JP2000217386A - Position sensorless motor controller - Google Patents

Position sensorless motor controller

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JP2000217386A
JP2000217386A JP11327976A JP32797699A JP2000217386A JP 2000217386 A JP2000217386 A JP 2000217386A JP 11327976 A JP11327976 A JP 11327976A JP 32797699 A JP32797699 A JP 32797699A JP 2000217386 A JP2000217386 A JP 2000217386A
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JP
Japan
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voltage pulse
current
value
change amount
axis
Prior art date
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JP11327976A
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Japanese (ja)
Inventor
Tomokuni Iijima
友邦 飯島
Kazunari Narasaki
和成 楢崎
Toru Tazawa
徹 田澤
Yukinori Maruyama
幸紀 丸山
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Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Publication date
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control a motor efficiently by generating a reference value of current variation based on a current or a current command value being fed through a stator winding thereby generating an estimation angle of a rotor accurately. SOLUTION: In a controller comprising a microcomputer 8 for controlling a brushless motor 5, a sensorless control section 30 starts a voltage pulse generating section 31 every set time and delivers a d-axis voltage pulse vd* and a q-axis voltage pulse vq* to the voltage command value generating section 13 in a current control section 10. A variation generating section 41 generates a d-axis voltage variation Δid and a q-axis voltage variation Δiq. In order to eliminate the effect of magnetic saturation due to increase of a current command value ia, a shift generating section 42 generates a shift eθ using a reference value of current variation generated based on the current command value ia. Subsequently, a lead generating section 43 generates a lead Δθ and delivers it to an estimation angle generating section 16 and also inputs it to a speed generating section 44 thus generating a speed value ω of the rotor 3.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、位置センサを用い
ずに、ロータの角度を推定し、モータを回転駆動する位
置センサレスモータ制御装置に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a position sensorless motor control device for estimating the angle of a rotor without using a position sensor and rotating and driving a motor.

【0002】[0002]

【従来の技術】機械的な転流機構を持たないブラシレス
モータはロータの回転角度に基づき電気的に転流する必
要がある。
2. Description of the Related Art A brushless motor having no mechanical commutation mechanism needs to commutate electrically based on the rotation angle of a rotor.

【0003】従来のモータ制御装置は、ブラシレスモー
タに取り付けられたホール素子、レゾルバ、あるいは光
エンコーダなどの位置センサを用いてロータの回転角度
の情報を得ていた。そのため、この位置センサの分だけ
コストが上昇し、ブラシレスモータの体格も大きくなっ
ていた。
A conventional motor control device obtains information on the rotation angle of a rotor using a position sensor such as a Hall element, a resolver, or an optical encoder attached to a brushless motor. For this reason, the cost has increased due to the position sensor, and the size of the brushless motor has also increased.

【0004】この位置センサをなくし、コストを低く
し、体格を小さくすることを実現する従来の位置センサ
レスモータ制御装置が、電気学会研究会資料半導体電力
変換研究会SPC−97−7、pp.37−42に記載
されている。この従来の位置センサレスモータ制御装置
は、回転座標系であるdq軸上で表されるd軸にパルス
電圧を印加し、このパルス電圧により生じるステータ巻
線の電流変化量を検知する。次に、この電流変化量をd
q軸上に座標変換し、d軸電流変化量とq軸電流変化量
を求める。そして、これらのd軸電流変化量とq軸電流
変化量とに基づきロータの推定角度を作成し、この推定
角度に基づきモータを制御する。
A conventional position sensorless motor control device which eliminates the position sensor, lowers the cost, and realizes a smaller physique is known from the Institute of Electrical Engineers of Japan, SPC-97-7, SPC-97-7, p. 37-42. This conventional position sensorless motor control device applies a pulse voltage to a d-axis represented on a dq-axis which is a rotating coordinate system, and detects a current change amount of a stator winding caused by the pulse voltage. Next, this current change amount is expressed as d
The coordinate transformation is performed on the q-axis, and the d-axis current change amount and the q-axis current change amount are obtained. Then, an estimated rotor angle is created based on the d-axis current change amount and the q-axis current change amount, and the motor is controlled based on the estimated angle.

【0005】[0005]

【発明が解決しようとする課題】ステータ巻線に流す電
流の位相を制御することで、ブラシレスモータを高効率
に制御できる。例えば、永久磁石をロータの表面に配置
した表面磁石型モータにおいて、ステータ巻線に流す電
流の位相と永久磁石が発生する磁束による誘起電圧の位
相とを一致させることで、高効率に制御できる。また、
永久磁石をロータの内部に埋め込んだ埋込磁石型モータ
において、ステータ巻線に流す電流の位相を永久磁石が
発生する磁束による誘起電圧の位相よりも若干進めるこ
とで、高効率に制御できる。
The brushless motor can be controlled with high efficiency by controlling the phase of the current flowing through the stator winding. For example, in a surface magnet type motor in which a permanent magnet is arranged on the surface of a rotor, high-efficiency control can be performed by matching the phase of the current flowing through the stator winding with the phase of the induced voltage due to the magnetic flux generated by the permanent magnet. Also,
In an embedded magnet type motor in which a permanent magnet is embedded in a rotor, high efficiency control can be achieved by slightly advancing the phase of the current flowing through the stator windings relative to the phase of the induced voltage due to the magnetic flux generated by the permanent magnet.

【0006】しかし、従来の位置センサレスモータ制御
装置は、磁束の飽和の影響が考慮されていないため、ス
テータ巻線に流れる電流が大きくなったとき、推定角度
の精度が悪くなる。すると、上記のような最適な位相で
ステータ巻線に電流を流すことができず、効率が悪くな
るという問題点があった。
However, the conventional position sensorless motor control device does not consider the effect of magnetic flux saturation, so that when the current flowing through the stator winding increases, the accuracy of the estimated angle deteriorates. Then, there is a problem that the current cannot flow through the stator windings at the above-described optimum phase, and the efficiency is deteriorated.

【0007】また、従来の位置センサレスモータ制御装
置は、突極性を有するモータ(埋込磁石型モータや永久
磁石を持たないシンクロナスリラクタンスモータなど)
を制御するものであった。そのため、表面磁石型モータ
のような突極性を持たないモータを制御することができ
なかった。
[0007] A conventional position sensorless motor control apparatus uses a motor having saliency (such as an embedded magnet type motor or a synchronous reluctance motor having no permanent magnet).
Was to be controlled. Therefore, a motor having no saliency such as a surface magnet type motor cannot be controlled.

【0008】本発明は、上記の問題点を解決するもので
あり、ステータ巻線に流れる電流が大きくても効率のよ
い突極性を有するモータの制御を実現する位置センサレ
スモータ制御装置を提供することを目的とする。
An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to provide a position sensorless motor control device that realizes efficient control of a motor having saliency even when a large amount of current flows through a stator winding. With the goal.

【0009】また、本発明は、突極性のない表面磁石型
ブラシレスモータの制御を実現する位置センサレスモー
タ制御装置を提供することを目的とする。
Another object of the present invention is to provide a position sensorless motor control device which realizes control of a surface magnet type brushless motor having no saliency.

【0010】[0010]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の位置センサレスモータ制御装置は、モー
タのステータ巻線に印加する電圧パルスを示す電圧パル
ス値を作成する電圧パルス値作成手段と、前記電圧パル
スにより生じる前記ステータ巻線の電流変化量を測定す
る電流変化量測定手段と、前記電流変化量の基準値を作
成する基準値作成手段と、前記電流変化量と前記基準値
とに基づき前記モータのロータの推定角度を作成する推
定角度作成手段と、前記推定角度に基づき前記ステータ
巻線に流れる電流を制御する電流制御手段とを具備する
位置センサレスモータ制御装置において、前記基準値作
成手段は、前記ステータ巻線に流れる電流あるいは前記
ステータ巻線に流す電流指令値に基づき前記基準値を作
成する。
In order to achieve the above object, a position sensorless motor control device according to the present invention provides a voltage pulse value generator for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of a motor. Means, current change amount measuring means for measuring the current change amount of the stator winding caused by the voltage pulse, reference value creating means for creating a reference value of the current change amount, the current change amount and the reference value A position sensorless motor control device comprising: an estimated angle creating unit that creates an estimated angle of the rotor of the motor based on the current; and a current control unit that controls a current that flows through the stator winding based on the estimated angle. The value creating means creates the reference value based on a current flowing through the stator winding or a current command value flowing through the stator winding.

【0011】この構成により、精度よく推定角度を作成
することで、効率よくモータを制御する位置センサレス
モータ制御装置を実現する。
With this configuration, a position sensorless motor control device that efficiently controls a motor by realizing an estimated angle with high accuracy is realized.

【0012】また、本発明の位置センサレスモータ制御
装置は、モータのステータ巻線に印加する電圧パルスを
示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手段と、
前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、前記電流変化量
の基準値を作成する基準値作成手段と、前記電流変化量
と前記基準値とに基づき前記モータのロータの推定角度
を作成する推定角度作成手段と、前記推定角度に基づき
前記ステータ巻線に流れる電流を制御する電流制御手段
とを具備する位置センサレスモータ制御装置において、
前記電圧パルス値作成手段は、前記ステータ巻線に流れ
る電流あるいは前記ステータ巻線に流す電流指令値に基
づき前記電圧パルス値を作成する。
Further, the position sensorless motor control device of the present invention includes a voltage pulse value generating means for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of the motor;
Current change measuring means for measuring the current change of the stator winding caused by the voltage pulse, reference value creating means for creating a reference value of the current change, and based on the current change and the reference value. A position sensorless motor control device including: an estimated angle creating unit that creates an estimated angle of the rotor of the motor; and a current control unit that controls a current that flows through the stator winding based on the estimated angle.
The voltage pulse value creating means creates the voltage pulse value based on a current flowing through the stator winding or a current command value flowing through the stator winding.

【0013】この構成により、精度よく推定角度を作成
することで、効率よくモータを制御する位置センサレス
モータ制御装置を実現する。また、パルス電圧を印加し
たときにステータ巻線に流れる電流を小さく抑えること
で、高い電流耐量の駆動素子を必要としない低コストな
位置センサレスモータ制御装置を実現する。
With this configuration, a position sensorless motor control device that efficiently controls a motor by realizing an estimated angle with high accuracy is realized. In addition, by suppressing the current flowing through the stator winding when a pulse voltage is applied, a low-cost position sensorless motor control device that does not require a driving element having a high current tolerance is realized.

【0014】また、本発明の位置センサレスモータ制御
装置は、モータのステータ巻線に印加する電圧パルスを
示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手段と、
前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、前記電流変化量
の基準値を作成する基準値作成手段と、前記電流変化量
と前記基準値とに基づき前記モータのロータの推定角度
を作成する推定角度作成手段と、前記推定角度に基づき
前記ステータ巻線に流れる電流を制御する電流制御手段
とを具備する位置センサレスモータ制御装置において、
前記推定角度作成手段は、前記電流変化量と前記基準値
との差が零に収斂するように前記推定角度を作成する。
Further, the position sensorless motor control device of the present invention comprises a voltage pulse value generating means for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of the motor;
Current change measuring means for measuring the current change of the stator winding caused by the voltage pulse, reference value creating means for creating a reference value of the current change, and based on the current change and the reference value. A position sensorless motor control device including: an estimated angle creating unit that creates an estimated angle of the rotor of the motor; and a current control unit that controls a current that flows through the stator winding based on the estimated angle.
The estimated angle creating means creates the estimated angle such that a difference between the current change amount and the reference value converges to zero.

【0015】この構成により、簡単な演算で推定角度を
作成する位置センサレスモータ制御装置を実現する。ま
た、徐々に推定角度を補正することで、ノイズの影響を
受けにくい位置センサレスモータ制御装置を実現する。
With this configuration, a position sensorless motor control device that creates an estimated angle by a simple calculation is realized. Further, by gradually correcting the estimated angle, a position sensorless motor control device that is less affected by noise is realized.

【0016】また、本発明の位置センサレスモータ制御
装置は、モータのステータ巻線に印加する電圧パルスを
示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手段と、
前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、前記電流変化量
に基づき前記モータのロータの推定角度を作成する推定
角度作成手段と、前記推定角度に基づき前記ステータ巻
線に流れる電流を制御する電流制御手段とを具備する位
置センサレスモータ制御装置において、前記電圧パルス
値作成手段は、前記電圧パルスにより流れる電流が発生
する磁束の位置を、前記ロータに配置された永久磁石が
発生する磁束の位置から前記ステータ巻線に流れる電流
により発生する磁束の位置への向きにずらすように、前
記電圧パルス値を作成する。
Further, the position sensorless motor control device of the present invention comprises a voltage pulse value generating means for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of the motor;
A current change amount measuring means for measuring a current change amount of the stator winding caused by the voltage pulse; an estimated angle creating means for creating an estimated angle of the motor rotor based on the current change amount; and In a position sensorless motor control device comprising: current control means for controlling a current flowing through the stator winding, the voltage pulse value creating means arranges, on the rotor, a position of a magnetic flux generated by a current flowing by the voltage pulse. The voltage pulse value is created so as to be shifted from the position of the magnetic flux generated by the generated permanent magnet to the position of the magnetic flux generated by the current flowing through the stator winding.

【0017】この構成により、磁束の飽和を利用するこ
とで、表面磁石型モータを制御する位置センサレスモー
タ制御装置を実現する。
With this configuration, a position sensorless motor control device for controlling a surface magnet type motor is realized by utilizing saturation of magnetic flux.

【0018】[0018]

【発明の実施の形態】以下、本発明の位置センサレスモ
ータ制御装置の一実施の形態である具体的な実施例につ
いて添付の図面を参照して説明する。
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a perspective view of a position sensorless motor control device according to an embodiment of the present invention.

【0019】《実施例1》以下、本発明の実施例1であ
る位置センサレスモータ制御装置について説明する。実
施例1の位置センサレスモータ制御装置は、埋込磁石型
モータ(IPM:Interior Permanen
t Magnet motor)を制御するものであ
り、ステータ巻線に流れる電流が大きくても効率のよい
制御を実現するものである。
Embodiment 1 Hereinafter, a position sensorless motor control device according to Embodiment 1 of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the first embodiment includes an interior magnet type motor (IPM: Interior Permanen).
t Magnet motor), and realizes efficient control even when the current flowing through the stator winding is large.

【0020】まず、本発明の実施例1の位置センサレス
モータ制御装置の構成について説明する。
First, the configuration of the position sensorless motor control device according to the first embodiment of the present invention will be described.

【0021】図1は、実施例1における位置センサレス
モータ制御装置の構成を示すブロック図である。ブラシ
レスモータ5は、ステータ電流が流れるステータ巻線1
u、1v、1wが巻回されたステータ(図示せず)と、
このステータ(図示せず)に対向し近接し回転自在に配
置されたロータ3とが設けられている。ここで、ステー
タ巻線1u、1v、1wはスター結線(各ステータ巻線
1u、1v、1wの片端が1点で接続される結線)され
ている。このロータ3の内部には永久磁石4が配置さ
れ、ステータ電流により生成される磁束とこの永久磁石
4による磁束との相互作用によりロータ3が回転する。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the position sensorless motor control device according to the first embodiment. The brushless motor 5 includes a stator winding 1 through which a stator current flows.
u, 1v, 1w wound stator (not shown);
A rotor 3 is provided so as to be opposed to and close to the stator (not shown) so as to be freely rotatable. Here, the stator windings 1u, 1v, 1w are star-connected (connection in which one end of each stator winding 1u, 1v, 1w is connected at one point). A permanent magnet 4 is arranged inside the rotor 3, and the rotor 3 rotates by the interaction between the magnetic flux generated by the stator current and the magnetic flux generated by the permanent magnet 4.

【0022】実施例1の位置センサレスモータ制御装置
は、マイコン8と、ステータ巻線1u、1vに流れる電
流を検知しアナログu相電流値iua、アナログv相電
流値ivaをマイコン8に出力する電流センサ6u、6
vと、マイコン8から出力されるスイッチング指令信号
guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwlを入
力しステータ巻線1u、1v、1wに印加する電圧を制
御する駆動部7とから構成される。
The position sensorless motor control device of the first embodiment detects a current flowing through the microcomputer 8 and the stator windings 1u and 1v, and outputs an analog u-phase current value iua and an analog v-phase current value iva to the microcomputer 8. Sensor 6u, 6
and a drive unit 7 that receives switching command signals guh, gul, gvh, gvl, gwh, and gwl output from the microcomputer 8 and controls a voltage applied to the stator windings 1u, 1v, and 1w.

【0023】マイコン8は、電流を制御する電流制御部
10と、速度を制御する速度制御部20と、位置センサ
レスに関する制御を行うセンサレス制御部30とから構
成される。
The microcomputer 8 includes a current control unit 10 for controlling a current, a speed control unit 20 for controlling a speed, and a sensorless control unit 30 for performing control related to position sensorless.

【0024】電流制御部10は、アナログ値であるアナ
ログu相電流値iua、アナログv相電流値ivaをそ
れぞれデジタル値であるu相電流値iu、v相電流値i
vに変換するアナログ・デジタル変換器(ADC:An
alog DigitalConverter)11
u、11vと、u相電流値iuとv相電流値ivと推定
角度θとを入力しd軸電流値idとq軸電流値iqとを
出力する三相二相変換部12と、d軸電流値idとq軸
電流値iqとd軸電流指令値id*とq軸電流指令値i
q*とd軸電圧パルス値vd*’とq軸電圧パルス値v
q*’とを入力しd軸電圧指令値vd*とq軸電圧指令
値vq*とを出力する電圧指令値作成部13と、d軸電
圧指令値vd*とq軸電圧指令値vq*と推定角度θと
を入力しu相電圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*
とw相電圧指令値vw*とを出力する二相三相変換部1
4と、u相電圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*と
w相電圧指令値vw*とを入力しスイッチング指令信号
guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwlを出
力するPWM制御器15と、進み量Δθを入力し推定角
度θを出力する推定角度作成部16とから構成される。
The current control unit 10 converts the analog u-phase current value iua and the analog v-phase current value iva into analog u-phase current value iu and v-phase current value i
analog-to-digital converter (ADC: An)
alog DigitalConverter) 11
u, 11v, a u-phase current value iu, a v-phase current value iv, and an estimated angle θ, and output a d-axis current value id and a q-axis current value iq, and a d-axis Current value id, q-axis current value iq, d-axis current command value id *, and q-axis current command value i
q *, d-axis voltage pulse value vd * 'and q-axis voltage pulse value v
q * ′, and outputs a d-axis voltage command value vd * and a q-axis voltage command value vq *, a d-axis voltage command value vd *, and a q-axis voltage command value vq *. The estimated angle θ is input, and the u-phase voltage command value vu * and the v-phase voltage command value vv *
And three-phase conversion unit 1 that outputs a w-phase voltage command value vw *
4, a PWM controller that inputs a u-phase voltage command value vu *, a v-phase voltage command value vv *, and a w-phase voltage command value vw *, and outputs switching command signals guh, gul, gvh, gvl, gwh, and gwl. 15 and an estimated angle creation unit 16 that inputs the advance amount Δθ and outputs the estimated angle θ.

【0025】速度制御部20は、アナログ値であるアナ
ログ速度指令値ω*aをデジタル値である速度指令値ω
*に変換するADC21と、速度指令値ω*と速度ωと
を入力しトルク指令値T*を出力するトルク指令値作成
部22と、トルク指令値T*を入力しd軸電流指令値i
d*とq軸電流指令値iq*と電流指令値iaとを出力
する電流指令値作成部23とから構成される。
The speed control unit 20 converts the analog speed command value ω * a, which is an analog value, into the digital speed command value ω * a.
*, An ADC 21 for inputting the speed command value ω * and the speed ω and outputting a torque command value T *, and a d-axis current command value i for inputting the torque command value T *.
The current command value generator 23 outputs d *, q-axis current command values iq *, and current command values ia.

【0026】センサレス制御部30は、d軸電圧パルス
値vd*’とq軸電圧パルス値vq*’とを出力する電
圧パルス値作成部31と、u相電流値iuとv相電流値
ivとを入力し変化前u相電流値iu0と変化前v相電
流値iv0とを出力する電流値保存部32と、変化前u
相電流値iu0と変化前v相電流値iv0とu相電流値
iuとv相電流値ivと電流指令値iaと推定角度θと
を入力し進み量Δθと速度ωとを出力するセンサレス演
算部40とから構成される。
The sensorless controller 30 includes a voltage pulse generator 31 for outputting a d-axis voltage pulse value vd * 'and a q-axis voltage pulse value vq *', a u-phase current value iu, a v-phase current value iv, And a current value storage unit 32 that outputs a pre-change u-phase current value iu0 and a pre-change v-phase current value iv0,
A sensorless calculation unit that inputs a phase current value iu0, a pre-change v-phase current value iv0, a u-phase current value iu, a v-phase current value iv, a current command value ia, and an estimated angle θ, and outputs a lead amount Δθ and a speed ω. 40.

【0027】センサレス演算部40は、変化前u相電流
値iu0と変化前v相電流値iv0とu相電流値iuと
v相電流値ivと推定角度θとを入力しd軸電流変化量
Δidとq軸電流変化量Δiqとを出力する変化量作成
部41と、d軸電流変化量Δidとq軸電流変化量Δi
qと電流指令値iaとを入力しずれ量eθを出力するず
れ量作成部42と、ずれ量eθを入力し進み量Δθを作
成する進み量作成部43と、進み量Δθを入力し速度ω
を出力する速度作成部44とから構成される。
The sensorless calculation unit 40 receives the pre-change u-phase current value iu0, the pre-change v-phase current value iv0, the u-phase current value iu, the v-phase current value iv, and the estimated angle θ, and receives the d-axis current change amount Δid And a change amount creating unit 41 that outputs a q-axis current change amount Δiq, a d-axis current change amount Δid, and a q-axis current change amount Δi.
q and the current command value ia, and outputs a shift amount eθ; a shift amount generating unit 43 that inputs a shift amount eθ to generate a lead amount Δθ;
And a speed generating unit 44 that outputs

【0028】図2は、実施例1における駆動部7の構成
を示すブロック図である。駆動部7は、電源71と、コ
レクタが電源71の正極に接続されエミッタがステータ
巻線1u、1v、1wにそれぞれ接続された上側IGB
T73u、73v、73wと、上側IGBT73u、7
3v、73wにそれぞれ逆並列接続された上側ダイオー
ド74u、74v、74wと、コレクタがステータ巻線
1u、1v、1wにそれぞれ接続されエミッタが電源7
1の負極に接続された下側IGBT75u、75v、7
5wと、下側IGBT75u、75v、75wにそれぞ
れ逆並列接続された下側ダイオード76u、76v、7
6wと、スイッチング指令信号guh、gul、gv
h、gvl、gwh、gwlに基づきそれぞれ上側IG
BT73u、73v、73wのゲート電圧と下側IGB
T75u、75v、75wのゲート電圧とを制御するプ
リドライブ器77とから構成される。
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the driving section 7 in the first embodiment. The driving unit 7 includes a power supply 71, an upper IGB having a collector connected to the positive electrode of the power supply 71, and an emitter connected to the stator windings 1u, 1v, and 1w, respectively.
T73u, 73v, 73w and upper IGBT 73u, 7
Upper diodes 74u, 74v, 74w connected in anti-parallel to 3v, 73w, respectively, collectors connected to stator windings 1u, 1v, 1w, respectively, and emitters connected to power supply 7
Lower IGBTs 75u, 75v, 7 connected to the negative electrode of
5w and lower diodes 76u, 76v, 7 connected in anti-parallel to lower IGBTs 75u, 75v, 75w, respectively.
6w and switching command signals guh, gul, gv
upper IG based on h, gvl, gwh, gwl
Gate voltage of BT 73u, 73v, 73w and lower IGB
And a pre-drive unit 77 for controlling the gate voltages of T75u, 75v, and 75w.

【0029】次に、本発明の実施例1の位置センサレス
モータ制御装置の動作について説明する。
Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the first embodiment of the present invention will be described.

【0030】まず、速度制御部20の動作を説明する。
速度制御部20は、ある設定された時間ごとに起動さ
れ、ADC21、トルク指令値作成部22、電流指令値
作成部23の順に下記の処理を行い、外部から入力され
るアナログ速度指令値ω*aとおりの速度でロータが回
転するようにd軸電流指令値id*とq軸電流指令値i
q*とを制御するものである。
First, the operation of the speed control unit 20 will be described.
The speed control unit 20 is activated at every set time, performs the following processing in the order of the ADC 21, the torque command value creation unit 22, and the current command value creation unit 23, and outputs an analog speed command value ω * input from the outside. The d-axis current command value id * and the q-axis current command value i are set so that the rotor rotates at the speed a.
q *.

【0031】速度指令値作成部(図示せず)は、アナロ
グ値であるアナログ速度指令値ω*aを作成し、実施例
1の位置センサレスモータ制御装置のマイコン8に出力
する。
A speed command value creating unit (not shown) creates an analog speed command value ω * a, which is an analog value, and outputs it to the microcomputer 8 of the position sensorless motor control device of the first embodiment.

【0032】ADC21は、アナログ値であるアナログ
速度指令値ω*aをデジタル値である速度指令値ω*に
変換する。
The ADC 21 converts an analog speed command value ω * a, which is an analog value, into a speed command value ω *, which is a digital value.

【0033】トルク指令値作成部22は、ロータの速度
が速度指令値ω*とおりになるように比例積分制御(P
I制御)を用いてトルク指令値T*を制御する。下記
(数1)のように、速度指令値ω*と速度ωの差に比例
ゲインKPWを乗じたものと、速度指令値ω*と速度ω
の差を積分したものに積分ゲインKIWを乗じたものと
を加算した結果をトルク指令値T*とする。ここで、ト
ルク指令値T*は、最大値がトルク指令値最大値T*m
axに制限され、最小値がトルク指令値最小値T*mi
nに制限される。また、トルク指令値T*の符号は、ト
ルク指令値T*の符号が正のときブラシレスモータ5が
正の出力トルクを発生させることを、トルク指令T*の
符号が負のときブラシレスモータ5が負の出力トルクを
発生させることを意味する。
The torque command value creating section 22 controls the proportional-integral control (P
I control) to control the torque command value T *. As shown in (Equation 1) below, the difference between the speed command value ω * and the speed ω multiplied by the proportional gain KPW, the speed command value ω * and the speed ω
The result obtained by adding the product of the integration of the difference and the product of the integration of the integration gain KIW is defined as the torque command value T *. Here, the maximum value of the torque command value T * is the torque command value maximum value T * m.
ax and the minimum value is the minimum torque command value T * mi
n. The sign of the torque command value T * indicates that the brushless motor 5 generates a positive output torque when the sign of the torque command value T * is positive, and that the brushless motor 5 when the sign of the torque command T * is negative. It means that a negative output torque is generated.

【0034】(数1) T* = KPW・(ω*−ω)+KIW・Σ(ω*−
ω) T*min ≦ T* ≦ T*max 電流指令値作成部23は、ブラシレスモータ5の出力ト
ルクがトルク指令T*とおりになるように、d軸電流指
令値id*とq軸電流指令値iq*とを作成する。下記
(数2)のように、トルク指令値T*の大きさをある設
定された値KTで除算した結果を電流指令値iaとす
る。また、下記(数3)のように、電流指令値iaの絶
対値(abs(ia))に(−1)・sin(βT)を
乗じた結果をd軸電流指令値id*とする。一方、下記
(数4)のように、電流指令値iaにcos(βT)を
乗じた結果をq軸電流指令値iq*とする。ここで、β
Tは電流指令値iaが与えられたときに最大出力トルク
または最大効率を実現する電流位相であり、0°から4
5°の間のある設定された角度である。
(Equation 1) T * = KPW · (ω * −ω) + KIW · Σ (ω * −
ω) T * min ≦ T * ≦ T * max The current command value creation unit 23 sets the d-axis current command value id * and the q-axis current command value so that the output torque of the brushless motor 5 becomes equal to the torque command T *. iq *. As shown in (Equation 2) below, the result of dividing the magnitude of the torque command value T * by a certain set value KT is defined as a current command value ia. Also, as shown in (Equation 3) below, the result of multiplying the absolute value (abs (ia)) of the current command value ia by (−1) · sin (βT) is defined as a d-axis current command value id *. On the other hand, as shown in (Equation 4) below, the result of multiplying the current command value ia by cos (βT) is defined as a q-axis current command value iq *. Where β
T is a current phase that realizes the maximum output torque or the maximum efficiency when the current command value ia is given, and is 0 to 4 degrees.
A set angle between 5 °.

【0035】(数2) ia = T*/KT (数3) id* = (−1)・abs(ia)・sin(β
T) (数4) iq* = ia・cos(βT) 次に、電流制御部10の動作を説明する。電流制御部1
0は、ある設定された時間(電流制御周期)ごとに起動
され、ADC11u、11v、三相二相変換部12、電
圧指令値作成部13、二相三相変換部14、PWM制御
器15、推定角度作成部16の順に下記の処理を行い、
d軸電流指令値id*、およびq軸電流指令値iq*と
おりにステータ巻線1u、1v、1wに電流が流れるよ
うにスイッチング信号guh、gul、gvh、gv
l、gwh、gwlを制御する。
(Equation 2) ia = T * / KT (Equation 3) id * = (− 1) · abs (ia) · sin (β
T) (Equation 4) iq * = ia · cos (βT) Next, the operation of the current control unit 10 will be described. Current control unit 1
0 is activated at every set time (current control cycle), and the ADCs 11u and 11v, the three-phase to two-phase converter 12, the voltage command value generator 13, the two-phase to three-phase converter 14, the PWM controller 15, The following processing is performed in the order of the estimated angle creation unit 16,
Switching signals guh, gul, gvh, gv so that current flows through stator windings 1u, 1v, 1w according to d-axis current command value id * and q-axis current command value iq *.
1, gwh and gwl are controlled.

【0036】ADC11u、およびADC11vは、そ
れぞれアナログ値であるアナログu相電流値iua、ア
ナログv相電流値ivaをデジタル値であるu相電流値
iu、v相電流値ivに変換する。
The ADC 11u and the ADC 11v convert an analog u-phase current value iua and an analog v-phase current value iva, which are analog values, into a u-phase current value iu and a v-phase current value iv which are digital values, respectively.

【0037】三相二相変換部12は、固定座標系で表さ
れるステータ巻線1u、1v、1wに流れる電流値を回
転座標系であるdq軸上の電流値に変換する。
The three-phase to two-phase converter 12 converts the current value flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w represented by the fixed coordinate system into a current value on the dq axis which is a rotating coordinate system.

【0038】ここで、d軸とq軸を説明する。図3は、
ステータ巻線1u、1v、1wとロータ3とd軸とq軸
と角度θ’との関係図である。図3において、説明を簡
単にするために、モータの磁極数を2とする。d軸をロ
ータ3に配置された永久磁石4による磁束と同じ向きと
し、q軸をd軸に対して90°進んだ向きとする。ま
た、ステータ巻線1uとd軸のなす角度を角度θ’とす
る。さらに、ロータ3が正転のとき回転する向きを角度
θ’の正の向きとする。
Here, the d-axis and the q-axis will be described. FIG.
FIG. 6 is a relationship diagram among stator windings 1 u, 1 v, 1 w, a rotor 3, a d-axis, a q-axis, and an angle θ ′. In FIG. 3, the number of magnetic poles of the motor is assumed to be 2 for the sake of simplicity. The d-axis has the same direction as the magnetic flux generated by the permanent magnet 4 disposed on the rotor 3, and the q-axis has a direction advanced by 90 ° with respect to the d-axis. The angle between the stator winding 1u and the d-axis is defined as an angle θ ′. Further, the direction in which the rotor 3 rotates when rotating forward is defined as the positive direction of the angle θ ′.

【0039】三相二相換部12は、ステータ巻線1u、
1v、1wに流れる電流値を回転座標系であるdq軸上
のd軸電流値idとq軸電流値iqとに変換する。ここ
で、実際の角度θ’を用いる代わりに、推定角度θを用
いる。また、後述の二相三相変換部14は、ステータ巻
線1u、1v、1wに印加する電圧について三相二相変
換部12で行われる変換の逆変換を行う。なお、磁極数
が2p(pは正の整数)のモータでは、角度θ’はロー
タ3の機械的な角度をp倍したものとなる(座標変換で
使用する角度θ’は電気角と呼ばれる。また、ロータの
機械的な角度は機械角と呼ばれる。実施例1において、
ロータ3の磁極数は4であるため、機械角180°が電
気角360にあたる。以後、特に明記しないとき、角度
は電気角を表す)。
The three-phase to two-phase changing unit 12 includes a stator winding 1u,
The current values flowing through 1v and 1w are converted into a d-axis current value id and a q-axis current value iq on the dq axes as a rotating coordinate system. Here, the estimated angle θ is used instead of using the actual angle θ ′. Further, a two-phase to three-phase converter 14, which will be described later, performs an inverse conversion of the conversion performed by the three-phase to two-phase converter 12 on the voltage applied to the stator windings 1u, 1v, and 1w. In a motor having 2p magnetic poles (p is a positive integer), the angle θ ′ is obtained by multiplying the mechanical angle of the rotor 3 by p (the angle θ ′ used in coordinate conversion is called an electrical angle). Further, the mechanical angle of the rotor is called a mechanical angle.
Since the number of magnetic poles of the rotor 3 is 4, the mechanical angle of 180 ° corresponds to the electrical angle of 360. Hereinafter, unless otherwise specified, an angle represents an electrical angle).

【0040】具体的には、三相二相変換部12は、下記
(数5)、(数6)のようにd軸電流値idとq軸電流
値iqとを作成する。
More specifically, the three-phase to two-phase converter 12 creates a d-axis current value id and a q-axis current value iq as shown in (Equation 5) and (Equation 6) below.

【0041】(数5) id = {√(2)}・{iu・sin(θ+60
°)+iv・sinθ} (数6) iq = {√(2)}・{iu・cos(θ+60
°)+iv・cosθ} 電圧指令値作成部13は、電圧パルス値作成部31が動
作していないとき、d軸電流値idがd軸電流指令値i
d*とおりになるように比例積分制御(PI制御)を用
いてd軸電圧指令値vd*を制御する。また、q軸電流
値iqがq軸電流指令値iq*とおりになるように比例
積分制御(PI制御)を用いてq軸電圧指令値vq*を
制御する。下記(数7)のように、d軸電流指令値id
*とd軸電流値idの差に比例ゲインKPDを乗じたも
のと、d軸電流指令値id*とd軸電流値idの差を積
分したものに積分ゲインKIDを乗じたものとを加算し
た結果をd軸電圧指令値vd*とする。また、q軸につ
いても同様に、下記(数8)のように、q軸電流指令値
iq*とq軸電流値iqの差に比例ゲインKPQを乗じ
たものと、q軸電流指令値iq*とq軸電流値iqの差
を積分したものに積分ゲインKIQを乗じたものとを加
算した結果をq軸電圧指令値vq*とする。
(Equation 5) id = {(2)} · {iu · sin (θ + 60)
°) + iv · sin θ} (Equation 6) iq = {(2)} · {iu · cos (θ + 60
°) + iv · cos θ} The voltage command value creation unit 13 sets the d-axis current value id to the d-axis current command value i when the voltage pulse value creation unit 31 is not operating.
The d-axis voltage command value vd * is controlled by using the proportional-integral control (PI control) so as to achieve d *. In addition, the q-axis voltage command value vq * is controlled using proportional integral control (PI control) so that the q-axis current value iq becomes equal to the q-axis current command value iq *. As shown in (Equation 7) below, the d-axis current command value id
The product obtained by multiplying the difference between * and the d-axis current value id by the proportional gain KPD and the product obtained by integrating the difference between the d-axis current command value id * and the d-axis current value id by the integral gain KID are added. The result is referred to as a d-axis voltage command value vd *. Similarly, for the q-axis, the difference between the q-axis current command value iq * and the q-axis current value iq multiplied by the proportional gain KPQ and the q-axis current command value iq * The result obtained by adding a value obtained by multiplying the difference between the current value iq and the q-axis current value iq and a value obtained by multiplying the result by the integration gain KIQ is defined as a q-axis voltage command value vq *.

【0042】(数7) vd* = KPD・(id*−id)+KID・Σ
(id*−id) (数8) vq* = KPQ・(iq*−iq)+KIQ・Σ
(iq*−iq) また、電圧指令値作成部13は、電圧パルス値作成部3
1が動作しているとき、d軸電圧指令値vd*とq軸電
圧指令値vq*とに電圧パルス値を重畳する。下記(数
9)のように、最後に比例積分制御して求められたd軸
電圧指令値vd*0にd軸電圧パルス値vd*’を加え
たものをd軸電圧指令値vd*とする。また、下記(数
10)のように、最後に比例積分制御して求められたq
軸電圧指令値vq*0にq軸電圧パルス値vq*’を加
えたものをq軸電圧指令値vq*とする。
(Equation 7) vd * = KPD · (id * −id) + KID · Σ
(Id * -id) (Equation 8) vq * = KPQ · (iq * −iq) + KIQ · Σ
(Iq * -iq) In addition, the voltage command value creation unit 13 includes the voltage pulse value creation unit 3
When 1 is operating, the voltage pulse value is superimposed on the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq *. As shown in (Equation 9) below, the d-axis voltage command value vd * obtained by adding the d-axis voltage pulse value vd * 'to the d-axis voltage command value vd * 0 finally obtained by the proportional-integral control is used. . Finally, as shown in (Equation 10) below, q
A value obtained by adding the q-axis voltage pulse value vq * 'to the shaft voltage command value vq * 0 is defined as a q-axis voltage command value vq *.

【0043】(数9) vd* = vd*0+vd*’ (数10) vq* = vq*0+vq*’ 二相三相変換部14は、回転座標系であるdq軸上のd
軸電圧指令値vd*とq軸電圧指令値vq*とを静止座
標系に変換し、ステータ巻線1u、1v、1wに印加す
るu相電圧指令値vu*とv相電圧指令値vv*とw相
電圧指令値vw*とを作成する。具体的には、下記(数
11)、(数12)、(数13)のようにする。
(Equation 9) vd * = vd * 0 + vd * '(Equation 10) vq * = vq * 0 + vq *' The two-phase / three-phase conversion unit 14 converts d on the dq axis which is a rotating coordinate system.
The shaft voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * are converted into a stationary coordinate system, and a u-phase voltage command value vu * and a v-phase voltage command value vv * to be applied to the stator windings 1u, 1v, 1w. A w-phase voltage command value vw * is created. Specifically, the following equations (11), (12), and (13) are used.

【0044】(数11) vu* = {√(2/3)}・{vd*・cosθ−
vq*・sinθ} (数12) vv* = {√(2/3)}・{vd*・cos(θ
−120°)−vq*・sin(θ−120°)} (数13) vw* = {√(2/3)}・{vd*・cos(θ
+120°)−vq*・sin(θ+120°)} PWM制御器15は、u相電圧指令値vu*とv相電圧
指令値vv*とw相電圧指令値vw*とをパルス幅変調
(PWM:Pulse Width Modulati
on)する。具体的には、ある設定された周波数と振幅
とを持つの三角波を発生し、この三角波とu相電圧指令
値vu*とを比較し、u相電圧指令値vu*のほうが大
きいとき、スイッチング信号guhをH、gulをLに
する。一方、u相電圧指令値vu*のほうが小さいと
き、スイッチング信号guhをL、gulをHにする。
なお、スイッチング信号guh、gulの状態が遷移す
るとき、スイッチング信号guh、gulを双方ともL
にする短い時間を設ける(この短い時間はデッドタイム
と呼ばれる)。また、v相、およびw相についても同様
に、v相電圧指令値vv*、およびw相電圧指令値vw
*に基づきスイッチング信号gvh、gvl、およびg
wh、gwlを作成する。
(Equation 11) vu * = {(2/3)} · {vd * · cos θ−
vq * · sin θ} (Equation 12) vv * = {(2/3)} · {vd * · cos (θ
−120 °) −vq * · sin (θ−120 °)} (expression 13) vw * = {(2/3)} · {vd * · cos (θ
+ 120 °) −vq * · sin (θ + 120 °)} The PWM controller 15 performs pulse width modulation (PWM: PWM) on the u-phase voltage command value vu *, the v-phase voltage command value vv *, and the w-phase voltage command value vw *. Pulse Width Modulati
on). Specifically, a triangular wave having a certain set frequency and amplitude is generated, and this triangular wave is compared with the u-phase voltage command value vu *. When the u-phase voltage command value vu * is larger, the switching signal guh is H and gul is L. On the other hand, when the u-phase voltage command value vu * is smaller, the switching signal guh is set to L and the gul is set to H.
When the states of the switching signals guh and gul transition, both of the switching signals guh and gul are set to L.
(This short time is called dead time). Similarly, for the v-phase and the w-phase, the v-phase voltage command value vv * and the w-phase voltage command value vw
* Based on the switching signals gvh, gvl and g
Create wh and gwl.

【0045】推定角度作成部16は、推定角度θを進め
る。下記(数14)のように、進み量Δθだけ推定角度
θを進める。
The estimated angle creating section 16 advances the estimated angle θ. As shown in (Equation 14) below, the estimated angle θ is advanced by the advance amount Δθ.

【0046】(数14) θ = θ+Δθ 次に、駆動部7の動作を説明する。駆動部7は、スイッ
チング信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、
gwlで表される電圧をステータ巻線1u、1v、1w
に印加する。
(Equation 14) θ = θ + Δθ Next, the operation of the driving unit 7 will be described. The driving unit 7 includes switching signals guh, gul, gvh, gvl, gwh,
gwl to the stator windings 1u, 1v, 1w
Is applied.

【0047】電源71は、駆動部7に電力を供給する。The power supply 71 supplies power to the drive unit 7.

【0048】プリドライブ器77は、スイッチング信号
guhがHのとき上側IGBT73uが通電し、スイッ
チング信号guhがLのとき上側IGBT73uが非通
電であるように、上側IGBT73uのゲート電圧を制
御する。一方、スイッチング信号gulがHのとき下側
IGBT75uが通電し、スイッチング信号gulがL
のとき下側IGBT75uが非通電であるように、下側
IGBT75uのゲート電圧を制御する。また、v相、
およびw相についても同様に、スイッチング信号gv
h、gvl、gwh、gwlに基づき上側IGBT73
v、73w、下側IGBT75v、75wのゲート電圧
を制御する。
The pre-drive unit 77 controls the gate voltage of the upper IGBT 73u such that the upper IGBT 73u is energized when the switching signal guh is H, and de-energized when the switching signal guh is L. On the other hand, when the switching signal gu is H, the lower IGBT 75u is energized, and the switching signal gu is L
At this time, the gate voltage of the lower IGBT 75u is controlled so that the lower IGBT 75u is not energized. Also, v phase,
Similarly, the switching signal gv
upper IGBT 73 based on h, gvl, gwh, gwl
v, 73w and the gate voltages of the lower IGBTs 75v, 75w.

【0049】次に、センサレス制御部30の動作の概要
を説明する。センサレス制御部30は、ロータの角度を
推定するための動作を行う。
Next, an outline of the operation of the sensorless control unit 30 will be described. The sensorless control unit 30 performs an operation for estimating the angle of the rotor.

【0050】図4は、実施例1におけるセンサレス制御
部30の動作シーケンスを示す波形図である。ある設定
された時間ごとに電圧パルス値作成部31を起動し、d
軸電圧パルス値vd*’とq軸電圧パルス値vq*’と
で示される電圧パルスを重畳する。そして、変化量作成
部41によりd軸電流変化量Δidとq軸電流変化量Δ
iqとで表されるステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流の変化量を測定する。なお、実施例1において、
q軸電圧パルス値vq*’は0とする。
FIG. 4 is a waveform chart showing an operation sequence of the sensorless control unit 30 in the first embodiment. The voltage pulse value creation unit 31 is activated at every set time, and d
A voltage pulse represented by the axis voltage pulse value vd * 'and the q-axis voltage pulse value vq *' is superimposed. Then, the d-axis current change amount Δid and the q-axis current change amount Δ
The amount of change in the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w represented by iq is measured. In the first embodiment,
The q-axis voltage pulse value vq * 'is set to 0.

【0051】図5は、実施例1におけるd軸電流変化量
Δidとq軸電流変化量Δiqとずれ量eθとの関係図
である。実施例1のモータは突極性を有するため、実際
のロータの角度と推定角度θのずれ(ずれ量eθ:実際
のロータの角度に対する推定角度θの遅れ)により、d
軸電流変化量Δidとq軸電流変化量Δiqとが変化す
る。ずれ量作成部42は、これらの関係から、ずれ量e
θを求める。
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the d-axis current change amount Δid, the q-axis current change amount Δiq, and the shift amount eθ in the first embodiment. Since the motor of the first embodiment has saliency, the difference between the actual rotor angle and the estimated angle θ (the amount of deviation eθ: the delay of the estimated angle θ with respect to the actual rotor angle) causes d.
The axis current change amount Δid and the q-axis current change amount Δiq change. The shift amount creation unit 42 calculates the shift amount e from these relationships.
Find θ.

【0052】そして、進み量作成部43は、実際のロー
タの角度と推定角度θが一致するように、進み量Δθを
求める。さらに、速度作成部44は、速度制御部20で
使用する速度ωを作成する。
Then, the advance amount creating section 43 obtains the advance amount Δθ such that the actual rotor angle matches the estimated angle θ. Further, the speed creating unit 44 creates the speed ω used by the speed control unit 20.

【0053】次に、センサレス制御部30の動作の詳細
を説明する。
Next, the operation of the sensorless control section 30 will be described in detail.

【0054】まず、電圧パルス値作成手段31の動作を
説明する。電圧パルス値作成手段31は、ある設定され
た時間ごとに起動され、電流制御部10がある設定され
た回数だけ起動される期間だけステータ巻線1u、1
v、1wに重畳して印加する電圧パルス値(第1の電圧
パルス値)を作成し、次に、同じ期間だけ逆向きの電圧
パルス値(第2の電圧パルス値)を作成する。ここで、
印加する電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束が
ロータ3に配置された永久磁石4の発生する磁束と同じ
向きになるような電圧パルス(第1の電圧パルス)をま
ず印加し、次に逆向きの電圧パルス(第2の電圧パル
ス)を印加する。なお、これらの向きは、推定角度θか
ら求められる。
First, the operation of the voltage pulse value creating means 31 will be described. The voltage pulse value creating means 31 is activated at every set time, and the stator windings 1u and 1u are activated for a period during which the current control unit 10 is activated a certain number of times.
A voltage pulse value (first voltage pulse value) to be applied superimposed on v and 1w is created, and then a voltage pulse value (second voltage pulse value) in the opposite direction is created for the same period. here,
A voltage pulse (first voltage pulse) is applied first such that the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse is in the same direction as the magnetic flux generated by the permanent magnet 4 arranged on the rotor 3, and then the voltage pulse is applied in the opposite direction. (Second voltage pulse) is applied. Note that these directions are obtained from the estimated angle θ.

【0055】具体的には、まず、第1の電圧パルス値を
作成する。下記(数15)、(数16)のように、d軸
電圧パルス値vd*’をある設定された値である電圧パ
ルス値振幅ΔVとし、q軸電圧パルス値vq*’を0と
する。ここで、電圧パルス値振幅ΔVは正数である。次
に、第2の電圧パルス値を作成する。下記(数17)、
(数18)のように、d軸電圧パルス値vd*’を電圧
パルス値振幅ΔVに(−1)を乗じた値とし、q軸電圧
パルス値vq*’を0とする。
Specifically, first, a first voltage pulse value is created. As shown in (Equation 15) and (Equation 16) below, the d-axis voltage pulse value vd * 'is set to a voltage pulse value amplitude ΔV which is a set value, and the q-axis voltage pulse value vq *' is set to 0. Here, the voltage pulse value amplitude ΔV is a positive number. Next, a second voltage pulse value is created. The following (Equation 17),
As in (Equation 18), the d-axis voltage pulse value vd * 'is set to a value obtained by multiplying the voltage pulse value amplitude ΔV by (−1), and the q-axis voltage pulse value vq *' is set to 0.

【0056】(数15) vd*’ = ΔV (数16) vq*’ = 0 (数17) vd*’ = −ΔV (数18) vq*’ = 0 次に、電流値保存部32の動作を説明する。電流値保存
部32は、電圧パルス値作成手段31が起動された後、
初めて電流制御部10が起動されたときに起動され、以
下の処理を行う。電流値保存部32は、電圧パルスが印
加される前のu相電流値iuを変化前u相電流値iu0
として保存する。また、電圧パルスが印加される前のv
相電流値ivを変化前v相電流値iv0として保存す
る。
(Equation 15) vd * ′ = ΔV (Equation 16) vq * ′ = 0 (Equation 17) vd * ′ = − ΔV (Equation 18) vq * ′ = 0 Next, the operation of the current value storage unit 32 Will be described. After the voltage pulse value creation unit 31 is activated, the current value storage unit 32
It is started when the current control unit 10 is started for the first time, and performs the following processing. The current value storage unit 32 stores the u-phase current value iu before the voltage pulse is applied to the u-phase current value iu0 before the change.
Save as Also, v before the voltage pulse is applied.
The phase current value iv is stored as a pre-change v-phase current value iv0.

【0057】次に、センサレス演算部40の動作を説明
する。センサレス演算部40は、電圧パルス値作成手段
31が起動された後、電流制御部10がある設定された
回数だけ起動された後、起動される。センサレス演算部
40が起動されるときは、電流制御部10により第1の
電圧パルスが印加されたのみで、第2の電圧パルスが印
加される前である。センサレス演算部40は、変化量作
成部41、ずれ量作成部42、進み量作成部43、速度
作成部44の順に以下の処理を行い、電圧パルスにより
ステータ巻線1u、1v、1wに生じる電流変化に基づ
き、電流制御周期ごとにどれだけ推定角度θを進めれば
よいかを示す進み量Δθを作成する。
Next, the operation of the sensorless calculation section 40 will be described. The sensorless operation unit 40 is activated after the voltage control unit 31 is activated a predetermined number of times after the voltage pulse value creation unit 31 is activated. When the sensorless calculation unit 40 is activated, only the first voltage pulse is applied by the current control unit 10 but before the second voltage pulse is applied. The sensorless calculation unit 40 performs the following processing in the order of the change amount creation unit 41, the deviation amount creation unit 42, the advance amount creation unit 43, and the speed creation unit 44, and the current generated in the stator windings 1u, 1v, 1w by the voltage pulse. Based on the change, an advance amount Δθ indicating how much the estimated angle θ should be advanced for each current control cycle is created.

【0058】変化量作成部41は、電圧パルスによるス
テータ巻線に流れる電流の変化量を求める。まず、電圧
パルスを印加する前の電流値を求める。三相二相変換部
12と同様に、下記(数19)、(数20)のように、
静止座標系である変化前u相電流値iu0と変化前v相
電流値iv0とをdq軸上に変換し、変化前d軸電流値
id0と変化前q軸電流値iq0とを作成する。次に、
電圧パルスを印加した後の電流値を求める。三相二相変
換部12と同様に、下記(数21)、(数22)のよう
に、静止座標系であるu相電流値iuとv相電流値iv
をdq軸上に変換し、変化後d軸電流値id1と変化後
q軸電流値iq1とを求める。そして、電圧パルスによ
り変化した電流量を求める。下記(数23)のように、
変化後d軸電流値id1から変化前d軸電流値id0を
減算した結果をd軸電流変化量Δidとする。また、下
記(数24)のように、変化前q軸電流値iq0から変
化後q軸電流値iq1を減算した結果をq軸電流変化量
Δiqとする。
The change amount creating unit 41 obtains the amount of change in the current flowing through the stator winding due to the voltage pulse. First, a current value before applying a voltage pulse is obtained. Like the three-phase to two-phase conversion unit 12, as shown in the following (Equation 19) and (Equation 20),
The pre-change u-phase current value iu0 and the pre-change v-phase current value iv0, which are stationary coordinate systems, are converted on the dq axes to create a pre-change d-axis current value id0 and a pre-change q-axis current value iq0. next,
The current value after applying the voltage pulse is determined. Similarly to the three-phase to two-phase converter 12, as shown in (Equation 21) and (Equation 22) below, the u-phase current value iu and the v-phase current value iv, which are stationary coordinate systems,
Is converted on the dq axes, and a changed d-axis current value id1 and a changed q-axis current value iq1 are obtained. Then, the amount of current changed by the voltage pulse is obtained. As shown below (Equation 23),
The result obtained by subtracting the pre-change d-axis current value id0 from the post-change d-axis current value id1 is defined as a d-axis current change amount Δid. Further, as in the following (Equation 24), a result obtained by subtracting the post-change q-axis current value iq1 from the pre-change q-axis current value iq0 is defined as a q-axis current change amount Δiq.

【0059】(数19) id0={√(2)}・{iu0・sin(θ+60
°)+iv0・sinθ} (数20) iq0={√(2)}・{iu0・cos(θ+60
°)+iv0・cosθ} (数21) id1={√(2)}・{ iu・sin(θ+60
°)+ iv・sinθ} (数22) iq1={√(2)}・{ iu・cos(θ+60
°)+ iv・cosθ} (数23) Δid = id1−id0 (数24) Δiq = iq0−iq1 ずれ量作成部42は、電圧パルスにより変化した電流量
に基づき推定角度θと実際のロータの角度がどれだけず
れているかを示すずれ量eθを演算する。まず、電流指
令値iaの大きさが大きくなると大きくなるd軸電流変
化量の基準値(以下、d軸基準値refdと呼ぶ)とq
軸電流変化量の基準値(以下、q軸基準値refqと呼
ぶ)とを作成する。図6のように、d軸基準値refd
を切片がREFD0で傾きがREFD1の電流指令値i
aの絶対値(abs(ia))に関する1次関数とす
る。ここで、REFD0、およびREFD1は正数であ
る。また、図7のように、q軸基準値refqを切片が
REFQ0で傾きがREFQ1の電流指令値iaの絶対
値(abs(ia))に関する1次関数とする。ここ
で、REFQ0、およびREFQ1は正数である。
(Equation 19) id0 = {(2)}} iu0 · sin (θ + 60
°) + iv0 · sinθ} (Equation 20) iq0 = {(2)} · {iu0 · cos (θ + 60)
°) + iv0 · cos θ} (Equation 21) id1 = {(2)} · {iu · sin (θ + 60
°) + iv · sin θ} (Equation 22) iq1 = {(2)} · {iu · cos (θ + 60
°) + iv · cos θ} (Equation 23) Δid = id1-id0 (Equation 24) Δiq = iq0−iq1 The shift amount creation unit 42 calculates the estimated angle θ and the actual rotor angle based on the current amount changed by the voltage pulse. Is calculated, the amount of deviation e.theta. First, a reference value (hereinafter, referred to as a d-axis reference value refd) of a d-axis current change amount that increases as the magnitude of the current command value ia increases, and q
A reference value of the amount of change in axis current (hereinafter referred to as a q-axis reference value refq) is created. As shown in FIG. 6, the d-axis reference value refd
Is the current command value i where the intercept is REFD0 and the slope is REFD1.
Let it be a linear function related to the absolute value of a (abs (ia)). Here, REFD0 and REFD1 are positive numbers. Also, as shown in FIG. 7, the q-axis reference value refq is a linear function related to the absolute value (abs (ia)) of the current command value ia having the intercept REFQ0 and the slope REFQ1. Here, REFQ0 and REFQ1 are positive numbers.

【0060】そして、ぞれぞれの変化量から基準値を引
いた値にもとづきずれ量eθを求める。下記(数25)
のように、d軸電流変化量Δidからd軸基準値ref
dを減算した結果に対する、q軸電流変化量Δiqから
q軸基準値refqを減算した結果の比の正接の逆変換
の1/2をずれ量eθとする。ここで、正接の逆変換a
rctanは、−90°から90°の値を作成するよう
に構成される。
Then, a shift amount eθ is obtained based on a value obtained by subtracting a reference value from each change amount. Following (Equation 25)
From the d-axis current change Δid to the d-axis reference value ref
The deviation eθ is の of the inverse tangent of the ratio of the result of subtracting the q-axis reference value refq from the q-axis current change Δiq to the result of subtracting d. Here, the inverse tangent transformation a
rctan is configured to create a value between -90 ° and 90 °.

【0061】(数25) eθ=(1/2)・arctan{(Δiq−ref
q)/(Δid−refd)} 進み量作成部43は、推定角度θが実際のロータの角度
に一致するように、ずれ量eθにより比例積分制御(P
I制御)を行い、進み量Δθを変化させる。下記(数2
6)のように、ずれ量eθに比例ゲインKPTを乗じた
ものと、ずれ量eθを積分したものに積分ゲインKIT
を乗じたものとを加算した結果を進み量Δθとする。
(Equation 25) eθ = (1 /) · arctan {(Δiq−ref)
q) / (Δid-refd)} The lead amount creation unit 43 performs proportional integral control (P) based on the deviation amount eθ such that the estimated angle θ matches the actual rotor angle.
I control) to change the advance amount Δθ. The following (Equation 2)
As shown in 6), the integral gain KIT is calculated by multiplying the shift amount eθ by the proportional gain KPT and by integrating the shift amount eθ.
The result obtained by adding the value obtained by multiplying by?

【0062】(数26) Δθ = KPT・eθ+KIT・Σeθ 速度作成部44は、進み量Δθからロータの速度を示す
速度ωを作成する。下記(数27)のように、進み量Δ
θに1次のデジタルローパスフィルタを作用し、ある設
定された値KTTWを乗じた結果を速度ωとする。ここ
で、KL0はデジタルローパスフィルタの係数であり、
1以下の正数である。なお、KL0が小さくなると、ロ
ーパスフィルタとしても作用が大きくなる。
(Equation 26) Δθ = KPT · eθ + KIT · Σeθ The speed creating unit 44 creates a speed ω indicating the rotor speed from the advance amount Δθ. As shown in (Equation 27) below, the advance amount Δ
A first-order digital low-pass filter is applied to θ, and a result obtained by multiplying by a certain set value KTTW is defined as a speed ω. Here, KL0 is a coefficient of a digital low-pass filter,
It is a positive number less than or equal to 1. It should be noted that, when KL0 is small, the action also becomes large as a low-pass filter.

【0063】(数27) ω = KL0・(KTTW・Δθ)+(1−KL0)
・ω 以上のように構成し動作させることにより、実施例1の
位置センサレスモータ制御装置は、ステータ巻線に流れ
る電流が大きくても効率のよい突極性を有するモータの
制御を実現する。
(Equation 27) ω = KL0 · (KTTW · Δθ) + (1−KL0)
With the configuration and operation described above, the position sensorless motor control device of the first embodiment realizes efficient control of a motor having saliency even when the current flowing through the stator winding is large.

【0064】次に、実施例1の位置センサレスモータ制
御装置が実現する効果を説明する。
Next, the effects realized by the position sensorless motor control device of the first embodiment will be described.

【0065】以下、電流指令値iaによりd軸基準値r
efdとq軸基準値refqとを変化させることの効果
を説明する。
Hereinafter, the d-axis reference value r is calculated based on the current command value ia.
The effect of changing efd and the q-axis reference value refq will be described.

【0066】ステータ巻線1u、1v、1wに大きな電
流を流すと、ステータ巻線1u、1v、1wにより発生
する磁束が大きくなり、ステータ(図示せず)やロータ
3において、磁気飽和が発生する。ここで、ステータ巻
線1u、1v、1wに流す電流を大きくすればするほ
ど、この磁気飽和は大きくなる。磁気飽和が発生する
と、インダクタンスが小さくなり、同じ大きさの電圧パ
ルスを印加しても、電流変化量が大きくなる。
When a large current flows through the stator windings 1u, 1v, 1w, the magnetic flux generated by the stator windings 1u, 1v, 1w increases, and magnetic saturation occurs in the stator (not shown) and the rotor 3. . Here, the greater the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w, the greater this magnetic saturation. When magnetic saturation occurs, the inductance decreases, and the amount of change in current increases even when voltage pulses of the same magnitude are applied.

【0067】ここで、d軸基準値refdとq軸基準値
refqとが一定のときを考える。ステータ巻線1u、
1v、1wに流れる電流が小さいときに正しくずれ量e
θが求められるようにd軸基準値refdとq軸基準値
refqとを設定したとき、ステータ巻線1u、1v、
1wに流れる電流を大きくすると、d軸基準値refd
とq軸電流基準値refqとが不適切な値となり、正し
くずれ量eθを求めることができない。反対に、ステー
タ巻線1u、1v、1wに流れる電流が大きいときに正
しくずれ量eθが求められるようにd軸基準値refd
とq軸基準値refqとを設定したとき、ステータ巻線
1u、1v、1wに流れる電流を小さくすると、d軸基
準値refdとq軸電流基準値refqとが不適切な値
となり、正しくずれ量eθを求めることができない。そ
のため、推定角度θの精度が悪くなり、d軸電流指令値
id*とq軸電流指令値iq*とで表される電流指令値
とおりにステータ巻線1u、1v、1wに電流を流すこ
とができず、最適な電流位相βTを実現できないため、
効率が悪くなる。
Here, consider a case where the d-axis reference value refd and the q-axis reference value refq are constant. Stator winding 1u,
When the current flowing through 1v and 1w is small, the shift amount e
When the d-axis reference value refd and the q-axis reference value refq are set so that θ can be obtained, the stator windings 1u, 1v,
When the current flowing through 1w is increased, the d-axis reference value refd
And the q-axis current reference value refq become inappropriate values, and the shift amount eθ cannot be correctly obtained. Conversely, when the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w is large, the d-axis reference value refd is set so that the deviation eθ can be obtained correctly.
When the currents flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w are reduced when the q-axis reference value refq and the q-axis reference value refq are set, the d-axis reference value refd and the q-axis current reference value refq become inappropriate values, and the deviation eθ cannot be determined. Therefore, the accuracy of the estimated angle θ is deteriorated, and it is possible to cause the current to flow through the stator windings 1u, 1v, and 1w according to the current command values represented by the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *. Because it is not possible to achieve the optimal current phase βT
Efficiency gets worse.

【0068】実施例1において、電流指令値iaの大き
さが大きくなるとステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流が大きくなり、磁気飽和が大きくなると判断す
る。そこで、d軸基準値refdとq軸基準値refq
とを大きくし、磁気飽和の影響をなくす。
In the first embodiment, when the current command value ia increases, the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w increases, and it is determined that the magnetic saturation increases. Therefore, the d-axis reference value refd and the q-axis reference value refq
And the effect of magnetic saturation is eliminated.

【0069】このように、電流指令値iaが変化する
と、電流変化量の基準値を変化させることで、精度よく
推定角度を作成し、最適な電流位相βTを実現できるた
め、効率よくモータを制御する位置センサレスモータ制
御装置を実現することができる。
As described above, when the current command value ia changes, by changing the reference value of the current change amount, the estimated angle can be created accurately and the optimum current phase βT can be realized, so that the motor can be efficiently controlled. Position sensorless motor control device can be realized.

【0070】《実施例2》次に、本発明の実施例2であ
る位置センサレスモータ制御装置について説明する。実
施例2の位置センサレスモータ制御装置は、実施例1よ
りも簡単な演算でずれ量eθを求めるものであり、実施
例1と同様に、ステータ巻線に流れる電流が大きくても
効率のよい埋込磁石型モータの制御を実現するものであ
る。
Second Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a second embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the second embodiment obtains the shift amount eθ by a simpler calculation than that of the first embodiment. This realizes control of a magnet type motor.

【0071】まず、本発明の実施例2の位置センサレス
モータ制御装置の構成について説明する。
First, the configuration of the position sensorless motor control device according to the second embodiment of the present invention will be described.

【0072】図8は、実施例2における位置センサレス
モータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施例
2における位置センサレスモータ制御装置の構成のう
ち、マイコン208のみが実施例1と異なる。また、こ
のマイコン208に含まれる構成のうち、センサレス制
御部230のみが実施例1と異なる。また、このセンサ
レス制御部230に含まれる構成のうち、センサレス演
算部240のみが実施例1と異なる。さらに、このセン
サレス演算部240に含まれる構成のうち、変化量作成
部241、およびずれ量作成部242のみが実施例1と
異なる。実施例1と同様の構成については実施例1と同
一の符号を付け説明を省略する。
FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the position sensorless motor control device according to the second embodiment. In the configuration of the position sensorless motor control device according to the second embodiment, only the microcomputer 208 differs from the first embodiment. Further, among the components included in the microcomputer 208, only the sensorless control unit 230 differs from the first embodiment. Further, among the configurations included in the sensorless control unit 230, only the sensorless calculation unit 240 is different from the first embodiment. Further, among the configurations included in the sensorless calculation unit 240, only the change amount creation unit 241 and the shift amount creation unit 242 are different from the first embodiment. The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and description thereof will be omitted.

【0073】センサレス演算部240は、変化前u相電
流値iu0と変化前v相電流値iv0とu相電流値iu
とv相電流値ivと推定角度θとを入力しq軸電流変化
量Δiqを出力する変化量作成部241と、q軸電流変
化量Δiqと電流指令値iaとを入力しずれ量eθを出
力するずれ量作成部242と、ずれ量eθを入力し進み
量Δθを出力する進み量作成部43と、進み量Δθを入
力し速度ωを出力する速度作成部44とから構成され
る。
The sensorless calculation unit 240 calculates the pre-change u-phase current value iu0, the pre-change v-phase current value iv0, and the u-phase current value iu.
, A change amount creation unit 241 that outputs a q-axis current change amount Δiq, and a q-axis current change amount Δiq and a current command value ia, and outputs a shift amount eθ. A deviation amount creation unit 242, a deviation amount creation unit 43 that inputs the deviation amount eθ and outputs an advance amount Δθ, and a speed generation unit 44 that inputs the advance amount Δθ and outputs the speed ω.

【0074】次に、本発明の実施例2の位置センサレス
モータ制御装置の動作について説明する。
Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the second embodiment of the present invention will be described.

【0075】変化量作成部241、およびずれ量作成部
242以外の構成の動作は実施例1と同様であり、説明
を省略する。
The operation of the configuration other than the change amount creating unit 241 and the shift amount creating unit 242 is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.

【0076】変化量作成部241は、電圧パルスによる
ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電流の変化量を
求める。実施例1の変化量作成部41は、d軸電流変化
量Δidとq軸電流値変化量Δiqとを作成したが、実
施例2の変化量作成部241は、q軸電流変化量Δiq
のみを作成する。作成の方法は実施例1の変化量作成部
41と同様であり、説明を省略する。
The change amount creating section 241 obtains the amount of change in the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w due to the voltage pulse. The change amount creation unit 41 of the first embodiment creates the d-axis current change amount Δid and the q-axis current value change amount Δiq, but the change amount creation unit 241 of the second embodiment sets the q-axis current change amount Δiq.
Create only. The creating method is the same as that of the variation creating unit 41 of the first embodiment, and the description is omitted.

【0077】ずれ量作成部242は、電圧パルスにより
変化した電流量に基づき推定角度θと実際のロータの角
度がどれだけずれているかを示すずれ量eθを演算す
る。実施例1では、正接の逆関数を用いたが、実施例2
では、この近似値を用いる。推定角度θが実際のロータ
の角度にほぼ等しく、ずれ量eθが小さいとき、(数2
5)は、下記(数28)のように近似できる。そこで、
(数28)に従い、ずれ量eθを作成する。
The shift amount creation unit 242 calculates a shift amount eθ indicating how much the estimated angle θ is shifted from the actual rotor angle based on the current amount changed by the voltage pulse. In the first embodiment, the inverse tangent function is used.
Then, this approximate value is used. When the estimated angle θ is substantially equal to the actual rotor angle and the deviation amount eθ is small, (Equation 2)
5) can be approximated as the following (Equation 28). Therefore,
The shift amount eθ is created according to (Equation 28).

【0078】(数28) eθ = KETQ・(Δiq−refq) ここで、KETQが正しく設定されないとき、ずれ量e
θは推定角度θと実際のロータの角度とのずれを正しく
表さない。しかし、(数26)のように、ずれ量eθに
ゲインを乗じ進み量Δθを求める。したがって、(数2
8)で作成されるずれ量eθが、推定角度θと実際のロ
ータの角度とのずれと同じ符号を持てばよいため、問題
とならない。
(Equation 28) eθ = KETQ · (Δiq−refq) Here, when KETQ is not set correctly, the deviation amount e
θ does not correctly represent the deviation between the estimated angle θ and the actual rotor angle. However, as shown in (Equation 26), the deviation amount eθ is multiplied by the gain to obtain the advance amount Δθ. Therefore, (Equation 2)
This is not a problem since the displacement eθ created in 8) may have the same sign as the displacement between the estimated angle θ and the actual rotor angle.

【0079】次に、実施例2の位置センサレスモータ制
御装置が実現する効果を説明する。
Next, the effects realized by the position sensorless motor control device of the second embodiment will be described.

【0080】実施例2の位置センサレスモータ制御装置
は、実施例1で用いたずれ量eθを近似値にしたもので
あり、実施例1と同様の効果を持つ。
The position sensorless motor control device according to the second embodiment uses the displacement amount eθ used in the first embodiment as an approximate value, and has the same effect as the first embodiment.

【0081】次に、q軸電流変化量Δiqとq軸基準値
refqとの差が0に収斂するように動作させる効果を
説明する。
Next, the effect of operating so that the difference between the q-axis current variation Δiq and the q-axis reference value refq converges to 0 will be described.

【0082】実施例1において、(数25)によりずれ
量eθを作成し、このずれ量eθに基づき推定角度θを
作成した。この(数25)は、正接の逆変換を用いるた
め、演算時間が長い。
In the first embodiment, the shift amount eθ is created by (Equation 25), and the estimated angle θ is created based on the shift amount eθ. This (Equation 25) requires a long operation time because the inverse tangent transformation is used.

【0083】実施例2において、(数28)のように、
q軸電流変化量Δiqとq軸基準値refqとの差にあ
る設定された値KETQを乗じた結果をずれ量eθとす
る。この(数28)は、1つの減算と1つの乗算のみか
ら成り立つため、演算時間が短い。そして、このずれ量
eθが0に収斂するように進み量Δθを変更すること
で、推定角度θを補正する。
In the second embodiment, as shown in (Equation 28),
A result obtained by multiplying a set value KETQ which is a difference between the q-axis current change amount Δiq and the q-axis reference value refq is set as a deviation amount eθ. Since this (Equation 28) is made up of only one subtraction and one multiplication, the operation time is short. Then, the estimated angle θ is corrected by changing the advance amount Δθ so that the deviation amount eθ converges to zero.

【0084】このように、q軸電流変化量Δiqとq軸
基準値refqとの差を0に収斂させることで、簡単な
演算で推定角度θを作成する位置センサレスモータ制御
装置を実現する。
As described above, by converging the difference between the q-axis current change amount Δiq and the q-axis reference value refq to 0, a position sensorless motor control device that creates the estimated angle θ by a simple calculation is realized.

【0085】また、実施例2において、(数28)のよ
うに、q軸電流変化量Δiqとq軸基準値refqとの
差にある設定された値KETQを乗じた結果をずれ量e
θとする。そして、(数26)のように、このずれ量e
θにより比例積分制御(PI制御)を行い、進み量Δθ
を変化させることで、推定角度θを補正する。ここで、
ある設定された値KETQと比例積分制御のゲインとの
積をある程度小さくすれば、q軸電流変化量Δiqにノ
イズが混入されてもずれ量eθに与える影響が少なくな
り、推定角度θに与える影響が少なくなる。
In the second embodiment, as shown in (Equation 28), a result obtained by multiplying the difference between the q-axis current change amount Δiq and the q-axis reference value refq by a set value KETQ is used as a shift amount e.
θ. Then, as shown in (Equation 26), the shift amount e
The proportional integral control (PI control) is performed by θ, and the advance amount Δθ
Is changed, the estimated angle θ is corrected. here,
If the product of a certain set value KETQ and the gain of the proportional integration control is reduced to some extent, even if noise is mixed in the q-axis current change amount Δiq, the influence on the deviation amount eθ is reduced, and the influence on the estimated angle θ is reduced. Is reduced.

【0086】このように、q軸電流変化量Δiqとq軸
基準値refqとの差が徐々に0に近づくように推定角
度θを補正することで、ノイズの影響を受けにくい位置
センサレスモータ制御装置を実現する。
As described above, by correcting the estimated angle θ so that the difference between the q-axis current change amount Δiq and the q-axis reference value refq gradually approaches 0, the position sensorless motor control device which is not easily affected by noise. To achieve.

【0087】《実施例3》次に、本発明の実施例3であ
る位置センサレスモータ制御装置について説明する。実
施例1の位置センサレスモータ制御装置は、電流指令値
iaによりd軸基準値refdとq軸基準値refqと
を変化させ、磁気飽和の影響をなくしたが、実施例3の
位置センサレスモータ制御装置は、電流指令値iaによ
り電圧パルス値振幅ΔVを変化させ、磁気飽和の影響を
なくし、ステータ巻線に流れる電流が大きくても効率の
よい埋込磁石型モータの制御を実現するものである。
Third Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the third embodiment changes the d-axis reference value refd and the q-axis reference value refq according to the current command value ia to eliminate the influence of magnetic saturation. Is to change the voltage pulse value amplitude ΔV according to the current command value ia, eliminate the influence of magnetic saturation, and realize an efficient control of the interior magnet type motor even when the current flowing through the stator winding is large.

【0088】まず、本発明の実施例3の位置センサレス
モータ制御装置の構成について説明する。
First, the configuration of the position sensorless motor control device according to the third embodiment of the present invention will be described.

【0089】図9は、実施例3における位置センサレス
モータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施例
3の位置センサレスモータ制御装置の構成のうち、マイ
コン308のみが実施例1と異なる。また、このマイコ
ン308に含まれる構成のうち、センサレス制御部33
0のみが実施例1と異なる。また、このセンサレス制御
部330に含まれる構成のうち、電圧パルス値作成部3
31、およびセンサレス演算部340のみが実施例1と
異なる。さらに、このセンサレス演算部340に含まれ
る構成のうち、ずれ量作成部342のみが実施例1と異
なる。実施例1と同様の構成については実施例1と同一
の符号を付け説明を省略する。
FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the position sensorless motor control device according to the third embodiment. In the configuration of the position sensorless motor control device according to the third embodiment, only the microcomputer 308 differs from the first embodiment. Also, among the components included in the microcomputer 308, the sensorless control unit 33
Only 0 is different from the first embodiment. Also, among the components included in the sensorless control unit 330, the voltage pulse value creation unit 3
31 and only the sensorless calculation unit 340 are different from the first embodiment. Further, among the configurations included in the sensorless calculation unit 340, only the shift amount creation unit 342 is different from the first embodiment. The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and description thereof will be omitted.

【0090】センサレス制御部330は、電流指令値i
aを入力しd軸電圧パルス値vd*’とq軸電圧パルス
値vq*’とを出力する電圧パルス値作成部331と、
u相電流値iuとv相電流値ivとを入力し変化前u相
電流値iu0と変化前v相電流値iv0とを出力する電
流値保存部32と、変化前u相電流値iu0と変化前v
相電流値iv0とu相電流値iuとv相電流値ivと推
定角度θとを入力し進み量Δθと速度ωとを出力するセ
ンサレス演算部340とから構成される。
The sensorless control unit 330 outputs the current command value i
a voltage pulse value creation unit 331 that inputs a and outputs a d-axis voltage pulse value vd * ′ and a q-axis voltage pulse value vq * ′;
a current value storage unit 32 which receives u-phase current value iu and v-phase current value iv and outputs u-phase current value iu0 before change and v-phase current value iv0 before change, and u-phase current value iu0 before change Before v
It is composed of a sensorless calculation unit 340 that receives the phase current value iv0, the u-phase current value iu, the v-phase current value iv, and the estimated angle θ and outputs the advance amount Δθ and the speed ω.

【0091】センサレス演算部340は、変化前u相電
流値iu0と変化前v相電流値iv0とu相電流値iu
とv相電流値ivとを入力しd軸電流変化量Δidとq
軸電流変化量Δiqとを出力する変化量作成部41と、
d軸電流変化量Δidとq軸電流変化量Δiqとを入力
しずれ量eθを出力するずれ量作成部342と、ずれ量
eθを入力し進み量Δθを作成する進み量作成部43
と、進み量Δθを入力し速度ωを出力する速度作成部4
4とから構成される。
The sensorless calculation unit 340 calculates the pre-change u-phase current value iu0, the pre-change v-phase current value iv0, and the u-phase current value iu.
And the v-phase current value iv, and the d-axis current change amount Δid and q
A change amount creating unit 41 that outputs a shaft current change amount Δiq,
A shift amount creation unit 342 that inputs the d-axis current change amount Δid and the q-axis current change amount Δiq and outputs a shift amount eθ, and an advance amount creation unit 43 that inputs the shift amount eθ and creates an advance amount Δθ.
Speed generating unit 4 for inputting the advance amount Δθ and outputting the speed ω
And 4.

【0092】次に、本発明の実施例3の位置センサレス
モータ制御装置の動作について説明する。
Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the third embodiment of the present invention will be described.

【0093】電圧パルス値作成部331、およびずれ量
作成部342以外の構成は実施例1と同様であり説明を
省略する。
The configuration other than the voltage pulse value creating section 331 and the shift amount creating section 342 is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.

【0094】電圧パルス値作成部331は、ある設定さ
れた時間ごとに起動され、電流制御部10がある設定さ
れた回数だけ起動される期間だけステータ巻線1u、1
v、1wに重畳して印加する電圧パルス値(第1の電圧
パルス値)を作成し、次に、同じ期間だけ逆向きの電圧
パルス値(第2の電圧パルス値)を作成する。ここで、
印加する電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束が
ロータ3に配置された永久磁石4の発生する磁束と同じ
向きになるような電圧パルス(第1の電圧パルス)をま
ず印加し、次に逆向きの電圧パルス(第2の電圧パル
ス)を印加する。なお、これらの向きは、推定角度θか
ら求められる。また、電流指令値iaの大きさが大きく
なると電圧パルスの大きさを小さくする。
The voltage pulse value creating section 331 is activated at every set time, and the stator windings 1u and 1u are activated only during a period when the current control section 10 is activated a certain number of times.
A voltage pulse value (first voltage pulse value) to be applied superimposed on v and 1w is created, and then a voltage pulse value (second voltage pulse value) in the opposite direction is created for the same period. here,
A voltage pulse (first voltage pulse) is applied first such that the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse is in the same direction as the magnetic flux generated by the permanent magnet 4 arranged on the rotor 3, and then the voltage pulse is applied in the opposite direction. (Second voltage pulse) is applied. Note that these directions are obtained from the estimated angle θ. Also, when the magnitude of the current command value ia increases, the magnitude of the voltage pulse decreases.

【0095】具体的は、図10のように、電圧パルス値
振幅ΔVを切片がDV0で傾きがDV1の電流指令値i
aの絶対値(abs(ia))に関する1次関数とす
る。ここで、DV0は正数であり、DV1は負数であ
る。以下の動作は、実施例1の電圧パルス値作成部31
の動作と同様であり、説明を省略する。
More specifically, as shown in FIG. 10, the current command value i having an intercept of DV0 and a slope of DV1 is defined by the voltage pulse value amplitude ΔV.
Let it be a linear function related to the absolute value of a (abs (ia)). Here, DV0 is a positive number and DV1 is a negative number. The following operation is performed by the voltage pulse value creation unit 31 of the first embodiment.
The operation is the same as that described above, and the description is omitted.

【0096】ずれ量作成部342は、電圧パルスにより
変化した電流量に基づき推定角度θと実際のロータの角
度がどれだけずれているか示すずれ量eθを演算する。
まず、それぞれある設定された値であるd軸電流変化量
の基準値refdとq軸電流変化量の基準値refqと
を作成する。以下の動作は実施例1のずれ量作成部42
と同様であり説明を省略する。
The shift amount creating section 342 calculates a shift amount eθ indicating how much the estimated angle θ deviates from the actual rotor angle based on the current amount changed by the voltage pulse.
First, a reference value refd of the d-axis current change amount and a reference value refq of the q-axis current change amount, which are set values, are created. The following operation is performed by the shift amount creating unit 42 of the first embodiment.
The description is omitted.

【0097】次に、実施例3の位置センサレスモータ制
御装置が実現する効果を説明する。
Next, the effects realized by the position sensorless motor control device of the third embodiment will be described.

【0098】以下、電流指令値iaにより電圧パルス値
振幅ΔVを変化させることの効果を説明する。
The effect of changing the voltage pulse value amplitude ΔV according to the current command value ia will be described below.

【0099】実施例1で説明したように、ステータ巻線
1u、1v、1wに大きな電流を流すと、ステータ(図
示せず)やロータ3において磁気飽和が発生するため、
同じ大きさの電圧パルスを印加しても、電流変化量が大
きくなる。
As described in the first embodiment, when a large current flows through the stator windings 1u, 1v, and 1w, magnetic saturation occurs in the stator (not shown) and the rotor 3, so that
Even if voltage pulses of the same magnitude are applied, the amount of change in current increases.

【0100】ここで、電圧パルス値振幅ΔVが一定のと
きを考える。ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電
流が小さいときに正しくずれ量eθが求められるように
d軸基準値refdとq軸基準値refqとを設定した
とき、ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電流を大
きくすると、d軸基準値refdとq軸電流基準値re
fqとが不適切な値となり、正しくずれ量eθを求める
ことができない。反対に、ステータ巻線1u、1v、1
wに流れる電流が大きいときに正しくずれ量eθが求め
られるようにd軸基準値refdとq軸基準値refq
とを設定したとき、ステータ巻線1u、1v、1wに流
れる電流を小さくすると、d軸基準値refdとq軸電
流基準値refqとが不適切な値となり、正しくずれ量
eθを求めることができない。そのため、推定角度θの
精度が悪くなり、d軸電流指令値id*とq軸電流指令
値iq*とで表される電流指令値とおりにステータ巻線
1u、1v、1wに電流を流すことができず、最適な電
流位相βTを実現できないため、効率が悪くなる。
Here, consider the case where the voltage pulse value amplitude ΔV is constant. When the d-axis reference value refd and the q-axis reference value refq are set so that the deviation amount eθ is correctly obtained when the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w is small, the stator windings 1u, 1v, 1w When the flowing current is increased, the d-axis reference value refd and the q-axis current reference value re
fq becomes an inappropriate value, and the shift amount eθ cannot be correctly obtained. Conversely, the stator windings 1u, 1v, 1
When the current flowing through w is large, the d-axis reference value refd and the q-axis reference value refq are determined so that the shift amount eθ can be correctly obtained.
When the currents flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w are made smaller, the d-axis reference value refd and the q-axis current reference value refq become inappropriate values, and the shift amount eθ cannot be obtained correctly. . As a result, the accuracy of the estimated angle θ deteriorates, and current may flow through the stator windings 1u, 1v, and 1w according to the current command values represented by the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *. As a result, the optimum current phase βT cannot be realized, so that the efficiency deteriorates.

【0101】実施例3において、電流指令値iaの大き
さが大きくなるとステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流が大きくなり、磁気飽和が大きくなると判断す
る。そこで、電圧パルス値振幅ΔVを小さくし、磁気飽
和の影響をなくす。
In the third embodiment, when the current command value ia increases, the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w increases, and it is determined that the magnetic saturation increases. Therefore, the voltage pulse value amplitude ΔV is reduced to eliminate the influence of magnetic saturation.

【0102】このように、電流指令値iaが変化する
と、電圧パルス値の大きさを変化させることにより、精
度よく推定角度を作成し、最適な電流位相βTを保つた
め、効率よくモータを制御する位置センサレスモータ制
御装置を実現することができる。
As described above, when the current command value ia changes, the magnitude of the voltage pulse value is changed to form the estimated angle with high accuracy, and the motor is efficiently controlled to maintain the optimum current phase βT. A position sensorless motor control device can be realized.

【0103】また、実施例1で記述したように、ステー
タ巻線1u、1v、1wに大きな電流を流すと、磁気飽
和が発生し、インダクタンスが小さくなるため、同じ大
きさの電圧パルスを印加しても、電流変化量が大きくな
る。
As described in the first embodiment, when a large current is applied to the stator windings 1u, 1v, and 1w, magnetic saturation occurs and the inductance decreases, so that a voltage pulse of the same magnitude is applied. However, the amount of change in current is large.

【0104】ここで、電圧パルス値振幅ΔVが一定のと
きは、ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電流が大
きくなると、電流変化量が大きくなるため、あらかじめ
この電流に耐え得る電流耐量を持つ上側IGBT73
u、73v、73w、下側IGBT75u、75v、7
5wを使用する必要が生じ、コスト高の原因となる。
Here, when the amplitude of the voltage pulse value ΔV is constant, if the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w increases, the amount of change in the current increases. Upper IGBT73
u, 73v, 73w, lower IGBT 75u, 75v, 7
5w needs to be used, which causes an increase in cost.

【0105】実施例3において、電流指令値iaの大き
さが大きくなるとステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流が大きくなり、磁気飽和が大きくなると判断す
る。そこで、電圧パルス値振幅ΔVを小さくし、電流変
化量が大きくなることを防止する。そのため、あらかじ
め大きな電流耐量を持つ上側IGBT73u、73v、
73w、下側IGBT75u、75v、75wを選定す
る必要がなくなり、コスト高にならない。
In the third embodiment, when the current command value ia increases, the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w increases, and it is determined that the magnetic saturation increases. Thus, the voltage pulse value amplitude ΔV is reduced to prevent the current change amount from increasing. Therefore, the upper IGBTs 73u, 73v,
It is not necessary to select the 73w and the lower IGBTs 75u, 75v, 75w, and the cost is not increased.

【0106】このように、電流指令値iaの大きさが大
きくなると、電圧パルス値の大きさを小さくすることに
より、パルス電圧を印加したときにステータ巻線に流れ
る電流を小さく抑え、高い電流耐量を持つIGBTを必
要としない低コストな位置センサレスモータ制御装置を
実現する。
As described above, when the magnitude of the current command value ia increases, the magnitude of the voltage pulse value is reduced, so that the current flowing through the stator winding when a pulse voltage is applied is reduced, and a high current withstand capability is obtained. A low-cost position sensorless motor control device that does not require an IGBT having the above-mentioned features is realized.

【0107】《実施例4》次に、本発明の実施例4であ
る位置センサレスモータ制御装置について説明する。実
施例1の位置センサレスモータ制御装置は、埋込磁石型
モータ(IPM)を制御したが、実施例4の位置センサ
レスモータ制御装置は、表面磁石型モータ(SPM:S
urface Permanent Magnet m
otor)を制御するものである。
Fourth Embodiment Next, a position sensorless motor control device according to a fourth embodiment of the present invention will be described. The position sensorless motor control device according to the first embodiment controls an embedded magnet type motor (IPM), but the position sensorless motor control device according to the fourth embodiment uses a surface magnet type motor (SPM: SPM).
surface Permanent Magnet m
otor).

【0108】まず、本発明の実施例4の位置センサレス
モータ制御装置の構成について説明する。
First, the configuration of the position sensorless motor control device according to the fourth embodiment of the present invention will be described.

【0109】図11は、実施例4における位置センサレ
スモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施
例1におけるブラシレスモータ5は埋込磁石型モータ
(IPM)であったが、実施例4におけるブラシレスモ
ータ405(SPM)は表面磁石型モータである。
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a position sensorless motor control device according to the fourth embodiment. The brushless motor 5 in the first embodiment is an interior magnet type motor (IPM), whereas the brushless motor 405 (SPM) in the fourth embodiment is a surface magnet type motor.

【0110】また、実施例4における位置センサレスモ
ータ制御装置の構成のうち、マイコン408のみが実施
例1と異なる。また、このマイコン408に含まれる構
成のうち、速度制御部420、およびセンサレス制御部
430のみが実施例1と異なる。この速度制御部420
に含まれる構成のうち、電流指令値作成部423のみが
実施例1と異なる。また、センサレス制御部430に含
まれる構成のうち、電圧パルス値作成部431、および
センサレス演算部440のみが実施例1と異なる。さら
に、このセンサレス演算部440に含まれる構成のう
ち、変化量作成部441、およびずれ量作成部442の
みが実施例1と異なる。実施例1と同様の構成について
は実施例1と同一の符号を付け説明を省略する。
In the configuration of the position sensorless motor control device according to the fourth embodiment, only the microcomputer 408 differs from the first embodiment. Further, among the components included in the microcomputer 408, only the speed control unit 420 and the sensorless control unit 430 are different from the first embodiment. This speed control unit 420
Only the current command value creation unit 423 is different from that of the first embodiment. Further, among the configurations included in the sensorless control unit 430, only the voltage pulse value creation unit 431 and the sensorless calculation unit 440 are different from the first embodiment. Furthermore, among the configurations included in the sensorless calculation unit 440, only the change amount creation unit 441 and the shift amount creation unit 442 are different from the first embodiment. The same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and description thereof will be omitted.

【0111】ブラシレスモータ405は、ステータ電流
が流れるステータ巻線1u、1v、1wが巻回されたス
テータ(図示せず)と、このステータ(図示せず)に対
向し近接して回転自在に配置されたロータ403とが設
けられている。ここで、ステータ巻線1u、1v、1w
はスター結線されている。このロータ403の表面には
永久磁石404が配置され、ステータ電流により生成さ
れる磁束とこの永久磁石404による磁束との相互作用
によりロータ403が回転する。
The brushless motor 405 is provided with a stator (not shown) having stator windings 1u, 1v, and 1w through which a stator current flows, and is rotatably opposed to and close to the stator (not shown). Rotor 403 provided. Here, the stator windings 1u, 1v, 1w
Are star connected. A permanent magnet 404 is arranged on the surface of the rotor 403, and the rotor 403 rotates by the interaction between the magnetic flux generated by the stator current and the magnetic flux generated by the permanent magnet 404.

【0112】速度制御部420は、アナログ値であるア
ナログ速度指令値ω*aをデジタル値である速度指令値
ω*に変換するADC21と、速度指令値ω*と速度ω
とを入力しトルク指令値T*を出力するトルク指令値作
成部22と、トルク指令値T*を入力しd軸電流指令値
id*とq軸電流指令値iq*と電流指令値iaとを出
力する電流指令値作成部423とから構成される。
The speed controller 420 converts the analog speed command value ω * a, which is an analog value, into the speed command value ω *, which is a digital value, and outputs the speed command value ω * and the speed ω *.
And a torque command value creation unit 22 that outputs a torque command value T * and a d-axis current command value id *, a q-axis current command value iq *, and a current command value ia that receive the torque command value T *. And a current command value creation unit 423 to be output.

【0113】センサレス制御部430は、電圧指令値振
幅iaを入力しd軸電圧パルス値vd*’とq軸電圧パ
ルス値vq*’とを出力する電圧パルス値作成部431
と、u相電流値iuとv相電流値ivとを入力し変化前
u相電流値iu0と変化前v相電流値iv0とを出力す
る電流値保存部32と、変化前u相電流値iu0と変化
前v相電流値iv0とu相電流値iuとv相電流値iv
と電流指令値iaと推定角度θとを入力し進み量Δθと
速度ωとを出力するセンサレス演算部440とから構成
される。
The sensorless control section 430 receives the voltage command value amplitude ia and outputs a d-axis voltage pulse value vd * 'and a q-axis voltage pulse value vq *'.
And a current value storage unit 32 that receives the u-phase current value iu and the v-phase current value iv and outputs the u-phase current value iu0 before the change and the v-phase current value iv0 before the change, and the u-phase current value iu0 before the change And the pre-change v-phase current value iv0, u-phase current value iu, and v-phase current value iv
And a current command value ia and an estimated angle θ, and a sensorless calculation unit 440 that outputs an advance amount Δθ and a speed ω.

【0114】センサレス演算部440は、変化前u相電
流値iu0と変化前v相電流値iv0とu相電流値iu
とv相電流値ivと推定角度θとを入力しd’軸電流変
化量Δid’を出力する変化量作成部441と、d’軸
電流変化量Δid’と電流指令値iaとを入力しずれ量
eθを出力するずれ量作成部442と、ずれ量eθを入
力し進み量Δθを作成する進み量作成部43と、進み量
Δθを入力し速度ωを出力する速度作成部44とから構
成される。
The sensorless operation unit 440 calculates the pre-change u-phase current value iu0, the pre-change v-phase current value iv0, and the u-phase current value iu.
And the v-phase current value iv and the estimated angle θ, and output a d′-axis current change amount Δid ′, and a deviation between the d′-axis current change amount Δid ′ and the current command value ia. It comprises a shift amount creating unit 442 that outputs the amount eθ, a lead amount creating unit 43 that inputs the shift amount eθ to create the advance amount Δθ, and a speed creating unit 44 that inputs the advance amount Δθ and outputs the speed ω. You.

【0115】次に、本発明の実施例4の位置センサレス
モータ制御装置の動作について説明する。
Next, the operation of the position sensorless motor control device according to the fourth embodiment of the present invention will be described.

【0116】電流指令値作成部423、およびセンサレ
ス制御部430以外の構成は実施例1と同様であり説明
を省略する。
The configuration other than the current command value creation unit 423 and the sensorless control unit 430 is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.

【0117】まず、電流指令値作成部423の動作を説
明する。電流指令値作成部423は、ブラシレスモータ
の出力トルクがトルク指令T*とおりになるように、d
軸電流指令値id*とq軸電流指令値iq*とを作成す
る。(数2)のように、トルク指令値T*をある設定さ
れた値KTで除算した結果を電流指令値iaとする。ま
た、下記(数29)のように、d軸電流指令値id*を
0とする。一方、下記(数30)のように、q軸電流指
令値iq*を電流指令値iaとする。
First, the operation of the current command value creating section 423 will be described. The current command value creation unit 423 sets d so that the output torque of the brushless motor is equal to the torque command T *.
An axis current command value id * and a q-axis current command value iq * are created. As shown in (Equation 2), the result of dividing the torque command value T * by a certain set value KT is defined as a current command value ia. Also, the d-axis current command value id * is set to 0 as in the following (Equation 29). On the other hand, as shown in (Equation 30) below, the q-axis current command value iq * is set as the current command value ia.

【0118】(数29) id* = 0 (数30) iq* = ia 次に、センサレス制御部430の動作の概要を説明す
る。センサレス制御部430は、ロータの角度を推定す
るための動作を行う。
(Equation 29) id * = 0 (Equation 30) iq * = ia Next, the outline of the operation of the sensorless control unit 430 will be described. The sensorless control unit 430 performs an operation for estimating the angle of the rotor.

【0119】図12は、実施例4におけるセンサレス制
御部430の動作シーケンスを示す波形図である。ある
設定された時間ごとに電圧パルス値作成部431を起動
し、d軸電圧パルス値vd*’とq軸電圧パルス値vq
*’とで示される電圧パルスを重畳し、変化量作成部4
41によりd’軸電流変化量Δid’で示されるステー
タ巻線1u、1v、1wに流れる電流の変化量を測定す
る。
FIG. 12 is a waveform chart showing an operation sequence of the sensorless control section 430 in the fourth embodiment. The voltage pulse value creation unit 431 is activated at every set time, and the d-axis voltage pulse value vd * ′ and the q-axis voltage pulse value vq
* ′ And a change amount creating unit 4
41, the change amount of the current flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w indicated by the d'-axis current change amount Δid 'is measured.

【0120】図13は、実施例4におけるd’軸電流変
化量Δid’とずれ量eθとの関係図である。印加した
電圧パルスによる電流が発生する磁束により飽和が発生
するため、実際のロータの角度と推定角度θのずれ(ず
れ量eθ:実際のロータの角度に対する推定角度θの遅
れ)により、d’軸電流変化量Δid’が変化する。ず
れ量作成部442は、この関係からずれ量eθを求め
る。なお、力行時と回生時とでは、波形がずれる。
FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the d'-axis current change amount Δid 'and the shift amount eθ in the fourth embodiment. Since saturation occurs due to the magnetic flux generated by the current generated by the applied voltage pulse, the d ′ axis is shifted due to a deviation between the actual rotor angle and the estimated angle θ (deviation eθ: delay of the estimated angle θ with respect to the actual rotor angle). The current change amount Δid ′ changes. The shift amount creation unit 442 obtains the shift amount eθ from this relationship. It should be noted that the waveforms are different between the power running and the regeneration.

【0121】そして、進み量作成部43は、実際のロー
タの角度と推定角度θとが一致するように、進み量Δθ
を求める。さらに、速度作成部44は、速度制御部42
0で使用する速度ωを作成する。
Then, the advance amount creating section 43 sets the advance amount Δθ such that the actual rotor angle matches the estimated angle θ.
Ask for. Further, the speed creation unit 44 includes a speed control unit 42
Create a velocity ω to be used at 0.

【0122】次に、センサレス制御部430の動作の詳
細を説明する。電圧パルス値作成部431、変化量作成
部441、およびずれ量作成部442以外の構成は実施
例1と同様であり説明を省略する。
Next, the operation of the sensorless control section 430 will be described in detail. The configuration other than the voltage pulse value creation unit 431, the change amount creation unit 441, and the shift amount creation unit 442 is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.

【0123】電圧パルス値作成手段431は、ある設定
された時間ごとに起動され、電流制御部10がある設定
された回数だけ起動される期間だけステータ巻線1u、
1v、1wに重畳して印加する電圧パルス値(第1の電
圧パルス値)を作成し、次に、同じ期間だけ逆向きの電
圧パルス値(第2の電圧パルス値)を作成する。ここ
で、電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束の位置
を、ロータ403に配置された永久磁石404が発生す
る磁束の位置からステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流により発生する磁束の位置への向きにずらした位
置に発生するように、電圧パルス(第1の電圧パルス)
を印加し、次に逆向きの電圧パルス(第2の電圧パル
ス)を印加する。なお、磁束の向きは、推定角度θから
判断される。
The voltage pulse value creating means 431 is activated at every set time, and the stator winding 1u,
A voltage pulse value (first voltage pulse value) to be superimposed on 1v and 1w is created, and then a voltage pulse value (second voltage pulse value) in the opposite direction is created for the same period. Here, the position of the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse is changed from the position of the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 disposed on the rotor 403 to the position of the magnetic flux generated by the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w. Voltage pulse (first voltage pulse) to be generated at a position shifted in the direction of
Is applied, and then a reverse voltage pulse (second voltage pulse) is applied. The direction of the magnetic flux is determined from the estimated angle θ.

【0124】具体的には、まず、第1の電圧パルス値を
作成する。下記(数31)、(数32)のように、d軸
電圧パルス値vd*’を設定された値である電圧パルス
値振幅ΔVとcos(βdv)との乗算結果とし、q軸
電圧パルス値vq*’を電圧パルス値振幅ΔVとsin
(βdv)との乗算結果とする。ここで、電圧パルス値
振幅ΔVは正数である。次に、第2の電圧パルス値を作
成する。下記(数33)、(数34)のように、d軸電
圧パルス値vd*’とq軸電圧パルス値vq*’を第1
の電圧パルス値の逆符号とする。
More specifically, first, a first voltage pulse value is created. As shown in (Equation 31) and (Equation 32) below, the d-axis voltage pulse value vd * ′ is a multiplication result of the set voltage pulse amplitude ΔV and cos (βdv), and the q-axis voltage pulse value vq * 'is defined as voltage pulse value amplitude ΔV and sin
(Βdv). Here, the voltage pulse value amplitude ΔV is a positive number. Next, a second voltage pulse value is created. As shown in (Equation 33) and (Equation 34) below, the d-axis voltage pulse value vd * 'and the q-axis voltage pulse value vq *'
The opposite sign of the voltage pulse value of.

【0125】(数31) vd*’ = ΔV・cos(βdv) (数32) vq*’ = ΔV・sin(βdv) (数33) vd*’ = −ΔV・cos(βdv) (数34) vq*’ = −ΔV・sin(βdv) ここで、βdvは、印加する電圧パルスにより流れる電
流が発生する磁束とロータ403に配置された永久磁石
404の発生する磁束との位相差を表す角度である。以
下、このβdvを電圧パルス位相差と呼ぶ。下記(数3
5)のように、ある設定された値Kβdv1に電流指令
値iaの絶対値(abs(ia))を乗じた結果とある
設定された値Kβdv0との加算結果を電圧パルス位相
差βdvの大きさとする。そして、電流指令値iaの符
号が正または0のとき、電圧パルス位相差βdvの符号
を正とする。一方、電流指令値iaの符号が負のとき、
電圧パルス位相差βdvの符号を負とする。
(Equation 31) vd * ′ = ΔV · cos (βdv) (Equation 32) vq * ′ = ΔV · sin (βdv) (Equation 33) vd * ′ = − ΔV · cos (βdv) (Equation 34) vq * ′ = − ΔV · sin (βdv) Here, βdv is an angle representing the phase difference between the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse and the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 arranged on the rotor 403. is there. Hereinafter, βdv is referred to as a voltage pulse phase difference. The following (Equation 3)
As in 5), the result of multiplying a certain set value Kβdv1 by the absolute value (abs (ia)) of the current command value ia and a certain set value Kβdv0 are added to the magnitude of the voltage pulse phase difference βdv. I do. When the sign of the current command value ia is positive or 0, the sign of the voltage pulse phase difference βdv is positive. On the other hand, when the sign of the current command value ia is negative,
The sign of the voltage pulse phase difference βdv is negative.

【0126】(数35) βdv = + {Kβdv0 + Kβdv1・ab
s(ia)}(ia ≧ 0のとき) βdv = − {Kβdv0 + Kβdv1・ab
s(ia)}(ia < 0のとき) このように電圧パルス位相差βdvを変化させることに
より、以下のような電圧パルス値が作成される。
(Equation 35) βdv = + {Kβdv0 + Kβdv1 · ab
s (ia)} (when ia ≧ 0) βdv = − {Kβdv0 + Kβdv1 · ab
s (ia)} (when ia <0) By changing the voltage pulse phase difference βdv in this way, the following voltage pulse values are created.

【0127】ブラシレスモータ403が正転のとき、印
加される電圧パルスは、以下のようになる。電流指令値
iaが正であり力行のとき、電圧パルス位相差βdvを
正とすることで、電圧パルスにより流れる電流が発生す
る磁束が、永久磁石404が発生する磁束よりもロータ
403が回転する向きに進むように、電圧パルス値を作
成する。また、電流指令値iaが負であり回生のとき、
電圧パルス位相差βdvを負とすることで、電圧パルス
により流れる電流が発生する磁束が、永久磁石404が
発生する磁束よりもロータ403が回転する向きから遅
れるように、電圧パルス値を作成する。
When the brushless motor 403 is rotating forward, the applied voltage pulse is as follows. When the current command value ia is positive and the motor is running, by setting the voltage pulse phase difference βdv to be positive, the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse causes the rotor 403 to rotate more than the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. A voltage pulse value is created so as to proceed to. Also, when the current command value ia is negative and regenerating,
By setting the voltage pulse phase difference βdv to be negative, a voltage pulse value is created so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse is delayed from the rotation direction of the rotor 403 with respect to the magnetic flux generated by the permanent magnet 404.

【0128】ブラシレスモータ403が逆転のとき、印
加される電圧パルスは、以下のようになる。電流指令値
iaが正であり回生のとき、電圧パルス位相差βdvを
正とすることで、電圧パルスにより流れる電流が発生す
る磁束が、永久磁石404が発生する磁束よりもロータ
403が回転する向きから遅れるように、電圧パルス値
を作成する。また、電流指令値iaが負であり力行のと
き、電圧パルス位相差βdvを負とすることで、電圧パ
ルスにより流れる電流が発生する磁束が、永久磁石40
4が発生する磁束よりもロータ403が回転する向きに
進むように、電圧パルス値を作成する。
When the brushless motor 403 rotates in the reverse direction, the applied voltage pulse is as follows. When the current command value ia is positive and regenerative, the voltage pulse phase difference βdv is positive, so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse causes the rotor 403 to rotate more than the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. The voltage pulse value is created so as to be delayed from. Further, when the current command value ia is negative and the motor is running, the voltage pulse phase difference βdv is made negative, so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse generates the permanent magnet 40.
A voltage pulse value is created so that the rotor 403 rotates in a direction in which the rotor 403 rotates more than the magnetic flux generated by the rotor 4.

【0129】さらに、ブラシレスモータ405の発生す
る出力トルクの大きさが大きくなると、電圧パルス位相
差βdvの大きさを大きくすることで、電圧パルスによ
り流れる電流が発生する磁束と永久磁石404が発生す
る磁束との位相差の大きさを大きくするような電圧パル
ス値を作成する。なお、電流指令値が0であり、ブラシ
レスモータ405がほぼ0の出力トルクを発生すると
き、便宜上、電圧パルス位相差βdvを正としたが、負
としてもよい。
Further, when the magnitude of the output torque generated by the brushless motor 405 increases, the magnitude of the voltage pulse phase difference βdv is increased, so that a magnetic flux and a permanent magnet 404 which generate a current flowing by the voltage pulse are generated. A voltage pulse value that increases the magnitude of the phase difference with the magnetic flux is created. When the current command value is 0 and the brushless motor 405 generates an output torque of almost 0, the voltage pulse phase difference βdv is set to be positive for convenience, but may be set to be negative.

【0130】変化量作成部441は、電圧パルスによる
ステータ巻線に流れる電流の変化量を求める。まず、電
圧パルスを印加する前の電流値を求める。下記(数3
6)のように、静止座標系である変化前u相電流値iu
0と変化前v相電流値iv0をdq軸から電気角で電圧
パルス位相差βdvだけ進めた軸上(d’q’軸上)の
変化前d’軸電流値id’0を作成する。次に、電圧パ
ルスを印加した後の電流値を求める。下記(数37)の
ように、静止座標系であるu相電流値iuとv相電流値
ivをdq軸から電気角で電圧パルス位相差βdvだけ
進めた軸上(d’q’軸上)の変化後d’軸電流値i
d’1を作成する。そして、電圧パルスにより変化した
電流量を求める。下記(数38)のように、変化後d’
軸電流値id’1から変化前d’軸電流値id’0を減
算した結果をd’軸電流変化量Δid’とする。ここ
で、電圧パルス位相差βdvは電圧パルス値作成部43
1で用いた電圧パルス位相差βdvと同様である。
The change amount creating section 441 obtains the change amount of the current flowing through the stator winding due to the voltage pulse. First, a current value before applying a voltage pulse is obtained. The following (Equation 3)
As shown in 6), the u-phase current value before change iu which is a stationary coordinate system
A pre-change d'-axis current value id'0 on the axis (on the d'q 'axis) is created by advancing the pre-change v-phase current value iv0 by an electrical angle from the dq axes by the voltage pulse phase difference βdv. Next, a current value after application of the voltage pulse is obtained. As shown in (Formula 37) below, the u-phase current value iu and the v-phase current value iv, which are stationary coordinate systems, are advanced from the dq axes by an electrical angle by a voltage pulse phase difference βdv (on the d′ q ′ axis). D'-axis current value i
Create d'1. Then, the amount of current changed by the voltage pulse is obtained. As shown in (Equation 38) below, d ′ after the change
The result of subtracting the d'-axis current value id'0 before the change from the axis current value id'1 is defined as a d'-axis current change amount Δid '. Here, the voltage pulse phase difference βdv is calculated based on the voltage pulse value
This is the same as the voltage pulse phase difference βdv used in No. 1.

【0131】(数36) id’0 ={√(2)}・{iu0・sin(θ+6
0°+βdv)+iv0・sin(θ+βdv)} (数37) id’1 ={√(2)}・{ iu・sin(θ+6
0°+βdv)+ iv・sin(θ+βdv)} (数38) Δid’ = id’1−id’0 ずれ量作成部442は、電圧パルスにより変化した電流
量に基づき推定角度θと実際のロータの角度がどれだけ
ずれているか示すずれ量eθを演算する。まず、電流指
令値iaの大きさが大きくなると大きくなるd’軸電流
変化量の基準値refd’(以下、d’軸基準値ref
d’と呼ぶ)を作成する。図14のように、d’軸基準
値refd’を切片がREFD’0で傾きがREFD’
1の電流指令値iaの絶対値(abs(ia))に関す
る1次関数とする。ここで、REFD’0、およびRE
FD’1は正数である。
(Equation 36) id′0 = {(2)} · {iu0 · sin (θ + 6)
0 ° + βdv) + iv0 · sin (θ + βdv)} (Expression 37) id′1 = {(2)} · {iu · sin (θ + 6
0 ° + βdv) + iv · sin (θ + βdv)} (38) Δid ′ = id′1−id′0 The shift amount creation unit 442 calculates the estimated angle θ and the actual rotor position based on the current amount changed by the voltage pulse. A shift amount eθ indicating how much the angle is shifted is calculated. First, the reference value refd 'of the d'-axis current change amount (hereinafter referred to as the d'-axis reference value ref) which increases as the current command value ia increases.
d '). As shown in FIG. 14, the intercept of the d′-axis reference value refd ′ is REFD′0 and the slope is REFD ′.
This is a linear function related to the absolute value (abs (ia)) of the current command value ia of 1. Here, REFD'0 and RE
FD'1 is a positive number.

【0132】そして、変化量から基準値を引いた値に基
づきずれ量eθを求める。下記(数39)のように、電
流指令値ia*が正または0であり、電圧パルス位相差
βdvが正のとき、d’軸電流変化量Δid’からd’
軸基準値refd’を減算したものとある設定された値
KETDとの乗算結果をずれ量eθとする。一方、電流
指令値ia*が負であり、電圧パルス位相差βdvが負
のとき、d’軸電流変化量Δid’からd’軸基準値r
efd’を減算したものとある設定された値KETDと
の乗算結果に(−1)を乗じた結果をずれ量eθとす
る。
Then, a shift amount eθ is obtained based on a value obtained by subtracting a reference value from the change amount. As shown in (Equation 39) below, when the current command value ia * is positive or 0 and the voltage pulse phase difference βdv is positive, the d′-axis current change amount Δid ′ to d ′
The result of multiplication of the value obtained by subtracting the axis reference value refd 'and a set value KETD is defined as a shift amount eθ. On the other hand, when the current command value ia * is negative and the voltage pulse phase difference βdv is negative, the d′-axis reference value r is calculated from the d′-axis current change amount Δid ′.
The result obtained by multiplying the result of multiplication of the value obtained by subtracting efd ′ and a certain set value KETD by (−1) is defined as a shift amount eθ.

【0133】 (数39) eθ = + KETD・(Δid’−refd’)(ia≧0のとき) = − KETD・(Δid’−refd’)(ia<0のとき) このように、電圧パルス位相差βdvの正負により、ず
れの符号を変える。(数35)のように、電流指令値i
aが正または0のとき、電圧パルス位相差βdvを正と
した。このとき、図13のように、電圧パルス位相差β
dvがある程度大きいとき、ずれ量eθ=0付近におい
て、ずれ量eθに対して、d’軸電流変化量Δid’は
右上がりとなる。一方、(数35)のように、電流指令
値iaが負のとき、電圧パルス位相差βdvを負とし
た。このとき、電圧パルス位相差βdvがある程度大き
いとき、ずれ量eθ=0付近において、ずれ量eθに対
して、d’軸電流変化量Δid’は右下がりとなる。し
たがって、ずれ量eθに対するd’軸電流変化量Δi
d’からd’軸基準値refd’を減算した結果の符号
は、電流パルス位相差βdvの正負により異なる。この
ため、電圧パルス位相差βdvの正負により、ずれの符
号を変える必要がある。
(Equation 39) eθ = + KETD · (Δid′−refd ′) (when ia ≧ 0) = − KETD · (Δid′−refd ′) (when ia <0) Thus, the voltage pulse The sign of the shift is changed depending on the sign of the phase difference βdv. As shown in (Equation 35), the current command value i
When a is positive or 0, the voltage pulse phase difference βdv is positive. At this time, as shown in FIG.
When dv is large to some extent, the d′-axis current change amount Δid ′ rises to the right with respect to the shift amount eθ near the shift amount eθ = 0. On the other hand, when the current command value ia is negative as in (Equation 35), the voltage pulse phase difference βdv is set negative. At this time, when the voltage pulse phase difference βdv is large to some extent, the d′-axis current change amount Δid ′ decreases to the right with respect to the shift amount eθ near the shift amount eθ = 0. Therefore, d′-axis current change amount Δi with respect to deviation amount eθ
The sign of the result of subtracting the d′-axis reference value refd ′ from d ′ differs depending on whether the current pulse phase difference βdv is positive or negative. Therefore, it is necessary to change the sign of the shift depending on the sign of the voltage pulse phase difference βdv.

【0134】ここで、KETDが正しく設定されないと
ずれ量eθは推定角度θと実際のロータの角度とのずれ
を正しく表さない。しかし、(数26)のように、ずれ
量eθにゲインを乗じ進み量Δθを求める。したがっ
て、(数39)で作成されるずれ量eθが、推定角度θ
と実際のロータの角度とのずれと同じ符号を持てばよい
ため、問題とならない。
Here, if KETD is not set correctly, the deviation amount eθ does not correctly represent the deviation between the estimated angle θ and the actual rotor angle. However, as shown in (Equation 26), the deviation amount eθ is multiplied by the gain to obtain the advance amount Δθ. Therefore, the displacement amount eθ created by (Equation 39) is equal to the estimated angle θ.
This is not a problem since it is only necessary to have the same sign as the deviation between the angle and the actual angle of the rotor.

【0135】以上のように構成し動作させることによ
り、実施例4の位置センサレスモータ制御装置は、表面
磁石型モータの制御を実現する。
With the configuration and operation described above, the position sensorless motor control device of the fourth embodiment realizes control of the surface magnet type motor.

【0136】次に、実施例4の位置センサレスモータ制
御装置が実現する効果を説明する。
Next, the effects realized by the position sensorless motor control device of the fourth embodiment will be described.

【0137】まず、正転で力行のとき、電圧パルスによ
り流れる電流が発生する磁束が、永久磁石404が発生
する磁束よりもロータ403が回転する向きに進むよう
に、電圧パルスを印加する効果を説明する。
First, the effect of applying a voltage pulse so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse in the forward running and the power running proceeds in the direction in which the rotor 403 rotates more than the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. explain.

【0138】図15は、実施例4における磁束が発生す
る位置を示す概念図である。図15(a)から(d)に
おいて、の丸型からの矢印、および丸型への矢印は、永
久磁石404が発生する磁束を示す。また、図15
(b)、および(d)において、qで表される長方形へ
の矢印は、ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電流
が発生する磁束を示す。さらに、図15(b)、および
(d)において、d、およびd’で表される長方形への
矢印は、印加パルスにより流れる電流が発生する磁束を
示す。ここで、ブラシレスモータ405の磁極数は4で
あるが、簡単のため、図15において磁極数を2として
いる。
FIG. 15 is a conceptual diagram showing a position where a magnetic flux is generated in the fourth embodiment. In FIGS. 15A to 15D, arrows from the round shape and arrows to the round shape show the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. FIG.
In (b) and (d), the arrow to the rectangle represented by q indicates the magnetic flux generated by the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w. Further, in FIGS. 15B and 15D, the arrows to the rectangles represented by d and d ′ indicate the magnetic flux generated by the current flowing by the applied pulse. Here, the number of magnetic poles of the brushless motor 405 is four, but for simplicity, the number of magnetic poles is set to two in FIG.

【0139】図15(a)のように、電流指令値iaの
大きさが小さく、ステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流が小さいとき、発生している磁束はほぼ永久磁石
404が発生する磁束のみである。そのため、印加する
電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束がロータ4
03に配置された永久磁石404の発生する磁束と一致
するとき(図15(b))、総磁束量が最大となる。こ
のとき、ステータ(図示せず)における磁気飽和が最大
となり、印加される電圧パルスによる電流の変化量が最
大となる。したがって、図13において、電流が小さ
く、電圧パルス位相差βdv=0°のとき、ずれ量eθ
=0°で、d’軸電流変化量Δid’が極大となる。
As shown in FIG. 15 (a), when the magnitude of the current command value ia is small and the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w is small, the generated magnetic flux is almost generated by the permanent magnet 404. Only magnetic flux. Therefore, the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse
When the magnetic flux coincides with the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 arranged at the position 03 (FIG. 15B), the total magnetic flux amount becomes maximum. At this time, the magnetic saturation in the stator (not shown) is maximized, and the amount of change in current due to the applied voltage pulse is maximized. Therefore, in FIG. 13, when the current is small and the voltage pulse phase difference βdv = 0 °, the shift amount eθ
At 0 °, the d′-axis current change amount Δid ′ becomes a maximum.

【0140】また、図15(c)のように、電流指令値
iaの大きさが大きく、ステータ巻線1u、1v、1w
に流れる電流が大きいとき、発生している磁束は、永久
磁石404による磁束と正のq軸電流による磁束との和
となる。したがって、この磁束を増やす向きに電圧パル
スによる電流で磁束を発生すると磁気飽和が大きくな
り、印加される電圧パルスによる電流の変化量が大きく
なる。ここで、q軸電流が発生する磁束はロータ403
に配置された永久磁石404が発生する磁束よりも90
°進んでいる。そのため、印加する電圧パルスにより流
れる電流が発生する磁束がロータ403に配置された永
久磁石404の発生する磁束よりも進むような電圧パル
スを印加すると、磁気飽和が大きくなり、電圧パルスに
よる電流変化が大きくなる。したがって、図13におい
て、電流が大きく電圧パルス位相差βdv=0°の場
合、ずれ量eθが0°よりも若干小さいとき(0°から
90°の間の角度)、d’軸電流変化量Δid’が極大
となる。
As shown in FIG. 15C, the magnitude of the current command value ia is large, and the stator windings 1u, 1v, 1w
Is large, the generated magnetic flux is the sum of the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 and the magnetic flux generated by the positive q-axis current. Therefore, when a magnetic flux is generated by a current generated by a voltage pulse in a direction to increase the magnetic flux, magnetic saturation increases, and the amount of change in the current caused by the applied voltage pulse increases. Here, the magnetic flux generated by the q-axis current is
90 than the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 disposed at
° advanced. Therefore, when a voltage pulse is applied such that the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse is ahead of the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 arranged on the rotor 403, the magnetic saturation increases, and the current change due to the voltage pulse increases. growing. Therefore, in FIG. 13, when the current is large and the voltage pulse phase difference βdv = 0 °, when the shift amount eθ is slightly smaller than 0 ° (an angle between 0 ° and 90 °), the d′-axis current change amount Δid 'Is the maximum.

【0141】実施例1、2、3のように、印加する電圧
パルスにより流れる電流が発生する磁束がロータ403
に配置された永久磁石404の発生する磁束と一致する
ような電圧パルスを印加するとき(電圧パルス位相差β
dv=0°のとき)、図13のように、電流が小さいけ
れば、d’軸電流変化量Δid’がずれ量eθ=0°の
とき極大値をとるため、d’軸電流変化量Δid’を用
いてずれ量eθを求めることができない。
As in Embodiments 1, 2, and 3, the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse
When applying a voltage pulse that matches the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 disposed at
When dv = 0 °), as shown in FIG. 13, if the current is small, the d′-axis current change Δid ′ takes a maximum value when the shift amount eθ = 0 °, so that the d′-axis current change Δid 'Cannot be used to determine the shift amount eθ.

【0142】一方、印加する電圧パルスにより流れる電
流が発生する磁束がロータ403に配置された永久磁石
404の発生する磁束よりも遅れるような電圧パルスを
印加するとき(電圧パルス位相差βdv=負)、図13
のように、ずれ量eθ=0°付近で、ずれ量eθの変化
に対するd’軸電流変化量Δid’の変化が小さい。そ
のため、(数39)で求めたずれ量eθの精度が悪くな
る。
On the other hand, when applying a voltage pulse such that the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse is delayed from the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 arranged on the rotor 403 (voltage pulse phase difference βdv = negative) FIG.
In the vicinity of the shift amount eθ = 0 °, the change of the d′-axis current change amount Δid ′ with respect to the change of the shift amount eθ is small. Therefore, the accuracy of the deviation amount eθ obtained by (Equation 39) is deteriorated.

【0143】実施例4において、印加する電圧パルスに
より流れる電流が発生する磁束がロータ403に配置さ
れた永久磁石404の発生する磁束よりも進むような電
圧パルスを印加する(図15(d):電圧パルス位相差
βdv=正)。電流が小さいとき、ずれ量eθ=0°付
近で、d’軸電流変化量Δid’は極値をとらないた
め、ずれ量eθを求めることができる。また、電流が大
きいとき、ずれ量eθ=0°付近で、ずれ量eθの変化
に対するd’軸電流変化量Δid’の変化が大きいた
め、(数39)で求めたずれ量eθの精度がよい。
In the fourth embodiment, a voltage pulse is applied so that the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse advances more than the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 arranged on the rotor 403 (FIG. 15D). Voltage pulse phase difference βdv = positive). When the current is small, the d′-axis current change amount Δid ′ does not take an extreme value near the deviation amount eθ = 0 °, so that the deviation amount eθ can be obtained. Also, when the current is large, the change in the d′-axis current change Δid ′ with respect to the change in the shift amount eθ is large near the shift amount eθ = 0 °, so that the accuracy of the shift amount eθ obtained by (Equation 39) is good. .

【0144】このように、正転で力行のとき、電圧パル
スにより流れる電流が発生する磁束が、永久磁石404
が発生する磁束よりもロータ403が回転する向きに進
むように、電圧パルスを印加することで、磁気飽和を利
用し、表面磁石型モータを制御する位置センサレスモー
タ制御装置を実現することができる。
As described above, when the power is running in the normal rotation, the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse is generated by the permanent magnet 404.
By applying a voltage pulse so that the rotor 403 rotates in the direction in which the rotor 403 rotates more than the generated magnetic flux, it is possible to realize a position sensorless motor control device that controls a surface magnet type motor using magnetic saturation.

【0145】次に、正転で回生のとき、電圧パルスによ
り流れる電流が発生する磁束が、永久磁石404が発生
する磁束よりもロータ403が回転する向きから遅れる
ように、電圧パルスを印加する効果を説明する。
Next, the effect of applying a voltage pulse so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse at the time of normal rotation and regeneration is delayed from the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 in the direction in which the rotor 403 rotates. Will be described.

【0146】力行のとき、電圧パルスにより流れる電流
が発生する磁束が、永久磁石404が発生する磁束より
も進むように、電圧パルスを印加することにより、磁気
飽和が大きくなった。しかし、回生のとき、電圧パルス
により流れる電流が発生する磁束が、永久磁石404が
発生する磁束よりも遅れるように、電圧パルスを印加す
ることにより、磁気飽和が大きくなる。
In the power running, the magnetic saturation was increased by applying the voltage pulse so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse was more advanced than the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. However, during regeneration, the magnetic saturation is increased by applying the voltage pulse so that the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse is delayed from the magnetic flux generated by the permanent magnet 404.

【0147】つまり、回生で、電流指令値iaの大きさ
が大きく、ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電流
が大きいとき、発生している磁束は、永久磁石404に
よる磁束と負のq軸電流による磁束との和となる。した
がって、この磁束を増やす向きに電圧パルスによる電流
で磁束を発生すると磁気飽和が大きくなり、印加される
電圧パルスによる電流の変化量が大きくなる。ここで、
q軸電流が発生する磁束はロータ403に配置された永
久磁石404が発生する磁束よりも90°遅れている。
そのため、印加する電圧パルスにより流れる電流が発生
する磁束がロータ403に配置された永久磁石404の
発生する磁束よりも遅れるような電圧パルスを印加する
と、磁気飽和が大きくなり、電圧パルスによる電流変化
が大きくなる。
That is, when the magnitude of the current command value ia is large and the current flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w is large during regeneration, the generated magnetic flux is equal to the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 and the negative q-axis. It is the sum of the magnetic flux due to the current. Therefore, when a magnetic flux is generated by a current generated by a voltage pulse in a direction to increase the magnetic flux, magnetic saturation increases, and the amount of change in the current caused by the applied voltage pulse increases. here,
The magnetic flux generated by the q-axis current is delayed by 90 ° from the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 disposed on the rotor 403.
Therefore, when a voltage pulse is applied such that the magnetic flux generated by the current flowing by the applied voltage pulse is delayed from the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 disposed on the rotor 403, the magnetic saturation increases, and the current change due to the voltage pulse increases. growing.

【0148】実施例4において、回生のとき、電圧パル
スにより流れる電流が発生する磁束が、永久磁石404
が発生する磁束よりも遅れるように、電圧パルスを印加
し、d’軸電流変化量Δid’を求め、ずれ量eθを求
めることで、精度のよくずれ量eθを求めることができ
る。
In the fourth embodiment, at the time of regeneration, the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse
By applying a voltage pulse so as to lag behind the magnetic flux generated by, the d′-axis current change amount Δid ′ is obtained, and the shift amount eθ is obtained, the shift amount eθ can be obtained with high accuracy.

【0149】このように、ブラシレスモータ405が負
のトルクを発生するとき、電圧パルスにより流れる電流
が発生する磁束が、永久磁石404が発生する磁束より
もロータ403が回転する向きから遅れるように、電圧
パルスを印加することで、磁気飽和を利用し、表面磁石
型モータを制御する位置センサレスモータ制御装置を実
現することができる。
As described above, when the brushless motor 405 generates a negative torque, the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse is delayed from the rotation direction of the rotor 403 with respect to the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. By applying the voltage pulse, it is possible to realize a position sensorless motor control device that controls a surface magnet type motor using magnetic saturation.

【0150】ここで、上記の2つの効果をまとめると、
以下のように言える。電圧パルスにより流れる電流が発
生する磁束の位置を、ロータ403に配置された永久磁
石404が発生する磁束の位置からステータ巻線1u、
1v、1wに流れる電流により発生する磁束の位置への
向きにずらすように、電圧パルスを印加することで、磁
気飽和を利用し、表面磁石型モータを制御する位置セン
サレスモータ制御装置を実現することができる。
Here, the above two effects can be summarized as follows.
The following can be said. The position of the magnetic flux at which the current flowing by the voltage pulse is generated is changed from the position of the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 disposed on the rotor 403 to the stator winding 1u,
To realize a position sensorless motor control device that controls a surface magnet type motor by using a magnetic saturation by applying a voltage pulse so as to shift to a position of a magnetic flux generated by a current flowing through 1v and 1w. Can be.

【0151】なお、上記において、正転時のみの効果を
示したが、逆転時も同様である。
In the above description, the effect is shown only for the forward rotation, but the same applies for the reverse rotation.

【0152】次に、ブラシレスモータ405の発生する
トルクの大きさが大きくなると、電圧パルスにより流れ
る電流が発生する磁束と永久磁石404が発生する磁束
との位相差を大きくする効果を説明する。
Next, the effect of increasing the phase difference between the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse and the magnetic flux generated by the permanent magnet 404 when the magnitude of the torque generated by the brushless motor 405 increases will be described.

【0153】ブラシレスモータ405の発生する出力ト
ルクの大きさが大きくなると、流れるq軸電流の大きさ
が大きくなり、このq軸電流により発生する磁束の大き
さが大きくなる。ここで、このq軸電流により発生する
磁束は、永久磁石404により発生する磁束と90°ず
れている。そのため、これらの磁束による合成磁束は、
出力トルクの大きさが大きくなりq軸電流による磁束の
大きさが大きくなると、永久磁石404による磁束から
のずれが大きくなる。これに伴い、出力トルクの大きさ
が大きくなると、磁気飽和する位置が、永久磁石が発生
する磁束付近からq軸電流が発生する磁束付近に移動す
る。
As the magnitude of the output torque generated by the brushless motor 405 increases, the magnitude of the flowing q-axis current increases, and the magnitude of the magnetic flux generated by the q-axis current increases. Here, the magnetic flux generated by the q-axis current is shifted by 90 ° from the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. Therefore, the combined magnetic flux of these magnetic fluxes is
As the magnitude of the output torque increases and the magnitude of the magnetic flux due to the q-axis current increases, the deviation from the magnetic flux by the permanent magnet 404 increases. Accordingly, when the magnitude of the output torque increases, the position where the magnetic saturation occurs moves from the vicinity of the magnetic flux generated by the permanent magnet to the vicinity of the magnetic flux generated by the q-axis current.

【0154】実施例4において、ブラシレスモータ40
5の発生するトルクの大きさが大きくなると、電圧パル
スにより流れる電流が発生する磁束と永久磁石404が
発生する磁束との位相差を大きくするように電圧パルス
を印加し、磁気飽和が発生する位置の移動を補償し、
d’軸電流変化量Δid’を求め、ずれ量eθを求める
ことで、精度よくずれ量eθを求めることができる。
In the fourth embodiment, the brushless motor 40
When the magnitude of the torque generated in step 5 increases, the voltage pulse is applied so as to increase the phase difference between the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse and the magnetic flux generated by the permanent magnet 404, and the position where magnetic saturation occurs To compensate for the movement of
By obtaining the d′-axis current change amount Δid ′ and obtaining the shift amount eθ, the shift amount eθ can be obtained with high accuracy.

【0155】このように、ブラシレスモータ405の発
生するトルクの大きさが大きくなると、電圧パルスによ
り流れる電流が発生する磁束と永久磁石404が発生す
る磁束との位相差を大きくするように電圧パルスを印加
することで、さらに精度よく推定角度を作成し、さらに
効率がよい表面磁石型モータを制御する位置センサレス
モータ制御装置を実現することができる。
As described above, when the magnitude of the torque generated by the brushless motor 405 increases, the voltage pulse is increased so as to increase the phase difference between the magnetic flux generated by the voltage pulse and the magnetic flux generated by the permanent magnet 404. By applying, a position sensorless motor control device that creates the estimated angle with higher accuracy and controls the surface magnet type motor with higher efficiency can be realized.

【0156】次に、電流指令値iaによりd’軸基準値
refd’を変化させることの効果を説明する。
Next, the effect of changing the d'-axis reference value refd 'by the current command value ia will be described.

【0157】ステータ巻線1u、1v、1wに大きな電
流を流すと、ステータ巻線1u、1v、1wにより発生
する磁束が大きくなり、ステータ(図示せず)などにお
いて、磁気飽和が発生する。ここで、ステータ巻線1
u、1v、1wに流す電流を大きくすればするほど、こ
の磁気飽和は大きくなる。そして、磁気飽和が発生する
と、インダクタンスが小さくなり、同じ大きさの電圧パ
ルスを印加しても、電流変化量が大きくなる。
When a large current flows through the stator windings 1u, 1v, 1w, the magnetic flux generated by the stator windings 1u, 1v, 1w increases, and magnetic saturation occurs in a stator (not shown) or the like. Here, the stator winding 1
This magnetic saturation increases as the current flowing through u, 1v, and 1w increases. Then, when the magnetic saturation occurs, the inductance decreases, and the amount of change in current increases even when voltage pulses of the same magnitude are applied.

【0158】ここで、d軸基準値refd’が一定のと
きを考える。ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電
流が小さいときに正しくずれ量eθが求められるように
d’軸基準値refd’を設定したとき、ステータ巻線
1u、1v、1wに流れる電流を大きくすると、d’軸
基準値refd’が不適切な値となり、正しくずれ量e
θを求めることができない。反対に、ステータ巻線1
u、1v、1wに流れる電流が大きいときに正しくずれ
量eθが求められるようにd’軸基準値refd’を設
定したとき、ステータ巻線1u、1v、1wに流れる電
流を小さくすると、d’軸基準値refd’が不適切な
値となり、正しくずれ量eθを求めることができない。
そのため、推定角度θの精度が悪くなり、d軸電流指令
値id*とq軸電流指令値iq*とで表される電流指令
値とおりにステータ巻線1u、1v、1wに電流を流す
ことができず、電流位相が最適な電流位相βTからずれ
るため、効率が悪くなる。
Here, consider the case where the d-axis reference value refd 'is constant. When the d'-axis reference value refd 'is set so that the deviation amount eθ is correctly obtained when the current flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w is small, the current flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w is increased. , D′-axis reference value refd ′ becomes an inappropriate value, and the deviation e
θ cannot be determined. Conversely, stator winding 1
When the d'-axis reference value refd 'is set so that the deviation amount eθ is correctly obtained when the current flowing through u, 1v, and 1w is large, the current flowing through the stator windings 1u, 1v, and 1w is reduced by d' The axis reference value refd 'becomes an inappropriate value, and the shift amount eθ cannot be obtained correctly.
Therefore, the accuracy of the estimated angle θ is deteriorated, and it is possible to cause the current to flow through the stator windings 1u, 1v, and 1w according to the current command values represented by the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq *. As a result, the current phase deviates from the optimum current phase βT, so that the efficiency is deteriorated.

【0159】実施例4において、電流指令値iaの大き
さが大きくなるとステータ巻線1u、1v、1wに流れ
る電流が大きくなり、磁気飽和が大きくなると判断す
る。そこで、d’軸基準値refd’を大きくし、磁気
飽和の影響をなくす。
In the fourth embodiment, when the current command value ia increases, the current flowing through the stator windings 1u, 1v, 1w increases, and it is determined that the magnetic saturation increases. Therefore, the d'-axis reference value refd 'is increased to eliminate the influence of magnetic saturation.

【0160】このように、電流指令値iaの大きさが大
きくなると、電流変化量の基準値を大きくすることで、
精度よく推定角度を作成し、最適な電流位相βTを実現
できるため、効率よくモータを制御する位置センサレス
モータ制御装置を実現することができる。
As described above, as the magnitude of the current command value ia increases, the reference value of the current change amount is increased,
Since an estimated angle can be created accurately and an optimal current phase βT can be realized, a position sensorless motor control device that efficiently controls a motor can be realized.

【0161】次に、d’軸電流変化量Δid’とd軸基
準値refd’との差が0に収斂するように動作させる
効果を説明する。
Next, the effect of operating so that the difference between the d′-axis current change Δid ′ and the d-axis reference value refd ′ converges to 0 will be described.

【0162】実施例4において、(数39)のように、
d’軸電流変化量Δid’とd’軸基準値refd’と
の差に基づきずれ量eθを作成する。この(数39)
は、実施例1においてずれ量を作成する(数25)に比
べて、演算時間が短い。そして、このずれ量eθが0に
収斂するように進み量Δθを変更することで、推定角度
θを補正する。
In the fourth embodiment, as shown in (Expression 39),
The shift amount eθ is created based on the difference between the d′-axis current change amount Δid ′ and the d′-axis reference value refd ′. This (Equation 39)
The calculation time is shorter than that in the first embodiment in which the shift amount is created (Equation 25). Then, the estimated angle θ is corrected by changing the advance amount Δθ so that the deviation amount eθ converges to zero.

【0163】このように、d’軸電流変化量Δid’と
d’軸基準値refd’との差を0に収斂させること
で、簡単な演算で推定角度θを作成する位置センサレス
モータ制御装置を実現することができる。
As described above, by converging the difference between the d′-axis current change Δid ′ and the d′-axis reference value refd ′ to 0, a position sensorless motor control device that creates the estimated angle θ by a simple calculation is provided. Can be realized.

【0164】また、実施例4において、(数39)のよ
うに、d’軸電流変化量Δid’とd’軸基準値ref
d’との差に基づきずれ量eθを作成する。そして、
(数26)のように、このずれ量eθにより比例積分制
御(PI制御)を行い、進み量Δθを変化させること
で、推定角度θを補正する。ここで、(数39)におけ
るある設定された値KETDと(数26)における比例
積分制御のゲインとの積をある程度小さくすれば、d’
軸電流変化量Δid’にノイズが混入されてもずれ量e
θに与える影響が少なくなり、推定角度θに与える影響
が少なくなる。
In the fourth embodiment, the d′-axis current variation Δid ′ and the d′-axis reference value ref are calculated as shown in (Expression 39).
The shift amount eθ is created based on the difference from d ′. And
As in (Equation 26), the proportional angle integral control (PI control) is performed based on the deviation amount eθ, and the estimated angle θ is corrected by changing the advance amount Δθ. Here, if the product of a certain set value KETD in (Equation 39) and the gain of the proportional integral control in (Equation 26) is reduced to some extent, d ′
Even if noise is mixed in the shaft current change amount Δid ', the shift amount e
The influence on θ is reduced, and the influence on estimated angle θ is reduced.

【0165】このように、d’軸電流変化量Δid’と
d’軸基準値refd’との差が徐々に0に近づくよう
に推定角度θを補正することで、ノイズの影響を受けに
くい位置センサレスモータ制御装置を実現することがで
きる。
As described above, by correcting the estimated angle θ so that the difference between the d′-axis current change amount Δid ′ and the d′-axis reference value refd ′ gradually approaches 0, the position that is not easily affected by noise can be obtained. A sensorless motor control device can be realized.

【0166】なお、実施例1の各構成と実施例3の各構
成とを組み合わせてもよい。また、実施例2の各構成と
実施例3の各構成とを組み合わせてもよい。さらに、実
施例3の各構成と実施例4の各構成を組み合わせてもよ
い。
It is to be noted that each configuration of the first embodiment may be combined with each configuration of the third embodiment. Further, each configuration of the second embodiment and each configuration of the third embodiment may be combined. Further, each configuration of the third embodiment and each configuration of the fourth embodiment may be combined.

【0167】実施例1から実施例3の位置センサレスモ
ータ制御装置は、埋込磁石型モータを制御することに限
定されない。シンクロナスリラクタンスモータを制御し
てもよい。また、表面磁石型モータのうちで比較的突極
性が大きいものを制御してもよい。
The position sensorless motor control devices according to the first to third embodiments are not limited to controlling the interior magnet type motor. The synchronous reluctance motor may be controlled. Further, among the surface magnet type motors, those having relatively large saliency may be controlled.

【0168】また、実施例4の位置センサレスモータ制
御装置は、表面磁石型モータを制御することに限定され
ない。埋込磁石型モータのうちで比較的突極性が小さい
ものを制御してもよい。
The position sensorless motor control device of the fourth embodiment is not limited to controlling a surface magnet type motor. A motor having a relatively small saliency may be controlled among the interior magnet type motors.

【0169】実施例1、および実施例2において、q軸
基準値refqを電流指令値iaの絶対値(abs(i
a))の1次関数としたが、他の関数やマップを用いて
きめ細かく制御することにより、ずれ量eθの精度を向
上させ、推定角度θの精度を向上させることで、さらに
効率のよい位置センサレスモータ制御装置を実現するこ
とができる。また、実施例1のd軸基準値refd、実
施例3の電圧パルス値振幅ΔV、実施例4のd’軸基準
値refd’、および実施例4の電圧パルス位相差βd
vについても同様である。
In the first and second embodiments, the q-axis reference value refq is set to the absolute value of the current command value ia (abs (i
Although the linear function of a)) is used, the accuracy of the displacement amount eθ is improved and the accuracy of the estimated angle θ is improved by performing fine control using other functions and maps, so that a more efficient position can be obtained. A sensorless motor control device can be realized. Further, the d-axis reference value refd of the first embodiment, the voltage pulse value amplitude ΔV of the third embodiment, the d′-axis reference value refd ′ of the fourth embodiment, and the voltage pulse phase difference βd of the fourth embodiment
The same applies to v.

【0170】また、本発明は、電流指令値を用いて、q
軸基準値refq、d軸基準値refd、電圧パルス振
幅ΔV、あるいは電圧パルス位相差βdvを変化させる
ことに限定されない。実電流の大きさ、あるいはそれに
類するものを求め、これらの値を変化させても本発明に
含まれる。
Further, according to the present invention, the q
The present invention is not limited to changing the axis reference value refq, the d-axis reference value refd, the voltage pulse amplitude ΔV, or the voltage pulse phase difference βdv. Even if the magnitude of the actual current or something similar to it is obtained and these values are changed, it is also included in the present invention.

【0171】実施例1から実施例4において、第1の電
圧パルスと第2の電圧パルスとは符号だけを変化させ、
これらの振幅と幅とを同一としたが、第1のパルスの振
幅、幅、あるいはこれらの両者よりも第2のパルスの振
幅、幅、あるいはこれらの両者を小さくしてもよい。こ
うすることで、第2のパルスによる電流のオーバーシュ
ートを減少させることができる。
In the first to fourth embodiments, only the signs of the first voltage pulse and the second voltage pulse are changed.
Although the amplitude and the width are the same, the amplitude and the width of the second pulse may be smaller than the amplitude and the width of the first pulse, or both. By doing so, the overshoot of the current due to the second pulse can be reduced.

【0172】さらに、実施例1から実施例4を実現する
ソフトウェアの複数を備え、切り替えて使用しもよい。
実施例1から実施例4のうちの複数の位置センサレスモ
ータ制御装置の構成の動作をソフトウェアで実現し、こ
れらのソフトウェアをあらかじめROMやフラッシュメ
モリなどの不揮発性メモリに書き込む。そして、スイッ
チや操作パネルの設定により動作させるソフトウェアを
選択する。こうすることで、不揮発性メモリの容量を増
やすコスト高のみで、埋込磁石型モータと表面磁石型モ
ータとを効率よく制御する位置センサレスモータ制御装
置を実現する。なお、あらかじめソフトウェアを不揮発
性メモリに書き込まず、通信などにより適宜ソフトウェ
アを入手し、RAMやフラッシュメモリなどの書き換え
可能なメモリに書き込んでもよい。
Further, a plurality of software for realizing the first to fourth embodiments may be provided and used by switching.
The operation of the configuration of the plurality of position sensorless motor controllers of the first to fourth embodiments is realized by software, and the software is written in a nonvolatile memory such as a ROM or a flash memory in advance. Then, the software to be operated is selected by setting the switches and the operation panel. By doing so, a position sensorless motor control device that efficiently controls the embedded magnet type motor and the surface magnet type motor can be realized only at the cost of increasing the capacity of the nonvolatile memory. Instead of writing the software in the nonvolatile memory in advance, the software may be appropriately obtained through communication or the like, and may be written in a rewritable memory such as a RAM or a flash memory.

【0173】[0173]

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、ステー
タ巻線に流れる電流あるいはステータ巻線に流す電流指
令値が変化すると、電流変化量の基準値を変化させるこ
とで、精度よく推定角度を作成し、最適な電流位相を実
現するため、効率よくモータを制御する位置センサレス
モータ制御装置を実現する。
As described above, according to the present invention, when the current flowing through the stator windings or the current command value flowing through the stator windings changes, the reference value of the current change amount is changed, thereby enabling accurate estimation. In order to create an angle and realize an optimal current phase, a position sensorless motor control device that efficiently controls a motor is realized.

【0174】また、本発明によれば、ステータ巻線に流
れる電流あるいはステータ巻線に流す電流指令値が変化
すると、電圧パルス値の大きさを変化させることで、精
度よく推定角度を作成し、最適な電流位相βTを実現す
るため、効率よくモータを制御する位置センサレスモー
タ制御装置を実現する。また、ステータ巻線に流れる電
流あるいはステータ巻線に流す電流指令値が大きくなる
と、電圧パルス値の大きさを小さくすることで、パルス
電圧を印加したときにステータ巻線に流れる電流を小さ
く抑え、高い電流耐量を持つ駆動素子を必要としない低
コストな位置センサレスモータ制御装置を実現する。
Further, according to the present invention, when the current flowing through the stator winding or the current command value flowing through the stator winding changes, the magnitude of the voltage pulse value is changed, whereby the estimated angle is created with high accuracy. In order to realize the optimum current phase βT, a position sensorless motor control device that efficiently controls the motor is realized. Also, when the current flowing through the stator winding or the current command value flowing through the stator winding increases, the magnitude of the voltage pulse value is reduced, so that the current flowing through the stator winding when a pulse voltage is applied is reduced. A low-cost position sensorless motor control device that does not require a driving element having a high current withstand capability is realized.

【0175】また、本発明によれば、電流変化量と基準
値との差を0に収斂させることで、簡単な演算で推定角
度を作成する位置センサレスモータ制御装置を実現す
る。また、電流変化量と基準値との差が0に近づくよう
に徐々に推定角度を補正することで、ノイズの影響を受
けにくい位置センサレスモータ制御装置を実現する。
Further, according to the present invention, a position sensorless motor control device for creating an estimated angle by a simple calculation is realized by converging a difference between a current change amount and a reference value to zero. Further, by gradually correcting the estimated angle so that the difference between the current change amount and the reference value approaches 0, a position sensorless motor control device that is less affected by noise is realized.

【0176】また、本発明によれば、電圧パルスにより
流れる電流が発生する磁束の位置を、ロータに配置され
た永久磁石が発生する磁束の位置からステータ巻線に流
れる電流により発生する磁束の位置への向きにずらすよ
うに、電圧パルスを印加することで、磁気飽和を利用
し、表面磁石型モータを制御する位置センサレスモータ
制御装置を実現することができる。
According to the present invention, the position of the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse is changed from the position of the magnetic flux generated by the permanent magnet disposed on the rotor to the position of the magnetic flux generated by the current flowing through the stator winding. By applying a voltage pulse so as to shift in the direction of the arrow, it is possible to realize a position sensorless motor control device that controls a surface magnet type motor using magnetic saturation.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】実施例1における位置センサレスモータ制御装
置の構成を示すブロック図
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a position sensorless motor control device according to a first embodiment.

【図2】実施例1における駆動部の構成を示すブロック
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a driving unit according to the first embodiment.

【図3】ステータ巻線とロータとd軸とq軸と角度との
関係図
FIG. 3 is a diagram showing a relationship among a stator winding, a rotor, a d-axis, a q-axis, and an angle.

【図4】実施例1におけるセンサレス制御部の動作シー
ケンスを示す波形図
FIG. 4 is a waveform chart showing an operation sequence of the sensorless control unit according to the first embodiment.

【図5】実施例1におけるd軸電流変化量とq軸電流変
化量とずれ量との関係図
FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a change amount of a d-axis current, a change amount of a q-axis current, and a shift amount according to the first embodiment.

【図6】実施例1における電流指令値とd軸基準値との
関係図
FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between a current command value and a d-axis reference value according to the first embodiment.

【図7】実施例1における電流指令値とq軸基準値との
関係図
FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between a current command value and a q-axis reference value according to the first embodiment.

【図8】実施例2における位置センサレスモータ制御装
置の構成を示すブロック図
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a position sensorless motor control device according to a second embodiment.

【図9】実施例3における位置センサレスモータ制御装
置の構成を示すブロック図
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a position sensorless motor control device according to a third embodiment.

【図10】実施例3における電流指令値と電圧パルス値
振幅との関係図
FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between a current command value and a voltage pulse value amplitude according to the third embodiment.

【図11】実施例4における位置センサレスモータ制御
装置の構成を示すブロック図
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a position sensorless motor control device according to a fourth embodiment.

【図12】実施例4におけるセンサレス制御部の動作シ
ーケンスを示す波形図
FIG. 12 is a waveform chart showing an operation sequence of a sensorless control unit according to the fourth embodiment.

【図13】実施例4におけるd’軸電流変化量とずれ量
との関係図
FIG. 13 is a diagram illustrating a relationship between a d′-axis current change amount and a shift amount according to the fourth embodiment.

【図14】実施例4における電流指令値とd’軸基準値
との関係図
FIG. 14 is a diagram illustrating a relationship between a current command value and a d′-axis reference value according to the fourth embodiment.

【図15】実施例4における磁束が発生する位置を示す
概念図
FIG. 15 is a conceptual diagram illustrating a position where a magnetic flux is generated in the fourth embodiment.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

5,405 ブラシレスモータ 6u,6v 電流センサ 7 駆動部 8,208,308,408 マイコン 10 電流制御部 20,420 速度制御部 30,230,330,430 センサレス制御部 31,331,431 電圧パルス値作成部 32 電流値保存部 40,240,340,440 センサレス演算部 41,241,441 変化量作成部 42,242,342,442 ずれ量作成部 43 進み量作成部 44 速度作成部 5,405 brushless motor 6u, 6v current sensor 7 drive unit 8, 208, 308, 408 microcomputer 10 current control unit 20, 420 speed control unit 30, 230, 330, 430 sensorless control unit 31, 331, 431 Voltage pulse value creation Unit 32 current value storage unit 40, 240, 340, 440 sensorless calculation unit 41, 241, 441 change amount creation unit 42, 242, 342, 442 shift amount creation unit 43 advance amount creation unit 44 speed creation unit

フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 丸山 幸紀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内Continued on the front page (72) Inventor Toru Tazawa 1006 Kadoma Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Inventor Yuki Maruyama 1006 Odaka Kadoma Kadoma City, Osaka Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 モータのステータ巻線に印加する電圧パ
ルスを示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手
段と、 前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、 前記電流変化量の基準値を作成する基準値作成手段と、 前記電流変化量と前記基準値とに基づき前記モータのロ
ータの推定角度を作成する推定角度作成手段と、 前記推定角度に基づき前記ステータ巻線に流れる電流を
制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモー
タ制御装置において、 前記基準値作成手段は、前記ステータ巻線に流れる電流
あるいは前記ステータ巻線に流す電流指令値に基づき前
記基準値を作成することを特徴とする位置センサレスモ
ータ制御装置。
1. A voltage pulse value generating means for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of a motor, and a current change amount measurement for measuring a current change amount of the stator winding caused by the voltage pulse. Means, a reference value creating means for creating a reference value of the current change amount, an estimated angle creating means for creating an estimated angle of the rotor of the motor based on the current change amount and the reference value, And a current control means for controlling a current flowing in the stator winding based on the position sensorless motor control device, wherein the reference value creating means is configured to control a current flowing in the stator winding or a current command value flowing in the stator winding. A position sensorless motor control device, wherein the reference value is created based on the reference value.
【請求項2】 前記基準値作成手段は、前記ステータ巻
線に流れる電流あるいは前記電流指令値の大きさが大き
くなると前記基準値の大きさを大きくすることを特徴と
する請求項1に記載の位置センサレスモータ制御装置。
2. The apparatus according to claim 1, wherein the reference value creating unit increases the magnitude of the reference value when the magnitude of the current flowing through the stator winding or the magnitude of the current command value increases. Position sensorless motor control device.
【請求項3】 モータのステータ巻線に印加する電圧パ
ルスを示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手
段と、 前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、 前記電流変化量の基準値を作成する基準値作成手段と、 前記電流変化量と前記基準値とに基づき前記モータのロ
ータの推定角度を作成する推定角度作成手段と、 前記推定角度に基づき前記ステータ巻線に流れる電流を
制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモー
タ制御装置において、 前記電圧パルス値作成手段は、前記ステータ巻線に流れ
る電流あるいは前記ステータ巻線に流す電流指令値に基
づき前記電圧パルス値を作成することを特徴とする位置
センサレスモータ制御装置。
3. A voltage pulse value generating means for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of a motor, and a current change amount measurement for measuring a current change amount of the stator winding caused by the voltage pulse. Means, a reference value creating means for creating a reference value of the current change amount, an estimated angle creating means for creating an estimated angle of the rotor of the motor based on the current change amount and the reference value, A current control means for controlling a current flowing through the stator winding based on the position sensorless motor control device, wherein the voltage pulse value creating means includes a current flowing through the stator winding or a current command value flowing through the stator winding. A position sensorless motor control device, wherein the voltage pulse value is created based on the following.
【請求項4】 前記電圧パルス値作成手段は、前記ステ
ータ巻線に流れる電流あるいは前記電流指令値の大きさ
が大きくなると前記電圧パルス値の大きさを小さくする
ことを特徴とする請求項3に記載の位置センサレスモー
タ制御装置。
4. The apparatus according to claim 3, wherein said voltage pulse value creating means decreases the magnitude of said voltage pulse value when the magnitude of a current flowing through said stator winding or said magnitude of said current command value increases. The position sensorless motor control device as described in the above.
【請求項5】 モータのステータ巻線に印加する電圧パ
ルスを示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手
段と、 前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、 前記電流変化量の基準値を作成する基準値作成手段と、 前記電流変化量と前記基準値とに基づき前記モータのロ
ータの推定角度を作成する推定角度作成手段と、 前記推定角度に基づき前記ステータ巻線に流れる電流を
制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモー
タ制御装置において、 前記推定角度作成手段は、前記電流変化量と前記基準値
との差が零に収斂するように前記推定角度を作成するこ
とを特徴とする位置センサレスモータ制御装置。
5. A voltage pulse value generating means for generating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of a motor, and a current change amount measurement for measuring a current change amount of the stator winding caused by the voltage pulse. Means, a reference value creating means for creating a reference value of the current change amount, an estimated angle creating means for creating an estimated angle of the rotor of the motor based on the current change amount and the reference value, And a current control means for controlling a current flowing through the stator winding based on the position sensorless motor control device, wherein the estimated angle creating means is configured to cause a difference between the current change amount and the reference value to converge to zero. A position sensorless motor control device, wherein the estimated angle is created.
【請求項6】 前記推定角度作成手段は、前記電流変化
量と前記基準値の差が徐々に零に近づくように前記推定
角度を補正することを特徴とする請求項5に記載の位置
センサレスモータ制御装置。
6. The position sensorless motor according to claim 5, wherein the estimated angle creating means corrects the estimated angle so that a difference between the current change amount and the reference value gradually approaches zero. Control device.
【請求項7】 モータのステータ巻線に印加する電圧パ
ルスを示す電圧パルス値を作成する電圧パルス値作成手
段と、 前記電圧パルスにより生じる前記ステータ巻線の電流変
化量を測定する電流変化量測定手段と、 前記電流変化量に基づき前記モータのロータの推定角度
を作成する推定角度作成手段と、 前記推定角度に基づき前記ステータ巻線に流れる電流を
制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモー
タ制御装置において、 前記電圧パルス値作成手段は、前記電圧パルスにより流
れる電流が発生する磁束の位置を、前記ロータに配置さ
れた永久磁石が発生する磁束の位置から前記ステータ巻
線に流れる電流により発生する磁束の位置への向きにず
らすように、前記電圧パルス値を作成することを特徴と
する位置センサレスモータ制御装置。
7. A voltage pulse value creating means for creating a voltage pulse value indicating a voltage pulse applied to a stator winding of a motor, and a current change amount measurement for measuring a current change amount of the stator winding caused by the voltage pulse. Means; an estimated angle creating means for creating an estimated angle of the rotor of the motor based on the current change amount; and a current sensor means for controlling a current flowing through the stator winding based on the estimated angle. In the control device, the voltage pulse value generating means generates a position of a magnetic flux at which a current flowing by the voltage pulse is generated by a current flowing through the stator winding from a position of a magnetic flux generated by a permanent magnet disposed on the rotor. Wherein the voltage pulse value is generated so as to be shifted in the direction of the position of the magnetic flux to be generated. The control device.
【請求項8】 前記電圧パルス値作成手段は、力行のと
き、前記電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束
が、前記永久磁石が発生する磁束よりも前記ロータの回
転する向きに進むように、前記電圧パルス値を作成する
ことを特徴とする請求項7に記載の位置センサレスモー
タ制御装置。
8. The voltage pulse value creating means, when powering, so that a magnetic flux generated by a current flowing by the voltage pulse advances in a direction in which the rotor rotates more than a magnetic flux generated by the permanent magnet. The position sensorless motor control device according to claim 7, wherein the voltage pulse value is created.
【請求項9】 前記電圧パルス値作成手段は、回生のと
き、前記電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束
が、前記永久磁石が発生する磁束よりも前記ロータの回
転する向きから遅れるように、前記電圧パルス値を作成
することを特徴とする請求項7に記載の位置センサレス
モータ制御装置。
9. The voltage pulse value creating means, wherein at the time of regeneration, a magnetic flux generated by a current flowing by the voltage pulse is delayed from a rotating direction of the rotor with respect to a magnetic flux generated by the permanent magnet. The position sensorless motor control device according to claim 7, wherein the voltage pulse value is created.
【請求項10】 前記電圧パルス値作成手段は、前記モ
ータの発生する出力トルクの大きさが大きくなると前記
電圧パルスにより流れる電流が発生する磁束と前記永久
磁石が発生する磁束との位相差の大きさを大きくするよ
うな前記電圧パルス値を作成することを特徴とする請求
項6、および請求項7に記載の位置センサレスモータ制
御装置。
10. The voltage pulse value generating means, when the magnitude of the output torque generated by the motor increases, the magnitude of the phase difference between the magnetic flux generated by the current flowing by the voltage pulse and the magnetic flux generated by the permanent magnet. The position sensorless motor control device according to claim 6, wherein the voltage pulse value that increases the height is created.
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