EP4690483A1 - Procédé de génération d'un signal radiofréquences, produits programme d'ordinateur et dispositifs correspondants - Google Patents

Procédé de génération d'un signal radiofréquences, produits programme d'ordinateur et dispositifs correspondants

Info

Publication number
EP4690483A1
EP4690483A1 EP24716393.4A EP24716393A EP4690483A1 EP 4690483 A1 EP4690483 A1 EP 4690483A1 EP 24716393 A EP24716393 A EP 24716393A EP 4690483 A1 EP4690483 A1 EP 4690483A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
channel signal
signal
intermediate frequency
phase
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP24716393.4A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
François RIVET
Yann Deval
Hervé LAPUYADE
Maxandre FELLMANN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Bordeaux
Institut Polytechnique de Bordeaux
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Universite de Bordeaux
Institut Polytechnique de Bordeaux
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS, Universite de Bordeaux, Institut Polytechnique de Bordeaux filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP4690483A1 publication Critical patent/EP4690483A1/fr
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion

Definitions

  • the field of the invention is that of data transmission via the use of a radiofrequency signal.
  • the invention relates more particularly to a method of generating a radiofrequency signal intended to be transmitted on one (or two) transmission channels.
  • the invention thus has applications, in particular, but not exclusively, in the field of mobile telephony (e.g. 4G or 5G networks as defined by the 3GPP (for "3rd Generation Partnership Project” in English)), wireless local area networks WLAN (for "Wireless Local Area Network” in English, e.g. using WiFi), digital broadcasting systems (DVB-T (for "Digital Video Broadcasting - Terrestrial” in English), ISDB-T (for "Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial” in English), DAB (for "Digital Audio Broadcasting” in English)), high-speed wireless Internet access (WiMAX), asymmetric digital links (xDSL), point-to-point links, etc.
  • mobile telephony e.g. 4G or 5G networks as defined by the 3GPP (for "3rd Generation Partnership Project” in English)
  • WLAN for "Wireless Local Area Network” in English, e.g. using WiFi
  • digital broadcasting systems DVD-T (for "Digital Video Broadcasting - Terre
  • a radiofrequency, RF, transmitter architecture comprises several key elements for transmitting information.
  • the modulating signal representing the information to be transmitted is conventionally generated digitally, in baseband or directly in intermediate frequency, IF (for “Intermediate Frequency” in English), using a microprocessor and converted into an analog signal using digital-to-analog converters, DAC (for “Digital to Analog Converter” in English).
  • IF for “Intermediate Frequency” in English
  • DAC digital to Analog Converter
  • a mixer is used to transpose this signal into frequencies, from the baseband or from the intermediate frequency, to an RF frequency.
  • a power amplifier increases the power of the signal and the antenna radiates an electromagnetic field that is the image of the signal generated by the transmitter in question.
  • the image rejection architecture makes it possible to eliminate the image channel generated during the frequency transposition from an intermediate frequency to the RF frequency as detailed for example in the work of B. Razavi, “Rf Microelectronics”, Prentice Hall, 1998.
  • the transmitter 100 uses the concept of IQ (in-phase/quadrature) signals to eliminate the image channel when transposing frequencies from an intermediate frequency to a channel RF frequency transmission.
  • the transmitter 100 comprises: [0007] - a digital quadrature mixer 110 delivering an intermediate frequency channel signal from digital baseband modulating signals, for channels I and Q respectively.
  • the intermediate frequency channel signal is centered on the intermediate frequency f 1F ;
  • X RF (t) intended to be transmitted on the transmission channel from a first intermediate frequency signal x 1F ⁇ t ⁇ and a second intermediate frequency signal
  • the first intermediate frequency signal x IF j(f) is in this case equal to the analog intermediate frequency channel signal X .
  • the second signal in intermediate frequency is in this case equal to the phase-shifted channel signal x IF jJ ⁇ .
  • the analog quadrature mixer 120 is fed by two quadrature local oscillator signals.
  • the two local oscillator signals have a component at a radio frequency f RF -
  • the transmission channel is here centered on a frequency equal to the radio frequency f RF plus the intermediate frequency f IF .
  • the analog Hilbert filter 130 is achieved e.g. using an RC-CR network or a polyphase filter.
  • the desired phase shift is only obtained over a narrow frequency band. It is therefore impossible to use this architecture for wideband signals. Similarly, such an architecture is difficult to reconfigure so as to be able to generate signals on distant carriers in the frequency domain.
  • Hilbert filtering can be implemented in the digital domain as illustrated in [Fig. la].
  • the radiofrequency signal X RR (t) generated by the transmitter 100 of [Fig. la] is located in the transmission channel centered on the frequency equal to the radiofrequency frequency f RF plus the intermediate frequency f Ip ;
  • the radiofrequency signal X RF (t) generated by the transmitter 100 of [Fig.lb] is located in the image transmission channel centered on the image frequency equal to the radiofrequency frequency f RF minus the intermediate frequency f lp .
  • Such an effect (the transposition of the radiofrequency signal X RR (t) into the transmission channel or into the image transmission channel) is also obtained regardless of the intermediate frequency signal (x IF or x IF J/p on which the minus sign is applied, and regardless of where in the data path the minus sign in question is applied.
  • a method for generating a radiofrequency signal intended to be transmitted on a first transmission channel.
  • a transmitter performs: a frequency transposition by implementing a quadrature mixer delivering the radiofrequency signal from a first intermediate frequency signal and a second intermediate frequency signal.
  • the transmitter performs, for the first transmission channel:
  • the first intermediate frequency signal is linearly dependent on the first intermediate frequency channel signal.
  • the second intermediate frequency signal is linearly dependent on the first phase-shifted channel signal.
  • Generating the first phase-shifted channel signal comprises:
  • the invention proposes a new and inventive solution for generating a radiofrequency signal based on an image rejection architecture. More particularly, the implementation of Hilbert filtering in the Walsh domain makes it possible to reduce the computing power required to implement such a filter. Furthermore, the implementation of this filter in the digital domain makes it possible to obtain a wide operating bandwidth.
  • the radio frequency signal is also intended to be transmitted on a second transmission channel.
  • the transmitter performs, for the second transmission channel:
  • the first intermediate frequency signal is linearly dependent on a sum of the first intermediate frequency channel signal and the second intermediate frequency channel signal.
  • the second intermediate frequency signal is linearly dependent on a difference between the first phase-shifted channel signal and the second phase-shifted channel signal.
  • the radio frequency signal is also intended to be transmitted on a second transmission channel.
  • the transmitter performs, for the second transmission channel:
  • the first intermediate frequency signal is linearly dependent on a difference between the first intermediate frequency channel signal and the second intermediate frequency channel signal.
  • the second intermediate frequency signal is linearly dependent on a sum of the first phase-shifted channel signal and the second phase-shifted channel signal.
  • the quadrature mixer is fed with two quadrature local oscillator signals, the two local oscillator signals having a component at a radio frequency.
  • the first channel is centered at a frequency equal to the radio frequency plus the intermediate frequency.
  • the second channel is centered at a frequency equal to the radio frequency minus the intermediate frequency.
  • the Hilbert filtering comprises block digital filtering.
  • the Walsh transform and the inverse Walsh transform are discrete Walsh transforms.
  • the Walsh sequences implemented in said transforms are ordered according to a Hadamard order.
  • the invention also relates to a computer program comprising program code instructions for implementing a generation method as described above, according to any one of its different embodiments, when executed on a computer.
  • a transmitter for generating a radiofrequency signal intended to be transmitted on a first transmission channel.
  • Such a transmitter comprises means configured to implement the steps of the generation method according to the invention (according to any one of the different aforementioned embodiments).
  • the characteristics and advantages of this transmitter are the same as those of the corresponding steps of the generation method described above. Consequently, they are not detailed further.
  • FIG.1 discussed above in the section “Prior art and its drawbacks”, represents a radiofrequency transmitter with image rejection according to a known technique
  • FIG. 1a shows a radiofrequency transmitter with image rejection according to another known technique
  • FIG.2 illustrates a radiofrequency transmitter with image rejection according to one embodiment of the invention
  • FIG.3 illustrates a radiofrequency transmitter with image rejection according to another embodiment of the invention
  • FIG.4 represents the steps of a method for generating a radiofrequency signal according to one embodiment of the invention
  • FIG.5 represents an example of a device structure allowing the implementation of certain steps of the method for generating a radiofrequency signal of [Fig.4] according to an embodiment of the invention.
  • the transmitter 200 comprises a digital block 210 comprising: [0061] - a block 220 for Walsh transformation of the intermediate frequency channel signal X ZF [n
  • Hilbert filtering is here implemented in the form of block digital filtering, i.e. taking a sample block as input and delivering a sample block as output. More particularly, the output sample block in vector form X ZF ⁇ > is a function of a matrix product between a filtering matrix G w and the input sample block in vector form, X ZF .
  • the filtering matrix G w is a function of the impulse response, of the Hilbert filter implemented in block 230 as detailed eg in the paper by C. Zarowski and M. Yunik, “Spectral filtering using the fast walsh transform,” IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, vol. 33, no. 5, pp. 1246-1252, 1985.
  • the Walsh transform implements Walsh sequences ordered according to a Hadamard order as detailed eg in the paper by J. Johnson and M. Puschel, 2000 IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing. Proceedings (Cat. No.00CH37100), vol. 6, 2000, pp. 3347-3350 vol.6.
  • the filter matrix G w is block diagonal and antisymmetric, thereby reducing the computational power required for Hilbert filtering.
  • the Hilbert filtering transposed into the Walsh domain, is implemented in other forms, e.g. in the form of a FIR (for “Finite Impulse Response” in English) or IIR (for “Infinite Impulse Response” in English) filter.
  • the transmitter 200 further comprises a block 240 for inverse Walsh transformation of the filtered transformed channel signal X ZF ⁇ > delivering the phase-shifted channel signal in the analog domain. More particularly, the phase-shifted channel signal is here equal to the second intermediate frequency signal x IF ⁇ t).
  • the first intermediate frequency signal x IF j(f) is in the present case equal to the analog intermediate frequency channel signal X IF (ff
  • the first intermediate frequency signal x IF x (f) proportional to the first intermediate frequency channel signal X ZF (f) -
  • the second intermediate frequency signal x IF Jf) is proportional to the first phase-shifted channel signal Xipjfy -
  • the proportionality coefficient is substantially the same for the generation of the first intermediate frequency signal x IF x (f) and for the generation of the second intermediate frequency signal x IF Jj), the first intermediate frequency channel signal X z/ ⁇ ) and the first phase-shifted channel signal XiFj ⁇ t) being conventionally generated with the same power (or the same energy) and temporally synchronous.
  • the first intermediate frequency signal x IF 1(0 and I e second intermediate frequency signal power (or energy) approximately equal. This allows to obtain an optimal image rejection.
  • the existence of mismatches between the proportionality coefficients can lead to a non-perfect rejection of the image channel during the recombination of the signals.
  • the radiofrequency signal X RF (t) generated by the transmitter 200 is located in the transmission channel centered on the frequency equal to the radiofrequency frequency f RF plus the intermediate frequency f IF or in the transmission channel centered on the image frequency equal to the radiofrequency frequency f RF minus the intermediate frequency f IF (the case where the radiofrequency frequency f RF is greater than the intermediate frequency f IF is considered here by default).
  • Such an effect i.e.
  • transposition of the radiofrequency signal X RR (t) in the transmission channel considered or in the transmission channel centered on the image frequency) is moreover obtained whatever the intermediate frequency signal (x IF j(f) or x IF 2,(t)) on which the minus sign is applied, and whatever the place in the corresponding data path where the minus sign in question is applied.
  • the transmitter 200 comprises two digital blocks 210 as described above. More particularly:
  • a first digital block 210 delivers, for a first transmission channel, a first transformed channel signal X /F and a first filtered transformed channel signal XJF j);
  • a second digital block 210 delivers, for a second transmission channel (i.e. the transmission channel centered on the image frequency of the frequency on which the first transmission channel is centered), a second transformed channel signal ⁇ IJF and a second filtered transformed channel signal ⁇ IJFJJ.
  • a first summer 250 followed by an inverse Walsh transformation block 240 delivers a first intermediate frequency signal x IF i(t) linearly dependent on a sum of the first intermediate frequency channel signal X of the second intermediate frequency channel signal Xjjp(t)- [0075]
  • a second summer 250 followed by an inverse Walsh transform block 240 delivers a second intermediate frequency signal x ⁇ t) linearly dependent on a difference between the first phase-shifted channel signal XiFf ⁇ t) and the second phase-shifted channel signal
  • the first intermediate frequency signal x IF ](f) proportional to the sum of the first intermediate frequency channel signal X of the second intermediate frequency channel signal Xjjpit.
  • the second intermediate frequency signal x IF ⁇ t) proportional to a difference between the first phase-shifted channel signal x IF jJj) and the second phase-shifted channel signal
  • the proportionality coefficient is substantially the same for the generation of the first intermediate frequency signal x IF j(?) and for the generation of the second intermediate frequency signal x IF ⁇ t).
  • the first intermediate frequency channel signal Xfp(t), the first phase-shifted channel signal Xi F j£t), the second intermediate frequency channel signal Xjjj ⁇ t), as well as the second phase-shifted channel signal x tjFF ⁇ t) are indeed conventionally generated with the same power (or the same energy) and temporally synchronous.
  • the first intermediate frequency signal x IF x (f) and the second intermediate frequency signal x IF z(t) have substantially equal power (or energy).
  • mismatches between the proportionality coefficients can lead to a non-perfect rejection of the image channel during signal recombination and therefore to a "cross-talk" between the signals present in the first transmission channel and the second transmission channel.
  • the radiofrequency signal X RR (t) generated by the transmitter 200 has:
  • the radiofrequency signal X RF (t) generated by the transmitter 200 is intended to be transmitted on a first transmission channel centered on the frequency equal to the radiofrequency frequency f RF plus the intermediate frequency f IF and on a second transmission channel centered on the image frequency equal to the radiofrequency frequency f RF minus the intermediate frequency f 1F .
  • the first transmission channel is centered on the frequency equal to the radio frequency. plus the intermediate frequency f IF or centered on the image frequency equal to the radio frequency f RF minus the intermediate frequency f lF depending on whether or not the minus sign is applied to the data path delivering the first intermediate frequency channel signal X IF (t) (respectively the first phase-shifted channel signal x ⁇ F j/t)) ultimately composing the first intermediate frequency signal x IF i(?) (respectively the second intermediate frequency signal Moreover , such an effect is equally well obtained regardless of where on the data path the minus sign in question is applied.
  • the second transmission channel is centered on the frequency equal to the radio frequency f RF plus the intermediate frequency f IF or centered on the image frequency equal to the radio frequency f RF minus the intermediate frequency f IF depending on whether or not the minus sign is applied to the data path delivering the second channel signal at intermediate frequency. (respectively on the data path delivering the second phase-shifted channel signal Xij FF ltJ) ultimately composing the first intermediate frequency signal (respectively the second intermediate frequency signal x IF J/))- Moreover, such an effect is also obtained regardless of where in the data path the minus sign in question is applied.
  • the minus sign on the data path delivering the second phase-shifted channel signal can be applied to both the filter matrix G w (or the impulse response of the Hilbert filter implemented in block 230 or elsewhere in the data path corresponding to the signal filtered by the Hilbert filter in question.
  • the first intermediate frequency signal x IF x (f) is proportional to the difference between the first intermediate frequency channel signal second intermediate frequency channel signal Xjjp(t).
  • the second intermediate frequency signal Xjp ⁇ t) is proportional to the sum of the first phase-shifted channel signal XjpjJfy and the second phase-shifted channel signal XjjpJ ⁇ t).
  • the proportionality coefficient is substantially the same for the generation of the first intermediate frequency signal
  • the first intermediate frequency channel signal X IF (t), the first phase-shifted channel signal x IF j ⁇ t), the second intermediate frequency channel signal Xjjp(i), as well as the second phase-shifted channel signal are in fact classically generated with the same power (or the same energy) and temporally synchronous!
  • the first signal in intermediate frequency x IF x (f) and the second signal in intermediate frequency x IF Jj) have substantially equal power (or energy).
  • the radiofrequency signal X RF (t) is intended to be transmitted on a first transmission channel.
  • a transmitter 200 performs, for the first transmission channel, a transposition into frequencies of first baseband signals, Jtggyjn] and for channels I and Q respectively, delivering a first channel signal in intermediate frequency
  • the transmitter 200 performs, for the first transmission channel, a generation of a first phase-shifted channel signal as a function of the first intermediate frequency channel signal.
  • step E410 comprises:
  • transmitter F 200 performs, for the first transmission channel, a frequency transposition by implementing a quadrature mixer 120 delivering the radiofrequency signal X RF (t) from a first intermediate frequency signal x IF i(t) and a second intermediate frequency signal xlF2.(t)-
  • the first intermediate frequency signal x fF i(t) is linearly dependent on the first intermediate frequency channel signal X/jfra]-
  • the second intermediate frequency signal x IF ⁇ (t) is linearly dependent on the first phase-shifted channel signal.
  • the first intermediate frequency signal x JF i(f) is proportional to the first intermediate frequency channel signal X t
  • the second intermediate frequency signal x 1F z(t) is proportional to the first phase-shifted channel signal Xi F j£t ⁇
  • the proportionality coefficient is substantially the same for the generation of the first intermediate frequency signal x IF i(t) and for the generation of the second intermediate frequency signal
  • the quadrature mixer 120 is fed by two quadrature local oscillator signals.
  • the two local oscillator signals have a component at the radio frequency f RF -
  • the first channel is centered on a frequency equal to:
  • the transposition of the radiofrequency signal X RF (t) into a transmission channel or into the image transmission channel is obtained by applying a minus sign to the intermediate frequency signal This is achieved regardless of where in the data path the minus sign in question is applied.
  • the radiofrequency signal X RF (t) is also intended to be transmitted on a second transmission channel.
  • the transmitter 200 eg the transmitter 200 of [Fig. 3] further performs for the second transmission channel a transposition into frequencies of second baseband signals, x ⁇ B j[n] and X/ ⁇ B for channels I and Q respectively, delivering a second channel signal at intermediate frequency
  • step E410 the transmitter 200 performs, for the second transmission channel, a generation of a second phase-shifted channel signal as a function of the second intermediate frequency channel signal X/ ⁇ -fn].
  • step E410 More particularly, during step E410:
  • step E410a of Walsh transformation of the second channel signal into intermediate frequency X/jpJn] delivers a second transformed channel signal ⁇ IJF;
  • step E410b of Hilbert filtering, transposed into the Walsh domain, of the second transformed channel signal ⁇ IJF delivers a second filtered transformed channel signal ⁇ IJFJJ
  • step E410c of inverse Walsh transformation of the second filtered transformed channel signal ⁇ IJFX> delivers the second phase-shifted channel signal.
  • the first intermediate frequency signal x IF i(f) is linearly dependent on a sum of the first intermediate frequency channel signal X/jft] and the second intermediate frequency channel signal X/ ⁇ pt]-
  • the second intermediate frequency signal x IF ⁇ (t) is linearly dependent on a difference between the phase-shifted first channel signal and the phase-shifted second channel signal.
  • the same effect is obtained when alternatively, the first intermediate frequency signal X/ F i(f) is linearly dependent on a difference between the first intermediate frequency channel signal and the second intermediate frequency channel signal X/ ⁇ fn]-
  • the second intermediate frequency signal x IF z(t) is linearly dependent on a sum of the first phase-shifted channel signal and the second phase-shifted channel signal.
  • the first intermediate frequency signal x IF j(f) is proportional to the sum of the first intermediate frequency channel signal X JF (t) and the second intermediate frequency channel signal
  • the second intermediate frequency signal x IF 2(t) is proportional to a difference between the first phase-shifted channel signal the second phase-shifted channel signal Xjjppfy-
  • the proportionality coefficient is substantially the same for the generation of the first signal at intermediate frequency x IF i(f) and for the generation of the second signal at intermediate frequency x IF ;£t).
  • the quadrature mixer 120 is fed by two quadrature local oscillator signals.
  • the two local oscillator signals have a component at the radio frequency f RF .
  • the first channel is centered on a frequency equal to the radio frequency f RF plus the intermediate frequency f lF ;
  • the second channel is centered on a frequency equal to the radio frequency f RF minus the intermediate frequency f IF .
  • the Hilbert filtering is implemented as block digital filtering as described above in relation to [Fig. 2].
  • the Walsh transform implements Walsh sequences ordered according to a Hadamard order.
  • the filter matrix is block diagonal and antisymmetric, thereby reducing the computational power required for Hilbert filtering.
  • the transmitter 200 comprises an electronic device 500 comprising various means such as a random access memory 503 (for example a RAM memory), a processing unit 502 equipped for example with a processor, and controlled by a computer program stored in a read-only memory 501 (for example a ROM memory or a hard disk). Upon initialization, the code instructions of the computer program are for example loaded into the random access memory 503 before being executed by the processor of the processing unit 502.
  • the electronic device 500 is more particularly configured to carry out the steps of the generation method of [Fig. 4] (according to any one of the embodiments and/or variants described above in relation to [Fig. 4]) implemented by the digital blocks 210 described above in relation to [Fig. 2] and [Fig. 3], i.e. steps E400, E410a and E410b.
  • This [Fig. 5] illustrates only one particular way, among several possible ones, of producing the electronic device 500 so that it performs all or part of the aforementioned steps of the generation method of [Fig. 4] (according to any one of the embodiments and/or variants described above in relation to [Fig. 4]). Indeed, these steps can be performed indifferently on a reprogrammable computing machine (a PC computer, a DSP processor or a microcontroller) executing a program comprising a sequence of instructions, or on a dedicated computing machine (for example a set of logic gates such as an FPGA or an ASIC, or any other hardware module).
  • a reprogrammable computing machine a PC computer, a DSP processor or a microcontroller
  • a program comprising a sequence of instructions
  • a dedicated computing machine for example a set of logic gates such as an FPGA or an ASIC, or any other hardware module.
  • the corresponding program i.e. the sequence of instructions
  • a removable storage medium such as for example a CD-ROM, a DVD-ROM, a USB key
  • this storage medium being partially or totally readable by a computer or a processor.
  • the electronic device 500 also implements the inverse Walsh transformation step E410c.
  • the binary nature of the Walsh sequences is taken advantage of (i.e. the fact that the sequences in question have two binary values) to implement such an inverse Walsh transformation in a semi-analog manner.
  • the blocks 240 comprise inverse Walsh transformation means comprising for example:
  • each DAC being amplitude controlled by the inverse Walsh sequence corresponding to the sequential component considered for the inverse transformation;
  • the transmitter 200 comprises means for transposing into analog/RF frequencies, i.e. the quadrature mixer 120, configured to implement the step E420.
  • a quadrature mixer 120 is e.g. implemented via transistors configured to chop, at the rate of the local oscillator signal, the signal to be transposed into frequencies.
  • the transmitter 200 comprises means configured to perform all or part of the steps of the generation method of [Fig.4] (according to any of the embodiments and/or variants described above in relation to [Fig.4]).

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de génération d'un signal radiofréquences destiné à être transmis sur un canal de transmission par transposition en fréquences (E420) d'un premier signal en fréquence intermédiaire et d'un deuxième signal en fréquence intermédiaire. Un tel procédé comprend : - une transposition en fréquences (E400) d'un signal en bande de base délivrant un signal de canal en fréquence intermédiaire; - une génération (E410) d'un signal de canal déphasé en fonction du signal de canal en fréquence intermédiaire. Une telle génération comprend un filtrage de Hilbert (E410b), transposé dans le domaine de Walsh, du signal de canal transformé via une transformation de Walsh. Le premier signal en fréquence intermédiaire est linéairement dépendant du signal de canal en fréquence intermédiaire. Le deuxième signal en fréquence intermédiaire est linéairement dépendant du signal de canal déphasé.

Description

Description
Titrede l'invention :Procédé degénération d’un signal radio- fréquences, produits programme d’ordinateur et dispositifs corres- pondants.
Domaine de l’invention
[0001] Le domaine de l’invention est celui de la transmission de données via F utilisation d’un signal radiofréquences.
[0002] L’invention se rapporte plus particulièrement à une méthode de génération d’un signal radiofréquences destiné à être transmis sur un (ou deux) canal de transmission.
[0003] L’invention a ainsi des applications, notamment, mais non exclusivement, dans le domaine de la téléphonie mobile (e.g. réseaux 4G ou 5G tels que définis par le 3GPP (pour « 3rd Generation Partnership Project » en anglais)), des réseaux locaux sans fil WLAN (pour « Wireless Local Area Network » en anglais, e.g. utilisant le WiFi), les systèmes de radiodiffusion numérique (DVB-T (pour « Digital Video Broadcasting - Terrestrial » en anglais), ISDB-T (pour « Integrated Services Digital Broadcasting-Ter- restrial » en anglais), DAB (pour « Digital Audio Broadcasting » en anglais)), l’accès internet sans fil à haut débit (WiMAX), les liaisons numériques asymétriques (xDSL), les liaisons point à point, etc.
Art antérieur et ses inconvénients
[0004] Une architecture d’émetteur radiofréquences, RF, comprend plusieurs éléments clés pour la transmission de l’information. Par exemple, le signal modulant représentatif de l’information à transmettre est classiquement généré numériquement, en bande de base ou directement en fréquence intermédiaire, IF (pour « Intermediate Frequency » en anglais), à l’aide d’un microprocesseur et converti en signal analogique grâce à des convertisseurs numérique analogique, DAC (pour « Digital to Analog Converter » en anglais). Un mélangeur est utilisé pour transposer ce signal en fréquences, depuis la bande de base ou depuis la fréquence intermédiaire, vers une fréquence RF. Un ampli- ficateur de puissance augmente la puissance du signal et l’antenne rayonne un champ électromagnétique image du signal généré par l’émetteur considéré.
[0005] Parmi les architectures d’émetteurs connues, l’architecture à réjection d’image permet de supprimer le canal image généré lors de la transposition en fréquence depuis une fréquence intermédiaire vers la fréquence RF comme détaillé par exemple dans l’ouvrage de B. Razavi, « Rf Microelectronics », Prentice Hall, 1998.
[0006] La [Fig.1] présente une telle architecture. Plus particulièrement, l’émetteur 100 utilise le concept de signaux IQ (en phase/quadrature) pour éliminer le canal image lors de la transposition en fréquences depuis une fréquence intermédiaire vers un canal de transmission en fréquence RF. Dans le cas présent, l’émetteur 100 comprend : [0007] - un mélangeur en quadrature 110 numérique délivrant un signal de canal en fréquence intermédiaire à partir de signaux modulants numériques en bande de base, pour les voies I et Q respectivement. Le signal de canal en fréquence intermédiaire est centré sur la fréquence intermédiaire f1F ;
[0008] - un DAC 140 délivrant le signal de canal en fréquence intermédiaire analogique partir du signal numérique X/F[w] ;
[0009] - un filtre de Hilbert 130 analogique, de réponse impulsionnelle g(0, délivrant un signal de canal déphasé xIFjJ^t) en fonction du signal de canal en fréquence inter- médiaire analogique Xi^t) ; et
[0010] - un mélangeur en quadrature 120 analogique délivrant le signal radiofréquences
XRF(t) destiné à être transmis sur le canal de transmission à partir d’un premier signal en fréquence intermédiaire x1F^t} et d’un deuxième signal en fréquence intermédiaire
Plus particulièrement, le premier signal en fréquence intermédiaire xIF j(f) est dans le cas présent égal au signal de canal en fréquence intermédiaire analogique X . Le deuxième signal en fréquence intermédiaire est dans le cas présent égal au signal de canal déphasé xIFjJ^.
[0011] Le mélangeur en quadrature 120 analogique est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature. Les deux signaux d’oscillateur local ont une composante à une fréquence radiofréquences f RF- Ainsi, comme illustré sur la [Fig.l], le canal de transmission est ici centré sur une fréquence égale à la fréquence radio- fréquences f RF plus la fréquence intermédiaire f IF. Comme discuté plus avant ci- dessous en relation avec la [Fig.lb], il est également possible de transposer le signal à transmettre sur le canal centré sur la fréquence image égale à la fréquence radio- fréquences f RF moins la fréquence intermédiaire fIF en jouant sur le signe des signaux en fréquences intermédiaires à transposer en fréquence.
[0012] De retour à la [Fig.l], suivant les implémentations considérées, le filtre de Hilbert 130 analogique est réalisé e.g. grâce à un réseau RC-CR ou à un filtre polyphase. Cependant le déphasage recherché n’est obtenu que sur une bande de fréquences étroite. Il est donc impossible d’utiliser cette architecture pour des signaux larges bandes. De même, une telle architecture est difficilement rendue reconfigurable de sorte à pouvoir générer des signaux sur des porteuses éloignées dans le domaine fré- quentiel. Pour pallier à cette problématique, le filtrage de Hilbert peut être implémenté dans le domaine digital comme illustré sur la [Fig. la].
[0013] Par ailleurs, de manière connue en soit, en jouant sur le signe du premier signal en fréquence intermédiaire xIF j(f) ou du deuxième signal en fréquence intermédiaire ü est possible de choisir de transposer le signal à transmettre sur le canal centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences fRF plus la fréquence in- termédiaire f1F ou sur le canal centré sur la fréquence image égale à la fréquence ra- diofréquences f RF moins la fréquence intermédiaire f [p. La [Fig.lb] illustre cet effet dans le cas où la réponse impulsionnelle, - g[n], du filtre de Hilbert 130 est l’opposée de celle du filtre de Hilbert 130 de la [Fig. la]. Les autres éléments de la [Fig.lb] étant configurés de manière identique à ceux de la [Fig. la], on observe que :
[0014] - le signal radiofréquences XRR(t) généré par l’émetteur 100 de la [Fig. la] est localisé dans le canal de transmission centré sur la fréquence égale à la fréquence radio- fréquences f RF plus la fréquence intermédiaire f Ip ;
[0015] - le signal radiofréquences XRF(t) généré par l’émetteur 100 de la [Fig.lb] est localisé dans le canal de transmission image centré sur la fréquence image égale à la fréquence radiofréquences fRF moins la fréquence intermédiaire f lp.
[0016] Un tel effet (Le. transposition du signal radiofréquences XRR(t) dans le canal de transmission ou dans le canal de transmission image) est également obtenu quel que soit le signal en fréquence intermédiaire (xIF ou xIFJ/p sur lequel est appliqué le signe moins, et quel que soit l’endroit du chemin de donné où est appliqué le signe moins en question.
[0017] Cependant, quand bien même l’implémentation du filtrage de Hilbert dans le domaine digital permet de s’affranchir des problèmes de limitation de bande passante décrit ci-dessus en relation avec la [Fig.l], un tel filtrage numérique nécessite des ressources importantes en ce qui concerne la puissance de calcul.
[0018] Il existe ainsi un besoin pour une technique de génération d’un signal radio- fréquences basée sur une architecture à rejection d’image présentant une large bande passante ainsi qu’un coût limité en ce qui concerne la puissance de calcul.
Exposé de l’invention
[0019] Dans un mode de réalisation de l’invention, il est proposé un procédé de génération d’un signal radiofréquences destiné à être transmis sur un premier canal de transmission. Selon un tel procédé, un émetteur effectue : une transposition en fréquences par mise en œuvre d’un mélangeur en quadrature délivrant le signal radio- fréquences à partir d’un premier signal en fréquence intermédiaire et d’un deuxième signal en fréquence intermédiaire.
[0020] L’émetteur effectue, pour le premier canal de transmission :
[0021] - une transposition en fréquences de premiers signaux en bande de base délivrant un premier signal de canal en fréquence intermédiaire ; et
[0022] - une génération d’un premier signal de canal déphasé en fonction du premier signal de canal en fréquence intermédiaire.
[0023] Le premier signal en fréquence intermédiaire est linéairement dépendant du premier signal de canal en fréquence intermédiaire. Le deuxième signal en fréquence inter- médiaire est linéairement dépendant du premier signal de canal déphasé. La génération du premier signal de canal déphasé comprend :
[0024] - une transformation de Walsh du premier signal de canal en fréquence intermédiaire délivrant un premier signal de canal transformé ;
[0025] - un filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, du premier signal de canal transformé délivrant un premier signal de canal transformé filtré ; et
[0026] - une transformation de Walsh inverse du premier signal de canal transformé filtré délivrant le premier signal de canal déphasé.
[0027] Ainsi, l’invention propose une solution nouvelle et inventive pour générer un signal radiofréquences sur la base d’une architecture à rejection d’image. Plus particu- lièrement, l’implémentation du filtrage de Hilbert dans le domaine de Walsh permet de réduire la puissance de calcul nécessaire à la mise en œuvre d’un tel filtre. Par ailleurs, l’implémentation de ce filtre dans le domaine digital permet d’obtenir une large bande passante de fonctionnement.
[0028] Dans certains modes de réalisation, le mélangeur en quadrature est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature. Les deux signaux d’oscillateur local ont une composante à une fréquence radiofréquences. Le premier canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences plus la fréquence intermédiaire ou sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences moins la fréquence intermédiaire.
[0029] Dans certains modes de réalisation, le signal radiofréquences est également destiné à être transmis sur un deuxième canal de transmission. L’émetteur effectue, pour le deuxième canal de transmission :
[0030] - une transposition en fréquences de deuxièmes signaux en bande de base délivrant un deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire ; et
[0031] - une génération d’un deuxième signal de canal déphasé en fonction du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire.
[0032] Le premier signal en fréquence intermédiaire est linéairement dépendant d’une somme du premier signal de canal en fréquence intermédiaire et du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire. Le deuxième signal en fréquence intermédiaire est li- néairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal déphasé et le deuxième signal de canal déphasé. La génération du deuxième signal de canal déphasé comprend :
[0033] - une transformation de Walsh du deuxième signal de canal en fréquence inter- médiaire délivrant un deuxième signal de canal transformé ;
[0034] - un filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, du deuxième signal de canal transformé délivrant un deuxième signal de canal transformé filtré ; et
[0035] - une transformation de Walsh inverse du deuxième signal de canal transformé filtré délivrant le deuxième signal de canal déphasé.
[0036] Dans certains modes de réalisation dans lesquels le signal radiofréquences est également destiné à être transmis sur un deuxième canal de transmission. L’émetteur effectue, pour le deuxième canal de transmission :
[0037] - une transposition en fréquences de deuxièmes signaux en bande de base délivrant un deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire ; et
[0038] - une génération d’un deuxième signal de canal déphasé en fonction du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire.
[0039] Le premier signal en fréquence intermédiaire est linéairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal en fréquence intermédiaire et le deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire. Le deuxième signal en fréquence inter- médiaire est linéairement dépendant d’une somme du premier signal de canal déphasé et du deuxième signal de canal déphasé. La génération du deuxième signal de canal déphasé comprend :
[0040] - une transformation de Walsh du deuxième signal de canal en fréquence inter- médiaire délivrant un deuxième signal de canal transformé ;
[0041] - un filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, du deuxième signal de canal transformé délivrant un deuxième signal de canal transformé filtré ; et
[0042] - une transformation de Walsh inverse du deuxième signal de canal transformé filtré délivrant le deuxième signal de canal déphasé.
[0043] Ainsi, deux canaux pouvant véhiculer des données différentes sont générés en une seule étape de transposition en fréquences vers les radiofréquences.
[0044] Dans certains modes de réalisation, le mélangeur en quadrature est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature, les deux signaux d’oscillateur local ayant une composante à une fréquence radiofréquences. Le premier canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences plus la fréquence intermédiaire. Le deuxième canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences moins la fréquence intermédiaire.
[0045] Dans certains modes de réalisation, le filtrage de Hilbert comprend un filtrage numérique par bloc.
[0046] Dans certains modes de réalisation, la transformation de Walsh et la transformation de Walsh inverse sont des transformations de Walsh discrètes. Les séquences de Walsh mises en œuvre dans lesdites transformations sont ordonnancées selon un ordre de Hadamard.
[0047] Ainsi, la puissance de calcul nécessaire à la mise en œuvre des transformées de Walsh et/ou du filtrage de Hilbert est encore réduite. [0048] L’invention concerne également un programme d’ordinateur comprenant des ins- tructions de code de programme pour la mise en œuvre d’un procédé de génération tel que décrit précédemment, selon l’un quelconque de ses différents modes de réalisation, lorsqu’il est exécuté sur un ordinateur.
[0049] Dans un mode de réalisation de l'invention, il est proposé un émetteur pour la gé- nération d’un signal radiofréquences destiné à être transmis sur un premier canal de transmission. Un tel émetteur comprend des moyens configurés pour mettre en œuvre les étapes du procédé de génération selon l’invention (selon l’un quelconque des différents modes de réalisation précités). Ainsi, les caractéristiques et avantages de cet émetteur sont les mêmes que ceux des étapes correspondantes du procédé de gé- nération décrit précédemment. Par conséquent, ils ne sont pas détaillés plus amplement.
Liste des figures
[0050] D’autres buts, caractéristiques et avantages de l’invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante, donnée à titre de simple exemple illustratif, et non limitatif, en relation avec les figures, parmi lesquelles :
[0051] [Fig.1 ], discutée ci-dessus dans la section « Art antérieur et ses inconvénients », re- présente un émetteur radiofréquences à rejection d’image selon une technique connue ;
[0052] [Fig. la], discutée ci-dessus dans la section « Art antérieur et ses inconvénients », re- présente un émetteur radiofréquences à rejection d’image selon une autre technique connue ;
[0053] [Fig.lb], discutée ci-dessus dans la section « Art antérieur et ses inconvénients », re- présente l’effet d’un changement de signe dans la réponse impulsionnelle du filtre de Hilbert implémenté dans l’émetteur radiofréquences de la [Fig. la] ;
[0054] [Fig.2] illustre un émetteur radiofréquences à rejection d’image selon un mode de réalisation de l’invention ;
[0055] [Fig.3] illustre un émetteur radiofréquences à rejection d’image selon un autre mode de réalisation de l’invention ;
[0056] [Fig.4] représente les étapes d’un procédé de génération d’un signal radiofréquences selon un mode de réalisation de l’invention ;
[0057] [Fig.5] représente un exemple de structure de dispositif permettant la mise en œuvre de certaines étapes du procédé de génération d’un signal radiofréquences de la [Fig.4] selon un mode de réalisation de l’invention.
[0058] Description détaillée de modes de réalisation de l’invention
[0059] On présente désormais, en relation avec la [Fig.2], un émetteur 200 radiofréquences à rejection d’image selon un mode de réalisation de l’invention.
[0060] Par rapport à l’architecture connue présentée ci-dessus en relation avec la [Fig.lb], l’émetteur 200 comprend un bloc digital 210 comprenant : [0061] - un bloc 220 de transformation de Walsh du signal de canal en fréquence inter- médiaire XZF[n| délivrant un signal de canal transformé XZF ; et
[0062] - un bloc 230 de filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, du signal de canal transformé XZF délivrant un signal de canal transformé filtré X/FjD.
[0063] Le filtrage de Hilbert est ici implémenté sous la forme d’un filtrage numérique par bloc, i.e. prenant un bloc d’échantillon en entrée et délivrant un bloc d’échantillon en sortie. Plus particulièrement, le bloc d’échantillon en sortie mis sous une forme vec- torielle XZF^> est fonction d’un produit matriciel entre une matrice de filtrage Gw et le bloc d’échantillon en entrée mis sous une forme vectorielle, XZF. La matrice de filtrage Gw est fonction de la réponse impulsionnelle, du filtre de Hilbert implémenté dans le bloc 230 comme détaillé e.g. dans l’article de C. Zarowski and M. Yunik, “ Spectral filtering using the fast walsh transform,” IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, vol. 33, no. 5, pp. 1246-1252, 1985. Selon certaines implémentations, la transformation de Walsh met en œuvre des séquences de Walsh ordonnancées selon un ordre de Hadamard comme détaillé e.g. dans l’article de J. Johnson and M. Puschel, 2000 IEEE International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing. Proceedings (Cat. No.00CH37100), vol. 6, 2000, pp. 3347-3350 vol.6. Ainsi, la matrice de filtrage Gw est diagonale en bloc et antisymétrique, réduisant par là-même la puissance de calcul nécessaire au filtrage de Hilbert.
[0064] Cependant, dans d’autres modes de réalisation, le filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, est implémenté sous d’autres formes, e.g. sous la forme d’un filtre FIR (pour « Finite Impulse Response » en anglais) ou IIR (pour « Infinite Impulse Response » en anglais).
[0065] De retour à la [Fig.2], l’émetteur 200 comprend en outre un bloc 240 de trans- formation de Walsh inverse du signal de canal transformé filtré XZF^> délivrant le signal de canal déphasé dans le domaine analogique. Plus particulièrement, le signal de canal déphasé est ici égal au deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF^t).
[0066] Par ailleurs, selon le présent mode de réalisation, le premier signal en fréquence in- termédiaire xIF j(f) est dans le cas présent égal au signal de canal en fréquence inter- médiaire analogique XIF(ff
[0067] Cependant, en fonction de l’implémentation matérielle considérée (e.g. de par la présence d’amplificateurs sur le chemin de données), on a de manière générale le premier signal en fréquence intermédiaire xIF x(f) proportionnel au premier signal de canal en fréquence intermédiaire XZF(f)- De même, de manière générale le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIFJf) est proportionnel au premier signal de canal déphasé Xipjfy- Préférentiellement, le coefficient de proportionnalité est sensiblement le même pour la génération du premier signal en fréquence intermédiaire xIF x(f) et pour la génération du deuxième signal en fréquence intermédiaire xIFJj), le premier signal de canal en fréquence intermédiaire Xz/^ï) et le premier signal de canal déphasé XiFj^t) étant classiquement générés avec une même puissance (ou une même énergie) et synchrones temporellement. Ainsi, le premier signal en fréquence intermédiaire xIF 1(0 et Ie deuxième signal en fréquence intermédiaire puissance (ou énergie) sensiblement égale. Ceci permet d’obtenir une rejection d’image optimale. Cependant, suivant les implémentations matérielles considérées, l’existence de mismatchs entre les coefficients de proportionnalité peut conduire à une rejection non parfaite du canal image lors de la recombinaison des signaux.
[0068] De retour à la [Fig.2], l’implémentation du filtrage de Hilbert dans le domaine de Walsh permet de réduire la puissance de calcul nécessaire à la mise en œuvre d’un tel fil tre. Par ailleurs, F implémentation de ce filtre dans le domaine digital permet d’obtenir une large bande passante de fonctionnement.
[0069] Par ailleurs, comme décrit ci-dessus en relation avec l’art antérieur, suivant le signe de la réponse impulsionnelle, $n], et donc de la matrice de filtrage Gw du filtre de Hilbert implémenté dans le bloc 230, le signal radiofréquences XRF(t) généré par l’émetteur 200 est localisé dans le canal de transmission centré sur la fréquence égale à la fréquence radiofréquences f RF plus la fréquence intermédiaire f IF ou dans le canal de transmission centré sur la fréquence image égale à la fréquence radiofréquences f RF moins la fréquence intermédiaire f IF (il est ici considéré par défaut le cas où la fréquence radiofréquences f RF est supérieure à la fréquence intermédiaire fIF). Un tel effet (i.e. transposition du signal radiofréquences XRR(t) dans le canal de transmission considéré ou dans le canal de transmission centré sur la fréquence image) est par ailleurs obtenu quel que soit le signal en fréquence intermédiaire (xIF j(f) ou xIF2,(t)) sur lequel est appliqué le signe moins, et quel que soit l’endroit du chemin de donné correspondant où est appliqué le signe moins en question.
[0070] On présente désormais, en relation avec la [Fig.3], un émetteur 200 radiofréquences à rejection d’image selon un autre mode de réalisation de l’invention.
[0071] Par rapport au mode de réalisation présenté ci-dessus en relation avec la [Fig.2], l’émetteur 200 selon le présent mode de réalisation comprend deux blocs digitaux 210 tels que décrits ci-dessus. Plus particulièrement :
[0072] - un premier bloc digital 210 déli vre, pour un premier canal de transmission, un premier signal de canal transformé X/F et un premier signal de canal transformé filtré XJF j) ; et
[0073] - un deuxième bloc digital 210 délivre, pour un deuxième canal de transmission (i.e. le canal de transmission centré sur la fréquence image de la fréquence sur laquelle est centré le premier canal de transmission), un deuxième signal de canal transformé ^IJF et un deuxième signal de canal transformé filtré ^IJFJJ.
[0074] Par ailleurs, un premier sommateur 250 suivi d’un bloc 240 de transformation de Walsh inverse délivre un premier signal en fréquence intermédiaire xIFi(t) li- néairement dépendant d’une somme du premier signal de canal en fréquence inter- médiaire X du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire Xjjp(t)- [0075] De même, un deuxième sommateur 250 suivi d’un bloc 240 de transformation de Walsh inverse délivre un deuxième signal en fréquence intermédiaire x^^t) li- néairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal déphasé XiFf^t) et le deuxième signal de canal déphasé
[0076] Par exemple, selon l’implémentation matérielle considérée (e.g. de par la présence d’amplificateurs sur le chemin de données), on a de manière générale le premier signal en fréquence intermédiaire xIF ](f) proportionnel à la somme du premier signal de canal en fréquence intermédiaire X du deuxième signal de canal en fréquence in- termédiaire Xjjpit). De même, on a de manière générale le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF^t) proportionnel à une différence entre le premier signal de canal déphasé xIFjJj) et le deuxième signal de canal déphasé Comme discuté ci-dessus en relation avec la [Fig.2], préférentiellement le coefficient de pro- portionnalité est sensiblement le même pour la génération du premier signal en fréquence intermédiaire xIF j(?) et pour la génération du deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF^t). Le premier signal de canal en fréquence intermédiaire Xfp(t), le premier signal de canal déphasé XiFj£t), le deuxième signal de canal en fréquence in- termédiaire Xjjj^t), ainsi que le deuxième signal de canal déphasé xtjFF^t) sont en effet classiquement générés avec une même puissance (ou une même énergie) et synchrones temporellement. Ainsi, le premier signal en fréquence intermédiaire xIF x(f) et le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIFz(t) ont des puissance (ou énergie) sensiblement égale. Ainsi, une rejection d’image optimale, et donc une décorrélation entre les signaux présents dans les premier et deuxième canaux de transmission, est obtenue. Cependant, suivant les implémentations matérielles considérées, des mismatchs entre les coefficients de proportionnalité peut conduire à une rejection non parfaite du canal image lors de la recombinaison des signaux et donc à un « cross-talk » entre les entre les signaux présents dans le premier canal de transmission et le deuxième canal de transmission.
[0077] De retour à la [Fig.3], la réponse impulsionnelle, <g[n], et donc la matrice de filtrage Gvv du filtre de Hilbert implémenté dans le bloc 230 du premier bloc digital 210, ainsi que la réponse impulsionnelle, $n], et donc la matrice de filtrage Gw du filtre de Hilbert implémenté dans le bloc 230 du deuxième bloc digital 210, ont un même signe. Ainsi, le signal radiofréquences XRR(t) généré par l’émetteur 200 a :
[0078] - une première composante fréquentielle correspondant au premier canal de transmission centrée sur la fréquence égale à la fréquence radiofréquences fRF plus la fréquence intermédiaire fIF ; et
[0079] - une deuxième composante fréquentielle correspondant au deuxième canal de transmission centrée sur la fréquence image égale à la fréquence radiofréquences f RF moins la fréquence intermédiaire f Ip.
[0080] En d’autres termes, le signal radiofréquences XRF(t) généré par l’émetteur 200 est destiné à être transmis sur un premier canal de transmission centré sur la fréquence égale à la fréquence radiofréquences fRF plus la fréquence intermédiaire fIF et sur un deuxième canal de transmission centré sur la fréquence image égale à la fréquence ra- diofréquences fRF moins la fréquence intermédiaire f1F.
[0081] Cependant, de manière générale et comme décrit ci-dessus en relation avec la [Fig.2] , le premier canal de transmission est centré sur la fréquence égale à la fréquence radio- fréquences plus la fréquence intermédiaire fIF ou centré sur la fréquence image égale à la fréquence radiofréquences f RF moins la fréquence intermédiaire f lF en fonction de l’application ou non du signe moins sur le chemin de donnée délivrant le premier signal de canal en fréquence intermédiaire XIF(t) (respectivement le premier signal de canal déphasé x{Fj/t)) composant au final le premier signal en fréquence in- termédiaire xIF i(?) (respectivement le deuxième signal en fréquence intermédiaire Par ailleurs, un tel effet est aussi bien obtenu quel que soit l’endroit du chemin de donné où est appliqué le signe moins en question.
[0082] De même, le deuxième canal de transmission est centré sur la fréquence égale à la fréquence radiofréquences fRF plus la fréquence intermédiaire fIF ou centré sur la fréquence image égale à la fréquence radiofréquences fRF moins la fréquence inter- médiaire fIF en fonction de l’application ou non du signe moins sur le chemin de donnée délivrant le deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire (respectivement sur le chemin de donnée délivrant le deuxième signal de canal déphasé XijFFltJ) composant au final le premier signal en fréquence intermédiaire (respectivement le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIFJ/))- Par ailleurs, un tel effet est aussi bien obtenu quel que soit l’endroit du chemin de donné où est appliqué le signe moins en question.
[0083] Ainsi, afin de transmettre le signal radiofréquences XRR(t) sur les deux canaux centrés sur la fréquence égale à la fréquence radiofréquences fRF plus la fréquence inter- médiaire f[F et sur la fréquence image égale à la fréquence radiofréquences fRF moins la fréquence intermédiaire fJF, d’une manière alternative au cas illustré sur la [Fig.3] on peut avoir :
[0084] - le premier sommateur 250 suivi du bloc 240 de transformation de Walsh inverse délivrant un premier signal en fréquence intermédiaire x/F x(f) linéairement dépendant d’une différence du premier signal de canal en fréquence intermédiaire XIF(t) et du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire Xjjpii) ; et
[0085] - le deuxième sommateur 250 suivi du bloc 240 de transformation de Walsh inverse délivrant un deuxième signal en fréquence intermédiaire Xj^ït) linéairement dépendant d’une somme entre le premier signal de canal déphasé xIFj/t) et le deuxième signal de canal déphasé
[0086] Là encore, le signe moins sur le chemin de donnée délivrant le deuxième signal de canal déphasé peut être appliqué aussi bien sur la matrice de filtrage Gw (ou la réponse impulsionnelle du filtre de Hilbert implémenté dans le bloc 230 ou à un autre endroit du chemin de donné correspondant au signal filtré par le filtre de Hilbert en question.
[0087] Par exemple, le premier signal en fréquence intermédiaire xIF x(f) est proportionnel à la différence entre le premier signal de canal en fréquence intermédiaire deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire Xjjp(t). De même, le deuxième signal en fréquence intermédiaire Xjp^t) est proportionnel à la somme du premier signal de canal déphasé XjpjJfy et du deuxième signal de canal déphasé XjjpJ^t).
Comme discuté ci-dessus, préférentiellement le coefficient de proportionnalité est sen- siblement le même pour la génération du premier signal en fréquence intermédiaire
1(f) et pour la génération du deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF^(t). Le premier signal de canal en fréquence intermédiaire XIF(t), le premier signal de canal déphasé xIFj^t), le deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire Xjjp(i), ainsi que le deuxième signal de canal déphasé sont en effet classiquement générés avec une même puissance (ou une même énergie) et synchrones temporel! ement. Ainsi, le premier signal en fréquence intermédiaire xIF x(f) et le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIFJj) ont des puissance (ou énergie) sensiblement égale.
[0088] On présente désormais, en relation avec la [Fig.4], les étapes d’un procédé de gé- nération d’un signal radiofréquences XRR(t) selon un mode de réalisation de F invention.
[0089] Plus particulièrement, le signal radiofréquences XRF(t) est destiné à être transmis sur un premier canal de transmission.
[0090] Ainsi, lors d’une étape E400, un émetteur 200 (e.g. l’émetteur 200 de la [Fig.2] ou l’émetteur 200 de la [Fig.3]) effectue, pour le premier canal de transmission, une trans- position en fréquences de premiers signaux en bande de base, Jtggyjn] et pour les voies I et Q respectivement, délivrant un premier signal de canal en fréquence inter- médiaire
[0091] Lors d’une étape E410, 1’ émetteur 200 effectue, pour le premier canal de transmission, une génération d’un premier signal de canal déphasé en fonction du premier signal de canal en fréquence intermédiaire
[0092] Plus particulièrement, l’étape E410 comprend :
[0093] - une étape E410a de transformation de Walsh du premier signal de canal en fréquence intermédiaire délivrant un premier signal de canal transformé X/F ;
[0094] - une étape E410b de filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, du premier signal de canal transformé X/F délivrant un premier signal de canal transformé filtré X7FO ;
[0095] - une étape E410c de transformation de Walsh inverse du premier signal de canal transformé filtré ^-IFX» délivrant le premier signal de canal déphasé.
[0096] Lors d’une étape E420, F émetteur 200 effectue, pour le premier canal de transmission, une transposition en fréquences par mise en œuvre d’un mélangeur en quadrature 120 délivrant le signal radiofréquences XRF(t) à partir d’un premier signal en fréquence intermédiaire xIFi(t) et d’un deuxième signal en fréquence intermédiaire xlF2.(t)-
[0097] Plus particulièrement, le premier signal en fréquence intermédiaire xfFi(t) est li- néairement dépendant du premier signal de canal en fréquence intermédiaire X/jfra]- Le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF^(t) est linéairement dépendant du premier signal de canal déphasé.
[0098] Par exemple, comme discuté ci-dessus en relation avec la [Fig.2], le premier signal en fréquence intermédiaire xJF i(f) est proportionnel au premier signal de canal en fréquence intermédiaire X t le deuxième signal en fréquence intermédiaire x1Fz(t) est proportionnel au premier signal de canal déphasé XiFj£t\ Préférentiellement, le co- efficient de proportionnalité est sensiblement le même pour la génération du premier signal en fréquence intermédiaire xIFi(t) et pour la génération du deuxième signal en fréquence intermédiaire
[0099] Suivant les implémentations, le mélangeur en quadrature 120 est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature. Les deux signaux d’oscillateur local ont une composante à la fréquence radiofréquences f RF- Le premier canal est centré sur une fréquence égale à :
[0100] - la fréquence radiofréquences f RF plus la fréquence intermédiaire f IF ; ou
[0101] - la fréquence radiofréquences f RF moins la fréquence intermédiaire f lp.
[0102] Comme décrit ci-dessus e.g. en relation avec la [Fig.2] ou la [Fig.3], la transposition du signal radiofréquences XRF(t) dans un canal de transmission ou dans le canal de transmission image est obtenu en appliquant un signe moins sur le signal en fréquence intermédiaire Ceci est obtenu quel que soit l’endroit du chemin de donné où est appliqué le signe moins en question.
[0103] Dans certains modes de réalisation, le signal radiofréquences XRF(t) est également destiné à être transmis sur un deuxième canal de transmission. Ainsi, lors de l’étape E400, l’émetteur 200 (e.g. l’émetteur 200 de la [Fig.3]) effectue en outre pour le deuxième canal de transmission une transposition en fréquences de deuxièmes signaux en bande de base, x^Bj[n] et X/^B pour les voies I et Q respectivement, délivrant un deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire
[0104] Lors de l’étape E410, l’émetteur 200 effectue, pour le deuxième canal de transmission, une génération d’un deuxième signal de canal déphasé en fonction du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire X/^-fn].
[0105] Plus particulièrement, lors de l’étape E410 :
[0106] - l’étape E410a de transformation de Walsh du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire X/jpJn] délivre un deuxième signal de canal transformé ^IJF ;
[0107] - l’étape E410b de filtrage de Hilbert, transposé dans le domaine de Walsh, du deuxième signal de canal transformé ^IJF délivre un deuxième signal de canal transformé filtré ^IJFJJ
[0108] - l’étape E410c de transformation de Walsh inverse du deuxième signal de canal transformé filtré ^IJFX> délivre le deuxième signal de canal déphasé.
[0109] Le premier signal en fréquence intermédiaire xIF i(f) est linéairement dépendant d’une somme du premier signal de canal en fréquence intermédiaire X/jft] et du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire X/^pt]- Le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF^(t) est linéairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal déphasé et le deuxième signal de canal déphasé. Il s’agit là des opérations correspondant au cas illustré sur la [Fig.3]. Cependant, comme discuté ci- dessus en relation avec la [Fig.3], le même effet est obtenu lorsqu’ alternativement, le premier signal en fréquence intermédiaire X/Fi(f) est linéairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal en fréquence intermédiaire et le deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire X/^fn]- Le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIFz(t) est linéairement dépendant d’une somme du premier signal de canal déphasé et du deuxième signal de canal déphasé.
[0110] Par exemple, comme discuté ci-dessus en relation avec la [Fig.3], le premier signal en fréquence intermédiaire xIF j(f) est proportionnel à la somme du premier signal de canal en fréquence intermédiaire XJF(t) et du deuxième signal de canal en fréquence in- termédiaire Le deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF2(t) est pro- portionnel à une différence entre le premier signal de canal déphasé le deuxième signal de canal déphasé Xjjppfy- Préférentiellement, le coefficient de pro- portionnalité est sensiblement le même pour la génération du premier signal en fréquence intermédiaire xIF i(f) et pour la génération du deuxième signal en fréquence intermédiaire xIF;£t).
[0111] Ainsi, deux canaux pouvant véhiculer des données différentes sont générés en une seule étape de transposition en fréquences vers les radiofréquences.
[0112] Plus particulièrement, le mélangeur en quadrature 120 est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature. Les deux signaux d’oscillateur local ont une composante à la fréquence radiofréquences f RF. Ainsi :
[0113] - le premier canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences f RF plus la fréquence intermédiaire f lF ; et
[0114] - le deuxième canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences f RF moins la fréquence intermédiaire f IF.
[0115] Dans certains modes de réalisation, le filtrage de Hilbert est implémenté sous la forme d’un filtrage numérique par bloc comme décrit ci-dessus en relation avec la [Fig.2], Selon certaines implémentations, la transformation de Walsh met en œuvre des séquences de Walsh ordonnancées selon un ordre de Hadamard. Ainsi, la matrice de filtrage est diagonale en bloc et antisymétrique, réduisant par là-même la puissance de calcul nécessaire au filtrage de Hilbert.
[0116] On présente désormais, en relation avec la [Fig.5] un exemple de structure de l’émetteur 200 comprenant des moyens permettant de mettre en œuvre tout ou partie des étapes du procédé de génération de la [Fig.4] selon un mode de réalisation de l’invention.
[0117] Plus particulièrement, l’émetteur 200 comprend un dispositif électronique 500 comprend différents moyens tels qu’une mémoire vive 503 (par exemple une mémoire RAM), une unité de traitement 502 équipée par exemple d’un processeur, et pilotée par un programme d’ordinateur stocké dans une mémoire morte 501 (par exemple une mémoire ROM ou un disque dur). A l’initialisation, les instructions de code du programme d’ordinateur sont par exemple chargées dans la mémoire vive 503 avant d’être exécutées par le processeur de l’unité de traitement 502. [0118] Le dispositif électronique 500 est plus particulièrement configuré pour effectuer les étapes du procédé de génération de la [Fig.4] (selon l’un quelconque des modes de réa- lisation et/ou variantes décrit(e)s ci-dessus en relation avec la [Fig.4]) mises en œuvre par les blocs digitaux 210 décrits ci-dessus en relation avec la [Fig.2] et la [Fig.3], i.e. les étapes E400, E410a et E410b.
[0119] Cette [Fig.5] illustre seulement une manière particulière, parmi plusieurs possibles, de réaliser Le dispositif électronique 500 afin qu’il effectue tout ou partie des étapes précitées du procédé de génération de la [Fig.4] (selon l’un quelconque des modes de réalisation et/ou variantes décrit(e)s ci-dessus en relation avec la [Fig.4]). En effet, ces étapes peuvent être réalisées indifféremment sur une machine de calcul repro- grammable (un ordinateur PC, un processeur DSP ou un microcontrôleur) exécutant un programme comprenant une séquence d’instructions, ou sur une machine de calcul dédiée (par exemple un ensemble de portes logiques comme un FPGA ou un ASIC, ou tout autre module matériel).
[0120] Dans le cas où le dispositif électronique 500 est réalisé avec une machine de calcul reprogrammable, le programme correspondant (c’est-à-dire la séquence d’instructions) pourra être stocké dans un médium de stockage amovible (tel que par exemple un CD- ROM, un DVD-ROM, une clé USB) ou non, ce médium de stockage étant lisible par- tiellement ou totalement par un ordinateur ou un processeur.
[0121] Selon certaines implémentations, le dispositif électronique 500 implémente également l’étape E410c de transformation de Walsh inverse. Cependant, selon le mode de réalisation de la [Fig.5], il est tiré parti du caractère binaire des séquences de Walsh (i.e. du fait que les séquences en question ont deux valeurs binaires) pour im- plémenter une telle transformation de Walsh inverse de manière semi-analogique. Plus particulièrement, les blocs 240 comprennent des moyens de transformation de Walsh inverse comprenant par exemple :
[0122] - une pluralité de DAC 1 -bit (e.g. du type buffer), chaque DAC étant contrôlé en amplitude par la séquence de Walsh inverse correspondant à la composante sé- quentielle considérée pour la transformation inverse ; et
[0123] - un sommateur analogique afin de sommer les sorties des différents DAC 1 -bit entre elles et générer ainsi une grandeur analogique (tension ou courant) représentati ve de la transformée de Walsh inverse du signal d’entrée de sorte à générer le signal de sortie.
[0124] Par ailleurs, l’émetteur 200 comprend des moyens de transposition en fréquences analogiques/RF, i.e. le mélangeur en quadrature 120, configurés pour implémenter l’étape E420. Un tel mélangeur en quadrature 120 est e.g. implémenté via des transistors configurés pour hacher, au rythme du signal d’oscillateur local, le signal à transposer en fréquences.
[0125] Ainsi, dans tous les modes de réalisation, l’émetteur 200 comprend des moyens configurés pour exécuter tout ou partie des étapes du procédé de génération de la [Fig.4] (selon l’un quelconque des modes de réalisation et/ou variantes décrit(e)s ci- dessus en relation avec la [Fig.4]).

Claims

Revendications
[Revendication 1] Procédé de génération d’un signal radiofréquences destiné à être transmis sur un premier canal de transmission, dans lequel un émetteur (200) effectue :
- une transposition en fréquences (E420) par mise en œuvre d’un mélangeur en quadrature (120) délivrant ledit signal radiofréquences à partir d’un premier signal en fréquence intermédiaire et d’un deuxième signal en fréquence intermédiaire, et dans lequel l’émetteur effectue, pour ledit premier canal de transmission :
- une transposition en fréquences (E400) de premiers signaux en bande de base délivrant un premier signal de canal en fréquence intermédiaire ; et
- une génération (E410) d’un premier signal de canal déphasé en fonction du premier signal de canal en fréquence intermédiaire, le premier signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant du premier signal de canal en fréquence intermédiaire, le deuxième signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant du premier signal de canal déphasé, caractérisé en ce que la génération du premier signal de canal déphasé comprend :
- une transformation de Walsh (E410a) du premier signal de canal en fréquence intermédiaire délivrant un premier signal de canal transformé ;
- un filtrage de Hilbert (E410b), transposé dans le domaine de Walsh, du premier signal de canal transformé délivrant un premier signal de canal transformé filtré ; et
- une transformation de Walsh inverse (E410c) du premier signal de canal transformé filtré délivrant le premier signal de canal déphasé.
[Revendication 2] Procédé selon la revendication 1, dans lequel ledit mélangeur en quadrature est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature, les deux signaux d’oscillateur local ayant une composante à une fréquence radiofréquences, dans lequel ledit premier canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences plus la fréquence intermédiaire ou sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences moins la fréquence intermédiaire.
[Revendication 3] Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le signal radio- fréquences est également destiné à être transmis sur un deuxième canal de transmission, dans lequel l’émetteur effectue, pour ledit deuxième canal de transmission :
- une transposition en fréquences (E400) de deuxièmes signaux en bande de base délivrant un deuxième signal de canal en fréquence inter- médiaire ; et
- une génération (E410) d’un deuxième signal de canal déphasé en fonction du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire, le premier signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant d’une somme du premier signal de canal en fréquence inter- médiaire et du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire, le deuxième signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal déphasé et le deuxième signal de canal déphasé, et dans lequel la génération du deuxième signal de canal déphasé comprend :
- une transformation de Walsh (E410a) du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire délivrant un deuxième signal de canal transformé ;
- un filtrage de Hilbert (E410b), transposé dans le domaine de Walsh, du deuxième signal de canal transformé délivrant un deuxième signal de canal transformé filtré ; et
- une transformation de Walsh inverse (E410c) du deuxième signal de canal transformé filtré délivrant le deuxième signal de canal déphasé.
[Revendication 4] Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le signal radio- fréquences est également destiné à être transmis sur un deuxième canal de transmission, dans lequel l’émetteur effectue, pour ledit deuxième canal de transmission :
- une transposition en fréquences (E400) de deuxièmes signaux en bande de base délivrant un deuxième signal de canal en fréquence inter- médiaire ; et
- une génération (E410) d’un deuxième signal de canal déphasé en fonction du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire, le premier signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant d’une différence entre le premier signal de canal en fréquence intermédiaire et le deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire, le deuxième signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant d’une somme du premier signal de canal déphasé et du deuxième signal de canal déphasé, et dans lequel la génération du deuxième signal de canal déphasé comprend :
- une transformation de Walsh (E410a) du deuxième signal de canal en fréquence intermédiaire délivrant un deuxième signal de canal transformé ;
- un filtrage de Hilbert (E410b), transposé dans le domaine de Walsh, du deuxième signal de canal transformé délivrant un deuxième signal de canal transformé filtré ; et
- une transformation de Walsh inverse (E410c) du deuxième signal de canal transformé filtré délivrant le deuxième signal de canal déphasé.
[Revendication 5] Procédé selon la revendication 3 ou 4, dans lequel ledit mélangeur en quadrature est alimenté par deux signaux d’oscillateur local en quadrature, les deux signaux d’oscillateur local ayant une composante à une fréquence radiofréquences, dans lequel ledit premier canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences plus la fréquence intermédiaire, et dans lequel ledit deuxième canal est centré sur une fréquence égale à la fréquence radiofréquences moins la fréquence intermédiaire.
[Revendication 6] Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le filtrage de Hilbert comprend un filtrage numérique par bloc.
[Revendication 7] Procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel ladite transformation de Walsh et ladite transformation de Walsh inverse sont des transformations de Walsh discrètes, les séquences de Walsh mises en œuvre dans lesdites transformations étant ordonnancées selon un ordre de Hadamard.
[Revendication 8] Produit programme d’ordinateur comprenant des instructions de code de programme pour la mise en œuvre du procédé selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, lorsque ledit programme est exécuté sur un or- dinateur.
[Revendication 9] Emetteur (200) pour la génération d’un signal radiofréquences destiné à être transmis sur un premier canal de transmission, l’émetteur comprenant :
- des moyens de transposition en fréquences par mise en œuvre d’un mélangeur en quadrature (120) délivrant ledit signal radiofréquences à partir d’un premier signal en fréquence intermédiaire et d’un deuxième signal en fréquence intermédiaire, et, pour ledit premier canal de transmission :
- des moyens de transposition en fréquences (500) de premiers signaux en bande de base délivrant un premier signal de canal en fréquence in- termédiaire ; et
- des moyens de génération (500, 240) d’un premier signal de canal déphasé en fonction du premier signal de canal en fréquence inter- médiaire, le premier signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant du premier signal de canal en fréquence intermédiaire, le deuxième signal en fréquence intermédiaire étant linéairement dépendant du premier signal de canal déphasé, caractérisé en ce que les moyens de génération du premier signal de canal déphasé comprennent :
- des moyens de transformation de Walsh (500) du premier signal de canal en fréquence intermédiaire délivrant un premier signal de canal transformé ;
- des moyens de filtrage de Hilbert (500), transposé dans le domaine de Walsh, du premier signal de canal transformé délivrant un premier signal de canal transformé filtré ; et
- des moyens de transformation de Walsh inverse (500, 240) du premier signal de canal transformé filtré délivrant le premier signal de canal déphasé.
EP24716393.4A 2023-04-03 2024-04-03 Procédé de génération d'un signal radiofréquences, produits programme d'ordinateur et dispositifs correspondants Pending EP4690483A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR2303293A FR3147473B1 (fr) 2023-04-03 2023-04-03 Procédé de génération d’un signal radiofréquences, produits programme d’ordinateur et dispositifs correspondants.
PCT/EP2024/059063 WO2024208899A1 (fr) 2023-04-03 2024-04-03 Procédé de génération d'un signal radiofréquences, produits programme d'ordinateur et dispositifs correspondants

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP4690483A1 true EP4690483A1 (fr) 2026-02-11

Family

ID=87554725

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP24716393.4A Pending EP4690483A1 (fr) 2023-04-03 2024-04-03 Procédé de génération d'un signal radiofréquences, produits programme d'ordinateur et dispositifs correspondants

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP4690483A1 (fr)
FR (1) FR3147473B1 (fr)
WO (1) WO2024208899A1 (fr)

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5422909A (en) * 1993-11-30 1995-06-06 Motorola, Inc. Method and apparatus for multi-phase component downconversion
JPH0832883A (ja) * 1994-07-13 1996-02-02 Mitsumi Electric Co Ltd 高周波信号変調回路
CN1449165A (zh) * 2000-02-25 2003-10-15 南京师范大学 瞬时位相连续化差分四相移键控调制技术

Also Published As

Publication number Publication date
FR3147473A1 (fr) 2024-10-04
FR3147473B1 (fr) 2025-03-14
WO2024208899A1 (fr) 2024-10-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3785367B1 (fr) Systeme et procede de linearisation en bande de base pour un amplificateur de puissance radiofrequence de classe g
EP3469719B1 (fr) Procédé de démodulation d&#39;un signal reçu, produit programme d&#39;ordinateur et dispositif correspondants
WO2010029225A1 (fr) Systeme de transmission numerique multiporteuse d&#39;un signal utilisant des bancs de filtres et le prechargement de memoires pour l&#39;initialisation
EP3255802B1 (fr) Dispositif et procédé pour le traitement d&#39;un signal recu par un récepteur perturbé par un émetteur
EP3809287A1 (fr) Procédé de simplification d&#39;un filtre et dispositifs associés
EP1887749A2 (fr) Procédé de compensation numérique de non linéarités dans un système de communication et dispositif récepteur
FR2767429A1 (fr) Dispositif permettant d&#39;apparier des retards dans un amplificateur de puissance
EP2732592A1 (fr) Procédé et module d&#39;estimation de bias fréquentiel dans un système télécommunications numériques
EP3809286A1 (fr) Procédé de filtrage avec latence réduite et dispositifs associés
EP3809288A1 (fr) Procédé de filtrage à latence nulle et dispositifs associés
EP3729299B1 (fr) Filtre interpolateur numerique, dispositif de changement de rythme et equipement de reception correspondants
EP4690483A1 (fr) Procédé de génération d&#39;un signal radiofréquences, produits programme d&#39;ordinateur et dispositifs correspondants
EP2255466B1 (fr) Récepteur radiofréquence large bande multicanaux.
EP3244547A1 (fr) Émetteur/ récepteur mimo-fbmc à précodage linéaire implémenté dans le domaine fréquentiel
EP3482493B1 (fr) Systeme de suivi de la puissance crete d&#39;un signal de telecommunication et procede de calcul de valeur de crete et de selection de tension d&#39;alimentation associe
EP3503413A1 (fr) Récepteur uwb impulsionnel multi-antenne
FR2817100A1 (fr) Procede pour optimiser les performances d&#39;un emetteur pour systeme de radiocommunications mobiles
EP1253756B1 (fr) Procédé de multiplication de fréquence dans un équipement de radiocommunication
WO2019179651A1 (fr) Module de generation d&#39;options de reception de signaux radio
WO2008029028A2 (fr) Procede et equipement pour la transmission d&#39;un signal par filtrage dans une bande miroir
EP4333313A1 (fr) Systeme multivoies d&#39;emission et/ou de reception comprenant au moins n voies de traitement paralleles et procede de decorrelation des bruits de quantification dans un tel systeme
WO2020007691A1 (fr) Dispositif de transposition en frequence et procede de transposition en frequence correspondant
FR3056862A1 (fr) Procede et systeme de conversion analogique/numerique large bande et grande dynamique
EP4544748A1 (fr) Procédé de réduction du facteur de crête d&#39;un signal de type ofdm, produits programme d&#39;ordinateur et dispositifs correspondants
WO2003063350A2 (fr) Procédé de filtrage d&#39;un signal numérique, synthétiseur de fréquence et programme d&#39;ordinateur correspondants.

Legal Events

Date Code Title Description
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: UNKNOWN

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE INTERNATIONAL PUBLICATION HAS BEEN MADE

PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: REQUEST FOR EXAMINATION WAS MADE

17P Request for examination filed

Effective date: 20250929

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC ME MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR