FR2955722A1 - Cellule amplificatrice hyperfrequence large bande a deux sorties a gain reglable de faible cout et repartiteur hyperfrequence comportant une telle cellule - Google Patents

Abstract

Cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable (20) comportant un premier transistor (T1) et un deuxième transistor (T2) montés en cascode, l'entrée hyperfréquence (E) étant située au niveau de la grille du premier transistor (T1), une première sortie hyperfréquence (Ld1) au niveau du drain du deuxième transistor (T2), un troisième transistor (T3) étant disposé en parallèle du deuxième transistor (T2), les sources des deuxième et troisième transistors (T2, T3) étant connectées au drain du premier transistor (T1), la grille du troisième transistor (T3) étant reliée à un potentiel de référence au travers d'un second condensateur de découplage, une seconde sortie hyperfréquence (Ld2) étant prélevée au niveau du drain du troisième transistor (T3), les gains des première et seconde sorties hyperfréquence (Ld1, Ld2) étant ajustés par le contrôle de la tension différentielle (Vdiff) entre les grilles des deuxième et troisième transistors (T2, T3). L'invention concerne également un répartiteur hyperfréquence (40) comprenant au moins une telle cellule (20).

Description

Cellule amplificatrice hyperfréquence large bande à deux sorties à gain réglable de faible coût et répartiteur hyperfréquence comportant une telle cellule La présente invention concerne une cellule amplificatrice hyperfréquence large bande à deux sorties de faible coût, ainsi qu'un répartiteur hyperfréquence large bande à gain réglable comportant une telle cellule. Elle s'applique plus particulièrement aux chaînes d'amplification hyperfréquence de systèmes électroniques, notamment de systèmes devant fonctionner dans de larges bandes de fréquences.

Les chaînes hyperfréquence assurent notamment des fonctions d'émission comme des fonctions de réception de signaux hyperfréquence. Elles sont par exemple réalisées sous la forme de circuits intégrés monolithiques hyperfréquence, de type communément désigné selon le sigle MMIC. Une des fonctions de base constituant les chaînes hyperfréquence est la fonction d'amplification, dont il est souvent nécessaire de contrôler le gain. Le contrôle du gain permet d'augmenter la dynamique effective, en particulier dans le cas d'une chaîne de réception, et d'adapter les caractéristiques de la chaîne au signal à traiter, en temps réel. Le contrôle du gain peut prendre deux formes qui sont en général réalisées de façon différente : un ensemble amplificateur dont le gain peut varier de façon continue, un ensemble amplificateur dont le gain peut prendre deux ou une pluralité de valeurs discrètes, également désigné sous le nom de "plot de gain".

Les systèmes d'émission ou de réception hyperfréquence fonctionnant dans de larges bandes de fréquences imposent à la fonction d'amplification d'offrir les caractéristiques suivantes : être capable de commuter d'une valeur de gain à une autre en un temps limité pouvant être très court, typiquement de 10 à 30 35 nanosecondes, un facteur de bruit de la chaîne hyperfréquence qui ne doit pas augmenter plus rapidement que le gain diminue, d'autres caractéristiques techniques devant être peu affectées par la capacité à accepter les variations de gain, comme la puissance de sortie ou la linéarité.

Dans le cas d'une chaîne d'amplification dont le gain doit varier de façon continue, il existe trois méthodes principales de réalisation connues de l'état de la technique.

Une première méthode connue consiste en la combinaison d'un amplificateur et d'un atténuateur réglable, disposé en amont ou en aval. Il est par exemple possible d'utiliser un atténuateur réglable pour sa relative facilité de mise en oeuvre et la bonne connaissance de ce type de fonction. Un atténuateur réglable peut par exemple être constitué d'éléments de commutation à base de diodes, généralement de type PIN selon l'acronyme pour "Positive Intrinsic Negative", ou bien à base de transistors à effet de champ, ci-après désignés par l'acronyme de "TEC" non polarisés entre leur drain et leur source, communément désignés "transistors froids". Un atténuateur présente deux caractéristiques principales : son minimum d'atténuation, ou atténuation résiduelle, c'est-à-dire ses pertes lorsque l'atténuation est réglée à son minimum, et sa dynamique d'atténuation, c'est-à-dire l'atténuation maximale diminuée de l'atténuation résiduelle. Le critère principal pour définir la dynamique d'atténuation est que le gain de la fonction, exprimé en dB, doit varier d'une quantité fixe entre deux états d'atténuation, dans toute la bande de fréquence utile. Plus la bande de fréquence utile est large et plus l'atténuation résiduelle est importante. II existe deux manières de combiner un amplificateur et un atténuateur réglable : l'atténuateur réglable peut être disposé en amont de l'amplificateur.

Dans ce cas, un inconvénient réside dans l'augmentation du facteur de bruit : pour des signaux faibles, ce qui est communément le cas en réception, l'atténuateur doit être ajusté à l'atténuation minimale, ainsi la valeur en dB de l'atténuation résiduelle vient directement s'ajouter au facteur de bruit du reste de la chaîne ; l'atténuateur réglable peut être disposé en aval de l'amplificateur. Dans ce cas, la puissance maximale de sortie du dispositif est diminuée de la valeur d'atténuation utilisée, c'est-à-dire de l'atténuation résiduelle pour les signaux faibles, jusqu'à la plus forte atténuation pour les signaux forts. Un inconvénient réside dans le fait que l'amplificateur reste exposé directement aux signaux les plus forts, ce qui peut avoir des conséquences dommageables en terme de linéarité, notamment par la génération de signaux harmoniques ou de produits d'intermodulation.

Pour les deux configurations précitées, le gain maximal du dispositif est égal, pour les petits signaux, au gain de l'amplificateur diminué de l'atténuation résiduelle de l'atténuateur réglable. Plus l'atténuation résiduelle est forte, plus il est nécessaire d'accroître le gain, augmentant la consommation, de l'amplificateur.

Une deuxième méthode connue consiste à contrôler le point de polarisation des composants actifs d'un amplificateur. Cette méthode est plus délicate à mettre en oeuvre, en raison du fait qu'elle tend à cumuler les inconvénients inhérents à la première méthode, cités précédemment. En effet, le facteur de bruit et la puissance ou la linéarité de sortie sont très dépendants des points de polarisation des composants actifs. L'utilisation d'une variation de ces points de polarisation dans le but de faire varier le gain va en général à l'encontre des objectifs recherchés.

Une troisième méthode connue consiste en l'ajout d'une impédance réglable entre les deux transistors d'un montage de type "cascode" et la masse. L'impédance réglable peut être contrôlée par un transistor froid. Une telle méthode est décrite dans la demande de brevet européen déposée le 30 juin 2009, et portant la référence 09166903.6. Un inconvénient de cette méthode est qu'il est nécessaire de découpler la tension continue polarisant le montage cascode du transistor utilisé pour le contrôle de l'impédance réglable. Cela conduit à insérer un condensateur de liaison entre la charge réglable et le point d'interconnexion des deux transistors du montage cascode. Or il est nécessaire que la capacité du condensateur de liaison soit importante, notamment pour des applications impliquant des signaux de basses fréquences. Cela constitue un facteur limitant de la structure, les contraintes technologiques rendant impossible l'intégration de condensateurs de grande capacité avec des surfaces de circuit acceptables, et partant des coûts de fabrication raisonnables.

Une autre fonction de base constituant les chaînes hyperfréquence, est la fonction de répartition de puissance. II peut être en effet souhaitable, dans certaines applications, de pouvoir répartir le signal reçu, par exemple à destination de différentes chaînes de traitement situées en aval. Il peut être avantageusement souhaitable de pouvoir ajuster la puissance des signaux transmis à différentes chaînes de traitement.

Un but de la présente invention est de proposer un répartiteur de puissance hyperfréquence à gain réglable, d'intégration aisée et de faible coût de fabrication, comportant au moins une cellule amplificatrice à deux sorties de gain réglable. Un avantage de l'invention est que le répartiteur hyperfréquence peut facilement s'intégrer notamment dans une structure de type amplificateur 20 distribué. Un autre avantage de l'invention est que le répartiteur hyperfréquence offre de bonnes performances en terme de linéarité, sur une large gamme de fréquences.

25 A cet effet, l'invention a pour objet, dans un premier mode de réalisation, une cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable comportant un premier transistor à effet de champ et un deuxième transistor à effet de champ montés en cascode, le premier transistor étant monté en source commune, le deuxième transistor étant monté en grille 30 commune en série avec le premier transistor, la source du premier transistor étant connectée à un potentiel de référence, la grille du deuxième transistor étant connectée au potentiel de référence au travers d'un condensateur de découplage, l'entrée hyperfréquence étant située au niveau de la grille du premier transistor, une première sortie hyperfréquence au niveau du drain du 35 deuxième transistor, caractérisée en ce qu'un troisième transistor à effet de champ est disposé en parallèle du deuxième transistor, les sources des deuxième et troisième transistors étant connectées au drain du premier transistor, la grille du troisième transistor étant reliée au potentiel de référence au travers d'un second condensateur de découplage, une seconde sortie hyperfréquence étant prélevée au niveau du drain du troisième transistor, les gains des première et seconde sorties hyperfréquence étant ajustés par le contrôle de la tension différentielle entre les grilles des deuxième et troisième transistors. Dans un deuxième mode de réalisation de l'invention, une cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable peut comprendre un premier transistor bipolaire et un deuxième transistor bipolaire montés en cascode, le premier transistor étant monté en émetteur commun, le deuxième transistor étant monté en base commune en série avec le premier transistor, l'émetteur du premier transistor étant connecté à un potentiel de référence, la base du deuxième transistor étant connectée au potentiel de référence au travers d'un condensateur de découplage, l'entrée hyperfréquence étant située au niveau de la base du premier transistor et une première sortie hyperfréquence au niveau du collecteur du deuxième transistor, la cellule amplificatrice pouvant en outre être caractérisée en ce qu'un troisième transistor bipolaire est disposé en parallèle du deuxième transistor, les émetteurs des deuxième et troisième transistors étant connectés au collecteur du premier transistor, la base du troisième transistor étant reliée au potentiel de référence au travers d'un second condensateur de découplage, une seconde sortie hyperfréquence étant prélevée au niveau du collecteur du troisième transistor, les gains des première et seconde sorties hyperfréquence étant ajustés par le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors. Dans le premier mode de réalisation présenté ci-dessus, la cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable peut être caractérisée en ce que le contrôle de la tension différentielle est réalisé par un amplificateur différentiel commandé par une tension de commande. Dans le deuxième mode de réalisation présenté ci-dessus, la cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable peut être caractérisée en ce que le contrôle des courants appliqués aux bases des s deuxième et troisième transistors est réalisé par une boucle translinéaire formée par deux transistors montés en diodes. L'invention a également pour objet un répartiteur hyperfréquence à gain réglable comportant une entrée du signal hyperfréquence disposée à une première extrémité d'une ligne de transmission d'entrée, une première sortie du signal hyperfréquence disposée à une seconde extrémité d'une première ligne de transmission de sortie, une seconde sortie du signal hyperfréquence disposée à une seconde extrémité d'une seconde ligne de transmission de sortie, le répartiteur hyperfréquence comportant une pluralité n d'éléments actifs, chaque élément actif ayant une entrée reliée à la ligne de transmission d'entrée, une première sortie reliée à la première ligne de transmission de sortie et une seconde sortie reliée à la seconde ligne de transmission de sortie, le répartiteur hyperfréquence pouvant être caractérisé en ce que chaque élément actif est formé par une cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable selon l'un des modes de réalisation ci-dessus, l'entrée de chaque élément actif étant connectée à la grille ou base du premier transistor, la première sortie de chaque élément actif étant connectée au drain ou collecteur du deuxième transistor, et la seconde sortie de chaque élément actif étant connectée au drain ou collecteur du troisième transistor. Dans un mode de réalisation de l'invention, le répartiteur hyperfréquence à gain réglable peut être caractérisé en ce que les extrémités libres des lignes de transmission d'entrée et de sortie sont chargées par des impédances dont les valeurs sont respectivement égales aux valeurs respectives d'impédance caractéristique des lignes de transmission.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description, donnée à titre d'exemple, faite en regard des 30 dessins annexés qui représentent :

la figure 1, le schéma électrique de principe d'un montage de type "cascode" ; la figure 2, le schéma électrique de principe d'une cellule amplificatrice à deux sorties de gain réglable, selon un mode de réalisation de l'invention ; la figure 3, le schéma électrique d'une cellule amplificatrice telle que décrite en référence à la figure 2, incluant un étage de commande ; la figure 4, en synoptique de principe, une structure de répartiteur hyperfréquence, selon un mode de réalisation de l'invention ; la figure 5, en synoptique, une structure de répartiteur hyperfréquence comprenant une pluralité de cellules amplificatrices ; les figures 6a et 6b, et 6c et 6d, des courbes représentant respectivement la puissance de sortie et le gain, en fonction de la fréquence du signal, pour différentes valeurs de la tension de commande d'une cellule amplificatrice, dans un mode de réalisation de l'invention ; la figure 7, des courbes illustrant les affaiblissements de réflexion relevés aux extrémités d'un amplificateur distribué selon un mode de réalisation de l'invention, pour différentes valeurs de la tension de commande des cellules amplificatrices ; la figure 8, des courbes représentant la puissance de sortie d'un amplificateur distribué selon un mode de réalisation de l'invention, en fonction de la tension de commande des cellules amplificatrices, pour différentes fréquences du signal.

La figure 1 présente le schéma électrique de principe d'un montage de type "cascode". 30 Un montage de type cascode, ou cellule cascode 10, en lui-même connu de l'état de la technique, comprend un premier transistor T1 et un second transistor T2. Les transistors Ti et T2 sont par exemple des transistors à effet de champ ou TEC. Le premier transistor T1 est monté en source commune, sa source SI est connectée à un potentiel de référence M 35 qui peut être la masse du circuit électrique dans lequel le montage est inséré. 10 15 20 25 Le drain Dl du premier transistor T1 est relié à la source S2 du second transistor T2. La grille du premier transistor T1 est attaquée par le signal hyperfréquence d'entrée E. Le second transistor T2 est monté en grille commune. La grille du second transistor T2 est reliée au potentiel de référence du circuit, au travers d'un condensateur de découplage Cd. La sortie hyperfréquence S du montage est située au niveau du drain D2 du second transistor T2. Le courant dans la cellule cascode 10 telle qu'illustrée par la figure 1, est contrôlé par le point de polarisation du premier transistor T1.

La figure 2 présente le schéma électrique de principe d'une cellule amplificatrice à deux sorties selon un mode de réalisation de l'invention. La cellule amplificatrice 20 comprend une cellule cascode 10 telle que décrite précédemment en référence à la figure 1, comprenant notamment un premier transistor T1, un deuxième transistor T2, un condensateur de découplage Cd. Selon un mode de réalisation de la présente invention, un troisième transistor T3 peut être disposé en parallèle du deuxième transistor T2. Ainsi, les sources S2 et S3, respectivement des deuxième transistor T2 et troisième transistor T3, sont reliées au drain du premier transistor T1. La grille du troisième transistor T3 peut être également reliée au potentiel de référence, au travers d'un second condensateur de découplage Cd3. Ainsi que cela est décrit précédemment en référence à la figure 2, le drain du deuxième transistor T2 peut être prélevé sur une première sortie hyperfréquence, désignée Ldl pour la suite. Selon un mode de réalisation de la présente invention, le drain du troisième transistor T3 peut également être prélevé sur une seconde sortie hyperfréquence désignée Ld2 pour la suite. De la sorte, la cellule amplificatrice 20 offre deux sorties hyperfréquence amplifiées Ldl et Ld2, les gains d'amplification pouvant être variés par un contrôle des tensions V2 et V3 appliquées respectivement aux grilles des deuxième et troisième transistors T2 et T3. En effet, il est possible, par un contrôle des tensions V2 et V3, de réduire le courant passant dans le deuxième transistor T2, tout en augmentant d'autant le courant passant dans le troisième transistor T3. Réciproquement, il est possible d'augmenter le courant passant dans le deuxième transistor T2, tout en diminuant d'autant le courant passant dans le troisième transistor T3. En d'autres termes, il est possible, en modulant la tension différentielle Vdiff entre les grilles des transistors T2 et T3, de procéder au réglage des gains respectifs des signaux hyperfréquence présents sur les sorties Ldl et Ld2, par rapport au signal hyperfréquence d'entrée appliqué sur la grille du premier transistor T1. II est ainsi possible de procéder à un aiguillage du gain sur les deux lignes de sortie Ldl et Ld2. II est à noter que la cellule amplificatrice 20 est dans l'exemple des figures 1 et 2, constituée de transistors à effet de champ, mais qu'il est également possible d'employer divers types de transistors connus, que ceux-ci soient des transistors bipolaires ou des transistors à effet de champ réalisés sur la base de matériaux de type Silicium (Si), Silicium-Germanium (SiGe), Arséniure de Gallium (AsGa), Nitrure de Gallium (GaN), etc. Dans le cas où des transistors bipolaires sont employés plutôt que des transistors à effet de champ, il peut être avantageux de réaliser une commande en 15 courant basée sur une boucle translinéaire, c'est-à-dire remplacer la tension différentielle Vdiff, par exemple fournie par un amplificateur différentiel de commande, par deux transistors montés en diodes, c'est-à-dire avec un court circuit entre leur base et leur collecteur, afin de former une boucle translinéaire qui permet d'assurer une loi linéaire d'atténuation en fonction 20 d'un courant de commande.

La figure 3 présente le schéma électrique d'une cellule amplificatrice à deux sorties telle que décrite ci-dessus en référence à la figure 2, incluant un étage de commande, selon un mode de réalisation de la présente invention. 25 Le montage électrique illustré par la figure 3 comprend une cellule amplificatrice 20 telle que décrite précédemment en référence à la figure 2, associée à un amplificateur différentiel 30. Dans l'exemple illustré par la figure 3, l'amplificateur différentiel 30 comprend un quatrième transistor 31, un cinquième transistor 32, une source de courant 33 et une pluralité de 30 résistances 34 à 38. Les grilles du deuxième transistor T2 et du troisième transistor T3 de la cellule amplificatrice 20 peuvent être respectivement reliées aux drains des quatrième et cinquième transistors 31, 32 de l'amplificateur différentiel 30. La source de courant 33, servant à polariser les quatrième et cinquième transistors 31, 32, peut être reliée entre le potentiel 35 de référence du circuit et aux sources des quatrième et cinquième transistors 31, 32. La source de courant 33 peut par exemple elle-même comprendre une pluralité de transistors non représentés sur la figure. Une tension de commande Vcom est appliquée à la grille du cinquième transistor 32. Une première résistance 34 est disposée entre le potentiel de référence du circuit et la grille du quatrième transistor 31. Une deuxième résistance 35 est disposée entre la grille du quatrième transistor 31 et la tension d'alimentation du circuit VDD. Les résistances 34 et 35 déterminent le seuil de basculement de l'amplificateur différentiel 30. Les drains des quatrième et cinquième transistors 31, 32 sont reliés à une première borne d'une quatrième résistance 37, au travers respectivement d'une troisième résistance 36 et d'une cinquième résistance 38, la seconde borne de la quatrième résistance 37 étant reliée à la tension d'alimentation du circuit VDD. La résistance 37 détermine la tension maximale appliquée au circuit et les résistances 36 et 38 déterminent l'excursion de tension.

La figure 4 présente, en synoptique de principe, une structure de répartiteur hyperfréquence, selon un mode de réalisation de l'invention. Une structure de répartiteur hyperfréquence peut être dérivée d'une structure d'amplificateur distribué en elle-même connue de l'état de la technique. Un amplificateur distribué est un dispositif connu comportant essentiellement deux lignes de transmission : une ligne de transmission d'entrée Lg et une ligne de transmission de sortie Ld. Selon la présente invention, un répartiteur hyperfréquence 40 peut être constitué, et offrir deux lignes de transmission de sortie Ldl et Ld2. En référence à la figure 4, la ligne de transmission Lg est parcourue par le signal utile entre une première extrémité 41 et une seconde extrémité 42, et d'une manière similaire, une première ligne de transmission de sortie Ldl est parcourue par le signal utile entre une première extrémité 43 et une seconde extrémité 44, et une seconde ligne de transmission de sortie Ld2 est parcourue par le signal utile entre une première extrémité 45 et une seconde extrémité 46. Les lignes de transmissions LG, Ldl et Ld2 sont activement couplées entre elles par des éléments actifs CI1, Cl2,...CIi,...Cln, n étant le nombre d'éléments actifs de l'amplificateur distribué représentés par des triangles sur la figure 4. Chaque élément actif Cli comprend du côté de la ligne de transmission d'entrée Lg, une entrée Eci, et deux sorties reliées aux deux lignes de transmission de sortie Ldl et Ld2. Le nombre n d'éléments actifs n'est pas déterminant et peut être, très généralement, n'importe quel entier à partir de 1. Dans la pratique, d'une 5 manière typique, le nombre n peut être compris entre 3 et 6. Les éléments actifs symbolisés par des triangles peuvent être des simples transistors à effet de champ, auquel cas la ligne d'entrée Lg est désignée « ligne de grille » et les deux lignes de sortie Ldl et Ld2 « lignes de drain ». 10 Les lignes de grille et de drain sont des lignes artificielles constituées des condensateurs internes aux transistors auxquels sont connectées des inductances, éventuellement liées entre elles par des mutuelles inductances. Les lignes ont un comportement très constant depuis les fréquences basses (le continu en théorie, les limitations pratiques venant des circuits de 15 polarisation des transistors) jusqu'à des fréquences de coupure liées à la taille des transistors, donc aux caractéristiques fondamentales du circuit telles que le gain, la puissance de sortie, ..., ce qui confère à ce type de circuit un comportement dit « large bande ». L'amplificateur distribué 40 de la figure 4 comporte une entrée 20 hyperfréquence Eamp d'un côté de la ligne d'entrée Lg, au niveau de la première extrémité 41, recevant une tension d'entrée Ue, et une première sortie S1amp du côté de la première ligne de transmission sortie Ldl, au niveau de la seconde extrémité 44, fournissant un premier signal Ue amplifié, ainsi qu'une seconde sortie S2amp du côté de la seconde ligne de 25 transmission de sortie Ld2 au niveau de la seconde extrémité 46. Les extrémités libres 42, 43, 45 des trois lignes Lg, Ldl et Ld2 sont en principe respectivement chargées par des impédances Zg, Zd, Zd appelées impédances terminales ou charges annexes, dont les valeurs sont, d'une manière typique, égales à l'impédance caractéristique de la ligne à laquelle 30 chacune d'elles est connectée. Dans le cas d'une réalisation en technologie MMIC, les connexions des charges annexes Zg, Zd sur les extrémités libres 42, 43, 45 des lignes de transmission Lg, Ldl et Ld2 se font généralement sur la puce électronique et par conséquent ne sont pas disponibles.

Les éléments actifs Cli, Cl2,...CIi,...Cln, symbolisés par des triangles peuvent également être constitués de n'importe quelle autre structure active.

La figure 5 présente, en synoptique, une structure de répartiteur hyperfréquence comprenant une pluralité de cellules amplificatrices, selon un mode de réalisation de l'invention. II est particulièrement avantageux d'inclure un montage de cellule amplificatrice tel que décrit précédemment en référence aux figures 2 et 3, dans une structure d'amplificateur 40 distribué tel que décrit en référence à la figure 4, une telle structure étant par nature appropriée pour des applications impliquant de larges bandes de fréquences. Ainsi, dans l'exemple illustré par la figure 5, est représentée dans le premier élément actif Cli, un montage de cellule amplificatrice tel que décrit en référence à la figure 2. L'entrée Ec1 du premier élément actif CI1, reliée à la ligne de transmission d'entrée Lg, attaque ainsi la grille du premier transistor T1. Le drain du deuxième transistor T2 est relié à une première sortie du premier élément actif CI1 connectée à la première ligne de transmission de sortie Ldl. Le drain du troisième transistor T3 est relié à une seconde sortie du premier élément actif CI1 connectée à la seconde ligne de transmission de sortie Ld2. Les gains respectifs des deux lignes de transmission de sortie Ldl et Ld2, par rapport à la ligne de transmission d'entrée Lg, sont contrôlés par la tension différentielle Vdiff appliquée entre les grilles des deuxième et troisième transistors T2 et T3. Ainsi que cela est décrit précédemment en référence à la figure 3, la tension Vdiff peut être obtenue d'un amplificateur différentiel. Tous les autres éléments actifs Cln peuvent de la même manière comprendre chacun une cellule amplificatrice. Sur l'exemple de la figure 5, le deuxième élément actif Cl2 est représenté sous une forme schématique, par un bloc cellule amplificatrice 20 en référence à la figure 2, et un bloc amplificateur différentiel 30 commandé par une tension de commande Vcom. II est à noter que le mode de réalisation d'un répartiteur hyperfréquence 40 tel que décrit ci-dessus est parfaitement compatible d'une technologie de type MMIC.

Les figures 6a, 6b et 6c, 6d présentent des courbes représentant respectivement la puissance de sortie et le gain, en fonction de la fréquence du signal, pour différentes valeurs de la tension de commande d'une cellule amplificatrice, dans un mode de réalisation de l'invention. Plus précisément, les figures 6a et 6b présentent les courbes représentant respectivement la puissance de sortie sur la première sortie S1amp et sur la seconde sortie S2amp, et les figures 6c et 6d, les gains de la première sortie S1amp par rapport à la l'entrée hyperfréquence, et de la seconde sortie S2amp par rapport à cette même entrée.

Les courbes représentées sur les figures 6a à 6d sont issues de calculs de simulation préliminaires portant sur une architecture de répartiteur hyperfréquence comprenant des cellules amplificatrices, selon un mode de réalisation de l'invention décrit précédemment, notamment en référence à la figure 5.

Les figures 6a et 6b illustrent les bonnes performances d'un répartiteur hyperfréquence basé sur une structure de type amplificateur distribué, en terme de puissance de sortie V _out. Dans l'exemple de réalisation ayant permis l'élaboration des courbes décrites, le répartiteur hyperfréquence est constitué de quatre cellules amplificatrices à deux sorties, telles que décrites ci-dessus. Les différentes courbes sont obtenues pour différentes tensions de commande Vcom, variant dans l'exemple illustré par la figure, entre des valeurs de 1,2V (correspondant au gain maximal sur la première ligne de sortie Ldl et au gain minimal sur la seconde ligne de sortie Ld2) à 0V (correspondant au gain minimal sur la première ligne de sortie Ldl et au gain maximal sur la seconde ligne de sortie Ld2). Une courbe représentant la puissance de sortie pour la première ligne de transmission de sortie Ldl sur la figure 6a, pour une tension de commande Vcoml, est identique à une courbe représentant la puissance de sortie pour la seconde ligne de transmission de sortie Ld2 sur la figure 6b, pour une tension de commande Vcom2 égale à 1,2V û Vcoml dans cet exemple de réalisation. Les simulations ont dans l'exemple illustré par la figure, été réalisées avec des signaux dont les fréquences sont comprises dans une bande allant de quelques MHz à 20 GHz, la puissance de sortie est exprimée en dBm. Une puissance de -4dBm est appliquée à l'aide d'un générateur 50 Ohms à la première extrémité 41 de la ligne de transmission d'entrée Lg du montage de répartiteur hyperfréquence 40 illustré par la figure 4. Sur les courbes de la figure 6a, la puissance de sortie est la puissance délivrée au niveau de la seconde extrémité 44 de la première ligne de transmission de sortie Ldl du montage de répartiteur hyperfréquence 40 illustré par la figure 4. Sur les courbes de la figure 6b, la puissance de sortie est la puissance délivrée au niveau de la seconde extrémité 46 de la seconde ligne de transmission de sortie Ld2 de ce montage. II est notamment à observer la bonne platitude du niveau de puissance de sortie, sur une très large bande de fonctionnement à une tension de commande appliquée, et ce pour une dynamique importante de cette dernière. D'une manière similaire, les figures 6c et 6d illustrent les bonnes performances de l'amplificateur distribué, en terme de gain (désigné par gain_out sur la figure).

La figure 7 présente des courbes illustrant les affaiblissements de réflexion relevés aux extrémités d'un répartiteur hyperfréquence selon un mode de réalisation de l'invention, pour différentes valeurs de la tension de commande des cellules amplificatrices. Les courbes décrites ci-après sont issues de calculs de simulation 20 opérés dans les conditions décrites précédemment en référence aux figures 6a à 6d. Une première série de courbes représentées en pointillés, représente les affaiblissements de réflexion S1,1 exprimés en dB, au niveau de la première extrémité 41 de la ligne de transmission d'entrée Lg, en référence à 25 la figure 4 décrite précédemment, pour différentes valeurs de la tension de commande Vcom des cellules amplificatrices. Une seconde série de courbes représentées en traits pleins, représente les affaiblissements de réflexion S2,2 exprimés en dB, au niveau de la première extrémité 43 de la première ligne de transmission de sortie 30 Ldl, en référence à la figure 4 décrite précédemment, pour différentes valeurs de la tension de commande Vcom des cellules amplificatrices. La présente figure ne présente pas les courbes des affaiblissements de réflexions S3,3 exprimés en dB, au niveau de la première extrémité 45 de la seconde ligne de transmission de sortie Ld2, pour différentes valeurs de la 35 tension de commande Vcom. D'une manière similaire à la description faite ci- dessus en référence aux figures, pour une tension Vcom2 donnée, les courbes seraient identiques à la courbe correspondant à la tension de commande 1,2 ù Vcom2 sur la figure 7. Les courbes illustrées par la figure 7 mettent en évidence la très faible 5 sensibilité aux différentes tensions de commande, des affaiblissements de réflexion.

La figure 8 présente des courbes représentant la puissance de sortie V _out exprimée en dBm, sur les deux lignes de transmission de sortie Ldl et 10 Ld2 d'un répartiteur hyperfréquence selon un mode de réalisation de l'invention, en fonction de la tension de commande des cellules amplificatrices, pour différentes fréquences du signal s'étalant dans la gamme de moins de 1 GHz à 20 GHz environ. Les deux séries de courbes s'appliquant respectivement à la première ligne de transmission de sortie Ldl 15 et à la seconde ligne de transmission de sortie Ld2, sont symétriques autour de la valeur centrale de tension de commande, soit 0,6V dans l'exemple considéré.

Les courbes illustrées par la figure 8 mettent en évidence les bonnes 20 performances d'un répartiteur hyperfréquence selon l'invention, en terme de dynamique de gain. Notamment, les courbes montrent qu'il est possible d'exploiter plus de 10 dB de variation de gain sur une large bande de fréquences.

Claims (6)

1. REVENDICATIONS1- Cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable (20) comportant un premier transistor à effet de champ (Ti) et un deuxième transistor à effet de champ (T2) montés en cascode, le premier transistor (T1) étant monté en source commune, le deuxième transistor (T2) étant monté en grille commune en série avec le premier transistor (T1), la source du premier transistor (T1) étant connectée à un potentiel de référence (M), la grille du deuxième transistor (T2) étant connectée au potentiel de référence (M) au travers d'un condensateur de découplage (Cd), l'entrée hyperfréquence (E) étant située au niveau de la grille du premier transistor (T1), une première sortie hyperfréquence (Ldl) au niveau du drain du deuxième transistor (T2), caractérisée en ce qu'un troisième transistor à effet de champ (T3) est disposé en parallèle du deuxième transistor (T2), les sources (S2, S3) des deuxième et troisième transistors (T2, T3) étant connectées au drain du premier transistor (T1), la grille du troisième transistor (T3) étant reliée au potentiel de référence (M) au travers d'un second condensateur de découplage (Cd3), une seconde sortie hyperfréquence (Ld2) étant prélevée au niveau du drain du troisième transistor (T3), les gains des première et seconde sorties hyperfréquence (Ldl, Ld2) étant ajustés par le contrôle de la tension différentielle (Vdiff) entre les grilles des deuxième et troisième transistors (T2, T3).
2. 2- Cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable (20) comportant un premier transistor bipolaire (T1) et un deuxième transistor bipolaire (T2) montés en cascode, le premier transistor (Ti) étant monté en émetteur commun, le deuxième transistor (T2) étant monté en base commune en série avec le premier transistor (T1), l'émetteur du premier transistor (T1) étant connecté à un potentiel de référence (M), la base du deuxième transistor (T2) étant connectée au potentiel de référence (M) au travers d'un condensateur de découplage (Cd), l'entrée hyperfréquence (E) étant située au niveau de la base du premier transistor (T1) et une première sortiehyperfréquence (Ldl) au niveau du collecteur du deuxième transistor (T2), caractérisée en ce qu'un troisième transistor bipolaire (T3) est disposé en parallèle du deuxième transistor (T2), les émetteurs (S2, S3) des deuxième et troisième transistors (T2, T3) étant connectés au collecteur du premier transistor (T1), la base du troisième transistor (T3) étant reliée au potentiel de référence (M) au travers d'un second condensateur de découplage (Cd3), une seconde sortie hyperfréquence (Ld2) étant prélevée au niveau du collecteur du troisième transistor (T3), les gains des première et seconde sorties hyperfréquence (Ldl, Ld2) étant ajustés par le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors (T2, T3).
3. 3- Cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable (20) selon la revendication 1, caractérisée en ce que le contrôle de la tension différentielle (Vdiff) est réalisé par un amplificateur différentiel (30) commandé par une tension de commande (Vcom).
4. 4- Cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable (20) selon la revendication 2, caractérisée en ce que le contrôle des courants appliqués aux bases des deuxième et troisième transistors (T2, T3) est réalisé par une boucle translinéaire formée par deux transistors montés en diodes.
5. 5- Répartiteur hyperfréquence à gain réglable (40) comportant une entrée (Eamp) du signal hyperfréquence disposée à une première extrémité (41) d'une ligne de transmission d'entrée (Lg), une première sortie (S1amp) du signal hyperfréquence disposée à une seconde extrémité (44) d'une première ligne de transmission de sortie (Ldl), une seconde sortie (S2amp) du signal hyperfréquence disposée à une seconde extrémité (46) d'une seconde ligne de transmission de sortie (Ld2), le répartiteur hyperfréquence (40) comportant une pluralité n d'éléments actifs (Cli, Cl2, ..., Cln), chaque élément actif (Cli) ayant une entrée (Eci) reliée à la ligne de transmission d'entrée (Lg), une première sortie reliée à la première ligne de transmission de sortie (Ldl)et une seconde sortie reliée à la seconde ligne de transmission de sortie (Ld2), caractérisé en ce que chaque élément actif (Cli) est formé par une cellule amplificatrice hyperfréquence à deux sorties à gain réglable (20) selon l'une quelconque des revendications précédentes, l'entrée (Eci) de chaque élément actif (Cli) étant connectée à la grille ou base du premier transistor (T1), la première sortie de chaque élément actif (Cli) étant connectée au drain ou collecteur du deuxième transistor (T2), et la seconde sortie de chaque élément actif (Cli) étant connectée au drain ou collecteur du troisième transistor (T3).
6. 6- Répartiteur hyperfréquence à gain réglable (40) selon la revendication 5, caractérisé en ce que les extrémités libres (42, 43,45) des lignes de transmission d'entrée et de sortie (Lg, Ldl, Ld2) sont chargées par des impédances (Zg, Zd) dont les valeurs sont respectivement égales aux valeurs respectives d'impédance caractéristique des lignes de transmission (Lg, Ld).