FR2733107A1 - Digital transmission system e.g. for optical communication - Google Patents
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Abstract
Description
Description
L'invention concerne un système de transmission numérique comprenant un émetteur et un récepteur, le récepteur comportant:
- des moyens pour convertir un signal reçu, codé d'après des états d'une constellation, en un signal en bande de base comportant deux composantes en quadrature l'une avec l'autre,
- des moyens pour numériser le signal en bande de base,
- des moyens de décision pour estimer ltétat de la constellation le plus proche du signal en bande de base numérisé,
- des moyens de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base, et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal de correction.Description
The invention relates to a digital transmission system comprising a transmitter and a receiver, the receiver comprising:
means for converting a received signal, coded from states of a constellation, into a baseband signal having two components in quadrature with each other,
means for digitizing the baseband signal,
decision means for estimating the state of the constellation closest to the digitized baseband signal,
synchronization means for estimating a phase difference between the estimated state and the baseband signal, and for digitally correcting the phase difference by forming a correction signal.
Elle concerne également un récepteur pour démoduler un signal d'entrée modulé par sauts d'amplitude et par sauts de phase mis en oeuvre dans un tel système de transmision numérique. It also relates to a receiver for demodulating an input signal modulated by amplitude jumps and phase jumps implemented in such a digital transmission system.
En particulier, il peut s'agir de systèmes pour lesquels une information, après avoir été transmise par modulation d'une onde électromagnétique est restituée par démodulation cohérente. Ces systèmes trouvent leur application dans les modems de transmission de données, les faisceaux hertziens, les systèmes de communications spatiales ou optiques dans le cas de liaisons hétérodynes. In particular, they may be systems for which information, after having been transmitted by modulation of an electromagnetic wave, is restored by coherent demodulation. These systems find their application in data transmission modems, radio-relay systems, space or optical communication systems in the case of heterodyne links.
Pour effectuer la démodulation cohérente, une technique connue consiste à effectuer un traitement à la fois analogique et numérique en mettant en oeuvre un oscillateur asservi et une boucle à asservissement de fréquence et de phase. Une autre technique connue consiste à effectuer un traitement entièrement numérique en mettant en oeuvre un oscillateur à fréquence fixe et un estimateur de phase. To perform coherent demodulation, a known technique consists in performing both analog and digital processing by implementing a controlled oscillator and a frequency and phase locked loop. Another known technique consists in performing an entirely digital processing by implementing a fixed frequency oscillator and a phase estimator.
Dans les deux cas, pour des modulations numériques à grand nombre d'états, l'écart de phase entre l'oscillateur et l'onde porteuse doit être impérativement limité à des petites valeurs. In both cases, for numerical modulations with a large number of states, the phase difference between the oscillator and the carrier wave must imperatively be limited to small values.
L'invention concerne la seconde technique citée, connue par exemple du document: "Demodulator Reference Recovery Techniques
Suited For Digital Implementation", F.M. GARDNER, European Space
Agency, ESTEC Contract n" 6847/86/NL/DG, Chapitre 8, pages 200 à 258, Août 1988.The invention relates to the second cited technique, known for example from the document: "Demodulator Reference Recovery Techniques
Suited For Digital Implementation ", FM GARDNER, European Space
Agency, ESTEC Contract No. 6847/86 / NL / DG, Chapter 8, pages 200 to 258, August 1988.
Ce document décrit un récepteur dans lequel un signal reçu, transformé en fréquence intermédiaire, est converti en un signal en bande de base à l'aide d'un oscillateur opérant à fréquence fixe. Le signal est ensuite numérisé pour être soumis à l'action d'un organe de décision qui estime de quel état de la constellation le signal en bande de base est le plus proche. Pour corriger les écarts de fréquence et les écarts de phase, le signal en bande de base est multiplié par des signaux de correction avant d'effectuer la décision. This document describes a receiver in which a received intermediate frequency transformed signal is converted into a baseband signal using a fixed frequency oscillator. The signal is then digitized to be subjected to the action of a decision-making organ which estimates which state of the constellation the baseband signal is closest to. To correct frequency deviations and phase deviations, the baseband signal is multiplied by correction signals before making the decision.
Le signal émis par l'émetteur est issu d'un codage par sauts d'amplitude et par sauts de phase qui, dans un plan I, Q, donne lieu à une représentation par une constellation d'états. En représentant par un point P, dans le plan I, Q, un couple de composantes en phase I et en quadrature Q du signal en bande de base reçu, ce document enseigne d'effectuer la synchronisation à l'aide d'un signal de correction dépendant (d'après les écarts de phase) des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point P représentant le signal en bande de base. Les zones précédentes sont déterminées par rapport aux états de la constellation. Mais ce document n'a pas pour objet de minimiser la gigue de phase à l'état permanent. The signal emitted by the transmitter is the result of an amplitude jump and phase jump coding which, in an I, Q plane, gives rise to a representation by a constellation of states. By representing, by a point P, in plane I, Q, a pair of I-phase and Q-quadrature components of the received baseband signal, this document teaches synchronization using a signal of dependent correction (based on phase deviations) of the I, Q plane areas in which the point P is located representing the baseband signal. The preceding zones are determined with respect to the states of the constellation. But this document is not intended to minimize phase jitter in the permanent state.
Le but de l'invention est de minimiser la gigue de phase pour assurer la synchronisation avec une gigue de phase la plus faible possible même en présence d'un rapport signal à bruit très faible. The object of the invention is to minimize phase jitter to ensure synchronization with the lowest possible phase jitter even in the presence of a very low signal-to-noise ratio.
Ce but est atteint avec un système de transmission numérique du genre décrit dans le préambule dans lequel le récepteur comporte des moyens de synchronisation formant le signal de correction en dépendance avec des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point représentant le signal numérisé en bande de base, les moyens de synchronisation étant tels que, d'une part, dans des premières zones non-jointives contenant individuellement un état de la constellation, le signal de correction est proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, et, d'autre part, les moyens de synchronisation étant tels que dans des secondes zones, extérieures aux premières zones, le signal de correction varie d'après ledit écart de phase pondéré par un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision appelé ici point soumis à décision, le coefficient de pondération décroissant progressivement lorsque le point soumis à décision passe d'une frontière de la première zone la plus proche dudit point jusqu'à une limite située à égale distance de couples d'états adjacents, la limite étant la limite la plus proche dudit point. This object is achieved with a digital transmission system of the kind described in the preamble in which the receiver comprises synchronization means forming the correction signal in dependence on areas of the plane I, Q in which the point representing the digitized signal is situated. in baseband, the synchronization means being such that, on the one hand, in first non-contiguous zones individually containing a state of the constellation, the correction signal is proportional to the phase difference measured between the initial signal in baseband and the state of the closest constellation, and, secondly, the synchronization means being such that in second zones, outside the first zones, the correction signal varies according to said difference in weighted phase by a weighting coefficient which depends on the signal subject to decision called here point subject to decision, the weighting coefficient descending p progressively when the decision point moves from a boundary of the first zone closest to that point to a boundary equidistant from adjacent pairs of states, the limit being the limit nearest that point.
La gigue de phase est ainsi très fortement réduite par rapport aux techniques antérieures. Phase jitter is thus greatly reduced compared to prior techniques.
Le signal reçu, transféré en fréquence intermédiaire, est converti en signal en bande de base à l'aide d'un oscillateur opérant à une fréquence fixe. Le signal en bande de base, après numérisation, est ensuite corrigé en fréquence et en phase par des techniques purement numériques. En particulier, les moyens de synchronisation comprennent des moyens numériques de déphasage pour convertir l'écart de phase. pondéré par le coefficient de pondération approprié, en un signal complexe de correction qui est multiplié numériquement avec le signal en bande de base pour le déphaser. The received signal, transferred in intermediate frequency, is converted into a baseband signal using an oscillator operating at a fixed frequency. The baseband signal, after digitization, is then corrected in frequency and phase by purely digital techniques. In particular, the synchronization means comprise digital phase shift means for converting the phase difference. weighted by the appropriate weighting coefficient, into a complex correction signal which is numerically multiplied with the baseband signal to phase shift.
Les moyens de déphasage comportent:
- des moyens pour générer un signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase,
- des moyens de reconnaissance de zones qui délivrent des coefficients de pondération relatifs aux zones,
- des moyens pour pondérer, par le coefficient de pondération y afférent, le signal intermédiaire complexe déterminant l'écart de phase,
- des moyens pour déliver le signal complexe de correction à partir du signal intermédiaire complexe pondéré caractérisant l'écart de phase pondéré.The phase-shifting means comprise:
means for generating a complex intermediate signal determining the phase difference,
zone recognition means which deliver weighting coefficients relating to the zones,
means for weighting, by the weighting coefficient relating thereto, the complex intermediate signal determining the phase difference,
means for delivering the complex correction signal from the weighted complex intermediate signal characterizing the weighted phase difference.
Les moyens de déphasage peuvent comprendre des moyens de calcul pour calculer des valeurs moyennes pondérées du signal intermédiaire complexe adressant les moyens délivrant le signal complexe de correction. The phase shift means may comprise calculation means for calculating weighted average values of the complex intermediate signal addressing the means delivering the complex correction signal.
L'invention concerne aussi un récepteur pour un système de transmission numérique, le récepteur comportant:
- des moyens pour convertir un signal reçu, codé d'après des états d'une constellation, en un signal en bande de base comportant deux composantes en quadrature l'une avec l'autre,
- des moyens pour numériser le signal en bande de base,
- des moyens de décision pour estimer l'état de la constellation le plus proche du signal en bande de base numérisé,
- des moyens de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base, et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal de correction, caractérisé en ce que, les deux composantes définissant un point représentant le signal reçu dans un plan I, Q dans lequel sont également repérés les états de la constellation, les moyens de synchronisation forment le signal de correction en dépendance avec des zones du plan I, Q dans lesquelles est situé le point représentant le signal numérisé en bande de base, et sont tels que, d'une part, dans des premières zones non-jointives contenant individuellement un état de la constellation, le signal de correction est proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, et que, d'autre part, les moyens de synchronisation sont tels que dans des secondes zones, extérieures aux premières zones, le signal de correction varie d'après ledit écart de phase pondéré par un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision appelé ici point soumis à décision, le coefficient de pondération décroissant progressivement lorsque le point soumis à décision passe d'une frontière de la première zone la plus proche dudit point jusqu'à une limite située à égale distance de couples d'états adjacents, la limite étant la limite la plus proche dudit point.The invention also relates to a receiver for a digital transmission system, the receiver comprising:
means for converting a received signal, coded from states of a constellation, into a baseband signal having two components in quadrature with each other,
means for digitizing the baseband signal,
decision means for estimating the state of the constellation closest to the digitized baseband signal,
synchronization means for estimating a phase difference between the estimated state and the baseband signal, and for numerically correcting the phase difference by forming a correction signal, characterized in that the two components defining a point representing the signal received in a plane I, Q in which the states of the constellation are also marked, the synchronization means form the correction signal in dependence on areas of the plane I, Q in which the point representing the signal is situated. digitized in baseband, and are such that, on the one hand, in first non-contiguous zones individually containing a state of the constellation, the correction signal is proportional to the phase difference measured between the initial signal in the band base and the state of the closest constellation, and that, on the other hand, the synchronization means are such that in second zones, external to the first zones, the The correction pattern varies according to said weighted phase difference by a weighting factor which depends on the decision signal referred to here as the decision point, the weighting factor gradually decreasing when the decision point moves from a boundary of the first zone nearest that point to a boundary equidistant from adjacent pairs of states, the limit being the limit nearest that point.
Plus précisément, le récepteur comporte des moyens de déphasage numérique pour estimer et convertir l'écart de phase, pondéré par le coefficient de pondération, en un signal complexe de correction qui multiplie numériquement les composantes du signal en bande de base pour les déphaser. Specifically, the receiver includes digital phase shift means for estimating and converting the weighted weight difference phase difference into a complex correction signal that numerically multiplies the baseband signal components for phase shifting.
Ces différents aspects de l'invention et d'autres encore seront apparents et élucidés à partir des modes de réalisation décrits ci-après. These and other aspects of the invention will be apparent and elucidated from the embodiments described hereinafter.
L'invention sera mieux comprise à l'aide des figures suivantes données à titre d'exemples non limitatifs qui représentent:
Figure 1 : un schéma d'un système de transmission numérique connu comprenant un émetteur de données, le canal de transmission et un récepteur de données.The invention will be better understood with the aid of the following figures given as non-limiting examples which represent:
Figure 1: A diagram of a known digital transmission system including a data transmitter, the transmission channel and a data receiver.
Figure 2 : une partie d'une constellation se rapportant à une modulation codée MAQ 16 représentée dans un quart de plan. Figure 2: A part of a constellation relating to a 16-QAM coded modulation represented in a quarter of a plane.
Figure 3 : un diagramme montrant les perturbations apportées par le canal de transmission et par l'erreur de phase. Figure 3: a diagram showing the disturbances provided by the transmission channel and by the phase error.
Figure 4 : un diagramme montrant des zones contenant des états de la constellation intervenant dans la génération du signal de correction. Figure 4: a diagram showing areas containing states of the constellation involved in the generation of the correction signal.
Figure 5 : un schéma des moyens de synchronisation numérique selon l'invention. Figure 5: a diagram of the digital synchronization means according to the invention.
Figure 6 : un schéma des moyens pour numériser le signal en bande de base selon un premier mode de réalisation. Figure 6 is a diagram of the means for digitizing the baseband signal according to a first embodiment.
Figure 7 : un schéma des moyens pour numériser le signal en bande de base selon un second mode de réalisation. Figure 7 is a diagram of the means for digitizing the baseband signal according to a second embodiment.
Figure 8 : un schéma des moyens pour calculer le signal intermédiaire complexe caractérisant l'écart de phase. Figure 8: a diagram of the means for calculating the complex intermediate signal characterizing the phase difference.
Figure 9 : un schéma d'un exemple de réalisation pour générer les coefficients de pondération. Figure 9: a diagram of an exemplary embodiment for generating the weighting coefficients.
Figure 10 : des courbes indiquant les performances obtenues en fonction du coefficient de délimitation de zones. Figure 10: Curves showing the performances obtained according to the zone delimitation coefficient.
La figure 1 représente un système de transmission numérique comprenant un émetteur 1, muni d'une source 11 de données et de moyens 12 de modulation par une porteuse fo pour émettre les données, un canal de transmission 3, et un récepteur 2 muni:
- de moyens 73 pour convertir le signal IF reçu en un signal r(t) en bande de base (les moyens pour transformer le signal
HF reçu en un signal IF à fréquence intermédiaire ne sont pas représentés),
- de moyens 79 pour numériser le signal en bande de base r(t) et délivrer des échantillons sk,
- de moyens 78 de décision pour estimer l'état de la constellation le plus proche du point soumis à décision (point V) et pour fournir des échantillons estimés dk des données émises par l'émetteur,
- et de moyens 80 de synchronisation pour estimer un écart de phase entre l'état estimé et le signal en bande de base numérisé (point P), et pour corriger numériquement l'écart de phase en formant un signal complexe de correction.FIG. 1 represents a digital transmission system comprising a transmitter 1, provided with a source 11 of data and means 12 for modulation by a carrier fo for transmitting the data, a transmission channel 3, and a receiver 2 provided with:
means 73 for converting the received IF signal into a baseband signal r (t) (the means for transforming the signal
HF received in IF signal at intermediate frequency are not shown),
means 79 for digitizing the baseband signal r (t) and delivering sk samples,
decision means 78 for estimating the state of the constellation closest to the point of decision (point V) and for providing estimated samples of data transmitted by the transmitter,
and synchronization means 80 for estimating a phase difference between the estimated state and the digitized baseband signal (point P), and for digitally correcting the phase difference by forming a complex correction signal.
Les moyens de conversion 73 comprennent un oscillateur local 71 opérant à une fréquence fixe fO et un mélangeur 72 qui mélange le signal IF avec le signal local à fréquence fO. The conversion means 73 comprise a local oscillator 71 operating at a fixed frequency f0 and a mixer 72 which mixes the signal IF with the local signal at frequency f0.
Les moyens de synchronisation 80 corrigent numériquement d'une part les écarts de fréquence et d'autre part les écarts de phase. Ils comprennent pour cela des moyens 82 de correction de fréquence et des moyens 85 de déphasage. Les écarts de phase sont déterminés en comparant la phase des échantillons estimés d k issus des moyens de décision 78 avec la phase des échantillons issus des moyens 82 de correction de fréquence. Cette comparaison donne lieu à la formation d'un signal complexe de correction e jç qui sert à déphaser les échantillons issus des moyens 82 de correction de fréquence. The synchronization means 80 numerically correct firstly the frequency differences and secondly the phase differences. For this purpose, they comprise means 82 for frequency correction and means 85 for phase shift. The phase differences are determined by comparing the phase of the estimated samples d k from the decision means 78 with the phase of the samples from the frequency correction means 82. This comparison gives rise to the formation of a complex correction signal e jc which serves to phase shift the samples from the means 82 frequency correction.
La figure 2 représente un exemple de constellation, représentée dans le plan I, Q des composantes en phase I et en quadrature Q, d'un signal issu d'une modulation par sauts d'amplitude et par sauts de phase. La figure 2 concerne à titre d'exemple une modulation MAQ 16 représentée dans un quart de plan. FIG. 2 represents an exemplary constellation, represented in the I, Q plane of the I phase and Q quadrature components, of a signal derived from amplitude jump and phase jump modulation. FIG. 2 relates for example to a 16-QAM modulation represented in a quarter of a plane.
Il peut s'agir d'une autre modulation. Le quart de constellation est formé de quatre états (d,d), (d,3d), (3d,d), (3d,3d). Les autres états dans les autres quarts de plan se déduisent par symétrie. It can be another modulation. The constellation quarter consists of four states (d, d), (d, 3d), (3d, d), (3d, 3d). The other states in the other quarter of plan are deduced by symmetry.
La figure 3 représente un état E de la constellation. Figure 3 shows a state E of the constellation.
Supposons qu'à l'émission un symbole dk soit émis correspondant à cet état E. A la réception, ce symbole dk sera reçu avec un déplacement de phase ç ce qui transforme le symbole dk en un symbole dk. e' qui lui-même peut être entaché d'un bruit nk, qui le transforme en un symbole Pk = dk- e + nk représenté par le point P.Suppose that at the emission a symbol dk is emitted corresponding to this state E. At the reception, this symbol dk will be received with a phase shift ç which transforms the symbol dk into a symbol dk. e 'which itself can be tainted with a noise nk, which transforms it into a symbol Pk = dk- e + nk represented by the point P.
Avec l'estimateur de phase selon l'invention, le symbole représenté par le point P (pk=ak+jbk) va être corrigé en phase et être transformé en un symbole représenté par un point V
Le récepteur doit donc estimer un symbole dk identique au symbole émis dk à partir du symbole qk. Ceci est obtenu par une opération de décision.With the phase estimator according to the invention, the symbol represented by the point P (pk = ak + jbk) will be corrected in phase and transformed into a symbol represented by a point V
The receiver must therefore estimate a symbol dk identical to the transmitted symbol dk from the symbol qk. This is achieved by a decision operation.
Pour corriger l'erreur de phase ç et délivrer un signal complexe de correction e j9, on doit au préalable calculer un signal intermédiaire uk donné, par exemple, par
où d k est le conjugué du symbole estimé dk, et X représente une multiplication.In order to correct the phase error ç and to deliver a complex correction signal e j9, an intermediate signal uk must be calculated beforehand, for example by
where dk is the conjugate of the estimated symbol dk, and X represents a multiplication.
Or, il apparaît expérimentalement qu'un estimateur de phase opérant selon l'équation (1) présente de bonnes performances à conditions que la décision qui génère le symbole estimé d k soit correcte. Dès que cette décision est erronée, l'estimateur de phase n'a plus de bonnes performances. However, it appears experimentally that a phase estimator operating according to equation (1) has good performance provided that the decision that generates the estimated symbol d k is correct. As soon as this decision is erroneous, the phase estimator no longer has good performance.
Selon l'invention, on tient compte de la probabilité de
bonne décision pour pondérer le signal de correction. Selon l'invention, (figures 3 et 4), on définit pour chaque état une zone, contenant l'état, dans laquelle la décision prise est considérée comme étant une bonne décision. A l'extérieur des zones, les décisions sont considérées comme étant moins bonnes et ceci d'autant plus que le symbole soumis à décision, représenté dans le plan par le point V, s'écarte des zones contenant chaque état. Pour mettre ceci en oeuvre, selon l'invention, on définit un coefficient de pondération Yk qui vaut 1 lorsque le point V est situé à l'intérieur des zones contenant les états. Le coefficient de pondération Yk décroît progressivement lorsque le point V s'écarte desdites zones.According to the invention, the probability of
good decision to weight the correction signal. According to the invention (FIGS. 3 and 4), a zone containing the state in which the decision taken is considered to be a good decision is defined for each state. Outside the zones, the decisions are considered to be worse, and all the more so because the symbol subject to decision, represented in the plan by the point V, deviates from the zones containing each state. In order to implement this, according to the invention, a weighting coefficient Y k which is equal to 1 when the point V is situated inside the zones containing the states is defined. The weighting coefficient Yk decreases progressively when the point V deviates from said zones.
Le signal échantillonné reçu
Pk = dk * ej# + devient, après correction de phase, le point V défini par: qk = ak + i ssk
Lorsque le point V est situé dans les parties hachurées des figures 3 et 4, c'est-à-dire à l'extérieur des zones contenant les états, le coefficient de pondération est tel que
Yk = z/ (rad) où z est égal à la plus petite des valeurs absolues de ak ou de
soit z = min (|αk|,|ssk|) dans le cas d'une modulation QPSK et où k est un coefficient de délimitation de zones.The sampled signal received
Pk = dk * ej # + becomes, after phase correction, the point V defined by: qk = ak + i ssk
Where point V is located in the hatched portions of Figures 3 and 4, i.e. outside the zones containing the states, the weighting coefficient is such that
Yk = z / (rad) where z is equal to the smallest of the absolute values of ak or
let z = min (| α k |, | ssk |) in the case of QPSK modulation and where k is a zone delimitation coefficient.
Sur la figure 4 sont représentées les zones Zll, Z13,
Z31, Z33 contenant respectivement les états (d,d) (d,3d) (3d,d) et (3d,3d) dans le cas d'une modulation MAQ16. Le coefficient de pondération décroît jusqu'à des limites 40, 42, 44, 46 qui sont sensiblement situées à égales distances des états adjacents. Les zones Z13, Z31, Z33 ne sont pas limitées pour les valeurs élevées de αk et de ssk. Elles peuvent avoir des formes différentes de celles représentées sur la figure 4.In FIG. 4 are represented zones Z11, Z13,
Z31, Z33 respectively containing the states (d, d) (d, 3d) (3d, d) and (3d, 3d) in the case of a QAM modulation16. The weighting coefficient decreases to boundaries 40, 42, 44, 46 which are substantially equidistant from adjacent states. Zones Z13, Z31, Z33 are not limited for high values of α k and ssk. They may have different shapes from those shown in Figure 4.
La figure 5 représente un mode de réalisation de l'invention. Les mêmes élements que ceux de la figure 1 sont identifiés avec les mêmes repères. Les moyens de déphasage 85 forment le signal de correction e j(p à partir des composantes ak et du du signal complexe qk en faisant d'une part que le signal de correction e jç soit proportionnel à l'écart de phase mesuré entre le signal initial en bande de base et l'état de la constellation le plus proche, lorsque le point est à l'intérieur des zones Zll, Z13,
Z31, Z33, et en faisant, d'autre part, que le signal de correction e jç varie d'après ledit écart de phase mesuré auquel est appliqué un coefficient de pondération qui dépend du signal soumis à décision (point V), le coefficient de pondération décroissant progressivement de un vers sensiblement zéro entre un bord de zone et les limites préalablement définies, lorsque le point soumis à décision est extérieur auxdites zones. Les moyens de déphasage 85 recoivent les échantillons Pk et délivrent des échantillons qk corrigés en phase.Figure 5 shows an embodiment of the invention. The same elements as those of Figure 1 are identified with the same references. The phase-shifting means 85 form the correction signal ej (p from the components ak and of the complex signal qk, on the one hand making the correction signal ejc proportional to the measured phase difference between the initial signal in baseband and the state of the closest constellation, when the point is inside zones Zll, Z13,
Z31, Z33, and on the other hand, that the correction signal ejc varies according to said measured phase difference to which a weighting coefficient which depends on the signal subject to decision (point V) is applied, the coefficient method of gradually decreasing weighting of a substantially zero worm between a zone edge and the previously defined limits, when the decision point is outside said zones. The phase-shifting means 85 receive the samples Pk and deliver qk samples corrected in phase.
Ils recoivent aussi les échantillons estimés dk en provenance des moyens 78 de décision.They also receive the estimated samples dk from the decision means 78.
Les moyens de déphasage interviennent pour compenser l'écart de phase entre le symbole reçu (point P) et l'état le plus proche de la constellation (point E) (figure 3) et pour délivrer le signal complexe de correction Les échantillons estimés d k entrent dans des moyens 90 de calcul du signal intermédiaire complexe uk.Des moyens de sélection de zones WGHT 94 définissent les zones et déterminent les coefficients de pondération Yk qu'il faut appliquer compte tenu du signal complexe qk = ak + jssk. Des moyens de multiplication 95 permettent ensuite de pondérer le signal intermédiaire uk pour fournir le signal intermédiaire pondéré u k qui sert à adresser des moyens de transformation 97 qui transforment le signal intermédiaire pondéré u k en signal complexe de correction e Les moyens 97 sont par exemple constitués d'une table de lecture LUT. Il est possible de remplacer les valeurs u k du signal intermédiaire par des valeurs moyennes < u k > calculées sur une suite de valeurs de composantes du signal en bande de base calculées dans des moyens de calcul 96. The phase-shifting means intervene to compensate for the phase difference between the received symbol (point P) and the state closest to the constellation (point E) (FIG. 3) and to deliver the complex correction signal. The estimated samples dk are entered in means 90 for calculating the complex intermediate signal uk.WGHT zone selection means 94 define the zones and determine the weighting coefficients Yk which must be applied taking into account the complex signal qk = ak + jssk. Multiplication means 95 then make it possible to weight the intermediate signal uk to provide the weighted intermediate signal uk which serves to address transforming means 97 which transform the weighted intermediate signal uk into a complex correction signal e. The means 97 consist, for example, of a LUT reading table. It is possible to replace the values u k of the intermediate signal with mean values <u k> calculated on a sequence of component values of the baseband signal calculated in computing means 96.
La figure 8 représente un premier mode de réalisation des moyens 90 de calcul du signal intermédiaire uk. Ils comprennent des moyens 93, (par exemple une table de lecture), qui déterminent le conjugué de l'échantillon estimé dk. L'échantillon conjugué est multiplié avec l'échantillon Pk dans des moyens de multiplication 92. Par ailleurs, des moyens 98 (par exemple une table de lecture) déterminent le carré de la valeur absolue de l'échantillon estimé dk qui est introduit dans des moyens de division qui divisent les données issues des moyens de multiplication 92 par les données issues des moyens 98 de calcul des carrés de valeurs absolues. Les moyens 99 de division délivrent des échantillons uk du signal intermédiaire.Selon un second mode de réalisation, les moyens 90 peuvent comporter un diviseur complexe calculant Px/dk. FIG. 8 represents a first embodiment of the means 90 for calculating the intermediate signal uk. They comprise means 93, (for example a read table), which determine the conjugate of the estimated sample dk. The conjugate sample is multiplied with the sample Pk in multiplying means 92. Moreover, means 98 (for example a read table) determine the square of the absolute value of the estimated sample dk which is introduced into dividing means which divide the data from the multiplying means 92 by the data from the means 98 for calculating the squares of absolute values. The division means 99 deliver samples uk of the intermediate signal. According to a second embodiment, the means 90 may comprise a complex divider calculating Px / dk.
Les moyens de sélection de zones 94, qui définissent les zones et déterminent les coefficients de pondération Yk' sont réalisés préférentiellement sous la forme d'une table de lecture stockée par exemple dans une mémoire. Ils peuvent également être réalisés selon le schéma de la figure 9 dans le cas d'une modulation
QPSK.Dans ce cas un dispositif de comparaison 50 compare les valeurs absolues de ak et de ssk et sélectionne celle qui est la plus petite pour former la donnée z telle que z = min (|a*|,|ssk|). Des moyens de division 52 de z par Ad délivrent un quotient z/(Xd) (connexion 53) qui est comparé à une valeur unité dans un comparateur 54 qui délivre un signal de sélection à un sélecteur 55 qui fournit le coefficient de pondération Yk se rapportant au signal qk tel que
Yk = 1 si z
Yk = Z/ (Ad) si z
Le coefficient de délimitation de zones X constitue une donnée d'entrée prédéterminée.The zone selection means 94, which define the zones and determine the weighting coefficients Y k ', are preferably produced in the form of a read table stored for example in a memory. They can also be made according to the diagram of FIG. 9 in the case of a modulation
QPSK.In this case a comparison device 50 compares the absolute values of ak and ssk and selects the one which is the smallest to form the data z such that z = min (| a * |, | ssk |). Divide means 52 of z by Ad deliver a quotient z / (Xd) (connection 53) which is compared to a unit value in a comparator 54 which outputs a selection signal to a selector 55 which provides the weighting coefficient Yk to relating to the signal qk as
Yk = 1 if z
Yk = Z / (Ad) if z
The area delimitation coefficient X is a predetermined input datum.
Les moyens 79 (figure 1) pour numériser le signal en bande de base r(t) peuvent être réalisés de différentes manières parmi lesquelles les figures 6 et 7 donnent deux exemples possibles de réalisation. Les moyens 79 de numérisation comprennent un convertisseur analogique-numérique A/D 75 commandé par un générateur d'horloge 76 opérant à une cadence fs (figures 6 et 7). La fréquence fs devant être supérieure à la cadence-symboles 1/T de l'émission, il faut effectuer un recalage des échantillons sur cette cadencesymboles. Ceci est obtenu par des moyens d'interpolation 60 contrôlés par des moyens 61 de récupération opérant à la cadencesymboles pour la figure 7 ou à des multiples de la cadence-symboles pour la figure 6. Les moyens d'interpolation 60 sont suivis de moyens 62 de filtrage numérique sur la figure 6.La figure 7 décrit sensiblement la même situation, à la différence que le filtrage est réalisé sur le signal analogique r(t). Dans le cas où le filtre est un filtre numérique (figure 6), la cadence à laquelle le filtre opère doit être égale au moins au double de la cadence-symboles d'émission 1/T. Dans ce cas des moyens 63 de sous-échantillonnage permettent de récupérer les échantillons à la fréquence symboles. The means 79 (FIG. 1) for digitizing the baseband signal r (t) can be made in various ways, among which FIGS. 6 and 7 give two possible embodiments. The scanning means 79 comprise an A / D converter 75 controlled by a clock generator 76 operating at a rate fs (FIGS. 6 and 7). Since the frequency fs must be greater than the symbol rate 1 / T of the emission, it is necessary to perform a calibration of the samples on this symbol rate. This is obtained by interpolation means 60 controlled by recovery means 61 operating at the symbol rates for FIG. 7 or at multiples of the symbol rate for FIG. 6. The interpolation means 60 are followed by means 62. FIG. 7 substantially describes the same situation, with the difference that the filtering is performed on the analog signal r (t). In the case where the filter is a digital filter (FIG. 6), the rate at which the filter operates must be at least twice the transmission symbol rate 1 / T. In this case subsampling means 63 make it possible to recover the samples at the symbol frequency.
La figure 10 représente les performances obtenues avec un récepteur selon l'invention dans le cas d'une modulation QPSK. FIG. 10 represents the performances obtained with a receiver according to the invention in the case of a QPSK modulation.
L'axe des abscisses correspond au coefficient de délimitation de zones A, l'axe des ordonnées correspond à l'amélioration exprimée par un rapport de la variance 029( h) sur la variance ou0(0) qui est la variance de 1 'estimateur de phase connu dans le cas où le signal intermédiaire pondéré u k est moyenné sur une suite de N=64 valeurs.The x-axis corresponds to the area delimitation coefficient A, the y-axis corresponds to the improvement expressed by a ratio of the variance O 029 (h) over the variance or 0 (0) which is the variance of the estimator known phase in the case where the weighted intermediate signal uk is averaged over a sequence of N = 64 values.
Le rapport, exprimé en décibels (dB), mesure la gigue de phase minimale. Les courbes sont paramétrées par des valeurs de rapports signal/bruit SNR exprimées en décibels (dB). Lorsque A = O, on obtient la situation d'un récepteur ne mettant pas en oeuvre l'invention. On observe que les courbes sont monotonement décroissantes lorsque le coefficient de délimitation de zones augmente. L'amélioration observée est d'autant plus importante que le rapport signal/bruit est faible. The ratio, expressed in decibels (dB), measures the minimum phase jitter. The curves are parameterized by SNR signal / noise ratio values expressed in decibels (dB). When A = O, we obtain the situation of a receiver not implementing the invention. It is observed that the curves are monotonously decreasing when the coefficient of delimitation of zones increases. The improvement observed is all the more important as the signal / noise ratio is low.
Claims (8)
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9504399A FR2733107A1 (en) | 1995-04-12 | 1995-04-12 | Digital transmission system e.g. for optical communication |
| EP95201767A EP0692896A1 (en) | 1994-07-12 | 1995-06-29 | QAM carrier recovery |
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| CN95115021A CN1083196C (en) | 1994-07-12 | 1995-07-12 | Digital transmission system comprising a receiver which includes carrier recovery circuit |
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|---|---|---|---|
| FR9504399A FR2733107A1 (en) | 1995-04-12 | 1995-04-12 | Digital transmission system e.g. for optical communication |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=9478042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9504399A Withdrawn FR2733107A1 (en) | 1994-07-12 | 1995-04-12 | Digital transmission system e.g. for optical communication |
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| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2733107A1 (en) |
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- 1995-04-12 FR FR9504399A patent/FR2733107A1/en not_active Withdrawn
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