JP2001024539A - Receiver - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル衛星放送受
信用チューナ等に使用されるダイレクトコンバージョン
方式の受信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a direct conversion type receiving device used for a tuner for receiving digital satellite broadcasting.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ダイレクトコンバージョン方式は受信し
たＲＦ（高周波）信号からミキシングによって中間周波
数信号に変換せずに直接ベースバンド信号を取り出す受
信方式である。図１７は従来のダイレクトコンバージョ
ン方式の衛星放送受信装置のブロック図である。１はＲ
Ｆ信号を入力する入力端子である。２は入力端子１を介
して入力されたＲＦ信号を増幅するＲＦ増幅器である。
３はＲＦ増幅器２で増幅されたＲＦ信号をミキシングに
よってベースバンドのＩ／Ｑ信号を取り出すミキサー・
Ｉ／Ｑ復調器である。2. Description of the Related Art The direct conversion method is a receiving method in which a baseband signal is directly extracted from a received RF (high frequency) signal without being converted into an intermediate frequency signal by mixing. FIG. 17 is a block diagram of a conventional direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus. 1 is R
This is an input terminal for inputting the F signal. Reference numeral 2 denotes an RF amplifier that amplifies an RF signal input via the input terminal 1.
A mixer 3 extracts a baseband I / Q signal by mixing the RF signal amplified by the RF amplifier 2.
An I / Q demodulator.
【０００３】ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３の構成について
説明する。４はＲＦ増幅器２で増幅されたＲＦ信号と受
信しようとするＲＦ信号のキャリアと同一周波数の信号
を混合することによりベースバンドのＩ信号を取り出す
ミキサーである。５はＲＦ増幅器２で増幅されたＲＦ信
号と受信しようとするＲＦ信号のキャリアと同一周波数
の信号を混合することによりベースバンドのＱ信号を取
り出すミキサーである。[0003] The configuration of the mixer / I / Q demodulator 3 will be described. Reference numeral 4 denotes a mixer for extracting a baseband I signal by mixing the RF signal amplified by the RF amplifier 2 and a signal of the same frequency as the carrier of the RF signal to be received. Reference numeral 5 denotes a mixer for extracting a baseband Q signal by mixing the RF signal amplified by the RF amplifier 2 and a signal having the same frequency as a carrier of the RF signal to be received.
【０００４】６はミキサー４より出力されるＩ信号を増
幅するベースバンド増幅器である。７はミキサー５より
出力されるＱ信号を増幅するベースバンド増幅器であ
る。８はベースバンド増幅器６で増幅されたＩ信号の高
周波成分を除去する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であ
る。９はベースバンド増幅器７で増幅されたＱ信号の高
周波成分を除去する低域通過フィルタである。[0006] Reference numeral 6 denotes a baseband amplifier for amplifying the I signal output from the mixer 4. Reference numeral 7 denotes a baseband amplifier for amplifying the Q signal output from the mixer 5. Reference numeral 8 denotes a low-pass filter (LPF) for removing a high-frequency component of the I signal amplified by the baseband amplifier 6. Reference numeral 9 denotes a low-pass filter that removes a high-frequency component of the Q signal amplified by the baseband amplifier 7.
【０００５】１０は入力される信号を互いに９０度位相
の異なる２つの信号に変換する９０度移相器である。１
１は入力されるローカル発振信号を１／２分周する１／
２分周器である。１２は発振周波数が１５００ＭＨｚ〜
２１５０ＭＨｚであるローカル発振器である。１３は発
振周波数が１９００ＭＨｚ〜３０００ＭＨｚであるロー
カル発振器である。ローカル発振器１２より出力される
ローカル発振信号は直接９０度移相器１０に入力され
る。一方、ローカル発振器１３より出力されるローカル
発振信号は１／２分周器１１で１／２分周されてから９
０度移相器１０に入力される。Reference numeral 10 denotes a 90-degree phase shifter for converting an input signal into two signals having phases different from each other by 90 degrees. 1
1 is 1 / divides the input local oscillation signal by 1/2.
2 divider. 12 has an oscillation frequency of 1500 MHz or more
It is a local oscillator of 2150 MHz. Reference numeral 13 denotes a local oscillator having an oscillation frequency of 1900 MHz to 3000 MHz. The local oscillation signal output from the local oscillator 12 is directly input to the 90-degree phase shifter 10. On the other hand, the local oscillation signal output from the local oscillator 13 is divided by で in the
The signal is input to the 0-degree phase shifter 10.
【０００６】ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３は復調するＲＦ
信号の周波数が９５０〜１５００ＭＨｚの場合、ローカ
ル発振器１２への電源の供給を停止し、ローカル発振器
１３を使用してその復調しようとする周波数の２倍の周
波数のローカル発振信号を得る。[0006] The mixer / I / Q demodulator 3 is an RF demodulator.
When the frequency of the signal is 950 to 1500 MHz, the supply of power to the local oscillator 12 is stopped, and the local oscillator 13 is used to obtain a local oscillation signal having a frequency twice as high as the frequency to be demodulated.
【０００７】ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３は受信しようと
するＲＦ信号のキャリアの周波数が１５００〜２１５０
ＭＨｚの場合は、ローカル発振器１３を停止し、ローカ
ル発振器１２を使用してその受信しようとするＲＦ信号
のキャリアと同一の周波数のローカル発振信号を得る。
１４はローカル発振器１２、１３より出力されるローカ
ル発振信号を増幅するローカル発振信号増幅器である。[0007] The mixer / I / Q demodulator 3 has a carrier frequency of the RF signal to be received of 1500-2150.
In the case of MHz, the local oscillator 13 is stopped, and the local oscillator 12 is used to obtain a local oscillation signal having the same frequency as the carrier of the RF signal to be received.
Reference numeral 14 denotes a local oscillation signal amplifier for amplifying the local oscillation signals output from the local oscillators 12 and 13.
【０００８】１５はローカル発振制御用の低域通過フィ
ルタである。１６はＰＬＬＩＣ（Phase Locked Loop 集
積回路）であり、ローカル発振信号増幅器１４で増幅さ
れたローカル発振信号を入力し、内部で生成される基準
信号と位相比較し、比較結果を線路１６ａに出力する。
また、ＰＬＬＩＣ１６は受信しようとするチャンネルに
よってローカル発振器１２、１３の一方を使用し、他方
の電源を切るための設定信号を線路１６ｂに出力する。Reference numeral 15 denotes a low-pass filter for controlling local oscillation. Reference numeral 16 denotes a PLLIC (Phase Locked Loop integrated circuit), which inputs the local oscillation signal amplified by the local oscillation signal amplifier 14, compares the phase with a reference signal generated internally, and outputs the comparison result to a line 16a.
The PLLIC 16 uses one of the local oscillators 12 and 13 depending on the channel to be received, and outputs a setting signal for turning off the other power supply to the line 16b.
【０００９】１７はＰＬＬＩＣ１６に選局データを入力
するための入力端子である。ＰＬＬＩＣ１６は入力され
た選局データに従って分周比を設定することによって選
局を行う。低域通過フィルタ１５はＰＬＬＩＣ１６より
出力される信号から高域成分を除去し、ローカル発振器
１２、１３に出力する。１８は低域通過フィルタ８より
出力されるＩ信号を出力するＩ信号出力端子である。１
９は低域通過フィルタ９より出力されるＱ信号を出力す
るＱ信号出力端子である。Reference numeral 17 denotes an input terminal for inputting tuning data to the PLLIC 16. The PLLIC 16 performs channel selection by setting a frequency division ratio in accordance with the input channel selection data. The low-pass filter 15 removes high-frequency components from the signal output from the PLLIC 16 and outputs the signal to the local oscillators 12 and 13. Reference numeral 18 denotes an I signal output terminal for outputting an I signal output from the low-pass filter 8. 1
Reference numeral 9 denotes a Q signal output terminal for outputting a Q signal output from the low-pass filter 9.
【００１０】入力端子１を介して入力されたＲＦ信号は
ＲＦ増幅器２によって増幅される。ＲＦ増幅器２で増幅
されたＲＦ信号はミキサー４、５に入力される。また、
受信しようとするＲＦ信号のキャリアの周波数が９５０
ＭＨｚ〜１５００ＭＨｚの場合には、ＰＬＬＩＣ１６の
制御によってローカル発振器１３はその受信しようとす
るキャリアの周波数の２倍の周波数のローカル発振信号
を出力する。このとき、ローカル発振器１２は電源の供
給が絶たれて停止している。An RF signal input via an input terminal 1 is amplified by an RF amplifier 2. The RF signal amplified by the RF amplifier 2 is input to mixers 4 and 5. Also,
The frequency of the carrier of the RF signal to be received is 950
In the case of MHz to 1500 MHz, the local oscillator 13 outputs a local oscillation signal having a frequency twice the frequency of the carrier to be received under the control of the PLLIC 16. At this time, the local oscillator 12 has stopped supplying power.
【００１１】そして、ローカル発振器１３より出力され
るローカル発振信号は１／２分周器１１で分周され、受
信しようとするＲＦ信号のキャリアの周波数と同一にな
る。そして、１／２分周されたローカル発振信号は９０
度移相器１１で互いに９０度位相の異なる２波となり、
一方がミキサー４に入力され、他方がミキサー５に入力
される。受信しようとするＲＦ信号のキャリアの周波数
が１５００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚの場合には、ＰＬＬ
ＩＣ１６の制御によってローカル発振器１２がその受信
しようとするＲＦ信号のキャリアと同一の周波数で発振
する。このとき、ローカル発振器１３は電源の供給が絶
たれて停止している。The local oscillation signal output from the local oscillator 13 is frequency-divided by the 1/2 frequency divider 11 and becomes equal to the frequency of the carrier of the RF signal to be received. Then, the local oscillation signal divided by １ ／ is 90
Two waves having a phase difference of 90 degrees from each other in the phase shifter 11,
One is input to the mixer 4 and the other is input to the mixer 5. When the frequency of the carrier of the RF signal to be received is 1500 MHz to 2150 MHz, the PLL
Under the control of the IC 16, the local oscillator 12 oscillates at the same frequency as the carrier of the RF signal to be received. At this time, the local oscillator 13 stops supplying power.
【００１２】ミキサー４、５に入力されたＲＦ信号は互
いに位相が９０度異なるローカル発振信号とそれぞれミ
キサー４、５で混合されて、互いに位相の異なるベース
バンドのＩ信号、Ｑ信号になる。ミキサー４より出力さ
れるＩ信号はベースバンド増幅器６で増幅され、低域通
過フィルタ８で不要な高域の周波数成分が除去されて、
出力端子１８より出力される。ミキサー５より出力され
るＱ信号はベースバンド増幅器７で増幅され、低域通過
フィルタ９で不要な高域の周波数成分が除去されて、出
力端子１９より出力される。The RF signals input to the mixers 4 and 5 are mixed in the mixers 4 and 5 with local oscillation signals having phases different from each other by 90 degrees, and become baseband I and Q signals having different phases. The I signal output from the mixer 4 is amplified by the baseband amplifier 6 and unnecessary high frequency components are removed by the low-pass filter 8.
Output from the output terminal 18. The Q signal output from the mixer 5 is amplified by the baseband amplifier 7, unnecessary high frequency components are removed by the low-pass filter 9, and output from the output terminal 19.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】受信装置が受信しよう
とするＲＦ信号のキャリアの周波数が例えば９５０ＭＨ
ｚの場合には、ローカル発振器１３が１９００ＭＨｚで
発振する。受信装置の受信帯域が一般的な９５０〜２１
５０ＭＨｚであるときには、受信したＲＦ信号には１９
００ＭＨｚの信号成分も含まれる。ローカル発振器１３
から出力される１９００ＭＨｚのローカル発振信号は１
／２分周器１１で分周されて９５０ＭＨｚの信号成分に
なるが、ミキサー４、５に入力されるローカル発振信号
には９５０ＭＨｚの成分以外に１９００ＭＨｚの成分も
含まれる。これには１／２分周器１１を通過してくる場
合と、１９００ＭＨｚと高周波であるために空中を経由
してミキサー４、５に入力される場合がある。そのた
め、ミキサー４、５はＲＦ信号から９５０ＭＨｚの信号
成分以外に１９００ＭＨｚの信号も受信（ダイレクトコ
ンバート）してしまい、本来受信しようとしている９５
０ＭＨｚの信号の受信に悪影響を受けることになる。The frequency of the carrier of the RF signal to be received by the receiving apparatus is, for example, 950 MHz.
In the case of z, the local oscillator 13 oscillates at 1900 MHz. The receiving band of the receiving device is generally 950 to 21
At 50 MHz, the received RF signal contains 19
A signal component of 00 MHz is also included. Local oscillator 13
1900 MHz local oscillation signal output from
The frequency is divided by the frequency divider 11 into a 950 MHz signal component. The local oscillation signals input to the mixers 4 and 5 include a 1900 MHz component in addition to the 950 MHz component. In this case, there are a case where the signal passes through the 1/2 frequency divider 11 and a case where the signal is input to the mixers 4 and 5 via the air due to the high frequency of 1900 MHz. Therefore, the mixers 4 and 5 also receive (direct convert) a signal of 1900 MHz in addition to the signal component of 950 MHz from the RF signal, and originally intend to receive 95.
The reception of the 0 MHz signal will be adversely affected.
【００１４】また、ＲＦ信号がＲＦ増幅器２で増幅され
るとき波形が歪むことによって発生する高調波がミキサ
ー・Ｉ／Ｑ復調器３でダイレクトコンバートするときに
悪影響を与えることがある。このとき、ＲＦ信号どうし
が互いに干渉することでも受信に悪影響を与える。Also, when the RF signal is amplified by the RF amplifier 2, the waveform is distorted, and the generated harmonics may adversely affect the direct conversion by the mixer / I / Q demodulator 3. At this time, interference between RF signals also adversely affects reception.
【００１５】本発明は上記課題を解決するもので、ダイ
レクトコンバージョン方式の受信装置において、入力さ
れる信号に含まれるローカル発振信号と同じ周波数等の
成分によって受信に悪影響が出ないようにすることを目
的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and it is an object of the present invention to provide a direct conversion type receiving apparatus in which reception is not adversely affected by components having the same frequency and the like as a local oscillation signal included in an input signal. Aim.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の第１の構成では、入力信号を中間周波数信
号に変換することなく該入力信号からベースバンド信号
を取り出すダイレクトコンバージョン方式の受信装置に
おいて、前記入力信号から受信しようとするチャンネル
のキャリアの周波数とは異なる周波数のローカル発振信
号を出力するローカル発振器と、前記ローカル発振信号
の周波数を前記チャンネルのキャリアの周波数に変換す
る周波数変換手段と、前記入力信号から前記ローカル発
振信号の周波数と同一の周波数成分を除去する第１の回
路と、第１の回路より出力される入力信号と前記周波数
変換されたローカル発振信号を混合するミキサーとを備
えるようにしている。According to a first aspect of the present invention, there is provided a direct conversion system for extracting a baseband signal from an input signal without converting the input signal into an intermediate frequency signal. In the receiving device, a local oscillator that outputs a local oscillation signal having a frequency different from the frequency of a carrier of a channel to be received from the input signal, and frequency conversion that converts the frequency of the local oscillation signal into a frequency of a carrier of the channel Means, a first circuit for removing the same frequency component as the frequency of the local oscillation signal from the input signal, and a mixer for mixing the input signal output from the first circuit with the frequency-converted local oscillation signal And is provided.
【００１７】このような構成によると、受信装置ではロ
ーカル発振器が受信しようとするチャンネルのキャリア
の周波数とは異なる周波数でローカル発振信号を出力し
ており、そのローカル発振信号がミキサーに入力されて
も、第１の回路が入力信号からローカル発振信号の周波
数と同一の周波数成分（他チャンネル信号）を除去して
いるので、ミキサーが入力信号からローカル発振信号と
同一周波数成分を復調（ダイレクトコンバート）するこ
とがなくなり、受信に悪影響を受けることがなくなる。According to such a configuration, the receiving apparatus outputs the local oscillation signal at a frequency different from the frequency of the carrier of the channel to be received by the local oscillator, and the local oscillation signal is input to the mixer. Since the first circuit removes the same frequency component (other channel signal) as the frequency of the local oscillation signal from the input signal, the mixer demodulates (direct converts) the same frequency component as the local oscillation signal from the input signal. And reception is not adversely affected.
【００１８】また、本発明の第２の構成では、上記第１
の構成において、前記ローカル発振信号の周波数は前記
チャンネルのキャリアの周波数の２以上の整数倍である
ようにしている。Further, in the second configuration of the present invention, the first
In the configuration, the frequency of the local oscillation signal is an integer multiple of 2 or more of the frequency of the carrier of the channel.
【００１９】このような構成によると、受信装置は受信
しようとするチャンネルのキャリア周波数の２以上の整
数倍の周波数のローカル発振信号を出力し、その出力が
ミキサーに入ってきても、受信装置は入力信号からロー
カル発振信号と同じ周波数の入力信号（他チャンネル信
号）を除去するので、その他チャンネル信号がダイレク
トコンバートされることはなく、本来のチャンネルの受
信に悪影響を与えないようになっている。According to such a configuration, the receiving device outputs a local oscillation signal having a frequency that is an integer multiple of 2 or more of the carrier frequency of the channel to be received, and even if the output enters the mixer, the receiving device will Since the input signal (other channel signal) having the same frequency as the local oscillation signal is removed from the input signal, the other channel signal is not directly converted, so that the reception of the original channel is not adversely affected.
【００２０】また、本発明の第３の構成では、上記第１
の構成において、前記入力信号から前記チャンネルのキ
ャリアの周波数の１／２の周波数成分（他チャンネル信
号）を除去する第２の回路を備えている。Further, in the third configuration of the present invention, the first
And a second circuit for removing, from the input signal, a half frequency component (other channel signal) of the frequency of the carrier of the channel.
【００２１】このような構成によると、第２の回路によ
って入力信号から受信しようとするチャンネルのキャリ
アの周波数の１／２の周波数の成分が除去されるので、
この成分の第２高調波成分がミキサーで発生されること
がなくなり、従って、前記１／２周波数をキャリアとす
る他チャンネルの入力信号がミキサーでダイレクトコン
バートされる可能性はなくなる。According to such a configuration, since the second circuit removes a half frequency component of the frequency of the carrier of the channel to be received from the input signal,
The second harmonic component of this component is not generated by the mixer, and therefore, there is no possibility that the input signal of another channel having the １ ／ frequency as a carrier is directly converted by the mixer.
【００２２】また、本発明の第４の構成では、上記第１
の構成において、前記チャンネルのキャリアの周波数の
１／２の周波数成分を除去する第２の回路を備え、前記
入力信号はスイッチによって第１の回路と第２の回路の
いずれか一方を通過するようにしている。Further, in the fourth configuration of the present invention, the first
And a second circuit for removing a half frequency component of the frequency of the carrier of the channel, wherein the input signal is passed by a switch through one of the first circuit and the second circuit. I have to.
【００２３】このような構成によると、スイッチによっ
て入力信号が第１の回路を通過するときには入力信号か
らローカル発振信号の周波数と同一周波数の成分が除去
される。また、スイッチによって入力信号が第２の回路
を通過するときには入力信号から受信しようとするチャ
ンネルのキャリアの周波数の１／２の周波数成分が除去
される。According to such a configuration, when the input signal passes through the first circuit by the switch, a component having the same frequency as the frequency of the local oscillation signal is removed from the input signal. In addition, when the input signal passes through the second circuit, the switch removes a half frequency component of the carrier frequency of the channel to be received from the input signal.
【００２４】また、本発明の第５の構成では、上記第２
の構成乃至上記第４の構成のいずれかにおいて、第１の
回路は通過帯域の上限となる遮断周波数が可変の低域通
過フィルタから成るようにしている。Also, in the fifth configuration of the present invention, the second
In any one of the above configurations to the fourth configuration, the first circuit is constituted by a low-pass filter having a variable cut-off frequency which is an upper limit of the pass band.
【００２５】このような構成によると、低域通過フィル
タでローカル発振信号の周波数と同一の周波数成分が除
去される。また、低域通過フィルタの遮断周波数が可変
であるので、受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数の変更にともなってローカル発振信号の周波数が
変更されても低域通過フィルタはローカル発振信号の周
波数と同一の周波数成分を入力信号から除去することが
できる。According to such a configuration, the same frequency component as the frequency of the local oscillation signal is removed by the low-pass filter. In addition, since the cutoff frequency of the low-pass filter is variable, even if the frequency of the local oscillation signal is changed in accordance with the change of the carrier frequency of the channel to be received, the low-pass filter is not changed in frequency with the frequency of the local oscillation signal. The same frequency component can be removed from the input signal.
【００２６】また、本発明の第６の構成では、上記第３
の構成又は第４の構成において、第１の回路は通過帯域
の上限となる遮断周波数が可変の低域通過フィルタから
成り、第２の回路は通過帯域の下限となる遮断周波数が
可変の高域通過フィルタから成るようにしている。In the sixth configuration of the present invention, the third configuration
Or the fourth configuration, the first circuit comprises a low-pass filter having a variable cut-off frequency as an upper limit of the pass band, and the second circuit includes a high-pass filter having a variable cut-off frequency as a lower limit of the pass band. It consists of a pass filter.
【００２７】このような構成によると、第１の回路と第
２の回路はともに遮断周波数が可変となるので、受信装
置が受信しようとするチャンネルのキャリアの周波数が
変更されても第１の回路はローカル発振信号の周波数と
同一の周波数成分を除去することができ、第２の回路で
はキャリアの周波数の１／２の周波数成分を除去するこ
とができる。According to such a configuration, since the cutoff frequency of both the first circuit and the second circuit is variable, even if the frequency of the carrier of the channel to be received by the receiving device is changed, the first circuit is changed. Can remove the same frequency component as the frequency of the local oscillation signal, and the second circuit can remove half the frequency component of the carrier frequency.
【００２８】また、本発明の第７の構成では、上記第５
の構成又は上記第６の構成において、前記低域通過フィ
ルタは印加される電圧によって容量が可変する可変容量
ダイオードを有し、前記電圧によって前記低域通過フィ
ルタの遮断周波数が制御されるようにしている。Also, in the seventh configuration of the present invention, the fifth configuration
Or the sixth configuration, wherein the low-pass filter has a variable capacitance diode whose capacitance varies according to an applied voltage, and the cut-off frequency of the low-pass filter is controlled by the voltage. I have.
【００２９】このような構成によると、可変容量ダイオ
ードに印加される電圧によって可変容量ダイオードは容
量が可変することを利用して低域通過フィルタの遮断周
波数を制御することができる。According to such a configuration, the cutoff frequency of the low-pass filter can be controlled by utilizing the fact that the capacitance of the variable capacitance diode is varied by the voltage applied to the variable capacitance diode.
【００３０】また、本発明の第８の構成では、上記第５
の構成において、前記低域通過フィルタは印加される電
圧によって容量が可変する可変容量ダイオードを有し、
前記可変容量ダイオードと前記ローカル発振器に共通の
電圧を与えることによって、前記低域通過フィルタの遮
断周波数が制御される。Further, in the eighth configuration of the present invention, the fifth configuration
In the configuration of the above, the low-pass filter has a variable capacitance diode whose capacitance varies according to the applied voltage,
By applying a common voltage to the variable capacitance diode and the local oscillator, the cutoff frequency of the low-pass filter is controlled.
【００３１】このような構成によると、低域通過フィル
タは可変容量ダイオードに印加される電圧によって可変
容量ダイオードは容量が可変することを利用して遮断周
波数が制御される。したがって、受信しようとするチャ
ンネルを変えるとき共通の電圧で低域通過フィルタの遮
断周波数を可変し、それぞれ別個に電源を設ける必要が
ない。According to such a configuration, the cut-off frequency of the low-pass filter is controlled by utilizing the fact that the capacitance of the variable capacitance diode is varied by the voltage applied to the variable capacitance diode. Therefore, it is not necessary to vary the cutoff frequency of the low-pass filter with a common voltage when changing the channel to be received, and to provide a separate power supply.
【００３２】また、本発明の第９の構成では、上記第５
の構成乃至上記第８の構成のいずれかにおいて、前記低
域通過フィルタの通過特性は前記チャンネルの帯域の範
囲で平坦としている。In the ninth aspect of the present invention, the fifth aspect
In any one of the above structures to the eighth structure, the pass characteristic of the low-pass filter is flat in a band of the channel.
【００３３】このような構成によると、低域通過フィル
タの通過特性はチャンネル帯域で平坦であるため、入力
信号がフィルタを通過しても受信しようとするチャンネ
ルの帯域の信号成分には影響が出ないようになってい
る。According to such a configuration, since the pass characteristic of the low-pass filter is flat in the channel band, even if the input signal passes through the filter, the signal component in the band of the channel to be received is affected. Not to be.
【００３４】また、本発明の第１０の構成では、入力信
号を中間周波数信号に変換することなく該入力信号から
ベースバンド信号を取り出すダイレクトコンバージョン
方式の受信装置において、前記入力信号を増幅する増幅
器と、前記入力信号から前記チャンネルのキャリアの周
波数の１／２の周波数成分を除去する回路とを備えるよ
うにしている。According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a direct conversion type receiving apparatus for extracting a baseband signal from an input signal without converting the input signal into an intermediate frequency signal, comprising: an amplifier for amplifying the input signal; , A circuit that removes a frequency component that is half the frequency of the carrier of the channel from the input signal.
【００３５】このような構成によると、受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数の１／２の周波数成分
を除去するので、増幅器で入力信号を増幅するときに信
号の歪みによって発生する高調波が受信に悪影響を与え
ないようにすることができる。According to such a configuration, since a frequency component of の of the frequency of the carrier of the channel to be received is removed, a harmonic generated by signal distortion when an input signal is amplified by the amplifier is received. Can be prevented from being adversely affected.
【００３６】また、本発明の第１１の構成では、上記第
１０の構成において、前記回路は通過帯域の下限となる
遮断周波数が可変の高域通過フィルタから成るようにし
ている。According to an eleventh aspect of the present invention, in the tenth aspect, the circuit comprises a high-pass filter having a variable cut-off frequency which is a lower limit of a pass band.
【００３７】このような構成によると、高域通過フィル
タは通過帯域の下限となる遮断周波数が可変するので受
信しようとするチャンネルのキャリアの周波数が変化し
ても入力信号からキャリアの周波数の１／２の周波数成
分を除去することができる。According to such a configuration, the cut-off frequency, which is the lower limit of the pass band, of the high-pass filter is variable. Therefore, even if the frequency of the carrier of the channel to be received changes, the frequency of the carrier from the input signal becomes 1/1/1. 2 can be removed.
【００３８】また、本発明の第１２の構成では、上記第
６の構成又は上記第１１の構成において、前記高域通過
フィルタは印加される電圧によって容量が可変する可変
容量ダイオードを有し、前記電圧によって前記高域通過
フィルタの遮断周波数が制御されるようにしている。According to a twelfth configuration of the present invention, in the sixth configuration or the eleventh configuration, the high-pass filter has a variable capacitance diode whose capacitance is varied by an applied voltage. The cutoff frequency of the high-pass filter is controlled by the voltage.
【００３９】このような構成によると、可変容量ダイオ
ードに印加される電圧によって可変容量ダイオードは容
量が可変することを利用して高域通過フィルタの遮断周
波数を制御することができる。According to such a configuration, the cutoff frequency of the high-pass filter can be controlled by utilizing the fact that the capacitance of the variable capacitance diode varies according to the voltage applied to the variable capacitance diode.
【００４０】また、本発明の第１３の構成では、上記第
１２の構成において、印加される電圧によって周波数が
制御されたローカル発振信号を出力するローカル発振器
を備え、前記可変容量ダイオードと前記ローカル発振器
に共通の電圧を与えるようにしている。According to a thirteenth configuration of the present invention, in the twelfth configuration, a local oscillator for outputting a local oscillation signal whose frequency is controlled by an applied voltage is provided, and the variable capacitance diode and the local oscillator are provided. A common voltage is applied to the power supply.
【００４１】このような構成によると、可変容量ダイオ
ードに印加する電圧と、ローカル発振器に印加する電圧
を共通にして、この電圧によって受信しようとするチャ
ンネルを変えることができるので、可変容量ダイオード
とローカル発振器でのチャンネル制御用にそれぞれ別個
に電源を設ける必要がない。According to such a configuration, the voltage applied to the variable capacitance diode and the voltage applied to the local oscillator can be made common, and the channel to be received can be changed by this voltage. There is no need to provide separate power supplies for channel control in the oscillator.
【００４２】また、本発明の第１４の構成では、上記第
６の構成又は上記第１１の構成又は上記第１２の構成に
おいて、前記高域通過フィルタの通過特性は前記チャン
ネルの帯域の範囲で平坦としている。According to a fourteenth configuration of the present invention, in the sixth configuration, the eleventh configuration or the twelfth configuration, the pass characteristic of the high-pass filter is flat in a band of the channel. And
【００４３】このような構成によると、高域通過フィル
タの通過特性はチャンネル帯域で平坦であるため、入力
信号がフィルタを通過しても受信しようとするチャンネ
ルの帯域の信号成分には影響が出ないようになってい
る。According to such a configuration, since the pass characteristic of the high-pass filter is flat in the channel band, even if the input signal passes through the filter, the signal component in the band of the channel to be received is affected. Not to be.
【００４４】[0044]
【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞以下、本発明
の実施形態について説明する。図１は本発明の第１の実
施形態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送受信
装置の第１の実施形態のブロック図である。図１におい
て上記従来の受信装置を示す図１７と同一部分には同一
符号を付してある。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS <First Embodiment> An embodiment of the present invention will be described below. FIG. 1 is a block diagram of a first embodiment of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same parts as those of FIG. 17 showing the conventional receiving apparatus are denoted by the same reference numerals.
【００４５】第１の実施形態では図１７に示す上記従来
の受信装置において更にＬＣ直列共振回路２１がＲＦ増
幅器２とミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３の間に挿入されてい
る。ＬＣ直列共振回路２１はＲＦ増幅器２の出力側に一
端が接続されたコイル２１ａと、コイル２１ａの他端に
一端が接続され他端が接地されたコンデンサ２１ｂから
成る。ＬＣ直列共振回路２１はコイル２１ａのインダク
タンスＬ1とコンデンサ２１ｂの容量Ｃ1によって定まる
特定の周波数の成分を除去する。In the first embodiment, an LC series resonance circuit 21 is further inserted between the RF amplifier 2 and the mixer / I / Q demodulator 3 in the conventional receiver shown in FIG. The LC series resonance circuit 21 includes a coil 21a having one end connected to the output side of the RF amplifier 2, and a capacitor 21b having one end connected to the other end of the coil 21a and the other end grounded. LC series resonance circuit 21 removes the components of a specific frequency determined by the capacitance C 1 of the inductance L 1 and the capacitor 21b of the coil 21a.
【００４６】入力端子１を介して受信装置に入力された
ＲＦ信号は増幅器２で増幅される。増幅器２で増幅され
たＲＦ信号はＬＣ直列共振回路２１によってＬ1、Ｃ1で
定まる特定の周波数の成分が除去された後、ミキサー・
Ｉ／Ｑ復調器３に入力される。受信しようとするキャリ
アの周波数が９５０ＭＨｚの場合には、ＬＣ直列共振回
路２１はＲＦ信号から１９００ＭＨｚの周波数の成分を
除去できるようにＬ1、Ｃ1の値を設定する。これによ
り、ＲＦ信号から１９００ＭＨｚの信号成分が除去され
るので、１９００ＭＨｚの信号成分はミキサー・Ｉ／Ｑ
復調器３に入力されない。The RF signal input to the receiving device via the input terminal 1 is amplified by the amplifier 2. The RF signal amplified by the amplifier 2 is filtered by the LC series resonance circuit 21 after a component of a specific frequency determined by L 1 and C 1 is removed.
It is input to the I / Q demodulator 3. When the frequency of the carrier to be received is 950 MHz, the LC series resonance circuit 21 sets the values of L 1 and C 1 so that the component of the frequency of 1900 MHz can be removed from the RF signal. As a result, the 1900 MHz signal component is removed from the RF signal.
It is not input to the demodulator 3.
【００４７】入力端子１７を介して入力される選局デー
タによってローカル発振器１２、１３より出力されるロ
ーカル発振信号の周波数が制御される。受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数が９５０ＭＨｚ〜１５
００ＭＨｚにあるときにはＬＣ直列共振回路２１が除去
する周波数は受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数の２倍の周波数である。受信しようとするチャン
ネルのキャリアの周波数が１５００ＭＨｚ〜２１５０Ｍ
ＨｚであるときにはＬＣ直列共振回路２１がＲＦ信号か
ら除去する周波数成分は受信しようとするチャンネルの
キャリアの周波数の１／２の周波数の成分である。The frequency of the local oscillation signal output from the local oscillators 12 and 13 is controlled by the tuning data input via the input terminal 17. The frequency of the carrier of the channel to be received is 950 MHz to 15
When the frequency is 00 MHz, the frequency removed by the LC series resonance circuit 21 is twice the frequency of the carrier of the channel to be received. The carrier frequency of the channel to be received is 1500 MHz to 2150 M
When the frequency is Hz, the frequency component removed from the RF signal by the LC series resonance circuit 21 is a half frequency component of the frequency of the carrier of the channel to be received.
【００４８】ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３に入力されたＲ
Ｆ信号はミキサー４、５に入力される。受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数が９５０ＭＨｚ〜１５
００ＭＨｚの場合には、ＰＬＬＩＣ１６の制御によって
ローカル発振器１３はその受信しようとするチャンネル
のキャリアの周波数の２倍の周波数で発振する。このと
き、ローカル発振器１２は電源供給が絶たれて停止して
いる。そして、ローカル発振器１３より出力されるロー
カル発振信号は１／２分周器１１で分周され、受信しよ
うとするチャンネルのキャリアの周波数と同じになる。The R input to the mixer / I / Q demodulator 3
The F signal is input to mixers 4 and 5. The frequency of the carrier of the channel to be received is 950 MHz to 15
In the case of 00 MHz, the local oscillator 13 oscillates at twice the frequency of the carrier of the channel to be received under the control of the PLLIC 16. At this time, the power supply to the local oscillator 12 is cut off and stopped. Then, the local oscillation signal output from the local oscillator 13 is frequency-divided by the 1/2 frequency divider 11 and becomes the same as the frequency of the carrier of the channel to be received.
【００４９】受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数が１５００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚの場合には、
ＰＬＬＩＣ１６の制御によってローカル発振器１２がそ
の受信しようとするチャンネルのキャリアの周波数と同
じ周波数で発振する。このとき、ローカル発振器１３は
電源の供給が絶たれて停止する。ローカル発振器１２よ
り出力されるローカル発振信号又は１／２分周器１１で
分周されたローカル発振信号は９０度移相器１０で互い
に位相が９０度異なるローカル発振信号となる。When the frequency of the carrier of the channel to be received is 1500 MHz to 2150 MHz,
Under the control of the PLLIC 16, the local oscillator 12 oscillates at the same frequency as the carrier frequency of the channel to be received. At this time, the local oscillator 13 stops supplying power. The local oscillation signal output from the local oscillator 12 or the local oscillation signal frequency-divided by the 分 frequency divider 11 becomes a local oscillation signal having a phase difference of 90 ° from each other by the 90 ° phase shifter 10.
【００５０】互いに位相が９０度異なるローカル発振信
号はミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３に入力されるＲＦ信号と
それぞれミキサー４、５で混合されて、互いに位相の異
なるベースバンドのＩ信号とＱ信号になる。ミキサー４
より出力されるＩ信号はベースバンド増幅器６で増幅さ
れ、低域通過フィルタ８で不要な高域の周波数成分が除
去され、出力端子１８より出力される。ミキサー５より
出力されるＱ信号はベースバンド増幅器７で増幅され、
高域通過フィルタ９で不要な高域の周波数成分が除去さ
れ、出力端子１９より出力される。The local oscillation signals whose phases are different from each other by 90 degrees are mixed with the RF signal input to the mixer / I / Q demodulator 3 by the mixers 4 and 5, respectively, and the baseband I signal and the Q signal whose phases are different from each other. become. Mixer 4
The output I signal is amplified by the baseband amplifier 6, unnecessary high frequency components are removed by the low-pass filter 8, and output from the output terminal 18. The Q signal output from the mixer 5 is amplified by the baseband amplifier 7,
Unnecessary high frequency components are removed by the high pass filter 9 and output from the output terminal 19.
【００５１】図２は受信しようとするチャンネルのキャ
リアの周波数ｆ0が９５０ＭＨｚ〜１５００ＭＨｚの場
合のＬＣ直列共振回路２１の通過特性を示す図である。
図２に示すようにＬＣ直列共振回路２１はＲＦ信号から
周波数２ｆ0の成分を除去するので、ミキサー・Ｉ／Ｑ
復調器３にはローカル発振信号の周波数と同じ周波数の
成分が入力されない。そのため、ローカル発振信号１３
が周波数２ｆ0のローカル発振信号を出力しているため
に、ミキサー４、５に周波数２ｆ0の信号が入力されて
もミキサー４、５がその周波数２ｆ0の信号をダイレク
トコンバートすることがなく、キャリアの周波数ｆ0の
信号の受信に悪影響を与えることがなくなる。FIG. 2 is a diagram showing the pass characteristics of the LC series resonance circuit 21 when the frequency f 0 of the carrier of the channel to be received is 950 MHz to 1500 MHz.
As shown in FIG. 2, since the LC series resonance circuit 21 removes the component of the frequency 2f 0 from the RF signal, the mixer / I / Q
A component having the same frequency as the frequency of the local oscillation signal is not input to the demodulator 3. Therefore, the local oscillation signal 13
There To outputs the local oscillation signal of a frequency 2f 0, without a mixer 4, 5 be a signal of a frequency 2f 0 is input to the direct conversion of the signal of the frequency 2f 0 in the mixer 4 and 5, The reception of the signal of the carrier frequency f 0 is not adversely affected.
【００５２】図３は受信しようとするチャンネルのキャ
リアの周波数が１５００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚの場合
のＬＣ直列共振回路２１の通過特性を示す図である。こ
の場合、ＬＣ直列共振回路２１はＲＦ信号から周波数ｆ
0／２の成分を除去する。ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３に
はローカル発振信号の周波数の１／２の周波数の成分が
入力されない。そのため、ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３で
ローカル発振信号の周波数の１／２の周波数の成分がロ
ーカル発振器１２、１３に入力されないので、ＲＦ増幅
器２の増幅のときに歪みによって発生する高調波が受信
に悪影響を与えることが防止される。FIG. 3 is a diagram showing the pass characteristics of the LC series resonance circuit 21 when the frequency of the carrier of the channel to be received is 1500 MHz to 2150 MHz. In this case, the LC series resonance circuit 21 converts the frequency f
Removing 0/2 components. The mixer / I / Q demodulator 3 does not receive a component having a frequency half of the frequency of the local oscillation signal. For this reason, since a component having a frequency of の of the frequency of the local oscillation signal is not input to the local oscillators 12 and 13 in the mixer / I / Q demodulator 3, a harmonic generated by distortion when the RF amplifier 2 is amplified is generated. A bad influence on reception is prevented.
【００５３】本実施形態ではＲＦ増幅器２で増幅された
ＲＦ信号はＬＣ直列共振回路２１で特定の周波数の成分
が除去される。例えば受信しようとするチャンネルの信
号が９５０ＭＨｚであるときにはＬＣ直列共振回路２１
は１９００ＭＨｚの信号成分を除去する。したがって、
受信装置に入力されるＲＦ信号からローカル発振信号と
同一周波数の１９００ＭＨｚの信号成分が除去されるの
で、その１９００ＭＨｚの信号成分（他チャンネル信
号）によって受信に悪影響（ミキサーでその他チャンネ
ル信号がダイレクトコンバートされて出力されることに
よる影響）を受けることがない。In this embodiment, a specific frequency component of the RF signal amplified by the RF amplifier 2 is removed by the LC series resonance circuit 21. For example, when the signal of the channel to be received is 950 MHz, the LC series resonance circuit 21
Removes the 1900 MHz signal component. Therefore,
Since the 1900 MHz signal component having the same frequency as the local oscillation signal is removed from the RF signal input to the receiving device, the 1900 MHz signal component (other channel signal) adversely affects reception (other channel signals are directly converted by the mixer). Output).
【００５４】また、ローカル発振信号の周波数が受信し
ようとするチャンネル周波数の３倍、４倍等のように整
数倍で発振する場合にも、１／２分周器１１のところで
分周によって受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数に変換すればよい。このとき、ＬＣ直列共振回路
２１はローカル発振信号の周波数と同一周波数の成分を
除去するようにコンデンサ２１ｂの容量Ｃ1とコイル２
１ａのインダクタンスＬ1を設定すればよい。どのチャ
ンネルであってもＬＣ直列共振回路２１によってＲＦ信
号から受信に悪影響を与える周波数の成分を除去するの
で、受信帯域全てにおいて広いダイナミックレンジが確
保される。Also, when the frequency of the local oscillation signal oscillates at an integral multiple such as three times or four times the channel frequency to be received, the signal should be received at the 1/2 frequency divider 11 by frequency division. What is necessary is just to convert into the frequency of the carrier of the channel to be. At this time, LC series resonant circuit 21 is the capacitance C 1 of the capacitor 21b so as to eliminate the component of the same frequency of the local oscillator signal and the coil 2
1a of may be set the inductance L 1. Regardless of the channel, a frequency component that adversely affects reception is removed from the RF signal by the LC series resonance circuit 21, so that a wide dynamic range is secured in the entire reception band.
【００５５】＜第２の実施形態＞図４は本発明の第２の
実施形態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送受
信装置のブロック図である。図４において上記従来の受
信装置を示す図１７と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。本実施形態では図１７に示す上記従来の
受信装置において、更に入力端子１とＲＦ増幅器２の間
にＬＣ並列共振回路２２が挿入されている。<Second Embodiment> FIG. 4 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 4, the same parts as those of FIG. 17 showing the above-mentioned conventional receiving apparatus are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In this embodiment, an LC parallel resonance circuit 22 is further inserted between the input terminal 1 and the RF amplifier 2 in the conventional receiver shown in FIG.
【００５６】ＬＣ並列共振回路２２は並列に接続された
コイル２２ａとコンデンサ２２ｂとから成る。ＬＣ並列
共振回路２２はコイル２２ａのインダクタンスＬ2とコ
ンデンサ２２ｂの容量Ｃ2によって定まる特定の周波数
の成分を除去する。入力信号における受信しようとする
チャンネルのキャリアの周波数の１／２の周波数の成分
を除去できるようにインダクタンスＬ2と容量Ｃ2が設定
されている。The LC parallel resonance circuit 22 includes a coil 22a and a capacitor 22b connected in parallel. LC parallel resonance circuit 22 removes the components of a specific frequency determined by the capacitance C 2 of the inductance L 2 and the capacitor 22b of the coil 22a. The inductance L 2 and the capacitance C 2 are set so that a frequency component of a frequency of a carrier of a channel to be received in an input signal which is １ ／ can be removed.
【００５７】図５はＬＣ並列共振回路２２の通過特性を
示す図である。ＬＣ並列共振回路２２は受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数ｆ0の１／２の周波数
ｆ0／２の成分をＲＦ信号から除去する。FIG. 5 is a diagram showing the pass characteristics of the LC parallel resonance circuit 22. LC parallel resonance circuit 22 is removed from the RF signal to 1/2 of the frequency f 0/2 of the component of the frequency f 0 of the carrier of the channel to be received.
【００５８】入力端子１を介して受信装置に入力された
ＲＦ信号はＲＦ増幅器２で増幅されるときに非線形的な
振る舞いにより信号の歪みが発生するが、ＬＣ並列共振
回路２２によって受信しようとするチャンネルのキャリ
アの周波数の１／２の周波数の成分を除去するので、Ｒ
Ｆ増幅器２でＲＦ信号を増幅するときに波形の歪みによ
って発生する高調波による受信への悪影響が防止され
る。When the RF signal input to the receiving apparatus via the input terminal 1 is amplified by the RF amplifier 2, a signal distortion occurs due to non-linear behavior. Since a component of a half frequency of the carrier frequency of the channel is removed, R
When the RF signal is amplified by the F-amplifier 2, adverse effects on reception due to harmonics generated by waveform distortion are prevented.
【００５９】＜第３の実施形態＞図６は本発明の第３の
実施形態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送受
信装置のブロック図である。図６において上記従来の受
信装置を示す図１７と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。本実施形態では図１７に示す上記従来の
受信装置において、更にＲＦ増幅器２とミキサー・Ｉ／
Ｑ復調器３の間にＬＣ直列共振回路２１、ＲＦ入力端子
１とＲＦ増幅器２の間にＬＣ並列共振回路２２が挿入さ
れている。<Third Embodiment> FIG. 6 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a third embodiment of the present invention. In FIG. 6, the same parts as those in FIG. 17 showing the above-mentioned conventional receiving apparatus are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In the present embodiment, the RF receiver 2 and the mixer I / O in the conventional receiver shown in FIG.
An LC series resonance circuit 21 is inserted between the Q demodulator 3 and an LC parallel resonance circuit 22 is inserted between the RF input terminal 1 and the RF amplifier 2.
【００６０】ＬＣ直列共振回路２１はＲＦ増幅器２の出
力側に一端が接続されたコイル２１ａと、コイル２１ａ
の他端に一端が接続され、他端が接地されたコンデンサ
２１ｂから成る。ＬＣ並列共振回路２２は並列に接続さ
れたコイル２２ａとコンデンサ２２ｂとから成る。The LC series resonance circuit 21 includes a coil 21a having one end connected to the output side of the RF amplifier 2, and a coil 21a.
Is connected to the other end and a capacitor 21b is grounded at the other end. The LC parallel resonance circuit 22 includes a coil 22a and a capacitor 22b connected in parallel.
【００６１】ＬＣ直列共振回路２１はコイル２１ａのイ
ンダクタンスＬ1と、コンデンサ２１ｂの容量Ｃ1によっ
て特定される信号の周波数成分を除去する。ＬＣ直列共
振回路２１はＲＦ信号から受信しようとするチャンネル
のキャリアの周波数の２倍の周波数の成分を除去する。
ＬＣ並列共振回路２２はコイル２２ａのインダクタンス
Ｌ2とコンデンサ２２ｂの容量Ｃ2によって特定される信
号の周波数成分を除去する。本実施形態ではＬＣ並列共
振回路２２は受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数の１／２の周波数成分を除去する。The LC series resonance circuit 21 removes the frequency component of the signal specified by the inductance L 1 of the coil 21a and the capacitance C 1 of the capacitor 21b. The LC series resonance circuit 21 removes, from the RF signal, a component having a frequency twice the frequency of the carrier of the channel to be received.
LC parallel resonance circuit 22 removes the frequency component of the signal specified by the capacity C 2 of the inductance L 2 and the capacitor 22b of the coil 22a. In the present embodiment, the LC parallel resonance circuit 22 removes a half frequency component of the frequency of the carrier of the channel to be received.
【００６２】図７はＬＣ直列共振回路２１とＬＣ並列共
振回路２２の通過特性を示す図である。ＬＣ直列共振回
路２１により受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数ｆ0の２倍の周波数２ｆ0の信号成分がＲＦ信号よ
り除去される。ＬＣ並列共振回路２２により周波数ｆ0
／２の成分がＲＦ信号より除去される。FIG. 7 is a diagram showing the pass characteristics of the LC series resonance circuit 21 and the LC parallel resonance circuit 22. The signal component of the frequency 2f 0 , which is twice the frequency f 0 of the carrier of the channel to be received by the LC series resonance circuit 21, is removed from the RF signal. The frequency f 0 is determined by the LC parallel resonance circuit 22.
/ 2 component is removed from the RF signal.
【００６３】したがって、本実施形態の受信装置では、
ＬＣ直列共振回路２１でＲＦ信号から受信しようとする
チャンネルのキャリアの周波数の２倍の周波数の成分が
除去されることにより受信に悪影響を受けることがなく
なるとともに、ＬＣ並列共振回路２２で入力信号に含ま
れる受信しようとするチャンネルのキャリアの周波数ｆ
0の１／２の周波数成分が除去されることによりＲＦ増
幅器２でＲＦ信号の歪みによって受信に悪影響を与える
高調波が防止される。Therefore, in the receiving apparatus of the present embodiment,
The LC series resonance circuit 21 eliminates a component having a frequency twice as high as the carrier frequency of the channel to be received from the RF signal, so that the reception is not adversely affected. The frequency f of the carrier of the channel to be received included
By removing a frequency component of 0 of 0 , a harmonic that adversely affects reception due to distortion of the RF signal in the RF amplifier 2 is prevented.
【００６４】＜第４の実施形態＞図８は本発明の第４の
実施形態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送受
信装置のブロック図である。図８において上記従来の受
信装置を示す図１７と同一部分には同一符号を付してあ
る。第４の実施形態では図１７に示す上記従来の受信装
置と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。<Fourth Embodiment> FIG. 8 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a fourth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the same parts as those in FIG. 17 showing the above-mentioned conventional receiving apparatus are denoted by the same reference numerals. In the fourth embodiment, the same parts as those of the above-mentioned conventional receiving apparatus shown in FIG.
【００６５】第４の実施形態では図１７に示す上記従来
の受信装置において更にＲＦ増幅器２とミキサー・Ｉ／
Ｑ復調器３の間に制御電圧によって遮断周波数が可変す
る低域通過フィルタ２４が挿入されている。低域通過フ
ィルタ２４は制御電圧によってＲＦ信号から受信しよう
とするチャンネルのキャリアの周波数の２倍の周波数成
分を除去する。In the fourth embodiment, the RF amplifier 2 and the mixer I / O in the conventional receiver shown in FIG.
A low-pass filter 24 whose cut-off frequency is varied by a control voltage is inserted between the Q demodulators 3. The low-pass filter 24 removes a frequency component twice the frequency of the carrier of the channel to be received from the RF signal by the control voltage.
【００６６】図９は低域通過フィルタ２４の構成を示す
回路図である。２８は低域通過フィルタ２４にＲＦ信号
を入力するためのフィルタ入力端子である。２９は低域
通過フィルタ２４のフィルタ出力端子である。３０は低
域通過フィルタ２４に遮断周波数制御電圧を入力するた
めの入力端子である。FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of the low-pass filter 24. Reference numeral 28 denotes a filter input terminal for inputting an RF signal to the low-pass filter 24. 29 is a filter output terminal of the low-pass filter 24. Reference numeral 30 denotes an input terminal for inputting a cutoff frequency control voltage to the low-pass filter 24.
【００６７】３１はコイルであり、一端がフィルタ入力
端子２８に接続され、他端がフィルタ出力端子２９に接
続されている。３３は印加電圧によって容量が可変する
可変容量ダイオードであり、アノードが接地され、カソ
ードがコイル３１と出力端子２９の接続ライン上に接続
されている。A coil 31 has one end connected to the filter input terminal 28 and the other end connected to the filter output terminal 29. Reference numeral 33 denotes a variable capacitance diode whose capacitance varies according to an applied voltage. An anode is grounded, and a cathode is connected to a connection line between the coil 31 and the output terminal 29.
【００６８】３２は可変容量ダイオード３３に並列に接
続されているコンデンサである。３４は可変容量ダイオ
ード３３のカソードと入力端子３０の間に挿入されてい
る保護抵抗であり、入力端子３０を介して入力される制
御電圧の急激な変化によって低域通過フィルタ２４が故
障しないようにするために設けられている。Reference numeral 32 denotes a capacitor connected in parallel with the variable capacitance diode 33. Reference numeral 34 denotes a protection resistor inserted between the cathode of the variable capacitance diode 33 and the input terminal 30 so that the low-pass filter 24 does not fail due to a rapid change in the control voltage input via the input terminal 30. It is provided in order to.
【００６９】低域通過フィルタ２４の遮断周波数はコイ
ル３１のインダクタンスＬ3とコンデンサ３２の容量Ｃ3
と可変容量コンデンサ３３の容量Ｃ4によって定まる。
入力端子３０を介して入力される制御電圧は可変容量ダ
イオード３３に印加される。可変容量ダイオード３３は
印加電圧によって容量Ｃ4が可変するので、遮断周波数
が可変する。したがって、低域通過フィルタ２４は制御
電圧によって遮断周波数が制御される。The cutoff frequency of the low-pass filter 24 is determined by the inductance L 3 of the coil 31 and the capacitance C 3 of the capacitor 32.
And the capacitance C 4 of the variable capacitor 33.
The control voltage input via the input terminal 30 is applied to the variable capacitance diode 33. Since the variable capacitance diode 33 capacitor C 4 is varied by the applied voltage, the cutoff frequency is varied. Therefore, the cutoff frequency of the low-pass filter 24 is controlled by the control voltage.
【００７０】図１０は低域通過フィルタ２４の通過特性
を示す図である。図１０においてｆ0は受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数であり、ｆ0−Ｂｗ／
２〜ｆ0＋Ｂｗ／２のチャンネル帯域Ｂｗで伝送され
る。したがって、低域通過フィルタ２４の通過特性が受
信しようとするチャンネルのチャンネル帯域Ｂｗにおい
て平坦となるようしているので、ＲＦ信号が低域通過フ
ィルタ２４を通過してもミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３には
影響が出ないようになっている。FIG. 10 is a diagram showing the pass characteristics of the low-pass filter 24. In FIG. 10, f 0 is the frequency of the carrier of the channel to be received, and f 0 −Bw /
It is transmitted in a channel band Bw of 2−f 0 + Bw / 2. Therefore, since the pass characteristic of the low-pass filter 24 is made flat in the channel band Bw of the channel to be received, even if the RF signal passes through the low-pass filter 24, the mixer / I / Q demodulator is used. No. 3 is not affected.
【００７１】受信装置は入力信号から受信しようとする
チャンネルのキャリアの周波数を変更しても制御電圧を
低域通過フィルタ２４に入力することによって遮断周波
数を制御できるので、ＲＦ信号からローカル発振器１３
より出力されるローカル発振信号の周波数と同じ周波数
成分を除去することができる。The receiving apparatus can control the cutoff frequency by inputting the control voltage to the low-pass filter 24 even if the frequency of the carrier of the channel to be received is changed from the input signal.
Accordingly, the same frequency component as the frequency of the local oscillation signal output can be removed.
【００７２】＜第５の実施形態＞図１１は本発明の第５
の実施形態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送
受信装置のブロック図である。図１１において上記従来
の受信装置を示す図１７と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。第５の実施形態では図１７に示す上
記従来の受信装置において更にＲＦ入力端子１とＲＦ増
幅器２の間に制御電圧によって遮断周波数が可変する高
域通過フィルタ２５が挿入されている。高域通過フィル
タ２５はＲＦ信号から制御電圧によって受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数の１／２の周波数成分
を除去する。<Fifth Embodiment> FIG. 11 shows a fifth embodiment of the present invention.
It is a block diagram of the satellite broadcast receiving device of the direct conversion system of the embodiment. In FIG. 11, the same parts as those of FIG. 17 showing the above-mentioned conventional receiving apparatus are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In the fifth embodiment, a high-pass filter 25 whose cut-off frequency is variable by a control voltage is further inserted between the RF input terminal 1 and the RF amplifier 2 in the conventional receiver shown in FIG. The high-pass filter 25 removes, from the RF signal, a half frequency component of the frequency of the carrier of the channel to be received by the control voltage.
【００７３】図１２は高域通過フィルタ２５の構成を示
す回路図である。３５は高域通過フィルタ２５にＲＦ信
号を入力するためのフィルタ入力端子である。３６は高
域通過フィルタ２５のフィルタ出力端子である。３７は
高域通過フィルタ２５に遮断周波数制御電圧を入力する
ための入力端子である。３８はコンデンサであり、一端
がフィルタ入力端子３５に接続され、他端がフィルタ出
力端子３６に接続されている。FIG. 12 is a circuit diagram showing the configuration of the high-pass filter 25. Reference numeral 35 denotes a filter input terminal for inputting an RF signal to the high-pass filter 25. 36 is a filter output terminal of the high-pass filter 25. Reference numeral 37 denotes an input terminal for inputting a cutoff frequency control voltage to the high-pass filter 25. A capacitor 38 has one end connected to the filter input terminal 35 and the other end connected to the filter output terminal 36.
【００７４】３９は可変容量ダイオードであり、アノー
ドが出力端子３６に接続され、カソードが入力端子３５
に接続されている。４０はコイルであり、一端がコンデ
ンサ３８、３９と出力端子３６の接続ライン上に接続さ
れ、他端が接地されている。４２は可変容量ダイオード
３９のカソードと入力端子３７の間に挿入されている保
護抵抗であり、入力端子３７を介して入力される制御電
圧の急激な変化によって高域通過フィルタ２５が故障し
ないようにするために設けられている。A variable capacitance diode 39 has an anode connected to the output terminal 36, and a cathode connected to the input terminal 35.
It is connected to the. Reference numeral 40 denotes a coil, one end of which is connected to a connection line between the capacitors 38 and 39 and the output terminal 36, and the other end of which is grounded. Reference numeral 42 denotes a protection resistor inserted between the cathode of the variable capacitance diode 39 and the input terminal 37 so that the high-pass filter 25 does not fail due to a sudden change in the control voltage input via the input terminal 37. It is provided in order to.
【００７５】高域通過フィルタ２５の遮断周波数はコン
デンサ３８の容量Ｃ5と可変容量コンデンサ３９の容量
Ｃ6とコイル４０のインダクタンスＬ4によって定まる。
入力端子３５を介して入力される制御電圧は可変容量ダ
イオード３９に印加される。可変容量ダイオード３９は
印加電圧によって容量Ｃ6が可変するので遮断周波数が
可変する。したがって、高域通過フィルタ２５は制御電
圧によって遮断周波数が制御される。[0075] cut-off frequency of the high-pass filter 25 is determined by the inductance L 4 of the capacitor C 6 and the coil 40 of the capacitor C 5 and the variable capacitor 39 of the capacitor 38.
The control voltage input via the input terminal 35 is applied to the variable capacitance diode 39. The variable capacitance diode 39 is cut-off frequency is variable since the capacitance C 6 is varied by the applied voltage. Therefore, the cutoff frequency of the high-pass filter 25 is controlled by the control voltage.
【００７６】したがって、高域通過フィルタ２５は制御
電圧によって遮断周波数が制御される。受信装置は入力
信号から受信しようとするチャンネルのキャリアの周波
数を変更しても制御電圧を変化させることで、受信しよ
うとするチャンネルのキャリアの周波数の１／２の周波
数成分を高域通過フィルタ２５で除去することができ
る。Therefore, the cut-off frequency of the high-pass filter 25 is controlled by the control voltage. The receiving apparatus changes the control voltage even if the frequency of the carrier of the channel to be received from the input signal is changed, so that the frequency component of を of the frequency of the carrier of the channel to be received can be changed to the high-pass filter 25. Can be removed.
【００７７】図１３は高域通過フィルタ２５の通過帯域
を示す図である。図１３においてｆ 0は受信しようとす
るチャンネルのキャリアの周波数であり、ｆ0−Ｂｗ／
２〜ｆ0＋Ｂｗ／２のチャンネル帯域Ｂｗで伝送され
る。また、高域通過フィルタ２５の通過帯域の下限を与
える遮断周波数はｆ0／２より高くなっているので、入
力信号から周波数ｆ0／２の信号成分が除去される。ま
た、高域通過フィルタ２５の通過特性が受信しようとす
るチャンネルのチャンネル帯域Ｂｗにおいて平坦となる
ようにしているので、ＲＦ信号が高域通過フィルタ２５
を通過してもミキサー・Ｉ／Ｑ復調器３には影響が出な
いようになっている。FIG. 13 shows the pass band of the high-pass filter 25.
FIG. In FIG. 13, f 0Tries to receive
The frequency of the carrier of the channel0-Bw /
2-f0+ Bw / 2 channel bandwidth Bw
You. Also, the lower limit of the pass band of the high-pass filter 25 is given.
The cutoff frequency is f0/ 2 higher
From the force signal to the frequency f0/ 2 signal components are removed. Ma
In addition, the pass characteristic of the high-pass filter 25 is
Becomes flat in the channel band Bw of the channel
So that the RF signal is
Does not affect the mixer / I / Q demodulator 3
It has become.
【００７８】＜第６の実施形態＞図１４は本発明の第６
の実施形態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送
受信装置のブロック図である。図１４において上記従来
の受信装置を示す図１７と同一部分には同一符号を付し
て説明を省略する。第６の実施形態では図１７に示す上
記従来の受信装置において、更に入力端子１とＲＦ増幅
器２の間に切り替えスイッチ２６ａと切り替えスイッチ
２６ａによってＲＦ信号が通過するか否か選択される高
域通過フィルタ２５と、ＲＦ増幅器２の出力側に切り替
えスイッチ２６ｂと切り替えスイッチ２６ｂによってＲ
Ｆ信号のＲＦ信号が通過するか否か選択される低域通過
フィルタ２４が設けられている。低域通過フィルタ２４
は上述した図９に示す回路で構成されており、高域通過
フィルタ２５は上述した図１２に示す回路で構成されて
いるので、説明を省略する。<Sixth Embodiment> FIG. 14 shows a sixth embodiment of the present invention.
It is a block diagram of the satellite broadcast receiving device of the direct conversion system of the embodiment. 14, the same parts as those of FIG. 17 showing the above-mentioned conventional receiving apparatus are denoted by the same reference numerals, and the description will be omitted. In the sixth embodiment, in the above-mentioned conventional receiving apparatus shown in FIG. 17, a high-pass signal is further selected between the input terminal 1 and the RF amplifier 2 by a changeover switch 26a and a changeover switch 26a which determines whether or not the RF signal passes. A changeover switch 26b and a changeover switch 26b connected to the filter 25 and the output side of the RF
A low-pass filter 24 is provided to select whether or not the RF signal of the F signal passes. Low-pass filter 24
Is constituted by the circuit shown in FIG. 9 described above, and the high-pass filter 25 is constituted by the circuit shown in FIG.
【００７９】本実施形態では受信しようとするチャンネ
ルのキャリアの周波数の２倍の周波数の成分をＲＦ信号
から除去するときには、切り替えスイッチ２６によって
ＲＦ信号を低域通過フィルタ２４を経由させてからミキ
サー・Ｉ／Ｑ復調器３に入力する。一方、ＲＦ増幅器２
で増幅されたＲＦ信号における受信しようとするチャン
ネルのキャリアの周波数の１／２の周波数の成分を除去
するときには切り替えスイッチ２６によってＲＦ信号を
高域通過フィルタ２５を経由させてからＲＦ増幅器３に
入力する。低域通過フィルタ２４と高域通過フィルタ２
５はそれぞれ制御電圧によって遮断周波数が可変するの
で、受信しようとするチャンネルのキャリアの周波数に
応じて遮断周波数が制御される。In this embodiment, when removing a component having a frequency twice as high as the frequency of the carrier of the channel to be received from the RF signal, the changeover switch 26 allows the RF signal to pass through the low-pass filter 24 before the mixer / switch. Input to the I / Q demodulator 3. On the other hand, RF amplifier 2
When removing the component of the frequency of the carrier of the channel to be received in the RF signal amplified by the above, which is に よ っ て of the frequency of the carrier to be received, the RF signal is inputted to the RF amplifier 3 after passing the RF signal through the high-pass filter 25 by the changeover switch 26. I do. Low-pass filter 24 and high-pass filter 2
5 has a variable cutoff frequency depending on the control voltage, so that the cutoff frequency is controlled in accordance with the frequency of the carrier of the channel to be received.
【００８０】例えば受信しようとするチャンネルのキャ
リアの周波数が９５０ＭＨｚ〜１５００ＭＨｚであると
きにはローカル発振器１３よりそのキャリアの周波数の
２倍の周波数のローカル発振信号が出力されるので、切
り替えスイッチ２６によってＲＦ信号が低域通過フィル
タ２４を通過してＲＦ信号からローカル発振信号と同一
の周波数成分が除去されるようにし、キャリアの周波数
が１５００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚであるときには切り
替えスイッチ２６によってＲＦ信号が高域通過フィルタ
２５を通過してＲＦ信号からキャリアの周波数の１／２
の周波数成分が除去されるようにする。これにより、キ
ャリアの周波数が９５０ＭＨｚ〜１５００ＭＨｚである
ときにはＲＦ信号に含まれるローカル発振信号の周波数
と同一の周波数成分によって受信に悪影響を受けること
がなくなり、１５００ＭＨｚ〜２１５０ＭＨｚであると
きにはＲＦ増幅器２での信号の歪みによって発生する高
調波が受信に悪影響を与えることがなくなる。For example, when the frequency of the carrier of the channel to be received is 950 MHz to 1500 MHz, the local oscillator 13 outputs a local oscillation signal of twice the frequency of the carrier. The same frequency component as that of the local oscillation signal is removed from the RF signal by passing through the low-pass filter 24. When the carrier frequency is 1500 MHz to 2150 MHz, the RF signal is passed through the high-pass filter 25 by the changeover switch 26. Of the carrier frequency from the RF signal after passing
Is removed. Accordingly, when the frequency of the carrier is 950 MHz to 1500 MHz, reception is not adversely affected by the same frequency component as the frequency of the local oscillation signal included in the RF signal, and when the frequency of the carrier is 1500 MHz to 2150 MHz, The harmonics generated due to the distortion do not adversely affect the reception.
【００８１】＜第７の実施形態＞図１５は第７の実施形
態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送受信装置
のブロック図である。本実施形態の受信装置は上記第４
の実施形態の受信装置（図８）において、低域通過フィ
ルタ１５より出力されるローカル発振器１２、１３の制
御電圧を低域通過フィルタ２４の制御電圧として低域通
過フィルタ２４に入力する構成としている。<Seventh Embodiment> FIG. 15 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a seventh embodiment. The receiving device of the present embodiment is the fourth device.
In the receiver of the embodiment (FIG. 8), the control voltage of the local oscillators 12 and 13 output from the low-pass filter 15 is input to the low-pass filter 24 as the control voltage of the low-pass filter 24. .
【００８２】低域通過フィルタ１５より出力される制御
電圧によってローカル発振器１２、１３より発振される
ローカル発振信号の発振周波数が制御されるので、それ
を低域通過フィルタ２４の制御電圧とすることによりロ
ーカル発振信号の周波数に応じて低域通過フィルタ２４
の遮断周波数を変化させることができる。これにより、
低域通過フィルタ２４の制御電圧供給用に別途電源を必
要としないようにすることができる。Since the oscillation frequency of the local oscillation signal oscillated from the local oscillators 12 and 13 is controlled by the control voltage output from the low-pass filter 15, the control voltage is used as the control voltage for the low-pass filter 24. Low-pass filter 24 according to the frequency of the local oscillation signal
Can be changed. This allows
A separate power supply for supplying the control voltage of the low-pass filter 24 can be eliminated.
【００８３】＜第８の実施形態＞図１６は第８の実施形
態のダイレクトコンバージョン方式の衛星放送受信装置
のブロック図である。本実施形態の受信装置は上記第５
の実施形態の受信装置（図１１）において、低域通過フ
ィルタ１５より出力されるローカル発振器１２、１３の
制御電圧を高域通過フィルタ２５の制御電圧として高域
通過フィルタ２５に入力する構成としている。<Eighth Embodiment> FIG. 16 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to an eighth embodiment. The receiving device of the present embodiment is the fifth device.
In the receiver of the embodiment (FIG. 11), the control voltage of the local oscillators 12 and 13 output from the low-pass filter 15 is input to the high-pass filter 25 as the control voltage of the high-pass filter 25. .
【００８４】低域通過フィルタ１５より出力される制御
電圧によってローカル発振器１２、１３より発振される
ローカル発振信号の発振周波数が制御されるので、それ
を高域通過フィルタ２５の制御電圧とすることによりロ
ーカル発振信号の周波数に応じて高域通過フィルタ２５
の遮断周波数を変化させることができる。これにより、
高域通過フィルタ２５の制御電圧供給用に別途電源を必
要としないようにすることができる。The oscillation frequency of the local oscillation signal oscillated by the local oscillators 12 and 13 is controlled by the control voltage output from the low-pass filter 15. High-pass filter 25 according to the frequency of the local oscillation signal
Can be changed. This allows
A separate power supply for supplying the control voltage of the high-pass filter 25 can be eliminated.
【００８５】[0085]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の第１の構
成の受信装置によれば、受信装置が受信しようとするチ
ャンネルのキャリアの周波数とは異なる周波数のローカ
ル発振信号がローカル発振器より出力され、ローカル発
振信号を周波数変換手段で周波数変換してミキサーで入
力信号と混合することによって入力信号からベースバン
ド信号を取り出している。このとき、入力信号からロー
カル発振信号の周波数と同一の周波数成分（他チャンネ
ル信号）を除去しているので、ローカル発振信号がミキ
サーに入力されてもミキサーはローカル発振信号と同一
周波数成分を復調（ダイレクトコンバート）することが
ない。これにより、受信装置はより安定して動作する。
また、受信帯域全てにおいて受信に対して悪影響を与え
ないようにすることで広いダイナミックレンジを確保で
きる。As described above, according to the receiver having the first configuration of the present invention, a local oscillation signal having a frequency different from the frequency of the carrier of the channel to be received by the receiver is output from the local oscillator. Then, the local oscillation signal is frequency-converted by frequency conversion means and mixed with the input signal by a mixer to extract a baseband signal from the input signal. At this time, since the same frequency component (other channel signal) as the frequency of the local oscillation signal is removed from the input signal, even if the local oscillation signal is input to the mixer, the mixer demodulates the same frequency component as the local oscillation signal ( Direct conversion). Thereby, the receiving device operates more stably.
Further, a wide dynamic range can be ensured by preventing the reception from being adversely affected in the entire reception band.
【００８６】また、本発明の第２の構成の受信装置によ
れば、受信しようとするチャンネルのキャリアの周波数
の２以上の整数倍の周波数でローカル発振信号を出力
し、そのローカル発振信号と同じ周波数の入力信号（他
チャンネル信号）を入力信号から除去することにより、
その他チャンネル信号がダイレクトコンバートされるこ
とはなく、本来のチャンネルの受信に悪影響を及ぼさな
いようになっている。According to the receiver having the second configuration of the present invention, a local oscillation signal is output at a frequency that is an integral multiple of 2 or more of the frequency of the carrier of the channel to be received, and the same as the local oscillation signal By removing the frequency input signal (other channel signal) from the input signal,
Other channel signals are not directly converted, so that the reception of the original channel is not adversely affected.
【００８７】また、本発明の第３の構成の受信装置によ
れば、第２の回路によって受信しようとするチャンネル
のキャリアの周波数の１／２の周波数の成分（他チャン
ネル信号）が除去されるので、この成分の第２高調波が
ミキサーで発生されることがなくなり、従って前記１／
２の周波数をキャリアとする他のチャンネルの入力信号
がミキサーでダイレクトコンバートされる可能性はなく
なる。Further, according to the receiver having the third configuration of the present invention, the second circuit removes a component having a frequency half the frequency of the carrier of the channel to be received (other channel signal). As a result, the second harmonic of this component is not generated by the mixer,
There is no possibility that the input signal of another channel having a frequency of 2 as a carrier is directly converted by the mixer.
【００８８】また、本発明の第４の構成の受信装置によ
れば、入力信号からローカル発振信号と同一周波数の成
分を除去する第１の回路と、受信しようとするチャンネ
ルのキャリアの周波数の１／２の周波数成分を除去する
第２の回路とからいずれか一方がスイッチによって選択
されて入力信号が通過するので、受信しようとするチャ
ンネル等に応じてスイッチを切り替えることで良好な受
信特性が得られる。Further, according to the receiver having the fourth configuration of the present invention, the first circuit for removing the component having the same frequency as the local oscillation signal from the input signal, and the one of the carrier frequency of the channel to be received. Either one of the second circuit and the second circuit for removing the frequency component of / 2 is selected by a switch and the input signal passes therethrough. Therefore, by switching the switch according to the channel to be received or the like, good reception characteristics can be obtained. Can be
【００８９】本発明の第５の構成の受信装置によれば、
第１の回路は遮断周波数が可変の低域通過フィルタから
成るので、受信しようとするチャンネルのキャリアの周
波数が変わりローカル発振信号の周波数が変わってもロ
ーカル発振信号と同一の周波数成分を除去する。According to the fifth configuration of the receiving apparatus of the present invention,
Since the first circuit comprises a low-pass filter having a variable cutoff frequency, the same frequency component as that of the local oscillation signal is removed even if the frequency of the carrier of the channel to be received changes and the frequency of the local oscillation signal changes.
【００９０】また、本発明の第６の構成の受信装置によ
ると、第１の回路は遮断周波数が可変となる低域通過フ
ィルタから成り、第２の回路は遮断周波数が可変となる
高域通過フィルタから成るので、受信しようとするチャ
ンネルのキャリアの周波数が変わっても、その周波数に
応じて入力信号から受信に悪影響を及ぼす周波数の成分
を除去することができる。According to the receiver having the sixth configuration of the present invention, the first circuit comprises a low-pass filter having a variable cutoff frequency, and the second circuit has a high-pass filter having a variable cutoff frequency. Since the filter is used, even if the frequency of the carrier of the channel to be received changes, it is possible to remove a component of a frequency that adversely affects the reception from the input signal according to the frequency.
【００９１】また、本発明の第７の構成の受信装置によ
ると、可変容量ダイオードに印加される電圧によって可
変容量ダイオードの容量が可変することを利用して低域
通過フィルタの遮断周波数を制御するので、受信しよう
とするチャンネルのキャリアの周波数が変わることによ
ってローカル発振信号の周波数が変わっても、低域通過
フィルタは可変容量ダイオードに印加する電圧を制御す
ることによってローカル発振信号の周波数と同一の周波
数成分を除去する。According to the receiver having the seventh configuration of the present invention, the cutoff frequency of the low-pass filter is controlled by utilizing the fact that the capacitance of the variable capacitance diode is varied by the voltage applied to the variable capacitance diode. Therefore, even if the frequency of the local oscillation signal changes due to a change in the carrier frequency of the channel to be received, the low-pass filter controls the voltage applied to the variable capacitance diode to have the same frequency as the local oscillation signal. Removes frequency components.
【００９２】また、本発明の第８の構成の受信装置によ
ると、低域通過フィルタは可変容量ダイオードに印加さ
れる電圧によって遮断周波数が制御され、ローカル発振
器は印加される電圧によってローカル発振信号の周波数
が可変する。可変容量ダイオードとローカル発振器に印
加する電圧を共通としているので、それぞれについて別
個に制御用の電源を設ける必要がなくなり、回路が簡略
になる。According to the receiver having the eighth configuration of the present invention, the cut-off frequency of the low-pass filter is controlled by the voltage applied to the variable capacitance diode, and the local oscillator generates the local oscillation signal by the applied voltage. The frequency varies. Since the voltage applied to the variable capacitance diode and the local oscillator is common, there is no need to provide a separate control power supply for each, and the circuit is simplified.
【００９３】また、本発明の第９の構成の受信装置によ
ると、低域通過フィルタの通過特性がチャンネル帯域で
平坦であるため、入力信号が低域通過フィルタを通過し
ても受信しようとするチャンネルの帯域の信号成分には
影響が出ない。Further, according to the receiving apparatus having the ninth configuration of the present invention, since the pass characteristic of the low-pass filter is flat in the channel band, even if the input signal passes through the low-pass filter, the receiving apparatus attempts to receive the signal. The signal component in the channel band is not affected.
【００９４】また、本発明の第１０の構成の受信装置に
よると、受信しようとするチャンネルのキャリアの周波
数の１／２の周波数成分を除去するので、増幅器で入力
信号を増幅するときに信号の歪みによって発生する高調
波が受信に悪影響を与えないようにすることができる。Further, according to the receiving apparatus having the tenth configuration of the present invention, since the frequency component of 1/2 of the frequency of the carrier of the channel to be received is removed, the signal of the signal is amplified when the input signal is amplified by the amplifier. Harmonics generated by distortion can be prevented from adversely affecting reception.
【００９５】また、本発明の第１１の構成の受信装置に
よると、受信しようとするチャンネルが変化しても高域
通過フィルタの遮断周波数が可変するので高域通過フィ
ルタで受信しようとするチャンネルのキャリアの周波数
の１／２の周波数成分を除去することができる。According to the receiver of the eleventh configuration of the present invention, even if the channel to be received changes, the cutoff frequency of the high-pass filter varies, so that the channel to be received by the high-pass filter is changed. It is possible to remove a half frequency component of the carrier frequency.
【００９６】また、本発明の第１２の構成の受信装置に
よると、可変容量ダイオードに印加される電圧によって
可変容量ダイオードの容量が可変することを利用して高
域通過フィルタの遮断周波数を制御するので、受信しよ
うとするチャンネルが変わっても、入力信号からそのチ
ャンネルのキャリアの周波数の１／２の周波数成分を除
去することができる。According to the twelfth configuration of the receiving apparatus of the present invention, the cutoff frequency of the high-pass filter is controlled by utilizing the fact that the capacitance of the variable capacitance diode is varied by the voltage applied to the variable capacitance diode. Therefore, even if the channel to be received changes, it is possible to remove a half frequency component of the carrier frequency of the channel from the input signal.
【００９７】また、本発明の第１３の構成の受信装置に
よると、高域通過フィルタは可変容量ダイオードに印加
される電圧によって遮断周波数が制御され、ローカル発
振器は印加される電圧によってローカル発振信号の周波
数が可変する。可変容量ダイオードとローカル発振器に
印加する電圧を共通としているので、それぞれについて
別個に制御用の電源を設ける必要がなくなり、回路が簡
略になる。According to the thirteenth configuration of the present invention, the cut-off frequency of the high-pass filter is controlled by the voltage applied to the variable capacitance diode, and the local oscillator generates the local oscillation signal by the applied voltage. The frequency varies. Since the voltage applied to the variable capacitance diode and the local oscillator is common, there is no need to provide a separate control power supply for each, and the circuit is simplified.
【００９８】また、本発明の第１４の構成の受信装置に
よると、高域通過フィルタの通過特性がチャンネル帯域
で平坦であるため、入力信号が高域通過フィルタを通過
しても受信しようとするチャンネルの帯域の信号成分に
は影響が出ない。According to the receiver having the fourteenth configuration of the present invention, since the high-pass filter has a flat pass characteristic in the channel band, even if the input signal passes through the high-pass filter, it is intended to receive the signal. The signal component in the channel band is not affected.
【図１】 本発明の第１の実施形態のダイレクトコンバ
ージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 1 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 その衛星放送受信装置で受信しようとするチ
ャンネルのキャリアの周波数が９５０ＭＨｚ〜１５００
ＭＨｚの場合のＬＣ直列共振回路の通過特性図。FIG. 2 shows a case where a carrier frequency of a channel to be received by the satellite broadcast receiving apparatus is 950 MHz to 1500.
FIG. 4 is a graph showing the transmission characteristics of an LC series resonance circuit in the case of MHz.
【図３】 その衛星放送受信装置で受信しようとするチ
ャンネルのキャリアの周波数が１５００ＭＨｚ〜２１５
０ＭＨｚの場合のＬＣ直列共振回路の通過特性図。FIG. 3 shows a case where the carrier frequency of a channel to be received by the satellite broadcast receiving apparatus is 1500 MHz to 215.
FIG. 4 is a graph showing the transmission characteristics of an LC series resonance circuit at 0 MHz.
【図４】 本発明の第２の実施形態のダイレクトコンバ
ージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 4 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a second embodiment of the present invention.
【図５】 その衛星放送受信装置のＬＣ並列共振回路の
通過特性図。FIG. 5 is a transmission characteristic diagram of an LC parallel resonance circuit of the satellite broadcast receiving device.
【図６】 本発明の第３の実施形態のダイレクトコンバ
ージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 6 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a third embodiment of the present invention.
【図７】 その衛星放送受信装置のＬＣ直列共振回路と
ＬＣ並列共振回路から成る回路の通過特性図。FIG. 7 is a diagram showing a pass characteristic of a circuit including an LC series resonance circuit and an LC parallel resonance circuit of the satellite broadcast receiving device.
【図８】 本発明の第４の実施形態のダイレクトコンバ
ージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 8 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
【図９】 その衛星放送受信装置の低域通過フィルタの
回路図。FIG. 9 is a circuit diagram of a low-pass filter of the satellite broadcast receiving device.
【図１０】 その低域通過フィルタの通過特性図。FIG. 10 is a graph showing the pass characteristics of the low-pass filter.
【図１１】 本発明の第５の実施形態のダイレクトコン
バージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 11 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１２】 その衛星放送受信装置の高域通過フィルタ
の回路図。FIG. 12 is a circuit diagram of a high-pass filter of the satellite broadcast receiving device.
【図１３】 その高域通過フィルタの通過特性図。FIG. 13 is a graph showing the pass characteristics of the high-pass filter.
【図１４】 本発明の第６の実施形態のダイレクトコン
バージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 14 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a sixth embodiment of the present invention.
【図１５】 本発明の第７の実施形態のダイレクトコン
バージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 15 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to a seventh embodiment of the present invention.
【図１６】 本発明の第８の実施形態のダイレクトコン
バージョン方式の衛星放送受信装置のブロック図。FIG. 16 is a block diagram of a direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
【図１７】 従来のダイレクトコンバージョン方式の衛
星放送受信装置のブロック図である。FIG. 17 is a block diagram of a conventional direct conversion type satellite broadcast receiving apparatus.
１ 入力端子 ２ ＲＦ増幅部 ３ ミキサー・Ｉ／Ｑ復調器 ４ ミキサー（Ｉ信号用） ５ ミキサー（Ｑ信号用） ６ ベースバンド増幅器（Ｉ信号用） ７ ベースバンド増幅器（Ｑ信号用） ８ 低域通過フィルタ（Ｉ信号用） ９ 低域通過フィルタ（Ｑ信号用） １０ ９０度移相器 １１ １／２分周器 １２ ローカル発振器（１５００ＭＨｚ〜２１５０Ｍ
Ｈｚ） １３ ローカル発振器（１９００ＭＨｚ〜３０００Ｍ
Ｈｚ） １４ ローカル発振信号増幅器 １５ 低域通過フィルタ（ローカル発振器制御電圧
用） １６ ＰＬＬＩＣ １７ 選局データ入力端子 １８ Ｉ信号出力端子 １９ Ｑ信号出力端子 ２１ ＬＣ直列共振回路 ２２ ＬＣ並列共振回路 ２４ 低域通過フィルタ ２５ 高域通過フィルタ ２６ａ、２６ｂ 切り替えスイッチ ２８ 入力端子 ２９ 出力端子 ３０ 入力端子 ３１ コイル ３２ コンデンサ ３３ 可変容量コンデンサ ３４ 保護抵抗 ３５ 入力端子 ３６ 出力端子 ３７ 入力端子 ３８ コンデンサ ３９ 可変容量コンデンサ ４０ コイル ４２ 保護抵抗REFERENCE SIGNS LIST 1 input terminal 2 RF amplifier 3 mixer / I / Q demodulator 4 mixer (for I signal) 5 mixer (for Q signal) 6 baseband amplifier (for I signal) 7 baseband amplifier (for Q signal) 8 low frequency Pass filter (for I signal) 9 Low-pass filter (for Q signal) 10 90-degree phase shifter 11 1/2 frequency divider 12 Local oscillator (1500 MHz to 2150 M)
Hz) 13 Local oscillator (1900MHz to 3000M)
14) Local oscillation signal amplifier 15 Low-pass filter (for local oscillator control voltage) 16 PLLIC 17 Tuning data input terminal 18 I signal output terminal 19 Q signal output terminal 21 LC series resonance circuit 22 LC parallel resonance circuit 24 Low band Pass filter 25 High-pass filter 26a, 26b Switch 28 Input terminal 29 Output terminal 30 Input terminal 31 Coil 32 Capacitor 33 Variable capacitor 34 Protection resistor 35 Input terminal 36 Output terminal 37 Input terminal 38 Capacitor 39 Variable capacitor 40 Coil 42 Protection resistance
Claims (14)
となく該入力信号からベースバンド信号を取り出すダイ
レクトコンバージョン方式の受信装置において、 前記
入力信号から受信しようとするチャンネルのキャリアの
周波数とは異なる周波数のローカル発振信号を出力する
ローカル発振器と、前記ローカル発振信号の周波数を前
記チャンネルのキャリアの周波数に変換する周波数変換
手段と、前記入力信号から前記ローカル発振信号の周波
数と同一の周波数成分を除去する第１の回路と、第１の
回路より出力される入力信号と前記周波数変換されたロ
ーカル発振信号を混合するミキサーとを備えたことを特
徴とする受信装置。1. A direct conversion type receiving apparatus for extracting a baseband signal from an input signal without converting the input signal into an intermediate frequency signal, wherein the frequency is different from a carrier frequency of a channel to be received from the input signal. A local oscillator that outputs a local oscillation signal, a frequency conversion unit that converts the frequency of the local oscillation signal into a frequency of a carrier of the channel, and removes the same frequency component as the frequency of the local oscillation signal from the input signal. A receiver comprising: a first circuit; and a mixer that mixes an input signal output from the first circuit and the frequency-converted local oscillation signal.
ャンネルのキャリアの周波数の２以上の整数倍であるこ
とを特徴とする請求項１に記載の受信装置。2. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the frequency of the local oscillation signal is an integer multiple of 2 or more of a frequency of a carrier of the channel.
リアの周波数の１／２の周波数成分を除去する第２の回
路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信装
置。3. The receiving apparatus according to claim 1, further comprising a second circuit for removing a half frequency component of a frequency of a carrier of the channel from the input signal.
／２の周波数成分を除去する第２の回路を備え、前記入
力信号はスイッチによって第１の回路と第２の回路のい
ずれか一方を通過することを特徴とする請求項１に記載
の受信装置。4. The frequency of the carrier of the channel is 1
2. The receiver according to claim 1, further comprising a second circuit for removing a frequency component of / 2, wherein the input signal passes through one of the first circuit and the second circuit by a switch. .
周波数が可変の低域通過フィルタから成ることを特徴と
する請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の受信装
置。5. The receiving device according to claim 2, wherein the first circuit comprises a low-pass filter having a variable cut-off frequency serving as an upper limit of a pass band.
周波数が可変の低域通過フィルタから成り、第２の回路
は通過帯域の下限となる遮断周波数が可変の高域通過フ
ィルタから成ることを特徴とする請求項３又は請求項４
に記載の受信装置。6. The first circuit comprises a low-pass filter having a variable cut-off frequency as the upper limit of the pass band, and the second circuit comprises a high-pass filter having a variable cut-off frequency as the lower limit of the pass band. 5. The method according to claim 3, wherein
3. The receiving device according to claim 1.
によって容量が可変する可変容量ダイオードを有し、前
記電圧によって前記低域通過フィルタの遮断周波数が制
御されることを特徴とする請求項５又は請求項６に記載
の受信装置。7. The low-pass filter has a variable capacitance diode whose capacitance varies according to an applied voltage, and the cut-off frequency of the low-pass filter is controlled by the voltage. Or the receiving device according to claim 6.
によって容量が可変する可変容量ダイオードを有し、前
記可変容量ダイオードと前記ローカル発振器に共通の電
圧を与えることによって、前記低域通過フィルタの遮断
周波数が制御され、前記ローカル発振器は前記ローカル
発振信号の周波数が可変することを特徴とする請求項５
に記載の受信装置。8. The low-pass filter has a variable-capacitance diode having a variable capacitance according to an applied voltage, and applies a common voltage to the variable-capacitance diode and the local oscillator to reduce the capacitance of the low-pass filter. The cutoff frequency is controlled, and the frequency of the local oscillator is variable in the local oscillator.
3. The receiving device according to claim 1.
チャンネルの帯域の範囲で平坦であることを特徴とする
請求項５乃至請求項８のいずれかに記載の受信装置。9. The receiving apparatus according to claim 5, wherein a pass characteristic of the low-pass filter is flat in a band of the channel.
ことなく該入力信号からベースバンド信号を取り出すダ
イレクトコンバージョン方式の受信装置において、前記
入力信号を増幅する増幅器と、前記入力信号から前記チ
ャンネルのキャリアの周波数の１／２の周波数成分を除
去する回路とを備えたことを特徴とする受信装置。10. A direct-conversion receiver for extracting a baseband signal from an input signal without converting the input signal into an intermediate frequency signal, comprising: an amplifier for amplifying the input signal; and a carrier for the channel from the input signal. And a circuit for removing a frequency component that is a half of the frequency.
周波数が可変の高域通過フィルタから成ることを特徴と
する請求項１０に記載の受信装置。11. The receiver according to claim 10, wherein said circuit comprises a high-pass filter whose cutoff frequency, which is a lower limit of a pass band, is variable.
圧によって容量が可変する可変容量ダイオードを有し、
前記電圧によって前記高域通過フィルタの遮断周波数が
制御されることを特徴とする請求項６又は請求項１１に
記載の受信装置。12. The high-pass filter has a variable capacitance diode whose capacitance varies according to an applied voltage,
The receiving apparatus according to claim 6, wherein a cutoff frequency of the high-pass filter is controlled by the voltage.
されたローカル発振信号を出力するローカル発振器を備
え、前記可変容量ダイオードと前記ローカル発振器に共
通の電圧を与えることを特徴とする請求項１２に記載の
受信装置。13. A local oscillator for outputting a local oscillation signal whose frequency is controlled by an applied voltage, wherein a common voltage is applied to the variable capacitance diode and the local oscillator. Receiving device.
記チャンネルの帯域の範囲で平坦であることを特徴とす
る請求項６又は請求項１１又は請求項１２に記載の受信
装置。14. The receiving device according to claim 6, wherein a pass characteristic of the high-pass filter is flat in a band of the channel.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP11194754A JP2001024539A (en) | 1999-07-08 | 1999-07-08 | Receiver |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001024539A true JP2001024539A (en) | 2001-01-26 |
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|---|---|
| JP (1) | JP2001024539A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7515886B2 (en) | 2003-02-19 | 2009-04-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Digital broadcast receiving tuner and receiving device incorporating it |
-
1999
- 1999-07-08 JP JP11194754A patent/JP2001024539A/en active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7515886B2 (en) | 2003-02-19 | 2009-04-07 | Sharp Kabushiki Kaisha | Digital broadcast receiving tuner and receiving device incorporating it |
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