JP2000252914A - Method and device for control of amplifier - Google Patents

Method and device for control of amplifier

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JP2000252914A
JP2000252914A JP11049097A JP4909799A JP2000252914A JP 2000252914 A JP2000252914 A JP 2000252914A JP 11049097 A JP11049097 A JP 11049097A JP 4909799 A JP4909799 A JP 4909799A JP 2000252914 A JP2000252914 A JP 2000252914A
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control
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voltage
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Takeshi Hasegawa
Manabu Kai
Toru Maniwa
Takayoshi Oide
Yasunobu Watanabe
高義 大出
保信 渡辺
学 甲斐
剛 長谷川
透 馬庭
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Fujitsu Ltd
富士通株式会社
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a device which optimizes the power efficiency of a power amplifier by a small-scale circuit. SOLUTION: A bias voltage control part 2 calculates the output power of a PA 8 on the basis of a TPC signal and determines a bias voltage which should be applied to bias tees 7-1 and 7-2 in order to maximize the power efficiency of the PA 8. The bias voltage control part 2 gives an indication to duty factor varying circuits 5-1 and 5-2 to vary the duty factor of frequency division signals of transmission frequency signals generated by frequency division circuits 6-1 and 6-2 and gives them to DC-DC converters 4-1 and 4-2 as driving signals. DC-DC converters 4-1 and 4-2 vary the voltage of a power source 3 in accordance with driving signals and apply them to bias tees 7-1 and 7-2. Thus, the output power of the PA 8 is controlled.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、バイアス電圧の印加により制御される増幅器及びその制御方法に関する。 The present invention relates to relates to an amplifier and a control method thereof is controlled by the application of the bias voltage.

【0002】 [0002]

【従来の技術】近年、携帯電話の普及に伴って、秘匿性を高めたままできるだけ多くの加入者を基地局に収容できるシステムが望まれている。 Recently, with the spread of mobile phones, the system can accommodate as many subscribers while enhanced confidentiality to the base station is desired. このようなシステムとして、CDMA(Code Division Multiple Access)システムが有望視され、多くの企業や研究団体において、 Such a system, CDMA (Code Division Multiple Access) system is promising in many companies and research organizations,
研究開発が行われている。 Research and development is being carried out.

【0003】特に、最近研究開発の進んでいるCDMA [0003] In particular, CDMA, which has advanced the research and development recently
システムにおいては、拡散方式に直接拡散(DS)方式が用いられているが、DS方式には遠近問題という固有の問題があり、解決策が必要となっている。 In the system, although spread (DS) system is used directly in the spreading scheme has a unique problem that near-far problem in DS mode, solutions are required. 遠近問題とは、例えば、距離が遠く、受信電界強度の小さい相手からの電波を受信したいと思っても、受信したくない近くの受信電界強度の大きい電波によって、妨げられて受信できない状態のことである。 The near-far problem, for example, the distance is far, even want to receive radio waves from the small reception field strength counterpart, by a large wave reception field intensity near you do not want to receive, to a state that can not be received hampered it is.

【0004】この遠近問題の解消のためには、例えば、 [0004] In order to solve this perspective problem is, for example,
複数の端末が発振する電波の電界強度を調整し、基地局が受信する複数の端末からの受信電界強度を同一にする必要がある。 A plurality of terminals to adjust the electric field intensity of the radio wave to be oscillated, it is necessary to make the reception field strength from a plurality of terminals received by the base station to the same. これを実現するためには、端末において、 To achieve this, in the terminal,
送信電力のダイナミックレンジが広く(例えば、80d Wide dynamic range of transmit power (e.g., 80d
B)、かつ、精度が良くなければならない。 B), and it must be good accuracy.

【0005】図35は、CDMA端末の回路構成例を示すブロック図である。 [0005] Figure 35 is a block diagram showing a circuit configuration example of a CDMA terminal. 同図においては、送信側と受信側が1つのアンテナを共用して通信を行う構成の端末の構成例を示している。 In the figure, the sender and receiver shows a configuration example of a terminal configured to perform communication by sharing one antenna.

【0006】アンテナ360で受信された電波信号は、 [0006] The radio signal received by the antenna 360,
デュプレクサ361を介して、増幅器362に入力される。 Through a duplexer 361, it is input to the amplifier 362. 増幅器362では、伝送によって弱くなった信号を受信可能なように増幅する。 In the amplifier 362, and is amplified to capable of receiving signals weakened by transmission. そして、バンドパスフィルタ363において、ノイズなどが除去され、乗算器36 Then, the band-pass filter 363, such as noise are removed, the multiplier 36
4に入力される。 4 is input to. 乗算器364には、局部発振器373 To the multiplier 364, a local oscillator 373
からの周期波が入力され、アンテナ360で受信された信号をIF帯域の信号に変換する。 Cyclic wave is input from, for converting the signal received by the antenna 360 into an IF band signal. IF帯域の信号に変換された受信信号は、再びバンドパスフィルタ366に入力され、受信帯域の信号のみが抽出される。 The received signal converted into IF band signal is input to the band-pass filter 366 again, only the signal of the reception band is extracted. そして、 And,
増幅器367で再び増幅された後、分岐され、乗算器3 After being amplified again by an amplifier 367, is branched, the multiplier 3
68−1、368−2それぞれに入力される。 68-1,368-2 is input to each. 乗算器3 Multiplier 3
68−1、368−2それぞれには、局部発振器374 68-1,368-2 to each of the local oscillator 374
からの周期波と、90°移相器によって、この周期波の位相が90°移相された周期波がそれぞれ入力される。 And periodic wave from by 90 ° phase shifter, periodic wave the phase of the periodic wave is 90 ° phase shifted are input.

【0007】IF帯域に変換された受信信号は、乗算器368−1、368−2それぞれで、ベースバンド信号に変換される。 [0007] received signal converted into IF band, multiplier 368-1,368-2 respectively, is converted into a baseband signal. そして、それぞれのベースバンド信号は、ローパスフィルタ369−1、369−2で信号帯域が抽出され、A/D変換器370−1、370−2それぞれでデジタル信号に変換され、復調器371によって復調されデータ受信される。 Then, each of the baseband signal is the signal band extracted by the low-pass filter 369-1,369-2, are converted into digital signals by respective A / D converters 370-1,370-2, demodulated by a demodulator 371 to be data received.

【0008】送信すべきデータは、変調器376に入力され、変調された後、D/A変換器377−1、377 [0008] Data to be transmitted are input to a modulator 376, after being modulated, D / A converter 377-1,377
−2によってアナログ信号に変換される。 It is converted into an analog signal by 2. そして、該アナログ信号はローパスフィルタ378−1、378−2 Then, the analog signal is low pass filter 378-1,378-2
で信号帯域の抽出が行われた後、それぞれ、乗算器37 In after extraction of the signal band is performed, respectively, the multiplier 37
9−1、379−2に入力される。 Is input to the 9-1,379-2. 局部発振器380から出力された2つの周期波は、一方は、そのまま乗算器379−1に入力され、他方は、90°移相器381によって位相が90°シフトされて、乗算器379−2に入力される。 Two periodic wave output from the local oscillator 380 is one, are input directly to the multiplier 379-1 and the other by 90 ° phase shifter 381 is phase shifted 90 °, the multiplier 379-2 It is input. 乗算器379−1、379−2は、ベースバンド信号である、ローパスフィルタ378−1、37 Multiplier 379-1,379-2 is a baseband signal, a low pass filter 378-1,37
8−2からの入力信号をIF帯域の信号に変換出力する。 The input signal from the 8-2 converting output IF band signal. そして、ローパスフィルタ378−1,378−2 Then, a low-pass filter 378-1,378-2
から出力される該2つのIF帯域の信号は合波された後、利得可変増幅器(AGC増幅器)382により増幅され、更に、バンドパスフィルタ383でノイズが除去されて、乗算器384に入力される。 After being signal multiplexing of the two IF bands outputted from being amplified by the variable gain amplifier (AGC amplifier) ​​382, ​​is input further, noise is removed by the band-pass filter 383, the multiplier 384 . 乗算器384には、局部発振器385からも周期波が入力され、該IF To the multiplier 384, the period wave is input from the local oscillator 385, the IF
帯域の信号は、乗算器384によりRF帯域の信号に変換される。 Signal bandwidth is converted into RF band signal by the multiplier 384. そして、該RF帯域の信号はバンドパスフィルタ386によって信号帯域の抽出がされた後、再び、 Then, the RF band signal after being extraction of the signal band by the band-pass filter 386, again,
AGC増幅器387で増幅され、更に、バンドパスフィルタ388で帯域制限された後、増幅器389によって増幅される。 Is amplified by the AGC amplifier 387, further, after being band-limited by the band-pass filter 388 is amplified by the amplifier 389. このようにして生成された送信用の信号は、デュプレクサ361を介して、アンテナ360から送出される。 Signal for transmission which is generated in this way, via the duplexer 361 and sent from antenna 360. AGC増幅器382、387の利得は、T The gain of the AGC amplifier 382,387 is, T
PC信号抽出・制御信号作成部372から入力される、 Is input from the PC signal extraction and control signal generator 372,
TPC信号抽出・制御信号作成部372が、受信データ信号から抽出された、送信電力制御信号(TPC:Tran TPC signal extraction and control signal generator 372 has been extracted from the received data signal, transmission power control signal (TPC: Tran
smissionPower Control signal)に基づいて生成した制御信号によって制御される。 It is controlled by the generated control signal based on smissionPower Control signal).

【0009】以上、説明したように、CDMA端末は、 [0009] As has been described above, CDMA terminal,
利得可変増幅器(AGC増幅器)もしくは、可変減衰器(VATT)を用いて、送信電力制御(TPC)を行うことにより、広いダイナミックレンジを実現し、精度の良い送信電力制御を行っている。 Variable gain amplifier (AGC amplifier) ​​or by using a variable attenuator (VATT), by performing the transmission power control (TPC), to achieve a wide dynamic range is performed a good transmission power control accuracy.

【0010】ここで、TPC信号とは、基地局において、端末からの受信電界強度に基づいて算出される信号で、基地局が端末に対して送信電力の増減を指示する信号である。 [0010] Here, the TPC signal, the base station, a signal is calculated based on the received signal strength from the terminal, the base station is a signal for instructing an increase or decrease in transmission power to the terminal. これにより、端末のTPCを精度良く行うことができる。 This makes it possible to accurately perform TPC of the terminal.

【0011】 [0011]

【発明が解決しようとする課題】1)PAの電力効率の問題点 図35に示す回路おいて、AGC増幅器382、387 [0005] 1) Keep the circuit shown in problems Figure 35 of the power efficiency of the PA, AGC amplifier 382,387
などを用いて送信電力制御(TPC)を行った場合、最終段の電力増幅器(以下、PAと略す)389の入力電力が低下する。 When performing the transmission power control (TPC) by using a final stage of the power amplifier (hereinafter, abbreviated as PA) input power 389 is reduced. PA386は、低出力電力時には、電力効率が著しく低下してしまう。 PA386, during low output power, the power efficiency is remarkably lowered. 図36は、PA389の出力電力対効率特性を示したものであるが、出力電力が大きくなればなるほど、効率が良くなることが分かる。 Figure 36 is shows the output power versus efficiency characteristics of PA389, the larger the output power, it can be seen that efficiency is improved.
一方、出力電力が小さい場合には、効率は非常に小さくなってしまう。 On the other hand, when the output power is small, the efficiency becomes very small. このPA389の電力効率の低下によって増加する電力の損失分は、ジュール熱となってしまうため、端末の温度を上昇させてしまう。 Power loss of increasing by decrease in power efficiency of the PA389, since becomes Joule heat, thus increasing the temperature of the terminal. このため、連続送信が行われるW−CDMA(Wideband CDMA)で長時間通話した場合、端末の温度が上昇し、耳が暖かくなる等の障害が発生するおそれがある。 Therefore, when the continuous transmission and call a long time in W-CDMA (Wideband CDMA) to be performed, to increase the temperature of the terminal, disorders such as ear warmer may occur. したがって、PAの電力効率を改善し、放熱を施すなどの対策が必要と考えられる。 Therefore, to improve the power efficiency of the PA, it believed necessary to take measures, such as applying heat dissipation.

【0012】また、携帯電話などの移動端末では、通話時間の伸長は、非常に重要な課題である。 [0012] In addition, in a mobile terminal such as a mobile phone, the extension of talk time, is a very important issue. すなわち、電池を電源とする移動端末では、通話時間を伸長するために、消費電力を如何に削減するかが最重要課題となっている。 That is, in the mobile terminal a battery as a power source, in order to extend the call time, or how reduce power consumption has become a top priority. ここで、移動端末の消費電力の内訳を調べると、 Here, when examining the breakdown of power consumption of the mobile terminal,
PAの消費電力は全体に対して例えば7割といった非常に大きな割合となっている。 Power consumption of the PA has become very large percentage such total respect for example 70%. よって、PAの消費電力の削減が通話時間を伸長加するために重要な課題となっている。 Therefore, an important issue to reduce the power consumption of the PA is extended pressing the talk time.

【0013】前述のような低出力電力時において、PD [0013] at the time of low output power as described above, PD
C(Personal Digital Cellular)などが採用しているTDMA(Time Division Multiple Access)方式では間欠送信を行っているため、PAも間欠動作となり消費電力も連続送信した場合と比較し、3分の1ないし6分の1となる。 Since the TDMA (Time Division Multiple Access) scheme such as C (Personal Digital Cellular) adopts performing discontinuous transmission, compared with the case of PA was also power consumption transmitted continuously becomes intermittent operation, to 1 of 3 minutes 1 and consists of 6 minutes. しかしながら、W−CDMAにおいては、TDMAと異なり、VOX(ボイスアクティベーション)はあるものの、連続送信が行われる。 However, in the W-CDMA, unlike TDMA, although VOX (voice activation) are, continuous transmission is performed. よって、消費電力は削減されない。 Thus, power consumption is not reduced. なお、VOXとは、通話において無音状態になった場合送信を行わない機能のことである。 Note that the VOX, is that of not transmitting when it becomes silent state in call function.

【0014】以上、述べたように、W−CDMAにおいては、PAのより一層の効率の改善と低消費電力化が必要である。 [0014] Thus, as mentioned, in the W-CDMA, there is a need for improved and the power consumption of the more efficient of the PA. すなわち、PAの電力効率の劣化により発生する熱の低減及び通話時間を伸長するための低消費電力化には、PAの電力効率の改善が必要である。 That is, the power consumption for extending the reduction and talk time of the heat generated by the degradation of the power efficiency of the PA, it is necessary to improve the power efficiency of the PA. 2)DC−DCコンバータの制御方法の問題点 PAの低出力電力時における効率の劣化対策として、P As measures against deterioration of the efficiency in 2) at low output power of the DC-DC converter problem PA control method, P
Aの入出力バイアス電圧を制御して、PAの低消費電力化などを実現する方法が考えられる。 And controls the input and output bias voltage of the A, conceivable methods for realizing such the power consumption of the PA. 以下に、このような技術を開示する特許公開公報を示す。 The following is a patent publication disclosing such techniques. (1)特開昭60−96011号 (2)特開昭62−274906号 (3)特開平3−34709号 (4)特開平3−174810号 (5)特開平7−170202号 これらの例では、PA出力をカプラ等で分配し、包絡線検波を行い、その結果を用いてバイアス電圧を決定し、 (1) JP-60-96011 (2) JP 62-274906 (3) JP-A-3-34709 (4) JP-A-3-174810 (5) JP-A-7-170202 these examples in distributes the PA output coupler or the like, performs envelope detection, to determine the bias voltage by using the result,
制御用トランジスタまたは電圧可変直流直流変換回路(以後DC−DCコンバータという)の出力電圧を制御している。 Thereby controlling the output voltage of the control transistor or the voltage variable DC DC converter circuit (hereinafter referred to as DC-DC converter).

【0015】図37は、上記DC−DCコンバータを用いたPAの入出力バイアス電圧制御回路の概略構成図である。 [0015] Figure 37 is a schematic diagram of the input and output bias voltage control circuit of the PA with the DC-DC converter. 同図に示す回路において、PA400の出力は、 In the circuit shown in the figure, the output of the PA400 is
カプラ401によって分岐され、包絡線検波部402に入力される。 Is branched by the coupler 401 is input to the envelope detector 402. 包絡線検波部402は、PA400の出力の包絡線検波を行い、その結果を周波数等化部403に出力する。 Envelope detector 402 performs envelope detection of the output of the PA400, and outputs the result to the frequency equalization unit 403. 周波数等化部403は、周波数の違いによるPA400の出力の等化を行い、該等化により得られた信号をDC−DCコンバータ404に制御信号として出力する。 Frequency equalization section 403 performs equalization of the output of the PA400 due to a difference in frequency, and outputs as a control signal a signal obtained by equalizing the DC-DC converter 404. DC−DCコンバータ404は、該制御信号に従ってPA400に出力するバイアス電圧を調整し、P DC-DC converter 404 adjusts the bias voltage to be output to the PA400 according control signals, P
A400の出力電圧を制御する。 To control the output voltage of the A400.

【0016】ところで、DC−DCコンバータ404 [0016] By the way, DC-DC converter 404
は、巻き線トランスを用いたものと、圧電トランスを用いたものとがある。 Is a one using a winding transformer, and one using a piezoelectric transformer. 前者は、形状が大きいため携帯電話などの携帯端末には向かない。 The former is not suitable for mobile terminals such as mobile phones is large shapes. 後者は、その形状から小型化が可能である。 The latter can be downsized because of its shape. そのため、圧電トランスを用いたD Therefore, D using a piezoelectric transformer
C−DCコンバータ404を、PA400の電源に用いるための検討が行われている。 The C-DC converter 404, studied for use to power the PA400 have been made. (鈴木、熊谷、野島“圧電形DC/DCコンバータを用いた高効率電力増幅”、 (Suzuki, Kumagai, Nojima "high efficiency power amplification with piezoelectric type DC / DC converter",
1997 信学総全大 B−5−151) しかしながら、圧電トランスを用いたDC−DCコンバータ404では駆動周波数に対する出力電圧のカーブが、例えば、図38のように非常に急峻である。 1997 IEICE general all large B-5-151) However, the curve of the output voltage to the DC-DC converter 404 in the driving frequency using a piezoelectric transformer, for example, is very steep as in FIG. 38. このような特性のため、圧電トランスを用いたDC−DCコンバータ404では出力電圧制御が難しく、その精度も非常に悪く問題となっている。 Because of such properties, DC-DC converter 404 in the output voltage control is difficult using a piezoelectric transformer, and has a very poor problem that accuracy.

【0017】また、周波数を可変するための回路は、P [0017] In addition, the circuit for varying the frequency, P
LLシンセサイザまたは電圧−周波数変換回路(V/F LL synthesizer or a voltage - frequency conversion circuit (V / F
変換)等を用いるため、出力電圧制御の応答時間が長くなってしまい問題となる。 For using the conversion) and the like, a problem becomes longer response time of the output voltage control. また、回路規模も大きくなるため、小型軽量が望まれる、携帯電話等の携帯端末に適用するのが困難なのが現状である。 Further, since the circuit scale increases, size and weight is desired, the difficult to apply to a portable terminal such as a cellular phone at present.

【0018】本発明の課題は、小型及び軽量な回路構成で、PAの電力効率を最適にすることができる装置及び方法を提供することである。 The object of the present invention, a small and lightweight circuitry is to provide an apparatus and method for optimizing the power efficiency of the PA.

【0019】 [0019]

【課題を解決するための手段】本発明の増幅器を制御する制御装置は、バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御装置であって、前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するバイアス電圧生成手段と、送信電力制御(TPC)信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が害算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。 A control device for controlling the amplifier of the present invention, in order to solve the problem] is a control device for controlling an amplifier for changing the power efficiency of the output power by the bias voltage, the bias of the output voltage to the amplifier a bias voltage generating means for applying a voltage, a transmission power control (TPC) to calculate the output power of the amplifier from the signal, the so power efficiency at the time of outputting the output power which the amplifier is calculated harm is maximum and a controlling means for controlling the bias voltage generating means.

【0020】本発明の増幅器を制御する制御方法は、バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御方法であって、(a)前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するステップと、(b)送信電力制御(TPC)信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が害算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御するステップとを備えることを特徴とする。 The control method for controlling the amplifier of the present invention is applied, a control method for controlling an amplifier for changing the power efficiency of the output power by the bias voltage, the output voltage as a bias voltage to (a) the amplifier steps and, (b) the output power is calculated in the amplifier from the transmission power control (TPC) signal, generating the bias voltage such that the power efficiency is maximized when outputting the output power which the amplifier is calculated harm to characterized in that it comprises a step of controlling the means.

【0021】本発明によれば、上記TPC信号に基づいて、上記増幅器の出力電力を算出し、上記増幅器が、該出力電力を最大電力効率で出力するように、上記増幅器に印加するバイアス電圧を制御する。 According to the present invention, based on the TPC signal, calculate the output power of the amplifier, the amplifier, so as to output the output power at the maximum power efficiency, the bias voltage applied to the amplifier Control.

【0022】従って、上記増幅器の電力効率が良くなり、上記増幅器の低消費電力化を達成することができるので、例えば、該増幅器を搭載する端末の連続使用時間を伸長することができる。 [0022] Thus, the power efficiency of the amplifier is improved, it is possible to achieve low power consumption of the amplifier, for example, may extend the continuous operation time of devices running the amplifier. また、上記増幅器の電力効率が向上することにより、上記増幅器の熱の発生を抑制することができる。 Further, since the power efficiency of the amplifier is improved, it is possible to suppress the generation of heat in the amplifier. 従って、該増幅器を搭載する端末を長時間連続使用した場合暖かくなってしまうという問題を解消することができる。 Therefore, it is possible to solve the problem becomes warm when continuous vibration of devices running the amplifier.

【0023】 [0023]

【発明の実施の形態】CDMAシステムにおいては、基地局から到来するTPC信号によって、端末のAGC増幅器の利得が決められる。 In DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION CDMA systems, the TPC signal arriving from the base station, the gain of the AGC amplifier of the terminal are determined. これにより、PAへの入力電力が求まる。 As a result, the input power to the PA is obtained. すなわち、PAの出力電力が求まる。 That is, the output power of the PA is obtained. そこで、PAの電力効率ないし電力付加効率が最高となるようなバイアス電圧を算定し、DC−DCコンバータを制御する。 Therefore, to calculate the bias voltage such as power efficiency through power added efficiency of the PA is the highest, and controls the DC-DC converter. この際、消費電力が最小となるよう制御することも可能であるし、隣接チャネル漏洩電力が最小となるように制御することも可能であり、出力歪みが最小となるよう制御することも可能である。 In this case, it is also possible to control so that power consumption is minimized, it is also possible adjacent channel leakage power is controlled so as to minimize, it is also possible to control so that the output distortion is minimized is there.

【0024】DC−DCコンバータの制御においては、 [0024] In the DC-DC converter control of,
その駆動信号のデューティ(duty)を可変することにより、その出力電圧の制御を行う。 By varying the duty (duty) of the drive signal, and controls the output voltage thereof. 以後、この制御をデューティ制御と略す。 Hereinafter abbreviated the control and duty control. ここで、デューティに対するDC− Here, with respect to the duty DC-
DCコンバータの出力電圧の特性を図2に示す。 The characteristic of the DC converter output voltage shown in FIG.

【0025】図1に示されるように、駆動信号のデューティを変えることによって、DC−DCコンバータの出力電圧を可変制御することができることが分かる。 [0025] As shown in FIG. 1, by changing the duty of the drive signal, it can be seen that it is possible to variably control the DC-DC converter output voltage. また、デューティの変化に対するDC−DCコンバータの出力電圧の変化が緩やかであるので、デューティを変化させることによって、DC−DCコンバータの出力電圧を精度良く制御することができる。 Further, since the change in the DC-DC converter output voltage with respect to a change in duty is gradual, by changing the duty, it is possible to accurately control the DC-DC converter output voltage.

【0026】更に、デューティを可変することによる出力電圧の制御は、圧電トランスの共振周波数を維持したまま制御するため、周波数制御と比較してDC−DCコンバータの効率も高くすることができる。 Furthermore, control of the output voltage by varying the duty, to control while maintaining the resonant frequency of the piezoelectric transformer can be higher DC-DC converter efficiency compared to frequency control.

【0027】また、分周回路等を用いることにより、デューティ可変回路を実現できるため、回路規模を小さくできる。 Further, by using a frequency dividing circuit or the like, it is possible to realize the duty variable circuit, the circuit scale can be reduced. また、LSI化も可能であり、実装面積の削減が可能である。 Further, it is also possible an LSI, it is possible to reduce the mounting area. これらから小型軽量の端末の実現が可能となる。 From these it is possible to realize a small and lightweight device.

【0028】送信電力制御(TPC)信号を用いて、D [0028] using a transmit power control (TPC) signal, D
C−DCコンバータの駆動信号のデューティを可変することにより、DC−DCコンバータの出力電圧を変化させ、PAがその出力電力に対して最大電力効率となるように制御を行う。 By varying the duty cycle of the C-DC converter of the drive signal, varying the DC-DC converter output voltage, PA performs control such that the maximum power efficiency for the output power. これにより、PAの効率を改善し、通話時間の伸長及び発熱を最小限に抑制することができる。 This makes it possible to improve the efficiency of the PA, to minimize the elongation and heating of the call duration.

【0029】また、バイアス電圧制御部をLSI化できることから、小型化が可能である。 Further, because it can LSI the bias voltage control unit, it is possible to miniaturize. 図2は、本発明の第1の実施形態を示す構成図である。 Figure 2 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. 端末(MS:Mobile Terminal (MS: Mobile
Station )において、受信部で受信された基地局(B In Station), base station received by the receiving unit (B
S:Base Station)から送信されたTPC信号をTP S: the TPC signals transmitted from Base Station) TP
C信号抽出部1において再生抽出する。 Play extracted in C signal extracting section 1. ここで、BS Here, BS
は、MSから送信される信号の受信電界強度を測定し、 Measures the received field strength of the signal transmitted from the MS,
他のMSからの受信電界強度を考慮し、ある一定の受信電界強度となるようMSに対して、送信電力制御(TP Considering the received field intensity from the other MS, the MS so as to constantly maintain the received signal strength in the transmission power control (TP
C)の制御用信号、すなわち該TPC信号を送信する。 Control signal C), i.e. it transmits the TPC signal.
TPCの具体的な内容は、送信電力を上げる下げるの情報でも良いし、絶対電力または相対電力でも構わない。 Specific contents of the TPC may be a information lowering increasing the transmission power, it may be an absolute power or relative power.
また、TPC信号はデータフォーマットに含まれる信号である。 Also, TPC signal is a signal included in the data format.

【0030】TPC信号抽出部1で抽出されたTPC信号は、バイアス電圧制御部2に送られる。 The TPC signal extracted by the TPC signal extracting section 1 is sent to a bias voltage control unit 2. バイアス電圧制御部2は、TPC信号を基に、Duty可変回路5−1、 Bias voltage control unit 2, based on the TPC signal, Duty variable circuit 5-1,
5−2に制御信号を出力して、Duty可変回路5−1,5 5-2 and outputs a control signal to, Duty variable circuit 5-1,5
−2〜出力される信号のデューティを変化させる。 Changing the duty of -2 output the signal. Duty Duty
可変回路5−1、5−2には、分周回路6−1、6−2 The variable circuit 5-1 and 5-2, the divider circuit 6-1, 6-2
によって生成された、発振器(不図示)から出力される発振周波数の信号を分周する事により得られた周期波が入力される。 It generated by the oscillator period waves the signal of the oscillation frequency obtained by dividing output from the (not shown) is input. Duty可変回路5−1、5−2によってデューティが可変されたそれぞれの周期波は、それぞれDC Duty variable circuit each periodic wave duty is variable by 5-1 and 5-2, respectively DC
−DCコンバータ4−1、4−2に入力される。 It is input to the -DC converter 4-1 and 4-2. DC− DC-
DCコンバータ4−1、4−2は、電源3から所定の電圧を入力し、それを入力される周期波のデューティの値に従った、出力電圧に変換して出力する。 DC converter 4-1 and 4-2, input from the power source 3 to a predetermined voltage, it according to the value of Duty cycle wave input, and outputs the converted output voltage. DC−DCコンバータ4−1、4−2から出力される電圧は、PA8 Voltage output from the DC-DC converter 4-1 and 4-2, PA8
の利得を制御するバイアスティー7−1、7−2に入力される。 It is input to the bias tee 7-1 and 7-2 for controlling the gain. PA8は、バイアスティー7−1、7−2によって調整される利得に応じ、入力RF信号を増幅してアンテナへ送出する。 PA8, in response to a gain that is adjusted by a bias tee 7-1 and 7-2, amplifies the input RF signal and sends it to the antenna.

【0031】図3は、上記圧電トランス形DC−DCコンバータ4−1,4−2のの概略構成を示す図である。 [0031] FIG. 3 is a diagram showing a schematic configuration of the piezoelectric transformer-type DC-DC converter 4-1 and 4-2.
入力側から入力された電源電圧は、コンデンサ10及びコイル11により、整流され、コンデンサ12の両端子に印加される。 Power supply voltage input from the input side, the capacitor 10 and coil 11, is rectified and applied to both terminals of the capacitor 12. Duty可変回路5−1、5−2からの制御信号は、駆動信号16として、トランジスタ13のゲートに印加され、駆動信号16の示すデューティに従ってトランジスタ13をオン/オフする。 Control signal from the Duty variable circuit 5-1 and 5-2, as the drive signal 16 is applied to the gate of the transistor 13 is turned on / off the transistor 13 in accordance with the duty indicated by the drive signal 16. これにより、駆動信号16のデューティに応じて、コンデンサ12の両端に印加された電圧が圧電トランス14に印加される。 Thus, according to the duty of the drive signal 16, the voltage applied across the capacitor 12 is applied to the piezoelectric transformer 14. 該印加電圧は圧電トランス14によって変圧され、ブリッジダイオードからなる全波整流器15に入力され、全波整流された後、出力コンデンサ16によってフラットな波形の電圧に変換されて出力端子から出力される。 Applied voltage is transformed by the piezoelectric transformer 14, is input to a full wave rectifier 15 consisting of bridge diodes, after being full-wave rectified, converted by the output capacitor 16 to the voltage of the flat waveform is output from the output terminal. 以上の動作により、DC−DCコンバータ4−1、4−2 By the above operation, DC-DC converter 4-1, 4-2
は、入力電圧を駆動信号16のデューティに従った電圧に変換し出力する。 Converts the input voltage to the voltage in accordance with the duty of the drive signal 16 output.

【0032】図4は、TPC信号を用いたPAに印加するバイアス電圧の制御の流れを示すフローチャートである。 [0032] FIG. 4 is a flowchart showing a flow of control of the bias voltage applied to the PA using a TPC signal. ステップS1で、TPC信号抽出部1が受信したT In step S1, T the TPC signal extracting section 1 receives
PC信号を再生抽出し、バイアス電圧制御部2が該TP Extracting play PC signal, the bias voltage control unit 2 is the TP
C信号を基にAGC増幅器の利得(ゲイン)を確定し(ステップS2)、次に、該利得からPA8の入力電力P in1を算出して確定する(ステップS3)。 To confirm the gain of the AGC amplifier (gain) based on the C signal (step S2), and then to confirm calculated input power P in1 of PA8 from the gain (step S3). バイアス電圧制御部2は、続いて、該利得からPA8の出力電力P out1も確定する(ステップS4)。 Bias voltage control unit 2, subsequently, also determined the output power P out1 of PA8 from the gain (step S4). そして、このときのPA8の電力効率η 1を算出する。 Then, to calculate the power efficiency eta 1 of PA8 this time. 更に、バイアス電圧制御部2は、PA8の入力バイアス電圧をV in1 、出力バイアスをV out1としたとき、出力電力P out1を一定とし、電力効率が最大となるバイアス電圧V in2 、V Further, the bias voltage control unit 2, the input bias voltage of PA8 V in1, when the output bias was V out1, and the output power P out1 constant bias voltage V in2 power efficiency is maximum, V
out2を求め(ステップS5)、DC−DCコンバータ4 out2 asking (step S5), DC-DC converter 4
−1、4−2の制御信号を作成し(ステップS6)、該制御信号に基づきデューティ可変回路5−1、5−2を制御し、DC−DCコンバータ5−1、5−2の駆動信号のデューティを可変する。 Create the control signal -1,4-2 (step S6), and controls the duty variable circuit 5-1, 5-2, based on the control signal, the drive signal of the DC-DC converter 5-1 varying the duty. デューティが変わることにより、デューティ可変回路5−1、5−2の出力電圧が変化し(ステップS7)、その結果PA8の入力及び出力のバイアス電圧がそれぞれ、V in2とV out2となる(図1参照)。 By duty is changed, the output voltage of the duty variable circuit 5-1 and 5-2 is changed (step S7), and the bias voltage of the input and output of the result PA8 each, a V in2 and V out2 (Figure 1 reference).

【0033】上記デューティ制御により、PA8の電力効率が改善しη 2となる。 [0033] By the duty control, the improved power efficiency of PA8 eta 2. この結果、MSの通話時間が伸長し、かつMSの発熱を抑えることができる。 As a result, the extension call duration of MS, and it is possible to suppress heat generation of the MS. ここで、デューティ可変回路5−1、5−2は例えば分周器を用いて構成し、この場合、DC−DCコンバータ4− Here, the duty variable circuit 5-1 and 5-2 constitute, for example, using dividers, in this case, DC-DC converter 4
1,4−2の制御信号は分周比となる。 Control signal 1,4-2 becomes the division ratio.

【0034】上述においては、PA8の電力効率を最大とする制御方法に関して述べたが、これに限定されることなく、PA8が最小消費電力となるよう制御しても良く、PA8が最小消費電流となるよう制御しても構わない。 [0034] In the above, has been described with respect to a control method to maximize the power efficiency of PA8, without having to be limited to this, may be controlled to PA8 is minimum power consumption, and PA8 minimum current consumption it may be controlled so as to be.

【0035】また、受信したTPC信号ではなく、送信機内部で作成したTPC信号を利用して同様な制御を行うことが可能である。 Further, instead of the received TPC signals, it is possible to perform the same control by using the TPC signal generated by the transmitter inside. 図5は、本発明の第2の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 Figure 5 is a block diagram showing a circuit configuration of a second embodiment of the present invention.

【0036】なお、同図において、図2と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 [0036] In the figure, the same components as in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals. 本実施形態においては、電圧/電流モニタ22〜25を用いてPA8のみではなく、DC−DCコンバータ4−1、4−2も最大効率となるようバイアス電圧を制御する。 In the present embodiment, not only PA8 using the voltage / current monitor 22-25, DC-DC converters 4-1 and 4-2 also controls the bias voltage so that the maximum efficiency.

【0037】このため、電圧/電流モニタ22〜25をDC−DCコンバータ4−1、4−2の前後に挿入し、 The insert Therefore, the voltage / current monitor 22 to 25 before and after the DC-DC converter 4-1, 4-2,
バイアス電圧制御部20は、電圧/電流モニタ22〜2 Bias voltage control unit 20, a voltage / current monitor 22-2
5の測定値を基にDC−DCコンバータ4−1、4−2 Based on the measurement values ​​of 5 DC-DC converter 4-1, 4-2
の電力効率を算出する。 To calculate the power efficiency. 次に、バイアス電圧制御部20 Next, the bias voltage control unit 20
は、TPC信号から、PA8に設定すべき入出力電力をメモリ21から読み出す。 From TPC signal, it reads out the output power to be set in PA8 from the memory 21. そして、バイアス電圧制御部20は、両者を用いて、PA8の実際の電力効率を算出することにより、PA8のバイアス電圧制御を行う。 Then, the bias voltage control unit 20 uses both, by calculating the actual power efficiency of PA8, it performs bias voltage control of PA8. これにより、PA8のバイアス電圧制御の高精度化及び安定化を計る。 Thus, measuring the high accuracy and stability of the bias voltage control of PA8. また、これにより、PA8及びDC−DC Also, this way, PA8 and DC-DC
コンバータ4−1、4−2の個体差及び経年変化を相殺する。 Offsetting the individual differences and aging of the converter 4-1 and 4-2.

【0038】TPC信号はTPC信号抽出部1で抽出され、バイアス電圧制御部20は該TPC信号を基にPA The TPC signal is extracted by the TPC signal extracting section 1, the bias voltage control unit 20 PA based on the TPC signal
8に設定すべき出力電圧を設定する。 To set the output voltage to be set to 8. このとき、バイアス電圧制御部20は電圧/電流モニタ22〜25の測定結果からDC−DCコンバータ4−1、4−2の電力効率を算出する。 At this time, the bias voltage control unit 20 calculates the power efficiency of the DC-DC converter 4-1, 4-2 from the measurement result of the voltage / current monitor 22 to 25. そして、バイアス電圧制御部20はこのDC−DCコンバータ4−1、4−2の電力効率と該T Then, the bias voltage control unit 20 power efficiency and the T of the DC-DC converter 4-1, 4-2
PC信号から、PA8に設定すべき出力電圧をメモリ2 From the PC signal, the memory 2 an output voltage to be set to PA8
1から読み出す。 Read from the 1. そして、Duty可変回路5−1、5−2 Then, Duty variable circuit 5-1, 5-2
に該出力電圧に応じたデューティを設定する。 Setting the duty in accordance with the output voltage to. 発振器から入力される所定の周波数の信号は、分周回路6−1、 Predetermined frequency of the signal input from the oscillator, frequency divider 6-1,
6−2によって分周され、該分周により得られた信号は Divided by a 6-2 signal obtained by frequency dividing
Duty可変回路5−1、5−2によってデューティが変換された後、DC−DCコンバータ4−1、4−2に駆動信号として入力される。 After the duty is converted by the Duty variable circuit 5-1 and 5-2, is input as a driving signal to the DC-DC converter 4-1 and 4-2. DC−DCコンバータ4−1、 DC-DC converter 4-1,
4−2は該駆動信号に従って、電源3から入力される電圧を変換して、該変換後の電圧をバイアスティー7− 4-2 in accordance with the drive signal, and converts the voltage input from the power source 3, a bias tee a voltage after the conversion 7-
1、7−2に印加することにより、PA8の利得を制御する。 By applying to 1,7-2, it controls the gain of PA8. このとき、電圧/電流モニタ22〜25は、DC At this time, the voltage / current monitor 22 to 25, DC
−DCコンバータ4−1、4−2の入出力の電圧/電流を常時モニタし、そのモニタ結果をバイアス電圧制御部20に送る。 Constantly monitoring the voltage / current of the input and output of the -DC converter 4-1 and 4-2, and sends the monitoring result to the bias voltage controller 20. バイアス電圧制御部20は、そのモニタ結果を基にDC−DCコンバータ4−1、4−2の電力効率を算出する。 Bias voltage control unit 20 calculates the power efficiency of the DC-DC converter 4-1 and 4-2 on the basis of the monitoring result. 前述したように、バイアス電圧制御部2 As described above, the bias voltage controller 2
0は、この電力効率を、TPC信号による指示情報と共に、合わせて考慮し、電力効率とTPC信号による指示情報とを基に、PA8に設定すべき出力電圧が記憶されたメモリ21から、PA8に設定すべき出力電圧を読み出し、PA8の利得の制御を行う。 0, the power efficiency, the instruction information by the TPC signal, taking into account together, based on the instruction information by the power efficiency and TPC signal, from the memory 21 to the output voltage to be set is stored in PA8, to PA8 reading the output voltage to be set, and controls the gain of PA8.

【0039】図6は、上記構成の第2の実施形態における制御動作を説明するフローチャートである。 [0039] FIG. 6 is a flowchart illustrating a control operation in the second embodiment having the above structure. まず、T First, T
PC信号抽出部1で受信されたTPC信号を再生抽出し(ステップS10)、該TPC信号の指示情報に従った場合のPA8の電力効率η 1を算出する。 Extracting play a TPC signal received by the PC signal extracting section 1 (step S10), and calculates the power efficiency eta 1 of PA8 when in accordance with the instruction information of the TPC signal. 具体的には、 In particular,
DC−DCコンバータ4−1、4−2の入出力の電圧及び電流を、電圧/電流モニタ22〜25により測定し、 The voltage and current of the output of the DC-DC converter 4-1 and 4-2, were measured by the voltage / current monitor 22 to 25,
その測定値をバイアス電圧制御部20に渡す。 It passes the measured value to the bias voltage controller 20. 更に、T In addition, T
PC信号に基づいてIFもしくはRFに挿入されたAG AG inserted into IF or RF based on the PC signal
C増幅器(不図示)の利得を決定する(ステップS1 Determining the gain of the C amplifier (not shown) (step S1
1)。 1). 次に、DC−DCコンバータ4−1、4−2の効率と、上記AGC増幅器の利得から、PA8の入力電力P in1を算出し(ステップS12)、該入力電力P in1 Next, the efficiency of the DC-DC converter 4-1, 4-2, from the gain of the AGC amplifier, calculates the input power P in1 of PA8 (step S12), the input power P in1
とメモリ21から読み出したPA8の出力電力P out1を用いてPA8の電力効率η DCを算出する(ステップS1 And calculating the power efficiency eta DC of PA8 using the output power P out1 of PA8 read from the memory 21 (step S1
3)。 3).

【0040】ここで、P out1はPA8の入力電圧(上記AGC増幅器の利得から換算できる)とPA8の入出力バイアス電圧に対する電力効率から算出された値であり、予め、メモリ21に記憶されていたものである。 [0040] Here, P out1 is the value calculated from the power efficiency with respect to output the bias voltage of the input voltage (can be converted from the gain of the AGC amplifier) and PA8 of PA8, previously, had been stored in the memory 21 it is intended. このとき、上記AGC増幅器は、TPC信号によって利得が制御されている。 At this time, the AGC amplifier gain by TPC signal is controlled. また、上記P in1の算出において、 Further, in the calculation of the P in1,
in1の算出に必要な情報とP in1の値とで構成されるルックアップテーブルをメモリ21に記憶しておき、P A look-up table with the information and the value of P in1 required for calculating the P in1 is stored in the memory 21, P
in1の値をメモり21から読み出す方法も考えられる。 a method of reading the value of in1 from memory 21 is also conceivable.

【0041】次に、TPC信号を用いて、PA8の電力効率が最大となるバイアス電圧V in Next, using the TPC signal, the bias voltage V in the power efficiency of PA8 is maximum 30 、V out30を求め(ステップS14)、該電力効率がη 30となるように制御を行う。 30, a V Out30 determined (step S14), and performs control so said power efficiency is eta 30. すなわち、バイアス電圧制御部20は、まず、DC−DCコンバータ4−1、4−2の制御信号を作成し(ステップS15)、デューティ可変回路5− That is, the bias voltage control unit 20 first creates a control signal of the DC-DC converter 4-1 and 4-2 (step S15), and the duty variable circuit 5
1、5−2を制御して、DC−DCコンバータ4−1、 5-2 to control the, DC-DC converter 4-1,
4−2の駆動信号のデューティを可変制御する。 4-2 of the duty of the driving signal is variably controlled. 該デューティが変わることにより、DC−DCコンバータ4− By the duty is changed, DC-DC converter 4
1、4−2の出力電圧が変わり、その結果PA8の入力/出力バイアス電圧がそれぞれV in31とV out31となるので、これを電圧/電流モニタ22〜25により測定する(ステップS16)。 Changes the output voltage of 1,4-2, the input / output bias voltage resulting PA8 is V IN31 and V out31 respectively, which is measured by the voltage / current monitor 22 to 25 (step S16). 上記デューティ制御によりPA PA by the above-mentioned duty control
8の電力効率が改善するので、このときのPA8の電力効率η 31を算出する(ステップS17)。 Since 8 power efficiency is improved, and calculates the power efficiency eta 31 of PA8 this time (step S17). このとき、η In this case, η
30とη 31の差、すなわち誤差を求める。 Difference 30 between eta 31, i.e. obtaining an error. ここで、該誤差が、一定値δ以下になったか否かを判断し(ステップS Here, it said error is judged whether it is below a certain value [delta] (step S
18)、一定値δ以下にならなかった場合、DC−DC 18), if the differences do not drop below the predetermined value [delta], DC-DC
コンバータ4−1、4−2の入力の前と出力の後に挿入した電圧/電流モニタ22〜25を用いてDC−DCコンバータ4−1、4−2の入力/出力電流値及び入力/ Input / output current value of the DC-DC converter 4-1 and 4-2 using the voltage / current monitor 22 to 25 inserted after the previous output of the input of the converter 4-1 and 4-2 and the input /
出力電圧値を測定し(ステップS19)、上記誤差を考慮してPA8の入出力バイアス電圧を再計算し、DC− Measuring the output voltage value (step S19), then recalculates the output bias voltage of PA8 in consideration of the above errors, DC-
DCコンバータ4−1,4−2の制御信号を再作成する(ステップS20)。 To re-create the control signal of the DC converter 4-1 and 4-2 (step S20). そして、再びPA8の電力効率を算出し(ステップS21)、ステップS18に戻って、 Then, again calculates the power efficiency of PA8 (step S21), and returns to step S18,
ステップS19〜ステップS21の処理を収束するまで繰り返す。 The processing of step S19~ step S21 is repeated until convergence. すなわち、制御信号を用いて、Duty可変回路5−1、5−2を介してDC−DCコンバータ4−1, That is, using a control signal, via the Duty variable circuit 5-1 and 5-2 DC-DC converter 4-1,
4−2の出力電圧をデューティ制御することによって、 By duty controlling the output voltage of 4-2,
PA8のバイアス電圧をV in The bias voltage of PA8 V in 32とV out32とする。 And 32 and the V out32. これらの制御をPA8の電力効率の誤差が一定値δ以下となるよう繰り返し、収束した場合は制御を維持する。 These control repeatedly so that the error power efficiency of PA8 is below a predetermined value [delta], if convergence has been achieved to maintain control. これにより、PA8の電力効率が、制御精度が良い状態でかつ安定・最大となる。 Thus, the power efficiency of PA8 is, the control accuracy is good state and stable-up. この結果、MSの通話時間が伸長し、かつ発熱を抑えることができる。 As a result, it is possible to MS talk time is extended, and suppress heat generation. また、PA8の個体差並びに経年変化、及びDC−DCコンバータ4− Moreover, individual differences and aging of PA8, and the DC-DC converter 4
1、4−2の出力電圧誤差並びに経年変化を解消することができる。 It is possible to eliminate the output voltage error and aging of 1,4-2.

【0042】上記第2の実施形態において、制御毎にP [0042] In the second embodiment, P in each control
A8の電力効率を計算せず、PA8のバイアス電圧を測定し、上記誤差を収束させるように制御することも可能である。 Without calculating the A8 power efficiency, measures the bias voltage of PA8, it is also possible to control so as to converge the error.

【0043】また、第1の実施形態においても述べたように、PA8が最小消費電力となるよう制御をしても良いし、PA8が最小消費電流となるように制御しても構わない。 [0043] Further, as described in the first embodiment, may be a control such that PA8 is minimum power consumption, it may be controlled so that PA8 is minimized current consumption.

【0044】図7は、本発明の第3の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0044] Figure 7 is a block diagram showing a circuit configuration of a third embodiment of the present invention. なお、同図において、図4 In the figure, 4
と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 The same components as are denoted by the same reference numerals. 本実施形態においては、PA8の入出力電力及びバイアス電圧・電流から歪みの情報を抽出し、これらをバイアス電圧制御に用いる。 In the present embodiment, to extract the distortion information from the output power and the bias voltage and current of PA8, using these to the bias voltage control. PA8の入出力電力を測定し、該測定結果とPA8のバイアス電圧及びバイアス電流から歪みを算出する。 The output power of PA8 was measured to calculate the strain from the bias voltage and bias current of the measurement results and PA8. そして、この歪み情報も考慮し、PA8のバイアス電圧制御を行う。 Even considering the distortion information, the bias voltage control of PA8. これにより、更に、PA8の電力効率が改善される。 Thus, further improves the power efficiency of PA8. また、同時に歪み特性も改善され、隣接チャネル漏洩電力特性及び占有帯域幅特性が改善できる。 Moreover, the improved distortion characteristics at the same time, can improve the adjacent channel leakage power characteristics and the occupied bandwidth characteristics.

【0045】図7に示す回路において、RF信号は、バイアスティー7−2に入力される前に、カプラ31によって分岐され、AGC増幅器32にも入力される。 [0045] In the circuit shown in FIG. 7, RF signal, before being inputted to the bias tee 7-2, is branched by the coupler 31, is also input to the AGC amplifier 32. AG AG
C増幅器32で増幅されたRF信号は、検波器33で検波され、A/D変換器34でデジタル信号に変換されてから、バイアス電圧制御部30に入力される。 RF signal amplified by the C amplifier 32, is detected by detector 33, after being converted into a digital signal by the A / D converter 34, is input to the bias voltage controller 30. AGC増幅器32は、バイアス電圧制御部30からの制御信号によって制御される。 AGC amplifier 32 is controlled by a control signal from the bias voltage controller 30. カプラ31で分岐されたRF信号の内、他方は、バイアスティー7−2、PA8及びバイアスティー7−1を経て増幅されて、カプラ35に入力される。 Of the RF signal branched by the coupler 31 and the other bias tee 7-2, are amplified through PA8 and bias tee 7-1, is input to the coupler 35. カプラ35では、該増幅されたRF信号が分岐され、その一方が、バイアス電圧制御部30によって制御されるAGC増幅器36で増幅された後、検波器37で検波される。 In the coupler 35, the amplified RF signal is branched, one, after being amplified by the AGC amplifier 36 which is controlled by the bias voltage control unit 30, is detected by detector 37. そして、該検波されたRF信号は、A/D Then, RF signals 該検 wave, A / D
変換器38によってデジタル信号に変換され、バイアス電圧制御部30に入力される。 Is converted into a digital signal by converter 38, it is input to the bias voltage controller 30. バイアス電圧制御部30 Bias voltage control unit 30
は、上記、A/D変換器34,38から入力されるPA Is, PA inputted above, the A / D converter 34 and 38
8の実際の入出力電圧を歪み算出用に保持する。 To hold the actual input and output voltage of 8 for distortion calculation. バイアス電圧制御部30は、Duty可変回路5−1,5−2に制御信号を与えて、分周回路6−1、6−2によって分周された発振器から入力される所定の周波数の信号のデューティを変化させて、該信号をDC−DCコンバータ4 Bias voltage control unit 30 gives a control signal to the Duty variable circuit 5-1 and 5-2, the predetermined frequency of the signal input from the divided oscillator by the frequency divider circuit 6-1 by changing the duty, the signal DC-DC converter 4
−1、4−2に入力させる。 To be input to the -1,4-2. DC−DCコンバータ4− DC-DC converter 4
1、4−2は、電源3から入力される電圧を、Duty可変回路5−1,5−2から送られてくる信号によって所定の電圧に変換し、バイアスティー7−1,7−2に出力する。 1,4-2 is a voltage input from the power source 3 is converted into a predetermined voltage by the signal sent from the Duty variable circuit 5-1 and 5-2, the bias tee 7-1 and 7-2 Output. これにより、PA8の利得が決定される。 Thus, the gain of PA8 is determined. 電圧/ Voltage/
電流モニタ22〜25は、DC−DCコンバータ4− Current monitor 22 to 25, DC-DC converter 4
1、4−2の入出力電圧/電流をモニタし、そのモニタ結果をバイアス電圧/電流情報としてバイアス電圧制御部30に出力する。 It monitors the output voltage / current of 1,4-2, and outputs the bias voltage control unit 30 and the monitor result as a bias voltage / current information. バイアス電圧制御部30は、検波器33,37で検波されたRF信号の電圧と、電圧/電流モニタ22〜25によって検出されたバイアス電圧/電流情報とから、PA8の出力の歪みを算出し、その算出結果を考慮してDuty可変回路5−1、5−2を制御することによって、PA8のバイアス電圧を変化させ、PA Bias voltage control unit 30 includes a voltage of the RF signal detected by detector 33 and 37, and a bias voltage / current information detected by the voltage / current monitor 22 to 25, calculates the distortion of the output of PA8, by controlling the Duty variable circuit 5-1 in consideration of the calculation result, by changing the bias voltage of PA8, PA
8の歪みを改善する。 To improve the distortion of 8.

【0046】図8は、上記構成の第3の実施形態における制御処理の流れを示すフローチャートである。 [0046] Figure 8 is a flowchart showing a flow of control processing in the third embodiment having the above structure. 図7に示したように、PA8の入力側と出力側にカプラ31, As shown in FIG. 7, the coupler 31 on the output side and the input side of PA8,
35を挿入し、カプラ31,35によりPA8の入出力信号を分岐する。 35 to insert the by coupler 31, 35 for branching the output signal of PA8. そして、該入出力信号をAGC増幅器32,36を用いて増幅し、検波器33,37によって該増幅後の入出力信号の電力を測定する(ステップS3 Then, said input output signal is amplified using an AGC amplifier 32 and 36, measures the power of the input and output signal after amplified by the detector 33, 37 (step S3
0)。 0). このとき、バイアス電圧制御部30は、TPC信号を用いて、送信装置におけるPA8の前段に存在するAGC増幅器(不図示)の利得を制御することにより、 At this time, the bias voltage control unit 30 uses the TPC signal by controlling the gain of the AGC amplifier is present in front of PA8 in the transmitter (not shown),
ダイナミックレンジを広げる。 Expand the dynamic range.

【0047】次に、第2の実施形態と同様にしてPA8 Next, as in the second embodiment PA8
のバイアス電圧とバイアス電流を電圧/電流モニタ22 The bias voltage and bias current to voltage / current monitor 22
〜25により測定する(ステップS31)。 Measured by 25 (step S31). 以上のようにいして測定された6つの情報を用いて、予めバイアス電圧制御部30内に記憶されたテーブル(不図示)から該当する歪みを読み出す(ステップS32)。 With six information measured by Nii above, reads a distortion corresponding from the table stored in advance in the bias voltage control unit 30 (not shown) (step S32).

【0048】図9は、バイアス電圧制御部30に記憶される上記テーブルの構成例を示した図である。 [0048] Figure 9 is a diagram showing a configuration example of the table stored in the bias voltage controller 30. バイアス電圧制御部30は、このテーブルから取得する歪みを加味して、前述の第2の実施形態における処理を実施して、電力効率の改善(ステップS33)及び歪みが改善(ステップS35)されるようにPA8のバイアス電圧を制御する。 Bias voltage control unit 30, in consideration of the distortion obtained from the table, by implementing the process according to the second embodiment described above, improves the power efficiency (step S33) and strain improvement (step S35) controlling the bias voltage of PA8 as.

【0049】ステップS34の収束判定は、PA8の電力効率の制御前と制御後の値の差を算出し、この差が所定の値よりも小さくなったか否かを判断することによって行う。 The convergence judgment in step S34 is performed by calculating the difference between the value after the control before and control of the power efficiency of PA8, this difference determines whether it is smaller than a predetermined value. 同様に、ステップS36の収束判定も、歪み特性の制御前と制御後の値の差を算出し、この差が所定の値よりも小さくなったか否かを判断することによって行う。 Similarly, the convergence determination of step S36, calculates a difference value after the control and pilot control of the distortion characteristics, carried out by this difference determines whether it is smaller than a predetermined value.

【0050】以上の制御により、第2の実施形態よりも電力効率が更に改善される。 [0050] By the above control, the power efficiency is further improved than in the second embodiment. また、同時に歪み特性も改善され、隣接チャネル漏洩電力特性及び占有帯域幅特性が改善される。 Moreover, the improved distortion characteristics at the same time, the adjacent channel leakage power characteristics and the occupied bandwidth characteristics are improved.

【0051】上述の制御において、電力効率の改善の方を重視しても、逆に歪み特性の改善の方を重視しても問題ない。 [0051] In the above control, even if oriented towards the improvement of the power efficiency, no problem oriented towards the improvement of the distortion characteristic reversed. また、両者に対して重み付けを行いながら制御することも可能である。 It is also possible to control while weighting for both.

【0052】図10は、本発明の第4の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0052] Figure 10 is a block diagram showing a circuit configuration of a fourth embodiment of the present invention. なお、同図において、図7と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 In the figure, the same components as in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals. 本実施形態においては、漏洩電力を測定し、この測定結果をPA8のバイアス電圧制御に持ちいる。 In the present embodiment, to measure the leakage power, which has the measurement result to the bias voltage control of PA8.

【0053】第4の実施形態においては、第3の実施形態の構成に加え、更に検波器33、37の前にチャネル帯域幅の通過を阻止するBEF(Band Elimination F [0053] In the fourth embodiment, in addition to the configuration of the third embodiment, further prevents the passage of channel bandwidth prior detectors 33,37 BEF (Band Elimination F
ilter )42,43を設けることにより、帯域外電力すなわち漏洩電力を測定する。 ilter) by providing a 43 to measure the out-of-band-power or leakage power. 次に、この漏洩電力の大きさによって歪みを算出する。 Then, to calculate the distortion depending on the magnitude of the leakage power. そして、この歪み情報とバイアス電圧及びバイアス電流から、PA8の電力効率が改善され、かつ低歪みとなるようにバイアス電圧制御を行う。 From this distortion information and the bias voltage and bias current, and it improves the power efficiency of PA8, and performs bias voltage controlled to a low distortion.

【0054】発振器から入力される所定の周波数の信号は、分周回路6−1、6−2によって分周され、更に、 [0054] predetermined frequency of the signal input from the oscillator is divided by a divider circuit 6-1 and 6-2, further
バイアス電圧制御部40によって制御されるDuty可変回路5−1、5−2によってデューティが可変されて、D Is the duty variable by Duty variable circuit 5-1 and 5-2 is controlled by the bias voltage control unit 40, D
C−DCコンバータ4−1、4−2に印加される。 It is applied to C-DC converter 4-1 and 4-2. これにより、PA8のバイアスティー7−1、7−2に印加されるバイアス電圧/電流を変化させ、PA8の電力効率等を変化させる。 Thus, by changing the bias voltage / current applied to the bias tee 7-1 and 7-2 of PA8, to vary the power efficiency of PA8. DC−DCコンバータ4−1、4− DC-DC converter 4-1,4-
2は、電源3から電力供給を受けるが、DC−DCコンバータ4−1,4−2の入出力電圧/電流は、電圧/電流モニタ22〜25によって検出され、その検出結果がバイアス電圧制御部40に入力される。 2 is supplied with power from the power source 3, output voltage / current of the DC-DC converter 4-1 and 4-2, is detected by the voltage / current monitor 22 to 25, the detection result is a bias voltage controller is input to the 40. また、カプラ3 In addition, the coupler 3
1,35によって分岐された、PA8の入出力電力は、 Branched by 1,35, output power of PA8 is
バイアス電圧制御部40によって制御されるAGC増幅器32,36によって増幅された後、BEF42,43 After being amplified by the AGC amplifier 32, 36 which is controlled by the bias voltage control unit 40, BEF42,43
によりフィルタリングされ、検波器33,37で検波される。 Is filtered by, it is detected by detector 33 and 37. このとき、BEF42,43は、チャネル帯域の通過を阻止し、チャネル帯域外の隣接チャネル漏洩電力のみを通過させる。 At this time, BEF42,43 is to block the passage of the channel bandwidth, to pass only the adjacent channel leakage power out of the channel bandwidth. 従って、検波器33,37で検波される電力は、隣接チャネル漏洩電力のみとなる。 Therefore, the power detected by the detector 33, 37 is only the adjacent channel leakage power. 検波器33,37の検波結果はA/D変換器34,38によってデジタル信号に変換され、バイアス電圧制御部40に出力される。 Detection result of the detector 33 and 37 is converted into a digital signal by the A / D converter 34 and 38, is output to the bias voltage controller 40. メモリ41には、PA8の入出力の隣接チャネル漏洩電力、DC−DCコンバータ4−1,4−2 The memory 41, the adjacent channel leakage power of the input and output of PA8, DC-DC converters 4-1 and 4-2
がバイアスティー7−1、7−2に与えるバイアス電圧/電流、及びPA8の出力の歪みとが登録された、図9 There bias voltage / current applied to the bias tee 7-1 and 7-2, and the distortion of the output of PA8 registered, 9
のテーブルと同様な構成のテーブルが格納されている。 Tables and similar structure of the table is stored.
バイアス電圧制御部40は、このメモリ41に記憶されたテーブル内の歪み情報と共に、TPC信号抽出部1で抽出されたTPC信号の内容とを加味して、PA8の効率及び歪みを小さくするようにバイアス電圧/電流を制御し、更に、隣接チャネル漏洩電力が最も小さくなるようにDuty可変回路5−1、5−2を制御する。 Bias voltage control unit 40, together with the distortion information in the stored table in the memory 41, in consideration of the contents of the TPC signal extracted by the TPC signal extracting section 1, so as to reduce the efficiency and distortion of PA8 and controlling the bias voltage / current, further, it controls the Duty variable circuit 5-1 so that the adjacent channel leakage power is minimized.

【0055】図11は、上記構成の第4の実施形態の制御処理の流れを示すフローチャートである。 [0055] Figure 11 is a flowchart showing a flow of control process of the fourth embodiment having the above structure. なお、図1 It should be noted that, as shown in FIG. 1
1には、図8の第3の実施形態の処理と異なる部分のみを示す。 1 shows only processing different parts of the third embodiment of FIG.

【0056】まず、DC−DCコンバータ4−1、4− [0056] First of all, DC-DC converter 4-1,4-
2の入出力電圧及び入出力電流を、電圧/電流モニタ2 The second output voltage and output current, voltage / current monitor 2
2〜25により測定する。 2-25 is measured by. 次に、バイアス電圧制御部4 Next, the bias voltage controller 4
0によりTPC信号を用いて、送信回路のPA8より前段にあるAGC増幅器(不図示)の利得を制御し、ダイナミックレンジを広げる(ステップS40)。 0 by using the TPC signal, the control the gain of the AGC amplifier in the preceding stage than PA8 transmitting circuit (not shown), extending the dynamic range (step S40). このときのPA8の出力側の信号のスペクトルを図12に示す。 The spectrum of PA8 output side of the signal at this time is shown in FIG. 12.
同図に示すように、理想的には、矩形状となるべきスペクトルの形状が、隣のチャネルへの漏れ込み(図12で斜線で示されているすそ野の部分)を有している。 As shown in the figure, ideally, the spectral shape of to be a rectangular shape, and has a leakage to an adjacent channel (part of the foot, shown by oblique lines in FIG. 12). このようなスペクトルを有する信号を図13に示す周波数特性を持つBEF42,43を用いて、フィルタリングを行い(ステップS41)、図14に示すようなチャネル帯域(f1〜f2)外のスペクトル(隣接チャネル漏洩電力)のみを通過させるようにする。 The signal having such a spectrum with a BEF42,43 having the frequency characteristic shown in FIG. 13 performs filtering (step S41), the channel bandwidth (f1 to f2) as shown in Figure 14 out of the spectrum (adjacent channel to pass the leakage power) only.

【0057】最初に、バイアス電圧制御部40は、バイアス電圧制御を隣接チャネル漏洩電力を加味しないで行い(ステップS42)、次に、検波器33,37により隣接チャネル漏洩電力を測定し、その測定結果をデジタル信号に変換させて、バイアス電圧制御部40に入力させる(ステップS43)。 [0057] First, the bias voltage control unit 40, the bias voltage control is performed without consideration of the adjacent channel power (step S42), then, by measuring the adjacent channel leakage power by detector 33 and 37, the measurement the results by converting to a digital signal, and inputs the bias voltage controller 40 (step S43).

【0058】該測定結果が入力されると、バイアス電圧制御部40では、隣接チャネル漏洩電力が最小かつPA [0058] When the measurement result is inputted, the bias voltage control unit 40, a minimum adjacent channel leakage power and PA
8の電力効率が最大となるよう、Duty可変回路5−1、 To 8 power efficiency is maximized, Duty variable circuit 5-1,
5−2を介してDC−DCコンバータ4−1、4−2をデューティ制御しPA8のバイアス電圧を可変させる(ステップS42)。 The DC-DC converter 4-1 and 4-2 through 5-2 varying the bias voltage of the duty control to PA8 (step S42).

【0059】以後、バイアス電圧制御部40は、歪みが所定の値δ d以下かつ電力効率が所定の値η 50となるようステップS42、43の制御を繰り返す。 [0059] Thereafter, the bias voltage control unit 40, distortion repeated control of such steps S42,43 the following and power efficiency predetermined value [delta] d is a predetermined value eta 50. バイアス電圧制御部40は、ステップS43の処理の後、歪み及び電力効率のそれぞれに対して収束判定を行い(ステップS44)、両方が収束した場合は制御を維持する。 Bias voltage control unit 40, after the processing in step S43, performs a convergence determination for each of the distortion and power efficiency (step S44), if both have converged to maintain control. このとき、収束条件として歪み及び電力効率に対して重み付けを行うことも可能である。 At this time, it is also possible to perform the weighted distortion and power efficiency as a convergence condition. 該重み付けは、歪みを小さくする処理の収束判定に使う所定値δ dの大きさと、電力効率が所定の値η 50になったと判断する範囲を相互に調整することによって行うことができる。 The weighting can be done by adjusting the magnitude of the predetermined value [delta] d using the convergence determination processing to reduce distortion, the range to be determined that the power efficiency becomes a predetermined value eta 50 to each other. .

【0060】なお、以上のようにRF信号を用いて制御するほかに、IF信号及びBB(ベースバンド)信号を用いて制御を行うことも可能である。 It should be noted, in addition to control by using the RF signal as described above, it is also possible to perform the control using the IF signal and BB (baseband) signal. また、電力効率を算出する際にBEF42,43をバイパスしPA8の入出力電力を測定し、制御を行うことも可能である。 Further, the BEF42,43 when calculating the power efficiency was measured output power of the bypass to PA8, it is also possible to perform the control.

【0061】図15は、本発明の第5の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0061] Figure 15 is a block diagram showing a circuit configuration of a fifth embodiment of the present invention. 本実施形態においては、 In the present embodiment,
PA8のバイアス電圧制御において、バイアス電圧の立ち上がり及び電源投入時において、DC−DCコンバータ4−1、4−2の出力電圧の変動を相殺するような制御を行いPA8のバイアス電圧制御の応答時間を短縮し、動作の安定化を図る。 In the bias voltage control of PA8, during the rise and power on the bias voltage, the response time of PA8 bias voltage control performs control so as to offset the variation of the output voltage of the DC-DC converter 4-1, 4-2 shortened, stabilized operation.

【0062】まず、電源投入によって作られる信号を用いてタイマ58を稼働させ、タイマ58から送られてくる経過時間に対応したデューティの値をメモリから読み出してデューティ制御を行う。 [0062] First, operate the timer 58 with the signal produced by the power-on, performs the duty control the duty value of which corresponds to come elapsed time transmitted from the timer 58 is read from the memory. このときのデューティの値の例を図17に実線で示す。 Indicated by the solid line is an example of a duty value of this time is shown in FIG 17. なお、同図の破線は、デューティの値を時間制御しない場合の例である。 The broken line in the figure, an example in which no control the value of the duty time. DC− DC-
DCコンバータ4−1、4−2の動作が安定すると考えられる時間が経過したら、立ち上がり制御を終了する。 When the operation of the DC converter 4-1 and 4-2 over time that is considered to be stable, to end the rising control.
この制御により、図18に実線で示すように破線で示されたデューティを制御しない場合と比較して、バイアス電圧の立ち上がり時間の短縮が可能となる。 This control compared with no controlling the duty indicated by a broken line as shown by the solid line in FIG. 18, it is possible to shorten the rise time of the bias voltage.

【0063】図15においては、発振周波数の信号が分周回路54によって分周され、Duty可変回路52に与えられる。 [0063] In FIG. 15, the signal of the oscillation frequency is divided by the divider circuit 54 is supplied to the Duty variable circuit 52. Duty可変回路52は、バイアス電圧制御部53 Duty variable circuit 52, the bias voltage control unit 53
の制御を受けて該分周により得られた所定の周波数の信号のデューティを変化させて、電源50の電圧を変化させるDC−DCコンバータ51をデューティ制御する。 The duty of the predetermined frequency of the signal obtained by frequency dividing by changes under the control of, duty control of the DC-DC converter 51 for changing the voltage of the power supply 50.

【0064】バイアス電圧制御部53は、主電源59投入と共に起動するタイマ58からその計時値を入力し、 [0064] Bias voltage controller 53 inputs the counting value from the timer 58 to start with the main power supply 59 is turned on,
主電源59の投入時から所定の時間が経過するまで、メモリ55から経過時間に対応したデューティ値を読みとり、それをDuty可変回路52に与える。 From the time of the main power 59 until a predetermined time elapses, and reads the duty value corresponding to the elapsed time from the memory 55, give it to Duty variable circuit 52. メモリ55は、 Memory 55,
図17の実線で示されるような関数を離散化して保持しており、バイアス電圧制御部53はタイマ58から計時値を取得する毎に、Duty可変回路52に設定すべきデューティの値をメモリ55から読み出すことができる。 Function as indicated by the solid line in FIG. 17 has been held in discrete, each bias voltage control unit 53 to acquire the timing value from the timer 58, a memory 55 the value of the duty to be set in the Duty variable circuit 52 it can be read from. また、このようなデューティの制御は、主電源59の投入時のみに限られず、TPC信号が変化した場合にも適用される。 The control of such duty is not limited only at the time of turn-on of the main power source 59 is applied to the case where TPC signal has changed. すなわち、TPC信号が変化すると、送信回路のPA8の前段にあるAGC増幅器(不図示)の利得が変わるので、PA8に入力されるRF信号の電圧値も異なってくる。 That is, when the TPC signal changes, the gain varies the AGC amplifier (not shown) located in front of PA8 transmission circuit, varies the voltage value of the RF signal input to PA8. 従って、PA8に与える最適なバイアス電圧/電流も変化させる必要が生じる。 Therefore, it becomes necessary to also change the optimum bias voltage / current applied to PA8. 従って、TPC信号の変化に応じて、上記主電源59投入時と同様にしてバイアス電圧/電流のデューティ制御を行うことによって、バイアス電圧/電流の制御応答時間を速くすることができる。 Therefore, in accordance with a change in the TPC signals, by performing the duty control of the bias voltage / current in the same manner as when the main power 59 is turned on, it is possible to speed up the control response time of the bias voltage / current.

【0065】この場合、まず、TPC信号抽出部56で受信したTPC信号を抽出し、それを変化抽出部57に入力させる。 [0065] In this case, first extracts a TPC signal received by the TPC signal extracting portion 56, and inputs it to the change detection section 57. 変化抽出部57は、前回入力されたTPC Change extraction section 57, the previously inputted TPC
信号を保持しており、これを、新たに、TPC信号抽出部56から入力されたTPC信号と比較し、TPC信号が変化したかを検出する。 Signal holds, this newly, compared with TPC signal inputted from the TPC signal extracting unit 56, detects whether TPC signal has changed. 変化抽出部57はTPC信号の変化を検出した場合には、タイマ58をリセットさせて、タイマ58に計時を開始させる。 Change extraction section 57 when detecting a change in the TPC signal, the timer 58 is reset to start counting the timer 58. タイマ58の計時値はバイアス電圧制御部53に入力され、バイアス電圧制御部53は上述した主電源59の投入時と同様なデューティ制御を行う。 Counting value of the timer 58 is input to the bias voltage control unit 53, the bias voltage control unit 53 performs the same duty control and when the main power 59 described above. これにより、TPC信号が変わったことにより、新たなバイアス電圧/電流に切り替える必要が生じた場合にも、そのバイアス電圧に設定するまでの応答時間を高速化でき、同様にバイアス電流の設定応答時間も高速化できるので、TPC制御に対する、PA Thus, by the TPC signal is changed, even when the need to switch to a new bias voltage / current is generated, the to speed up response time to set the bias voltage, setting the response time of the same bias current because also it is faster, for TPC control, PA
8の送信電力の追従能力を向上させることができる。 It can be improved 8 tracking ability of transmission power.

【0066】また、次に述べる図16に示す回路のように、デューティを制御するのではなく周波数を制御することによって、立ち上がり時間を短縮し、制御を安定化することも可能である。 [0066] Also, described below as the circuit shown in FIG. 16, by controlling the frequency instead of controlling the duty, to shorten the rise time, it is possible to stabilize the control.

【0067】これにより、端末が高速で移動している場合のTPC制御に対して追従能力を向上させることができる。 [0067] Thus, the terminal can improve the tracking ability against TPC control when moving at high speed. また、送信相手の基地局を切り替える(ハンドオーバー)際の追従性能を向上させることができる。 Further, it is possible to improve the tracking performance when switching the base station of the transmission destination (handover).

【0068】図16は、本発明の第6の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0068] Figure 16 is a block diagram showing a circuit configuration of a sixth embodiment of the present invention. なお、同図において、図15と同じ構成要素には同じ参照符号が付してある。 In the figure, it is denoted by the same reference numerals to the same components as FIG. 15. 発信周波数信号は分周回路54によって分周されるが、本実施形態では、この分周回路54に周波数制御部60からバイアス電圧/電流の立ち上がりを制御するための制御信号が入力される。 Transmission frequency signal is being divided by the divider circuit 54, in the present embodiment, a control signal for controlling the rise of the bias voltage / current from the frequency control unit 60 to the divider circuit 54 is input. 分周回路54によって生成された発信周波数信号の分周信号は、バイアス電圧制御部53 Divided signal oscillation frequency signal generated by the frequency dividing circuit 54, the bias voltage control unit 53
により制御され、Duty可変回路52によってデューティが制御されて、DC−DCコンバータ51に駆動信号として入力される。 Are controlled by, controlled duty by Duty variable circuit 52, is input as a driving signal to the DC-DC converter 51. DC−DCコンバータ51は、駆動信号に応じて電源50からの入力電圧を変圧して、PAのバイアスティーへ出力する。 DC-DC converter 51, and transforms the input voltage from the power source 50 in accordance with a drive signal, and outputs to the bias tee of the PA.

【0069】バイアス電圧制御部53は、TPC信号抽出部56が抽出したTPC信号に基づいてPAの入力電圧を算出し、該入力電圧に対応する適切なデューティの値をメモリ55から読み出し、上記分周信号がDuty可変回路52により該読み出したデューティの値と等しくなるように変換されてDC−DCコンバータ51に入力されるように、Duty可変回路52に制御信号を出力する。 [0069] Bias voltage controller 53 reads calculates the input voltage of the PA on the basis of the TPC signal TPC signal extracting portion 56 extracts the value of the appropriate duty corresponding to the input voltage from the memory 55, the min as frequency signal is input is converted to equal the value of the duty read said by duty variable circuit 52 to the DC-DC converter 51, and outputs a control signal to the duty variable circuit 52.
一方、変化抽出部57は、TPC信号抽出部56が抽出したTPC信号に変化が現れたか否かを判断し、変化が現れた場合には、タイマ58をリセットし、計時を開始させる。 On the other hand, the change extracting unit 57 determines whether or not appeared changed TPC signal TPC signal extracting section 56 has extracted, if a change appears, the timer 58 is reset to start counting. また、タイマ58は、主電源59の電源投入によっても上記と同様にして計時を開始する。 The timer 58 also starts counting in the same manner as described above by the power-on of the main power source 59. 周波数制御部60は、タイマ58から入力されるタイマ58の計時値に従い、PAのバイアス電圧/電流の立ち上がりを早めるための周波数制御信号を生成し、それを分周回路5 Frequency control unit 60 in accordance with clocking value of the timer 58 is input from the timer 58 generates a frequency control signal for advancing the rise of the bias voltage / current of the PA, frequency divider it 5
4に出力する。 And outputs it to the 4. 図17,18では、デューティの制御によるバイアス電圧の立ち上がり時間の短縮のみが示されているが、DC−DCコンバータ51の駆動信号の周波数を変えることは、該駆動信号のパルスの発生間隔(周期)を変えることに相当するので、バイアス電圧の立ち上がり時間の短縮に関して、デューティ制御の場合と同様な効果をもたらすことができる。 In Figure 17 and 18, only the shortening of the rise time of the bias voltage by control of the duty are shown, varying the frequency of the drive signal of the DC-DC converter 51, generation interval (cycle of the pulse of the driving signal because) corresponds to changing the respect shorten the rise time of the bias voltage, it is possible to bring the same effects as those of the duty control. 計時値とそれに対応する周波数制御値のデータは、実験などによって測定し、該データをテーブル化してメモリに保持しておき、 Data of the time value and the corresponding frequency control value to it, was determined by an experiment, it may be held in the memory as a table of the data,
周波数制御部60は、タイマ58から入力される計時値に対応する周波数制御値を、該メモリから読み出して使用するようにする。 Frequency control unit 60, the frequency control value corresponding to the count input from the timer 58, so as to use read from the memory.

【0070】上記第5及び第6の実施形態における電源は、主電源から供給された電圧を、そのまま使用しても構わないし、主電源の電圧をレギュレータ及びDC−D [0070] The power supply in the fifth and sixth embodiments, the voltage supplied from the main power supply, it is to may be used, voltage regulator and DC-D of the main power supply
Cコンバータなどで昇圧ないし降圧することによって得られた電圧で、低周波雑音を除去したものでも構わない。 A voltage obtained by boosting or buck like in C converter, may be obtained by removing the low-frequency noise. ただし、後者の場合、主電源の出力電圧の立ち上がりと比較し、穏やかに出力電圧が立ち上がる可能性がある。 However, in the latter case, as compared to the rise of the output voltage of the main power supply, there is a possibility that rises gently output voltage. この場合には、DC−DCコンバータ51の前に電圧/電流モニタを挿入し、電源電圧の振る舞いを考慮してバイアス電圧制御を行う必要がある。 In this case, by inserting a voltage / current monitor in front of the DC-DC converter 51, it is necessary to perform the bias voltage control in consideration of the behavior of the power supply voltage.

【0071】また、図15には示していないが、DC− [0071] Furthermore, although not shown in FIG. 15, DC-
DCコンバータ51の実際の電流及び電圧の変化を測定し、バイアス電圧を制御する方法も考えられる。 Measuring the actual current and voltage change of the DC converter 51, a method of controlling the bias voltage is also conceivable. 具体的には、DC−DCコンバータ51の出力側に電圧/電流モニタを設け、それにより電圧及び電流を測定し、その測定結果をバイアス電圧制御部53に送る。 Specifically, a voltage / current monitor provided on the output side of the DC-DC converter 51, thereby to measure the voltage and current, and sends the measurement result to the bias voltage controller 53. そして、バイアス電圧制御部53により、ある時間t及びそれよりも過去のある時間t−1の測定結果を用いてDC−DC Then, bias by the voltage control unit 53, a time t and with a more even a past time t-1 measurements it DC-DC
コンバータ51の電圧/電流の変動量を算出し、該変動量がある一定値δ 6以下となるように制御する。 Calculating a fluctuation amount of the voltage / current converter 51 is controlled to a constant value [delta] 6 or less the amount of the change is. これにより、より高精度のバイアス電圧制御が可能となる。 This allows more bias voltage control with high precision.

【0072】図19は、本発明の第7の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0072] Figure 19 is a block diagram showing a circuit configuration of a seventh embodiment of the present invention. 本実施形態においては、 In the present embodiment,
他の素子の電源電圧変動及び電流変動を抑制する。 Suppress power supply voltage variation and current fluctuations in the other elements. 本実施形態においては、バイアス電圧制御によって過渡的に増加するDC−DCコンバータ67の入力電流により、 In the present embodiment, the input current of the DC-DC converter 67 to transiently increase the bias voltage control,
他の素子に対する駆動能力が低下し、該他の素子に電圧降下が発生することを防ぐため、DC−DCコンバータ67の入力電流を測定し、該入力電流が一定値I in7以上とならないように制御を行う。 It reduces the drive capability for the other elements, to prevent the voltage drop occurs in said other element, to measure the input current of the DC-DC converter 67, as the input current is not constant value I in7 more It performs control. これにより、他の素子の動作を安定させることができる。 Thus, it is possible to stabilize the operation of the other elements.

【0073】すなわち、DC−DCコンバータ67に入力される駆動信号のデューティが変化したとき、DC− [0073] That is, when the duty of the drive signal input to the DC-DC converter 67 is changed, DC-
DCコンバータ67の動作が変化し、主電源65からD Operation of the DC converter 67 is changed, D from the main power supply 65
C−DCコンバータ67に過渡的に大きな電流が流れる可能性がある。 It may flow a transient large current to the C-DC converter 67. もし、このようにDC−DCコンバータ67に過渡的に大きな電流が流れると、DC−DCコンバータ67と同じく主電源65で駆動される他の素子に供給される電流が非常に小さくなってしまう。 If the thus transiently large current flows through the DC-DC converter 67, the current supplied to the other elements driven by the same main power source 65 and the DC-DC converter 67 becomes extremely small. すると、 Then,
他の素子が正常に動作しなくなるので、本実施形態の構成を有する回路が正常に動作しなくなってしまう。 The other element does not operate normally, the circuit having the configuration of this embodiment will not operate normally.

【0074】すなわち、図19の構成では、主電源65 [0074] That is, in the configuration of FIG. 19, the main power source 65
からDC−DCコンバータ67に電力が供給されているが、この主電源65からDC−DCコンバータ67に流れる電流及び主電源65からDC−DCコンバータ67 While power is being supplied to the DC-DC converter 67 from, DC-DC converter 67 from the current and the main power source 65 flows from the main power source 65 to the DC-DC converter 67
に印加される電圧を電流/電圧モニタ66で測定し、電流/電圧モニタ66からDC−DCコンバータ67に入力される電流値をバイアス電圧制御部68に出力する。 The voltage applied is measured by the current / voltage monitor 66 outputs a current value inputted from the current / voltage monitor 66 to the DC-DC converter 67 to a bias voltage control unit 68.
バイアス電圧制御部68は、入力された電流値が所定値以上となった場合には、Duty可変回路69に制御信号を与えて、DC−DCコンバータ67の消費電流の量を減少させるように、Duty可変回路69を制御する。 Bias voltage control unit 68, when the current value input exceeds a predetermined value, giving a control signal to the Duty variable circuit 69, to reduce the amount of current consumption of the DC-DC converter 67, It controls the Duty variable circuit 69. この制御は、通常のPA92の電力効率を制御するためのバイアス電圧の制御と共に行われる。 This control is performed with control of the bias voltage for controlling the power efficiency of conventional PA92. 通常の動作時においては、バイアス電圧制御部68がTPC信号抽出部70からTPC信号の内容を取得して、PA72への入力電圧を算出し、分周回路71から出力される発振周波数信号の分周信号のデューティをDuty可変回路69によって可変し、DC−DCコンバータ67に与えることによって、PA72の電力効率を制御する。 During normal operation, a bias voltage control unit 68 acquires the contents of the TPC signal from the TPC signal extraction unit 70 calculates the input voltage to the PA72, the oscillation frequency signal outputted from the frequency divider 71 min the duty of the divided signal is varied by the duty variable circuit 69, by providing the DC-DC converter 67, controls the power efficiency of PA72. なお、同図においては、バイアスティーは省略されており、また、PA7 In the figure, the bias tee is omitted, also, PA7
2の入出力の両方のバイアス電圧を出力するためのDC DC for outputting both the bias voltage of the second input-output
−DCコンバータ67も1つのみ図示している。 -DC converter 67 is also only one of which is shown.

【0075】図20は、本発明の第8の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0075] Figure 20 is a block diagram showing a circuit configuration of the eighth embodiment of the present invention. なお、同図において、図19と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 In the figure, the same components as in FIG. 19 are denoted by the same reference numerals. 本実施形態においては、GPS等を用いて移動速度を検出し、速度に応じてバイアス電圧制御間隔を制御し、PA In the present embodiment, to detect the moving speed using a GPS or the like, and controls the bias voltage control interval according to the speed, PA
のバイアス電圧を制御する。 To control the bias voltage.

【0076】本実施形態においては、端末の移動速度を測定し、それに応じてバイアス電圧制御間隔を調整し、 [0076] In this embodiment, it measures the moving speed of the terminal, and adjusting the bias voltage control interval accordingly,
制御回路の動作間隔を調整する。 Adjusting the operation interval of the control circuit. これにより、低消費電力化が可能となる。 Thus, power consumption can be reduced.

【0077】移動する端末から基地局への通信では、移動することで発生するフェージングによって、基地局における受信電力(受信電界強度)が変動してしまう。 [0077] In the communication from the mobile to the terminal to the base station due to fading which occurs by moving, reception at the base station power (reception field strength) fluctuates. しかしながら、前述のように遠近問題があるため、フェージングによる受信電力の減衰を相殺するために、端末の送信電力を制御する必要がある。 However, because of the near-far problem as described above, in order to offset the attenuation of the received power due to fading, it is necessary to control the transmit power of the terminal. 特に、自動車及び電車といった高速で移動する乗り物の中で通信を行うためには、送信電力制御を高速で行う必要がある。 In particular, for communication in a vehicle moving at high speed, such as automobiles and trains, it is necessary to perform transmission power control at high speed.

【0078】ここで、もし、端末が移動せず静止した状態であるとしたら、周りの環境(例えば、他の人の移動など)により基地局の受信電力に変動が生じるものの、 [0078] Here, if, when a is a state in which the terminal is stationary without moving around the environment (for example, movement of the others), but variations in the received power of the base station caused by,
前者の高速移動での送信電力制御の制御速度と比較して制御速度の低速化が可能となる。 Compared to control speed of the transmission power control of high-speed movement of the former it is possible to slow control speed.

【0079】実際の端末の移動速度の検出は、GPS [0079] detection of the actual moving speed of the terminal, GPS
(Global Positioning System )などの位置情報を測定できるシステムを用いて移動速度を算出する。 Calculates the moving velocity using a system that can measure the position information of the (Global Positioning System) and the like. 具体的には、例えば、ある時刻tτにおける端末の位置情報P Specifically, for example, position information P of the terminal at a certain time tτ
τと該ある時刻tτよりも時間間隔がα前の時刻tτ− Time interval than τ and said there is time tτ is α before the time tτ-
αにおける端末の位置情報Pτ−αを用いて、次式(1)から、端末の時刻tτにおける移動速度vτを算出する。 Using the position information Pτ-α terminal in alpha, the following equation (1) to calculate the moving speed vτ at time tτ terminal.

【0080】 vτ=(Pτ−Pt−τ)/α ・・・(1) このようにして得られた移動速度vτから、送信電力の制御の間隔を広げたり、狭めたりすることが可能となる。 [0080] From vτ = (Pτ-Pt-τ) / α ··· (1) moving speed Buitau obtained in this manner, or increasing spacing control of the transmission power, it is possible or decrease . すなわち、バイアス電圧制御の制御間隔を広げたり、狭めたりする制御が可能となる。 That is, widen a control interval of the bias voltage control, it is possible to control or narrow.

【0081】以上の制御により、端末の消費電力を削減することが可能であり、その結果、端末の通話時間の伸長も可能となる。 [0081] By the above control, it is possible to reduce the power consumption of the terminal, as a result, it becomes possible extension of the call time of the terminal. 図20においては、通常の制御時は、 In Figure 20, during normal control,
バイアス電圧制御部68がPAのバイアス電圧を可変するために、TPC抽出部70により抽出されたTPC信号に基づいて、Duty可変回路69に制御信号を送って、 To bias voltage control unit 68 to vary the bias voltage of the PA, on the basis of the TPC signal extracted by the TPC extraction unit 70 sends a control signal to the Duty variable circuit 69,
分周回路71によって生成された発信周波数信号の分周信号のデューティを変えて、該分周信号をDC−DCコンバータ67に駆動信号として印加する。 By changing the duty of the divided signal oscillation frequency signal generated by the frequency divider 71, and applies the driving signal frequency dividing signal to the DC-DC converter 67. これにより、 As a result,
電源65の電圧がDC−DCコンバータ67により変圧されてPAのバイアスティーに印加され、PAの電力効率が最大になるように制御される。 Voltage of the power source 65 is transformed by a DC-DC converter 67 is applied to the bias tee of PA, the power efficiency of the PA is controlled to be maximized. しかし、端末が高速で移動している場合には、TPC信号によるPAの出力電力の変化の指示が頻繁に発生するので、PAの出力電力制御が端末の移動に追従できない。 However, if the terminal is moving at high speed, because the indication of change in the output power of the PA by TPC signal frequently occurs, the output power control of PA can not follow the movement of the terminal. そこで、位置情報取得部75がGPSから端末の移動速度を取得し、バイアス電圧制御部68に通知する。 Therefore, the position information acquisition unit 75 acquires the moving speed of the terminal from the GPS, and notifies the bias voltage controller 68. すると、バイアス電圧制御部68は、該移動速度に対応するDC−DCコンバータ67に入力される駆動信号のデューティ値をメモリ76から取得して、これをDuty可変回路69に出力する。 Then, the bias voltage control unit 68, a duty value of the drive signal input to the DC-DC converter 67 corresponding to the moving speed acquired from the memory 76, and outputs this to the Duty variable circuit 69. このようにして、端末が高速で移動しており、PA In this way, the terminal is moving at a high speed, PA
のバイアス電圧を頻繁に可変させる必要がある場合にも、該バイアス電圧を端末の移動速度に追従して制御することができる。 If it is necessary to vary the bias voltage frequently it can also be controlled so as to follow the bias voltage to the moving speed of the terminal.

【0082】上記メモリ76には、実験的に求めておいた各移動速度毎の適切なデューティ値をテーブルなどのデータ形式で予め記憶しておくようにする。 [0082] in the memory 76 is such that previously stored the appropriate duty value for each moving speed that has been determined experimentally in a data format such as a table. 図21 Figure 21
(a)は、上記構成の第8の実施形態における動作の流れを示すフローチャートである。 (A) is a flowchart showing a flow of operations in the eighth embodiment having the above structure.

【0083】ステップS50において、移動速度を算出しようとする時刻τよりも所定時間α前の時刻τ−αにおいて、GPSを用いて自端末の位置Pτ−αを検出する。 [0083] In step S50, at time tau-alpha of a predetermined time before alpha than the time tau to be calculated moving speed, to detect the position Pτ-α of the own terminal using the GPS. 次に、ステップS51で、移動速度を算出しようとする時刻τにおける自端末の位置PτをGPSを用いて検出する。 Next, in step S51, detected using GPS position Pτ of its own terminal at time τ to be calculated moving speed. そして、ステップS52で、(Pτ−α)− Then, in step S52, (Pτ-α) -
Pτにより移動距離を算出する。 To calculate the distance traveled by the Pτ. そして、これを上記所定時間αで除算し、移動速度Vτを算出する(ステップS53)。 Then, this is divided by the predetermined time alpha, calculates the moving speed Vtau (step S53). ステップS54では、予め保持していた閾値δと移動速度Vτとを比較し、移動速度Vτが閾値δ以上の場合には、ステップS56に進んで、通常の制御を行う。 In step S54, by comparing the moving speed Vτ a threshold δ held in advance, when the moving speed Vτ is not less than the threshold value δ, the process proceeds to step S56, it performs a normal control. 一方、ステップS54で、移動速度Vτが閾値δ On the other hand, in step S54, the moving speed Vτ threshold δ
より小さい場合には、ステップS55に進んで、バイアス電圧制御を停止するか(バイアス制御回路への電力供給を停止するか)、あるいは、バイアス電圧の制御間隔を拡げる。 If smaller, the process proceeds to step S55, to stop the bias voltage control (or stops the power supply to the bias control circuit), or extend the control interval of the bias voltage. 該制御間隔を拡げる動作は、DC−DCコンバータ67の駆動信号のパルス間の間隔(周期)を広げることになるので、該駆動信号のデューティを小さくする場合と同様な効果を得ることができる。 Operation to expand the control interval, it means that increase the space between pulses of the drive signal of the DC-DC converter 67 (period), it is possible to obtain the same effect as to reduce the duty of the drive signal.

【0084】図21(b)は、通常の制御と制御間隔を拡げる制御を説明する図である。 [0084] FIG. 21 (b) is a diagram for explaining a control to extend the control interval and the normal control. 同図(b)の(1)に示すように、通常の制御における上記駆動信号のパルスの周期をTとした場合、制御間隔を拡げる制御において上記駆動信号の周期を3倍にした場合に、同図(b)の(2)に示すように、上記駆動信号のパルスの間隔が3 As shown in (1) in FIG. (B), when the period of the pulse of the drive signal in the normal control is T, when the control to widen the control interval was 3 times the period of the drive signal, as shown in (2) in FIG. (b), the pulse interval of the drive signal 3
倍に拡がることになる。 Will be spread doubled. これは、上記駆動信号のデューティを可変させる操作と同等の操作であり、PAのバイアスティーに印加されるバイアス電圧の制御間隔が拡がり、端末の消費電力が削減されることになる。 This is an operation equivalent operations and for varying the duty of the drive signal, spread the control interval of the bias voltage applied to the bias tee PA, so that the power consumption of the terminal is reduced.

【0085】図22は、本発明の第9の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0085] Figure 22 is a block diagram showing a circuit configuration of a ninth embodiment of the present invention. なお、同図において、図20と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 In the figure, the same components as in FIG. 20 are denoted by the same reference numerals. 本実施形態においては、フェージング周波数等を用いて端末の移動速度を検出し、該移動速度に応じてバイアス電圧の制御間隔を制御する。 In the present embodiment, to detect the moving speed of the terminal using the fading frequency and the like, controls the control interval of the bias voltage in accordance with the moving speed.

【0086】移動速度検出部77は、フェージング周波数を用いて端末の移動速度を測定し、それに応じてバイアス電圧の制御間隔を調整し、制御回路の動作間隔を調整する。 [0086] moving speed detector section 77 using a fading frequency measured moving speed of the terminal, and adjusting the control interval of the bias voltage and accordingly adjusts the operation interval of the control circuit. これにより、低消費電力化が可能となる。 Thus, power consumption can be reduced. また、端末の停止したことを感知した場合は、バイアス電圧制御を停止し、その時点の状態を維持する。 When it is sensed that the stop of the terminal, to stop the bias voltage control, to maintain the state at that time. この際、 On this occasion,
制御回路の電源供給を停止する。 It stops the power supply of the control circuit. これにより、低消費電力化を行う。 Thus, performing low power consumption.

【0087】実際の端末の移動速度の検出方法としては、フェージング周波数またはフェージングピッチを測定することにより、端末の移動速度を計算する方法を用いることができる。 [0087] Detection methods for the actual moving speed of the terminal, by measuring the fading frequency or the fading pitch, it is possible to use a method of calculating a moving speed of the terminal. フェージング周波数またはフェージングピッチの測定による移動速度の検出方法については、特開平6−21903号公報、特開平6−2422 Method of detecting the moving speed by measuring the fading frequency or the fading pitch, JP-A 6-21903, JP-A No. 6-2422
25号公報、特開平8−32527号公報等に詳細が記載されている。 25 JP, detail in JP-A 8-32527 Patent Publication are described.

【0088】このようにして得られた端末の移動速度から、端末の送信電力の制御を連続的に行うのではなくて、端末が停止している時は制御を止め、端末が移動を始めたならば制御を開始する等、送信電力の制御間隔を拡げて、間欠的に制御を行ったりすることが可能となる。 [0088] From the moving velocity of such terminal obtained in, rather than controlling the transmit power of the terminal continuously, when the terminal is stopped stop control, terminal began moving If equal to start control, by expanding the control interval of the transmission power, it is possible or perform intermittent control. すなわち、PAのバイアス電圧制御の制御間隔を広げたり、時には制御を停止する。 That is, widen a control interval of the bias voltage control of the PA, and sometimes stops controlling. 該制御間隔を広げたり停止した場合は、図21中のメモリにそのときの制御状態を記憶し、制御を保持する。 If you stopped widen the control interval, it stores the control state at that time in the memory in FIG. 21, to hold the control.

【0089】また、フェージング周波数(あるいは、移動速度)がある一定値以下となり、環境によるフェージングの影響が小さいことが分かった場合には、端末が移動せず停止していると判断し、端末の送信電力の制御を止めることも可能である。 [0089] Also, fading frequency (or moving speed) is made equal to or smaller than a certain value, if it is found that the influence of fading due to environmental is small, it is determined that the terminal is stopped without moving, the terminal it is also possible to stop the control of the transmission power. この一定値は、通信の精度や回路の構成の複雑の程度等を考慮して設定すべきものであるが、実験的に定めても良い。 This constant value, but should be selected in view of the complexity of the degree or the like of the configuration of the accuracy and circuit communication may be determined experimentally. 以上の制御により、端末の消費電力を削減することが可能である。 By the above control, it is possible to reduce the power consumption of the terminal. これにより、端末の通話時間の伸長が可能となる。 This enables extension of the talk time of the terminal.

【0090】分周回路71で生成された発信周波数信号の分周信号は、バイアス電圧制御部68により制御されるDuty可変回路69によってデューティが制御されて、 [0090] partial divided signal oscillation frequency signal generated by the frequency divider 71 is controlled duty by Duty variable circuit 69 which is controlled by the bias voltage control unit 68,
DC−DCコンバータ67に入力される。 Is input to the DC-DC converter 67. バイアス電圧制御部68は、TPC信号抽出部70により抽出されたTPC信号に基づいてPAの入力電圧を算出すると共に、フェージング周波数から移動速度を検出する移動速度検出部77から送信されてくる移動速度及び該TPC Bias voltage control unit 68 calculates the input voltage of the PA on the basis of the TPC signal extracted by TPC signal extracting section 70, the moving speed transmitted from the mobile speed detecting section 77 for detecting a moving speed from the fading frequency and said TPC
信号を用いて、移動速度値及びTPC信号情報とそれらに対応するデューティ値の様々な組み合わせのパターンが記憶されたメモリ76を参照して、Duty可変回路69 Using signals, patterns of various combinations of the duty values ​​and their corresponding moving velocity value and the TPC signal information by referring to the memory 76 stored, Duty variable circuit 69
に適切なデューティ制御信号を送信する。 Sending an appropriate duty control signal to. これにより、 As a result,
メモリ76の駆動信号のデューティを制御して、上記したようにPAの出力電力の制御を間欠的にしたり、停止する等の処理を施す。 By controlling the duty of the drive signal of the memory 76, or the intermittent control of the output power of the PA, as described above, subjected to a process such as stopping.

【0091】図23は、本発明の第10の実施形態を示す構成図である。 [0091] Figure 23 is a block diagram showing a tenth embodiment of the present invention. なお、同図において、図9と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 In the figure, the same components as in FIG. 9 are designated by the same reference numerals. 本実施形態においては、バイアス電圧制御値の初期値を記憶しておき、これを用いることにより、バイアス電圧制御を高速化する。 In the present embodiment, stores the initial value of the bias voltage control value, by using this, the speed of the bias voltage control.

【0092】本実施形態において、PA8の出力電力に対する電力効率が最大となるようバイアス電圧を制御する際に、開始時においては予め記憶されたバイアス電圧の制御値の初期値を読み出し、その後、実際のバイアス電圧及びバイアス電流を測定し、PAの電力効率を算定し、該電力効率が最大となるように制御する。 [0092] In this embodiment, when the power efficiency with respect to the output power of PA8 controls the bias voltage so that the maximum reads the initial value of the control value of the pre-stored bias voltage at the start, then, actual of the bias voltage and the bias current is measured, and calculate the power efficiency of the PA, said power efficiency is controlled to be maximum. これにより、バイアス電圧制御による時間が短縮され、かつバイアス電圧の制御を高精度化することが可能となる。 This reduces the time by the bias voltage control, and it is possible to highly accurate control of the bias voltage.

【0093】あらかじめ、PA8の各出力電力に対して最大電力効率となるDC−DCコンバータ4−1、4− [0093] previously, DC-DC converter with the maximum power efficiency for each output power of PA8 4-1,4-
2のバイアス電圧及び電流の値を、初期値として初期値メモリ81に記憶しておく。 The value of the second bias voltage and current, and stored in the initial value memory 81 as the initial value. この初期値は、複数の製品のPA8について、実際に測定した結果得られた平均値でもよいし、あるいは、最頻値でもかまわない。 The initial value for PA8 a multi-product may be a actual average value obtained as a result of measurement, or may be in the mode. また、 Also,
製造時におけるPA8のロット毎の平均値でも良いし、 May be the average value of each lot of PA8 at the time of manufacture,
最頻値でも構わない。 It may be in the mode.

【0094】また、環境温度及びPA8の出力電力に対して最大効率となるバイアス電圧及び電流を初期値として初期値メモリ81に記憶することも可能である。 [0094] It is also possible to store the initial value memory 81 a bias voltage and current to be maximum efficiency with respect to the output power of the environmental temperature and PA8 as an initial value. まず、端末の発呼時に基地局からの到来信号の受信電力P First, the received power P of the incoming signal from the base station during a call of the terminal
BSを測定し、端末の送信電力P MSを算定する。 Measured the BS, and calculates the transmission power P MS of the terminal. 次に、P Then, P
A8が設けられている送信回路の前段に位置するAGC AGC which A8 is positioned in front of the transmission circuit provided
増幅器の利得を制御する。 Controlling the gain of the amplifier. なお、このAGC増幅器は、 Incidentally, the AGC amplifier,
図22に明記したAGC増幅器32,36ではなく、I Rather than AGC amplifier 32 and 36 were specified in FIG. 22, I
F信号及びRF信号に対して配置されたAGC増幅器を示す(図35参照)。 Shows the placed AGC amplifier against F signal and the RF signal (see FIG. 35). 上記制御により、PA8の入力電力が算定でき、PA8の出力電力に対する最大電力効率となるバイアス電圧が導き出される。 By the control, can calculate the input power of PA8, it is derived a bias voltage of maximum power efficiency for the output power of PA8. この最大電力効率となるバイアス電圧を初期値メモリ81から読み出し、 It reads the bias voltage to be this maximum power efficiency from the initial value memory 81,
PA8のバイアス電圧とする。 The bias voltage of the PA8.

【0095】次に、PA8の前後に設けられたAGC増幅器32,36の利得を制御し、PA8の入出力電力の実測を行い、かつDC−DCコンバータ4−1、4−2 [0095] Next, by controlling the gain of the AGC amplifier 32, 36 provided on the front and rear of PA8, perform actual measurement of the input and output power of PA8, and DC-DC converter 4-1, 4-2
の入出力の電圧及び電流を電圧/電流モニタ22〜25 Input and output voltage and current voltage / current monitor 22 to 25
によって測定することにより、実際のPA8の電力効率を算出する。 By measuring by calculating the power efficiency of the actual PA8.

【0096】実測値と初期値の誤差を算出し、該誤差がキャンセルされるよう、DC−DCコンバータ4−1、 [0096] calculates an error of the measured value and the initial value, so that said error is canceled, DC-DC converter 4-1,
4−2のバイアス電圧及び電流を調整する。 Adjusting the bias voltage and current of 4-2. これを繰り返すことにより、PA8の出力電力の制御精度が向上し、かつPA8の電力効率を精度良く向上させることができる。 By repeating this improves the control accuracy of the output power of PA8, and the power efficiency of PA8 can be accurately improved. また、初期値を用いることにより、制御速度が向上し、制御が収束するまでの時間が早くなる。 Further, by using the initial value, improved control speed, the faster the time until the control converges.

【0097】また、図23には、明記してないが、感熱(感温)素子を用いて、PA8の動作環境の周辺温度あるいは環境温度を測定し、それらの温度とPA8の出力電力から、PA8が該動作環境において最大電力効率となるような、バイアス電圧の初期値として初期値メモリ81から読み出す様にしても良い。 [0097] Further, in FIG. 23, although not specified, by using a heat-sensitive (temperature sensitive) element to measure the ambient temperature or the ambient temperature of the operating environment of PA8, the output power of their temperature and PA8, PA8 such that the maximum power efficiency in said operating environment, may be as read from the initial value memory 81 as the initial value of the bias voltage. これにより温度変化が生じても上述と同様の効果が得られる。 Thereby the temperature change the same effect as described above can be obtained even if. すなわち、動作環境の変化に柔軟に対応できる。 That can flexibly respond to changes in the operating environment.

【0098】なお、同図において、図7と同じ構成要素については、前述したものと同じなので動作説明は省略する。 [0098] In the figure, the same components as in FIG. 7, the operation description will be omitted because they are the same as those described above. 図24は、上記構成の第10の実施形態における動作の流れを示すフローチャートである。 Figure 24 is a flowchart showing a flow of operations in the tenth embodiment of the above-described configuration.

【0099】まず、ステップS60で、PA8の入出力電力からPA8の最大効率η PAを算出する。 [0099] First, in step S60, and calculates the maximum efficiency eta PA of PA8 from the input and output power of PA8. 次に、ステップS61で、PA8の効率が該最大η PAとなるようにPA8のバイアス電圧V in 、V outを決定する。 Next, in step S61, the efficiency of PA8 bias voltage V in of PA8 so that the outermost large eta PA, to determine V out. このバイアス電圧に基づいて、DC−DCコンバータ4−1、 Based on the bias voltage, DC-DC converter 4-1,
4−2を制御し、それらの出力電圧を制御する(ステップS62)。 4-2 Controls, to control their output voltage (step S62). 更に、ステップS63で、DC−DCコンバータ4−1、4−2の入出力電流及び電圧からDC− Further, in step S63, the output current and voltage of the DC-DC converter 4 - 1 and 4 - 2 DC-
DCコンバータ4−1、4−2の効率η DC-DCを算出する。 To calculate the efficiency η DC-DC of DC converter 4-1 and 4-2. 次に、PA8の実際の効率とDC−DCコンバータ4−1、4−2の効率η DC-DCから総合効率η 31を算出し(ステップS64)、ステップS65で、目標の総合効率η 30と総合効率η 31との誤差を算出する。 Next, calculate the overall efficiency eta 31 from efficiency eta DC-DC actual efficiency and DC-DC converter 4-1 and 4-2 PA8 (step S64), in step S65, the overall efficiency eta 30 target to calculate the error between the overall efficiency η 31. ステップS66で、算出された誤差が所定値以下になったか否かを判断することによって、制御の収束判定を行い、収束していない場合には、ステップS61に戻って上記処理を繰り返す。 In step S66, the by the calculated error is judged whether it is below a predetermined value, it performs a convergence determination of the control, when not converged, and repeats the above process returns to step S61. ステップS66で収束条件が満たされたことが判断された場合には、それ以降、現在の制御状態を維持する。 In the case where the convergence condition is satisfied is determined in step S66, the subsequent maintains the current control state.

【0100】図25は、本発明の第11の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0100] Figure 25 is a block diagram showing a circuit configuration of the eleventh embodiment of the present invention. なお、同図において、 It should be noted that, in the figure,
図23と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 The same components as in FIG. 23 are denoted by the same reference numerals.
本実施形態においては、上記第10の実施形態のように、上記初期値を固定的に使用するのではなく更新し、 In the present embodiment, as in the tenth embodiment, and update rather than fixedly using the initial value,
PA8及びDC−DCコンバータ4−1、4−2の経年変化等による誤差を吸収する。 PA8 and absorb errors due to aging or the like of the DC-DC converter 4-1 and 4-2.

【0101】本実施形態においては、PA8の各出力電圧に対して最大電力効率が得られるPA8へのバイアス電圧及び電流について、初期値と実測値を比較し、後者の方がPA8の電力効率が改善される場合は、初期値を該実測値に更新する。 [0102] In this embodiment, the bias voltage and current to PA8 the maximum power efficiency can be obtained for each output voltage of PA8, comparing the initial value and the measured value, the latter is the power efficiency of PA8 If improved by updates the initial value to the measured value. これにより、PA8及びDC−D As a result, PA8 and DC-D
Cコンバータ4−1、4−2の個体間の特性のばらつき及び経年変化による特性の劣化を相殺し、かつ制御時間の短縮と高精度化を図る。 Offset the deterioration of the variation and characteristics due to aging of the characteristics between individuals of C converter 4-1 and 4-2, and shortened and accuracy of the control time.

【0102】まず、PA8の出力電力に対して初期値をそのまま用いてPA8のバイアス電圧を設定し、実測した電力効率と該初期値から制御を行った後の電力効率を比較し、前者の効率がより高かった場合、そのときのバイアス電圧及び電流の値を初期値と置き換える。 [0102] First, set the intact PA8 bias voltage by using the initial value for the output power of PA8, compares the power efficiency after the control from the power efficiency and the initial value of actual measurement, the former efficiency If There were higher, it replaces the value of the bias voltage and current at that time as an initial value.

【0103】製造後初めて稼働させた場合は、PA8及びDC−DCコンバータ4−1、4−2の特性のばらつきを、初期値を更新することによって相殺する事が可能となる。 [0103] If placed after production run in for the first time, the variation in characteristics of PA8 and the DC-DC converter 4-1 and 4-2, it is possible to offset by updating the initial value.

【0104】なお、実際には製造工場での試験において、出力電力が高精度で、変調精度も高いような高品質な変調波形を出力できる送信機ないし発振器を用いて、 [0104] Note that, in practice, the test at manufacturing plants, the output power is accurate, by using the transmitter to the oscillator can output a high-quality modulation waveform as higher modulation accuracy,
上述のような制御を行ってもよいし、また、このために、専用の入力端子を設けてもよい。 May perform control as described above, also, for this purpose, it may be a dedicated input pin.

【0105】上記制御を随時行い、初期値を更新することにより、経年変化によって生じるPA8及びDC−D [0105] performs the control from time to time, by updating the initial value, PA8 and DC-D caused by aging
Cコンバータ4−1,4−2の特性の劣化を相殺することができ、高精度の制御が可能となる。 Can be offset the deterioration of the characteristics of C converter 4-1 and 4-2, it is possible to control with high accuracy.

【0106】また、第9の実施形態と同様に感温(感熱)素子を用いることにより、周辺温度もしくは環境温度とPA8の出力電力に対して、PA8の最大電力効率が得られるような値に初期値を更新するような構成とすることも可能となる。 [0106] Further, by using a temperature-sensitive (thermal) element as in the ninth embodiment, the output power of the ambient temperature or the environmental temperature and PA8, to the value as obtained maximum power efficiency of PA8 it is possible to adopt a configuration such as to update the initial value.

【0107】なお、図23と同じ構成要素については、 [0107] It should be noted that, for the same components as in FIG. 23,
前述したものと同様なので動作説明を省略する。 Omitted Operation is similar to that described above. 図26 Figure 26
は、本発明の第12の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 Is a block diagram showing a circuit configuration of a twelfth embodiment of the present invention.

【0108】なお、同図において、図19と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 [0108] In the figure, the same components as in FIG. 19 are denoted by the same reference numerals. 本実施形態においては、DC−DCコンバータ66、67の駆動信号をデューティ制御するのではなく、PCM回路85−1、85 In the present embodiment, instead of the duty control of the drive signal of the DC-DC converter 66 and 67, PCM circuit 85-1,85
−2を用いてPCM(Pulse Code Modulation )により変化させ、バイアスティー86−1、86−2に印加するバイアス電圧を制御する。 -2 is varied by PCM (Pulse Code Modulation) is used to control the bias voltage applied to the bias tee 86-1,86-2.

【0109】本実施形態においては、DC−DCコンバータ66,67の入力電圧と出力電圧との関係が非線形である場合、その入出力特性に対応するように、適応的かつ最適に割り当てられたコードを用いて、PCM回路85−1、85−2により分周回路71−1、71−2 [0109] In the present embodiment, when the relationship between the input voltage and the output voltage of the DC-DC converter 66, 67 is non-linear, so as to correspond to the input-output characteristic, adaptively and optimally assigned code using the frequency divider 71-1 and 71-2 by the PCM circuit 85-1 and 85-2
によって生成された発信周波数信号の分周信号に対しP P with respect to divided signal oscillation frequency signal generated by the
CMを施すことにより、PA8のバイアス電圧制御の精度を改善する。 By applying CM, to improve the accuracy of the bias voltage control of PA8. これにより、該バイアス電圧制御をより高精度化することができる。 Thus, it is possible to highly accurate and more the bias voltage control.

【0110】次に図26及び図27を用いて、本実施形態の構成及び動作を説明する。 [0110] Next with reference to FIGS. 26 and 27, a configuration and operation of the present embodiment. 図26(a)のバイアス電圧制御部68によって、PA8のバイアス電圧を求め、DC−DCコンバータ66,67の出力電圧をPC The bias voltage control unit 68 of FIG. 26 (a), the calculated bias voltage of PA8, the output voltage of the DC-DC converter 66 and 67 PC
Mを用いて制御するためのコード(PCMコード)を作成する。 Create code (PCM code) for controlling using a M. そして、該コードをPCM回路85−1、85 Then, PCM circuit 85-1,85 the code
−2に出力し、例えば、図26(b)の(2)の様な波形の駆動信号を成形する。 Output to -2, for example, to shape the drive signal of such waveform (2) in FIG. 26 (b). そして、この駆動信号をDC Then, the drive signal DC
−DCコンバータ66,67に供給することにより、D By supplying the -DC converter 66 and 67, D
C−DCコンバータ66,67の出力電圧を制御する。 Controlling the output voltage of the C-DC converter 66, 67.
このようにPCMを利用することにより、DC−DCコンバータ66,67の駆動信号を、デューティ制御のようにパルス幅のみではなく、パルス間隔も可変に制御することが可能となるので、DC−DCコンバータ66, By using such a PCM, the drive signal of the DC-DC converter 66 and 67, not only the pulse width as the duty control, the pulse interval is also possible to variably control, DC-DC converter 66,
67の出力電圧をより高精度に制御することができる。 Can be controlled more accurately the output voltages of 67.

【0111】例えば、図27に破線で示す例1の様に、 [0111] For example, as in the example 1 shown by the broken line in FIG. 27,
PCMコードをDC−DCコンバータ66,67の出力電圧が線形となるように均等に配分する方法も可能であるが、DC−DCコンバータ66,67は、出力電圧が大きくなると歪みを生じるようになるので、出力電圧が大きい場合にはよりきめ細かい制御が必要となる。 While the PCM code output voltage of the DC-DC converter 66, 67 can be a method of uniformly distributed so that the linear, DC-DC converters 66 and 67, so that distortion occurs when the output voltage increases since, it is necessary to more fine control when the output voltage is large. 従って、このようなことが要求される場合には、図27の例2の様に、DC−DCコンバータ66,67の出力電圧が大きい部分に、多くのPCMコードを割り当てておくことにより、DC−DCコンバータ66,67の線形に変化する小出力電圧部分に対しては、少ないPCMコードで制御し、DC−DCコンバータ66,67の非線形に変化する高い出力電圧部分に対しては、多く割り当てられているPCMコードで制御することにより微妙に、 Therefore, when that such is required, as in the example 2 of FIG. 27, the output voltage is larger portion of the DC-DC converter 66 and 67, by previously allocate more PCM code, DC to the small output voltage portions being linearly varied in -DC converters 66 and 67, controlled by a small PCM code, for high output voltage portion varies nonlinearly of the DC-DC converter 66 and 67, many allocation subtly by controlling in PCM code it is,
DC−DCコンバータ66,67の出力電圧の特性を忠実に再現できるようになる。 It becomes possible to faithfully reproduce the characteristic of the output voltage of the DC-DC converter 66, 67.

【0112】以上のように制御することによって、PA [0112] By the above-described control, PA
8のバイアス電圧を高精度に制御することが可能となるので、PA8の電力効率が改善され、通話時間の伸長が図れる。 Since the 8 bias voltage can be controlled with high accuracy, it improves power efficiency of PA8, attained elongation of talk time.

【0113】図28及び図29は、本発明の第13の実施形態の構成及び動作を説明する図である。 [0113] FIGS. 28 and 29 are views for explaining a thirteenth embodiment of the configuration and operation of the present invention. なお、図2 It should be noted that FIG. 2
8において、図26と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 In 8, the same components as in FIG. 26 are denoted by the same reference numerals.

【0114】本実施形態においては、バイアス電圧によっては、DC−DCコンバータ66,67の使用を中止することにより、高電力出力時のPAの電力効率を改善する。 [0114] In this embodiment, depending on the bias voltage, by stop using the DC-DC converter 66 and 67, to improve the power efficiency of the PA at high power output.

【0115】本実施形態において、DC−DCコンバータ66,67の使用、不使用を切り替え制御するスイッチSW1、SW2を設け、DC−DCコンバータ66, [0115] In this embodiment, the use of DC-DC converters 66 and 67, a switch SW1, SW2 for controlling the switching of the non-use, the DC-DC converter 66,
67を用いないほうが、PA8及びDC−DCコンバータ66,67を含む回路全体の電力効率が良い場合には、DC−DCコンバータ66,67を使用しない。 You should not use the 67, when the good circuit overall power efficiency including PA8 and the DC-DC converter 66 and 67, does not use the DC-DC converter 66, 67. これにより、PA8の出力電力が高いときなどに電力効率を改善することができる。 This makes it possible to improve the power efficiency, such as when the output power of PA8 high.

【0116】図29に、前記第1の実施形態のバイアス制御を行った場合(実線のグラフ)と、行わなかった場合(破線のグラフ)の回路全体の電力効率のグラフを示す。 [0116] FIG. 29 shows a case of performing bias control of the first embodiment (solid line graph), the graph of the circuit overall power efficiency when that did made (broken line in the graph). 図29から、PA8の出力電力が2点鎖線で示す値より高い場合には、バイアス制御による効果がないことが分かる。 From Figure 29, when the output power of PA8 is higher than the value indicated by the two-dot chain line, it can be seen no effect by the bias control.

【0117】これは、以下の理由によるものである。 [0117] This is due to the following reasons. P
A8の出力電力が大きい場合は、一般的にPA8の電力効率は高く維持される。 If the output power of the A8 is high, power efficiency generally PA8 is kept high. しかしながら、バイアス電圧を変えてしまうと、DC−DCコンバータ66,67の電力効率の劣化が影響し、回路全体の電力効率がDC−D However, alter the bias voltage, DC-DC converter affects the degradation of the power efficiency of 66 and 67, the power efficiency of the entire circuit DC-D
Cコンバータ66,67を使用しない場合よりも劣化してしまうからである。 Because degraded than without the C converter 66, 67.

【0118】そこで、PA8の出力電力が高い場合は(図29中の2点鎖線より出力電力の高い領域では)、 [0118] Therefore, when the output power of PA8 is high (in high output power from the two-dot chain line in FIG. 29 regions),
バイアス電圧制御部68からの信号によってスイッチS Switch S by a signal from the bias voltage controller 68
W1、SW2を切り替え、DC−DCコンバータ66, Switch the W1, SW2, DC-DC converter 66,
67をバイパスし、電源65から直接バイアスティー8 67 to bypass directly from the power source 65 bias tee 8
6−1、86−2に電源を供給する。 6-1,86-2 supply power to.

【0119】これにより、PA8の出力電力の大きさに応じて、図29において、実線と点線で示される高い方を選択して、PA8のバイアス電圧を制御することになり、電力効率の劣化を防ぐことができ、低消費電力化を行うことができる。 [0119] Thus, according to the magnitude of the output power of PA8, 29, selects the higher indicated by the solid line and dotted, would be to control the bias voltage of PA8, degradation of power efficiency can be prevented, it is possible to perform low power consumption.

【0120】なお、図29において、PA8の出力電圧が2点鎖線で示す値より低い領域では、前述の第1及び第12の実施形態の制御を行う。 [0120] Incidentally, in FIG. 29, the region lower than the value indicated by the chain line output voltage is two points PA8, controls the first and twelfth embodiments described above. ところで、図29のS By the way, S shown in FIG. 29
W1及びSW2は同時に切り替えても良いし、別々のタイミングで切り替えても構わない。 W1 and SW2 may be switched at the same time, it may be switched at different times.

【0121】すなわち、図28に示す回路において、バイアス電圧制御部68は、TPC信号抽出部70が抽出したTPC信号に基づいて、PA8への入力電圧を算出し、これに基づいて、PA8の利得を算出する。 [0121] That is, in the circuit shown in FIG. 28, the bias voltage control unit 68, based on the TPC signal TPC signal extracting section 70 has extracted to calculate the input voltage to PA8, on this basis, the gain of PA8 It is calculated. そして、PA8の出力電力が、図29の2点鎖線で示す値より小さい場合には、スイッチSW1、SW2を、DC− The output power of PA8 is, if less than the value indicated by the two-dot chain line in FIG. 29, the switch SW1, SW2, DC-
DCコンバータ66,67から出力される電圧がバイアスティー86−1,86−2に供給するように、切り替える。 As the voltage output from the DC converter 66, 67 is supplied to the bias tee 86-1,86-2 switches. 一方、バイアス電圧制御部68は、PA8の出力電力が図29の2点鎖線で示す値よりも大きいと判断した場合には、スイッチSW1、SW2を、電源65の電圧が直接バイアスティー86−1、86−2に供給されるように、切り替える。 On the other hand, the bias voltage control unit 68, when the output power of PA8 has a value greater than the value shown by the two-dot chain line in FIG. 29, switches SW1, SW2, and the voltage of the power supply 65 is directly bias tee 86-1 as it supplied to 86-2, switch.

【0122】このような構成により、DC−DCコンバータ66,67を含む回路全体の電力効率を最大化し、 [0122] With such a configuration, to maximize the power efficiency of the entire circuit including the DC-DC converter 66 and 67,
低消費電力化を達成すると共に、発熱もより低減することができる。 Together to achieve low power consumption, heat generation can be further reduced.

【0123】図30は、本発明の第14の実施形態の構成及び動作を説明する図である。 [0123] Figure 30 is a view for explaining the structure and operation of the fourteenth embodiment of the present invention. なお、同図において、 It should be noted that, in the figure,
図26と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 The same components as in FIG. 26 are denoted by the same reference numerals.
本実施形態においては、DC−DCコンバータ66、6 In the present embodiment, DC-DC converter 66,6
7の駆動信号をバースト化して、DC−DCコンバータ66,67の出力電圧を制御し、低消費電力化する。 7 a drive signal burst of, controlling the output voltage of the DC-DC converter 66 and 67, to lower power consumption.

【0124】すなわち、TPC信号に基づいて、DC− [0124] That is, based on the TPC signal, DC-
DCコンバータ66,67の駆動信号をバースト状にすることによって、DC−DCコンバータ66,67の出力の実効電圧を変化させる。 By the driving signal of the DC converter 66, 67 in a burst-like, changing the effective voltage output of the DC-DC converter 66, 67. これにより、PA8のバイアス電圧が変化し、PA8の電力効率が改善する。 Thus, the bias voltage of PA8 changes, improving the power efficiency of PA8. この結果、端末の通話時間を伸長させ、かつ端末の発熱を抑えることができる。 As a result, to extend the call time of the terminal, and it is possible to suppress heat generation of the terminal.

【0125】図30(a)において、発振周波数信号は、分周回路71−1、71−2によって分周された後、バースト化制御部95−1、95−2に入力される。 [0125] In FIG. 30 (a), the oscillation frequency signal is subjected to frequency division by the frequency divider 71-1 and 71-2, it is input to the burst of the control unit 95-1,95-2. 一方、バイアス電圧制御部68は、TPC信号抽出部70によって抽出されたTPC信号に基づいて、PA On the other hand, the bias voltage control unit 68, based on the TPC signal extracted by the TPC signal extracting portion 70, PA
8への入力電力及び出力電力を算出し、バイアスティー86−1、86−2に印加すべきバイアス電圧を決定する。 Calculating the input power and output power to 8, to determine the bias voltage to be applied to the bias tee 86-1,86-2. バイアス電圧制御部68は、バースト化制御部95 Bias voltage control unit 68, the burst of the control unit 95
−1、95−2に、分周回路71−1、71−2から入力される図30(b)の(1)に示す分周信号を図30 In -1,95-2, Figure 30 a frequency division signal shown in (1) shown in FIG. 30 (b) input from the frequency divider circuit 71 - 1 and 71 -
(b)の(2)に示されるように、バースト化指示する制御信号を出力する。 As shown in (b) of (2), and outputs a control signal instructing bursting. どの程度バースト化するかは、D The extent to which bursts of, D
C−DCコンバータ66,67の出力実効電圧が、どの程度のバースト化によってどれほど変化するかの情報が登録されたテーブルを参照するなどして、決定する。 Output effective voltage of C-DC converter 66 and 67, how changing of information by the burst of the degree to which, for example, by referring to the table registered, determined. バースト化制御部95−1,95−2によってバースト化された分周信号は、それぞれDC−DCコンバータ6 Divided signal is burst by bursting the control unit 95-1,95-2 are respectively a DC-DC converter 6
6,67に印加される。 It is applied to 6,67. DC−DCコンバータ66,6 DC-DC converter 66,6
7は、例えば、図3に示されるような構成となっており、圧電トランス14に印加される実効電圧が減少する結果、圧電トランス14の出力を整流することによって生じるDC−DCコンバータ66,67の出力電圧の実効電圧も変化する。 7, for example, has a configuration as shown in FIG. 3, it results effective voltage applied to the piezoelectric transformer 14 decreases, DC-DC converter caused by rectifying the output of the piezoelectric transformer 14 66, 67 also changes the effective voltage of the output voltage. このようにして、電圧値が可変されたDC−DCコンバータ66,67の出力電圧がバイアスティー86−1,86−2に印加され、PA8の電力効率を最適に制御する。 In this way, the output voltage of the DC-DC converter 66, 67 whose voltage value is variable is applied to the bias tee 86-1,86-2, to optimally control the power efficiency of PA8.

【0126】これにより、PA8の電力効率を改善することが可能となる。 [0126] Thus, it is possible to improve the power efficiency of PA8. なお、本実施形態においてはデューティ制御の変わりにバースト化制御を行っている。 Note that performs burst of control in place of the duty control in the present embodiment. 図3 Figure 3
1は、本発明の第15の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 1 is a block diagram showing a circuit configuration of a fifteenth embodiment of the present invention.

【0127】なお、同図において、図30と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。 [0127] In the figure, we have the same reference numerals to the same components as FIG. 30. 本実施形態においては、DC−DCコンバータ66、67の駆動信号のデューティ制御に加え、バースト制御も行う。 In the present embodiment, in addition to the duty control of the drive signal of the DC-DC converter 66 also performs the burst control. これにより、 As a result,
バイアス電圧の制御精度を更に向上させる。 Further improve the control accuracy of the bias voltage.

【0128】TPC信号はTPC信号抽出部70において抽出され、バイアス電圧制御部68に入力される。 [0128] TPC signal is extracted in TPC signal extraction unit 70, it is input to the bias voltage controller 68. バイアス電圧制御部68では、TPC信号からPA8への入力電力及び出力電力を算出し、電力効率が最大となるPA8のバイアス電圧、すなわち、バイアスティー86 The bias voltage control unit 68 calculates the input power and output power from TPC signal to PA8, PA8 bias voltage power efficiency is maximum, i.e., the bias tee 86
−1、86−2にどの程度のバイアス電圧を印加すべきかを決定する。 The extent of the bias voltage to determine whether to apply the -1,86-2. そして、DC−DCコンバータ66,6 Then, DC-DC converter 66,6
7に与えるべき駆動信号を決定して、Duty可変回路10 To determine the driving signal to be given to 7, Duty variable circuit 10
0−1、100−2、及びバースト化制御部95−1、 0-1,100-2, and burst of the control unit 95-1,
95−2に制御信号を与える。 95-2 to give a control signal.

【0129】発信周波数信号は分周回路71−1、71 [0129] oscillation frequency signal is frequency divider circuit 71-1,71
−2により分周された後、Duty可変回路100−1、1 After being divided by -2, Duty variable circuit 100-1,1
00−2に入力される。 Is input to 00-2. Duty可変回路100−1、10 Duty variable circuit 100-1,10
0−2は、バイアス電圧制御部68からの指示により、 0-2, according to an instruction from a bias voltage control unit 68,
入力された分周信号のデューティを変化させて、バースト化制御部95−1、95−2へ出力する。 By changing the duty of the input divided signal, and outputs to the burst of the control unit 95-1,95-2. バースト化制御部95−1、95−2は、デューティの可変された分周信号を、バイアス電圧制御部68から入力される制御信号の指示により、バースト化して、DC−DCコンバータ66,67へ駆動信号として出力する。 Bursting controller 95-1,95-2 is a divided signal which is variable duty in accordance with an instruction from the control signal input from the bias voltage controller 68, and a burst of, the DC-DC converter 66, 67 and outputs as a drive signal. DC−D DC-D
Cコンバータ66,67がバイアスティー86−1、8 C converter 66 and 67 bias tee 86-1,8
6−2に与えるバイアス電圧の値をデューティ可変とバースト化によって適切に制御するために、バイアス電圧制御部68は、PA8の各出力電力毎に、PA8の電力効率を最大とするためのデューティ制御情報及びバースト化制御情報とを保持したテーブルを有しており、これを参照することなどにより、適切な指示をDuty可変回路100−1、100−2及びバースト化制御部95− The value of the bias voltage to be applied to 6-2 in order to properly control the duty variable and bursting, the bias voltage control unit 68, for each output power of PA8, duty control for maximizing the power efficiency of PA8 has a table holding the information and burst of control information, such as by referring to this, Duty variable circuit appropriate instructions 100-1 and 100-2 and the burst of the control unit 95-
1、95−2に与える。 Give to 1,95-2.

【0130】デューティ制御とバースト化を同時に行うことにより、いずれか一方のみの場合よりも、PA8のバイアス電圧をよりきめの細かく制御することが可能となり、PA8の電力効率を更に改善することができる。 [0130] By performing duty control and burst the same time, than for either alone, it is possible to more fine finely control the bias voltage of PA8, may further improve the power efficiency of PA8 .

【0131】図32は、本発明の第16の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0131] Figure 32 is a block diagram showing a circuit configuration of the sixteenth embodiment of the present invention. なお、同図において、 It should be noted that, in the figure,
図31と同じ構成要素には同じ参照符号を付してあり、 The same components as in FIG. 31 are denoted by the same reference numerals,
要部以外の部分は図示を省略してある。 Portion other than the main part are omitted.

【0132】本実施形態においては、DC−DCコンバータ66に与える駆動信号の周波数制御を行い、PAのバイアス電圧制御を行うことにより、低消費電力化する。 [0132] In this embodiment, it performs frequency control of the drive signals to be supplied to the DC-DC converter 66, by performing the bias voltage control of the PA, to lower power consumption. TPC信号を用いて、上記駆動信号の周波数を可変することによって、DC−DCコンバータ66の出力電圧を変化させることにより、PA8のバイアス電圧を変化させて、PA8の電力効率を改善する。 With TPC signal, by varying the frequency of the drive signal, by changing the output voltage of the DC-DC converter 66, by changing the bias voltage of PA8, to improve the power efficiency of PA8. この結果、端末の通話時間が伸長し、かつ端末の発熱を抑えることができる。 As a result, the call time of the terminal is extended, and it is possible to suppress heat generation of the terminal.

【0133】バイアス電圧制御部105は、TPC信号に基づいて、PAへの入力電力及び出力電力を算出し、 [0133] Bias voltage controller 105, based on the TPC signal, calculate the input power and output power to the PA,
DC−DCコンバータ66に与えるべき駆動信号の周波数を決定する。 Determining the frequency of the drive signal to be applied to DC-DC converter 66. この周波数は、PAの各出力電力と該各出力電力時のPA8の電力効率を最大とするPA8のバイアス電圧をDC−DCコンバータ66が生成するために必要な駆動信号の周波数とを対応付けて記憶しているテーブルなどを参照して取得するようにすればよい。 This frequency, in correspondence with the frequency of the drive signal required to generate the DC-DC converter 66 a bias voltage of PA8 maximizing the PA8 power efficiency at the time of the output power and respective output power of PA reference to such storage to which the table may be acquired. そして、バイアス電圧制御部105はこの周波数に基づいて周波数制御信号を作成して周波数制御部106へ出力し、周波数制御部106に分周回路71が実施すべき分周処理の分周比を可変制御させ、DC−DCコンバータ66に与える駆動信号の周波数を変更させる。 Then, the bias voltage control unit 105 outputs to the frequency control unit 106 to create a frequency control signal based on the frequency, variable frequency division ratio of the frequency division processing frequency control unit 106 frequency dividing circuit 71 is to be performed It was controlled, to change the frequency of the drive signal supplied to the DC-DC converter 66. その結果、DC−DCコンバータ66の出力電圧が可変し、P As a result, the output voltage of the DC-DC converter 66 is variable and, P
A8のバイアス電圧が可変する。 Bias voltage of the A8 is variable.

【0134】このようにして、PA8のバイアス電圧を適切に制御することにより、PA8の電力効率等を改善することが可能となる。 [0134] In this way, by appropriately controlling the bias voltage of PA8, it is possible to improve the power efficiency of PA8. また、周波数制御部106は、 The frequency control unit 106,
PLLシンセサイザ、DDS(Direct Digital Synth PLL synthesizer, DDS (Direct Digital Synth
esizer)、V/Fコンバータまたは、分周回路等を用いて構成することができる。 esizer), V / F converter or can be configured using the frequency division circuit or the like.

【0135】図33は、本発明の第17の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0135] Figure 33 is a block diagram showing a circuit configuration of a seventeenth embodiment of the present invention. なお、同図において、 It should be noted that, in the figure,
図32と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。 The same components as in FIG. 32 are denoted by the same reference numerals.
また、要部以外の構成は図示を省略している。 The configuration other than the main portion is omitted.

【0136】本発明の実施形態においては、DC−DC [0136] In an embodiment of the present invention, DC-DC
コンバータ66の駆動信号のデューティを変化させる制御を行うだけでなく、該駆動信号の周波数制御も行う。 Not only performs control to change the duty of the drive signal of the converter 66 also performs frequency control of the drive signal.
これより、DC−DCコンバータ66の出力電力の制御精度が向上する。 Than this improves the control accuracy of the output power of the DC-DC converter 66.

【0137】TPC信号は、TPC信号抽出部70により抽出され、バイアス電圧制御部110に入力される。 [0137] TPC signal is extracted by TPC signal extracting unit 70, is input to the bias voltage control unit 110.
バイアス電圧制御部110は、抽出されたTPC信号により指示されている送信電力に関する情報に対応して、 Bias voltage control unit 110, in response to information about the transmission power is instructed by the extracted TPC signals,
行うべき周波数制御とデューティ制御に関する情報が登録されたテーブルを有しており、このテーブルを参照して、周波数制御部106に対して、所定の周波数制御を行うべきことを指示すると共に、Duty可変回路111にデューティ可変制御信号を入力する。 Information related to the frequency control and duty control to be performed by have a table registered, by referring to this table, with respect to the frequency control unit 106, instructs that it should perform a predetermined frequency control, Duty variable inputting a variable duty control signal to the circuit 111.

【0138】発信周波数信号は、周波数制御部106によって制御される分周回路71によって、分周され、更に、Duty可変回路111によってデューティ制御されて、DC−DCコンバータ66に駆動信号として入力される。 [0138] oscillation frequency signal, the frequency dividing circuit 71 which is controlled by the frequency control unit 106, is divided and input further being duty controlled by Duty variable circuit 111, as a drive signal to the DC-DC converter 66 . DC−DCコンバータ66は、この駆動信号に従って、電源65の電圧を変圧して、PA8にバイアス電圧として印加する。 DC-DC converter 66, in accordance with the drive signal, and transforms the voltage of the power source 65 is applied as a bias voltage to PA8.

【0139】このように、DC−DCコンバータ66の駆動信号をデューティ制御及び周波数制御することにより、PA8の電力効率が最大になるように制御されると共に、DC−DCコンバータ66の効率も最適化して、 [0139] Thus, by duty control and frequency control a drive signal of the DC-DC converter 66, the power efficiency of PA8 is controlled so as to maximize the efficiency of the DC-DC converter 66 also optimizes Te,
回路全体の電力効率を最大にし、端末の発熱を抑えると共に、端末の低消費電力化も達成する。 The power efficiency of the whole circuit to maximize, while suppressing the heat generation of the terminal, also achieves low power consumption of the terminal.

【0140】図34は、本発明の第18の実施形態の回路構成を示すブロック図である。 [0140] Figure 34 is a block diagram showing a circuit configuration of the eighteenth embodiment of the present invention. なお、同図において、 It should be noted that, in the figure,
図33と同じ構成要素には同じ参照符号を付してあると共に、要部以外の構成は図示を省略してある。 Together are denoted by the same reference numerals to the same components as FIG. 33, the configuration other than main portions are omitted.

【0141】本実施形態においては、DC−DCコンバータ66の駆動信号のデューティ制御を行うだけでなく、バースト制御及び周波数制御も行う。 [0141] In this embodiment, not only performs the duty control of the drive signal of the DC-DC converter 66 also performs the burst control, and frequency control. これより、D Than this, D
C−DCコンバータ66の出力電圧の制御精度が更に向上する。 Output voltage control accuracy of the C-DC converter 66 is further improved.

【0142】TPC信号抽出部70によって抽出されたTPC信号により指示された送信電力に関する情報により、バイアス電圧制御部110は、PAへの入力電力及び出力電力を算出し、DC−DCコンバータ66に与えるべき駆動信号の周波数、デューティ、バースト化度(入力クロックの何パルスを1つのバーストとする、バースト間隔をどの程度にするか等)をどの程度に設定するかに関する情報が、PA8の出力電力に対応付けて登録されたテーブルを参照することにより、決定し、当該情報を周波数制御部106、Duty可変回路111、及びバースト化制御部112に制御信号を与える。 [0142] The information about the transmission power instructed by the TPC signal extracted by the TPC signal extraction unit 70, the bias voltage control unit 110 calculates the input power and output power to the PA, giving the DC-DC converter 66 frequency of to drive signals, duty, burst degree information on how to set the extent to which (and one burst what pulses of the input clock, or the like to what extent the burst interval), the output power of PA8 by referring to the table registered in association, determined, providing a control signal to the information frequency control unit 106, Duty variable circuit 111, and the burst of the control unit 112. 周波数制御部106は、分周回路71に制御信号を与えて、発信周波数信号を分周させ、Duty可変回路111は、バイアス電圧制御部110からの指示信号により、分周回路7 Frequency control unit 106 supplies a control signal to the frequency divider 71, the oscillation frequency signal is frequency division, Duty variable circuit 111, the instruction signal from the bias voltage control unit 110, frequency divider 7
1から入力される分周信号のデューティを可変し、更に、バイアス電圧制御部110の制御によりバースト化制御部112がDuty可変回路111から入力される信号をバースト化して、DC−DCコンバータ66に駆動信号として与える。 By varying the duty cycle of the frequency division signal inputted from the 1, further a signal burst of the control unit 112 under the control of the bias voltage control unit 110 is input from the Duty variable circuit 111 to bursting, the DC-DC converter 66 give as a drive signal.

【0143】これにより、DC−DCコンバータ66 [0143] As a result, DC-DC converter 66
は、入力される駆動信号に従って、電源65から印加される電圧を当該電圧に変圧して、PAのバイアス電圧として与える。 It is according to the drive signal input, and a voltage applied from the power source 65 transforms to the voltage given as a bias voltage of the PA. この毛か、PA8の電力効率を最大にすることができると共に、周波数制御、Duty制御、バースト制御をうまく組み合わせることによって、DC−DCコンバータ66の出力電圧を高精度に制御することが可能となり、DC−DCコンバータ66の電力効率も向上させることができる。 Is this hair, it is possible to maximize the power efficiency of PA8, frequency control, Duty control, by skillfully combining a burst control, it is possible to control the output voltage of the DC-DC converter 66 with high precision, power efficiency of the DC-DC converter 66 can be improved. 従って、DC−DCコンバータ66 Therefore, DC-DC converter 66
とPA8を含む回路全体の電力効率を最適にすることができるので、端末の低消費電力化を達成し、発熱を抑えることができる。 If it is possible to optimize the power efficiency of the entire circuit including the PA8, to achieve low power consumption of the terminal, it is possible to suppress heat generation.

【0144】なお、上記実施形態の説明では、限られた制御手段の組み合わせのみを示したが、上記説明で示された、周波数制御、デューティ制御、バースト制御、D [0144] In the description of the above embodiment, although the only combination of limited control means indicated above description, the frequency control, the duty control, burst control, D
C−DCコンバータの不使用等は、相互に様々な形態で組み合わせ可能であり、本発明の実施形態を使用するものによって、適切に構成されるべきものである。 Unused etc. C-DC converter is combinable to each other through a variety of forms, by what using embodiments of the present invention, which should be properly configured. 従って、本発明は、これらの任意の組み合わせも含むものである。 Accordingly, the present invention also include any combination of these.

【0145】 [0145]

【発明の効果】本発明により、電力増幅器の電力効率を高精度かつ高安定に改善することができる。 According to the present invention, it is possible to improve the power efficiency of a power amplifier and a highly stable high accuracy. この結果、 As a result,
例えば、移動体端末に用いられた場合、通話時間等の連続使用時間を伸長させ、かつそのような使用時における発熱を最小限に抑制することができる。 For example, when used in the mobile terminal, to extend the continuous operation time of such talk time, and it is possible to minimize heat generation in such use.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】デューティに対するDC−DCコンバータの出力電圧の特性を示す図である。 1 is a diagram showing the characteristics of the DC-DC converter output voltage with respect to the duty.

【図2】本発明の第1の実施形態を示す構成図である。 2 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図3】圧電トランス形DC−DCコンバータの概略構成を示す図である。 3 is a diagram showing a schematic configuration of a piezoelectric transformer-type DC-DC converter.

【図4】TPC信号を用いることによるPA制御の流れを示すフローチャートである。 4 is a flowchart showing a flow of a PA control by using a TPC signal.

【図5】本発明の第2の実施形態を示す構成図である。 5 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.

【図6】第2の実施形態における動作を説明するフローチャートである。 6 is a flowchart for explaining the operation in the second embodiment.

【図7】本発明の第3の実施形態を示す構成図である。 7 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.

【図8】第3の実施形態における制御の流れを示すフローチャートである。 8 is a flowchart showing a flow of control in the third embodiment.

【図9】バイアス電圧制御部30に記憶されるテーブルの構成例を示した図である。 9 is a diagram showing a configuration example of a table stored in the bias voltage controller 30.

【図10】本発明の第4の実施形態を示す構成図である。 Is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention; FIG.

【図11】第4の実施形態の制御の流れを示すフローチャートである。 11 is a flowchart showing a flow of control in the fourth embodiment.

【図12】PA8の出力側の信号のスペクトルを示す図である。 12 is a diagram showing the spectrum of the output side of the signal PA8.

【図13】BEFの帯域特性を示す図である。 13 is a diagram showing a band characteristic of the BEF.

【図14】BEFによるフィルタリング後の信号のスペクトルを示す図である。 14 is a diagram showing the spectrum of the signal after filtering by BEF.

【図15】本発明の第5の実施形態の構成図である。 FIG. 15 is a configuration diagram of a fifth embodiment of the present invention.

【図16】本発明の第6の実施形態を示す構成図である。 16 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.

【図17】デューティの時間変化を示す図である。 FIG. 17 is a diagram showing the time change of duty.

【図18】バイアス電圧の時間変化を示す図である。 18 is a diagram showing the time variation of the bias voltage.

【図19】本発明の第7の実施形態を示す構成図である。 19 is a configuration diagram showing a seventh embodiment of the present invention.

【図20】本発明の第8の実施形態を示す構成図である。 FIG. 20 is a block diagram showing an eighth embodiment of the present invention.

【図21】第8の実施形態における動作を説明する図である。 21 is a diagram for explaining the operation in the eighth embodiment.

【図22】本発明の第9の実施形態を示す構成図である。 FIG. 22 is a block diagram showing a ninth embodiment of the present invention.

【図23】本発明の第10の実施形態を示す構成図である。 Figure 23 is a block diagram showing a tenth embodiment of the present invention.

【図24】第10の実施形態における動作の流れを示すフローチャートである。 24 is a flowchart showing a flow of operations in the tenth embodiment.

【図25】本発明の第11の実施形態を示す構成図である。 FIG. 25 is an eleventh diagram showing an embodiment of the present invention.

【図26】本発明の第12の実施形態を示す図である。 26 is a diagram showing a twelfth embodiment of the present invention.

【図27】PAの出力電圧に対するPCMコードの割り当て方法の例を説明する図である。 27 is a diagram for explaining an example of the allocation method of the PCM code to the output voltage of the PA.

【図28】本発明の第13の実施形態を説明する図(その1)である。 Diagram for explaining a thirteenth embodiment of the FIG. 28 the present invention (1).

【図29】本発明の第13の実施形態を説明する図(その2)である。 Diagram for explaining a thirteenth embodiment of the FIG. 29 the present invention (2).

【図30】本発明の第14の実施形態を説明する図である。 Figure 30 is a fourteenth diagram illustrating an embodiment of the present invention.

【図31】本発明の第15の実施形態を説明するブロック図である。 FIG. 31 is a block diagram illustrating a fifteenth embodiment of the present invention.

【図32】本発明の第16の実施形態を示す構成図である。 Figure 32 is a block diagram showing a sixteenth embodiment of the present invention.

【図33】本発明の第17の実施形態を示す構成図である。 33 is a block diagram showing a seventeenth embodiment of the present invention.

【図34】本発明の第18の実施形態を示す構成図である。 FIG. 34 is a block diagram showing the eighteenth embodiment of the present invention.

【図35】CDMA端末の構成例を示す図である。 35 is a diagram showing a configuration example of a CDMA terminal.

【図36】電力増幅器の出力電力対効率特性を示した図である。 36 is a diagram showing the output power versus efficiency characteristics of the power amplifier.

【図37】上記DC−DCコンバータを用いたPAの入出力バイアス電圧制御装置の概略構成図である。 FIG. 37 is a schematic diagram of the input and output bias voltage control apparatus for PA using the DC-DC converter.

【図38】圧電トランス等を用いたDC−DCコンバータの周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。 38 is a diagram showing a characteristic of the output voltage with respect to the frequency of the DC-DC converter using a piezoelectric transformer or the like.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1、56、70 TPC信号抽出部 2、20、30、40、53、68、80、105、1 1,56,70 TPC signal extracting section 2,20,30,40,53,68,80,105,1
10 バイアス電圧制御部 3、50 電源 4−1,4−2、51、67 DC−DCコンバータ 5−1,5−2、52、69、90−1,90−2、1 10 bias voltage controller 3,50 power 4-1,4-2,51,67 DC-DC converter 5-1,5-2,52,69,90-1,90-2,1
00−1,100−2、111 Duty可変回路 6−1,6−2、54、71 分周回路 7−1,7−2、86−1,86−2 バイアスティー 8、72 PA(電力増幅器) 10、12 コンデンサ 11 コイル 13 トランジスタ 14 圧電トランス 15 全波整流器 21、41、55、76 メモリ 22〜25、66 電圧/電流モニタ 31、35 カプラ 32,36 AGC増幅器 33,37 検波器 34,38 A/D変換器 42,43 BEF 57 変化抽出部 58 タイマ 59、65 主電源 60、106 周波数制御部 77 移動速度検出部 81 初期値メモリ 85−1,85−2 PCM回路 95−1,95−2、112 バースト化制御部 00-1,100-2,111 Duty variable circuit 6-1,6-2,54,71 frequency divider 7-1,7-2,86-1,86-2 bias tee 8,72 PA (power amplifier ) 10,12 capacitor 11 coil 13 the transistor 14 piezoelectric transformer 15 a full-wave rectifier 21,41,55,76 memory 22~25,66 voltage / current monitor 31 and 35 coupler 32, 36 AGC amplifier 33, 37 detector 34 and 38 A / D converter 42, 43 BEF 57 change extraction section 58 timer 59 and 65 Mains 60,106 frequency control unit 77 moving speed detector 81 an initial value memory 85-1 and 85-2 PCM circuit 95-1,95- 2,112 burst of the control unit

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡辺 保信 神奈川県川崎市中原区上小田中4丁目1番 1号 富士通株式会社内 (72)発明者 長谷川 剛 神奈川県川崎市中原区上小田中4丁目1番 1号 富士通株式会社内 (72)発明者 甲斐 学 神奈川県川崎市中原区上小田中4丁目1番 1号 富士通株式会社内 Fターム(参考) 5K060 BB05 CC04 CC11 HH06 LL01 5K067 AA03 BB04 CC10 DD13 EE02 EE10 EE22 GG08 GG09 ────────────────────────────────────────────────── ─── of the front page continued (72) inventor Yasunobu Watanabe Kanagawa Prefecture, Nakahara-ku, Kawasaki, Kamikodanaka 4 chome No. 1 Fujitsu within Co., Ltd. (72) inventor Hasegawa, Kanagawa Prefecture, Nakahara-ku, Kawasaki, Kamikodanaka 4-chome 1 Ban No. 1 Fujitsu within Co., Ltd. (72) inventor Manabu Kai Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Nakahara-ku, Kamikodanaka 4 chome No. 1 Fujitsu Limited in the F-term (reference) 5K060 BB05 CC04 CC11 HH06 LL01 5K067 AA03 BB04 CC10 DD13 EE02 EE10 EE22 GG08 GG09

Claims (29)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御装置であって、 前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するバイアス電圧生成手段と、 送信電力制御(TPC)信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が該算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御する制御手段と、を備えることを特徴とする増幅器の制御装置。 1. A power efficiency of the output power by the bias voltage is a control device for controlling an amplifier for changing a bias voltage generating means for applying an output voltage as a bias voltage to the amplifier, transmit power control (TPC ) to calculate the output power of the amplifier from the signal, and a control means for power efficiency in outputting the output power which the amplifier is issued the calculated controls the bias voltage generating means to maximize, that comprises control device for an amplifier according to claim.
  2. 【請求項2】前記バイアス電圧生成手段の出力する前記バイアス電圧の電圧値を可変制御する駆動信号を生成する駆動信号生成手段を更に備えることを特徴とする請求項1に記載の増幅器の制御装置。 2. A control apparatus for an amplifier according to claim 1, further comprising a driving signal generating means for generating a drive signal for variably controlling the voltage value of the bias voltage output by the said bias voltage generating means .
  3. 【請求項3】前記駆動信号生成手段は、前記駆動信号のデューティを可変することによって前記バイアス電圧の制御を行うことを特徴とする請求項2に記載の増幅器の制御装置。 Wherein said drive signal generating means, the control device of the amplifier according to claim 2, characterized in that for controlling the bias voltage by varying the duty cycle of the drive signal.
  4. 【請求項4】前記バイアス電圧生成手段の前後に設けられ、該バイアス電圧生成手段の入出力電圧値及び入出力電流値を測定する電圧/電流モニタ手段を更に備え、 前記制御手段は、該電圧/電流モニタ手段の測定値に基づき、前記バイアス電圧生成手段の電力効率を算出し、 Wherein provided on the front and rear of the bias voltage generating means further includes a voltage / current monitoring means for measuring the output voltage value and output current value of the bias voltage generating means, said control means, said voltage / based on the measured value of the current monitoring means calculates the power efficiency of the bias voltage generating means,
    与えられたTPC信号に対応して、前記増幅器及び該バイアス電圧生成手段の総電力効率が高効率となるように、前記バイアス電圧生成手段の出力するバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項2に記載の増幅器の制御装置。 Corresponding to the given TPC signal, claim total power efficiency of the amplifier and the bias voltage generating means so that a high efficiency, which is characterized by controlling the output bias voltage of the bias voltage generating means control device amplifier according to 2.
  5. 【請求項5】前記増幅器の入出力電力を測定する測定手段を更に備え、 前記制御手段は、該測定手段の測定結果と、前記電圧/ 5. further comprising a measuring means for measuring the output power of the amplifier, the control means, the measurement result of said measuring means, said voltage /
    電流モニタによって測定された前記バイアス電圧生成手段から出力されるバイアス電圧及びバイアス電流から前記増幅手段の歪み情報を算出し、該歪み情報を考慮して、前記バイアス生成手段の出力するバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項4に記載の増幅器の制御装置。 Calculating a distortion information of the amplifying means from the bias voltage and bias current outputted from said measured bias voltage generating means by the current monitor, consider the strained information, controls the output bias voltage of said bias generating means control device amplifier according to claim 4, characterized in that.
  6. 【請求項6】前記測定手段は、所定のチャネル帯域を通さない帯域除去フィルタを更に備え、該帯域除去フィルタによりチャネル帯域を除去して、前記増幅器の入出力信号の帯域外電力を測定し、 前記制御手段は、前記帯域外電力から得られる歪み情報と前記増幅手段のバイアス電圧及びバイアス電流から、 Wherein said measuring means further comprises a band elimination filter impervious to predetermined channel bandwidth, to remove the channel bandwidth by band-elimination filter, to measure the out-of-band power of the input and output signals of the amplifier, wherein, the bias voltage and bias current distortion information and the amplifying means obtained from the out-band power,
    前記増幅器の電力効率が向上し、かつ低歪みとなるように、前記バイアス電圧生成手段が出力するバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項5に記載の増幅器の制御装置。 It improves power efficiency of the amplifier, and as a low distortion, the control device of the amplifier according to claim 5, characterized in that to control the bias voltage output from the bias voltage generating means.
  7. 【請求項7】前記増幅器の立ち上がり及び電源投入時において、前記バイアス電圧生成手段の出力電圧の変動が相殺されるように、前記バイアス電圧生成手段の出力電圧を制御する第2の制御手段を更に備えることを特徴とする請求項2に記載の増幅器の制御装置。 7. The time of rising and power-on of the amplifier, as fluctuations in the output voltage of the bias voltage generating means is canceled, further a second control means for controlling the output voltage of the bias voltage generating means control device amplifier according to claim 2, characterized in that it comprises.
  8. 【請求項8】過渡的に増加する前記バイアス電圧生成手段の入力電圧/電流を測定する第2の測定手段を更に備え、 前記制御手段は、該第2の測定手段によって測定された入力電圧/電流値が一定値以上とならないように、前記バイアス電圧生成手段を制御することを特徴とする請求項7に記載の増幅器の制御装置。 8. further comprising a second measuring means for measuring the input voltage / current of the bias voltage generating means for transiently increases, the control means is measured by the second measuring means has an input voltage / as the current value does not become more than a predetermined value, the control device of the amplifier according to claim 7, wherein the controller controls the bias voltage generating means.
  9. 【請求項9】前記制御手段は、前記増幅器を搭載する端末の移動速度を測定し、該移動速度に応じて前記バイアス電圧生成手段の制御動作間隔を調整することを特徴とする請求項1に記載の増幅器の制御装置。 Wherein said control means, the moving speed of the terminal for mounting the amplifier is measured, in claim 1, wherein the adjusting the control operation interval of the bias voltage generating means in response to the moving speed control device amplifier according.
  10. 【請求項10】前記制御手段は、前記端末の受信信号からフェージング周波数を測定することにより、該端末の移動速度を測定し、それに応じて前記バイアス電圧生成手段の制御動作間隔を調整し、該フェージング周波数が一定値以下となった場合、該端末が停止したと判断し、 Wherein said control means, by measuring the fading frequency from the received signal of the terminal, to measure the moving speed of the terminal, and adjusting the control operation interval of the bias voltage generating means in response thereto, the If the fading frequency is equal to or less than the predetermined value, it determines that the terminal is stopped,
    前記バイアス電圧生成手段の制御を停止して現状態を維持し、 また、必要に応じて前記制御手段の電源供給も停止することを特徴とする請求項9に記載の増幅器の制御装置。 The bias voltage to maintain the current state by stopping the control of the generation means, the control device of the amplifier according to claim 9, characterized in that the stop also the power supply of the control means as required.
  11. 【請求項11】前記制御手段は、前記増幅器の出力電力に対して、該増幅器の電力効率が最大となるよう制御する際に、予め記憶された該増幅器の制御情報の初期値を読み出し、該増幅器の制御開始時は該初期値を用いて前記バイアス電圧生成手段の出力電圧を制御し、その後、 Wherein said control means, the output power of the amplifier, when the power efficiency of the amplifier is controlled to be maximum, reads in advance the initial values ​​of the control information stored said amplifier, said control starting amplifier controls the output voltage of the bias voltage generating means by using the initial value, thereafter,
    該バイアス電圧生成手段の実際の入出力電圧、入出力電流及び該増幅器の実際の入出力電圧を測定して該増幅器の電力効率を算定し、両者の電力効率を考慮した総合的な電力効率が最大となるように、前記バイアス電圧生成手段を制御することを特徴とする請求項1に記載の増幅器の制御装置。 The actual output voltage of the bias voltage generating means, to measure the actual output voltage of the output current and the amplifier and calculate the power efficiency of the amplifier, the overall power efficiency in consideration of both the power efficiency so as to maximize the control device of the amplifier according to claim 1, wherein the controller controls the bias voltage generating means.
  12. 【請求項12】前記初期値を用いた場合の前記増幅器の電力効率と、前記バイアス電圧生成手段の出力電圧、出力電流及び前記増幅器の入出力電力の実測値から得られた前記増幅器の電力効率とを比較し、該実測値から得られた電力効率の方が高い場合は、該実測値を用いて該初期値を更新することを特徴とする請求項11に記載の増幅器の制御装置。 12. A power efficiency of the amplifier in the case of using the initial value, the bias voltage output voltage of the generator, the output current and power efficiency of the amplifier obtained from the measured values ​​of the input and output power of the amplifier DOO compare, if better power efficiency obtained from the measured value is high, the control device of the amplifier according to claim 11, wherein the updating the initial value by using the measured values.
  13. 【請求項13】前記駆動信号生成手段は、前記バイアス電圧生成手段の入力電圧と出力電圧との相関関係が非線形の場合、該バイアス電圧生成手段の入出力電圧特性に対応してコードを割り当てられたPCM信号を用いて、 Wherein said drive signal generating means, when correlation between the input voltage and the output voltage of the bias voltage generating means is non-linear, assigned codes corresponding to the input-output voltage characteristic of the bias voltage generating means was PCM signal using,
    前記駆動信号を生成することを特徴とする請求項2に記載の増幅器の制御装置。 Control device amplifier according to claim 2, characterized in that to generate the drive signal.
  14. 【請求項14】前記バイアス電圧制御手段の使用、不使用を切り替えるスイッチを更に備え、 前記制御手段は、前記バイアス電圧制御手段を用いない方が装置全体の電力効率が良い場合には、前記バイアス電圧制御手段を使用しないように、該スイッチを切り替え制御することを特徴とする請求項1に記載の増幅器の制御装置。 14. Use of the bias voltage control means further comprises a switch for switching the non-use, the control unit, when those who do not use the bias voltage control means better power efficiency of the entire device, the bias to not use the voltage control means, the control device of the amplifier according to claim 1, characterized in that to control switching of the switch.
  15. 【請求項15】前記駆動信号生成手段は、前記バイアス電圧制御手段に出力する駆動信号をバースト状に変化させることによって、前記バイアス電圧制御手段の出力の実効電圧を変化させ、前記増幅器の電力効率が向上するように制御することを特徴とする請求項2に記載の増幅器の制御装置。 15. The driving signal generating means, said bias by changing the burst drive signal to be output to the voltage control means to vary the effective voltage of the output of said bias voltage control means, the power efficiency of the amplifier There control device amplifier according to claim 2, wherein the controller controls so as to increase.
  16. 【請求項16】前記駆動信号生成手段は、前記バイアス電圧制御手段に出力する駆動信号の周波数を制御することによって、前記増幅器の出力の実効電圧を変化させ、 16. The driving signal generating means by controlling the frequency of the drive signal to be output to the bias voltage control means to vary the effective voltage of the output of said amplifier,
    前記増幅器の電力効率が向上するように制御することを特徴とする請求項1に記載の増幅器の制御装置。 Control device amplifier according to claim 1, wherein the controller controls so that the power efficiency of the amplifier is improved.
  17. 【請求項17】バイアス電圧によって出力電力の電力効率が変化する増幅器を制御する制御方法であって、 (a)前記増幅器に対して出力電圧をバイアス電圧として印加するステップと、 (b)送信電力制御(TPC)信号から該増幅器の出力電力を算出し、該増幅器が害算出された出力電力を出力する際の電力効率が最大になるように該バイアス電圧生成手段を制御するステップと、を備えることを特徴とする増幅器の制御方法。 17. A control method for controlling an amplifier power efficiency of the output power by the bias voltage is changed, and applying the output voltage as a bias voltage to (a) the amplifier, (b) transmit power comprises calculating the output power of the amplifier from the control (TPC) signal; power efficiency in outputting the output power which the amplifier is calculated harm controlling the bias voltage generating means to maximize the method of controlling an amplifier, characterized in that.
  18. 【請求項18】前記ステップ(b)で出力する前記バイアス電圧の電圧値を可変制御する駆動信号を生成するステップを更に備えることを特徴とする請求項17に記載の増幅器の制御方法。 18. A control method of an amplifier according to claim 17, characterized in that it comprises further the step of generating a drive signal for variably controlling the voltage value of the bias voltage output by the step (b).
  19. 【請求項19】前記バイアス電圧の制御は駆動信号のデューティを可変することによって行うことを特徴とする請求項18に記載の増幅器の制御方法。 19. The control of the bias voltage control method of an amplifier according to claim 18, characterized in that by varying the duty of the drive signal.
  20. 【請求項20】前記増幅器の立ち上がり及び電源投入時において、前記バイアス電圧の出力電圧の変動が相殺されるように、前記バイアス電圧の出力電圧を制御するステップを更に備えることを特徴とする請求項18に記載の増幅器の制御方法。 20. During the rise and power-on of the amplifier, so that variation in the output voltage of the bias voltage is canceled out, claims and further comprising the step of controlling the output voltage of the bias voltage the method of amplifier according to 18.
  21. 【請求項21】(c)過渡的に増加する前記バイアス電圧生成手段の入力電圧/電流を測定するステップを更に備え、 前記ステップ(b)は、前記ステップ(c)によって測定された入力電圧/電流値が一定値以上とならないように、前記バイアス電圧生成手段を制御することを特徴とする請求項20に記載の増幅器の制御方法。 21. further comprising the step of measuring the input voltage / current of the bias voltage generating means for increasing (c) transiently, wherein step (b), the measured at step (c) Input Voltage / as the current value does not become more than a predetermined value, the control method of an amplifier according to claim 20, wherein the controller controls the bias voltage generating means.
  22. 【請求項22】前記ステップ(b)は、前記増幅器を搭載する端末の移動速度を測定し、該移動速度に応じて前記バイアス電圧の制御動作間隔を調整することを特徴とする請求項17に記載の増幅器の制御方法。 22. wherein step (b) in claim 17, the moving speed of the terminal for mounting the amplifier is measured, and adjusting the control operation interval of the bias voltage in accordance with the moving speed the control method according to the amplifier.
  23. 【請求項23】前記ステップ(b)は、前記端末の受信信号からフェージング周波数を測定することにより、該端末の移動速度を測定し、それに応じて前記バイアス電圧の制御動作間隔を調整し、該フェージング周波数が一定値以下となった場合、該端末が停止したと判断し、前記バイアス電圧の制御を停止して現状態を維持し、 また、必要に応じて前記ステップ(b)の処理も停止することを特徴とする請求項22に記載の増幅器の制御方法。 23. wherein step (b), by measuring the fading frequency from the received signal of the terminal, to measure the moving speed of the terminal, and adjusting the control operation interval of said bias voltage in response thereto, the If the fading frequency is equal to or less than the predetermined value, it determines that the terminal has stopped, to maintain the present state by stopping the control of the bias voltage, also stop processing of the optionally step (b) the method of amplifier of claim 22, characterized in that the.
  24. 【請求項24】前記ステップ(b)は、前記増幅器の出力電力に対して、該増幅器の電力効率が最大となるよう制御する際に、予め記憶された該増幅器の制御情報の初期値を読み出し、該増幅器の制御開始時は該初期値を用いて前記バイアス電圧の出力電圧を制御し、その後、該バイアス電圧の実際の入出力電圧、入出力電流及び該増幅器の実際の入出力電圧を測定して該増幅器の電力効率を算定し、両者の電力効率を考慮した総合的な電力効率が最大となるように、前記バイアス電圧を制御することを特徴とする請求項17に記載の増幅器の制御方法。 24. wherein step (b), the output power of the amplifier, when the power efficiency of the amplifier is controlled to be maximum, reads in advance the initial values ​​of the control information stored said amplifier control start of the amplifier controls the output voltage of the bias voltage by using the initial value, then the actual output voltage of the bias voltage, the actual output voltage of the output current and the amplifier measurement and then calculate the power efficiency of the amplifier, so the overall power efficiency in consideration of both the power efficiency is maximum, the control of the amplifier according to claim 17, wherein the controller controls the bias voltage Method.
  25. 【請求項25】前記初期値を用いた場合の前記増幅器の電力効率と、前記バイアス電圧の出力電圧、出力電流及び前記増幅器の入出力電力の実測値から得られた前記増幅器の電力効率とを比較し、該実測値から得られた電力効率の方が高い場合は、該実測値を用いて該初期値を更新することを特徴とする請求項23に記載の増幅器の制御方法。 And power efficiency of the amplifier in the case where 25. Using the initial value, the output voltage of the bias voltage, the output current and the amplifier obtained from the measured values ​​of the input and output power of the amplifier and power efficiency comparison, if better power efficiency obtained from the measured value is high, a control method of an amplifier according to claim 23, wherein the updating the initial value by using the measured values.
  26. 【請求項26】前記バイアス電圧生成手段の入力電圧と出力電圧との相関関係が非線形の場合、該バイアス電圧生成手段の入出力電圧特性に対応してコードを割り当てられたPCM信号を用いて、前記駆動信号を生成することを特徴とする請求項18に記載の増幅器の制御方法。 26. If the correlation relationship between the input voltage and the output voltage of the bias voltage generating means is non-linear, using the PCM signal assigned a code corresponding to the input-output voltage characteristic of the bias voltage generating means, the method of amplifier according to claim 18, characterized in that to generate the drive signal.
  27. 【請求項27】前記ステップ(b)は、前記バイアス電圧制御を行わない方が装置全体の電力効率が良い場合には、前記バイアス電圧制御を行わないことようにすることを特徴とする請求項17に記載の増幅器の制御方法。 27. The method of claim 26, wherein step (b), if those who do not perform the bias voltage control is better power efficiency of the entire apparatus, claims, characterized in that to make possible not to perform the bias voltage control the method of an amplifier according to 17.
  28. 【請求項28】前記ステップ(b)は、前記バイアス電圧制御に使用する駆動信号をバースト状に変化させることによって、前記バイアス電圧の出力の実効電圧を変化させ、前記増幅器の電力効率が向上するように制御することを特徴とする請求項18に記載の増幅器の制御方法。 28. wherein step (b), by changing the driving signal to be used for the bias voltage control bursty, to change the effective voltage of the output of the bias voltage, the power efficiency of the amplifier is improved the method of amplifier of claim 18, wherein the controller controls so.
  29. 【請求項29】前記バイアス電圧制御のために出力する駆動信号の周波数を制御することによって、前記増幅器の出力の実効電圧を変化させ、前記増幅器の電力効率が向上するように制御することを特徴とする請求項17に記載の増幅器の制御方法。 29. By controlling the frequency of the drive signal to be output to the bias voltage control, characterized in that by changing the effective voltage of the output of the amplifier is controlled so that power efficiency of the amplifier is improved the method of the amplifier according to claim 17,.
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