JP2001016283A - Digital radio equipment - Google Patents

Digital radio equipment

Info

Publication number
JP2001016283A
JP2001016283A JP18811999A JP18811999A JP2001016283A JP 2001016283 A JP2001016283 A JP 2001016283A JP 18811999 A JP18811999 A JP 18811999A JP 18811999 A JP18811999 A JP 18811999A JP 2001016283 A JP2001016283 A JP 2001016283A
Authority
JP
Grant status
Application
Patent type
Prior art keywords
signal
quadrature
error
data
means
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP18811999A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Goro Shinozaki
吾朗 篠崎
Original Assignee
Fujitsu General Ltd
株式会社富士通ゼネラル
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date

Links

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent a characteristic to compensate distortion in a PA(power amplifier) from being deteriorated due to an orthogonal error of an analog orthogonal modulator. SOLUTION: A distortion compensation section 22 of the digital radio equipment multiplies a distortion compensation coefficient by base band modulation signals I1, Q1 to generate signals I2, Q2 whose distortion is compensated, an analog orthogonal modulator 28 modulates the signals I2, Q2, a PA 36 amplifies and transmits, part of a transmission signal is fed back, a distortion component produced in the PA 36 from a demodulation signal to obtain a distortion compensation coefficient so as to suppress adjacent channel leakage power. In this case, the digital radio equipment is provided with 1st and 2nd changeover means 64i, 64q, 78a, 78b that select a test mode or a transmission mode. A degree of ellipse flatness when circle data of a circle data generating section 66 are modified into elliptic data due to the orthogonal error of the analog orthogonal modulator 28 is calculated to detect an orthogonal error, and compensation to cancel the orthogonal error is applied to the signals I2, Q2 on the basis of the orthogonal error.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をD/A(ディジタル/アナログ)変換部(サンプリング周波数Ftxsp)でアナログ信号に変換し電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、この歪補償係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するディジタル無線装置に関するものである。 TECHNICAL FIELD The present invention relates to the transmission de - data to create a baseband modulation signal to a digital quadrature modulation process and root Nyquist processing, the baseband modulation signal D / A (digital / analog) conversion part is amplified by converted to (sampling frequency Ftxsp) an analog signal power amplifier to create a transmission signal, and demodulates the fed back portion of the transmission signal, detects the distortion component generated by the power amplifier from the demodulated signal calculates a distortion compensation coefficient for canceling the distortion component from the detection signal, to a digital radio system for suppressing adjacent channel leakage power of a transmission signal by multiplying the distortion compensation coefficient to the baseband modulation signal.

【0002】 [0002]

【従来の技術】近年、ディジタル移動無線通信分野では、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められている。 In recent years, in a digital mobile radio communication field, in order to increase the channel capacity by reducing the frequency spacing between adjacent channels, narrowing the transmission signal it has been promoted. このような周波数利用効率の向上を実現するために、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望まれ、PSK(Phase Shift Keying)方式、QAM(Quad To realize such improvement in frequency utilization efficiency, a small modulation method of the modulation spectrum bandwidth is desired, PSK (Phase Shift Keying) scheme, QAM (Quad
r-ature Amplitude Modulation)方式等の線形変調方式が採用されるようになってきた。 Linear modulation scheme, such as r-ature Amplitude Modulation) scheme have come to be employed. この線形変調方式を無線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電力を抑圧することが重要である。 When applying this linear modulation scheme in the wireless communication, the linearity of the amplitude and phase characteristics of the power amplifier of the transmitter is required, it is important to suppress the adjacent channel leakage power. 一方、電力増幅器を使用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い動作点(飽和点に近い領域)で動作させることであり、 On the other hand, the important point in using the power amplifier, is to be operated at the highest possible operating points (a region close to the saturation point) in terms of power efficiency,
非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えられる。 Increase in adjacent channel leakage power due to non-linear distortion can be considered. また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率の向上を図る場合(例えば、小型の無線装置で電力効率の向上を図る場合)には、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力がますます増加してしまう。 In addition, when using a power amplifier inferior in linearity improved power efficiency (for example, when improving the power efficiency at the small wireless device), the the adjacent channel leakage power due to nonlinear distortion increasingly put away. 従って、電力増幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術が必須になってくる。 Therefore, a technique for correcting the distortion caused by the nonlinear characteristics of the power amplifier becomes mandatory. すなわち、電力増幅器の入力電力振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量(又は群遅延量)特性の歪みにより発生する送信信号の歪みを補正する技術が必須になってくる。 That is, the input power amplitude versus output power amplitude characteristic of the power amplifier, a technique for correcting distortion of the input power amplitude versus phase shift amount (or group delay) characteristic transmission signal generated by the distortion of becomes mandatory. この歪補償技術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフォワード等、多数の歪補償方式が提案されているが、これらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、 As a distortion compensation technique, the Cartesian an analog manner, feed-forward, etc., although a number of distortion compensation system has been proposed, these analog systems are compact increases the circuit scale,
省電力化を図ることができないという問題点があり、帰還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の安定を図るための位相調整が難しいという問題があった。 There is a problem that it is impossible to reduce power consumption, the phase adjustment to stabilize the circuit for must be very large feedback gain is difficult.

【0003】最近では、ディジタル信号処理プロセッサ(以下、単にDSPという。)の進歩によりディジタル信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジタル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案されている。 [0003] Recently, digital signal processor (hereinafter, simply referred to as DSP.) Enables method of distortion correction in the digital signal processing technology advances in various nonlinear distortion correction method according to the digital signal processing have been proposed. なかでも、送信信号の一部をフィードバックしてこれを復調してDSPに取り込み、この復調信号から電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィルタ技術であるLMS(Least Mean Square)アルゴリズムを用いた歪補償を行う研究、開発が盛んである。 Among them, taken up in DSP demodulates this by feeding back a portion of the transmitted signal to detect a distortion amount of the power amplifier from the demodulated signal, using a LMS (Least Mean Square) algorithm is a digital adaptive filter technology research that performs distortion compensation, have been actively developed. このようなLMSアルゴリズムを用いた歪補償方式による従来の回路は図7に示すように構成されていた。 Conventional circuit by the distortion compensation method using such an LMS algorithm was constructed as shown in FIG.

【0004】図7に示した従来回路はDSP10と送信側RF(Radio Frequency)部12を具備し、DSP1 Conventional circuit shown in Figure 7 comprises a transmission side RF (Radio Frequency) unit 12 and the DSP 10, DSP 1
0内にπ/4シフトQPSK(Quadrature Phase Shift 0 in the π / 4 shift QPSK (Quadrature Phase Shift
Keying)マッピング部(以下、単にπ/4-QPSK Keying) mapping unit (hereinafter, simply π / 4-QPSK
マッピング部という)14、ルートナイキストフィルタ16、電力計算部18、歪補償係数算出部20及び歪補償部22を設け、送信側RF部12内にD/A変換部2 Mapping unit hereinafter) 14, root Nyquist filter 16, a power calculating unit 18, the distortion compensation coefficient calculation unit 20 and the distortion compensating section 22 is provided, the transmission side RF unit D / A converter 2 in 12
4、26、アナログ直交変調部28、周波数変換部3 4,26, analog orthogonal modulation unit 28, frequency converter 3
0、32、局部発振器34、電力増幅器(以下、PAという)36、方向性結合器38、アナログ直交復調部4 0,32, local oscillator 34, a power amplifier (hereinafter, PA hereinafter) 36, directional coupler 38, the analog quadrature demodulator 4
0、LPF(ローパスフィルタ)42、44及びA/D 0, LPF (low pass filter) 42, 44 and A / D
(アナログ/ディジタル)変換部46、48を設けている。 Are provided (analog / digital) converter 46, 48. そして、送信デ−タがDSP10に取り込まれると、π/4-QPSKマッピング部14及びルートナイキストフィルタ16によってベースバンド変調信号I The transmission de - when data is taken into the DSP 10, the baseband modulated signal by π / 4-QPSK mapping unit 14 and the root Nyquist filter 16 I
1、Q1が発生し、歪補償部22による複素積和演算処理で歪み補正されて送信側RF部12に出力する。 1, Q1 is generated, and outputs are the distortion correction in the complex multiply-accumulate process to the transmission side RF unit 12 by the distortion compensation unit 22. 送信側RF部12では、歪補償部22で歪補償されたベースバンド変調信号I2、Q2が、D/A変換部24、26 In the transmission-side RF section 12, baseband modulation signals I2, Q2 which are distortion compensated by the distortion compensation section 22, D / A converter 24, 26
でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部28で直交変調され、周波数変換部30で無線周波数にアップコンバージョンされ、PA36で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器38を経由した後にアンテナ50から出力する。 In is converted into an analog signal, orthogonally modulated by an analog quadrature modulator 28, is up-converted to radio frequency by the frequency converting unit 30, is amplified to become a transmission signal to a predetermined power PA36, after passing through the directional coupler 38 output from the antenna 50. PA36から出力した送信信号の一部は、方向性結合器38で取り出され、周波数変換部32、アナログ直交復調部40、LPF42、44及びA/D変換部46、48によって復調され、DSP1 Part of the transmission signal output from the PA36 is taken out by the directional coupler 38, the frequency converter 32, the analog quadrature demodulation unit 40, demodulated by LPF42,44 and A / D converter 46, 48, DSP 1
0にフィードバックされる。 0 is fed back to. DSP10では、歪補償係数算出部20により、電力計算部18で求めた電力値P In DSP 10, the distortion compensation coefficient calculation unit 20, the power value P obtained by the power calculation section 18
に応じて、まずベースバンド変調信号I1、Q1をリファレンス信号として送信側RF部12からフィードバックされた復調信号I3、Q3に対する誤差成分(すなわち歪成分)が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すための補正係数が算出される。 Depending on, first error component to the baseband modulation signal I1, Q1 transmission side RF unit 12 demodulates signals I3, Q3 fed back from the reference signal (i.e., distortion component) is detected, then, to cancel the error component correction coefficient of is calculated. この補正係数は電力値Pに応じて歪補償部22でベースバンド変調信号I1、 The baseband modulation signal I1 by the distortion compensator 22 the correction coefficient in accordance with the power value P,
Q1に乗算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧される。 Is multiplied by Q1, adjacent channel leakage power of the transmission signal is suppressed.

【0005】 [0005]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図7に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナログ直交復調部40、LPF42、44、A/D変換部4 However [0007], conventional circuit shown in FIG. 7, the analog quadrature demodulation unit 40 constituting the feedback system, LPF42,44, A / D converter 4
6、48によって歪補償特性が著しく劣化するという問題点があった。 The distortion compensation characteristic is disadvantageously significantly degraded by 6,48. すなわち、アナログ直交復調部40が9 That is, the analog quadrature demodulator 40. 9
0°移相器、乗算器等の線形性に乏しい部品で構成されているので、I/Q直交誤差やI/Qゲイン誤差が生じ、歪補償特性を劣化させるという問題点があった。 0 ° phase shifter, which is configured in poor parts on the linearity of the multiplier or the like, resulting I / Q quadrature errors and I / Q gain error, disadvantageously degrading the distortion compensation characteristic. 例えば、基準信号発振器から出力する基準信号の位相を9 For example, the reference signal outputted from the reference signal oscillator phase 9
0°移相する90°移相器には通常±2°程度の誤差があり、I/Q直交誤差が生じ、復調I/Q信号に振幅誤差が生じていた。 0 ° to phase shift to 90 ° phase shifter has an error of usually about ± 2 °, occurs I / Q quadrature error, amplitude error has occurred in the demodulated I / Q signal. また、復調I/Q信号のバラツキやL Further, the demodulation I / Q signal variation or L
PF42、44の通過特性の相違などにより、LPF4 Due differences in pass characteristics of PF42,44, LPF4
2、44から出力するI/Q信号に振幅誤差が生じていた。 Amplitude error in I / Q signal outputted from 2,44 has occurred. また、直交復調後のI/Q信号をA/D変換部4 Further, the I / Q signal after orthogonal demodulation A / D converter 4
6、48の入力レンジに合わせるためにDCバイアス回路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によってDCオフセットが発生していた。 Are required DC bias circuit to match the input range of 6,48 but, DC offset has occurred by a bias voltage error caused here.

【0006】上述の問題点に鑑み、本出願人は、既に図8に示すようなDSP10aと送信側RF部12aからなるディジタル無線装置(特願平11−007288) [0006] In view of the above problems, the present applicant has already digital radio device comprising a DSP10a the transmission side RF unit 12a as shown in FIG. 8 (Japanese Patent Application No. 11-007288)
を提案し、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図るとともに、小型化及び省電力化を図ることができるようにした。 It proposes, together with improved distortion compensation characteristics quadrature error and gain error of the orthogonal demodulation process as nil, which make it possible to reduce the size and power consumption. すなわち、送信側RF部12aに、フィードバックした送信信号を周波数FifのIF信号に変換する周波数変換部52と、IF That is, the transmission side RF unit 12a, a frequency converting unit 52 that converts the transmission signal fed back to the IF signal frequency Fif, IF
信号を周波数Fsp(FspはFtxspの2倍以上でFif×4 Signal frequency Fsp (Fsp is Fif × 4 at more than twice Ftxsp
/mに等しい条件を満たす周波数を表す。 / Represents the equivalent satisfying frequency to m. mは3以上の奇数を表す。 m represents an odd number of 3 or more. )で標本化してディジタル信号の第2IF ) The sampling to a digital signal by 2IF
信号に変換するA/D変換部54とを設けると共に、D Provided with an A / D converter 54 which converts the signals, D
SP10aに、A/D変換部54の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号I4、Q The SP10a, demodulated signals orthogonal to each other by the digital quadrature demodulation processing on an output signal of the A / D converter 54 I4, Q
4を出力するディジタル直交復調処理部56と、このディジタル直交復調処理部56の出力する復調信号I4、 4 and the digital quadrature demodulation processing unit 56 for outputting a demodulated signal I4 to the output of the digital quadrature demodulation processing unit 56,
Q4からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号I5、Q5とするLPF58、60とを設ける。 Remove the envelope component from Q4 provided and LPF58,60 to demodulated signals I5, Q5 for detecting distortion components. そして、A/D変換部54のサンプリング周波数F Then, the sampling frequency of the A / D converter 54 F
spを、送信信号を作成するD/A変換部24、26のサンプリング周波数Ftxspの2倍以上で、かつIF信号の周波数Fifの4/m(mは3以上の奇数を表す。)倍に設定して(すなわちアンダーサンプリングとして)、I The sp, at least twice the sampling frequency Ftxsp of the D / A converter 24, 26 to create transmit signals, and 4 / m frequency Fif of the IF signal (m represents an odd number of 3 or more.) Set to times to (i.e. as undersampling), I
F信号の情報デ−タ成分を保持したまま、サンプリング周波数Fspの1/4の周波数にダウンコンバートされた信号をA/D変換部54で発生して出力することができる。 Information data of F signal - while maintaining the data component, the signal down-converted to a frequency of 1/4 of the sampling frequency Fsp can output generated by the A / D converter 54. このため、ディジタル直交復調処理部56、LPF Thus, the digital quadrature demodulation processing unit 56, LPF
58、60の処理速度を低く抑えることができ、DSP The processing speed of the 58, 60 can be kept low, DSP
10aのディジタル信号処理で扱うことができる。 It can be handled by the digital signal processing 10a. 62 62
は局部発振器である。 It is the local oscillator. 以下の説明の便宜上、前記π/4 For convenience of the following description, the [pi / 4
-QPSKマッピング部14とルートナイキストフィルタ16を、ベースバンド変調部15と略記する。 The -QPSK mapping unit 14 and root Nyquist filter 16, abbreviated as baseband modulation unit 15.

【0007】しかしながら、図8に示した装置では、アナログ直交変調器28の直交誤差が歪み補償特性を劣化させるという問題点があった。 However, in the apparatus shown in FIG. 8, quadrature error of the analog quadrature modulator 28 is disadvantageously degrading the distortion compensation characteristic. このアナログ直交変調器28による直交処理をディジタル信号処理で置換することができれば、前述の直交誤差を皆無とすることができるが、処理時間の点で現実的でないという問題点があった。 If it is possible to replace the orthogonal processing by the analog quadrature modulator 28 in the digital signal processing, can be completely eliminated the quadrature error of the foregoing, there is a problem that it is not realistic in terms of processing time. すなわち、一般にディジタル移動通信では送信データが1フレーム単位(数百シンボル/フレーム)毎に生成され、これに変調処理が施され、フレーム長(数十m That is, in general transmit data in digital mobile communication is generated for each frame unit (hundreds symbol / frame), a modulation processing thereto is performed, frame length (several tens m
s/フレーム)に合わせて1フレーム分の変調信号を出力する。 s / frame) in accordance with outputs modulated signals of one frame. この変調信号に歪補償処理を加えた場合、DS If you make a distortion compensation process on the modulated signal, DS
P10aにおいて、送信系では送信データの取得、変調処理、ルートナイキストフィルタリング処理及び歪補償処理を行い、帰還ループ系では直交復調処理、LMSアルゴリズムを用いた歪補償係数の算出等の処理を行うが、これらの処理の全てを1フレーム長時間内に完了しなければならない。 In P10a, the acquisition of transmission data in the transmission system, modulation processing, performs route Nyquist filtering and distortion compensation processing, orthogonal demodulation processing in a feedback loop system, but performs processing such as calculation of the distortion compensation coefficient using the LMS algorithm, all of these processes must be completed within one frame time. そのうえ直交変調器をディジタル信号処理で実現しようとすると、π/4QPSK方式の場合、送信データの1シンボル(送信データの最小単位) Moreover when you try to achieve the quadrature modulator by digital signal processing, in the case of [pi / 4 QPSK scheme, one symbol of transmission data (the minimum unit of transmission data)
が2ビットデータでありオーバーサンプリング処理となるので、1シンボル数に対し1000倍近い数のサンプル数を直交変調処理する必要がある。 Because There is two-bit data in and oversampling, it is necessary to orthogonal modulation processing a number of samples of 1000 times more the number for one symbol number. このため、現在のDSP10aの処理速度では1フレーム送信データを1 Therefore, one frame transmission data at a processing speed of the current DSP10a 1
フレーム長時間内で処理することは不可能である。 It is impossible to be processed in the frame for a long time. したがって、現在のディジタル無線装置では直交変調処理をアナログ専用IC(集積回路)に頼らなければならず、 Therefore, it is necessary to resort to orthogonal modulation processing to the analog dedicated IC (integrated circuit) in the current digital radio device,
アナログ直交変調器の直交誤差が歪補償特性の劣化を招いていた。 Quadrature error of the analog quadrature modulator were invited deterioration in the distortion compensation characteristic. 例えば、アナログ直交変調器の直交精度は9 For example, the orthogonal accuracy of analog quadrature modulator 9
0°±2°程度であり、実験結果によれば、直交誤差が0.5°あると隣接チャンネル漏洩電力が約5dB劣化した。 0 ° is about ± 2 °, according to the experimental result, adjacent channel power and quadrature error is 0.5 ° is approximately 5dB degradation.

【0008】本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、アナログ直交変調器に存在する直交誤差を検出し、この直交誤差を補償することによって歪補償特性が劣化するのを防止することのできるディジタル無線装置を提供することを目的とするものである。 [0008] The present invention has been made in view of the above problems, detects the quadrature error present in analog quadrature modulator, the distortion compensation characteristic can be prevented from degradation by compensating for the quadrature error it is an object to provide a digital wireless apparatus which can.

【0009】 [0009]

【課題を解決するための手段】本発明は、送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をD/A変換部(サンプリング周波数Ftxsp)でアナログ信号に変換してアナログ直交変調器で変調し、 The present invention SUMMARY OF THE INVENTION The transmission de - data to create a baseband modulation signal to a digital quadrature modulation process and root Nyquist processing, the baseband modulation signal D / A converter unit (sampling in frequency Ftxsp) into an analog signal modulated by the analog quadrature modulator,
電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、この歪補償係数を前記ベースバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置において、アナログ直交変調器の直交誤差を検出する直交誤差検出手段と、この直交誤差検出手段で検出した直交誤差に基づきベースバンド変調信号に対して直交誤差を打ち消すための補償を行う直交誤差補償手段とを具備してなることを特徴とする。 Create a transmission signal is amplified by the power amplifier, and demodulated by feeding back the portion of the transmission signal, a distortion compensation coefficient for canceling the distortion component by detecting a distortion component generated in the power amplifier from the demodulated signal calculated, in a digital radio device designed to suppress the adjacent channel leakage power of the transmission signal to the distortion compensation coefficient by multiplying the baseband modulation signal, quadrature error detecting means for detecting the quadrature error of the analog quadrature modulator When, characterized by comprising comprises a quadrature error compensation means for compensating for canceling the quadrature error with respect to the baseband modulation signal based on the quadrature error detected by the quadrature error detecting means.

【0010】直交誤差検出手段によってアナログ直交変調器の直交誤差が検出され、この直交誤差に基づき直交誤差補償手段によってベースバンド変調信号に対して直交誤差を打ち消すための補償が行われる。 [0010] quadrature error of the analog quadrature modulator by the quadrature error detection means is detected, the compensation for canceling the quadrature error with respect to the baseband modulated signal by an orthogonal error compensation means based on the quadrature error is performed. このため、アナログ直交変調器で直交誤差が生じても、この直交誤差が検出され補償されるので、アナログ直交変調器の直交誤差によって歪補償特性が劣化するのを防止できる。 Therefore, even if the orthogonal error occurs in the analog quadrature modulator, since the quadrature error is detected compensated, it is possible to prevent the deterioration of the distortion compensation characteristic by the quadrature error of the analog quadrature modulator.

【0011】構成の一部を兼用して装置全体の構成を簡単にするために、電力増幅器側からフィードバックした送信信号を周波数FifのIF信号(中間周波数信号)に変換する周波数変換部と、IF信号を周波数Fsp(Fsp [0011] To simplify the combined and the entire apparatus constituting a part of the configuration, the frequency converting unit that converts the transmission signal fed back from the power amplifier side IF signal frequency Fif (intermediate frequency signal), IF signal frequency Fsp (Fsp
はFtxspの2倍以上でFif×4/mに等しい条件を満たす周波数を表す。 Represents equal satisfying frequency Fif × 4 / m at more than twice Ftxsp. mは3以上の奇数を表す。 m represents an odd number of 3 or more. )で標本化してディジタル信号に変換するA/D変換部と、このA An A / D converter for converting a digital signal by sampling at) the A
/D変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、直交誤差検出手段を、テストデータを発生するテストデータ発生手段と、送信時とテスト時でベースバンド変調信号とテストデータを切り替えてD/A変換部へ出力する第1 / And digital quadrature demodulation processing unit and a digital quadrature demodulation processing on an output signal of D converter outputs a demodulated signal that are orthogonal to each other, the distortion component detected by taking out an envelope component from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation unit ; and a low pass filter to demodulate the signal of use, the quadrature error detector, a test data generating means for generating test data, switch to D / a converts the baseband modulation signal and the test data when transmitted during the test the first to be output to the part
切替手段と、アナログ直交変調器の出力信号を送信時とテスト時で切り替えて電力増幅器とA/D変換部へ出力する第2切替手段と、テスト時にローパスフィルタの復調信号から直交誤差を算出する直交誤差算出手段とで構成する。 Calculating a switching unit, a second switching means for outputting an output signal of the analog quadrature modulator to transmit time and by switching in the test power amplifier and A / D converter, the quadrature error from the demodulated signal of the low-pass filter during testing composed of the quadrature error calculating means.

【0012】テストデータ発生手段及び直交誤差算出手段の構成を簡単にするために、テストデータ発生手段を、ベースバンド変調信号を直交軸とした円データを発生する円データ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求められた偏平度に基づき参照テーブルを参照して直交誤差量を求める直交誤差量算出部とで構成する。 [0012] To simplify the construction of the test data generation means and the quadrature error calculating means, the test data generating means, and a circular data generating means for generating a circle data and quadrature axis baseband modulation signal, quadrature error calculation means, and elliptic data storage unit for storing an ellipse data demodulated by the low pass filter, a flatness calculator which calculates a flatness of the ellipse based on the elliptical data of the ellipse data storage unit, in the flatness calculator with reference to the reference table based on the flatness obtained it is composed of a quadrature error amount calculation unit for obtaining a quadrature error amount.

【0013】直交誤差補償手段の構成を簡単にするとともにその処理時間を短縮するために、直交誤差算出手段に、直交誤差量算出部で求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち消すための直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部を設け、直交誤差補償手段では、この直交誤差補償係数をベースバンド変調信号に乗算して直交誤差補償を行う。 [0013] as well as to simplify the structure of the orthogonal error compensation means in order to shorten the processing time, orthogonal to cancel the quadrature error based on quadrature error calculating means, the quadrature error amount calculated by the quadrature error amount calculation unit a compensation coefficient calculating section for calculating the error compensation factor provided in the orthogonal error compensation means performs orthogonal error compensation by multiplying the orthogonal error compensation factor to the baseband modulation signal.

【0014】電源投入時に自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うために、テスト時を装置への電源投入時とする。 In order to compensate for it automatically detects the quadrature error at power on canceling the quadrature error, and when the power-on of the testing to the device.

【0015】受信待ち時に自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うために、テスト時を受信待ち状態が設定時間継続した時とする。 [0015] In order to compensate for it automatically detects the quadrature error during reception waiting counteract quadrature error, the time of the test and when the reception waiting state continues set time.

【0016】装置への電源投入時と受信待ち時とに、自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うために、テスト時を装置への電源投入時と受信待ち状態が設定時間継続した時とする。 [0016] On power-up device and the time of waiting, to automatically compensate for canceling the detected and quadrature error of quadrature error, the reception waiting state and when the power-on of the testing to the device but the time was continued for a set time.

【0017】テスト時にテスト信号が送信用のアンテナから妨害電波として放射するのを防止するために、送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を設ける。 [0017] In order to test signal during the test to prevent the radiation as jamming from the antenna for transmission, on-controlling whether to supply power to the power amplifier to detect whether the time of transmission time or test providing an off control means.

【0018】 [0018]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, will be explained by an embodiment of the present invention with reference to the accompanying drawings. 図1は本発明によるディジタル無線装置の一実施形態例を示すもので、図8と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡略する。 Figure 1 shows an example embodiment of a digital radio device according to the present invention, the same parts as in FIG 8 will be omitted or simplified description the same reference numerals. 図1において、1 In Figure 1, 1
0bはDSP、12bは送信側RF部、64i及び64 0b is DSP, 12b sender RF unit, 64i and 64
qは第1切替手段である。 q is the first switching means. 前記DSP10bには、図8 The DSP10b is 8
のDSP10aと同様にベースバンド変調部15、電力計算部18、歪補償係数算出部20、歪補償部22、ディジタル直交復調処理部56及びLPF58、60が設けられるとともに、円データ発生部66、楕円データメモリ68、偏平度算出部70、直交誤差量算出部72、 Of DSP10a as well as baseband modulation unit 15, a power calculating unit 18, the distortion compensation coefficient calculation unit 20, the distortion compensation section 22, together with the digital quadrature demodulation unit 56 and LPF58,60 are provided, the circular data generator 66, the ellipse data memory 68, flatness calculator 70, quadrature error amount calculation unit 72,
参照テーブル74及び直交誤差補償部76が設けられている。 See table 74 and the orthogonal error compensation unit 76 is provided. 前記送信側RF部12bには、図8の送信側RF Wherein the transmitting-side RF unit 12b, the transmission side RF in FIG. 8
部12aと同様にD/A変換部24、26、アナログ直交変調部28、周波数変換部30、52、局部発振器3 Parts 12a as well as the D / A converter 24, the analog quadrature modulation unit 28, frequency conversion unit 30, 52, a local oscillator 3
4、62、PA36、方向性結合器38及びA/D変換部54が設けられるとともに、第2切替手段78a及び78bが設けられている。 4,62, PA36, with a directional coupler 38 and A / D converter 54 is provided, the second switching means 78a and 78b are provided. 前記楕円データメモリ68、 The elliptical data memory 68,
偏平度算出部70、直交誤差量算出部72及び参照テーブル74は直交誤差算出手段を構成し、この直交誤差算出手段、第1切替手段64i及び64q、円データ発生部66及び第2切替手段78a及び78bは直交誤差検出手段を構成している。 Flatness calculator 70, the quadrature error amount calculation unit 72 and the reference table 74 constitute a quadrature error calculating means, the quadrature error calculating means, first switching means 64i and 64q, circular data generator 66 and the second switching means 78a and 78b constitute a quadrature error detection means.

【0019】前記第1切替手段64i及び64qと第2 [0019] The first switching unit 64i and 64q and the second
切替手段78a及び78bは、図示を省略したCPU Switching means 78a and 78b are not shown CPU
(中央処理装置)による以下の制御機能のうちの制御機能によって切り替えられる。 It is switched by the control function of the following control function by (central processing unit). この図示を省略したCPUは、次のに示す制御機能を有している。 CPU omitted this illustration has a control function shown in the following. テスト時か送信時かを検出して第1、第2切替手段6 First to detect whether at the time or transmission test, the second switching means 6
4i及び64q、78a及び78bの切り替えを制御する切替制御機能。 4i and 64q, switching control function of controlling the switching of 78a and 78b. 送信時かテスト時かを検出してPA36に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御機能。 On-off control function of controlling whether to supply power to detect and PA36 or when sending time or test.

【0020】前記ディジタル直交復調処理部56は、前記A/D変換部54から出力する第2IF信号に、90 [0020] The digital quadrature demodulation processing unit 56, to the 2IF signal output from the A / D converter 54, 90
°の位相差をもったI側とQ側のディジタルローカル信号(以下、単にLo信号という。)を順次乗算して互いに直交する復調信号I、Qを出力する。 Digital local signals ° I side and the Q side having a phase difference (hereinafter, simply referred to. Lo signal) demodulated signal I which are orthogonal to each other are sequentially multiplied, and outputs Q. 前記LPF5 Said LPF5
8、60は、前記ディジタル直交復調処理部56の直交復調処理で得られた復調信号I、QからFsp/2及びFsp/4の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、DCオフセットの影響を軽減する。 8,60, the digital quadrature demodulation signal I obtained in quadrature demodulation processing of the demodulation processing section 56 takes out an envelope component by removing the frequency components of the Fsp / 2 and Fsp / 4 from Q, the influence of the DC offset to reduce.
すなわち、「0」振幅成分が2/Fspの周期で交互に混入している復調信号I、QからFsp/2の周波数成分を除去することによってエンベロープ成分(情報デ− That is, "0" demodulated signals I amplitude component is mixed alternately with a period of 2 / Fsp, envelope by removing a frequency component of Fsp / 2 from the Q component (Info de -
タ信号成分)のみを取り出し、DCオフセット成分の直交復調処理で発生するFsp/4の周波数成分を除去することによってDCオフセットの影響を軽減する。 Data signal component) alone is taken out, to mitigate the effects of DC offset by removing the frequency components of the Fsp / 4 generated by quadrature demodulation of the DC offset component.

【0021】前記歪補償係数算出部20は、前記PA3 [0021] The distortion compensation coefficient calculation unit 20, the PA3
6で生じた歪み量を検出する誤差検出部と、歪補償を行う際に用いる電力毎の補正係数HPの初期値及び更新値を記憶する係数テーブルと、歪補償を行う際に用いる電力毎の補正係数HPを演算して出力するとともに、係数テーブルの補正係数HPを更新する係数演算部とで構成され、誤差検出部がベースバンド変調部15内のルートナイキストフィルタ16から出力したベースバンド変調信号I1、Q1をリファレンス信号として、前記LPF An error detection unit for detecting an amount of strain caused by 6, and a coefficient table for storing an initial value and update value of the correction coefficient HP per power used in performing distortion compensation, for each power used when performing distortion compensation with calculates and outputs the correction coefficient HP, is composed of a coefficient calculation unit for updating the correction coefficient HP coefficient table, a baseband modulation signal error detection unit is output from the root Nyquist filter 16 in the baseband modulation unit 15 I1, Q1 as a reference signal, the LPF
58、60で取り出したエンベロープ成分を2倍したベースバンド復調信号I、Qと比較し、I、Qそれぞれの差分を誤差成分(歪成分)εとして出力し、係数演算部が、誤差成分εと、電力計算部18で求めた電力値Pに応じて係数テーブルから読み出された歪補償係数HP Envelope components taken out in 58, 60 and Comparative 2 times the baseband demodulation signals I, and Q, I, Q outputs of each differential as an error component (distortion component) epsilon, the coefficient calculation unit, and the error component epsilon , the distortion compensation coefficient HP read from the coefficient table in accordance with the power value P obtained by the power calculation section 18
(旧)とに基づいて新たな歪補償係数HP(新)を求め、この歪補償係数HP(新)を歪補償部22へ出力するとともに、更新値として係数テーブルへ出力する。 (Old) and obtains a new distortion compensation coefficient HP (New) based on, and outputs the distortion compensation coefficient HP (New) to the distortion compensating unit 22, and outputs to the coefficient table as the update value.

【0022】前記歪補償部22は、次式(1)、(2) [0022] The distortion compensating section 22, the following equation (1), (2)
に示すように、前記ルートナイキストフィルタ16から出力したベースバンド変調信号I1、Q1に、前記電力計算部18で求めた電力値Pに応じて前記歪補償係数算出部20内の係数演算部から出力する歪補償係数HPを乗算して、歪補償されたベースバンド変調信号I2、Q As shown in, the root baseband modulation signal I1 outputted from the Nyquist filter 16, Q1, the output from the coefficient calculation unit of the distortion compensation coefficient in the calculation unit 20 in accordance with the power value P which has been determined by the power calculation unit 18 It is multiplied by a distortion compensation coefficient HP to, distortion compensated baseband modulation signal I2, Q
2を出力する。 And outputs the 2. I2(t)=I1(t)×HP(実部)−Q1(t)×HP(虚部)…(1) Q2(t)=Q1(t)×HP(実部)−I1(t)×HP(虚部)…(2) I2 (t) = I1 (t) × HP (real part) -Q1 (t) × HP (imaginary part) ... (1) Q2 (t) = Q1 (t) × HP (real part) -I1 (t) × HP (imaginary part) ... (2)

【0023】前記円データ発生部66は図2(a)に示すようなベースバンド変調信号I、Qを直交軸とする円データを発生して出力する。 The outputs said circular data generating unit 66 generates a circularly data to orthogonal axes baseband modulation signals I, Q as shown in FIG. 2 (a). この円データは、中心角度θ=0.36°で円周上を等分割した1000点(P1 The circle data is 1000 points obtained by equally dividing the upper circumference at the central angle θ = 0.36 ° (P1
〜P1000)のデータ(例えば16ビットのデータ) Data ~P1000) (for example, 16 bits of data)
からなり、このうちの半円周上の501点(P1〜P5 It consists of, 501 points on the half circumference of this (P1~P5
01)のデータが図2(b)に示すような内蔵のデーブルに予め格納されている。 Data 01) is pre-stored in the built-in Deburu as shown in FIG. 2 (b). 例えば、点P1のI、QデータをI(1)=1.00000、Q(1)=0.000 E.g., I of the point P1, the Q data I (1) = 1.00000, Q (1) = 0.000
00とすると、点P2のI、QデータはI(2)≒0. 00 When you, I the point P2, Q data is I (2) ≒ 0.
99998、Q(2)≒0.00629となる。 99998, the Q (2) ≒ 0.00629. 前記円データ発生部66は、1000点(P1〜P1000) The circular data generator 66, 1000 points (P1~P1000)
のデータを所定のタイミングで順次循環して出力する。 Sequentially circulating outputting data at a predetermined timing.
このとき、テーブルから501点(P1〜P501)のデータが所定のタイミングで順次読み出されるとともに、P502〜P1000のデータについてはP2〜P At this time, the data of 501 points from the table (P1~P501) are sequentially read out at a predetermined timing, the data of P502~P1000 is P2~P
501のデータの符号を反転したデータが使用される。 Inverted data is used the sign of the 501 data.

【0024】前記楕円データメモリ68は、前記LPF [0024] The elliptical data memory 68, the LPF
58、60から出力したI、Qデータを所定のタイミングで記憶する。 I outputted from the 58 and 60, and stores the Q data at a predetermined timing. 前記偏平度算出部70は、前記楕円データメモリ68のI、Qデータを所定のタイミングで読み出してMAX値、MIN値を算出すると共に、偏平度(MAX値−MIN値)を算出する。 The flatness calculating unit 70, I of the ellipse data memory 68, MAX value Q data is read at a predetermined timing, to calculate the MIN value, to calculate the flatness (MAX value -MIN value). MAX値とMIN MAX value and MIN
値は、図3(a)(b)に示す楕円の長軸と端軸の長さの半分に相当し、この楕円は前記楕円データメモリ68 The value corresponds to half of FIG. 3 (a) (b) to indicate the long axis and the end shaft length of the ellipse, the ellipse is the ellipse data memory 68
から読み出したI、QデータをI、Q直交座標上にプロットした楕円を表す。 Read from the I, representing the plotted ellipse Q data I, on Q quadrature coordinates. 前記偏平度算出部70は、(MA The flatness calculating portion 70, (MA
X値−MIN値)の代わりにMAX値/MIN値を偏平度として求めるようにしてもよい。 May be obtained MAX value / MIN value as flatness instead of X values ​​-MIN value).

【0025】前記参照テーブル74には、図4に示すように、0.00°から10.8°までを0.36°間隔で分割して設定された角度φの絶対値|φ|と、対応した偏平度(MAX値−MIN値)とが、実験データなどに基づいて予め記憶されている。 [0025] The reference table 74, as shown in FIG. 4, the absolute value of the divided and set angle phi at 0.36 ° intervals to 10.8 ° from 0.00 ° | phi | a, the corresponding flatness and (MAX value -MIN value), but is stored in advance on the basis of such experimental data. 前記角度φは、図3 The angle φ is 3
(a)(b)に示した楕円の長軸がQ軸となす角度に相当し、前記アナログ直交変調器28の直交誤差(例えば±2°)の最大値(例えば4°)を含む範囲内であればよく、余裕を持たせて10.8°に設定されている。 (A) the major axis of the ellipse shown in (b) corresponds to the angle formed by the Q-axis, the range including the maximum value of the quadrature error (e.g. ± 2 °) of the analog quadrature modulator 28 (e.g., 4 °) as long it is set to 10.8 ° with a margin.

【0026】前記直交誤差量算出部72は、前記偏平度算出部70で求められた偏平度(MAX値−MIN値) [0026] The quadrature error amount calculation unit 72, the flatness flatness obtained by the calculating section 70 (MAX value -MIN value)
に基づいて、前記参照テーブル74から最も近い|φ| Based on the closest from the reference table 74 | phi |
を求めると共に、その極性(±)を求める。 With seeking to determine the polarity (±). この極性(±)は、前記偏平度算出部70で求めたMAX値、M The polarity (±) is, MAX values ​​obtained by the flatness calculating portion 70, M
IN値がI、Q座標の象限S1、S2にあるときに+となり(図3(a)の場合)、象限S2、S1にあるときに−となる(図3(b)の場合)。 When the IN value is I, the quadrant S1, S2 of the Q coordinate + next (in the case of FIG. 3 (a)), when in the quadrant S2, S1 - become (in the case of Figure 3 (b)).

【0027】つぎに図1の作用を、A:テスト時とB: [0027] Next, the operation of the Fig. 1, A: during the test and the B:
送信時に分け、図2〜図6を併用して説明する。 Divided at the time of transmission will be described in conjunction with Figures 2-6. ここでテスト時とは、装置への電源投入時と、受信待ちの状態が設定時間継続した時とを表す。 Here, the time of testing, indicating a power-on to the device, and when the state of reception waiting continues set time. テスト時と送信時の切り替えはCPUの制御機能によって行われる。 Switching at the time of transmission and time of testing is performed by the control function of the CPU.

【0028】A:テスト時 (1)DSP10b及び送信側RF部12bを含む装置への電源投入時には、図5及び図6に示すような直交誤差自動検出処理及び直交誤差検出処理が行われる。 [0028] A: When the power is turned to the test time (1) device comprising DSP10b and transmitting-side RF unit 12b, quadrature error automatic detection process and quadrature error detection processing as shown in FIGS. 5 and 6 are performed. すなわち、装置への電源が投入されると、図5に示す直交誤差自動検出処理がスタートし、直交誤差検出処理が行われる。 That is, when the power to the device is turned on, quadrature error automatic detection processing shown in FIG. 5 is started, quadrature error detection process is performed. この直交誤差検出処理では、図6に示す第1、第2切替手段64i及び64q、78a及び78bへの切替要求に基づくCPUの切替制御機能によって、第1、第2切替手段64i及び64q、78a及び78b In this quadrature error detection processing, by the first, second switching means 64i and 64q, the switching control functions of the CPU based on the switching request to the 78a and 78b shown in FIG. 6, the first, second switching means 64i and 64q, 78a and 78b
の機能が図1に実線で示すような状態に制御されると共に、CPUのオン・オフ制御機能によってPA36への電源供給が遮断される。 With functionality is controlled to a state as shown by the solid line in FIG. 1, the power supply to the PA36 by on-off control function of the CPU is interrupted.

【0029】(2)第1、第2切替手段64i及び64 [0029] (2) first, second switch means 64i and 64
q、78a及び78bの切り替えが完了すると、「切替完了か?」が「YES」となり、円データ発生部66で円データが発生し、この円データ(I、Q信号)は第1 q, the switching of 78a and 78b complete, "or switching completion?" is "YES", the circle data by a circle data generating unit 66 is generated, the circle data (I, Q signal) is first
切替手段64i及び64qを介して送信側RF部12b Transmitting-side RF unit 12b via the switching unit 64i and 64q
内のD/A変換器24、26に入力する。 Input to the D / A converter 24, 26 of the inner. そして、このD/A変換器24、26でアナログ信号に変換された信号は、アナログ直交変調器28でQPSK変調処理される。 The signal converted into an analog signal by the D / A converter 24 and 26, it is QPSK modulation processing in analog quadrature modulator 28. 円データ発生部66で発生した円データをI、Q信号としその振幅をI(t)、Q(t)とすると、アナログ直交変調器28でQPSK変調された出力信号S(t)は、直交誤差がなければ次式(3)で表される。 The circle data generated by a circle data generating unit 66 I, and Q signals when the amplitude and I (t), Q (t), an analog quadrature modulator 28 QPSK modulated output signal S (t) perpendicular without error is expressed by the following equation (3). S(t)=I(t)cosωt−Q(t)sinωt…(3) 式(3)でωはキャリア角周波数を表す。 ω in S (t) = I (t) cosωt-Q (t) sinωt ... (3) (3) represents the carrier angular frequency. しかし、実際にはアナログ直交変調器28に直交誤差が存在するので、直交誤差パラメータφを考慮すると、アナログ直交変調器28の出力信号S(t)は次式(4)で表される。 However, in practice since the quadrature error in the analog quadrature modulator 28 is present, considering the orthogonal error parameter phi, the output signal S of the analog quadrature modulator 28 (t) is expressed by the following equation (4). S(t)=I(t)cosωt−Q(t)sin(ωt+φ) =I(t)cosωt−Q(t){sinωt・cosφ+cosωt・sinφ)} ={I(t)−Q(t)・sinφ}cosωt−{Q(t)・cosφ}sinωt =It(t)cosωt−Qt(t)sinωt…(4) 式(4)のIt(t)、Qt(t)は次式(5)(6)を表す。 S (t) = I (t) cosωt-Q (t) sin (ωt + φ) = I (t) cosωt-Q (t) {sinωt · cosφ + cosωt · sinφ)} = {I (t) -Q (t) · sinφ} cosωt- {Q (t) · cosφ} sinωt = It (t) cosωt-Qt (t) sinωt ... (4) formula (4) It (t), Qt (t) by the following equation (5) ( representing the 6). It(t)=I(t)−Q(t)・sinφ…(5) Qt(t)=Q(t)・cosφ…(6) 式(5)(6)のIt(t)、Qt(t)は、I(t)、Q(t)を直交軸とするI、Q座標では楕円を表し、φは図3(a) It (t) = I (t) -Q (t) · sinφ ... (5) Qt (t) = Q (t) · cosφ ... (6) equation (5) (6) It (t), Qt ( t) is, I (t), Q (I to perpendicular axis t), represents the ellipse at Q coordinates, phi is FIGS. 3 (a)
(b)に示す楕円の長軸がQ軸に対してなす傾き角度を表す。 Major axis of the ellipse shown in (b) represents a tilt angle formed with respect to the Q axis.

【0030】(3)アナログ直交変調器28の出力信号は、周波数変換部30で所定の周波数に変換され、第2 [0030] (3) the output signal of the analog quadrature modulator 28 is converted to a predetermined frequency by the frequency converter 30, the second
切替手段78a及び78bを介して周波数変換部52に入力して周波数FifのIF信号に変換され、A/D変換器54で周波数Fspのクロックによって標本化されてディジタルの第2IF信号に変換され、DSP10b内に取り込まれる。 Is converted to input to the frequency conversion unit 52 via the switching means 78a and 78b to the IF signal frequency Fif, is sampled by the clock frequency Fsp the A / D converter 54 is converted to a 2IF signal of the digital, It is incorporated into the DSP10b. アナログ直交変調器28から出力し、周波数変換部30で周波数変換された信号は第2切替手段78a及び78bで遮断されるが、信号の一部が第2切替手段78a及び78bを介してPA36へ漏洩しても、CPUのオン・オフ制御機能によってPA36への電源供給が遮断されているので、テスト信号としての円データがアンテナ50から妨害電波として出力することがない。 Outputs from the analog quadrature modulator 28, the frequency-converted signal by the frequency converting unit 30 is blocked by the second switching means 78a and 78b, a portion of the signal via the second switching means 78a and 78b to PA36 be leaked, since the power supply to the PA36 by on-off control function of the CPU is interrupted, never circular data as the test signal is output as jamming from the antenna 50.

【0031】(4)DSP10b内のディジタル直交復調処理部56では、取り込まれた第2IF信号に対して、90°の位相差をもったI側Lo信号とQ側Lo信号を順次乗算して互いに直交する復調信号I、Qを出力する。 [0031] (4) in the digital quadrature demodulation processing unit 56 in DSP10b, relative to the 2IF signal captured, together sequentially multiplies the I-side Lo signal and the Q-side Lo signal having a phase difference of 90 ° quadrature demodulating signal I, and outputs a Q. このI側Lo信号は、期間1/Fsp(位相差9 The I-side Lo signal period 1 / Fsp (phase 9
0°に相当)毎に「+1」、「0」、「−1」、「0」 "+1" in the 0 ° or equivalent) each, "0", "- 1", "0"
の状態の信号となり、4状態で1周期(4/Fsp)を構成する。 It becomes the state of the signal, constituting one period (4 / Fsp) in four states. Q側Lo信号は、I側Lo信号に対して90 Q side Lo signal 90 to the I-side Lo signal
°位相が遅れた(又は進んだ)「0」、「+1」、 ° phase is delayed (or advanced) "0", "+ 1",
「0」、「−1」の4状態で1周期を構成する。 "0", - constituting one period in four states of "1". このため、ディジタル直交復調処理部56では、第2IF信号の1サンプル毎に、I側Lo信号(Q側Lo信号)を順次繰り返して乗算することにより直交復調処理され、第2IF信号と同様の周波数Fsp/4のLo信号(Q側Lo信号はI側Lo信号に対して90°位相が遅れた(又は進んだ)信号)との乗算結果としてベースバンド復調信号I、Qが発生される。 Therefore, in the digital quadrature demodulation processing unit 56, for each sample of the 2IF signal is quadrature demodulation by multiplying sequentially repeated I side Lo signal (Q side Lo signal), same frequency and the 2IF signal fsp / 4 of the Lo signal (Q side Lo signal 90 ° phase delayed (or advanced with respect to the I-side Lo signal) signal) the multiplication result as a baseband demodulation signals I and, Q is generated. このベースバンド復調信号I、QはI側Lo信号、Q側Lo信号とも期間2/F The baseband demodulation signals I, Q period I side Lo signal, both the Q-side Lo signal 2 / F
sp毎に「0」信号が存在する。 "0" signal is present for each sp.

【0032】(5)LPF58、60は、ディジタル直交復調処理部56で得られた復調信号I、QからFsp [0032] (5) LPF58,60 are demodulated signal I obtained by the digital quadrature demodulation processing unit 56, Fsp from Q
/2及びFsp/4の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出す。 / 2 and by removing the frequency components of the Fsp / 4 takes out the envelope components. LPF58、60から出力する信号をIr(t)、Qr(t)とすると、cos2ωt、sin2ωtの信号はLPF58、60を通過できずIr(t)=It(t)、Qr(t) The signal output from the LPF58,60 Ir (t), Qr When (t), cos2ωt, signal sin2ωt can not pass through the LPF58,60 Ir (t) = It (t), Qr (t)
=Qt(t)となるので、式(5)(6)より Ir(t)=It(t)=I(t)−Q(t)・sinφ…(7) Qr(t)=Qt(t)=Q(t)・cosφ…(8) が得られる。 Since = the Qt (t), equation (5) (6) than Ir (t) = It (t) = I (t) -Q (t) · sinφ ... (7) Qr (t) = Qt (t ) = Q (t) · cosφ ... (8) is obtained.

【0033】(6)LPF58、60から出力したIr [0033] (6) Ir outputted from LPF58,60
(t)、Qr(t)信号は、所定のタイミングで楕円データメモリ68に記憶される。 (T), Qr (t) signals are stored in the oval data memory 68 at a predetermined timing. 偏平度算出部70は、楕円データメモリ68から所定のタイミングでI、Qデータを読み出し、楕円の長軸長の半分に相当するMAX値と、楕円の短軸長の半分に相当するMIN値を算出すると共に、偏平度(MAX値−MIN値)を算出する。 Flatness calculator 70 at a predetermined timing from the elliptical data memory 68 I, reads Q data, the MAX value corresponding to half the length of the long axis of the ellipse, the MIN value corresponding to half the minor axis length of the ellipse to calculate, calculating the flatness (MAX value -MIN value). 直交誤差量算出部72は、偏平度算出部70で求められた偏平度(MAX値−MIN値)に基づいて、参照テーブル7 Quadrature error amount calculation unit 72, based on the flatness calculator flatness obtained in 70 (MAX value -MIN value), see Table 7
4から最も近い|φ|を求めると共に、その極性(±) Nearest 4 | phi | with seek, the polarity (±)
を求め、直交誤差補償部76へ出力する。 And this correction value is output to the orthogonal error compensating unit 76.

【0034】(7)直交誤差補償部76は、直交誤差量算出部72で求められた|φ|及び極性(±)のデータを内蔵のレジスタに置数すると共に、歪補償部22から出力したI2、Q2信号に対し次式(9)、(10)の演算を行い、Ih(t)、Qh(t)を出力することによって、 [0034] (7) orthogonal error compensating unit 76, obtained by the quadrature error amount calculation unit 72 | phi | and polarity while the numeric data in the built-in register of (±), and an output from the distortion compensation section 22 I2, Q2 signals to the following equation (9), the calculation of (10), Ih (t), by outputting the Qh (t),
直交誤差を打ち消すための補償を行う。 To compensate for canceling the quadrature error. Ih(t)=I2+Q2・tanκ…(9) Qh(t)=Q2/cosκ…(10) 式(9)(10)のIh(t)、Qh(t)は、式(7)(8) Ih (t) = I2 + Q2 · tanκ ... (9) Qh (t) = Q2 / cosκ ... (10) Equation (9) ih (t) of (10), Qh (t) has the formula (7) (8)
からI(t)、Q(t)を求め、求めたI(t)、Q(t)をIh Asked the I (t), Q (t) from, obtained I (t), Q a (t) Ih
(t)、Qh(t)とすると共にIt(t)=I2、Qt(t)=Q2 (T), Qh It with a (t) (t) = I2, Qt (t) = Q2
とし、さらに式中のφの極性を反転したものをκ(κ= And then, those further inverting the polarity of φ in the formula kappa (kappa =
−φ)とすることによって求められる。 It is determined by the -.phi).

【0035】(8)装置への電源投入後の受信待ち状態が設定時間継続した時も、前述した装置への電源投入時の場合と同様に、アナログ直交変調器28の直交誤差の検出と、直交誤差補償が行われる。 [0035] (8) When the reception waiting state after power to the device continues set time, as in the case of power-on to the above-described apparatus, the detection of the quadrature error of the analog quadrature modulator 28, quadrature error compensation is performed. すなわち、装置への電源投入後の受信待ち状態が設定時間継続すると、図5 That is, when the reception waiting state after power to the device continues setting time, 5
に示す「送信命令有か?」が「NO」、「タイマによる直交誤差検出命令有か?」が「YES」となるので、前述した装置への電源投入時の場合と同様にして図6に示す直交誤差検出処理が行われ、アナログ直交変調器28 Since "whether transmission command Yes?" Shown in the "NO", "or quadrature error detection instruction perforated by the timer?" Is "YES", in Figure 6 in the same manner as at the time of power supply to the above-described apparatus quadrature error detection processing shown is executed, the analog quadrature modulator 28
の直交誤差の検出と、直交誤差補償が行われる。 And detecting the quadrature error of the quadrature error compensation is carried out.

【0036】B:送信時 (1)マイクのプレスボタンを押して送信時にすると、 [0036] B: When at the time of transmission by pressing the press button of the transmitter at the time (1) microphone,
図5に示す「送信命令有か?」が「YES」となって送信処理が行われる。 "Do transmission instruction Yes?" Shown in FIG. 5, the transmission processing is "YES" is performed. すなわち、CPUの切替制御機能によって第1、第2切替手段64i及び64q、78a That is, first, second switch means 64i and 64q, 78a by the switching control function of the CPU
及び78bの機能が図1に点線で示すような状態に制御されると共に、CPUのオン・オフ制御機能によってPA36へ電源が供給され、送信データの入力を待つ。 And with the function of 78b is controlled to a state as shown by a dotted line in FIG. 1, the power supply to the PA36 is supplied by the on-off control function of the CPU, it waits for input of the transmission data.
そして、送信デ−タがDSP10bに取り込まれると、 Then, the transmission de - When the data is incorporated into the DSP10b,
ベースバンド変調部15内のπ/4-QPSKマッピング部14及びルートナイキストフィルタ16によってベースバンド変調信号I1、Q1が発生し、歪補償部22 Baseband modulation signal I1, Q1 is generated by the baseband modulation unit in the 15 π / 4-QPSK mapping unit 14 and the root Nyquist filter 16, the distortion compensator 22
の複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調信号I2、Q2が、直交誤差補償部76で直交誤差補償され、第1切替手段64i、64qを介して送信側RF The baseband modulation signal I2, Q2 which are distortion correction in the complex multiply-accumulate process, is orthogonal error compensation in the orthogonal error compensating unit 76, the first switching means 64i, the transmission side RF through 64q
部12bに出力する。 And outputs it to the part 12b. 送信側RF部12bでは、入力したベースバンド変調信号I、Qが、D/A変換部24、 In the transmission-side RF unit 12b, the input baseband modulation signal I, Q is, D / A converter 24,
26でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部2 26 is converted into an analog signal, the analog quadrature modulator 2
8で直交変調され、周波数変換部30で無線周波数にアップコンバージョンされ第2切替手段78a、78bの一方78aを介してPA36に入力し、このPA36で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器3 8 quadrature modulated, the second switching means 78a is up-converted to radio frequency by the frequency converter 30, and input to the PA36 through one 78a of 78b, becomes the transmission signal is amplified by the PA36 in a predetermined power, directionality coupler 3
8を経由した後にアンテナ50から基地局等へ出力する。 8 and outputs it to the base station or the like from the antenna 50 after passing through the. このため、アナログ直交変調部28の直交誤差が直交誤差補償部76で補償されるので、歪補償特性の劣化を招くことがない。 Therefore, since the quadrature error of the analog quadrature modulator 28 is compensated by the orthogonal error compensating unit 76, it is not causing deterioration in the distortion compensation characteristic.

【0037】(2)PA36から出力した送信信号の一部は、方向性結合器38で取り出され、第2切替手段7 [0037] (2) part of the transmission signal output from the PA36 is taken out by the directional coupler 38, the second switching means 7
8a、78bの他方78bを介して周波数変換部52に入力し、この周波数変換部52で周波数FifのIF信号にダウンコンバージョンされ、A/D変換部54に入力する。 8a, and input to the frequency conversion unit 52 through the other 78b of 78b, this frequency converter 52 is down-converted to an IF signal frequency Fif, input to the A / D converter 54. A/D変換部54は、IF信号をサンプリング周波数Fspでアンダーサンプリングしてディジタル信号である第2IF信号を発生し、DSP10b内のディジタル直交復調処理部56へ出力する。 A / D converter 54, a first 2IF signal is a digital signal generated by undersampling the IF signal at a sampling frequency Fsp, and outputs to the digital quadrature demodulation processing unit 56 in the DSP10b.

【0038】(3)ディジタル直交復調処理部56は、 [0038] (3) the digital quadrature demodulation processing unit 56,
A/D変換部54から出力する第2IF信号に90°の位相差をもったI側Lo信号とQ側Lo信号を順次乗算して互いに直交する復調信号I、Q(図8のI4、Q4 I4 demodulated signals I, Q (Fig. 8 by sequentially multiplying the I-side Lo signal and the Q-side Lo signal having a phase difference of 90 ° to the 2IF signal output from the A / D conversion unit 54 orthogonal to each other, Q4
に相当する。 It corresponds to. )を出力する。 ) To output.

【0039】(4)前記(3)に記述したようにディジタル直交復調処理部56で直交復調処理されたベースバンド復調信号I、Qには、期間2/Fsp毎に「0」信号が存在するので、送信側RF部12bから出力する送信信号(歪成分を含む)を忠実に検出するためには、前記(2)におけるA/D変換部54のアンダーサンプリング周波数Fspは送信側のサンプリング周波数Ftx [0039] (4) the (3) orthogonal demodulation in the digital quadrature demodulation processing unit 56 as described in baseband demodulated signals I, the Q, "0" signal is present in each period 2 / Fsp since, in order to faithfully detect a transmission signal output from the transmission side RF unit 12b (including the distortion component) are undersampling frequency Fsp of the a / D converter 54 in the (2) the sender of the sampling frequency Ftx
spの2倍以上に設定されていなければならない。 It must be set to be equal to or greater than 2 times the sp.

【0040】(5)LPF58、60は、ディジタル直交復調処理部56の直交復調処理で得られた復調信号I、QからFsp/2及びFsp/4の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、DCオフセットの影響を軽減する。 [0040] (5) LPF58,60 are demodulated signal I obtained by the quadrature demodulation of the digital quadrature demodulation processing section 56 takes out an envelope component by removing the frequency components of the Fsp / 2 and Fsp / 4 from Q , to reduce the influence of the DC offset. すなわち、直交復調処理で得られた復調信号I、Qは期間2/Fsp毎に「0」信号となるので、LPF58、60によってFsp/2の周波数成分を除去(情報デ−タ信号帯域は通過)しエンベロープ成分が抽出される。 In other words, the demodulated signal obtained in quadrature demodulation processing I, the Q becomes "0" signal every time 2 / Fsp, removal (information de frequency components of Fsp / 2 by LPF58,60 - data signal band pass ) and envelope components are extracted.

【0041】(6)上記の通り、LPF58、60でF [0041] (6) As described above, F in LPF58,60
sp/2の周波数成分を除去することにより、情報デ− By removing the frequency components of sp / 2, information de -
タ成分を復調できるが、さらにFsp/4の周波数成分を除去することによりフィードバック側のDCオフセット成分(A/D変換部54の入力信号のバイアス電圧誤差)による特性劣化を防止することができる。 Can be demodulated data component, but it is possible to prevent the characteristic degradation due to feedback side of the DC offset component by further removing a frequency component of Fsp / 4 (bias voltage error of the input signal of the A / D converter 54).

【0042】前記実施形態例では、テスト時にテスト信号が送信用のアンテナから妨害電波として放射するのを防止するために、送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を設けた場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、オン・オフ制御手段を省略した場合についても利用することができる。 [0042] whether the above-described embodiment, the test signal during the test in order to prevent the radiation as jamming from the antenna for transmission, and detects whether the time of transmission time or test to supply power to the power amplifier has been described the case of providing the on-off control means for controlling whether, the present invention is not limited thereto, can also be utilized for the case of omitting the on-off control means.

【0043】前記実施形態例では、装置への電源投入時と受信待ち時とに、自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うために、テスト時を装置への電源投入時と受信待ち状態が設定時間継続した時とした場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、装置への電源投入時と受信待ち状態が設定時間継続した時のいずれか一方の時をテスト時とした場合、 The power supply of the above-described embodiment, in order to perform on the time of waiting and when the power supply to the apparatus, the compensation for canceling the quadrature error automatically detects the quadrature error, the device during test has been described as being the time of turn-on and when the reception waiting state continues set time, the present invention is not limited to this, either one of when the reception waiting state at power-on has continued setting time of the apparatus If you have the time and during the test,
その他の非送信時とした場合についても利用することができる。 It can also be used for the case of a time other non-transmission.

【0044】前記実施形態例では、直交誤差算出手段の構成を簡単にするために、直交誤差量算出部で求めた直交誤差量を直接直交誤差補償部へ出力する場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、直交誤差量算出部で求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち消すための直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部を設けた場合についても利用することができる。 [0044] In the example embodiment, in order to simplify the configuration of the quadrature error calculating means, it has been described of outputting the quadrature error amount obtained by the quadrature error amount calculation unit to direct quadrature error compensating portion, the present invention can in the not limited to this, also used for the case in which the compensation coefficient calculating section for calculating an orthogonal error compensation coefficient for canceling the quadrature error based on the quadrature error amount calculated by the quadrature error amount calculation unit . この場合、直交誤差補償手段は補償係数算出部で求めた直交誤差補償係数を入力したI、Q信号に乗算するだけの処理で済むので、直交誤差補償手段の構成を簡単にするとともに直交誤差補償処理時間を短縮することができる。 In this case, the orthogonal error compensation means has entered the orthogonal error compensation coefficient calculated by the compensation coefficient calculating section I, since requires the processing of only multiplying the Q signal, the orthogonal error compensation as well as to simplify the structure of the orthogonal error compensation means it is possible to shorten the processing time.

【0045】前記実施形態例では、テストデータ発生手段及び直交誤差算出手段の構成を簡単にするために、テストデータ発生手段を、ベースバンド変調信号I、Qを直交軸とした円データを発生する円データ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求められた偏平度に基づいたベースバンド変調信号I、Qを直交軸とした円データを発生する円データ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この [0045] In the above embodiment, in order to simplify the structure of the test data generation means and the quadrature error calculating means, the test data generating means, the baseband modulation signal I, to generate a circle data and quadrature axis Q and a circular data generating means, the quadrature error calculation means, and elliptic data storage unit for storing an ellipse data demodulated by the low-pass filter, calculating flatness of calculating the flatness of the ellipse based on the elliptical data of the ellipse data storage unit and parts, the flatness calculated baseband modulation signal based on the flatness obtained by the unit I, the circle data generating means for generating a circle data and quadrature axis Q, the quadrature error calculating unit, demodulated by a low-pass filter and elliptic data storage unit for storing an ellipse data, and flatness calculator which calculates a flatness of the ellipse based on the elliptical data of the ellipse data storage unit, the 平度算出部で求められた偏平度に基づき参照テーブルを参照して直交誤差量を求める直交誤差量算出部とで構成した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、テストデータ発生手段を円データ以外のテストデータを発生する手段で構成し、 Has been described as being composed of a quadrature error amount calculation unit that refers to the reference table based on the flatness obtained by the Pingdu calculation unit obtains the quadrature error amount, the present invention is not limited to this, the test data constitute generation means by a means for generating a test data other than the circle data,
直交誤差算出手段をローパスフィルタの復調信号から直交誤差を算出する手段で構成したものについて利用することができる。 The quadrature error calculating means may be utilized for those constituted by means for calculating a quadrature error from the demodulated signal of the low-pass filter.

【0046】前記実施形態例では、テスト時と送信時を切り替える第1、第2切替手段を設けて、直交誤差の検出と補償を自動的に行い、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪み補償特性を維持できるように構成したが、本発明はこれに限るものでなく、第1切替手段を省略した場合や第1及び第2切替手段を省略した場合についても利用することができる。 [0046] In the example embodiment, first switch the time of transmission and time of the test, it is provided a second switch means, automatically performs detection and compensation of the quadrature error, against aging and temperature changes in the device It configured so they can maintain a good distortion compensation characteristic, but the present invention is not limited thereto, be also used for the case is omitted or if the first and second switching means is omitted first switching means it can. この第1切替手段を省略し第2切替手段を残した場合には、直交誤差の検出と補償を自動的に行い、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪み補償特性を維持できる。 When leaving the second switching means to omit this first switching means automatically performs detection and compensation of the quadrature error may maintain good distortion compensation characteristic with respect to aging and temperature change of the device . この場合、円データ発生部から出力するI、Q信号と直交誤差補償部から出力するI、Q信号を直接対応するD/A変換器に入力する。 In this case, the input circle I outputted from the data generator, I outputted from the Q signal and the quadrature error compensator, the D / A converter corresponding to Q signals directly.

【0047】 [0047]

【発明の効果】本発明は、上記のように、送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をD/A変換部でアナログ信号に変換してアナログ直交変調器で変調し、電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、この歪補償係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置において、アナログ直交変調器の直交誤差を検出する直交誤差検出手段と、この直交誤差検出手段で検出した直交誤差に基づきベースバンド変調信号に対して直交誤差を打 According to the present invention, as described above, transmission de - Create a baseband modulation signal to a digital quadrature modulation process and root Nyquist processing data, the baseband modulated signal by the D / A converter into an analog signal modulated by the analog quadrature modulator, to create a transmission signal is amplified by the power amplifier, and demodulated by feeding back the portion of the transmission signal, distortion components generated by the power amplifier from the demodulated signal calculating a distortion compensation coefficient for canceling the detected and the distortion component, in a digital radio device designed to suppress the adjacent channel leakage power of a transmission signal by multiplying the distortion compensation coefficient to the baseband modulation signal, an analog quadrature striking a quadrature error detecting means for detecting the quadrature error of the modulator, a quadrature error with respect to the baseband modulation signal based on the quadrature error detected by the quadrature error detection means 消すための補償を行う直交誤差補償手段とを具備し、アナログ直交変調器の直交誤差を検出し、この直交誤差を打ち消すための補償を行うようにしたので、アナログ直交変調器の直交誤差で歪補償特性が劣化するのを防止できる。 ; And a quadrature error compensation means for compensating for erasing, detects the quadrature error of the analog quadrature modulator. Thus to compensate for canceling the quadrature error, distortion in quadrature error of the analog quadrature modulator the compensation characteristic from deteriorating can be prevented.

【0048】電力増幅器側からフィードバックした送信信号を周波数FifのIF信号に変換する周波数変換部と、IF信号を周波数Fspで標本化してディジタル信号に変換するA/D変換部と、このA/D変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、直交誤差検出手段を、テストデータを発生するテストデータ発生手段と、送信時とテスト時でベースバンド変調信号とテストデータを切り替えてD/A変換部へ出力する第1切替手段と、アナログ直交変調器の出力信号を送信時とテスト時で切り替えて電力増幅器とA/D [0048] a frequency conversion unit that converts the transmission signal fed back from the power amplifier side IF signal frequency Fif, an A / D converter for converting a digital signal by sampling the IF signal at a frequency Fsp, the A / D a digital quadrature demodulation unit which outputs a demodulated signal to the digital quadrature demodulation processing on an output signal of the conversion unit are orthogonal to each other, for detecting distortion component removed envelope components from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation unit ; and a low pass filter to demodulate the signal, a quadrature error detector, a test data generating means for generating test data, switches the baseband modulation signal and the test data D / a to the conversion unit at the time of transmission time and test a first switching means for outputting, by switching the output signal of the analog quadrature modulator when transmission at a test power amplifier and a / D 変換部へ出力する第2切替手段と、テスト時にローパスフィルタの復調信号から直交誤差を算出する直交誤差算出手段とで構成した場合には、 When configured in a second switching means for outputting to the conversion unit, a quadrature error calculating means for calculating a quadrature error from the demodulated signal of the low-pass filter during testing,
直交誤差の検出と補償を自動的に行うことができ、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償特性を維持でき、さらに構成の一部を兼用して装置全体の構成を簡単にすることができる。 Detection and compensation of the quadrature error can be automatically performed, it can also maintain good distortion compensation characteristic with respect to aging and temperature change of the apparatus, simplify the structure of the whole apparatus and further serves a part of the structure it can be.

【0049】テストデータ発生手段を、ベースバンド変調信号I、Qを直交軸とした円データを発生する円データ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求められた偏平度に基づいたベースバンド変調信号I、Qを直交軸とした円データを発生する円データ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求められた偏平度に基づき参照テーブルを参照して直交誤差量を求める直交誤差 [0049] The test data generating means, and baseband modulation signals I, the circle data generating means for generating a circle data and quadrature axis Q, the quadrature error calculating means, for storing elliptical data demodulated by the low pass filter oval a data storage unit, and a flatness calculator which calculates a flatness of the ellipse based on the elliptical data of the ellipse data storage unit, a baseband modulation signal I based on the flatness obtained with this flatness calculator, Q and a circular data generating means for generating a circle data and quadrature axis, the quadrature error calculation means, and elliptic data storage unit for storing an ellipse data demodulated by the low pass filter, based on the ellipse data of the ellipse data storage unit a flatness calculator which calculates a flatness of the ellipse, orthogonal error for obtaining the orthogonal error amount with reference to the reference table based on the flatness obtained with this flatness calculator 算出部とで構成した場合には、テストデータ発生手段及び直交誤差算出手段の構成を簡単にすることができる。 When configured in the calculation unit, it is possible to simplify the structure of the test data generation means and the quadrature error calculating means.

【0050】直交誤差算出手段に、直交誤差量算出部で求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち消すための直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部を設け、この直交誤差補償係数をベースバンド変調信号に乗算して直交誤差を補償するようにした場合には、直交誤差補償手段の構成を簡単にするとともに処理時間を短縮することができる。 [0050] The quadrature error calculating means, provided compensation coefficient calculating section for calculating an orthogonal error compensation coefficient for canceling the quadrature error based on the quadrature error amount calculated by the quadrature error amount calculation unit, based on the orthogonal error compensation factor when to compensate for quadrature multiplies the band modulated signal error, it is possible to shorten the processing time while simplifying the configuration of an orthogonal error compensation means.

【0051】テスト時を装置への電源投入時とした場合には、電源投入時に自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うことができ、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償特性を維持できる。 [0051] The testing when the power-on to the device can be compensated for canceling the quadrature error automatically detects the quadrature error when the power is turned on, aging and temperature changes in the device It may maintain good distortion compensation characteristic with respect.

【0052】テスト時を受信待ち状態が設定時間継続した時とした場合には、受信待ち時に自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うことができ、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償特性を維持できる。 [0052] When the the test was when the reception waiting state continues setting time can be compensated for canceling the quadrature error automatically detects the quadrature error during reception waiting, aging of the apparatus against and temperature changes can maintain good distortion compensation characteristic.

【0053】テスト時を、装置への電源投入時と、受信待ち状態が設定時間継続した時とした場合には、装置への電源投入時と受信待ち時とに、自動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うことができ、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償特性を維持できる。 [0053] The testing, as when the power supply to the apparatus, when the when the reception waiting state continues set time, to the time of reception waiting at the time of power-on of the apparatus, automatically detecting the quadrature error to be able to compensate for canceling the quadrature error may maintain good distortion compensation characteristic with respect to aging and temperature change of the apparatus.

【0054】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を設けた場合には、テスト時にテスト信号が送信用のアンテナから妨害電波として放射するのを防止することができる。 [0054] In the case of providing the on-off control means for detecting whether the time of transmission time or test controls whether to supply power to the power amplifier, the test signal during the test is jamming from the antenna for transmission it is possible to prevent the radiation as.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明によるディジタル無線装置の一実施形態例を示すブロック図である。 Is a block diagram showing an embodiment of a digital radio device according to the invention; FIG.

【図2】図1中の円データ発生部で発生して出力する円データの説明図である。 FIG. 2 is an explanatory view of a circle data generating and outputting a circle data generating unit in FIG.

【図3】図1中のディジタル直交復調処理部で復調されたI、Q信号が、アナログ直交変調器の直交誤差で楕円データに変化していることを表す説明図である。 [Figure 3] is demodulated by the digital quadrature demodulation unit of FIG. 1 I, Q signal, which is a schematic diagram that is changed to elliptically data quadrature error of the analog quadrature modulator.

【図4】図1中の参照テーブルの説明図である。 4 is an explanatory diagram of a reference table in FIG.

【図5】図1の直交誤差自動検出処理を示すフローチャートである。 5 is a flowchart illustrating a quadrature error automatic detection process in FIG.

【図6】図5中の直交誤差検出処理を示すフローチャートである。 6 is a flowchart illustrating a quadrature error detecting process in FIG.

【図7】従来例を示すブロック図である。 7 is a block diagram showing a conventional example.

【図8】本出願人が既に出願したディジタル無線装置のブロック図である。 [8] The Applicant is already block diagram of a digital radio apparatus application.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

10、10a、10b…DSP、 12、12a、12 10,10a, 10b ... DSP, 12,12a, 12
b…送信側RF部、14…π/4-QPSKマッピング部(ディジタル直交変調処理部の一例)、16…ルートナイキストフィルタ(ルートナイキスト処理部の一例)、 18…電力計算部、 20…歪補償係数算出部、 22…歪補償部、 24、26…D/A変換部、 b ... sender RF unit (an example of a digital quadrature modulation processing unit) 14 ... π / 4-QPSK mapping unit (an example of a root Nyquist processing unit) 16 ... root Nyquist filter, 18 ... power calculation unit, 20 ... distortion compensation coefficient calculator, 22 ... distortion compensator, 24, 26 ... D / A conversion unit,
28…アナログ直交変調部、 30、52…周波数変換部、 34、62…局部発振器、 36…PA(電力増幅器)、 38…方向性結合器、50…アンテナ、 28 ... analog quadrature modulation unit, 30, 52 ... frequency converter, 34,62 ... local oscillator, 36 ... PA (power amplifier), 38 ... directional coupler, 50 ... antenna,
54…A/D変換部、 56…ディジタル直交復調処理部、 58、60…LPF(ローパスフィルタ)、 6 54 ... A / D conversion unit, 56 ... digital quadrature demodulation unit, 58, 60 ... LPF (low pass filter), 6
4i、64q…第1切替手段、 66…円データ発生部(テストデータ発生手段の一例)、 68…楕円データメモリ、 70…偏平度算出部、 72…直交誤差量算出部、 74…参照テーブル、 76…直交誤差補償部、 78a、78b…第2切替手段、 Fsp…A/ 4i, 64q ... first switching means, (an example of a test data generating means) 66 ... circular data generating unit, 68 ... ellipse data memory, 70 ... flatness calculator, 72 ... quadrature error amount calculation unit, 74 ... reference table, 76 ... orthogonal error compensating unit, 78a, 78b ... second switching means, Fsp ... A /
D変換部54のサンプリング周波数(アンダーサンプリング周波数)、Ftxsp…D/A変換部24、26のサンプリング周波数。 D sampling frequency (undersampling frequency) of the converter 54, the sampling frequency of Ftxsp ... D / A conversion unit 24, 26.

Claims (11)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】送信デ−タにディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信号をD/A変換部(サンプリング周波数Ftxsp)でアナログ信号に変換してアナログ直交変調器で変調し、電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、 1. A transmission de - data to create a baseband modulation signal to a digital quadrature modulation process and root Nyquist processing, converts the baseband modulation signal D / A conversion unit in (sampling frequency Ftxsp) into an analog signal and modulates the analog quadrature modulator, to create a transmission signal is amplified by the power amplifier, and demodulated by feeding back the portion of the transmission signal, detects the distortion component generated by the power amplifier from the demodulated signal calculating a distortion compensation coefficient for canceling the distortion component,
    この歪補償係数を前記ベースバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置において、前記アナログ直交変調器の直交誤差を検出する直交誤差検出手段と、この直交誤差検出手段で検出した直交誤差に基づき前記ベースバンド変調信号に対して直交誤差を打ち消すための補償を行う直交誤差補償手段とを具備してなることを特徴とするディジタル無線装置。 In this strain a digital radio system the compensation coefficient so as to suppress the adjacent channel leakage power of the transmission signal by multiplying the baseband modulation signal, a quadrature error detection means for detecting the quadrature error of the analog quadrature modulator, digital radio apparatus characterized by comprising; and a quadrature error compensation means for compensating for canceling the quadrature error to the baseband modulation signal based on the quadrature error detected by the quadrature error detecting means.
  2. 【請求項2】電力増幅器側からフィードバックした送信信号を周波数FifのIF信号(中間周波数信号)に変換する周波数変換部と、前記IF信号を周波数Fsp(Fsp Wherein a frequency conversion unit that converts the transmission signal fed back to the IF signal frequency Fif (intermediate frequency signal) from the power amplifier side, the IF signal frequency Fsp (Fsp
    はFtxspの2倍以上でFif×4/mに等しい条件を満たす周波数を表す。 Represents equal satisfying frequency Fif × 4 / m at more than twice Ftxsp. mは3以上の奇数を表す。 m represents an odd number of 3 or more. )で標本化してディジタル信号に変換するA/D変換部と、このA An A / D converter for converting a digital signal by sampling at) the A
    /D変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、直交誤差検出手段は、テストデータを発生するテストデータ発生手段と、送信時とテスト時でベースバンド変調信号と前記テストデータを切り替えてD/A変換部へ出力する第1切替手段と、アナログ直交変調器の出力信号を送信時とテスト時で切り替えて電力増幅器と前記周波数変換部へ出力する第2切替手段と、テスト時に前記ローパスフィルタの復調信号から直交誤差を算出する直交誤差算出手段とからなる請求項1記載のディジタル無線装置。 / And digital quadrature demodulation processing unit and a digital quadrature demodulation processing on an output signal of D converter outputs a demodulated signal that are orthogonal to each other, the distortion component detected by taking out an envelope component from the demodulated signal output from the digital quadrature demodulation unit ; and a low pass filter to demodulate the signal of use, quadrature error detecting means, switches and the test data generating means for generating test data, the test data and the baseband modulation signal at the time of transmission time and test D / a a first switching means for outputting to the conversion unit, and a second switching means for outputting an output signal of the analog quadrature modulator to transmit time and by switching in the test power amplifier and the frequency converter, the demodulation of the low-pass filter during the test digital radio apparatus according to claim 1, wherein comprising a quadrature error calculation means for calculating a quadrature error from the signal.
  3. 【請求項3】テストデータ発生手段は、ベースバンド変調信号を直交軸とした円データを発生する円データ発生手段としてなり、直交誤差算出手段は、ローパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求められた偏平度に基づき参照テーブルを参照して直交誤差量を求める直交誤差量算出部とからなる請求項2 Wherein the test data generating means comprises a circular data generating means for generating a circle data and quadrature axis baseband modulation signal, quadrature error calculating means, ellipse for storing elliptical data demodulated by the low pass filter a data storage unit, and a flatness calculator which calculates a flatness of the ellipse based on the elliptical data of the ellipse data storage unit, orthogonal error by referring to the reference table based on the flatness obtained with this flatness calculator claim comprising a quadrature error amount calculation unit that calculates an amount 2
    記載のディジタル無線装置。 Digital radio device according.
  4. 【請求項4】直交誤差算出手段は、直交誤差量算出部で求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち消すための直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部を具備し、 4. A quadrature error calculating means includes a compensation coefficient calculating section for calculating an orthogonal error compensation coefficient for canceling the quadrature error based on the quadrature error amount calculated by the quadrature error amount calculation unit,
    直交誤差補償手段は前記補償係数算出部で求めた直交誤差補償係数をベースバンド変調信号に乗算してなる請求項3記載のディジタル無線装置。 Orthogonal error compensation means digital radio apparatus according to claim 3, wherein formed by multiplying an orthogonal error compensation factors determined by the compensation coefficient calculating section to the baseband modulation signal.
  5. 【請求項5】テスト時を装置への電源投入時としてなる請求項2、3又は4記載のディジタル無線装置。 5. A power-on sometimes becomes claim 2, 3 or 4 digital radio apparatus according to the time of testing the device.
  6. 【請求項6】テスト時を受信待ち状態が設定時間継続した時としてなる請求項2、3又は4記載のディジタル無線装置。 6. A digital radio device sometimes becomes a reception waiting state continues set time testing claim 2, 3 or 4, wherein.
  7. 【請求項7】テスト時を、装置への電源投入時と、受信待ち状態が設定時間継続した時としてなる請求項2、3 7. A testing, the power-on to the apparatus, sometimes reception waiting state continues set time claims 2,3
    又は4記載のディジタル無線装置。 Or 4 digital radio device according.
  8. 【請求項8】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を具備してなる請求項2、3又は4記載のディジタル無線装置。 8. A digital radio device of the detected composed by including an on-off control means for controlling whether to supply power to the power amplifier according to claim 2, 3 or 4, wherein the or at transmission time or test .
  9. 【請求項9】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を具備してなる請求項5記載のディジタル無線装置。 9. A digital radio device of the detected composed by including an on-off control means for controlling whether to supply power to the power amplifier according to claim 5, wherein if the time of transmission time or test.
  10. 【請求項10】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を具備してなる請求項6記載のディジタル無線装置。 10. A digital radio apparatus of the detected composed by including an on-off control means for controlling whether to supply power to the power amplifier according to claim 6, wherein if the time of transmission time or test.
  11. 【請求項11】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段を具備してなる請求項7記載のディジタル無線装置。 11. A digital radio apparatus of the detected composed by including an on-off control means for controlling whether to supply power to the power amplifier according to claim 7, wherein if the time of transmission time or test.
JP18811999A 1999-07-01 1999-07-01 Digital radio equipment Pending JP2001016283A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP18811999A JP2001016283A (en) 1999-07-01 1999-07-01 Digital radio equipment

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP18811999A JP2001016283A (en) 1999-07-01 1999-07-01 Digital radio equipment

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2001016283A true true JP2001016283A (en) 2001-01-19

Family

ID=16218052

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP18811999A Pending JP2001016283A (en) 1999-07-01 1999-07-01 Digital radio equipment

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2001016283A (en)

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002252663A (en) * 2001-02-26 2002-09-06 Fujitsu General Ltd Digital radio device
WO2003081867A1 (en) * 2002-03-22 2003-10-02 Nec Corporation Transmitting method and transmitting apparatus
US6928272B2 (en) 2001-12-04 2005-08-09 Nec Corporation Distortion compensating circuit for compensating distortion occurring in power amplifier
WO2006030481A1 (en) * 2004-09-13 2006-03-23 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Distortion compensating apparatus
JP2006115463A (en) * 2004-09-17 2006-04-27 Hitachi Kokusai Electric Inc Distortion compensation quadrature modulator and radio transmitter
JP2006121632A (en) * 2004-10-25 2006-05-11 Kyocera Corp Communication device and communication device test method
JP2006287877A (en) * 2005-04-05 2006-10-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd Linearizer
WO2007100114A1 (en) * 2006-03-01 2007-09-07 Hitachi Kokusai Electric Inc. Transmitter and carrier leak detection method
JP2007243820A (en) * 2006-03-10 2007-09-20 Hitachi Kokusai Electric Inc Distortion compensation quadrature modulator
JP2009213011A (en) * 2008-03-06 2009-09-17 Fujitsu Ltd Distortion compensation amplifying apparatus and correction method
US7613251B2 (en) 2006-05-26 2009-11-03 Fujitsu Limited Distortion compensating apparatus and method
EP2124332A1 (en) 2008-05-22 2009-11-25 Fujitsu Limited Distortion compensation apparatus and method
JP2010258977A (en) * 2009-04-28 2010-11-11 Ricoh Co Ltd Radio transmitter-receiver
JP2012170093A (en) * 2007-01-05 2012-09-06 Qualcomm Inc In-phase/quadrature (i/q) calibration for walking-if architectures
JP2013176085A (en) * 2007-03-09 2013-09-05 Qualcomm Inc Quadrature modulation rotating training sequence
CN103534937A (en) * 2011-05-13 2014-01-22 住友电气工业株式会社 The amplifier circuit and the wireless communication device

Cited By (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002252663A (en) * 2001-02-26 2002-09-06 Fujitsu General Ltd Digital radio device
US6928272B2 (en) 2001-12-04 2005-08-09 Nec Corporation Distortion compensating circuit for compensating distortion occurring in power amplifier
WO2003081867A1 (en) * 2002-03-22 2003-10-02 Nec Corporation Transmitting method and transmitting apparatus
US7024608B2 (en) 2002-03-22 2006-04-04 Nec Corporation Transmitting method and transmitting apparatus
WO2006030481A1 (en) * 2004-09-13 2006-03-23 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Distortion compensating apparatus
US7848452B2 (en) 2004-09-13 2010-12-07 Mitsubishi Electric Corporation Distortion compensating apparatus
JP2006115463A (en) * 2004-09-17 2006-04-27 Hitachi Kokusai Electric Inc Distortion compensation quadrature modulator and radio transmitter
JP4574471B2 (en) * 2004-09-17 2010-11-04 株式会社日立国際電気 Distortion compensation quadrature modulator and a radio transmitter
JP2006121632A (en) * 2004-10-25 2006-05-11 Kyocera Corp Communication device and communication device test method
JP4567413B2 (en) * 2004-10-25 2010-10-20 京セラ株式会社 Communication apparatus and communication apparatus test method
JP2006287877A (en) * 2005-04-05 2006-10-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd Linearizer
WO2007100114A1 (en) * 2006-03-01 2007-09-07 Hitachi Kokusai Electric Inc. Transmitter and carrier leak detection method
US8090036B2 (en) 2006-03-01 2012-01-03 Hitachi Kokusai Electric Inc. Transmitter and carrier leak detection method
JP2007243820A (en) * 2006-03-10 2007-09-20 Hitachi Kokusai Electric Inc Distortion compensation quadrature modulator
JP4576347B2 (en) * 2006-03-10 2010-11-04 株式会社日立国際電気 Distortion compensation quadrature modulator
US7613251B2 (en) 2006-05-26 2009-11-03 Fujitsu Limited Distortion compensating apparatus and method
JP2012170093A (en) * 2007-01-05 2012-09-06 Qualcomm Inc In-phase/quadrature (i/q) calibration for walking-if architectures
JP2013176085A (en) * 2007-03-09 2013-09-05 Qualcomm Inc Quadrature modulation rotating training sequence
JP2009213011A (en) * 2008-03-06 2009-09-17 Fujitsu Ltd Distortion compensation amplifying apparatus and correction method
EP2124332A1 (en) 2008-05-22 2009-11-25 Fujitsu Limited Distortion compensation apparatus and method
US7728665B2 (en) 2008-05-22 2010-06-01 Fujitsu Limited Distortion compensation apparatus and method
JP2009284232A (en) * 2008-05-22 2009-12-03 Fujitsu Ltd Distortion compensation device and distortion compensation method
JP2010258977A (en) * 2009-04-28 2010-11-11 Ricoh Co Ltd Radio transmitter-receiver
CN103534937A (en) * 2011-05-13 2014-01-22 住友电气工业株式会社 The amplifier circuit and the wireless communication device

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5905760A (en) Method of correcting nonlinearities of an amplifier, and radio transmitter employing a method of this type
US6947713B2 (en) Amplitude- and frequency- or phase-modulated radio frequency signal generator and the transmitter incorporating same
US6587513B1 (en) Predistorter
US6222878B1 (en) Communication system with end-to-end quadrature balance control
US7403573B2 (en) Uncorrelated adaptive predistorter
US20050157815A1 (en) Apparatus for compensating DC offsets, gain and phase imbalances between I-channel and Q-channel in quadrature transceiving system
US20070076814A1 (en) Amplifier circuit and amplifying method
US6515712B1 (en) Signal distortion compensating apparatus and method in digital TV translator
US20050215206A1 (en) Multimodulation transmitter
US6947741B2 (en) Satellite up-link fade control
US20050130609A1 (en) Transmitter circuit and method for modulation distortion compensation
US5699383A (en) High-power linear amplification using periodically updated amplitude and phase correction values
US6442383B1 (en) Demodulator and digital wireless communication receiver
US20040196921A1 (en) Adaptive broadband post-distortion receiver for digital radio communication system
US20040248516A1 (en) Digital baseband system and process for compensating for analog radio transmitter impairments
US6088402A (en) QAM spread spectrum demodulation system
US20020015450A1 (en) Correction of phase and amplitude imbalance of I/Q modulator
US5613226A (en) Linear transmitter for use in combination with radio communication systems
US20080039024A1 (en) Amplifying Circuit, Radio Communication Circuit, Radio Base Station Device and Radio Terminal Device
US6647073B2 (en) Linearisation and modulation device
US5771263A (en) Communication system control method and communication system using the method
WO2002017586A1 (en) Multicarrier transmitter circuit arrangement with predistortion linearisation method
US6034573A (en) Method and apparatus for calibrating modulation sensitivity
US20030026358A1 (en) Quadrature demodulator
US20080225984A1 (en) Digital Polar Transmitter