ES2215692T3 - Sistema de sintonizacion para conseguir una adquisicion rapida de señal para un receptor digital de satelite. - Google Patents
Sistema de sintonizacion para conseguir una adquisicion rapida de señal para un receptor digital de satelite.Info
- Publication number
- ES2215692T3 ES2215692T3 ES00948767T ES00948767T ES2215692T3 ES 2215692 T3 ES2215692 T3 ES 2215692T3 ES 00948767 T ES00948767 T ES 00948767T ES 00948767 T ES00948767 T ES 00948767T ES 2215692 T3 ES2215692 T3 ES 2215692T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- frequency
- low noise
- converter
- block converter
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
- H03J5/0281—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer the digital values being held in an auxiliary non erasable memory
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/20—Adaptations for transmission via a GHz frequency band, e.g. via satellite
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
- H03J7/04—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant
- H03J7/06—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers
- H03J7/065—Automatic frequency control where the frequency control is accomplished by varying the electrical characteristics of a non-mechanically adjustable element or where the nature of the frequency controlling element is not significant using counters or frequency dividers the counter or frequency divider being used in a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Astronomy & Astrophysics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
Un método para adquirir señales vía satélite usando convertidores de bloque de bajo ruido, comprendiendo los pasos de: a) recibir una solicitud para conmutar desde un primer convertidor de bloque de bajo ruido (104A) a un segundo convertidor de bloque de bajo ruido (104B); b) conmutar desde el primer convertidor de bloque de bajo ruido (104A) al segundo convertidor de bloque de bajo ruido (104B); c) reclamar de la memoria (238) un valor de desviación de frecuencia asociado con dicho segundo convertidor de bloque de bajo ruido (104B); d) sintonizar una frecuencia de sintonizador en un valor usando el valor de desviación de frecuencia; y e) fijar en frecuencia dicho sintonizador (234) a una señal procedente de dicho segundo convertidor de bloque de bajo ruido (104B).
Description
Sistema de sintonización para conseguir una
adquisición rápida de señal para un receptor digital de
satélite.
La invención se refiere generalmente a sistemas
de comunicaciones vía satélite y, más particularmente, la invención
se refiere a receptores de televisión vía satélite.
Los sistemas receptores de televisión vía
satélite comprenden usualmente una "unidad exterior", que
incluye una antena receptora parabólica y un convertidor de
"bloque", y una unidad "interior" que incluye un
sintonizador y una sección de procesamiento de señales (denominado
generalmente un descodificador integrado de receptor). El
convertidor de bloque convierte todo el margen ("bloque") de
señales de RF de frecuencias relativamente altas transmitidas por un
satélite en un margen menor de frecuencias, más manejable.
En un sistema convencional de transmisión de
televisión vía satélite, la información de televisión es transmitida
en forma analógica y las señales de radiofrecuencia (RF)
transmitidas por el satélite están en las bandas C (por ejemplo, 3,7
a 4,2 GHz) y Ku (por ejemplo, 11,7 a 14,2 GHz). Las señales de RF
recibidas desde el satélite por la antena del sistema receptor son
convertidas por el convertidor de bloque en la banda L (por ejemplo,
900 a 2.000 MHz). Una sección de filtro de RF del sintonizador de la
unidad interior selecciona una de las señales de RF recibidas desde
el convertidor de bloque correspondiente al canal seleccionado, y
una sección de mezclador/oscilado local del sintonizador convierte
la señal de RF seleccionada en un margen menor de frecuencias
intermedias (FI) para filtración y desmodulación.
En sistemas más recientes de televisión vía
satélite, tal como el sistema DirecTV™ operado por Hughes
Corporation de California, la información de televisión es
transmitida en forma digital. Las señales de RF son transmitidas por
el satélite en la banda Ku y son convertidas por el convertidor de
bloque en la banda L. El margen de frecuencias de las señales de RF
transmitidas por el satélite es algo menor (por ejemplo, entre 12,2
y 12,7 GHz) que el del sistema analógico de televisión vía satélite,
y el margen de frecuencias de las señales de RF producidas por el
convertidor de bloque es, por consiguiente, algo menor (por ejemplo,
entre 950 y 1.450 MHz).
Como en los sistemas analógicos receptores de
televisión vía satélite, la señal de RF correspondiente al canal
seleccionado ha de ser reducido en frecuencia a un margen de
frecuencias intermedias (FI) para filtración y desmodulación. En un
receptor digital vía satélite, además de la filtración normal de FI
para seleccionar la señal de RF deseada y rechazar las señales de
RF indeseadas, es deseable que el filtro de FI realice lo que es
conocido como "formación de símbolos" para reducir los errores
de descodificación debidos a la "interferencia entre símbolos"
causada por limitaciones de anchura de banda.
La etapa de conversión del convertidor de bloque
de la unidad exterior incluye usualmente un oscilador local que no
está estabilizado contra las variaciones de temperatura y el
envejecimiento. El resultado es que cambia la frecuencia de la señal
de oscilador local del convertidor de bloque, causando un cambio o
desviación correspondiente de las frecuencias de las señales de
portadoras de las señales de RF recibidas por el sintonizador de la
unidad interior. En consecuencia, la frecuencia de la señal de FI
producida por el sintonizador también cambia o es desviada respecto
a su valor nominal. Si la frecuencia de la señal de FI cambia
demasiado respecto a su valor nominal, las señales digitales
moduladas en la señal de FI no pueden ser desmoduladas
apropiadamente y la información que representan no puede ser
reconstruida apropiadamente. Para resolver este problema, la
frecuencia desviada es monitorizada y una desviación es añadida a la
orden de frecuencia nominal para cambiar el oscilador local del
sintonizador para centrar la señal en el filtro de FI.
En la solicitud de patente de EE.UU. no de serie
09/155.025, titulada "Sistema de sintonización para conseguir
tiempos de adquisición rápida para un receptor digital vía
satélite", presentada en la Oficina Receptora de PCT (Patent
Cooperation Treaty) de EE.UU. de la Oficina de Patentes y Marcas
Registradas de EE.UU. el 5 de abril, para John Curtis III y John
Bohach, es reconocido que las señales de RF recibidas desde el
convertidor de bloque de bajo ruido y la señal de FI correspondiente
producida por el sintonizador pueden ser desviadas en frecuencia
debido a razones distintas que una deriva de frecuencia del
oscilador del convertidor de bloque de bajo ruido. Más
específicamente, los ajustes de frecuencias de transpondedores de
satélite pueden ser efectuados por el operador del sistema de
transmisión vía satélite para reducir la posibilidad de
interferencia entre señales de portadoras. Por ejemplo, una
frecuencia de transpondedor puede ser cambiada en tanto como +/- 2
MHz. Los ajustes de frecuencias de transpondedores causan que las
señales de RF recibidas desde el convertidor de bloque de bajo ruido
y la señal de FI correspondiente producida por el sintonizador
tengan una desviación de frecuencia.
Por consiguiente, el método y el aparato
descritos en la solicitud de Curtis y otros concierne a provisiones
para sintonizar desviaciones de frecuencias debidas al ajuste de
frecuencias de transpondedores individuales por el operador del
sistema de transmisión vía satélite. Estas provisiones permiten que
las frecuencias de transmisión de los transpondedores sean ajustadas
por el operador del sistema de transmisión vía satélite sin
incrementar indebidamente el tiempo para que la unidad interior
adquiera la señal digital cuando es seleccionado un canal nuevo.
Brevemente, el sistema de sintonización mide y almacena desviaciones
de frecuencias originadas en transpondedores individuales. Cualquier
desviación debida a deriva de frecuencia del convertidor de bloque
de bajo ruido es sumada a todas las desviaciones de frecuencias de
transpondedores como una desviación "global". Una desviación de
transpondedor individual es actualizada si no es posible sintonizar
una frecuencia de transpondedor o si la adquisición satisfactoria
requirió una desviación de frecuencia mayor que el umbral
predeterminado o si una búsqueda amplia de frecuencias fue requerida
para adquirir la señal.
Para recibir señales desde satélites múltiples,
algunos sistemas de receptor utilizan antenas múltiples en
combinación con convertidores múltiples de bloque de bajo ruido.
Deriva distinta de frecuencia en los diversos convertidores de
bloque de bajo ruido y variaciones de desviaciones de frecuencias
entre satélites aumenta el tiempo de adquisición de señal del
descodificador integrado de receptor. Las limitaciones impuestas en
la cantidad de potencia que puede ser transportada por el cable
coaxial entre el descodificador integrado de receptor y el
convertidor de bloque de bajo ruido sólo permiten que sea enviada
muy poca potencia. Como tal, solo uno o dos convertidores de bloque
de bajo ruido pueden ser alimentados en un momento cualquiera. Por
consiguiente, convertidores de bloque de bajo ruido deben ser
activados y desactivados para limitar el consumo de potencia de los
convertidores de bloque de bajo ruido. Con cada activación y
desactivación, se permite que los osciladores de convertidores de
bloque de bajo ruido se estabilicen antes de que el descodificador
integrado de receptor es sintonizado. Así, una cantidad sustancial
de tiempo pasa cada vez que es activado un convertidor de bloque de
bajo ruido. Además, la potencia para los circuitos de convertidores
de bloque de bajo ruido es transportada generalmente desde el
descodificador integrado de receptor a los convertidores de bajo
ruido por vía de un cable coaxial. La cantidad de potencia que puede
ser transportada al convertidor de bloque de bajo ruido es limitada
por razones de seguridad.
Por tanto, en la técnica existe una necesidad de
un receptor vía satélite que adquiera rápidamente señales vía
satélite que son recibidas desde satélites múltiples.
La presente invención proporciona un método y
aparato para compensar la deriva de frecuencia en uno o más
convertidores de bloque de bajo ruido almacenando una desviación de
frecuencia (compensación de deriva) para cada convertidor de bloque
de bajo ruido con respecto a cada canal. Esta invención es
particularmente útil en un sistema de receptor de televisión vía
satélite que usa una pluralidad de convertidores de bloque de bajo
ruido con una o más antenas. Cuando un canal particular es
seleccionado, un convertidor de bloque de bajo ruido particular es
activado y la tabla de valores de desviación es consultada. El valor
de desviación para el convertidor de bloque de bajo ruido y el canal
es usado para sintonizar el receptor a una frecuencia que es
apropiada para recibir el canal seleccionado. Como tal, el receptor
no tiene que buscar para fijarse en la señal procedente del
convertidor de bloque de bajo ruido seleccionado.
Adicionalmente, en un sistema de convertidores
múltiples de bloque de bajo ruido, uno o más convertidores de bloque
de bajo ruido pueden estar desactivados y requieren activación para
ser usados. Como tal, cuando es seleccionado un canal manejado por
un convertidor particular de bloque de bajo ruido desactivado, el
convertidor de bloque de bajo ruido es activado. Cuando se activa,
el oscilador local dentro del convertidor de bloque de bajo ruido no
es estable y "variará" generalmente en frecuencia hasta que
alcanza una frecuencia nominal estable. Para reducir el tiempo de
adquisición de señal vía satélite, un sintonizador de descodificador
integrado de receptor, al que está conectado el convertidor de
bloque de bajo ruido, es sintonizado mientras el oscilador de
convertidor de bloque de bajo ruido está estabilizándose. Como tal,
el sintonizador "se fija en frecuencia" con la señal
"variable" procedente del convertidor de bloque de bajo ruido y
descodifica la señal vía satélite tan pronto como la señal de
oscilador local es estable.
Las enseñanzas de la presente invención pueden
ser comprendidas fácilmente considerando la descripción detallada
siguiente en conjunción con los dibujos adjuntos, en los que:
la Figura 1 es un esquema de bloques simplificado
de un receptor de televisión vía satélite;
la Figura 2 es un esquema de bloques detallado de
un receptor digital de televisión vía satélite que incluye un
sistema de sintonización que puede utilizar la invención;
la Figura 3 es un esquema de bloques de un
desmodulador de datos digitales para uso en el receptor vía satélite
mostrado en la Figura 1;
la Figura 4 es un organigrama de la rutina de
adquisición usada para controlar el sistema de sintonización
mostrado en la Figura 1 de acuerdo con un aspecto de la presente
invención;
la Figura 5 es un organigrama de un método para
conseguir la adquisición rápida de señal usando convertidores
múltiples de bloque de bajo ruido; y
la Figura 6 es un organigrama de un método para
conseguir la adquisición rápida de señal cuando los convertidores de
bloque de bajo ruido requieren activación y desactivación
selectivas.
Para facilitar la compresión, números de
referencia idénticos han sido usados, donde es posible, para
designar elementos idénticos que son comunes en las figuras.
La invención será descrita con referencia a un
sistema digital de televisión vía satélite en el que la información
de televisión es transmitida en forma codificada y comprimida de
acuerdo con una norma predeterminada de compresión digital tal como
MPEG. MPEG es una norma internacional para la representación
codificada de imagen en movimiento e información de audio asociada,
desarrollada por el Motion Pictures Expert Group (Grupo de Expertos
Cinematográficos). El sistema DirecTV™ de transmisión de televisión
vía satélite, operado por la Hughes Corporation de California, es un
tal sistema digital de transmisión de televisión vía satélite.
En el transmisor, la información de televisión es
digitalizada, comprimida y organizada en una serie o flujo de
paquetes de datos correspondientes a porciones respectivas de video,
audio y datos de la información de televisión. Los datos digitales
son modulados en una señal de portadora de RF en la que es conocida
como modulación por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK:
Quaternary Phase Shift Keying) y la señal de RF es transmitida a un
satélite en órbita terrestre, desde el que la señal es retransmitida
de vuelta a la tierra. En la modulación por desplazamiento de fase
cuaternaria (QPSK), las fases de dos señales de fases en cuadratura,
I y Q, son controladas en respuesta a los bits de flujos respectivos
de datos digitales. Por ejemplo, la fase es dispuesta en 0 grados
(º) en respuesta a un nivel lógico bajo ("0") y la fase es
dispuesta en 180º en respuesta a un nivel lógico alto ("1").
Las señales I y Q moduladas por desplazamiento de fase son
combinadas y el resultado es transmitido como una señal de portadora
de RF modulada por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK). Por
consiguiente, cada símbolo de la portadora modulada por
desplazamiento de fase cuaternaria indica uno de cuatro estados
lógicos, o sea, 00, 01, 10 y 11.
Un satélite incluye típicamente un número de
transpondedores para recibir y retransmitir portadoras de RF
moduladas respectivas. En un sistema de televisión terrestre
convencional, cada portadora de RF o "canal" contiene
información para un solo programa de televisión a la vez. Por
consiguiente, para ver un programa, solo precisa ser seleccionada la
señal de RF correspondiente. En un sistema digital de televisión vía
satélite, cada portadora de RF modulada transporta información para
varios programas simultáneamente. Cada programa corresponde a grupos
de paquetes de video y audio que son identificados por una cabecera
única, adjuntada a los paquetes, que identifica el programa. Por
consiguiente, para ver un programa, es necesario que sean
seleccionados tanto la señal de RF correspondiente como los paquetes
correspondientes.
La Figura 1 ilustra un sistema 100 de receptor de
televisión vía satélite que comprende una caja típica 102 encima del
aparato, convertidores múltiples de bloque de bajo ruido
104A-C y una o más antenas 114. La caja 102 encima
del aparato comprende un descodificador integrado 106 de receptor
(DIR) y un procesador 108. El descodificador integrado 106 de
receptor (DIR) comprende un bucle 110 de enganche de fase y el
oscilador local 112. El procesador 108 controla el descodificador
integrado 106 de receptor y controla la selección del bloque de
ruido 104A-C para ser usado. El descodificador
integrado 106 de receptor (DIR) conmutará entre los convertidores de
bloque de bajo ruido 104A-C dependiendo del
transpondedor de satélite que es necesario para recibir un canal
seleccionado. Cada convertidor de bloque de bajo ruido
104A-C comprende un oscilador local
116A-C que está sintonizado a una frecuencia
particular para permitir que el descodificador integrado de receptor
(DIR) reciba y descodifique el canal seleccionado. La caja 102
encima del aparato está acoplada a un televisor 118 para reproducir
las audioseñales y las videoseñales recibidas desde un convertidor
de bloque de bajo ruido 104A-C seleccionado. La
selección de canal es proporcionada de una manera bien conocida
mediante un mando a distancia 120 por infrarrojos.
Generalmente, los convertidores de bloque de bajo
ruido 104 reciben alimentación desde una tensión continua
suministrada por la caja 102 encima del aparato por vía de un cable
coaxial 122. Debido a los reglamentos de seguridad, la cantidad de
potencia que puede ser suministrada a los convertidores de bloque de
bajo ruido es limitada. Como tal, solo uno o dos convertidores de
bloque de bajo ruido pueden ser activados (alimentados) en un
momento cualquiera. Así, cuando dos o más convertidores de bloque de
bajo ruido son usados, uno de los convertidores de bloque de bajo
ruido es desactivado hasta que el convertidor de bloque de bajo
ruido es usado. Cuando es necesario, una señal de activación es
enviada a través del cable coaxial al convertidor de bloque de bajo
ruido desactivado y a uno de los convertidores de bloque de bajo
ruido activos. En respuesta a la señal de control, un convertidor de
bloque de bajo ruido es activado y otro es desactivado. Como se
describe a continuación, la invención sintoniza simultáneamente
tanto el oscilador local 112 del descodificador integrado de
receptor como el oscilador local 116 del convertidor de bloque de
bajo ruido mientras el oscilador local 116 de convertidor de bloque
de bajo ruido está estabilizándose. Además, la invención sintoniza
el oscilador local 112 del descodificador integrado de receptor
(DIR) usando una desviación de frecuencia que es reclamada de una
tabla de desviaciones de frecuencias. La desviación de frecuencia es
sumada a la frecuencia nominal de oscilador local para proporcionar
una frecuencia prevista de oscilador local basada en las
experiencias de deriva de frecuencia y desviación de frecuencia de
transpondedor durante el uso anterior del convertidor de bloque de
bajo ruido. Estas características de la invención permiten que el
sistema 100 adquiera rápidamente una señal vía satélite usando un
convertidor 114 de bloque de bajo ruido activado recientemente.
La Figura 2 representa un esquema de bloques
detallado de un convertidor 104A de bloque de bajo ruido y del
descodificador integrado 106 de receptor. Las señales de RF
moduladas con señales digitales representando información de video y
audio, que han sido transmitidas por un satélite (no mostrado), son
recibidas por el convertidor 104A de bloque de bajo ruido. Las
señales de RF recibidas de frecuencias relativamente altas (por
ejemplo, en el margen Ku de frecuencias entre 12,2 y 12,7 GHz) son
convertidas por un convertidor de bloque de bajo ruido (CBBR), por
ejemplo el convertidor 104A de bloque de bajo ruido, que incluye un
amplificador 200 de RF, un mezclador 202 y un oscilador 116A, en
señales de RF de frecuencias relativamente más bajas (por ejemplo,
en la banda L entre 950 y 1.450 MHz). El amplificador 200 es un
amplificador de "bajo ruido" y por tanto el convertidor 104A de
bloque de bajo ruido es designado frecuentemente por las iniciales
"CBBR" por "convertidor de bloque de bajo ruido". La
antena 114 y el convertidor 104A de bloque de bajo ruido están
incluidos en una denominada "unidad exterior" del sistema
receptor 100. La porción restante del receptor está incluida en una
denominada "unidad interior".
La unidad interior incluye el descodificador
integrado 106 de receptor (DIR) que sintoniza, desmodula y
descodifica las señales recibidas desde el puerto 204. El
descodificador integrado 106 de receptor comprende un sintonizador
234 para seleccionar la señal de RF que contiene los paquetes para
el programa deseado a partir de la pluralidad de señales de RF
recibidas desde el convertidor 104 de bloque de bajo ruido y para
convertir la señal de RF seleccionada en una señal correspondiente
de frecuencia intermedia (FI) mas baja. La presente invención está
interesada en controlar el sintonizador 234 y será descrita con
detalle a continuación.
La porción restante 235 del descodificador
integrado 106 de receptor desmodula, descodifica y descomprime la
información digital transportada en forma de modulación por
desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK) por la señal de frecuencia
intermedia (FI) para producir flujos de muestras de video y audio
digitales correspondientes al programa deseado, y después convierte
los flujos de muestras digitales en videoseñales y audioseñales
respectivas adecuadas para reproducción o grabación. Más
específicamente, un desmodulador 220 por desplazamiento de fase
cuaternaria (QPSK) desmodula la señal de FI para producir dos
señales IP y QP de impulsos que contienen flujos respectivos de bits
de datos correspondientes a los datos representados por las señales
I y Q moduladas por desplazamiento de fase generadas en el
transmisor. Un descodificador 222 organiza los bits de las señales
IP y QP en bloques de datos, corrige los errores de transmisión en
los bloques de datos basado en códigos de errores que han sido
intercalados en los datos transmitidos en el transmisor, y reproduce
los paquetes de video y audio MPEG transmitidos. Los paquetes de
video y audio son encaminados por una unidad 224 de transporte a
secciones de video y audio respectivas de una unidad 226 de
procesamiento de datos donde son descomprimidos y convertidos en
señales analógicas respectivas. Un microprocesador 108 controla el
funcionamiento de diversas secciones del descodificador integrado
106 de receptor. Sin embargo, en la Figura 2 sólo son indicadas las
señales de control generadas y recibidas por el microprocesador 108
al que concierne directamente la invención.
El receptor digital de televisión vía satélite
descrito hasta ahora es similar al receptor de televisión del
sistema digital vía satélite tipo RCA™ comercialmente obtenible de
Thomson Consumer Electronics, Inc. de Indianápolis, Indiana.
Como se observó antes, la presente invención
concierne a controlar el sintonizador 234. El sintonizador 234
recibe la señal de RF suministradas por los convertidores de bloque
de bajo ruido 104A-C en una entrada 204. Las señales
de entrada de RF son filtradas por el filtro 206 de banda ancha,
amplificadas por el amplificador 208 de RF, y filtradas por el
filtro sintonizable 210 de paso de banda (FPB). El filtro
sintonizable 210 de paso de banda selecciona la señal de RF deseada
y rechaza las señales de RF indeseadas. La señal de RF resultante es
acoplada a una primera entrada del mezclador 212. Una señal de
oscilador local (OL) producida por el oscilador local 228 es
acoplada a una segunda entrada del mezclador 212. La salida del
mezclador 212 es amplificada por el amplificador 214 y es acoplada a
la entrada del filtro 216 de frecuencia intermedia (FI) que
comprende un dispositivo de onda acústica superficial (OAS). La
salida del filtro 216 de FI es acoplada a la salida 218 del
sintonizador 234.
La frecuencia del oscilador local (OL) 228 es
controlada por la disposición 110 de bucle de enganche de fase que
comprende el circuito integrado 232 de bucle de enganche de fase, el
cristal externo 236 de referencia de frecuencia y la red 230 de
filtro externo. La frecuencia de la señal de oscilador local es
controlada por el bucle 110 de enganche de fase (BEF) de acuerdo con
instrucciones generadas por el microprocesador 108.
Las portadoras de las señales de RF transmitidas
por el satélite y recibidas por la antena 114 tienen frecuencias muy
estables que permanecen en valores "nominales". Por tanto,
mientras la frecuencia del oscilador 116A del convertidor 104A de
bloque de bajo ruido sea estable y permanezca en su valor nominal,
las frecuencias de las portadoras de las señales de RF recibidas por
el sintonizador 234 estarán en sus valores nominales.
Desgraciadamente, la frecuencia del oscilador 116A puede cambiar con
el tiempo y la temperatura. La desviación de frecuencia del
oscilador 116A con respecto a su frecuencia nominal causa
desviaciones correspondientes de las frecuencias de portadoras de
las señales de RF recibidas por el sintonizador 234. Para compensar
estas desviaciones de frecuencias, la frecuencia del oscilador local
228 del sintonizador 234 es cambiada bajo el control del
microprocesador 108 en respuesta a la información de estatus de
frecuencia recibida desde el desmodulador 220 por desplazamiento de
fase cuaternaria. Como se describirá a continuación, el
microprocesador 108 usa tablas 240 de derivas de frecuencias que son
almacenadas en memoria para obtener la compensación de desviación de
frecuencia. Una tabla de derivas de frecuencias es creada para cada
convertidor de bloque de bajo ruido.
Como se muestra en la Figura 3, la señal de FI
producida por el filtro 216 de onda acústica superficial (OAS) de FI
es acoplada a las primeras entradas respectivas de los mezcladores
300I y 300Q. Las letras "I" y "Q" significan "en
fase" y "en cuadratura". La señal de salida del oscilador
302 de frecuencia relativamente estable es acoplada directamente el
mezclador 300I y es acoplada indirectamente al mezclador 300Q por
vía de una red 304 de desfase en 90 grados (90º). El mezclador 300I
produce una versión IA de banda base "próxima" (frecuencia
mucho más baja) "en fase" de la señal de FI, mientras que el
mezclador 300Q produce una versión QA de banda base próxima "en
cuadratura" de la señal de FI, que está desfasada en 90 grados
con respecto a la señal IA "en fase". La letra "A"
significa "analógica".
Las señales IA y QA son acopladas a convertidores
analógico/digital respectivos 306I y 306Q. Los convertidores
analógico/digital 306I y 306Q también reciben una señal de reloj
desde el bucle 308 de recuperación de temporización de símbolos y
producen series respectivas de muestras digitales ID y QD. La letra
"D" significa "digital". El bucle 308 de recuperación de
temporización de símbolos (RTS) incluye un oscilador controlado (no
mostrado) del que es obtenida la señal de reloj para los
convertidores analógico/digital 306I y 306Q. El oscilador
controlador es controlado por un bucle (no mostrado) enganchado en
fase híbrido (parte digital y parta analógico) de modo que las
muestras digitales son sincronizadas con la frecuencia y la fase de
símbolos entrantes. Las señales analógicas pueden ser vistas como un
flujo de impulsos. La función del bucle 308 de recuperación de
temporización de símbolos es enganchar en fase la señal de reloj de
modo que el convertidor analógico/digital muestrea la señal
analógica en los picos de los impulsos. En otras palabras, el bucle
308 de recuperación de temporización de símbolos sincroniza la
operación de muestreo de los convertidores analógico/digital 306I y
306Q con la llegada de cada símbolo recibido.
Las señales ID y QD también son procesadas por un
bucle 310 de rastreo de portadora. El bucle 310 de rastreo de
portadora desmodula las señales IQ y QD de muestras digitales a fin
de formar las señales IP y QP de impulsos respectivas. La letra
"P" significa "impulso". Aunque las señales han sido
desmoduladas (descompuestas en los componentes IA y QA), las señales
fueron desmoduladas con una portadora asincrónica. Como la portadora
desmoduladora no estaba sincronizada con la portadora transmitida,
la constelación todavía estará rotando. En este punto, es denominada
típicamente una señal de banda base próxima. Una vez que ha sido
desrotada, es denominada una "señal de banda base". De aquí la
nomenclatura de IBB y QBB en la salida del dispositivo 312 de
desrotación. Las señales de banda base pueden ser representadas en
un gráfico de I en función de Q que crea el diagrama de
"constelación". La señal de banda base es introducida en el
seccionador 314 que estima cual de los cuatro puntos de constelación
fue transmitido. Cada una de las señales IP y QP de impulsos
contiene una serie de impulsos correspondientes a los bits de datos.
Los bits de datos tienen un nivel bajo lógico ("0") o un nivel
alto lógico ("1") correspondientes a los desfases 0º y 180º,
respectivamente, de las señales I y Q de la portadora transmitida de
RF modulada por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK). Los
componentes de señales IP y QP son acoplados al descodificador 222
donde los bits de datos son formateados en paquetes y es realizada
la corrección de errores hacia delante (CEHD).
El bucle 310 de rastreo de portadora incluye el
dispositivo complejo 312 de desrotación, el seccionador 314, el
oscilador 320 controlado numéricamente, el detector 316 de fase y el
filtro 318 de bucle. El dispositivo complejo 312 de desrotación es
un multiplicador complejo que causa la desrotación de la
constelación giratoria para producir una constelación estable. La
desrotación es efectuada multiplicando las señales digitales ID y QD
de entrada por el seno y el coseno estimados de la desviación de
frecuencia y la fase estimadas. La desviación estimada de frecuencia
es la velocidad a la que está girando la señal de banda base
próxima. A continuación se describe como es generada esta desviación
estimada.
El seccionador 314 toma la constelación desrotada
y extrae decisiones basadas en el cuadrante de la entrada. Cada par
I, Q extraído del seccionador 314 es la estimación de que símbolo
fue transmitido. El detector 316 de fase toma la entrada y la salida
del seccionador 314 y genera una señal de error de fase para cada
símbolo. Esta señal de error de fase es aplicada al filtro 318 de
bucle. El filtro 318 de bucle controla el oscilador 320 controlado
numéricamente y proporciona una estimación de la frecuencia
desviada. Esta estimación está disponible para el microprocesador
108.
Un error de frecuencia, por ejemplo, debido a una
desviación de frecuencia obtenida de convertidor de bloque de bajo
ruido de la señal de RF seleccionada, causa una denominada
"rotación" o "giro" con el tiempo de la posición de los
datos desmodulados de dos bits de la señal modulada por
desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK). El sentido de rotación
depende de si la desviación de frecuencia es positiva o negativa.
Como se muestra en la Figura 3, la constelación de datos para
modulación por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK) tiene
cuatro puntos correspondientes a las cuatro combinaciones lógicas
posibles (00, 01, 10 y 11) de los dos niveles lógicos posibles
respectivos representados por los dos valores de desfase posibles de
las señales I y Q. El detector 316 de fase mide la posición de los
datos desmodulados con respecto a la posición ideal en la
constelación de datos. Para corregir la rotación y la inclinación de
datos, la frecuencia, y así la fase, del oscilador 320 controlado
numéricamente es cambiada por el filtro 318 de bucle en respuesta a
la señal de salida del detector 316 de fase hasta que la rotación se
detiene y la inclinación es eliminada.
Con esta rotación detenida, la constelación es
estabilizada y el bucle 310 de rastreo de portadora es considerado
"fijado". En esta condición de estado permanente, el filtro 318
de bucle ha estimado correctamente los desplazamientos de frecuencia
y fase que son necesarios para causar la desrotación de los datos de
modo que la constelación es estabilizada satisfactoriamente. El
filtro 318 de bucle tiene trayectos proporcional e integral que son
sumados entre sí para formar el control para el oscilador 320
controlado numéricamente. El valor del trayecto integral (que
integra el error de fase) representa la desviación de frecuencia que
causa la "rotación". Este valor está disponible para el
microprocesador 108 como la señal FRECUENCIA mostrada en las Figuras
1 y 2. El microprocesador 108 compara muestras sucesivas de la señal
FRECUENCIA para determinar si la constelación ha sido estabilizada.
Si la diferencia entre muestras sucesivas es pequeña, la
constelación es reconocida como "FIJADA". En esta condición de
estado permanente, los datos desmodulados IP y QP son fiables y son
pasados al descodificador 222 de corrección de errores hacia delante
(CEHD). Durante la adquisición de un canal, si la frecuencia actual
del oscilador local 228 de sintonizador no permite una fijación
satisfactoria del bucle 310 de rastreo de portadora, entonces el
microprocesador 108 ajustará la frecuencia hasta que un estado
FIJADO es hallado o un margen adecuado de frecuencias ha sido
cubierto. Todo el proceso de adquisición de señal será detallado más
completamente en la descripción del organigrama en la Figura 4.
Dentro de los límites, el bucle 310 de rastreo de
portadora puede desmodular los datos moduladas por desplazamiento de
fase cuaternaria (QPSK) aunque la frecuencia de la señal de FI, y
por tanto la frecuencia de las señales IA y QA, sea incorrecta o
desviada. Sin embargo, si la desviación de frecuencia es demasiado
grande, una porción del espectro de frecuencias de la señal de FI
caerá fuera de la banda de paso del filtro 216 de onda acústica
superficial (OAS) debido al desplazamiento de la señal de FI con
respecto a la frecuencia central del filtro 216 de onda acústica
superficial. Esto causará una degradación de la relación señal/ruido
del receptor. Por consiguiente, como se observó antes, el
microprocesador 108 monitoriza una señal FRECUENCIA generada por el
bucle 310 de rastreo de portadora para indicar la desviación de
frecuencia de la señal de FI. Cuando cambia la desviación de
frecuencia causada por la deriva del convertidor de bloque de bajo
ruido, el bucle 310 de rastreo de portadora rastrea los cambios y es
actualizada la señal FRECUENCIA monitorizada por el microprocesador
108. En la siguiente adquisición de canal, el microprocesador 108
usará la última desviación de frecuencia registrada para
proporcionar una situación más exacta del oscilador local (OL) 228.
Esto debería permitir que la señal sea adquirida rápidamente sin
tener que buscar moviendo nuevamente la frecuencia del oscilador
local 228. Si la desviación de frecuencia se hace tan grande que
causa degradación en la fiabilidad de los datos desmodulados,
finalmente, el descodificador 222 de corrección de errores hacia
delante (CEHD) será incapaz de corregir los errores y romper la
fijación. El microprocesador 108 solicitará una readquisición del
mismo canal y la última desviación de frecuencia será usada
nuevamente para situar exactamente la frecuencia del oscilador local
228 para una readquisición rápida.
Como se observó antes, los flujos de datos
desrotados IP y QP son procesados por el descodificador 222 de
corrección de errores hacia delante (CEHD) mostrado en la Figura 3.
La función del descodificador 222 de corrección de errores hacia
delante (CEHD) corregir los errores producidos en la transmisión de
los datos. Para que el descodificador sea capaz de corregir errores,
la señal desmodulada debe ser estabilizada. Adicionalmente, para
corregir los datos, el descodificador 222 de corrección de errores
hacia delante debe ser dispuesto para la misma velocidad de código
que la velocidad de código de transmisión y ser sincronizado con los
límites de paquetes. La señal FIJACIÓN DE CORRECCIÓN DE ERRORES
HACIA DELANTE (FIJACIÓN DE CEHD), generada por el descodificador 222
de corrección de errores hacia delante y monitorizada por el
microprocesador 108, indica si todas las condiciones anteriores son
satisfactorias y el descodificador 222 de corrección de errores
hacia delante está pasando satisfactoriamente datos libres de
errores. Por ejemplo, la señal FIJACIÓN DE CEHD tiene un nivel
lógico bajo cuando el descodificador 222 de corrección de errores
hacia delante (CEHD) no puede corregir los datos, y la señal CEHD
tiene un nivel lógico alto cuando el descodificador 222 de
corrección de errores hacia delante puede corregir los datos.
La señal FIJACIÓN DE CEHD es usada como la
determinación final de si el sintonizador 234, el desmodulador 220
por desplazamiento de fase cuaternaria (QPSK) y el descodificador
222 de corrección de errores hacia delante (CEHD) son fijados
satisfactoriamente porque el bucle 310 de rastreo de portadora puede
estabilizarse falsamente en un "punto de fijación falsa". En un
"punto de fijación falsa", la constelación no parece estar
girando. Pero la constelación está rotando realmente 90 grados (o un
múltiplo de 90 grados) por símbolo. Como hay otro punto de
constelación separado 90 grados, parece ser estable. Los "puntos
de fijación falsa" ocurren en múltiplos de la velocidad de
símbolos dividida por cuatro. Cuando el bucle 310 de rastreo de
portadora es estabilizado en un punto de fijación falsa, el
descodificador de corrección de errores hacia delante no será capaz
de descodificar los datos. Así, la señal FIJACIÓN DE CEHD
permanecerá en un nivel lógico bajo (no fijado).
La adquisición de señales que han sido descritas
hasta ahora solo concierne a desviaciones de frecuencias debidas a
derivas de frecuencia de convertidor de bloque de bajo ruido. Como
se observó antes, las desviaciones de frecuencia también pueden ser
debidas a otras razones. Más específicamente, los ajustes de
frecuencias de transpondedores de satélite pueden ser efectuados por
el operador del sistema de transmisión vía satélite para reducir la
posibilidad de interferencia entre señales de portadoras. Por
ejemplo, una frecuencia de transpondedor puede ser cambiada en tanto
como +/- 2 MHz. Los ajustes de frecuencias de transpondedores causan
que las señales de RF recibidas desde el convertidor de bloque de
bajo ruido y la señal de FI correspondiente producida por el
sintonizador tengan una desviación de frecuencia. Los aspectos
siguientes del sistema de sintonización actual conciernen a
provisiones para sintonizar desviaciones de frecuencias debidas al
ajuste de frecuencias de transpondedores individuales por el
operador del sistema de transmisión vía satélite. Estas provisiones
permiten que las frecuencias de transmisión de los transpondedores
sean ajustadas por el operador del sistema de transmisión vía
satélite sin incrementar indebidamente el tiempo para que la unidad
interior adquiera la señal digital cuando un nuevo canal es
seleccionado.
Sin las provisiones para sintonizar desviaciones
de frecuencias debidas al ajuste de frecuencias de transpondedores
individuales por el operador del sistema de transmisión vía
satélite, el sistema de sintonización funciona del modo siguiente
cuando es seleccionada una nueva frecuencia de transpondedor.
Las frecuencias de las señales que son
transmitidas son conocidas usualmente con antelación y almacenadas
en una tabla (denominada el plan de "frecuencias de línea
base"). Entonces, durante el funcionamiento, cuando un
transpondedor es seleccionado para sintonización, la frecuencia de
línea base es recuperada de la tabla y una desviación de frecuencia
es sumada. Como se describió previamente, esta desviación es
determinada a partir de la desviación requerida para fijar en el
transpondedor anterior. Esta desviación es denominada una
"desviación global" porque se aplica globalmente a todos los
transpondedores. La causa de la desviación global es debida a
cualquier deriva de frecuencia en osciladores que son comunes al
trayecto de comunicaciones. Por ejemplo, si el oscilador de
convertidor reductor de frecuencia en el convertidor de bloque de
bajo ruido (convertidor reductor de frecuencia de convertidor de
bloque de bajo ruido) está separado por 3 MHz debido a ser una noche
fría, entonces todos los transpondedores serán desplazados 3 MHz por
debajo de sus frecuencias de línea base. Esta deriva global es
hallada inicialmente por un algoritmo de búsqueda que varía por
pasos el sintonizador a través de un margen especificado de
frecuencias mientras intenta adquirir la señal (denominado el
algoritmo de "hallar deriva"). Una vez que el algoritmo de
hallar deriva encuentra una señal, la desviación exacta de la señal
puede ser usada para inicializar la deriva global para sintonización
futura. Una vez que la deriva global es inicializada, el valor es
rastreado monitorizando la señal FRECUENCIA en el bucle 310 de
rastreo de portadora. Cada vez que es solicitado un nuevo
transpondedor, el microprocesador actualiza la deriva global sumando
el último valor de la señal FRECUENCIA.
Con el sistema normal antes descrito, si un
transpondedor fue movido respecto a su plan de frecuencias de línea
base, produciría tiempos prolongados de cambios de canal cuando se
sintoniza ese transpondedor y cualquier transpondedor sintonizado
subsiguientemente. Esto sería debido al hecho de que el sistema
anterior supone que la desviación es global para todos los
transpondedores. Por ejemplo, como para un sistema con 10
transpondedores separados uniformemente en 30 MHz empezando en 1.000
MHz, el plan de frecuencias de línea base para los transpondedores
sería el mostrado en la Tabla 1 siguiente. Si la desviación de
convertidor de bloque de bajo ruido causa un desplazamiento de 2 MHz
en las frecuencias, los transpondedores son situados en las
frecuencias mostradas en la columna "con desviación de convertidor
de bloque de bajo ruido". Si el operador del sistema de
transmisión vía satélite desvía el transpondedor 3 respecto a los
otros en 1,5 MHz, entonces la última columna en la Tabla 1 muestra
donde está situado cada transpondedor.
Con respecto a la situación ejemplar mostrada en
la Tabla 1 anterior, la deriva global sería inicializada a 2 MHz si
el transpondedor 1 es seleccionado. Como todos los transpondedores
distintos que el transpondedor 3 están sintonizados correctamente,
el sintonizador sería sintonizado a la señal deseada. Sin embargo,
si el transpondedor 3 es seleccionado, el sintonizador sería
sintonizado a la frecuencia superior en 1,5 MHz que la frecuencia
requerida y, por tanto, la señal no sería adquirida hasta que el
algoritmo de búsqueda no empiece a ampliar su búsqueda variando por
pasos el oscilador local 911. Esto produciría encontrar la señal
pero en una nueva desviación de 0,5 MHZ. Se supondría que esta nueva
desviación es la nueva desviación global y causaría que el
transpondedor siguiente en ser seleccionado también sería mal
sintonizado. Como resultado, el sintonizador tiene que ir nuevamente
a la búsqueda ampliada. Por tanto, cada vez que el transpondedor 3
es seleccionado, ocurre un cambio de canal indeseablemente más
lento.
Este problema es exacerbado más con convertidores
múltiples de bloque de bajo ruido que son sintonizados para recibir
señales desde transpondedores en otros satélites. Como tal, cambiar
canales puede causar un desplazamiento de frecuencia debido a una
desviación de transpondedor a través de satélites.
La presente invención trata de las provisiones
para las desviaciones de frecuencias de sintonización independiente
debidas al ajuste de frecuencias de trans-pondedores
individuales por el operador del sistema de transmisión vía satélite
y reducir el tiempo de adquisición de frecuencia. La descripción
siguiente es efectuada con respecto a la Figura 4.
El organigrama en la Figura 4 representa un
método 400 que tiene cinco escenarios principales que precisan ser
descritos: (1) el modo de mantenimiento (viendo un canal); (2) un
cambio normal de canal; (3) el transpondedor solo ha sido movido
ligeramente y no requiere una búsqueda amplia; (4) el transpondedor
ha sido movido o no está en la desviación o velocidad que fue
prevista y no requiere una búsqueda amplia; (5) la sintonización
inicial de un transpondedor en la puesta en marcha de la caja; y (6)
un cambio insatisfactorio de canal.
Como se muestra en la Figura 4, el sistema se
enciende en el paso 402 y procede a inicializar el circuito
integrado de enlace en el paso 404.
(1) Modo de mantenimiento. El funcionamiento en
estado permanente ocurre cuando un usuario está viendo un canal y no
zapeando o experimentando algún tipo de desvanecimiento por lluvia.
En este escenario, se tomaría el trayecto siguiente: la pregunta
"¿solicitado nuevo canal?" (paso 406) sería contestada No. Esto
conduciría a la pregunta "¿fijada la corrección de errores hacia
delante (CEHD)?" (paso 416) (CEHD = corrección de errores hacia
delante; "fijada" significa que el descodificador está
descodificando satisfactoriamente el flujo de bits sin errores), que
sería respondida Si puesto que todo está fijado apropiadamente. En
el paso 418, la señal FRECUENCIA y el bucle de rastreo de portadora
(BRP) son leídos. Este valor es almacenado en la variable
"Latest_drift" ("última_deriva") para el convertidor de
bloque de bajo ruido siendo usado entonces y representa la deriva de
frecuencia que ha ocurrido desde la última sintonización (suponiendo
que la última sintonización puso el sintonizador dentro de un paso
de sintonizador de la frecuencia correcta). Como está en estado
permanente, el señalizador Notify (Notificar) no será dispuesto en
el paso 420 (el señalizador es borrado después de la notificación de
una fijación satisfactoria) y la rutina vuelve para comprobar si ha
ocurrido una solicitud de cambio de canal y el ciclo se repite en el
paso 406.
(2) Cambio normal de canal. En un escenario de
cambio normal de canal, el nuevo transpondedor que ha de ser
adquirido está dentro de un paso de sintonizador de la frecuencia
prevista. La frecuencia prevista es la frecuencia base más una
desviación almacenada en una tabla de derivas para que el
convertidor de bloque de bajo ruido sea útil. La tabla de derivas
contiene la frecuencia desviada individual para cada transpondedor
en cada satélite disponible al que puede acceder un convertidor
particular de bloque de bajo ruido. El método 400 sigue el trayecto
siguiente: la pregunta "¿solicitado nuevo canal?" es contestada
Si en el paso 406 y prosigue al paso 412. La variable
"Latest_drift" ("última_deriva") (última actualizada en el
modo de mantenimiento anterior) es sumada a cada elemento de la
tabla de derivas correspondiente al convertidor de bloque de bajo
ruido que está usándose. Esto da por sentado que la deriva que ha
ocurrido en el transpondedor anterior desde la última sintonización
es aplicable a todos los transpondedores y es debida típicamente a
la deriva por temperatura y envejecimiento del oscilador local del
convertidor de bloque de bajo ruido (similar al rastreo normal de
sistemas de una deriva global).
A continuación, en el paso 414 , el sintonizador
es ordenado a la frecuencia de nuevo transpondedor que es la suma de
la frecuencia base más la frecuencia desviada actualizada
recientemente procedente de la tabla de derivas. Entonces, en el
paso 410, el señalizador de estatus es borrado, los señalizadores de
adquisición son dispuestos incluyendo el señalizador Notify
(Notificar). Después de un retardo breve en el paso 408, la
corrección de errores hacia delante (CEHD) es consultada respecto a
fijación en el paso 416. El retardo permite tiempo suficiente para
que la corrección de errores hacia delante (CEHD) se fije si el
sintonizador es situado apropiadamente y la velocidad correcta de
código es seleccionada. En un cambio normal de canal, la corrección
de errores hacia delante (CEHD) será fijada en este punto y el
trayecto seguirá el ramal de Si al paso 418. La desviación de
frecuencia es leída nuevamente (y debería estar dentro del paso de
frecuencia de incremento del oscilador local de sintonizador en este
escenario) y es almacenada como Latest_drift (última_deriva) para el
convertidor de bloque de bajo ruido usado actualmente. Ahora el
señalizador Notify (Notificar) es comprobado y, en el paso 420,
seguirá el trayecto de Si cuando el señalizador Notify (Notificar)
es "1". El método 400 prosigue al paso 422. En el paso 422,
First_time_flag (primera_sintonización_señalizador) es
con-sultado y no debería ser dispuesto puesto que el
paso de descodificador integrado de receptor (DIR) ha sido fijado
previamente en este escenario, por tanto el método 400 prosigue a
428. En 428, el valor de Latest_drift (última_deriva) es comparado
con un umbral de frecuencia que es aproximadamente un paso de
incremento de sintonizador. Nuevamente, en este escenario, se supone
que la desviación está dentro del umbral y, por tanto, el método 40
sigue el trayecto de No.
En el paso 430, el enlace es fijado
satisfactoriamente y la rutina notifica a la tarea de software, que
solicitó el cambio de canal, que el enlace está dispuesto. El
señalizador Notify (Notificar) es borrado. Entonces, el trayecto se
reúne con el trayecto de mantenimiento en 406 y seguirá el ciclo de
mantenimiento hasta que otro cambio de canal es solicitado o una
perturbación causa que la corrección de errores hacia delante (CEHD)
interrumpa la fijación.
Obsérvese que en este trayecto (406, 416, 420,
422, 428, 430 y de vuelta a 406) los señalizadores de adquisición
nunca son usados porque la adquisición fue satisfactoria sin
reajustar la frecuencia de sintonizador.
(3) Cambio de canal con ajuste pequeño en la
frecuencia de transpondedor. En este escenario, el transpondedor que
está siendo adquirido está próximo pero no exactamente (en
frecuencia) donde predice la tabla de derivas. La frecuencia está
bastante próxima para que la desmodulación y la corrección de
errores hacia delante (CEHD) puedan fijarse todavía, pero se
considera que está bastante separada para que la desviación de
transpondedor individual sea corregida en la tabla de derivas para
el convertidor de bloque de bajo ruido que está siendo usado
actualmente. El trayecto seguido es idéntico al anterior (caso 2)
con la excepción de latest_drift (última_deriva) estando fuera del
umbral en el paso 428. Por tanto, la rutina ejecuta el paso 434.
En el paso 434, el valor de latest_drift
(última_deriva) es sumado a la entrada de nuevos transpondedores en
la tabla de derivas para el convertidor de bloque de bajo ruido que
está usándose. Entonces, esta nueva desviación es usada para situar
el sintonizador exactamente en la señal (centrar la señal en la onda
acústica superficial de FI). Para llegar a este punto en la rutina,
la corrección de errores hacia delante (CEHD) debe haber sido fijada
y así la velocidad de código debe haber sido correcta y, por tanto,
el señalizador try_rate (prueba_velocidad) es dispuesto en cero.
Como el sin-tonizador está siendo movido, la
desmodulación podría tener problemas y el señalizador try_demod
(prueba_desmodulación) es dispuesto en el paso 434 para proporcionar
al sintonizador una oportunidad extra de conseguir la fijación si es
necesaria. El método 400 vuelve al paso 406 y pasará a comprobar la
fijación de corrección de errores hacia delante (CEHD). En este
escenario, la corrección de errores hacia delante (CEHD) debería
fijarse y seguir esta vez el trayecto de un cambio normal de canal
al paso 418, como en (2), con latest_drift (última_deriva) estando
dentro del umbral.
(4) Cambio de canal con búsqueda amplia de
frecuencia requerida. En este escenario, el transpondedor que está
siendo adquirido está bastante separado del valor predicho de
frecuencia para que el método 400 deba buscar la señal variando por
pasos el sintonizador. Sin embargo, antes de que empiece la búsqueda
de frecuencia, el método 400 comprueba la fijación del bucle de
recuperación de temporización de símbolos (RTS), repone el bucle de
rastreo de portadora (BRP) en el caso de que el bucle estuviera en
una fijación falsa, y el método comprueba cada velocidad de código
para la corrección de errores hacia delante (CEHD) y comprueba la
estabilidad del control automático de ganancia (CAG) para determinar
si hay una señal disponible para ser adquirida. Si estas acciones
correctoras no tienen en cuenta una fijación de CEHD, entonces es
llevada a cabo la búsqueda de frecuencia. Esto es un último recurso
porque la búsqueda exige mucho tiempo relativamente. Esta es también
la razón para el rastreo de desviaciones individuales para
transpondedores, para evitar esta búsqueda que exige mucho tiempo en
condiciones de cambio normal de canal.
El escenario comienza como un cambio normal de
canal, la tabla de derivas del convertidor actual de bloque de bajo
ruido es actualizada en el paso 412, el sintonizador es sintonizado
a la frecuencia predicha, los señalizadores son repuestos pero,
después del retardo en el paso 408, la corrección de errores hacia
delante (CEHD) todavía no está fijada en el paso 416. En el paso
416, comienzan las acciones correctoras. Siguiendo el trayecto de No
fuera de la decisión "¿Fijada la corrección de errores hacia
delante (CEHD)?" en el paso 416, el señalizador de estatus es NO
FIJADO así que el método 400 sigue el trayecto de No en el paso 426.
Pero el señalizador "try_demond" ("prueba_desmodulación")
es dispuesto, así que el señalizador try_demod
(prueba_desmodulación) no es igual a cero y en el paso 450 la rutina
borra el señalizador try_demod (prueba_ desmodulación) y comprueba
la fijación de la recuperación de temporización de símbolos (RTS).
La fijación de RTS es evaluada comparando lecturas consecutivas del
filtro de bucle de RTS con un incremento (delta) admisible. Cuando
la RTS no está fijada, el filtro estará funcionando en rampa y el
estado no fijado es detectado fácilmente. Si la RTS está fijada,
entonces el bucle de rastreo de portadora (BRP) es repuesto para
permitir otra oportunidad en una fijación limpia.
Si la RTS no está fijada, entonces es comprobada
periódicamente hasta que ha tenido tiempo suficiente para funcionar
en rampa a través de todos los valores posibles. Si la RTS se fija
dentro de ese tiempo, entonces el bucle de rastreo de portadora
(BRP) es repuesto justo como antes. Si la RTS no se fija dentro del
período de tiempo, entonces el señalizador try_rate
(prueba_velocidad) es borrado en el paso 450 (es inútil probar las
otras velocidades de código si la temporización de símbolos no puede
fijarse). El método 400 vuelve al paso 406 para comprobar si hay una
nueva solicitud de cambio de canal y, si no hay ninguna, el método
400 comprueba para ver si la acción correctora fue satisfactoria
produciendo una fijación de corrección de errores hacia delante
(CEHD). Si la CEHD todavía no está fijada, entonces el trayecto de
No es seguido nuevamente pero esta vez el señalizador
"try_demod" ("prueba_ desmodulación") está borrado, así
que pasa a comprobar el señalizador "try_rate"
("prueba_velocidad") en el paso 432. Si la recuperación de
temporización de símbolos (RTS) estaba fijada, entonces este
señalizador todavía será dispuesto y no igual a cero. Así, es
seguido el trayecto de No en el paso 432 y el método 400 prosigue al
paso 452. En el paso 452, el señalizador try_rate (prueba_velocidad)
es reducido y la velocidad de código de CEHD es cambiada a la
velocidad siguiente. En el ejemplo, el señalizador "try_rate"
("prueba_frecuencia") es inicializado en el número tres, así
que tres velocidades serán comprobadas antes de pasar a la
comprobación de control automático de ganancia (CAG) en el paso 440.
Después de cada velocidad, la rutina vuelve al paso 406 para
comprobar si hay una solicitud de nuevo canal o para ver si la CEHD
se fijó.
Si la fijación de CEHD no es hallada en el paso
416, 426 y 432 son No, en el paso 440 es comprobada la fijación del
control automático de ganancia (CAG). Nuevamente, la fijación es
determinada comparando muestras consecutivas del filtro de bucle de
CAG. La fijación de CAG es comprobada para acelerar la instalación
de cliente. Si no hay señal presente, entonces el CAG no se fijará y
es inútil gastar tiempo buscando la frecuencia. Para este escenario
en el paso 440, el CAG debería ser fijado y la variable
"try_drift" ("prueba_deriva") será comprobada en el paso
442. En el paso 444, mientras la variable try_drift (prueba_deriva)
todavía es positiva, el sintonizador será variado por pasos a través
de un conjunto de posiciones para cubrir un modelo predeterminado.
En cada paso, try_drift (prueba_deriva) será reducida y el algoritmo
comprobará la fijación de la recuperación de temporización de
símbolos (RTS) y del bucle de rastreo de portadora (BRP) ("¿señal
hallada?") en el paso 446.
En el paso 444, la recuperación de temporización
de símbolos (RTS) es comprobada primero de una manera similar que la
antes descrita en la porción de try_demod (prueba_desmodulación).
Una vez que la RTS es fijada, el bucle de rastreo de portadora (BRP)
es repuesto y comprobado respecto a su fijación. Nuevamente, la
fijación del BRP es determinada comparando la diferenciación de la
indicación de frecuencia procedente del filtro de bucle con un
umbral fijo. A no ser que tanto la RTS como el BRP sean declarados
fijados dentro de un cierto tiempo en el paso 446, el trayecto de No
es seguido y la situación siguiente de sintonizador será probada
hasta que una señal es hallada o try_drift (prueba_ deriva) = 0. En
el paso 446, si tanto la RTS como el BRP son declarados fijados
dentro del tiempo permitido, entonces la señal es considerada
"hallada" y el método 400 sigue el trayecto de Si al paso
448.
En el paso 448, la frecuencia del bucle de
rastreo de portadora (BRP) es sumada con la posición de paso de
sintonizador y esa es almacenada en la tabla de derivas para ese
transpondedor. El sintonizador es resintonizado a esta nueva
desviación y los señalizadores de adquisición son dispuestos para
repetir las porciones de "try_demod" y "try_rate".
Subsiguientemente, la rutina vuelve al paso 406 para comprobar si
hay solicitud de canal nuevo y para ver si la corrección de errores
hacia delante (CEHD) está fijada en el paso 416. Una vez que la
desviación de frecuencia y la velocidad correctas son descubiertas,
la CEHD debería fijarse y es ejecutado el resto del trayecto de
cambio normal de canal.
En el paso 410, la variable "try_drift" es
inicializada en 10 porque hay 10 posiciones (bandas) de sintonizador
que son buscadas. Las frecuencias que son buscadas tienen en cuenta
situar una señal que es desviada tanto por la temperatura máxima de
convertidor de bloque de bajo ruido como por la especificación de
envejecimiento y para la desviación máxima de transpondedor
individual permitida del proveedor de enlace ascendente. Como un
ejemplo, es especificado que el convertidor de bloque de bajo ruido
esté dentro de +/- 5 MHz de la frecuencia deseada y se permitió que
el proveedor de enlace ascendente desplace las frecuencias de
transpondedores individuales hasta +/- 2 MHz, así que el algoritmo
buscó +/- 7 MHz.
(5) En la sintonización inicial de un
transpondedor. El escenario es similar al de (4) en que la
frecuencia desviada del transpondedor es desconocida o incorrecta.
La única diferencia es que una vez que la CEHD es fijada, esta vez
el "first_tune_flag" será dispuesto y el paso 424 será
ejecutado. En el paso 424, todas las entradas en la tabla de derivas
son inicializadas en la desviación hallada para el primer
transpondedor. Esto incluye la latest_drift leída en el paso 418 y
la current_drift que es el valor determinado en el paso 448.
Entonces, el "first_time_flag" es borrado así que esta
inicialización no es efectuada nuevamente. Entonces, el trayecto
continúa como un cambio normal de canal como en (2).
(6) Adquisición insatisfactoria. Durante una
adquisición insatisfactoria, todos los señalizadores try_demod,
try_rate y try_drift son puestos a cero finalmente debido a probar
esa porción, o siendo borrado debido a otro requisito previo. Un
ejemplo fue mencionado en (4) anterior, cuando en ¿try_demod = 0? en
el paso 426, si la recuperación de temporización de símbolos (RTS)
no se fija en el paso 450, entonces try_rate es puesto a cero
automáticamente. Así, en el paso 454, una vez que la rutina tiene
todas las variables "try" ("prueba") puestas a cero y si
el señalizador Notify (Notificar) es dispuesto, entonces, en el paso
456 el sintonizador es devuelto a desviación cero para ese
transpondedor, el señalizador Notify (Notificar) es borrado y la
tarea de software que solicitó el transpondedor es notificada de la
adquisición insatisfactoria. El método 400 continuará recorriendo el
ciclo comprobando una solicitud de canal nuevo y la fijación de la
corrección de errores hacia delante (CEHD).
Lo que se ha descrito hasta ahora trata
específicamente de como son manejadas las desviaciones de
frecuencias para transpondedores individuales. En un sistema normal,
solo una desviación única de frecuencia es rastreada o monitorizada
y esa desviación es aplicada igualmente a todos los transpondedores.
El método y aparato rastrea de modo similar la desviación de
frecuencia durante la visión y aplica esa desviación a todos los
transpondedores pero mantiene valores distintos para cada
transpondedor de modo que cada transpondedor puede ser grabado
separadamente si es necesario. Los escenarios anteriores 3 y 4 son
ejemplos de cuando una desviación de transpondedor es ajustada
individualmente. El factor clave es cuando un transpondedor es
adquirido en una posición distinta que la desviación proclamada,
entonces solo es actualizada la desviación de ese transpondedor.
También debería observarse que el método y aparato que ha sido
descrito hasta ahora solo requerirá el tiempo de sintonización más
prolongado para un transpondedor desplazado desde el plan base en la
primera adquisición de ese transpondedor desde que el transpondedor
ha sido desplazado. Después de eso, la desviación debería ser
registrada y ocurrirá la adquisición rápida de señal después de un
cambio de canal.
En la mayoría de los casos, recibir señales desde
más de un satélite requiere que haya más de un convertidor de bloque
de bajo ruido 104 A-C. Cada convertidor de bloque de
bajo ruido 104 A-C tiene su propio oscilador local
116 A-C. Los osciladores locales 116
A-C variarán en frecuencia cuando cambia la
temperatura exterior. Cuando los osciladores locales 116
A-C varían en frecuencia, las señales recibidas por
el descodificador integrado 106 de receptor también varían. Esta
deriva precisa ser rastreada por el descodificador integrado 106 de
receptor para asegurar que el tiempo de cambio de canal es
minimizado. El sistema de control de sintonización en un receptor
típico por satélite puede rastrear cambios lentos en la frecuencia
de oscilador pero no puede adquirir señales con una desviación de
frecuencia inicialmente grande. Como un ejemplo, considérese un
usuario que sintoniza en un transpondedor y permanece en ese
transpondedor durante un período de tiempo. Durante ese tiempo, la
temperatura exterior aumenta y uno de los osciladores locales de
convertidores de bloque de bajo ruido 104 A-C
aumenta de frecuencia en 500 kHz. Típicamente, el equipo de
comunicaciones no tendrá problemas para rastrear el oscilador local
116 A-C que se mueve lentamente. Sin embargo, si el
usuario cambia transpondedores sin tener en cuenta los 500 kHz que
se ha movido el oscilador local, el tiempo de cambio de canal será
prolongado mientras el descodificador integrado 106 de receptor
busca la frecuencia del nuevo transpondedor usando un segundo
convertidor de bloque de bajo ruido. El descodificador integrado de
receptor (DIR) tiene conocimiento de cuanto se ha movido el
oscilador local (OL), los 500 kHz pueden ser sumados a la desviación
de frecuencia de transpondedor antes de sintonizar en ese
transpondedor. Usando este método, el descodificador integrado de
receptor (DIR) debería fijarse inmediatamente en la señal y
minimizar el tiempo de cambio de canal. Este mismo concepto debería
ser aplicado deseablemente cuando se usan múltiples convertidores de
bloque de bajo ruido.
Hay varios métodos que pueden ser usados para
optimizar más el tiempo de adquisición cuando se sintoniza con
transpondedores que están en satélites diferentes, o sea, usando
diferentes convertidores de bloque de bajo ruido y conmutando entre
convertidores de bloque de bajo ruido. Cada método tiene ventajas y
combinarlos puede ser usado para conseguir el resultado óptimo de
adquisición de señal.
- 1.
- Si en el convertidor A de bloque de bajo ruido y la frecuencia ha variado en una cantidad X, sumar X a la desviación para el convertidor A de bloque de bajo ruido antes de conmutar al convertidor B de bloque de bajo ruido. Esto asegurará que es exacta la última desviación de frecuencia conocida para el convertidor A de bloque de bajo ruido.
- 2.
- Si en el convertidor A de bloque de bajo ruido y la frecuencia ha variado en una cantidad X, sumar X a la desviación del convertidor B de bloque de bajo ruido antes de conmutar al convertidor B de bloque de bajo ruido. Esto explicará el hecho de que cualquier cambio en temperatura que ha movido el oscilador local en el convertidor A de bloque de bajo ruido también afectará a la frecuencia el convertidor B de bloque de bajo ruido de una manera similar.
- 3.
- Si para un sistema particular, se halla que la deriva del convertidor A de bloque de bajo ruido es independiente de la deriva del convertidor B de bucle de bajo ruido (o C o ...), no sumar la deriva del convertidor A de bloque de bajo ruido a la última deriva conocida del convertidor B de bajo ruido. Tal caso puede ser aplicable cuando todos los convertidores de bloque de bajo ruido no son alimentados constantemente.
- 4.
- Si en el convertidor A de bloque de bajo ruido y conmutando al convertidor B de bloque de bajo ruido, y la adquisición inicial falla, probar las frecuencias que rodean inmediatamente a la frecuencia de suposición óptima determinada por (2) o (3) antes de barrer todo el margen admisible de frecuencias.
Estas características podrían ser usadas en
cualquier aplicación donde hay antenas múltiples/puntos de recepción
múltiples.
Hay limitaciones en cuanta potencia un receptor
vía satélite puede suministrar a una pluralidad de convertidores de
bloque de bajo ruido (por ejemplo, los convertidores de bloque de
bajo ruido 104 A-C) por vía de un cable coaxial.
Para un receptor típico 100 por satélite, esto significa que solo un
convertidor de bloque de bajo ruido puede ser alimentado a la vez.
Cuando se conmuta desde un transpondedor en un satélite a un
transpondedor en otro satélite, debe darse algún tiempo al
convertidor de bloque de bajo ruido no alimentado previamente para
que su oscilador local se estabilice en frecuencia, o sea, un
período de estabilización. Ese período de estabilización incrementa
el tiempo global de sintonización. Como el tiempo de estabilización
del convertidor de bloque de bajo ruido es mayor que el tiempo
requerido para que el descodificador integrado de receptor consiga
la fijación, el receptor 100 activa primero el convertidor
seleccionado de bloque de bajo ruido y fija simultáneamente la
frecuencia del oscilador local de descodificador integrado de
receptor a la señal procedente del convertidor de bloque de
bajo
ruido.
ruido.
La Figura 5 es una ilustración de un método para
conseguir la adquisición rápida de señal cuando se conmuta desde un
convertidor de bloque de bajo ruido (por ejemplo, 104A) a un
convertidor desactivado de bloque de bajo ruido (por ejemplo, 104B).
En el método 500 se entra en el paso 505 cuando un conmutador entre
los convertidores de bloque de bajo ruido 104A y 104B es activado
por el procesador 108. Por ejemplo, suponiendo que las condiciones
iniciales del sistema incluían la caja 102 encima del aparato
acoplada al convertidor de bloque de bajo ruido 104A
(CBBR-A) como se muestra en la Figura 1, el
procesador 108 inicia un cambio al convertidor de bloque de bajo
ruido 104B (CBBR-B) y activa el convertidor de
bloque de bajo ruido 104B (CBBR-B). En el paso 510,
los convertidores de bloque de bajo ruido 104A
(CBBR-A) y 104B (CBBR-B) son
comparados por datos de deriva correspondientes para comprobar si se
mueven independientemente cuando se producen temperaturas u otras
anomalías globales que pueden desplazar cada oscilador local (OL)
116A y 116B respectivo. Este paso puede ser predeterminado de modo
que la consulta podría ser contestada accediendo a un señalizador.
El señalizador sería dispuesto si los convertidores de bloque de
bajo ruido varían independientemente y no sería dispuesto si varían
dependientemente. Si la deriva del convertidor de bloque de bajo
ruido 104A (CBBR-A) es independiente de la deriva
del convertidor de bloque de bajo ruido 104B
(CBBR-B), entonces el método 500 prosigue al paso
525 descrito a continuación. Si las derivas del
CBBR-A y el CBBR-B son similares,
entonces el método 500 prosigue al paso 515.
En el paso 515, la tabla de derivas para el
convertidor de bloque de bajo ruido 104A (CBBR-A) es
actualizada por la magnitud de deriva actual del
CBBR-A. En el paso 520, la magnitud de deriva del
CBBR-A es sumada a la tabla de derivas para el
convertidor de bloque de bajo ruido 104B (CBBR-B).
Generalmente, la magnitud de deriva para el CBBR-A
es actualizada para la tabla de derivas del CBBR-A
antes de conmutar a otro CBBR. En el paso 525, el
CBBR-B es alimentado y acoplado al sintonizador 234.
Al alimentar el CBBR, es habilitado el oscilador local 116B del
CBBR-B. El oscilador local 228 del bucle de enganche
de fase es dispuesto en la frecuencia apropiada para fijar con el
CBBR-B. Después de esperar una magnitud
predeterminada de tiempo para permitir que se estabilice el
oscilador local (OL) del CBBR-B, el método 500
prosigue al paso 535. En el paso 535 es sintonizado el oscilador
local (OL) del descodificador integrado de receptor (DIR). El
esta-blecimiento de la fijación es comprobado en el
paso 555. Si la fijación ha sido establecida, el método sale en el
paso 595. En el caso de que la fijación no ha sido establecida, el
método 500 prosigue a barrer márgenes de frecuencias empezando
alrededor de la deriva de desviación del CBBR-A. La
fijación es comprobada en el paso 555. Si la fijación fue
conseguida, entonces el método 500 sale en el paso 595. Si la
fijación no fue conseguida, entonces el método 500 prosigue al paso
575 para empezar un barrido de adquisición usando el valor de deriva
de desviación del CBBR-B. La fijación es comprobada
en el paso 555. Si la fijación fue conseguida, entonces el método
500 sale en el paso 595. Si la fijación no fue conseguida, el método
prosigue a 590 para barrer todo el margen permitido de frecuencias
para establecer la fijación de frecuencia como se trató con respecto
a la Figura 4. La fijación es comprobada en 555. Si la fijación no
fue conseguida, el método 500 vuelve al paso 545 para restablecer el
proceso de fijación.
Para mejorar más el tiempo de adquisición de
señal, el descodificador integrado de receptor (DIR) no espera que
se estabilice el oscilador local (OL) del CBBR. Típicamente, un
sistema de receptor vía satélite, debido a las restricciones de
potencia, solo puede enviar potencia suficiente a los convertidores
de bloque de bajo ruido por el cable coaxial para alimentar uno o
dos convertidores de bloque de bajo ruido. Si una pluralidad de
convertidores de bloque de bajo ruido son usados, algunos de ellos
deben ser desactivados mientras otros funcionan. Por consiguiente,
cuando el convertidor de bloque de bajo ruido (CBBR) desactivado es
activado, el oscilador local (OL) precisa unos 100 ms para
estabilizarse. Como tal, el bucle 110 de enganche de fase del
descodificador integrado de receptor (DIR) se fijará en la señal
"variable" procedente del CBBR cuando el oscilador de CBBR se
estabiliza después de la activación.
La Figura 6 representa un organigrama de un
método 600 que representa un proceso para sintonizar simultáneamente
el descodificador integrado de receptor (DIR) y el convertidor de
bloque de bajo ruido (CBBR). El método 600 empieza en el paso 602 y
prosigue al paso 604. En el paso 604, un CBBR seleccionado es
activado. Mientras el oscilador local del CBBR está estabilizándose,
en el paso 606 el bucle de enganche de fase del descodificador
integrado de receptor (DIR) se fija a la señal de salida
"variable" del CBBR y rastrea esa señal. Como tal, la
desmodulación de la señal puede empezar en el paso 608 tan pronto
como es estable el oscilador local del CBBR. El método termina en el
paso 610.
Aunque la presente invención ha sido descrita en
términos de una realización específica, se apreciará que pueden
efectuarse modificaciones que caerán dentro del alcance de la
invención.
Claims (11)
1. Un método para adquirir señales vía satélite
usando convertidores de bloque de bajo ruido, comprendiendo los
pasos de:
a) recibir una solicitud para conmutar desde un
primer convertidor de bloque de bajo ruido (104A) a un segundo
convertidor de bloque de bajo ruido (104B);
b) conmutar desde el primer convertidor de bloque
de bajo ruido (104A) al segundo convertidor de bloque de bajo ruido
(104B);
c) reclamar de la memoria (238) un valor de
desviación de frecuencia asociado con dicho segundo convertidor de
bloque de bajo ruido (104B);
d) sintonizar una frecuencia de sintonizador en
un valor usando el valor de desviación de frecuencia; y
e) fijar en frecuencia dicho sintonizador (234) a
una señal procedente de dicho segundo convertidor de bloque de bajo
ruido (104B).
2. El método de la reivindicación 1, en el que el
valor de frecuencia de sintonizador comprende una frecuencia base de
segundo convertidor de bloque de bajo ruido (104B) más dicho valor
de desviación de frecuencia.
3. El método de la reivindicación 1, en el que el
valor de desviación de frecuencia compensa la deriva de frecuencia
en el segundo convertidor de bloque de bajo ruido (104B).
4. El método de la reivindicación 1, en el que la
desviación de frecuencia compensa un ajuste de frecuencia en un
transpondedor de satélite.
5. El método de la reivindicación 1, en el que la
desviación de frecuencia compensa un ajuste de frecuencia en un
transpondedor de satélite y la deriva de frecuencia en el segundo
convertidor de bloque de bajo ruido (104B).
6. El método de la reivindicación 1,
comprendiendo además activar el segundo convertidor de bloque de
bajo ruido (104B) mientras se sintoniza dicha frecuencia de
sintonizador.
7. El método de la reivindicación 1, en el que la
desviación de frecuencia para el segundo convertidor de bloque de
bajo ruido (104B) es derivada de una deriva de frecuencia del primer
convertidor de bloque de bajo ruido (104A).
8. Aparato para adquirir señales vía satélite
usando convertidores múltiples de bloque de bajo ruido,
comprendiendo:
un primer convertidor de bloque de bajo ruido
(104A);
un segundo convertidor de bloque de bajo ruido
(104B);
un sintonizador (234) acoplado a dichos
convertidores primero (104A) y segundo (104B) de bloque de bajo
ruido;
una memoria, acoplada a dicho sintonizador, para
almacenar un primer valor de desviación de frecuencia para dicho
primer convertidor de bloque de bajo ruido (104A) y un segundo valor
de desviación de frecuencia para dicho segundo convertidor de bloque
de bajo ruido (104B).
9. El aparato de la reivindicación 8, en el que
dicho sintonizador (234) comprende un oscilador local (228) que
tiene una frecuencia sustancialmente a una frecuencia base más el
valor primero o segundo de desviación de frecuencia.
10. El aparato de la reivindicación 8, en el que
los valores primero y segundo de desviación de frecuencia
representan las derivas de frecuencia respectivas de los
convertidores primero (104A) y segundo (104B) de bloque de bajo
ruido.
11. El aparato de la reivindicación 8, en el que
dicho primer valor de desviación de frecuencia comprende un valor de
desviación de frecuencia para cada transpondedor asociado con dicho
primer convertidor de bloque de bajo ruido (104A), y dicho segundo
valor de desviación de frecuencia comprende un valor de desviación
de frecuencia para cada transpondedor asociado con dicho segundo
convertidor de bloque de bajo ruido (104B).
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US14446599P | 1999-07-19 | 1999-07-19 | |
| US14445899P | 1999-07-19 | 1999-07-19 | |
| US144458P | 1999-07-19 | ||
| US144465P | 1999-07-19 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2215692T3 true ES2215692T3 (es) | 2004-10-16 |
Family
ID=26842020
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES00948767T Expired - Lifetime ES2215692T3 (es) | 1999-07-19 | 2000-07-19 | Sistema de sintonizacion para conseguir una adquisicion rapida de señal para un receptor digital de satelite. |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1196992B1 (es) |
| JP (1) | JP2003505909A (es) |
| KR (1) | KR100686990B1 (es) |
| CN (1) | CN1210866C (es) |
| AU (1) | AU6221900A (es) |
| DE (1) | DE60010269T2 (es) |
| ES (1) | ES2215692T3 (es) |
| MX (1) | MXPA02000696A (es) |
| MY (1) | MY138222A (es) |
| TW (1) | TW543310B (es) |
| WO (1) | WO2001006650A1 (es) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2832573B1 (fr) * | 2001-11-21 | 2004-01-23 | Thomson Licensing Sa | Procede et dispositif d'installation de canaux de diffusion |
| US7401349B2 (en) * | 2002-02-26 | 2008-07-15 | Thomson Licensing | Satellite television system ground station having wideband multi-channel LNB converter/transmitter architecture utilizing a frequency stabilized common oscillator |
| MXPA04010336A (es) * | 2002-04-19 | 2005-02-03 | Thomson Licensing Sa | Proceso de adquisicion de canal para un receptor de television. |
| EP1422849A1 (en) * | 2002-11-25 | 2004-05-26 | Pace Micro Technology PLC | Method of Scanning for Carrier signals modulated with digital data and transmitted by satellite |
| KR100719116B1 (ko) * | 2004-09-14 | 2007-05-17 | 삼성전자주식회사 | 노이즈신호를 여파 처리하는 방송수신장치 및 그 방법 |
| CN101355369B (zh) * | 2007-07-27 | 2012-08-22 | 联芯科技有限公司 | 一种收发信机、移动终端及收发处理方法 |
| KR101444464B1 (ko) * | 2008-04-28 | 2014-11-03 | 엘지전자 주식회사 | 방송신호 수신기의 수신채널 제어장치 및 방법 |
| WO2010002887A2 (en) * | 2008-06-30 | 2010-01-07 | The Regents Of The University Of Michigan | Piezoelectric memes microphone |
| CN101620263B (zh) * | 2008-07-04 | 2012-10-03 | 深圳市莱科电子技术有限公司 | 一种捕获gps卫星信号的低硬件开销方法及其实现 |
| CN103607999A (zh) | 2011-01-13 | 2014-02-26 | Qlt股份有限公司 | 局部递送光敏剂的药物组合物及其用途 |
| CN102256083A (zh) * | 2011-07-01 | 2011-11-23 | 南京熊猫信息产业有限公司 | 加快有线电视机顶盒信道解调速度的方法 |
| CN103166885B (zh) * | 2011-12-15 | 2015-12-02 | 北京北广科技股份有限公司 | 发射系统中匹配网络的自动调谐控制方法和装置 |
| CA2878846A1 (en) | 2012-07-11 | 2014-01-16 | Delphine Caroline Imbert | Pharmaceutical compositions for topical delivery of photosensitizers and uses thereof |
| US11165622B2 (en) * | 2019-10-18 | 2021-11-02 | Hughes Network Systems, LLC. | System and method for low-rate high-rate coupled acquisition and tracking of high symbol rate inroutes |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05315895A (ja) * | 1992-05-06 | 1993-11-26 | Mitsubishi Electric Corp | 衛星放送受信機及びその発振周波数制御方法 |
| JP3094192B2 (ja) * | 1993-06-22 | 2000-10-03 | 三菱電機株式会社 | 衛星放送受信装置 |
| JP4067566B2 (ja) * | 1996-04-05 | 2008-03-26 | トムソン コンシユーマ エレクトロニクス インコーポレイテッド | Ｒｆ信号の同調された１つに対応する情報を伝える搬送波信号を生成するチューナおよびその制御方法 |
| JPH1118017A (ja) * | 1997-06-20 | 1999-01-22 | Fujitsu General Ltd | 衛星放送受信装置 |
| JP3404455B2 (ja) * | 1997-12-01 | 2003-05-06 | シャープ株式会社 | 共聴受信対応デジタル放送受信機 |
-
2000
- 2000-07-18 MY MYPI20003276A patent/MY138222A/en unknown
- 2000-07-19 AU AU62219/00A patent/AU6221900A/en not_active Abandoned
- 2000-07-19 ES ES00948767T patent/ES2215692T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-19 KR KR1020027000808A patent/KR100686990B1/ko active IP Right Grant
- 2000-07-19 DE DE60010269T patent/DE60010269T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-19 MX MXPA02000696A patent/MXPA02000696A/es active IP Right Grant
- 2000-07-19 CN CNB008106665A patent/CN1210866C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-19 TW TW089114445A patent/TW543310B/zh not_active IP Right Cessation
- 2000-07-19 JP JP2001510986A patent/JP2003505909A/ja active Pending
- 2000-07-19 EP EP00948767A patent/EP1196992B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-19 WO PCT/US2000/019617 patent/WO2001006650A1/en active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU6221900A (en) | 2001-02-05 |
| EP1196992A1 (en) | 2002-04-17 |
| KR20020015384A (ko) | 2002-02-27 |
| CN1210866C (zh) | 2005-07-13 |
| WO2001006650A1 (en) | 2001-01-25 |
| CN1361943A (zh) | 2002-07-31 |
| DE60010269D1 (de) | 2004-06-03 |
| MY138222A (en) | 2009-05-29 |
| KR100686990B1 (ko) | 2007-02-27 |
| EP1196992B1 (en) | 2004-04-28 |
| MXPA02000696A (es) | 2002-07-02 |
| JP2003505909A (ja) | 2003-02-12 |
| DE60010269T2 (de) | 2004-09-02 |
| TW543310B (en) | 2003-07-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2215692T3 (es) | Sistema de sintonizacion para conseguir una adquisicion rapida de señal para un receptor digital de satelite. | |
| US6359944B1 (en) | Tuning system for achieving quick acquisition times for a digital satellite receiver | |
| US7203457B1 (en) | Tuning system for achieving rapid signal acquisition for a digital satellite receiver | |
| KR100413715B1 (ko) | 응답시간이제어가능한위상동기루프를포함하는장치 | |
| US6480551B1 (en) | Signal processing device and method for switching signal processors thereof | |
| KR100441476B1 (ko) | 디지털신호처리장치 | |
| US11973492B2 (en) | Universal automatic frequency control for multi-channel receivers | |
| JP4338895B2 (ja) | Ｄｂｓプロダクト用ｌｎｂドリフト・システム | |
| JP2000101666A (ja) | デジタル衛星放送受信機 | |
| EP0891653B1 (en) | Tuning system for achieving quick acquisition times for a digital satellite receiver | |
| AU679390B2 (en) | Method and device for cancelling received frequency offset | |
| EP1241801A1 (en) | Site diversity method, method for receiving digital satellite broadcast, and receiver for digital satellite broadcast | |
| US20090197553A1 (en) | Method and Apparatus for Determining Frequency Offset in a Receiver | |
| KR20000005162A (ko) | 디지탈위성수신기용신속포착시간을달성하는튜닝시스템_ | |
| KR20090122905A (ko) | 수신 장치 및 수신 방법 | |
| US20240195556A1 (en) | Vsat demodulator architecture for beam hopping satellite systems | |
| MXPA98008172A (es) | Sistema de sintonizacion para lograr tiempos rapidos de adquisicion para un receptor digital de satelite | |
| JP4841988B2 (ja) | 感度設定装置を有する移動体搭載テレビジョン受信機 | |
| JP3047577B2 (ja) | 衛星通信装置 | |
| KR200266288Y1 (ko) | 위성 안테나의 위치 제어장치 | |
| JP2004186911A (ja) | 車載用ダイバーシティ受信装置 | |
| JPH06237273A (ja) | 位相復調装置 | |
| JPH0951250A (ja) | 自動周波数制御方法及び自動周波数制御回路 | |
| JPH11220669A (ja) | 衛星放送受信用ｄｂｓチューナ | |
| JPH05167463A (ja) | 受信機 |