Q4
When the base potential of 1 drops below the threshold value of the base-emitter voltage V BE that turns on the transistor Q41, the transistor Q41 turns off but the transistor Q42 remains on. Therefore, the signal level of the output unit 73 becomes high level. As a result, the drive circuit 4 stops applying the drive voltage to the FET 2 and turns off the FET 2 based on the high-level signal from the output unit 73. According to this embodiment, the overcurrent can be properly detected by a circuit having a simple configuration without including the CPU.
【００６７】上記実施形態（図２）や、変形形態
（図５、図６）では、比較回路７６と電源ＶCCとの間に
トランジスタＱ１を介設しているが、これに限られな
い。例えば、図８（ａ）、（ｂ）に示すように、トラン
ジスタＱ１に代えて、スイッチ７８を介設するようにし
てもよい。このスイッチ７８は、スイッチ回路６の操作
スイッチ６１のオンオフに連動してオンオフするもので
ある。In the above embodiment (FIG. 2) and the modifications (FIGS. 5 and 6), the transistor Q1 is interposed between the comparison circuit 76 and the power supply V CC , but is not limited to this. For example, as shown in FIGS. 8A and 8B, a switch 78 may be provided instead of the transistor Q1. The switch 78 is turned on and off in conjunction with turning on and off the operation switch 61 of the switch circuit 6.
【００６８】また、スイッチ７８は、図８（ｃ）に示す
ようなＰＮＰトランジスタＱ５１を用いた回路で構成し
てもよい。図８（ｃ）に示すように、トランジスタＱ５
１のエミッタは電源ＶCCに接続され、コレクタは比較回
路７６に接続され、ベースはＮＰＮトランジスタＱ５２
のコレクタに接続されるとともに、抵抗Ｒ５１を介して
電源ＶCCに接続されている。トランジスタＱ５２のエミ
ッタは接地され、ベースはＣＰＵ８０の出力端子８１に
接続されている。また、ＣＰＵ８０の入力端子８２はス
イッチ回路６を介して電源ＶCCに接続されている。The switch 78 may be constituted by a circuit using a PNP transistor Q51 as shown in FIG. As shown in FIG. 8C, the transistor Q5
1 is connected to the power supply Vcc , the collector is connected to the comparison circuit 76, and the base is connected to the NPN transistor Q52.
, And to the power supply V CC via a resistor R51. The emitter of the transistor Q52 is grounded, and the base is connected to the output terminal 81 of the CPU 80. The input terminal 82 of the CPU 80 is connected to the power supply V CC via the switch circuit 6.
【００６９】図８（ｃ）の回路において、スイッチ回路
６の操作スイッチがオフの間は、ＣＰＵ８０の出力端子
８１はローレベルに維持されており、トランジスタＱ５
２はオフにされている。そして、スイッチ回路６の操作
スイッチがオンにされると、所定の遅延時間経過後にＣ
ＰＵ８０の出力端子８１からハイレベル信号が出力され
て、トランジスタＱ５２がオンにされる。トランジスタ
Ｑ５２のオンにより抵抗Ｒ５１に電流が流れ、この抵抗
Ｒ５１の両端電圧がトランジスタＱ５１のベース・エミ
ッタ間に印加され、トランジスタＱ５１がオンにされ
て、比較回路７６に電力供給が行われる。In the circuit of FIG. 8C, while the operation switch of the switch circuit 6 is off, the output terminal 81 of the CPU 80 is kept at the low level, and the transistor Q5
2 is turned off. When the operation switch of the switch circuit 6 is turned on, after a predetermined delay time elapses, C
A high level signal is output from the output terminal 81 of the PU 80, and the transistor Q52 is turned on. When the transistor Q52 is turned on, a current flows through the resistor R51, a voltage across the resistor R51 is applied between the base and the emitter of the transistor Q51, the transistor Q51 is turned on, and power is supplied to the comparison circuit 76.
【００７０】図８（ｃ）の回路によれば、上記実施形態
の図２における抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１からなる
遅延回路７０の機能をＣＰＵ８０により果たさせること
ができ、上記実施形態と同様に、ＦＥＴ２の遷移領域に
おいて過電流であると誤検知するのを防止することがで
きる。According to the circuit of FIG. 8C, the function of the delay circuit 70 including the resistor R2 and the capacitor C1 in FIG. 2 of the above embodiment can be performed by the CPU 80. It is possible to prevent erroneous detection of an overcurrent in the transition region of the FET2.
【００７１】上記実施形態の図２において、入力部７
２への入力信号を形成するスイッチ回路６に代えて、Ｃ
ＰＵからハイレベル信号を入力するようにしてもよい。
この場合でも、図２の回路において、トランジスタＱ
６、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ１を用いているので、Ｃ
ＰＵからの出力信号によって、十分に動作させることが
できる。In FIG. 2 of the above embodiment, the input unit 7
2 instead of the switch circuit 6 for forming an input signal to
A high-level signal may be input from the PU.
Even in this case, in the circuit of FIG.
6, since the resistor R3 and the transistor Q1 are used,
The operation can be sufficiently performed by the output signal from the PU.
【００７２】上記実施形態及び各変形形態では、過電
流検出回路７の検出部７４を電流供給ライン５２に接続
しているが、これに限られず、電源部１とＦＥＴ２との
間の電流供給ライン５１に接続するようにしてもよい。In the above-described embodiment and each of the modifications, the detection section 74 of the overcurrent detection circuit 7 is connected to the current supply line 52. However, the present invention is not limited to this, and the current supply line between the power supply section 1 and the FET 2 is not limited. 51 may be connected.
【００７３】上記実施形態及び各変形形態では、負荷
としてモータ３を用いているが、これに限られず、ラン
プその他の一般の負荷に適用することができる。Although the motor 3 is used as a load in the above-described embodiment and each of the modifications, the present invention is not limited to this, and can be applied to a lamp and other general loads.
【００７４】[0074]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電源部を用いて基準電圧を生成する基準電圧生成手段
と、スイッチ手段がオンの場合であって、基準電圧より
電流供給ラインの電圧の方が低いときに、過電流信号を
出力する過電流信号出力手段とを備えるようにしたの
で、基準電圧を適正なレベルに設定しておくことによ
り、過電流の検出を適正に行うことができる。As described above, according to the present invention,
A reference voltage generation means for generating a reference voltage using a power supply unit, and an overcurrent signal for outputting an overcurrent signal when the switch means is on and the voltage of the current supply line is lower than the reference voltage. Since the output means is provided, the overcurrent can be properly detected by setting the reference voltage to an appropriate level.
【００７５】また、上記過電流信号出力手段は、上記ス
イッチ手段がオンのときに上記基準電圧と上記電流供給
ラインの電圧との比較を行う比較手段を備えたものであ
るとすることにより、スイッチ手段がオンのときに基準
電圧と電流供給ラインの電圧との比較を行うことがで
き、これによって、基準電圧より電流供給ラインの電圧
の方が低いときに、過電流信号を出力することができ
る。The overcurrent signal output means includes a comparison means for comparing the reference voltage with the voltage of the current supply line when the switch means is on, so that the switch means The comparison between the reference voltage and the voltage of the current supply line can be performed when the means is on, whereby an overcurrent signal can be output when the voltage of the current supply line is lower than the reference voltage. .
【００７６】また、上記比較手段は、上記基準電圧生成
手段により生成される基準電圧が入力される第１入力
部、上記電流供給ラインに接続される第２入力部および
上記第１入力部の電圧より上記第２入力部の電圧の方が
低いときに上記過電流信号を出力する出力部を有する差
動増幅回路と、上記スイッチ手段がオンのときにのみ上
記電源部から上記差動増幅回路に動作のための電流を供
給する動作制御回路とを備えるようにしたので、簡易な
構成の回路によって過電流検出を適正に行うことができ
る。Further, the comparing means includes a first input section to which a reference voltage generated by the reference voltage generating means is input, a second input section connected to the current supply line, and a voltage of the first input section. A differential amplifier circuit having an output section for outputting the overcurrent signal when the voltage of the second input section is lower, and a differential amplifier circuit from the power supply section to the differential amplifier circuit only when the switch means is on. Since an operation control circuit for supplying a current for operation is provided, overcurrent detection can be appropriately performed by a circuit having a simple configuration.
【００７７】また、上記動作制御回路は、上記スイッチ
手段がオンになった時点から所定時間経過した後に上記
差動増幅回路への電流供給を開始するものであるとする
ことにより、スイッチ手段が半導体スイッチ素子で構成
されている場合でも、電流供給ラインの電圧が十分に上
昇する前に差動増幅回路が動作して過電流信号が出力さ
れるような誤検知を防止することができる。Further, the operation control circuit starts the current supply to the differential amplifier circuit after a lapse of a predetermined time from the time when the switch means is turned on, so that the switch means is capable of switching the semiconductor device. Even in the case of being configured with a switch element, it is possible to prevent erroneous detection in which the differential amplifier circuit operates before the voltage of the current supply line sufficiently rises and an overcurrent signal is output.
【００７８】また、外部からの操作によってオンにされ
る操作手段を備え、上記駆動手段は、この操作手段がオ
ンにされると上記スイッチ手段をオンにするものである
とすることにより、例えばオペレータによって操作手段
がオンにされるとスイッチ手段がオンにされて、電源部
から負荷に電流供給を好適に行うことができる。Further, there is provided an operating means which is turned on by an external operation, and the driving means turns on the switch means when the operating means is turned on. When the operating means is turned on, the switch means is turned on, so that current can be suitably supplied from the power supply unit to the load.
【００７９】また、上記基準電圧生成手段は、バンドギ
ャップリファレンス回路からなるものであるとすること
により、電源部の電圧変動や周囲の温度変動に影響され
ることのない基準電圧が生成されることから、過電流と
判定する閾値を一定のものとすることができる。Further, since the reference voltage generating means is constituted by a band gap reference circuit, a reference voltage which is not affected by a voltage fluctuation of the power supply section or a temperature fluctuation of the surroundings is generated. Accordingly, the threshold value for determining overcurrent can be made constant.
【００８０】また、上記基準電圧生成手段は、上記電源
部の電圧に応じた基準電圧を生成するものであるとする
ことにより、電源部の電圧変動により電流供給ラインの
電圧が大きく変動する場合でも、過電流の検出を適正に
行うことができる。Further, since the reference voltage generating means generates a reference voltage corresponding to the voltage of the power supply section, even when the voltage of the current supply line fluctuates greatly due to the voltage fluctuation of the power supply section. Thus, the overcurrent can be properly detected.
【００８１】また、上記駆動手段は、上記過電流信号が
出力されると上記スイッチ手段をオフにするものである
とすることにより、過電流の通電が遮断されるので、ス
イッチ手段の保護を好適に行うことができる。Further, since the drive means turns off the switch means when the overcurrent signal is output, the overcurrent is cut off, so that the protection of the switch means is preferable. Can be done.
【図１】本発明に係る過電流検出回路の一実施形態を備
えた電流供給回路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a current supply circuit including an embodiment of an overcurrent detection circuit according to the present invention.
【図２】過電流検出回路の一実施形態の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of one embodiment of an overcurrent detection circuit.
【図３】基準電圧生成回路の変形形態を示す回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a modification of the reference voltage generation circuit.
【図４】（ａ）（ｂ）は基準電圧生成回路の別の変形形
態を示す回路図である。FIGS. 4A and 4B are circuit diagrams showing another modification of the reference voltage generation circuit.
【図５】比較回路の変形形態を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a modification of the comparison circuit.
【図６】比較回路の別の変形形態を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing another modification of the comparison circuit.
【図７】（ａ）（ｂ）は基準電圧生成回路および比較回
路をさらに簡易な回路で構成した過電流検出回路を示す
回路図である。FIGS. 7A and 7B are circuit diagrams showing an overcurrent detection circuit in which a reference voltage generation circuit and a comparison circuit are configured by simpler circuits.
【図８】（ａ）（ｂ）（ｃ）は比較回路と電源ＶCCとの
間にスイッチを介設した形態を示す回路図である。FIGS. 8A, 8B, and 8C are circuit diagrams showing a configuration in which a switch is provided between a comparison circuit and a power supply V CC .
１ 電源部 ２ ＦＥＴ（スイッチ手段） ３ ランプ（負荷） ４ 駆動回路（駆動手段） ５，５１，５２ 電流供給ライン ６１ 操作スイッチ（操作手段） ７ 過電流検出回路 ７０ 遅延回路（動作制御回路） ７５ 基準電圧生成回路（基準電圧生成手段） ７６ 比較回路（比較手段） Reference Signs List 1 power supply unit 2 FET (switch means) 3 lamp (load) 4 drive circuit (drive means) 5, 51, 52 current supply line 61 operation switch (operation means) 7 overcurrent detection circuit 70 delay circuit (operation control circuit) 75 Reference voltage generation circuit (reference voltage generation means) 76 Comparison circuit (comparison means)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｈ 11/00 Ｈ０２Ｈ 11/00 Ｆ Ｈ０３Ｋ 17/695 Ｈ０３Ｋ 17/687 Ｂ (72)発明者 水野 史章 愛知県名古屋市南区菊住１丁目７番10号 株式会社ハーネス総合技術研究所内 Ｆターム(参考） 5G004 AA04 AB03 BA01 BA02 BA03 BA04 BA07 CA07 DA04 DC04 DC13 EA04 FA01 GA02 5G044 AA01 AC01 BA01 BA02 BA03 CA01 CA03 CA04 5H410 BB01 BB05 CC02 DD02 EA11 EB14 EB37 FF05 FF23 LL06 5H420 BB02 BB13 CC02 DD02 EA14 EA18 EA24 EA39 EB15 EB37 FF04 FF23 LL05 NA14 NB02 NB14 NB24 NB36 NC02 NC27 NE15 5J055 AX12 AX32 AX44 AX64 BX16 CX13 CX20 DX13 DX22 DX53 DX54 EX01 EX02 EX11 EX23 EY01 EY03 EY10 EY13 EY17 EZ01 EZ04 EZ08 EZ10 EZ39 EZ43 EZ50 EZ55 EZ57 FX04 FX13 FX20 FX38 GX01 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (51) Int.Cl. 7 Identification symbol FI Theme coat ゛ (Reference) H02H 11/00 H02H 11/00 F H03K 17/695 H03K 17/687 B (72) Inventor Fumiaki Mizuno Aichi 1-7-10 Kikuzumi, Minami-ku, Nagoya-shi, Japan F-term in Harness Research Institute (reference) 5G004 AA04 AB03 BA01 BA02 BA03 BA04 BA07 CA07 DA04 DC04 DC13 EA04 FA01 GA02 5G044 AA01 AC01 BA01 BA02 BA03 CA01 CA03 CA04 5H410 BB01 BB05 CC02 DD02 EA11 EB14 EB37 FF05 FF23 LL06 5H420 BB02 BB13 CC02 DD02 EA14 EA18 EA24 EA39 EB15 EB37 FF04 FF23 LL05 NA14 NB02 NB14 EX24 NB36 NC02 NC27 NE15 5J055 AX12 AX32 AX32 AX32 AX32 AX12 EY13 EY17 EZ01 EZ04 EZ08 EZ10 EZ39 EZ43 EZ50 EZ55 EZ57 FX04 FX13 FX20 FX38 GX01
Claims (8)
ンに介設されたスイッチ手段と、このスイッチ手段をオ
ンオフする駆動手段とを備え、上記スイッチ手段をオン
にすることにより上記電源部から上記負荷に電流を供給
する電流供給回路において、 上記電源部を用いて基準電圧を生成する基準電圧生成手
段と、 上記スイッチ手段がオンの場合であって、上記基準電圧
より上記電流供給ラインの電圧の方が低いときに、過電
流信号を出力する過電流信号出力手段とを備えたことを
特徴とする過電流検出回路。1. A power supply unit, comprising: switch means interposed in a current supply line connecting a load; and drive means for turning on and off the switch means. In a current supply circuit for supplying a current to the load, a reference voltage generation unit configured to generate a reference voltage using the power supply unit, wherein the switch unit is on, and a voltage of the current supply line is higher than the reference voltage. And an overcurrent signal output means for outputting an overcurrent signal when the current is lower.
て、上記過電流信号出力手段は、上記スイッチ手段がオ
ンのときに上記基準電圧と上記電流供給ラインの電圧と
の比較を行う比較手段を備えたものであることを特徴と
する過電流検出回路。2. The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein said overcurrent signal output means includes a comparison means for comparing said reference voltage with a voltage of said current supply line when said switch means is on. An overcurrent detection circuit, comprising: an overcurrent detection circuit;
て、上記比較手段は、上記基準電圧生成手段により生成
される基準電圧が入力される第１入力部、上記電流供給
ラインに接続される第２入力部、および上記第１入力部
の電圧より上記第２入力部の電圧の方が低いときに上記
過電流信号を出力する出力部を有する差動増幅回路と、
上記スイッチ手段がオンのときにのみ上記電源部から上
記差動増幅回路にこの回路の動作のための電流を供給す
る動作制御回路とを備えたものであることを特徴とする
過電流検出回路。3. The overcurrent detection circuit according to claim 2, wherein said comparing means is connected to a first input section to which a reference voltage generated by said reference voltage generating means is input, and to a current supply line. A differential amplifier circuit having a two-input unit and an output unit that outputs the overcurrent signal when the voltage of the second input unit is lower than the voltage of the first input unit;
An overcurrent detection circuit, comprising: an operation control circuit that supplies a current for operating the circuit from the power supply unit to the differential amplifier circuit only when the switch unit is turned on.
て、上記動作制御回路は、上記スイッチ手段がオンにな
った時点から所定時間経過した後に上記差動増幅回路へ
の電流供給を開始するものであることを特徴とする過電
流検出回路。4. The overcurrent detection circuit according to claim 3, wherein said operation control circuit starts supplying current to said differential amplifier circuit after a lapse of a predetermined time from a time point when said switch means is turned on. An overcurrent detection circuit, characterized in that:
検出回路において、外部からの操作によってオンにされ
る操作手段を備え、上記駆動手段は、この操作手段がオ
ンにされると上記スイッチ手段をオンにするものである
ことを特徴とする過電流検出回路。5. The overcurrent detection circuit according to claim 1, further comprising an operation unit that is turned on by an external operation, wherein the driving unit is configured to turn on the operation unit when the operation unit is turned on. An overcurrent detection circuit for turning on the switch means.
検出回路において、上記基準電圧生成手段は、バンドギ
ャップリファレンス回路からなるものであることを特徴
とする過電流検出回路。6. The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein said reference voltage generation means comprises a band gap reference circuit.
検出回路において、上記基準電圧生成手段は、上記電源
部の電圧に応じた基準電圧を生成するものであることを
特徴とする過電流検出回路。7. The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein said reference voltage generation means generates a reference voltage according to a voltage of said power supply unit. Overcurrent detection circuit.
検出回路において、上記駆動手段は、上記過電流信号が
出力されると上記スイッチ手段をオフにするものである
ことを特徴とする過電流検出回路。8. The overcurrent detection circuit according to claim 1, wherein said drive means turns off said switch means when said overcurrent signal is output. Overcurrent detection circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000027113A JP2001217696A (en) | 2000-02-04 | 2000-02-04 | Overcurrent-detecting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2000027113A JP2001217696A (en) | 2000-02-04 | 2000-02-04 | Overcurrent-detecting circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001217696A true JP2001217696A (en) | 2001-08-10 |
Family
ID=18552738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000027113A Withdrawn JP2001217696A (en) | 2000-02-04 | 2000-02-04 | Overcurrent-detecting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001217696A (en) |
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006059646A1 (en) * | 2004-11-30 | 2006-06-08 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| WO2007074837A1 (en) * | 2005-12-26 | 2007-07-05 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply control device |
| JP2007257662A (en) * | 2007-06-05 | 2007-10-04 | Ricoh Co Ltd | Constant voltage power circuit |
| DE112006003483T5 (en) | 2005-12-26 | 2008-11-13 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply control and threshold setting method therefor |
| US7508255B2 (en) | 2006-01-25 | 2009-03-24 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE112007001293T5 (en) | 2006-06-01 | 2009-04-16 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply controller |
| DE112007001292T5 (en) | 2006-05-29 | 2009-04-23 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply controller |
| US7545127B2 (en) | 2005-10-31 | 2009-06-09 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| JP2010511254A (en) * | 2006-11-29 | 2010-04-08 | ナショナル セミコンダクタ コーポレイション | Short circuit protection circuit |
| US7848071B2 (en) | 2005-12-26 | 2010-12-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7847702B2 (en) | 2006-07-11 | 2010-12-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7848073B2 (en) | 2006-04-24 | 2010-12-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7924542B2 (en) | 2005-06-03 | 2011-04-12 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller and semiconductor device |
| US8054605B2 (en) | 2006-02-22 | 2011-11-08 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| CN102369643A (en) * | 2009-03-31 | 2012-03-07 | 株式会社自动网络技术研究所 | Power supply controller and control method thereof |
| DE112010000432T5 (en) | 2009-01-30 | 2013-04-25 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Electrical power supply control circuit |
| EP3386063A4 (en) * | 2015-12-03 | 2018-12-12 | AutoNetworks Technologies, Ltd. | Power supply control device |
-
2000
- 2000-02-04 JP JP2000027113A patent/JP2001217696A/en not_active Withdrawn
Cited By (38)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE112005002954B4 (en) * | 2004-11-30 | 2013-03-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7701686B2 (en) | 2004-11-30 | 2010-04-20 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| WO2006059646A1 (en) * | 2004-11-30 | 2006-06-08 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE112006001377B4 (en) * | 2005-06-03 | 2013-04-04 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7924542B2 (en) | 2005-06-03 | 2011-04-12 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller and semiconductor device |
| US7545127B2 (en) | 2005-10-31 | 2009-06-09 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE102006061183B4 (en) * | 2005-12-26 | 2013-03-14 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE112006003483B4 (en) * | 2005-12-26 | 2014-09-04 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply control and threshold setting method therefor |
| DE112006003483T5 (en) | 2005-12-26 | 2008-11-13 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply control and threshold setting method therefor |
| US7813096B2 (en) | 2005-12-26 | 2010-10-12 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7848071B2 (en) | 2005-12-26 | 2010-12-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US8270138B2 (en) | 2005-12-26 | 2012-09-18 | Autonetworks Technologies, Limited | Power supply controller and threshold adjustment method thereof |
| WO2007074837A1 (en) * | 2005-12-26 | 2007-07-05 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply control device |
| DE112006003482B4 (en) | 2005-12-26 | 2011-04-14 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply controller |
| US7508255B2 (en) | 2006-01-25 | 2009-03-24 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE102007003447B4 (en) * | 2006-01-25 | 2015-03-05 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE112007000411B4 (en) | 2006-02-22 | 2011-11-24 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US8054605B2 (en) | 2006-02-22 | 2011-11-08 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE102007018761B4 (en) * | 2006-04-24 | 2012-06-14 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US7848073B2 (en) | 2006-04-24 | 2010-12-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| US8598859B2 (en) | 2006-05-29 | 2013-12-03 | Autonetworks Technologies, Limited | Power supply controller |
| DE112007001292B8 (en) * | 2006-05-29 | 2015-09-24 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE112007001292B4 (en) * | 2006-05-29 | 2015-06-25 | Sumitomo Wiring Systems, Ltd. | Power supply controller |
| DE112007001292T5 (en) | 2006-05-29 | 2009-04-23 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply controller |
| US8054602B2 (en) | 2006-06-01 | 2011-11-08 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| DE112007001293T5 (en) | 2006-06-01 | 2009-04-16 | AUTONETWORKS Technologies, LTD., Yokkaichi | Power supply controller |
| US7847702B2 (en) | 2006-07-11 | 2010-12-07 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply controller |
| JP2010511254A (en) * | 2006-11-29 | 2010-04-08 | ナショナル セミコンダクタ コーポレイション | Short circuit protection circuit |
| JP2007257662A (en) * | 2007-06-05 | 2007-10-04 | Ricoh Co Ltd | Constant voltage power circuit |
| DE112010000432B4 (en) | 2009-01-30 | 2017-11-16 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Electrical power supply control circuit |
| DE112010000432T5 (en) | 2009-01-30 | 2013-04-25 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Electrical power supply control circuit |
| US8754551B2 (en) | 2009-01-30 | 2014-06-17 | Autonetworks Technologies | Electric power supply control circuit |
| US8918222B2 (en) | 2009-03-31 | 2014-12-23 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Controlling and protecting power-supply paths from thermal overloads |
| DE112010001323T5 (en) | 2009-03-31 | 2012-08-02 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply control and control method therefor |
| DE112010001323B4 (en) * | 2009-03-31 | 2016-11-24 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply control and control method therefor |
| CN102369643A (en) * | 2009-03-31 | 2012-03-07 | 株式会社自动网络技术研究所 | Power supply controller and control method thereof |
| EP3386063A4 (en) * | 2015-12-03 | 2018-12-12 | AutoNetworks Technologies, Ltd. | Power supply control device |
| US10547194B2 (en) | 2015-12-03 | 2020-01-28 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Power supply control apparatus |
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