EP4666549A1 - Sendemodul und verfahren zum senden von differentiellen signalen in einem seriellen bussystem - Google Patents

Sendemodul und verfahren zum senden von differentiellen signalen in einem seriellen bussystem

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Publication number
EP4666549A1
EP4666549A1 EP24701012.7A EP24701012A EP4666549A1 EP 4666549 A1 EP4666549 A1 EP 4666549A1 EP 24701012 A EP24701012 A EP 24701012A EP 4666549 A1 EP4666549 A1 EP 4666549A1
Authority
EP
European Patent Office
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transmission
bus
stage
stages
module
Prior art date
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Pending
Application number
EP24701012.7A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Steffen Walker
Felix Lang
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Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Publication of EP4666549A1 publication Critical patent/EP4666549A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
    • H04L25/0272—Arrangements for coupling to multiple lines, e.g. for differential transmission
    • H04L25/0274—Arrangements for ensuring balanced coupling
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    • H04L12/40—Bus networks
    • H04L2012/40208—Bus networks characterized by the use of a particular bus standard
    • H04L2012/40215—Controller Area Network CAN

Definitions

  • the present invention relates to a transmission module and a method for transmitting differential signals in a serial bus system, which can be used in particular for CAN XL while complying with the emission limits (EMC).
  • EMC emission limits
  • Serial bus systems are used for message or data transmission in technical systems.
  • a serial bus system can enable communication between sensors and control units in a vehicle or a technical production system, etc.
  • CAN FD In a CAN bus system, messages are transmitted using the CAN and/or CAN FD protocol, as described in the ISO-11898-1:2015 standard as a CAN protocol specification with CAN FD.
  • CAN FD With CAN FD, the transmission on the bus switches back and forth between a slow operating mode in a first communication phase (arbitration phase) and a fast operating mode in a second communication phase (data phase).
  • arbitration phase a slow operating mode in a first communication phase
  • data phase data phase
  • CAN FD bus system With a CAN FD bus system, a data transmission rate of more than 1 Mbit per second (1Mbps) is possible in the second communication phase.
  • Most manufacturers use CAN FD in the first step in the vehicle with a 500kbit/s arbitration bit rate and a 2 Mbil/s data bit rate.
  • CAN-SIC In order to enable even higher data rates in the second communication phase, there are successor bus systems for CAN FD, such as CAN-SIC and CAN XL.
  • CAN-SIC according to the CiA601 -4 standard of the Organization CAN in Automation (CiA) can achieve a data rate of about 5 to 8 Mbit/s in the second communication phase.
  • CiA CAN in Automation
  • CAN XL a data rate of > 10 Mbit/s is required in the second communication phase.
  • CiA610-3 A standard CiA610-3 is currently defined for CAN XL.
  • transmitting/receiving devices are usually used in a CAN bus system for the individual communication participants. These are also referred to as CAN transceivers or CAN FD transceivers, etc.
  • the transmitting function of the CAN transceiver is implemented in a block called a transmitter.
  • a CAN_H bus signal and, ideally, a CAN_L bus signal with a predetermined bus level or bus voltage V_CAN_H, V_CAN_L are driven onto a bus separately for a transmit signal TxD.
  • one bus state is actively driven in the bus signals CAN_H, CAN_L.
  • the other bus state is not driven and is set due to a terminating resistor for bus lines or bus wires of the bus.
  • the differential voltage VDIFF varies depending on the state to be transmitted on the bus.
  • VDIFF_dom 2V.
  • VDIFF_rec 0V.
  • VDIFF_L0 1 V.
  • VDIFF_L1 -1 V.
  • the value of 5 V corresponds to the value of the voltage Vcc, which is also called CAN supply.
  • Vcc which is also called CAN supply.
  • the common mode voltage VCM should always remain at exactly the same voltage, regardless of the bus signal or the differential voltage VDIFF. This also applies during switching between the different bus states.
  • CAN transceivers or CAN FD transceivers must not exceed the limits for operation in the vehicle with regard to conducted radiation or emissions.
  • transceivers for CAN XL must comply with even stricter limits, which are set out in the IEC62228-3 standard. This is the only way to operate the bus system at the specified higher bit rates. Depending on the semiconductor technology available, compliance with these strict limits represents a major challenge.
  • the transmission module and the method for transmitting differential signals in a serial bus system should enable the compensation of interference variables which affect the emission behavior of the transmission module.
  • the object is achieved by a transmission module for transmitting differential signals in a serial bus system with the features of claim 1.
  • the transmission module has a first transmission stage for generating transmission currents for a first signal to be transmitted to a bus of the bus system, a second transmission stage for generating transmission currents for a second signal to be transmitted to the bus as a signal differential to the first signal, a third transmission stage for generating transmission currents for the first signal, a fourth transmission stage for generating transmission currents for the second signal, and a control circuit for adjusting a common mode voltage for the first to fourth transmission stages, wherein the first to fourth The transmission stage is connected in a full bridge, in which the first and fourth transmission stages are connected in series and the third and second transmission stages are connected in series, wherein the control circuit has a replica of an output stage of the transmission module, and wherein the replica is connected to the output stage of the transmission module.
  • the described transmitter module is designed to always keep the common mode voltage at exactly the same voltage, regardless of a bus signal VDIFF. This also applies during the switching processes between the different bus states dorn, sic and rec or LO and L1.
  • the described transmitter module ensures that the common-mode voltage remains the same, even if the common-mode voltage is influenced by the temperature and process dependence of diodes and cascodes (component parameters and leakage currents) of the transmitter module.
  • a resistance bridge also called a current-controlled H-bridge
  • a resistance bridge also called a resistive H-bridge
  • a resistive H-bridge has an additional temperature and process dependence on a channel resistance of current-limiting transistors.
  • the described transmitter module thus enables the required limit values for the emission of a transmitting/receiving device for CAN XL to be achieved.
  • the transmitter module particularly complies with the IEC62228-3 standard, which specifies the specifications for CAN XL and the limit values to be observed for the bus states dorn, sic and rec on the bus, which were generated based on the transmitting states dorn, sic and rec of the transmitter module.
  • the transmitter module thus prevents emissions and allows operation in the bus system at higher bit rates.
  • Advantageous further embodiments of the transmission module are described in the dependent claims.
  • a common mode point of the replica can be at the common mode voltage of the output of the transmission stages.
  • the control circuit also has a differential amplifier with an input connected to the common mode point of the replica and a control transistor for controlling a common mode voltage to a predetermined value, the common mode voltage being applied to the common mode point of the replica.
  • the replica comprises a series circuit of a transistor, a diode, a transistor, a diode, a transistor and a transistor in the order mentioned, wherein the sizes of the components of the series circuit are smaller by a predetermined factor than the sizes of the components of the output of the first and fourth transmission stages.
  • the transistor and the transistor can each be designed as a cascode.
  • output terminals of the full bridge can be provided for connection to a terminating resistor of the bus, wherein the replica in the series connection has a bus load which is a replica of a terminating resistor of the bus.
  • the bus load has two resistors, both connected to the common mode point of the replica.
  • the replica has a switching unit for switching the bus load on or off.
  • Each transmitting stage can be designed to adjust the value of the electrical current output by the transmitting stage during operation of the transmitting module using a current mirror at the input of the transmitting stage.
  • the current mirror at the input of each transmitting stage may comprise two CMOS transistors, the CMOS transistors of the current mirror at the input of the first transmitting stage being PMOS transistors, the CMOS transistors of the Current mirror at the input of the second transmission stage are NMOS transistors, the CMOS transistors of the current mirror at the input of the third transmission stage are PMOS transistors, and the CMOS transistors of the current mirror at the input of the fourth transmission stage are NMOS transistors.
  • Each transmission stage can have at least two current stages that are connected in parallel to one another.
  • the at least two current stages can have at least one current sink. It is possible that a number n of the at least two current stages is the same for each of the first to fourth transmission stages, where n is a natural number greater than 1.
  • the transmitter module may also have a first resistor having one end connected to the first transmitter stage and the other end connected to the third transmitter stage, and a second resistor having one end connected to the second transmitter stage and the other end connected to the fourth transmitter stage.
  • the transmission module can also have a control circuit for controlling switchable components of the first to fourth transmission stages depending on a digital transmission signal and on an operating mode set for the transmission module.
  • the control circuit may be designed for the time-staggered and controlled switching of the resistance values of the at least two current stages.
  • the previously described transmitting module can be part of a transmitting/receiving device for a subscriber station for a serial bus system, which also has a receiving module for receiving signals from the bus.
  • the transmitting/receiving device can be part of a subscriber station for a serial bus system, which also has a communication control device for controlling the communication in the bus system and for generating a digital transmission signal for controlling the first to fourth transmission stages.
  • the subscriber station may be designed for communication in a bus system in which exclusive, collision-free access of a subscriber station to the bus of the bus system is guaranteed at least temporarily
  • the aforementioned object is also achieved by a method for transmitting differential signals in a serial bus system with the features of claim 20.
  • the method is carried out with a transmission module which has a first to fourth transmission stage and a control circuit, the method comprising the steps of generating, with the first transmission stage, transmission currents for a first signal which is to be transmitted to a bus of the bus system, generating, with the second transmission stage, transmission currents for a second signal which is to be transmitted to the bus as a signal differential to the first signal, generating, with the third transmission stage, transmission currents for the first signal, generating, with the fourth transmission stage, transmission currents for the second signal, and adjusting, with the control circuit, a common mode voltage for the first to fourth transmission stages, the first to fourth transmission stages being connected in a full bridge in which the first and fourth transmission stages are connected in series and the third and second transmission stages are connected in series, the Control circuit has a replica of an output stage of the transmitter module, and wherein the replica is connected to the output stage of the transmitter module
  • the method offers the same advantages as previously mentioned with regard to the transmitter module.
  • Fig. 1 is a simplified block diagram of a bus system according to a first embodiment
  • Fig. 2 is a diagram illustrating the structure of a message that can be sent by a subscriber station of the bus system according to the first embodiment
  • Fig. 3 shows an example of the ideal timing of bus signals CAN_H, CAN_L in the bus system of Fig. 1;
  • Fig. 4 shows the time course of a differential voltage VDIFF which develops on the bus of the bus system as a result of the bus signals of Fig. 3;
  • Fig. 5 shows an example of a time course of a digital transmission signal which is to be converted in the arbitration phase (SIC operating mode) into bus signals CAN_H, CAN_L for a bus of the bus system of Fig. 1;
  • Fig. 6 shows the time course of the bus signals CAN_H, CAN_L when changing between a recessive bus state to a dominant bus state and back to the recessive bus state, which are sent to the bus in the arbitration phase (SIC operating mode) due to the transmission signal from Fig. 5;
  • Fig. 7 shows an example of a time course of a digital transmission signal which is to be converted in the data phase into bus signals CAN_H, CAN_L for the bus of the bus system of Fig. 1;
  • Fig. 8 shows the time course of the bus signals CAN_H, CAN_L, which are sent to the bus in the data phase due to the transmission signal from Fig. 7;
  • Fig. 9 is a circuit diagram of a transmitter module for a subscriber station of the bus system according to the first embodiment;
  • Fig. 10 is a timing diagram illustrating the switching on of various current stages of a transmitting stage for a first specific example of the transmitting module of Fig. 9;
  • Fig. 11 shows a detail of a transmitting stage for a second specific example of the transmitting module of Fig. 9;
  • Fig. 12 is a circuit diagram of a transmission module for a subscriber station of the bus system according to a second embodiment
  • Fig. 13 is a circuit diagram of a transmitter module for a subscriber station of the bus system according to a third embodiment.
  • Fig. 14 is a circuit diagram of a transmitter module for a subscriber station of the bus system according to a fourth embodiment.
  • Fig. 1 shows a bus system 1, which can be, for example, at least in sections, a CAN bus system, a CAN-FD bus system, etc.
  • the bus system 1 can be used in a vehicle, in particular a motor vehicle, an aircraft, etc., or in a hospital, etc.
  • the bus system 1 has a plurality of subscriber stations 10, 20, 30, each of which is connected to a bus 40 or bus line with a first bus wire 41 and a second bus wire 42.
  • the bus wires 41, 42 can also be called CAN_H and CAN_L for the signals on the bus 40.
  • Messages 45, 46, 47 can be transmitted in the form of signals between the individual subscriber stations 10, 20, 30 via the bus 40.
  • the Subscriber stations 10, 20, 30 can be, for example, control units or display devices of a motor vehicle.
  • the subscriber stations 10, 30 each have a communication control device 11 and a transmitting/receiving device 12.
  • the transmitting/receiving device 12 has a transmitting module 121 and a receiving module 122.
  • the subscriber station 20 has a communication control device 21 and a transmitting/receiving device 22.
  • the transmitting/receiving device 22 has a transmitting module 221 and a receiving module 222.
  • the transmitting/receiving devices 12 of the subscriber stations 10, 30 and the transmitting/receiving device 22 of the subscriber station 20 are each directly connected to the bus 40, even if this is not shown in Fig. 1.
  • the communication control devices 11, 21 each serve to control communication of the respective subscriber station 10, 20, 30 via the bus 40 with at least one other subscriber station of the subscriber stations 10, 20, 30 that are connected to the bus 40.
  • the communication control devices 11 create and read first messages 45, 47, which are, for example, modified CAN messages 45, 47.
  • the modified CAN messages 45, 47 are structured, for example, on the basis of the CAN SIC format or the CAN XL format.
  • the transmitting/receiving device 12 is used to send and receive the messages 45, 47 from the bus.
  • the transmitting module 121 receives a digital transmit signal TxD created by the communication control device 11 for one of the messages 45, 47 and converts this into signals on the bus 40.
  • the receiving module 121 receives signals sent on the bus 40 corresponding to the messages 45 to 47 and generates a digital receive signal RxD from them.
  • the receiving module 122 sends the receive signal RxD to the communication control device 11.
  • the communication control device 21 can be designed like a conventional CAN controller according to ISO 11898-1:2015, i.e. like a CAN FD tolerant Classical CAN controller or a CAN FD controller.
  • the communication control device 21 creates and reads second messages 46, for example CAN FD messages 46.
  • the transmitting/receiving device 22 is used to send and receive the messages 46 from the bus 40.
  • the transmitting module 221 receives a digital transmit signal TxD created by the communication control device 21 and converts this into signals for a message 46 on the bus 40.
  • the receiving module 221 receives signals sent on the bus 40 corresponding to the messages 45 to 47 and generates a digital receive signal RxD from them.
  • the transmitting/receiving device 22 can be designed like a conventional CAN transceiver.
  • CSMA/CR method means that there must be so-called recessive states on the bus 40, which can be overwritten by other subscriber stations 10, 20, 30 with dominant levels or dominant states on the bus 40.
  • Fig. 2 shows a frame 450 for the message 45, which is in particular a CAN XL frame, as provided by the communication control device 11 for the transmitting/receiving device 12 for sending to the bus 40.
  • the communication control device 11 creates the frame 450 in the present embodiment as compatible with CAN FD.
  • the frame 450 is compatible with CAN SIC.
  • the frame 450 for the CAN communication on the bus 40 is divided into different communication phases 451, 452, namely an arbitration phase 451 (first communication phase) and a data phase 452 (second communication phase).
  • the frame 450 has, after a start bit SOF, an arbitration field 453, a control field 454, a first switching field 455, a data field 456, a checksum field 457, a second switching field 458 and a frame termination field 459.
  • a physical layer is used as in CAN and CAN-FD.
  • the physical layer corresponds to the bit transmission layer or layer 1 of the well-known OSI model (Open Systems Interconnection model).
  • phase 451 An important point during phase 451 is that the well-known CSMA/CR method is used, which allows simultaneous access of the subscriber stations 10, 20, 30 to the bus 40 without destroying the higher priority message 45, 46. This makes it relatively easy to add further bus subscriber stations 10, 20, 30 to the bus system 1, which is very advantageous.
  • the CSMA/CR method means that there must be so-called recessive states on the bus 40, which can be overwritten by other subscriber stations 10, 20, 30 with dominant levels or dominant states on the bus 40.
  • recessive state high-impedance conditions prevail at the individual subscriber station 10, 20, 30, which, in combination with the parasitics of the bus circuit, results in longer time constants. This leads to a limitation of the maximum bit rate of today's CAN-FD physical layer currently at about 2 megabits per second in real vehicle use.
  • the first switching field 455 is used to switch to the data phase 452.
  • the payload data of the CAN-XL frame 450 or the message 45 from the data field 456 as well as the checksum field 457 and a part of the second switching field 458 are sent.
  • the system switches back to the arbitration phase 451 using the second switching field 458.
  • An end field of the frame termination field 459 can contain at least one acknowledge bit.
  • a sequence of 11 identical bits can be present, which indicate the end of the CAN XL frame 450.
  • the at least one acknowledge bit can be used to indicate whether or not a receiver has discovered an error in the received CAN XL frame 450 or the message 45.
  • a sender of the message 45 begins sending bits of the data phase 452 to the bus 40 only when the subscriber station 10 as the sender has won the arbitration and the subscriber station 10 as the sender thus has exclusive access to the bus 40 of the bus system 1 for sending.
  • the subscriber stations 10, 30 partially use, in particular up to the FDF bit (inclusive), a format known from CAN/CAN-FD in accordance with ISO11898-1:2015.
  • FDF bit a format known from CAN/CAN-FD in accordance with ISO11898-1:2015.
  • an increase in the net data transmission rate is possible, in particular to over 10 megabits per second.
  • an increase in the size of the payload data per frame is possible, in particular to around 2 kbyte or any other value.
  • the transceivers 12 use a physical layer 451_P to send a transmit signal TxD (Fig.
  • the transceiver 12 can use a physical layer 452_P that is different from the physical layer 451_P to send the transmit signal TxD (Fig. 1) as signals CAN_H, CAN_L on the bus 40, as already described above.
  • TxD transmit signal
  • Fig. 3 shows on the left that in the arbitration phase 451 the subscriber stations 10, 20, 30 each send signals CAN_H, CAN_L over time t to the bus 40, which have a first bit duration t_bt1.
  • the respective transmitting/receiving device 12 switches its physical layer 451_P at the end of the arbitration phase 451 from a first operating mode (SLOW), which can also be implemented as a SIC operating mode, to the physical layer 452_P of the data phase 452.
  • a first operating mode SLOW
  • the operating modes of the data phase 452 are switched on.
  • the transmitting/receiving device 12 of the subscriber station 10 switches its physical layer 451_P from the first operating mode (SLOW) to the physical layer 452_P of the data phase 452 for a second operating mode (FAST_TX) of the transmitting/receiving device 12, since the subscriber station 10 is the sender of the message 45 in the data phase 452.
  • the transmitting module 121 then generates the states L0 or L1 with the physical layer 452_P for the signals CAN_H, CAN_L on the bus 40 in the data phase 452 or in the second operating mode (FAST_TX) depending on a transmitting signal TxD.
  • the transmitting/receiving device 12 of the subscriber station 30 switches its physical layer 451_P at the end of the arbitration phase
  • the frequency of the signals CAN_H, CAN_L can be increased in the data phase 452.
  • the bit time or bit duration t_bt2 in the data phase 452 is shorter or less than the bit time or bit duration t_bt1 in the arbitration phase 451.
  • the net data transmission rate in the data phase is
  • the transmitting/receiving device 12 If the transmitting/receiving device 12 recognizes, in particular with the signaling in the second switching field 458 of Fig. 2, that a switchover from the data phase 452 back to the arbitration phase 451 is to be carried out, the transmitting/receiving device 12 is switched from transmitting (operating mode FAST_TX) (and) or receiving (operating mode FAST_RX) signals with the physical layer 452_P to transmitting and/or receiving signals with the physical layer 451_P. Thus, after the end of the data phase 452, all transmitting/receiving devices 12 switch their operating mode to the first operating mode (SLOW or SIC). Thus, all transmitting/receiving devices 12 can not only switch between the bit durations t_bt1, t_bt2, but also switch their physical layer, as previously described.
  • the course of VDIFF in the phase 451 is shown on the left Side shown in Fig. 4
  • the receiving module 122 can differentiate the states 401, 402 with two of the receiving thresholds T1, T2, T3, which lie in the ranges TH_T1, TH_T2, TH_T3. To do this, the receiving module 122 samples the signals from Fig. 3 or Fig. 4 at times t_A, as shown in Fig. 4. To evaluate the sampling result, the receiving module 122 uses the receiving threshold T1 of, for example, 0.7 V and the receiving threshold T2 of, for example, -0.35 V in the arbitration phase 451. In contrast, the receiving module 122 only uses signals in the data phase 452 that were evaluated with the receiving threshold T3. When switching between the first to third operating modes (SLOW or SIC, FAST_TX, FAST_RX) previously described with reference to Fig. 3, the receiving module 122 switches the receiving thresholds T2, T3, respectively.
  • the first to third operating modes SLOW or SIC, FAST_TX, FAST_RX
  • each transmitting/receiving device 12 Upon receipt of the corresponding signals from the bus 40, each transmitting/receiving device 12 generates the associated receive signal RxD, as shown in Fig. 1.
  • the receive signal RxD ideally has no time offset from the transmit signal TxD.
  • the duration of the "long" state 403_1 (sic) is specified for CAN-SIC as well as for the SIC operating mode in CAN-XL as t_sic ⁇ 530ns, starting with the rising edge on the transmit signal TxD of Fig. 5.
  • Fig. 7 shows an example of another part of the digital transmission signal TxD, which the transmission module 121 receives in the data phase 452 from the communication control device 11, and from which it generates the signals CAN_H, CAN_L for the bus 40.
  • the replica 152 makes it possible to determine the (undisturbed) common mode voltage VCM, which also reflects the process and temperature dependencies of the outputs of the transmitter stage 121.
  • the common mode voltage VCM is obtained in the current-controlled H-bridge of the transmitting stage 121 by matching the current ICTRL on the CANH side, which can also be referred to as the high side, and the current IBIAS on the CANL side, which can also be referred to as the low side.
  • the gate terminal of the transistor MPCASPH is connected to a control terminal 125 to which the control device 124 can apply a control voltage VPCAS.
  • the Transistors M PMIR, M PR form a current mirror for a first to a-th current stage S1 to Sn, which supply electrical currents I1 to In via the n current step switches of the first transmission stage 121 A, as described in more detail with reference to Fig. 10.
  • a control circuit T_A is present, which controls the n current step switches using the transmission signal TxD (Fig. 1) that is fed in from a connection TXD.
  • the control circuit T_A controls the n current step switches according to the transmission signal TxD and the set operating mode SIC, FAST_TX of the transmission module 121.
  • the transistors M PMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 to MP n can be CMOS transistors, in particular PMOS transistors.
  • the transistors M PMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 to MP n are normally blocking p-channel transistors in the example in Fig. 1.
  • the transistor M PCASPH can be a CMOS transistor, in particular a PMOS transistor.
  • the transistor M PCASPH is in particular a cascode for fulfilling the requirements for feedback resistance in the event of overvoltages or undervoltages at the CANH terminal.
  • CMOS refers to a semiconductor element in which both p-channel and n-channel MOSFETs are used on a common substrate.
  • CMOS stands for “complementary metal-oxide-semiconductor”.
  • MOSFET stands for metal-oxide field-effect transistor.
  • the second transmission stage 121 B of Fig. 9 has n current step switches which can be switched between a first position 0 and a second position 1 and are connected to the drain terminal of transistors M NMIR, MNR, M NO, M NI, MN2 to MN n , n is the natural number > 1.
  • the n current step switches can be switched with a frequency fcoMPL.
  • the n current step switches can be connected in their position 1 to the source terminal of a transistor M NCASNH.
  • the drain terminal of the transistor M NCASNH is connected to the cathode of a polarity reversal diode M NDIONH.
  • the terminal CANH for the bus wire 41 is connected to the anode of the polarity reversal diode M NDIONH.
  • the gate terminal of the transistor M NCASNH is connected to a control terminal 125 to which the control device 124 can apply a control voltage VNCAS.
  • the transistors M NMIR, MNR form a current mirror for a first to n-th current stages S1 to Sn, which supply the electrical currents I1 to In via the n current step switches of the second transmission stage 121 B, as described in more detail with reference to Fig. 10.
  • a control circuit T_B is present, which controls the n current step switches using the transmission signal TxD (Fig. 1) that is fed in from a connection TXD.
  • the control circuit T_B controls the n current step switches according to the transmission signal TxD and the set operating mode SIC, FAST_TX of the transmission module 121.
  • the transistors M NMIR, MNR, M NO, M NI , MN2 to MN n can be CMOS transistors, in particular NMOS transistors.
  • the transistors M NMIR, MNR, M NO, M NI , MN2 to MN n are normally blocking n-channel transistors in the example of Fig. 1.
  • the transistor M NCASNH can be a CMOS transistor, in particular an NMOS transistor.
  • the transistor M NCASNH is in particular a cascode for fulfilling the requirements for feedback resistance in the event of overvoltages or undervoltages at the CANH terminal.
  • the third transmission stage 121 C of Fig. 9 has n current step switches which can be switched between a first position 0 and a second position 1 and are connected to the drain terminal of the transistors M PMIR, M PR, M PO, M PI, MP2 to MP n .
  • the n current step switches can be switched at a frequency fcoMPL.
  • the n current step switches can be connected to the anode of a polarity reversal diode M NDIOPL.
  • a source terminal of a transistor M PCASPLH is connected to the cathode of the polarity reversal diode M NDIOPL.
  • the drain terminal of the transistor M PCASPL is connected to the CANL terminal for the bus wire 42.
  • the gate terminal of the transistor M PCASPL is connected to the control terminal 125, to which the control device 124 can apply the control voltage VPCAS.
  • the transistors M PMIR, M PR form a current mirror for a first to n-th current stage S1 to Sn, which supply the electrical currents I1 to In via the n current step switches of the third transmission stage 121 C, as described in more detail with reference to Fig. 10.
  • a control circuit T_C is present, which controls the n current step switches using the transmission signal TxD (Fig. 1), which is fed in from a connection TXD.
  • the control circuit T_C controls the n current step switches according to the transmission signal TxD and the set operating mode SIC, FAST_TX of the transmission module 121.
  • the transistor M PCASPL can be a CMOS transistor, in particular a PMOS transistor.
  • the transistor M PCASPL is in particular a cascode for meeting the requirements for feedback immunity in the event of overvoltages or undervoltages at the CANL terminal.
  • the fourth transmission stage 121 D of Fig. 9 has n current step switches which can be switched between a first position 0 and a second position 1 and are connected to the drain terminal of the transistors M NMIR, MNR, M NO, M NI , MN2 to MN n , n is the natural number > 1 .
  • the n current step switches can be switched with a frequency fiwuN.
  • the n current step switches can be connected in their position 1 to the source terminal of a transistor M NCASNL.
  • the drain terminal of the transistor M NCASNL is connected to the cathode of a polarity reversal diode M NDIONL.
  • the transistor M NCASNL can be a CMOS transistor, in particular an NMOS transistor.
  • the transistor M NCASNL is in particular a cascode for meeting the requirements for feedback immunity in the event of overvoltages or undervoltages at the CANL terminal.
  • the number n can be chosen arbitrarily. In particular, the number n and thus the number of stages or number of current step switches can be selected between 1 and 60. Alternatively, however, n can be chosen to be a number greater than 60 or a number smaller than 60, in particular 30.
  • a resistor R_H is connected between the transmitting stages 121A, 121C.
  • One end of the resistor R_H is connected to the anode of the polarity reversal diode M NDIOPH and can be connected to the drain terminal of the transistors M PMIR, M PR, M PO, M PI, MP2 to MP n via the current step switches of the transmitting stage 121A.
  • the other end of the resistor R_H is connected to the anode of the polarity reversal diode M NDIOPL and can be connected to the drain terminal of the transistors MPo, MP1, MP2 to MP n via the current step switches of the transmitting stage 121C.
  • a resistor R_L is connected between the transmission stages 121 D, 121 B.
  • One end of the resistor R_L is connected to the source terminal of the transistor M NCASNH and can be connected to the drain terminal of the transistors MNR, M NO, MN1, MN2 to MN n via switches of the fourth transmission stage 121 D.
  • the other end of the resistor R_L is connected to the source terminal of the transistor M NCASNL and can be connected to the drain terminal of the transistors MNR, M NO, M NI , MN2 to MN n via the current stage switches of the second transmission stage 121 B.
  • Each of the polarity reversal diodes M NDIOPH, M NDIONL, M NDIOPL, M NDIONH protects the associated transmitting stage 121 A, 121 B, 121 C, 121 D against positive feedback to connection 43 (CAN supply) and negative feedback to connection 44 (CAN_GND).
  • Each of the polarity reversal diodes M NDIOPH, M NDIONL, M NDIOPL, M NDIONH can also be referred to as a blocking diode.
  • the transmission current value of the individual transmission stage 121 A, 121 B, 121 C, 121 D is therefore dependent on the operating mode, such as arbitration (SLOW or SIC) or data phase (FAST_TX or FAST_RX) of the transmission module 121 and the transmission signal TxD can be set.
  • Each transmission stage 121 A to 121 D is thus designed to set the value of the electrical current IA1 to lAn etc. output by the transmission stage 121 A to 121 D during operation of the transmission module 121 at the input of the current mirror that is present in the respective transmission stages 121 A to 121 D.
  • the electrical currents IA1 to lAn etc. can also be referred to as 11 to In for short.
  • the setting of the transmission current values is described in more detail below with reference to Fig. 10 and Fig. 11 for the electrical currents 11 to In of the individual stage circuits 121 A1, 121 B1, 121 C1, 121 D1 and Table 2.
  • Each of the transistors M NCASPH, M NCASNL, M NCASPL, M NCASNH can also be referred to as an HV standoff device.
  • Each of the transistors M NCASPH, M NCASPL protects the CMOS transistors MPMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 to MP n of the current mirror for the transmitting stages 121 A, 121 C by having the transistors M NCASPH, M NCASPL absorb high voltage drops.
  • Each of the transistors M NCASNH, M NCASNL protects the CMOS transistors M NMIR, MNR, M NO, M NI , MN2 to MN n of the current mirror for the transmitting stages 121 D, 121 B by having the transistors M NCASPH, M NCASPL absorb high voltage drops.
  • the HV cascodes or transistors M NCASPH, M NCASNL, M NCASPL, M NCASNH enable compliance with limit values (maximum rating parameters), such as voltage at CANH and CANL -27V to +40V.
  • the transmitter stage 121 A is connected between the connection 43 for the power supply and the connection 41 (CANH) for the CAN_H signal.
  • the transmitter stage 121 C is connected between the connection 43 for the power supply and the connection 42 (CANL).
  • the transmitter stage 121 D is connected between the connection 41 (CANH) for the CAN_H signal and the connection 44 for ground or the connection 44 (CAN_GND).
  • the transmitter stage 121 B is connected between the connection 42 (CANL) for the CAN_L signal and the connection 44 for ground or the connection 44 (CAN_GND).
  • the transmitter stage 121 A is thus connected to the CANH path.
  • the transmitter stage 121 D is also connected to the CANH path.
  • the transmitting stage 121 C is connected to the CANL path.
  • the transmitting stage 121 B is connected to the CANL path.
  • the transmitter module 121 has parallel connections of a specific number of switchable currents of the transmitter stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D in the CANH path and in the CAN L path.
  • the current value of the transmitter stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D is determined by the number of current step switches of the transmitter stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D switched to position 1.
  • Fig. 10 shows as an example the structure of the first to n-th current step switch S1 to Sn of the transmission stage 121 D.
  • the first current step switch S1 has a current source IrefDI.
  • the second current step switch S2 has a current source IrefD2.
  • the n-th current step switch Sn has a current source IrefDn.
  • at least one of the current sources IrefDI to IrefDn is a current sink.
  • the current step switches of the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C are constructed in the same way.
  • the driver current of the transmitter stages 121A/121B and the transmitter stages 121C/121D is specified in the phases 451, 452.
  • the driver current of the transmitter stages 121A/121B and the transmitter stages 121C/121D is supplied by the associated current step switches S1 to Sn.
  • the transmitter module 121 or the respective transmitter stage 121 A, 121 B, 121 C, 121 D is switched off or not conductive.
  • the resistors R_H and R_L are used to set the differential resistance between the terminals CANH, CANL during the transmitter module state (SIC state).
  • the resistors R_H, R_L each have a value of 240 Ohm, for example.
  • the aim is an impedance of
  • the impedance of the current mirrors of all four transmitting stages can be 121 A,
  • 121 B, 121 C, 121 D must be chosen to be significantly larger than 240 Ohm. This simply leads to a parallel connection of the two 240 Ohm resistors and thus to an adjusted impedance of 120 Ohm.
  • the transmitter stage 121 can be used to set a differential resistance between the CANH, CANL connections even in state 401 (dorn), which matches the characteristic impedance of the bus wires 41, 42 of typically 120 ohms each. This avoids reflections in state 401 (dorn).
  • the described design of the transmitting stage 121 prevents a supply voltage of > 5V being necessary at the connection 43, which is not possible due to system requirements or requirements of the CAN specifications. However, this would be necessary if the previously described advantageous behavior were to be achieved with a solution with a resistance concept in the transmitting stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D.
  • An additional advantage of the described design of the transmitting stage 121 is that the current which flows in the two paths of the transmitting stages 121 A/D and 121 B/C during the state 403 (sic) can be set arbitrarily or “freely”, as indicated in Table 1.
  • each transmission stage 121 A, 121 B, 121 C, 121 D of Fig. 9 into n parts or the n current stages of the current stage switches allows a time-staggered and controlled switching process between the bus states 401, 402, 403 in the arbitration phase (SIC operating mode) 451 or the bus states L0, L1 of the data phase 452.
  • the current values of the n current stages of the current stage switches are set, as illustrated in Fig. 11 in a specific example.
  • Fig. 11 shows an example of the current level per switching stage or the current stage switches S1 to S12.
  • twelve of the current stages or current stage switches S1, S2 to S6 to S12 are used for each of the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D.
  • the current stages or current stage switches S1, S2 to S6 to S12 can be switched on or off with the associated transistors MPMIR, MPR, MPO, MPI, MP2 to MP n of the current mirror for the transmission stages 121 A, 121 C of Fig. 9 or the associated transistors MNMIR, MNR, MNO, MNI, MN2 to MN n of the current mirror for the transmission stages 121 D, 121 B of Fig. 9.
  • n 12.
  • the value of the current I (vertical axis in Fig. 11) or 11 , I2, I6, 112 etc. is set by selecting the value of the electrical current of the respective current stage or current stage switch S1 to S12.
  • the individual current stages or current stage switches S1 to S12 thus have current sources IrefDI , IrefD2 to IrefDn which supply an electrical current with different current values.
  • the individual current stages S1 to S12 are switched on or off with a time offset using the control circuits T_A, T_B, T_C, T_D of the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D. switched off.
  • a corresponding electrical current I flows in the CANH path or CANL path into which the transmitting stage 121 A, 121 B, 121 C, 121 D is connected.
  • the current in the CANH path and in the CANL path can be gradually increased to generate a dominant level on the bus 40 by switching on the current stages of the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D at different times.
  • the timing control makes it possible to adjust the signal shape of CAN_H and CAN_L as required in Fig. 6. Targeted shaping of the signal curves for CAN_H and CAN_L is possible.
  • the bus states 401, 402, 403 in the arbitration phase 451 or the bus states L0, L1 of the data phase 452 can be shaped according to the specifications.
  • the currents of the individual current stages S1 to Sn of the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C and thus their respective share of the total current can be selected in different ways in order to achieve the lowest possible emission. achieve, in particular a low emission of the transmitter module 121. It is advantageous for low emission to switch little current on or off at the beginning and at the end of a switching process between bus states 401, 402 and to switch a lot of current on or off in the middle of the switching process. Therefore, the setting of the currents I1, I2 to In of the current stages S1 to S12 shown in Fig. 11 is very advantageous.
  • the configuration according to Fig. 9 to 11 avoids a current increase during switch-off, the transition from the state 401 (dominant) to the state 402 (recessive).
  • the granularity of the temporal staggering for switching the individual current stages S1 to S12 on or off is in a range of about 2 ns. Such small stages or steps for the temporal staggering cause a low common mode interference and have a small negative influence on the emission.
  • the current steps, which are set via the current stages S1, S2 to S6 to S12, are kept fixed and the temporal staggering is varied so that the behavior during the switch-on process is as smooth as possible (according to the Gaussian error function).
  • the variation of the time steps or time stages also prevents the occurrence of a narrow-band frequency line in the emission frequency spectrum.
  • the staggering steps can be carried out using fixed time steps and varied current steps.
  • the structure of the transmitting module 121 shown enables symmetrical switching of the bus signals CAN_H and CAN_L (Fig. 6) with steep switching edges between the bus states 401, 402, 403 in the arbitration phase (SIC operating mode) 451 or the bus states L0, L1 of the data phase 452.
  • the structure of the transmitter module 121 shown due to the use of fast CMOS switches or CMOS transistors, enables much steeper switching edges between the bus states 401, 402, 403 in the Arbitration phase (SIC operating mode) 451 or the bus states LO, L1 of the data phase 452.
  • the symmetry of the temporal progression of the bus signals CAN_H and CAN_L required to comply with the emission limits is achieved.
  • Matching of the characteristic curves is achieved by selecting or using the current sources of the step circuits 121 A1, 121 B1, 121 C1, 121 D1. The matching of the characteristic curves is therefore less dependent on the parameters of the transistors used in the step circuits 121A1, 121 B1, 121 C1, 121 D1.
  • the dominant state 401 is determined by matching the step circuit 121 A1 with the step circuit 121 B1.
  • matching means an active trimming step according to one possibility.
  • matching means that the values of the current sources of the step circuits 121 A1, 121 B1 match as well as possible, which is done by default without a matching step or trimming step.
  • the Sic state (sic) is determined by matching the step circuit 121 A1 with the step circuit 121 C1 and matching the step circuit 121 D1 with the step circuit 121 B1.
  • the LO state is determined by matching the step circuit 121 A1 with the step circuit 121 B1.
  • the L1 state is determined by matching the step circuit 121 C1 with the step circuit 121 D1.
  • the following Table 3 shows an example of the values a, b, c, d, z that can be selected for the transmission module 121 of Fig. 9 to generate the respective transmission module states.
  • the value a indicates how many current step switches of the first transmission stage 121 B are switched to conductive.
  • the value b indicates how many current step switches of the second transmission stage 121 B are switched to conductive.
  • the value c indicates how many current step switches of the third transmission stage 121 C are switched to conductive.
  • the value d indicates how many current step switches of the fourth transmission stage 121 D are switched to conductive.
  • the value z indicates how many transistors of the transistors MPi to MP n and how many transistors of the Transistors MNi to MN n are switched to conductive.
  • Table 3 thus shows an example of how many parallel-connected current step switches of each transmission stage 121 A, 121 B, 121 C, 121 D are each conductive in order to set the corresponding states of the transmission module 121 (transmitter states).
  • Table 3 for example, in the arbitration phase to drive a state 401 (dorn), a number of 60 transistors MP and a number of 60 transistors MN as well as a number of 60 current step switches of the first transmission stage 121 A and a number of 60 current step switches of the second transmission stage 121 B are switched to conductive.
  • Table 3 Required number of parallel-connected switching transistors for the transmitting stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D depending on the state of the transmitting module 121 (transmitter state).
  • the described transmitter module 121 enables a time-staggered and controlled switching process by dividing its four transmitter stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D into n parts. Switching on according to the Gaussian error function can be implemented. This enables a smooth behavior to be set during the switch-on process. In addition, the possible variation of time stages during switch-on prevents the occurrence of a narrow-band frequency line in the emitted frequency spectrum. Alternatively, it is possible to carry out a staggered and controlled switching process using fixed time steps and varied voltage steps using the described transmitter module 121. This can also influence the emission behavior of the transmitter module 121 in such a way that the specified limit values are adhered to.
  • the described transmitting module 121 can reduce effects due to asymmetrical behavior of the transmitting stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D, which can occur in the transmitting states dorn, sic, rec and worsen the emission.
  • the transmitting module 121 prevents unequal behavior of components in transmitting stages 121 A, 121 B (effect 1) of a full bridge, so that in the dom state a change in the common mode voltage is minimized or prevented compared to the rec state.
  • the transmitting module 121 can prevent unequal behavior of components in transmitting stages 121 A/121 D and 121 C/121 B of the full bridge (effect 2), so that in the sic state a change in the common mode voltage is minimized or prevented compared to the rec state.
  • All previously described design variants of the transmission module 121 can also be used with a modified circuit topology of the full bridge.
  • the diodes can be arranged at a different location in the path to the connection 43.
  • the cascodes can then be omitted and more voltage-resistant current step switches can be used in the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D.
  • Fig. 12 shows the basic structure of a transmission module 1210 according to a second embodiment, which can be used for one of the subscriber stations 10, 30 instead of a transmission module 121 of the previous embodiment.
  • the transmission module 1210 according to the present The embodiment is constructed identically to the transmission module 121 of the previous embodiment except for the following differences.
  • the transmit module 1210 has a control circuit 15A for adjusting the common mode voltage VCM for bus states in which VDIFF is not equal to 0V.
  • the control circuit 15A has a replica 153 in which a scaled bus load 1531 with two resistors RDLI, RDL2 is arranged.
  • the scaled bus load 1531 has a scaled size of the terminating resistor 49 of the bus 40.
  • the scaled bus load 1531 has a size that is in particular smaller than the size of the terminating resistor 49 by a factor of 100 or another factor.
  • the scaled bus load 1531 is an adjustable resistor.
  • the replica 153 has a central tapping point which is equal to the common mode point or tapping point 157.
  • the resistors RDLI, RDL2 have the same size, more precisely the same resistance value.
  • the replica 153 is otherwise constructed as previously described for the replica 152 of the transmission module 121 of the previous embodiment.
  • the bandwidth of the control loop of the control circuit 15A is selected such that within the bit duration t_bt1 or t_bt2 shown in Fig. 3, an adjustment of the common mode voltage VCM is carried out for bus states in which VDIFF is not equal to 0V.
  • the replica 153 makes it possible to determine the (undisturbed) common mode voltage VCM, which also reflects the process and temperature dependencies of the outputs of the transmitter stage 1210.
  • VCM common mode voltage
  • at least two replicas 153 or at least two replicas 152, 153 are connected in parallel in the control circuit 15.
  • several replicas can be used for the adjustment in at least two of the possible bus states, in particular all possible bus states 401 (dorn), 402 (rec), 403 (sic), L0, L1 from Fig. 3 to Fig. 4 or Fig. 6 and Fig. 8.
  • a different replica 152 can be used for each bus state to be adjusted.
  • At least two replicas are connected in parallel in the control circuit 15, the replica not only being the output stage of the transmission stages 121 A, 121 D, but a replica of the entire full bridge.
  • a replica is the output stage of the transmission stages 121 A, 121 B, 121 C, 121 D connected in the H-bridge (full bridge).
  • several replicas can be used for the adjustment in at least two of the possible bus states, in particular all possible bus states 401 (dorn), 402 (rec), 403 (sic), L0, L1 from Fig. 3 to Fig. 4 or Fig. 6 and Fig. 8.
  • Fig. 13 shows the basic structure of a transmission module 1211 according to a third embodiment, which can be used for one of the subscriber stations 10, 30 instead of a transmission module 121, 1210 of the previous embodiments.
  • the transmission module 1211 according to the present embodiment is constructed identically to the transmission module 1210 of the previous embodiment, except for the following differences.
  • the transmitter module 1211 has a control circuit 15B with switchable bus load
  • the replica 153A has a switching unit
  • control signal sic can be input to control the switching unit 1532.
  • the control signal sic can be output, for example, by the control device 124.
  • What is important in this implementation is a smooth switching between the control states, in particular on the signal sic at the terminal 1534.
  • This smooth switching can be achieved, for example, by less steep edges in the signal sic.
  • the soft switching can be brought about by an appropriate bandwidth of the differential amplifier 151.
  • the replica 153A is otherwise constructed as previously described for the replica 153 of the transmit module 121 of the previous embodiment.
  • the control circuit 15B can be used to adjust the common mode voltage VCM for bus states in which VDIFF is equal to 0V or not equal to 0V.
  • the replica 153A can be used to determine the (undisturbed) common mode voltage VCM, which reflects the process and temperature dependencies of the outputs of the transmitter stage 1211. This applies to all previously mentioned bus states in which VDIFF is equal to or not equal to 0V.
  • Fig. 14 shows the basic structure of a transmission module 1212 according to a fourth embodiment, which can be used for one of the subscriber stations 10, 30 instead of a transmission module 121, 1210, 1211 of the preceding embodiments.
  • the transmission module 1212 according to the present embodiment is constructed identically to the transmission module 121 of the first embodiment, except for the following differences.
  • the transmitting module 1212 has transmitting stages 121 A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1 , each of which is constructed as a resistive transmitting stage.
  • the control circuit 15 is constructed as previously described with respect to the transmitting module 121.
  • the transistor MPCURR ensures that a current IHS that flows from the transistor MPCURR into the full bridge to the transmitting stages 121 A, 121 C is smaller than a predetermined value. In particular, IHS ⁇ 115 mA applies.
  • the transistor MNCURR ensures that a current ILS that flows from the full bridge from the transmitting stages 121 D, 121 B into the transistor MNCURR is smaller than a predetermined value. In particular, ILS ⁇ 115 mA applies.
  • the first transmission stage 121 A1 has resistors R_M_HS, each of which is connected to the current step switches of the transmission stage 121 A1, as shown in Fig. 14.
  • the second transmission stage 121 B1 has resistors R_M_LS, each of which is connected to the current step switches of the transmission stage 121 B1.
  • the third transmission stage 121 C1 has resistors R_C_LS, each of which is connected to the current step switches of the transmission stage 121 C1.
  • the fourth transmission stage 121 D1 has resistors R_C_HS, each of which is connected to the current step switches of the transmission stage 121 D1.
  • the common-mode voltage VCM is determined primarily by the matching of the resistors of the transmitter stages 121 A1, 121 B1, 121 C1, 121 D1. Therefore, in the transmitter module 1212, the common-mode voltage VCM can be small depending on the design of the transmitter stages 121 A1, 121 B1, 121 C1, 121 D1. If the leakage currents of the diodes of the transmitter module 1212 are not negligible, the channel resistance of the current limiters, in particular the transistors MPCURR, can be adjusted by adjusting the limiting currents (l_CTRL and l_BIAS). M NNCURR, and thus the common mode voltage VCM can be adjusted up and down.
  • the previously described bus system 1 according to the first and second embodiments is described using a bus system based on the CAN protocol.
  • the bus system 1 according to the first and/or second embodiments can, however, alternatively be a different type of communications network in which the signals are transmitted as differential signals. It is advantageous, but not an essential requirement, that in the bus system 1 exclusive, collision-free access of a subscriber station 10, 20, 30 to the bus 40 is guaranteed at least for certain periods of time.
  • the bus system 1 is in particular a CAN bus system or a CAN-HS bus system or a CAN FD bus system or a CAN SIC bus system or a CAN XL bus system.
  • the bus system 1 can have a different Communication network in which the signals are transmitted as differential signals and serially over the bus.
  • the functionality of the previously described embodiments can be used, for example, in transmitting/receiving devices 12, 22 that can be operated in a CAN bus system or a CAN HS bus system or a CAN FD bus system or a CAN SIC bus system or a CAN XL bus system.
  • subscriber stations 10, 30 can be present, of which at least one subscriber station uses a transmission module 121 according to Fig. 9 and at least one subscriber station uses a transmission module 1210 according to Fig. 12 or a transmission module 1211 according to Fig. 13 or a transmission module 1212 according to Fig. 14.
  • the number and arrangement of the subscriber stations 10, 20, 30 in the bus system 1 according to the first to fourth embodiments and their modifications is arbitrary. In particular, only subscriber stations 10 or only subscriber stations 30 are present in the bus systems 1 of the first or second embodiment.

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Abstract

Es ist ein Sendemodul (121; 1210; 1211; 1212) und ein Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem (1) bereitgestellt. Das Sendemodul (121; 1210; 1211; 1212) hat eine erste Sendestufe (121A; 121A1) zur Erzeugung von Sendeströmen (I1 bis In) für ein erstes Signal (CAN_H), das auf einen Bus (40) des Bussystems (1) zu senden ist, eine zweite Sendestufe (121B; 121B1) zur Erzeugung von Sendeströmen (I1 bis In) für ein zweites Signal (CAN_L), das als ein zu dem ersten Signal (CAN_H) differentielles Signal auf den Bus (40) zu senden ist, eine dritte Sendestufe (121C; 121C1) zur Erzeugung von Sendeströmen (I1 bis In) für das erste Signal (CAN_H), einer vierten Sendestufe (121D; 121D1) zur Erzeugung von Sendeströmen (I1 bis In) für das zweite Signal (CAN_L), und eine Regelschaltung (15; 15A; 15B) zum Abgleich einer Gleichtaktspannung (VCM) für die erste bis vierte Sendestufe (121A bis 121D; 121A1 bis 121D1), wobei die erste bis vierte Sendestufe (121A bis 121D; 121A1 bis 121D1) in eine Vollbrücke geschaltet sind, bei der die erste und vierte Sendestufe (121A, 121D; 121A1, 121D1) in Reihe geschaltet sind und die dritte und zweite Sendestufe (121C, 121B; 121C1, 121B1) in Reihe geschaltet sind, wobei die Regelschaltung (15; 15A; 15B) ein Replikum (152; 153; 153A) einer Ausgangsstufe des Sendemoduls (121; 1210; 1211; 1212) aufweist, und wobei das Replikum (152; 153; 153A) an die Ausgangsstufe des Sendemoduls (121; 1210; 1211; 1212) angeschlossen ist.

Description

Beschreibung
Sendemodul und Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Sendemodul und ein Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem, die insbesondere für CAN XL bei Einhaltung der Emissions-Grenzwerte (EMV) verwendbar sind.
Stand der Technik
Serielle Bussysteme werden zur Nachrichten- oder Datenübertragung in technischen Anlagen verwendet Beispielsweise kann ein serielles Bussystem eine Kommunikation zwischen Sensoren und Steuergeräten in einem Fahrzeug oder einer technischen Produktionsanlage, usw. ermöglichen.
Bei einem CAN-Bussystem werden Nachrichten mittels des CAN- und/oder CAN FD Protokolls übertragen, wie es im Standard ISO-11898-1 :2015 als CAN Protokoll-Spezifikation mit CAN FD beschrieben ist. Bei CAN FD wird bei der Übertragung auf dem Bus zwischen einer langsamen Betriebsart in einer ersten Kommunikationsphase (Arbitrationsphase) und einer schnellen Betriebsart in einer zweiten Kommunikationsphase (Datenphase) hin und her geschaltet. Bei einem CAN FD-Bussystem ist eine Datenübertragungsrate von größer 1 MBit pro Sekunde (1Mbps) in der zweiten Kommunikationsphase möglich. CAN FD wird von den meisten Herstellern im ersten Schritt mit 500kbit/s Arbitrationsbitrate und 2 Mbil/s Datenbitrate im Fahrzeug eingesetzt.
Um noch größere Datenraten in der zweiten Kommunikationsphase zu ermöglichen, gibt es Nachfolgebussysteme für CAN FD, wie beispielsweise CAN- SIC und CAN XL. Bei CAN- SIC gemäß dem Standard CiA601 -4 der Organisation CAN in Automation (CiA) kann in der zweiten Kommunikationsphase eine Datenrate von etwa 5 bis 8 Mbit/s erreicht werden. Bei CAN XL ist eine Datenrate in der zweiten Kommunikationsphase von > 10 Mbit/s gefordert. Für CAN XL ist derzeit ein Standard CiA610-3 definiert.
Zum Senden und Empfangen der Bussignale werden in einem CAN-Bussystem für die einzelnen Kommunikationsteilnehmer üblicherweise Sende- /Empfangseinrichtungen eingesetzt, die auch als CAN-Transceiver oder CAN FD Transceiver usw. bezeichnet werden. Die Sendefunktion des CAN-Transceivers ist in einem Block namens Transmitter umgesetzt. Der Transmitter übersetzt eine Folge von digitalen Zuständen (Hl = high oder LW = low) eines digitalen Sendesignals in ein differentielles Bussignal zwischen Busanschlüssen CANH und CANL.
Bei allen oben genannten CAN basierten Bussystemen wird für ein Sendesignal TxD separat ein Bussignal CAN_H und idealerweise gleichzeitig ein Bussignal CAN_L mit einem vorbestimmten Buspegel bzw. Busspannung V_CAN_H, V_CAN_L auf einen Bus getrieben. Hierbei wird zumindest in der ersten Kommunikationsphase in den Bussignalen CAN_H, CAN_L ein Buszustand aktiv getrieben. Der andere Buszustand wird nicht getrieben und stellt sich aufgrund eines Abschlusswiderstands für Busleitungen bzw. Busadern des Busses ein. Die resultierende Spannung auf dem Bus ist die Differenzspannung VDIFF = CAN_H - CAN_L, genauer gesagt, die Differenzspannung ist gleich der Spannung U des Signals CAN_H minus der Spannung U des Signals CAN_L.
Die Differenzspannung VDIFF variiert je nach dem Zustand, der auf dem Bus zu übertragen ist. Für den Zustand dominant gilt VDIFF_dom = 2V. Für den Zustand rezessiv gilt VDIFF_rec = 0V. Für den Zustand LevelO gilt VDIFF_L0 = 1 V. Für den Zustand Levell gilt VDIFF_L1 = -1 V. Jedoch sollen für alle genannten Zustände die beiden Buspegel bzw. Spannungsamplituden VCAN_H, VCAN_L der Signale CAN_H, CAN_L um den Wert einer Gleichtaktspannung VCM = VCAN_H + VCAN_L = 5 V zentriert bleiben. Dies ist wichtig, weil Variationen dieser Gleichtaktspannung VCM eine Störaussendung des CAN-Transceivers verursachen. Der Wert von 5 V entspricht dem Wert der Spannung Vcc, die auch CAN-Supply genannt wird. Zur Erfüllung der CAN-Spezifikationen (ISO11898- 2:2016, CIA601 -4, CiA610-3) und der EMV-Norm (IEC62228-3) sollte die Gleichtaktspannung VCM unabhängig von dem Bussignal bzw. der Differenzspannung VDIFF immer genau auf der gleichen Spannung bleiben. Dies gilt auch während der Schaltvorgänge zwischen den verschiedenen Buszuständen.
Die CAN-Transceiver oder CAN FD Transceiver dürfen bezüglich der leitungsgebundenen Abstrahlung bzw. Emission die Grenzwerte für den Betrieb im Fahrzeug nicht überschreiten. Tranceiver für CAN XL müssen im Vergleich zu CAN FD und CAN SIC noch strengere Grenzwerte einhalten, die in der Norm IEC62228-3 festgelegt sind. Nur so ist ein Betrieb des Bussystems bei den vorgegebenen höheren Bitraten möglich. Je nach verfügbarer Halbleitertechnologie stellt die Einhaltung dieser strengen Grenzwerte eine große Herausforderung dar.
Offenbarung der Erfindung
Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Sendemodul und ein Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem bereitzustellen, welche die zuvor genannten Probleme lösen. Insbesondere sollen das Sendemodul und das Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem die Kompensation von Störgrößen ermöglichen, welche sich auf das Emissionsverhalten des Sendemoduls auswirken.
Die Aufgabe wird durch ein Sendemodul zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Das Sendemodul hat eine erste Sendestufe zur Erzeugung von Sendeströmen für ein erstes Signal, das auf einen Bus des Bussystems zu senden ist, eine zweite Sendestufe zur Erzeugung von Sendeströmen für ein zweites Signal, das als ein zu dem ersten Signal differentielles Signal auf den Bus zu senden ist, eine dritte Sendestufe zur Erzeugung von Sendeströmen für das erste Signal, eine vierte Sendestufe zur Erzeugung von Sendeströmen für das zweite Signal, und eine Regelschaltung zum Abgleich einer Gleichtaktspannung für die erste bis vierte Sendestufe, wobei die erste bis vierte Sendestufe in eine Vollbrücke geschaltet sind, bei der die erste und vierte Sendestufe in Reihe geschaltet sind und die dritte und zweite Sendestufe in Reihe geschaltet sind, wobei die Regelschaltung ein Replikum einer Ausgangsstufe des Sendemoduls aufweist, und wobei das Replikum an die Ausgangsstufe des Sendemoduls angeschlossen ist.
Das beschriebene Sendemodul ist ausgestaltet, die Gleichtaktspannung unabhängig von einem Bussignal VDIFF immer genau auf der gleichen Spannung zu halten. Dies gilt auch während der Schaltvorgänge zwischen den verschiedenen Buszuständen dorn, sic und rec oder LO und L1.
Insbesondere stellt das beschriebene Sendemodul sicher, dass die Gleichtaktspannung gleich bleibt, auch wenn die Gleichtaktspannung von der Temperatur- und Prozessabhängigkeit von Dioden und Kaskoden (Bauteilparameter und Leckströme) des Sendemoduls beeinflusst wird. Dies gilt auch für ein Sendemodul, bei welchem eine Widerstandsbrücke, die auch stromgesteuerte H-Brücke genannt wird, noch eine zusätzliche Abhängigkeit vom Abgleich (Matching bzw. Mismatching) von Bias-Strömen hat. Zudem gilt dies auch für ein Sendemodul, bei welchem eine Widerstandsbrücke, die auch resistive H-Brücke genannt wird, eine zusätzliche Temperatur-und Prozessabhängigkeit von einem Kanalwiderstand von Strombegrenzungstransistoren aufweist.
Damit ermöglicht das beschriebene Sendemodul, dass die geforderten Grenzwerte für die Emission einer Sende-/Empfangseinrichtung für CAN XL erreicht werden können. Das Sendemodul erfüllt dabei insbesondere die Norm IEC62228-3, in welcher die Vorgaben für CAN XL und die einzuhaltenden Grenzwerte für die Buszustände dorn, sic und rec auf dem Bus festlegt sind, die aufgrund von Sendezuständen dorn, sic und rec des Sendemoduls erzeugt wurden.
Dadurch verhindert das Sendemodul Emissionen und lässt somit den Betrieb im Bussystem bei höheren Bitraten zu. Vorteilhafte weitere Ausgestaltungen des Sendemoduls sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Ein Gleichtaktpunkt des Replikums kann auf der Gleichtaktspannung des Ausgangs der Sendestufen liegen. Gemäß einer Ausgestaltung hat die Regelschaltung zudem einen Differenzverstärker mit einem Eingang, der an den Gleichtaktpunkt des Replikums angeschlossen ist, und einen Regeltransistor zum Regeln einer Gleichtaktspannung auf einen vorbestimmten Wert, wobei die Gleichtaktspannung an dem Gleichtaktpunkt des Replikums anliegt.
Denkbar ist, dass das Replikum eine Reihenschaltung aus einem Transistor, einer Diode, einem Transistor, einer Diode, einem Transistor und einem Transistor in der genannten Reihenfolge aufweist, wobei die Größen der Bauteile der Reihenschaltung um einen vorbestimmten Faktor kleiner als Größen der Bauteile des Ausgangs der ersten und vierten Sendestufe sind. Hierbei können der Transistor und der Transistor jeweils als Kaskode ausgestaltet sein.
Bei dem zuvor beschriebenen Sendemodul können Ausgangsanschlüsse der Vollbrücke zum Anschluss an einen Abschlusswiderstand des Busses vorgesehen sein, wobei das Replikum in der Reihenschaltung eine Buslast aufweist, die eine Nachbildung eines Abschlusswiderstands des Busses ist.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel hat die Buslast zwei Widerstände, die beide an den Gleichtaktpunkt des Replikums angeschlossen sind.
Gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel hat das Replikum eine Schalteinheit zum Einschalten oder Ausschalten der Buslast.
Jede Sendestufe kann ausgestaltet sein, den Wert des im Betrieb des Sendemoduls von der Sendestufe ausgegebenen elektrischen Stroms mit einem Stromspiegel am Eingang der Sendestufe einzustellen.
Der Stromspiegel am Eingang jeder Sendestufe kann zwei CMOS-Transistoren aufweisen, wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der ersten Sendestufe PMOS-Transistoren sind, wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der zweiten Sendestufe NMOS-Transistoren sind, wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der dritten Sendestufe PMOS-Transistoren sind, und wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der vierten Sendestufe NMOS-Transistoren sind.
Jede Sendestufe kann mindestens zwei Stromstufen aufweist, die parallel zueinander geschaltet sind. Hierbei können die mindestens zwei Stromstufen mindestens eine Stromsenke aufweisen. Möglich ist, dass eine Anzahl n der mindestens zwei Stromstufen für jede der ersten bis vierten Sendestufe dieselbe ist, wobei n eine natürliche Zahl größer 1 ist.
Das Sendemodul hat möglicherweise zudem einen ersten Widerstand, dessen eines Ende an die erste Sendestufe angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an die dritte Sendestufe angeschlossen ist, und einen zweiten Widerstand, dessen eines Ende an die zweite Sendestufe angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an die vierte Sendestufe angeschlossen ist.
Das Sendemodul kann zudem eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung von schaltbaren Komponenten der ersten bis vierten Sendestufe in Abhängigkeit von einem digitalen Sendesignal und von einer für das Sendemodul eingestellten Betriebsart aufweisen. Möglicherweise ist die Ansteuerschaltung zum zeitlich gestaffelten und gesteuerten Schalten der Widerstandswerte der mindestens zwei Stromstufen ausgestaltet.
Das zuvor beschriebene Sendemodul kann Teil einer Sende- /Empfangseinrichtung für eine Teilnehmerstation für ein serielles Bussystem sein, die zudem ein Empfangsmodul zum Empfangen von Signalen von dem Bus aufweist.
Die Sende-/Empfangseinrichtung kann Teil einer Teilnehmerstation für ein serielles Bussystem sein, die zudem eine Kommunikationssteuereinrichtung aufweist zum Steuern der Kommunikation in dem Bussystem und zur Erzeugung eines digitalen Sendesignals zur Ansteuerung der ersten bis vierten Sendestufe. Möglicherweise ist die Teilnehmerstation für die Kommunikation in einem Bussystem ausgestaltet, in dem zumindest zeitweise ein exklusiver, kollisionsfreier Zugriff einer Teilnehmerstation auf den Bus des Bussystems gewährleistet ist
Die zuvor genannte Aufgabe wird zudem durch ein Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem mit den Merkmalen von Anspruch 20 gelöst Das Verfahren wird mit einem Sendemodul ausgeführt, das eine erste bis vierte Sendestufe und eine Regelschaltung aufweist, wobei das Verfahren die Schritte aufweist, Erzeugen, mit der ersten Sendestufe, von Sendeströmen für ein erstes Signal, das auf einen Bus des Bussystems zu senden ist, Erzeugen, mit der zweiten Sendestufe, von Sendeströmen für ein zweites Signal, das als ein zu dem ersten Signal differentielles Signal auf den Bus zu senden ist, Erzeugen, mit der dritten Sendestufe, von Sendeströmen für das erste Signal, Erzeugen, mit der vierten Sendestufe von Sendeströmen für das zweite Signal, und Abgleichen, mit der Regelschaltung, einer Gleichtaktspannung für die erste bis vierte Sendestufe, wobei die erste bis vierte Sendestufe in eine Vollbrücke geschaltet sind, bei der die erste und vierte Sendestufe in Reihe geschaltet sind und die dritte und zweite Sendestufe in Reihe geschaltet sind, wobei die Regelschaltung ein Replikum einer Ausgangsstufe des Sendemoduls aufweist, und wobei das Replikum an die Ausgangsstufe des Sendemoduls angeschlossen ist.
Das Verfahren bietet dieselben Vorteile, wie sie zuvor in Bezug auf das Sendemodul genannt sind.
Weitere mögliche Implementierungen der Erfindung umfassen auch nicht explizit genannte Kombinationen von zuvor oder im Folgenden bezüglich der Ausführungsbeispiele beschriebenen Merkmale oder Ausführungsformen. Dabei wird der Fachmann auch Einzelaspekte als Verbesserungen oder Ergänzungen zu der jeweiligen Grundform der Erfindung hinzufügen.
Zeichnungen Nachfolgend ist die Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung und anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Bussystems gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;
Fig. 2 ein Schaubild zur Veranschaulichung des Aufbaus einer Nachricht, die von einer Teilnehmerstation des Bussystems gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel gesendet werden kann;
Fig. 3 ein Beispiel für den idealen zeitlichen Verlauf von Bussignalen CAN_H, CAN_L in dem Bussystem von Fig. 1 ;
Fig. 4 den zeitlichen Verlauf einer Differenzspannung VDIFF, die sich auf dem Bus des Bussystems infolge der Bussignale von Fig. 3 ausbildet;
Fig. 5 ein Beispiel für einen zeitlichen Verlauf eines digitalen Sendesignals, welches in der Arbitrationsphase (SIC-Betriebsart) in Bussignale CAN_H, CAN_L für einen Bus des Bussystems von Fig. 1 umgesetzt werden soll;
Fig. 6 den zeitlichen Verlauf der Bussignale CAN_H, CAN_L beim Wechsel zwischen einem rezessiven Buszustand zu einem dominanten Buszustand und zurück zu dem rezessiven Buszustand, die in der Arbitrationsphase (SIC- Betriebsart) aufgrund des Sendesignals von Fig. 5 auf den Bus gesendet werden;
Fig. 7 ein Beispiel für einen zeitlichen Verlauf eines digitalen Sendesignals, welches in der Datenphase in Bussignale CAN_H, CAN_L für den Bus des Bussystems von Fig. 1 umgesetzt werden soll;
Fig. 8 den zeitlichen Verlauf der Bussignale CAN_H, CAN_L, die in der Datenphase aufgrund des Sendesignals von Fig. 7 auf den Bus gesendet werden; Fig. 9 ein Schaltbild eines Sendemoduls für eine Teilnehmerstation des Bussystems gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel;
Fig. 10 ein Zeitdiagramm zur Darstellung der Einschaltung verschiedener Stromstufen einer Sendestufe für ein erstes spezielles Beispiel des Sendemoduls von Fig. 9;
Fig. 11 ein Detail einer Sendestufe für ein zweites spezielles Beispiel des Sendemoduls von Fig. 9;
Fig. 12 ein Schaltbild eines Sendemoduls für eine Teilnehmerstation des Bussystems gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel;
Fig. 13 ein Schaltbild eines Sendemoduls für eine Teilnehmerstation des Bussystems gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel; und
Fig. 14 ein Schaltbild eines Sendemoduls für eine Teilnehmerstation des Bussystems gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel.
In den Figuren sind gleiche oder funktionsgleiche Elemente, sofern nichts anderes angegeben ist, mit denselben Bezugszeichen versehen.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Fig. 1 zeigt ein Bussystem 1 , das beispielsweise zumindest abschnittsweise ein CAN-Bussystem, ein CAN-FD-Bussystem, usw., sein kann. Das Bussystem 1 kann in einem Fahrzeug, insbesondere einem Kraftfahrzeug, einem Flugzeug, usw., oder im Krankenhaus usw. Verwendung finden.
In Fig. 1 hat das Bussystem 1 eine Vielzahl von Teilnehmerstationen 10, 20, 30, die jeweils an einen Bus 40 oder Busleitung mit einer ersten Busader 41 und einer zweiten Busader 42 angeschlossen sind. Die Busadern 41 , 42 können auch CAN_H und CAN_L für die Signale auf dem Bus 40 genannt werden. Über den Bus 40 können Nachrichten 45, 46, 47 in der Form von Signalen zwischen den einzelnen Teilnehmerstationen 10, 20, 30 übertragen werden. Die Teilnehmerstationen 10, 20, 30 können beispielsweise Steuergeräte oder Anzeigevorrichtungen eines Kraftfahrzeugs sein.
Wie in Fig. 1 gezeigt, haben die Teilnehmerstationen 10, 30 jeweils eine Kommunikationssteuereinrichtung 11 und eine Sende-/Empfangseinrichtung 12. Die Sende-/Empfangseinrichtung 12 hat ein Sendemodul 121 und ein Empfangsmodul 122.
Die Teilnehmerstation 20 hat eine Kommunikationssteuereinrichtung 21 und eine Sende-/Empfangseinrichtung 22. Die Sende-/Empfangseinrichtung 22 hat ein Sendemodul 221 und ein Empfangsmodul 222.
Die Sende-/Empfangseinrichtungen 12 der Teilnehmerstationen 10, 30 und die Sende-/Empfangseinrichtung 22 der Teilnehmerstation 20 sind jeweils direkt an den Bus 40 angeschlossen, auch wenn dies in Fig. 1 nicht dargestellt ist.
Die Kommunikationssteuereinrichtungen 11 , 21 dienen jeweils zur Steuerung einer Kommunikation der jeweiligen Teilnehmerstation 10, 20, 30 über den Bus 40 mit mindestens einer anderen Teilnehmerstation der Teilnehmerstationen 10, 20, 30, die an den Bus 40 angeschlossen sind.
Die Kommunikationssteuereinrichtungen 11 erstellen und lesen erste Nachrichten 45, 47, die beispielsweise modifizierte CAN Nachrichten 45, 47 sind. Hierbei sind die modifizierten CAN Nachrichten 45, 47 beispielsweise auf der Grundlage des CAN SIC-Formats oder des CAN XL-Formats aufgebaut. Die Sende-/Empfangseinrichtung 12 dient zum Senden und Empfangen der Nachrichten 45, 47 von dem Bus. Das Sendemodul 121 empfängt ein von der Kommunikationssteuereinrichtung 11 für eine der Nachrichten 45, 47 erstelltes digitales Sendesignal TxD und setzt dieses in Signale auf den Bus 40 um. Das Empfangsmodul 121 empfängt auf dem Bus 40 gesendete Signale entsprechend den Nachrichten 45 bis 47 und erzeugt daraus ein digitales Empfangssignal RxD. Das Empfangsmodul 122 sendet das Empfangssignal RxD an die Kommunikationssteuereinrichtung 11 . Die Kommunikationssteuereinrichtung 21 kann wie ein herkömmlicher CAN- Controller nach ISO 11898-1 :2015 ausgeführt sein, d.h. wie ein CAN FD toleranter Classical CAN-Controller oder ein CAN FD Controller. Die Kommunikationssteuereinrichtung 21 erstellt und liest zweite Nachrichten 46, beispielsweise CAN FD-Nachrichten 46. Die Sende-/Empfangseinrichtung 22 dient zum Senden und Empfangen der Nachrichten 46 von dem Bus 40. Das Sendemodul 221 empfängt ein von der Kommunikationssteuereinrichtung 21 erstelltes digitales Sendesignal TxD und setzt dieses in Signale für eine Nachricht 46 auf den Bus 40 um. Das Empfangsmodul 221 empfängt auf dem Bus 40 gesendete Signale entsprechend den Nachrichten 45 bis 47 und erzeugt daraus ein digitales Empfangssignal RxD. Ansonsten kann die Sende- /Empfangseinrichtung 22 wie ein herkömmlicher CAN-Transceiver ausgeführt sein.
Zum Senden der Nachrichten 45, 47 mit CAN XL oder CAN SIC werden bewährte Eigenschaften übernommen, die für die Robustheit und Anwenderfreundlichkeit von CAN und CAN FD verantwortlich sind, insbesondere Rahmenstruktur mit Identifier und Arbitrierung nach dem bekannten CSMA/CR-Verfahren. Das CS MA/CR- Verfahren hat zur Folge, dass es sogenannte rezessive Zustände auf dem Bus 40 geben muss, welche von anderen Teilnehmerstationen 10, 20, 30 mit dominanten Pegeln oder dominanten Zuständen auf dem Bus 40 überschrieben werden können.
Mit den beiden Teilnehmerstationen 10, 30 ist eine Bildung und dann Übertragung von Nachrichten 45 mit verschiedenen CAN-Formaten, insbesondere dem CAN FD Format oder dem CAN SIC Format oder dem CAN XL Format sowie der Empfang solcher Nachrichten 45 realisierbar, wie nachfolgend genauer beschrieben.
Fig. 2 zeigt für die Nachricht 45 einen Rahmen 450, der insbesondere ein CAN XL Rahmen ist, wie er von der Kommunikationssteuereinrichtung 11 für die Sende-/Empfangseinrichtung 12 zum Senden auf den Bus 40 bereitgestellt wird. Hierbei erstellt die Kommunikationssteuereinrichtung 11 den Rahmen 450 bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel als kompatibel mit CAN FD. Alternativ ist der Rahmen 450 kompatibel zu CAN SIC. Gemäß Fig. 2 ist der Rahmen 450 für die CAN-Kommunikation auf dem Bus 40 in unterschiedliche Kommunikationsphasen 451 , 452 unterteilt, nämlich eine Arbitrationsphase 451 (erste Kommunikationsphase) und eine Datenphase 452 (zweite Kommunikationsphase). Der Rahmen 450 hat, nach einem Startbit SOF, ein Arbitrationsfeld 453, ein Steuerfeld 454, ein erstes Umschaltfeld 455, ein Datenfeld 456, ein Prüfsummenfeld 457, ein zweites Umschaltfeld 458 und ein Rahmenabschlussfeld 459. Das Prüfsummenfeld 457, das zweite Umschaltfeld
458 und das Rahmenabschlussfeld 459 bilden eine Rahmenendphase 457, 458,
459 des Rahmens 450.
In der Arbitrationsphase 451 wird mit Hilfe eines Identifizierers (ID) in dem Arbitrationsfeld 453 bitweise zwischen den Teilnehmerstationen 10, 20, 30 ausgehandelt, welche Teilnehmerstation 10, 20, 30 die Nachricht 45, 46 mit der höchsten Priorität senden möchte und daher für die nächste Zeit zum Senden in der anschließenden Datenphase 452 einen exklusiven Zugriff auf den Bus 40 des Bussystems 1 bekommt. In der Arbitrationsphase 451 wird ein Physical Layer wie bei CAN und CAN-FD verwendet. Der Physical Layer entspricht der Bitübertragungsschicht oder Schicht 1 des bekannten OSI-Modells (Open Systems Interconnection Modell).
Ein wichtiger Punkt während der Phase 451 ist, dass das bekannte CSMA/CR- Verfahren Verwendung findet, welches gleichzeitigen Zugriff der Teilnehmerstationen 10, 20, 30 auf den Bus 40 erlaubt, ohne dass die höher priorisierte Nachricht 45, 46 zerstört wird. Dadurch können dem Bussystem 1 relativ einfach weitere Bus-Teilnehmerstationen 10, 20, 30 hinzugefügt werden, was sehr vorteilhaft ist.
Das CSMA/CR-Verfahren hat zur Folge, dass es sogenannte rezessive Zustände auf dem Bus 40 geben muss, welche von anderen Teilnehmerstationen 10, 20, 30 mit dominanten Pegeln oder dominanten Zuständen auf dem Bus 40 überschrieben werden können. Im rezessiven Zustand herrschen an der einzelnen Teilnehmerstation 10, 20, 30 hochohmige Verhältnisse, was in Kombination mit den Parasiten der Busbeschaltung längere Zeitkonstanten zur Folge hat. Dies führt zu einer Begrenzung der maximalen Bitrate des heutigen CAN-FD-Physical-Layer auf derzeit etwa 2 Megabit pro Sekunde im realen Fahrzeug-Einsatz.
Am Ende der Arbitrationsphase 451 wird, mit Hilfe des ersten Umschaltfelds 455, in die Datenphase 452 umgeschaltet.
In der Datenphase 452 werden neben einem Teil des ersten Umschaltfelds 455 die Nutzdaten des CAN-XL-Rahmens 450 bzw. der Nachricht 45 aus dem Datenfeld 456 sowie das Prüfsummenfeld 457 und ein Teil des zweiten Umschaltfelds 458 gesendet. Am Ende der Datenphase 452 wird, mit Hilfe des zweiten Umschaltfelds 458, wieder in die Arbitrationsphase 451 zurückgeschaltet.
In einem Endefeld des Rahmenabschlussfelds 459 kann mindestens ein Acknowledge-Bit enthalten sein. Außerdem kann eine Folge von 11 gleichen Bits vorhanden sein, welche das Ende des CAN XL-Rahmens 450 anzeigen. Mit dem mindestens einen Acknowledge-Bit kann mitgeteilt werden, ob ein Empfänger in dem empfangenen CAN XL-Rahmen 450 bzw. der Nachricht 45 einen Fehler entdeckt hat oder nicht.
Ein Sender der Nachricht 45 beginnt ein Senden von Bits der Datenphase 452 auf den Bus 40 erst, wenn die Teilnehmerstation 10 als der Sender die Arbitration gewonnen hat und die Teilnehmerstation 10 als Sender damit zum Senden einen exklusiven Zugriff auf den Bus 40 des Bussystems 1 hat.
Somit verwenden die Teilnehmerstationen 10, 30 in der Arbitrationsphase 451 als erster Kommunikationsphase teilweise, insbesondere bis zum FDF-Bit (inklusive), ein von CAN/CAN-FD bekanntes Format gemäß der ISO11898-1 :2015. Jedoch ist im Vergleich zu CAN oder CAN FD in der Datenphase 452 als zweiter Kommunikationsphase eine Steigerung der Netto-Datenübertragungsrate, insbesondere auf über 10 Megabit pro Sekunde möglich. Außerdem ist ein Anheben der Größe der Nutzdaten pro Rahmen, insbesondere auf etwa 2kbyte oder einen beliebigen anderen Wert möglich. Wie in Fig. 3 gezeigt, verwenden die Sende-/Empfangseinrichtungen 12 in der Arbitrationsphase 451 einen Physical Layer 451 _P, um ein Sendesignal TxD (Fig. 1) über der Zeit t als Signale CAN_H, CAN_L auf den Bus 40 zu senden. Dasselbe gilt für die Sende-/Empfangseinrichtung 22. Im Unterschied dazu kann die Sende- /Empfangseinrichtung 12 in der Datenphase 452 einen Physical Layer 452_P verwenden, der sich von dem Physical Layer 451 _P unterscheidet, um das Sendesignal TxD (Fig. 1) als Signale CAN_H, CAN_L auf den Bus 40 zu senden, wie bereits zuvor beschrieben. Für den Physical Layer 452_P gibt es zwei Betriebsarten, nämlich FAST_TX und FAST RX, wie nachfolgend genauer beschrieben.
Fig. 3 zeigt auf der linken Seite, dass die Teilnehmerstationen 10, 20, 30 in der Arbitrationsphase 451 jeweils Signale CAN_H, CAN_L über der Zeit t auf den Bus 40 senden, die eine erste Bitdauer t_bt1 haben. Die Signale CAN_H, CAN_L sind serielle Signale und haben abwechselnd mindestens einen dominanten Zustand 401 , bei dem für VCAN_H = 3,5 V und für VCAN_L = 1 ,5 V gilt, oder mindestens einen rezessiven Zustand 402, bei dem VCAN_H = VCAN_L = 2,5 gilt. Dominante Zustände 401 werden bei einer NRZ-Codierung des Sendesignals TXD in der Phase 451 getrieben, wenn für TXD = 0 bzw. L (LOW) gilt. Rezessive Zustände 402 werden erzeugt, bzw. stellen sich bei einer NRZ- Codierung des Sendesignals TXD in der Phase 451 ein, wenn TXD = 1 bzw. H (HIGH) gilt. Nach der Arbitration in der Arbitrationsphase 451 steht eine der Teilnehmerstationen 10, 20, 30 als Gewinner fest.
Erkennen die Teilnehmerstationen 10, 20, 30 die Signalisierung in dem ersten Umschaltfeld 455 von Fig. 3 für die Umschaltung von der ersten in die zweiten Kommunikationsphase 451 , 452, schalten die jeweiligen Sende- /Empfangseinrichtung 12 ihren Physical Layer 451 _P am Ende der Arbitrationsphase 451 von einer ersten Betriebsart (SLOW), die auch als SIC- Betriebsart ausgeführt sein kann, in den Physical Layer 452_P der Datenphase 452 um. Hierfür werden die Betriebsarten der Datenphase 452 eingeschaltet.
Hat beispielsweise die erste Teilnehmerstation 10 die Arbitration gewonnen, dann schaltet die Sende-/Empfangseinrichtung 12 der Teilnehmerstation 10, insbesondere aufgrund einer Signalisierung im ersten Umschaltfeld 455 von Fig. 2, ihren Physical Layer 451 _P am Ende der Arbitrationsphase 451 von der ersten Betriebsart (SLOW) in den Physical Layer 452_P der Datenphase 452 für eine zweite Betriebsart (FAST_TX) der Sende-/Empfangseinrichtung 12 um, da die Teilnehmerstation 10 in der Datenphase 452 Sender der Nachricht 45 ist Wie in Fig. 3 gezeigt, erzeugt das Sendemodul 121 dann in der Datenphase 452 bzw. in der zweiten Betriebsart (FAST_TX) abhängig von einem Sendesignal TxD nacheinander und somit seriell die Zustände L0 oder L1 mit dem Physical Layer 452_P für die Signale CAN_H, CAN_L auf dem Bus 40. Dagegen schaltet beispieslweise die Sende-/Empfangseinrichtung 12 der Teilnehmerstation 30 ihren Physical Layer 451 _P am Ende der Arbitrationsphase
451 von der ersten Betriebsart (SLOW oder SIC) in den Physical Layer 452_P der Datenphase 452 für eine dritte Betriebsart (FAST_RX) der Sende- /Empfangseinrichtung 12 um, da die Teilnehmerstation 30 in der Datenphase 452 nur Empfänger, also kein Sender, des Rahmens 450 ist.
Die Frequenz der Signale CAN_H, CAN_L kann in der Datenphase 452 gesteigert sein. Bei dem Beispiel von Fig. 3 ist hierfür die Bitzeit oder Bitdauer t_bt2 in der Datenphase 452 kürzer bzw. geringer als die Bitzeit oder Bitdauer t_bt1 in der Arbitrationsphase 451 . Somit ist die Netto-Datenübertragungsrate in der Datenphase
452 bei dem Beispiel von Fig. 3 im Vergleich zu der Arbitrationsphase 451 gesteigert.
Erkennt die Sende-/Empfangseinrichtung 12, insbesondere mit der Signalisierung im zweiten Umschaltfeld 458 von Fig. 2, dass eine Umschaltung von der Datenphase 452 zurück in die Arbitrationsphase 451 vorzunehmen ist, wird die Sende- /Empfangseinrichtung 12 vom Senden (Betriebsart FAST_TX) (und)oder Empfangen (Betriebsart FAST_RX) von Signalen mit dem Physical Layer 452_P umgeschaltet zum Senden und/oder Empfangen von Signalen mit dem Physical Layer 451 _P. Somit schalten alle Sende-/Empfangseinrichtungen 12 nach dem Ende der Datenphase 452 ihre Betriebsart in die erste Betriebsart (SLOW oder SIC) um. Somit können alle Sende-/Empfangseinrichtungen 12 nicht nur zwischen den Bitdauern t_bt1 , t_bt2 schalten, sondern auch ihren Physical Layer umschalten, wie zuvor beschrieben.
Gemäß Fig. 4 bildet sich in der Arbitrationsphase 451 über der Zeit t im idealen Fall auf dem Bus 40 ein Differenzsignal VDIFF = CAN_H - CAN_L mit Werten von VDIFF = 2V für dominante Zustände 401 und VDIFF = 0V für rezessive Zustände 402 aus. Der Verlauf von VDIFF in der Phase 451 ist auf der linken Seite in Fig. 4 gezeigt Dagegen bildet sich in der Datenphase 452 über der Zeit t auf dem Bus 40 ein Differenzsignal VDIFF = CAN_H - CAN_L entsprechend den Zuständen L0, L1 von Fig. 4 aus, wie auf der rechten Seite in Fig. 4 gezeigt. Der Zustand LO hat einen Wert VDIFF = 1 V. Der Zustand L1 hat einen Wert VDIFF = -1 V.
Das Empfangsmodul 122 kann die Zustände 401 , 402 jeweils mit zwei der Empfangsschwellen T1 , T2, T3 unterscheiden, die in den Bereichen TH_T1 , TH_T2, TH_T3 liegen. Hierfür tastet das Empfangsmodul 122 die Signale von Fig. 3 oder Fig. 4 zu Zeitpunkten t_A ab, wie in Fig. 4 gezeigt. Zum Auswerten des Abtastergebnisses verwendet das Empfangsmodul 122 in der Arbitrationsphase 451 die Empfangsschwelle T1 von beispielsweise 0,7 V und die Empfangsschwelle T2 von beispielsweise -0,35 V. Dagegen verwendet das Empfangsmodul 122 in der Datenphase 452 nur Signale, die mit der Empfangsschwelle T3 ausgewertet wurden. Bei der Umschaltung zwischen der ersten bis dritten Betriebsart (SLOW oder SIC, FAST_TX, FAST_RX), die zuvor in Bezug auf Fig. 3 beschrieben sind, schaltet das Empfangsmodul 122 jeweils die Empfangsschwellen T2, T3 um.
Die Empfangsschwelle T2 dient zum Erkennen, ob der Bus 40 frei ist, wenn die Teilnehmerstation 12 neu in die Kommunikation am Bus 40 hinzugeschaltet wird und versucht, sich in die Kommunikation am Bus 40 zu integrieren.
Bei Empfang der entsprechenden Signale von dem Bus 40 erzeugt jede Sende- /Empfangseinrichtung 12 das zugehörige Empfangssignal RxD, wie in Fig. 1 gezeigt. Das Empfangssignal RxD hat idealerweise keinen Zeitversatz zu dem Sendesignal TxD.
Fig. 5 zeigt ein Beispiel für einen Teil des digitalen Sendesignals TxD, welches das Sendemodul 121 in der Arbitrationsphase 451 von der Kommunikationssteuereinrichtung 11 empfängt, und daraus die Signale CAN_H, CAN_L für den Bus 40 erzeugt. In Fig. 5 wechselt das Sendesignal TxD von einem Zustand LW (Niedrig = Low) zu einem Zustand Hl (Hoch = High) und wieder zurück zu dem Zustand LW (Niedrig = Low). Wie in Fig. 6 genauer gezeigt, erzeugt das Sendemodul 121 für das Sendesignal TxD von Fig. 5 die Signale CAN_H, CAN_L für die Busadern 41 , 42 derart, dass zusätzlich ein Zustand 403 (sic) vorhanden ist. Der Zustand 403 (sic) kann unterschiedlich lang sein, wie mit dem Zustand 403_0 (sic) beim Übergang von dem Zustand 402 (rec) zu dem Zustand 401 (dorn) gezeigt und dem Zustand 403_1 (sic) beim Übergang von dem Zustand 401 (dorn) zu dem Zustand 402 (rec) gezeigt. Der Zustand 403_0 (sic) ist zeitlich kürzer als der Zustand 403_1 (sic). Um Signale gemäß Fig. 6 zu erzeugen, wird das Sendemodul 121 in eine SIC-Betriebsart (SIC-Mode) geschaltet.
Das Durchlaufen des kurzen sic-Zustands 403_0 ist in der CiA610-3 nicht gefordert und der Zustand ist abhängig von der Art der Implementierung. Die zeitliche Dauer des „langen“ Zustands 403_1 (sic) ist für CAN-SIC als auch für die SIC-Betriebsart bei CAN-XL spezifiziert als t_sic < 530ns, beginnend mit der steigenden Flanke an dem Sendesignal TxD von Fig. 5.
Das Sendemodul 121 soll im „langen“ Zustand 403_1 (sic) die Impedanz zwischen den Busadern 41 (CANH) und 42 (CANL) möglichst gut an den charakteristischen Wellenwiderstand Zw der verwendeten Busleitung anpassen. Hierbei gilt Zw=1000hm oder 1200hm. Diese Anpassung verhindert Reflexionen und lässt somit den Betrieb bei höheren Bitraten zu. Zur Vereinfachung wird nachfolgend immer von dem Zustand 403 (sic) oder sic- Zustand 403 gesprochen.
Das Sendemodul 121 kann zur Erzeugung von Signalen für den Bus 40 für die folgenden CAN-Typen verwendet werden: CAN-FD, CAN-SIC und CAN-XL.
Tabelle 1 : CAN_Typen für Sendemodul 121
Somit kann der Sendemodul-Zustand sic nicht nur bei CAN-SIC oder CAN-XL (xl_sic) erzeugt werden. Der Sendemodul-Zustand sic kann zudem bei CAN-FD erzeugt werden. In CAN-FD kann die Zeit für den Sendemodul-Zustand sic jedoch kürzer sein als bei CAN-SIC oder CAN-XL.
Fig. 7 zeigt ein Beispiel für einen anderen Teil des digitalen Sendesignals TxD, welches das Sendemodul 121 in der Datenphase 452 von der Kommunikationssteuereinrichtung 11 empfängt, und daraus die Signale CAN_H, CAN_L für den Bus 40 erzeugt. In Fig. 7 wechselt das Sendesignal TxD mehrmals von Zustand Hl (Hoch = High) zu einem Zustand LW (Niedrig = Low) und wieder zu einem Zustand Hl (Hoch = High) und so weiter.
Wie in Fig. 8 genauer gezeigt, erzeugt das Sendemodul 121 für das Sendesignal TxD von Fig. 7 die Signale CAN_H, CAN_L für die Busadern 41 , 42 derart, dass sich der Zustand L0 für einen Zustand LW (Niedrig = Low) ausbildet. Zudem bildet sich der Zustand L1 für einen Zustand Hl (Hoch = High) aus.
Fig. 9 zeigt den grundlegenden Aufbau des Sendemoduls 121 für eine der Teilnehmerstationen 10, 30. Das Sendemodul 121 kann Signale CAN_H, CAN_L gemäß Fig. 3 mit den Zuständen 401 , 402, 403 und mit den Zuständen L0, L1 erzeugen. Alternativ kann das Sendemodul 121 Signale CAN_H, CAN_L gemäß Fig. 6 mit den Zuständen 401 , 402, 403 und gemäß Fig. 8 mit den Zuständen L0, L1 erzeugen. Das Sendemodul 121 hat eine Regelschaltung 15 zum Abgleich einer Gleichtaktspannung VCM für den niederohmigen Rezessivzustand sic.
Das Sendemodul 121 hat vier Sendestufen, nämlich eine erste Sendestufe 121 A, eine zweite Sendestufe 121 B, eine dritte Sendestufe 121 C und eine vierte Sendestufe 121 D. Die Sendestufen 121 A bis 121 D sind als H-Brücke oder Vollbrücke verschaltet. Die Ansteuerung von nachfolgend genauer bezeichneten Komponenten der Sendestufen 121 A bis 121 D erfolgt über mindestens eine Steuereinrichtung 124. Die mindestens eine Steuereinrichtung 124 sendet mindestens ein Signal an Steueranschlüsse 125, an welchen die Komponenten der Sendestufen 121 A bis 121 D angeschlossen sind.
Das Sendemodul 121 ist an den Bus 40 angeschlossen, genauer gesagt über einen Anschluss CANH für die erste Busader 41 für CAN_H und über einen Anschluss CANL für dessen zweite Busader 42 für CAN_L. Jede der Sendestufen 121 A bis 121 D ist an den Bus 40 angeschlossen.
Über mindestens einen Anschluss 43 des Sendemoduls 121 erfolgt die Spannungsversorgung zum Versorgen der Anschlüsse CANH, CANL für die erste und zweiten Busader 41 , 42 mit elektrischer Energie, insbesondere mit der Spannung CAN-Supply von üblicherweise 5V. Die Verbindung mit Masse bzw. CAN_GND ist über einen Anschluss 44 realisiert.
Die erste und zweite Busader 41 , 42 sind mit einem Abschlusswiderstand 49 terminiert. Der Abschlusswiderstand 49 ist in die Vollbrücke als externer Lastwiderstand geschaltet. Der Widerstand 49 ist in den Brückenzweig zwischen die Anschlüsse für die Busadern 41 , 42 geschaltet.
Die Regelschaltung 15 ist an die Sendestufen 121 A bis 121 D angeschlossen. Die Regelschaltung 15 ist nicht direkt, jedoch über die Sendestufen 121 A bis 121 D, an den Bus 40 angeschlossen.
Die Regelschaltung 15 von Fig. 9 führt für den niederohmigen Rezessivzustand sic eine Regelung durch, mit welcher eine Gleichtaktspannung VCM unabhängig vom Bussignal bzw. der Differenzspannung VDIFF von beispielsweise Fig. 4 auf dem Bus 40 immer genau auf dem gleichen Wert bleibt Damit kann die durch das Sendemodul 121 verursachte Störaussendung vermindert werden, welche durch eine Variation dieser Gleichtaktspannung VCM entstehen würde. Dadurch ist eine Erfüllung der CAN-Spezifikationen (ISO11898-2:2016, CiA601 -4, CiA610- 3) und der EMV-Norm (IEC62228-3) möglich.
Hierfür hat die Regelschaltung 15 einen Differenzverstärker 151 , ein Replikum 152 der Ausgangsstufe der Sendestufe 121 und einen Regeltransistor MNCTRL. Gemäß Fig. 9 hat das Replikum 152 eine Reihenschaltung aus einem Transistor MPR, einer Diode MNDIOPR, einem Transistor MPCASPR, einer Diode MNDIONR, einem Transistor MPCASNR und einem Transistor MNR. Das Replikum 152 ist eine Nachbildung der Ausgangsstufe der Sendestufe 121 , die einen Transistor MPo, eine Diode MNDIOPH, einen Transistor MPCASPH, eine Diode MNDIONH, einen Transistor MPCASNH und einen Transistor MNo aufweist. Die genannten Bauteile der Ausgangsstufe der Sendestufe 121 sind Bauteile für die Sendestufen 121 A, 121 D, die nachfolgend noch genauer beschrieben sind.
Gemäß Fig. 9 führt der Differenzverstärker 151 einen Vergleich der Gleichtaktspannung VCM mit einer Soll-Gleichtaktspannung VREF aus. Die Gleichtaktspannung VCM wird an einem Gleichtaktpunkt oder Abgriffpunkt 157 des Replikums 152 abgegriffen. Somit liegt an dem Eingang des Differenzverstärkers 151 eine Vergleichsspannung AV = VREF - VCM an. Aus der Vergleichsspannung AV ergibt sich die erforderliche Abgleichspannung für die Ströme ICTRL, IBIAS- Insbesondere gilt VREF = 2,5 V = 5 V / 2 = CAN_SUPPLY/2.
Um den Stromverbrauch in dem Replikum 152 der Regelschaltung 15 gering zu halten, sollten alle Bauteile in dem Replikum 152, also der Transistor MPR, die Diode MNDIOPR, der Transistor MPCASPR, die Diode MNDIONR, der Transistor MPCASNR und der Transistor MNR, skalierte Größen der Bauteile der Ausgangsstufe der Sendestufe 121 sein bzw. haben. Insbesondere sind die Größen der Bauteile in dem Replikum 152 um einen Faktor 100 kleiner als die Größen der Bauteile der Ausgangsstufe der Sendestufe 121 . Selbstverständlich ist ein anderer Faktor wählbar. Dabei ist wichtig, dass das Replikum 152 aus den gleichen Bauteiltypen besteht, wie sie in der Ausgangsstufe der Sendestufe 121 eingesetzt sind. Zudem soll das Replikum 152 sowohl thermisch als auch in Bezug auf die Ausrichtung zur Ausgangsstufe der Sendestufe 121 passen. Der Begriff „Ausrichtung“, der auch als Orientierung bezeichnet werden kann, ist hier als räumliche Ausrichtung im Layout auf dem Chip zu verstehen, in oder mit welchem die Sendestufe 121 aufgebaut wird. Einflüsse, wie beispielsweise die Temperatur oder ein Piezoeffekt, die eine elastische Verformung bewirken, können erfordern, dass die Regelschaltung 15 in gleicher Ausrichtung liegen soll wie die Ausgangsstufe der Sendestufe 121. Insbesondere haben das Replikum 152 und die Ausgangsstufe der Sendestufe 121 dieselbe Temperatur und dieselbe Ausrichtung bzw. Orientierung. Der Regeltransistor MNCTRL kann in Bezug auf Größe und Ausrichtung bzw. Orientierung identisch zu dem Transistor MNMIR gewählt werden, welcher den Ausgleichsstrom oder Biasstrom IBIAS zur Folge hat. Der Transistor MNMIR kann auch als der Muttertransistor MNMIR des Biasstromes IBIAS bezeichnet werden.
Bei der Schaltung von Fig. 9 liegt somit der mit der Regelschaltung 15 erhaltene Gleichtaktpunkt oder Abgriffpunkt 157 des Replikums 152 auf der Gleichtaktspannung des Ausgangs der Sendestufen 121A, 121 D, also der Gleichtaktspannung VCM, und kann mit der Referenzspanung VREF verglichen werden. Beispielsweise ist die Gleichtaktspannung VCM des Ausgangs der Sendestufen 121 A, 121 D die Gleichtaktspannung Vcm = (VCAN_H+VCAN_L)/2. Die Gatespannung des Regeltransistors MNCTRL, welcher in Bezug auf Größe und Ausrichtung bzw. Orientierung identisch zu dem Muttertransistor MNMIR des Biasstromes IBIAS gewählt werden kann, hat dann den geregelten Bias-Strom ICTRL = IBIAS + g AV auf der Seite von CANH zur Folge, wobei g die Verstärkung des Differenzverstärkers 151 ist.
Die Bandbreite der Regelschleife der Regelschaltung 15, insbesondere die Bandbreite des Differenzverstärkers 151 , wird so gewählt, dass innerhalb der Bitdauer t_bt1 oder t_bt2, die in Fig. 3 gezeigt sind, ein Abgleich der Gleichtaktspannung VCM für den niederohmigen Rezessivzustand sic erfolgt.
Mit dem Replikum 152 ist die Ermittlung der (ungestörten) Gleichtaktspannung VCM möglich, welche die Prozess- und Temperaturabhängigkeiten der Ausgänge der Sendestufe 121 mit abbildet. Mit der Regelschaltung 15 von Fig. 9 ergibt sich bei der stromgesteuerten H- Brücke der Sendestufe 121 die Gleichtaktspannung VCM durch einen Abgleich (Matching) des Stroms ICTRL an der Seite von CANH, die auch als High-Side bezeichnet werden kann, und des Stroms IBIAS an der Seite von CANL, die auch als Low-Side bezeichnet werden kann. Vor allem im niederohmigen Rezessivzustand (SIC-Zustand) erfordert der genaue Abgleich (Matching) der Ströme ICTRL, IBIAS unter Berücksichtigung der Leckströme über Temperatur und Prozessschwankungen eine sehr feine und eventuell sogar temperaturabhängige Abstimmung der Ströme ICTRL, IBIAS. Die Abstimmung ist von einem Temperaturfühler und abgespeicherten Abstimmdaten ableitbar.
Dadurch ist keine Ermittlung der Gleichtaktspannung VCM durch einen Abgriff am Bus 40 erforderlich. Ein solcher Abgriff hätte jedoch den Nachteil, dass der Abgriff wieder die Anforderungen an Überspannungen und Ströme am Abgriffpunkt erfüllen müsste. Die Erfüllung dieser Anforderungen ist jedoch sehr schwierig, da der tatsächliche Gleichtakt (V_CANH+V_CANL)/2 im Falle von Einstrahlungen (DPI) am Bus 40 erhebliche Amplituden (bis zu +/- 60V) aufweisen kann.
Zum Senden der Signale CAN_H, CAN_L gemäß Fig. 3 oder der Signale CAN_H, CAN_L gemäß Fig. 6 oder gemäß Fig. 8 sind die Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D aufgebaut, wie folgt.
Die erste Sendestufe 121 A von Fig. 9 hat n Stromstufenschalter, die zwischen einer ersten Stellung 0 und einer zweiten Stellung 1 schaltbar sind, und an den Drain-Anschluss von Transistoren MPMIR, MPR, MPO, MPI , MP2 bis MPn angeschlossen sind, n ist eine natürliche Zahl > 1. Die n Stromstufenschalter sind mit einer Frequenz fMAiN schaltbar. Die n Stromstufenschalter sind in ihrer Stellung 1 mit der Anode einer Verpoldiode MNDIOPH verbindbar. An der Kathode der Verpoldiode MNDIOPH ist ein Source-Anschluss eines Transistors MPCASPH angeschlossen. Der Drain-Anschluss des Transistors MPCASPH ist an den Anschluss CANH für die Busader 41 angeschlossen. Der Gate-Anschluss des Transistors MPCASPH ist an einen Steueranschluss 125 angeschlossen, an den die Steuereinrichtung 124 eine Steuerspannung VPCAS anlegen kann. Die Transistoren M PMIR, M PR bilden einen Stromspiegel für eine erste bis a-te Stromstufe S1 bis Sn, welche über die n Stromstufenschalter der ersten Sendestufe 121 A elektrische Ströme 11 bis In liefern, wie genauer anhand von Fig. 10 beschrieben. Zudem ist eine Ansteuerschaltung T_A vorhanden, welche die n Stromstufenschalter mit Hilfe des Sendesignals TxD (Fig. 1) ansteuert, das von einem Anschluss TXD eingespeist wird. Die Ansteuerschaltung T_A steuert die n Stromstufenschalter gemäß dem Sendesignal TxD und der eingestellten Betriebsart SIC, FAST_TX des Sendemoduls 121 an.
Die Transistoren M PMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 bis MPn können CMOS- Transistoren sein, insbesondere PMOS-Transistoren. Die Transistoren M PMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 bis MPn sind bei dem Beispiel von Fig. 1 normal sperrende p-Kanal-Transistoren. Der Transistor M PCASPH kann ein CMOS-Transistor sein, insbesondere ein PMOS-Transistor. Der Transistor M PCASPH ist insbesondere eine Kaskode zur Erfüllung der Anforderungen für die Rückspeisefestigkeit bei Über- oder Unterspannungen an dem Anschluss CANH. Die Abkürzung „CMOS“ bezeichnet ein Halbleiterelement, bei dem sowohl p-Kanal- als auch n-Kanal- MOSFETs auf einem gemeinsamen Substrat verwendet werden. Die Abkürzung CMOS steht für die englische Bezeichnung „Complementary metal-oxide- semiconductor“, was übersetzt bedeutet „komplementärer / sich ergänzender Metall-Oxid-Halbleiter“. Die Abkürzung „MOSFET“ steht für Metall-Oxid- Feldeffekttransistor.
Die zweite Sendestufe 121 B von Fig. 9 hat n Stromstufenschalter, die zwischen einer ersten Stellung 0 und einer zweiten Stellung 1 schaltbar sind, und an den Drain-Anschluss von Transistoren M NMIR, M N R, M NO, M NI , MN2 bis MNn angeschlossen sind, n ist die natürliche Zahl > 1. Die n Stromstufenschalter sind mit einer Frequenz Frequenz fcoMPL schaltbar. Die n Stromstufenschalter sind in ihrer Stellung 1 mit dem Source-Anschluss eines Transistors M NCASNH verbindbar. Der Drain-Anschluss des Transistors M NCASNH ist an die Kathode einer Verpoldiode M NDIONH angeschlossen. An der Anode der Verpoldiode M NDIONH ist der Anschluss CANH für die Busader 41 angeschlossen. Der Gate- Anschluss des Transistors M NCASNH ist an einen Steueranschluss 125 angeschlossen, an den die Steuereinrichtung 124 eine Steuerspannung VNCAS anlegen kann. Die Transistoren M NMIR, M N R bilden einen Stromspiegel für eine erste bis n-te Stromstufe S1 bis Sn, welche über die n Stromstufenschalter der zweiten Sendestufe 121 B die elektrischen Ströme 11 bis In liefern, wie genauer anhand von Fig. 10 beschrieben. Zudem ist eine Ansteuerschaltung T_B vorhanden, welche die n Stromstufenschalter mit Hilfe des Sendesignals TxD (Fig. 1) ansteuert, das von einem Anschluss TXD eingespeist wird. Die Ansteuerschaltung T_B steuert die n Stromstufenschalter gemäß dem Sendesignal TxD und der eingestellten Betriebsart SIC, FAST_TX des Sendemoduls 121 an.
Die Transistoren M NMIR, M N R, M NO, M NI , MN2 bis MNn können CMOS- Transistoren sein, insbesondere NMOS-Transistoren. Die Transistoren M NMIR, M N R, M NO, M NI , MN2 bis MNn sind bei dem Beispiel von Fig. 1 normal sperrende n-Kanal-Transistoren. Der Transistor M NCASNH kann ein CMOS-Transistor sein, insbesondere ein NMOS-Transistor. Der Transistor M NCASNH ist insbesondere eine Kaskode zur Erfüllung der Anforderungen für die Rückspeisefestigkeit bei Über- oder Unterspannungen an dem Anschluss CANH.
Die dritte Sendestufe 121 C von Fig. 9 hat n Stromstufenschalter, die zwischen einer ersten Stellung 0 und einer zweiten Stellung 1 schaltbar sind, und an den Drain-Anschluss der Transistoren M PMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 bis MPn angeschlossen sind. Die n Stromstufenschalter sind mit einer Frequenz fcoMPL schaltbar. Die n Stromstufenschalter sind in ihrer Stellung 1 mit der Anode einer Verpoldiode M NDIOPL verbindbar. An der Kathode der Verpoldiode M NDIOPL ist ein Source-Anschluss eines Transistors M PCASPLH angeschlossen. Der Drain- Anschluss des Transistors M PCASPL ist an den Anschluss CANL für die Busader 42 angeschlossen. Der Gate-Anschluss des Transistors M PCASPL ist an den Steueranschluss 125 angeschlossen, an den die Steuereinrichtung 124 die Steuerspannung VPCAS anlegen kann. Die Transistoren M PMIR, M PR bilden einen Stromspiegel für eine erste bis n-te Stromstufe S1 bis Sn, welche über die n Stromstufenschalter der dritten Sendestufe 121 C die elektrischen Ströme 11 bis In liefern, wie genauer anhand von Fig. 10 beschrieben. Zudem ist eine Ansteuerschaltung T_C vorhanden, welche die n Stromstufenschalter mit Hilfe des Sendesignals TxD (Fig. 1) ansteuert, das von einem Anschluss TXD eingespeist wird. Die Ansteuerschaltung T_C steuert die n Stromstufenschalter gemäß dem Sendesignal TxD und der eingestellten Betriebsart SIC, FAST_TX des Sendemoduls 121 an.
Der Transistor M PCASPL kann ein CMOS-Transistor sein, insbesondere ein PMOS-Transistor. Der Transistor M PCASPL ist insbesondere eine Kaskode zur Erfüllung der Anforderungen für die Rückspeisefestigkeit bei Über- oder Unterspannungen an dem Anschluss CANL.
Die vierte Sendestufe 121 D von Fig. 9 hat n Stromstufenschalter, die zwischen einer ersten Stellung 0 und einer zweiten Stellung 1 schaltbar sind, und an den Drain-Anschluss der Transistoren M NMIR, M N R, M NO, M NI , MN2 bis MNn angeschlossen sind, n ist die natürliche Zahl > 1 . Die n Stromstufenschalter sind mit einer Frequenz Frequenz fiwuN schaltbar. Die n Stromstufenschalter sind in ihrer Stellung 1 mit dem Source-Anschluss eines Transistors M NCASNL verbindbar. Der Drain-Anschluss des Transistors M NCASNL ist an die Kathode einer Verpoldiode M NDIONL angeschlossen. An der Anode der Verpoldiode M NDIONL ist der Anschluss CANL für die Busader 42 angeschlossen. Der Gate-Anschluss des Transistors M NCASNL ist an den Steueranschluss 125 angeschlossen, an den die Steuereinrichtung 124 die Steuerspannung VNCAS anlegen kann. Die Transistoren M NMIR, M N R bilden einen Stromspiegel für eine erste bis n-te Stromstufe S1 bis Sn, welche über die n Stromstufenschalter der vierten Sendestufe 121 D die elektrischen Ströme 11 bis In liefern, wie genauer anhand von Fig. 10 beschrieben. Zudem ist eine Ansteuerschaltung T_D vorhanden, welche die n Stromstufenschalter mit Hilfe des Sendesignals TxD (Fig. 1) ansteuert, das von einem Anschluss TXD eingespeist wird. Die Ansteuerschaltung T_B steuert die n Stromstufenschalter gemäß dem Sendesignal TxD und der eingestellten Betriebsart SIC, FAST_TX des Sendemoduls 121 an.
Der Transistor M NCASNL kann ein CMOS-Transistor sein, insbesondere ein NMOS-Transistor. Der Transistor M NCASNL ist insbesondere eine Kaskode zur Erfüllung der Anforderungen für die Rückspeisefestigkeit bei Über- oder Unterspannungen an dem Anschluss CANL.
Die Zahl n ist beliebig wählbar. Insbesondere kann die Zahl n und somit die Stufenzahl bzw. Zahl der Stromstufenschalter zwischen 1 bis 60 gewählt werden. Alternativ kann jedoch für n eine größere Zahl als 60 oder eine kleinere Zahl als 60, insbesondere 30, gewählt werden.
Zwischen den Sendestufen 121A, 121 C ist ein Widerstand R_H geschaltet. Ein Ende des Widerstands R_H ist mit der Anode der Verpoldiode M NDIOPH verbunden und mit dem Drain-Anschluss der Transistoren M PMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 bis MPn über die Stromstufenschalter der Sendestufe 121 A verbindbar. Das andere Ende des Widerstands R_H ist mit der Anode der Verpoldiode M NDIOPL verbunden und mit dem Drain-Anschluss der Transistoren MPo, MP1, MP2 bis MPn über die Stromstufenschalter der Sendestufe 121 C verbindbar.
Zwischen den Sendestufen 121 D, 121 B ist ein Widerstand R_L geschaltet. Ein Ende des Widerstands R_L ist mit dem Source-Anschluss des Transistors M NCASNH verbunden und mit dem Drain-Anschluss der Transistoren M N R, M NO, MN1, MN2 bis MNn über Schalter der vierten Sendestufe 121 D verbindbar. Das andere Ende des Widerstands R_L ist mit dem Source-Anschluss des Transistors M NCASNL verbunden und mit dem Drain-Anschluss der Transistoren M N R, M NO, M NI , MN2 bis MNn über die Stromstufenschalter der zweiten Sendestufe 121 B verbindbar.
Jede der Verpoldioden M NDIOPH, M NDIONL, M NDIOPL, M NDIONH schützt die zugehörige Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D gegen eine positive Rückspeisung auf den Anschluss 43 (CAN-Supply) und eine negative Rückspeisung auf den Anschluss 44 (CAN_GND). Jede der Verpoldioden M NDIOPH, M NDIONL, M NDIOPL, M NDIONH kann auch als Blocking Diode bezeichnet werden.
Jede der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D, genauer gesagt deren Stromstufenschalter mit der zugehörigen Ansteuerschaltung T_A, T_B, T_C, T_D, stellt einen Sendestromwert für die zugehörige Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D in Abhängigkeit der Betriebsart für die Arbitrationsphase 451 oder Datenphase 452 des Sendemoduls 121 und des Sendesignals TxD ein. Erläuterungen dazu sind auch in der vorangehenden Tabelle 1 enthalten. Der Sendestromwert der einzelnen Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D ist somit je nach Betriebsart, wie Arbitration (SLOW oder SIC) oder Datenphase (FAST_TX oder FAST_RX) des Sendemoduls 121 und des Sendesignals TxD einstellbar. Damit ist jede Sendestufe 121 A bis 121 D ausgestaltet, den Wert des im Betrieb des Sendemoduls 121 von der Sendestufe 121 A bis 121 D ausgegebenen elektrischen Stroms IA1 bis lAn usw. am Eingang des Stromspiegels einzustellen, der in den jeweiligen Sendestufen 121 A bis 121 D vorhanden ist Die elektrischen Ströme IA1 bis lAn usw. können auch kurz als 11 bis In bezeichnet werden. Die Einstellung der Sendestromwerte ist nachfolgend noch genauer anhand von Fig. 10 und Fig. 11 für die elektrischen Ströme 11 bis In der einzelnen Stufenschaltungen 121 A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1 sowie Tabelle 2 beschrieben.
Jeder der Transistoren M NCASPH, M NCASNL, M NCASPL, M NCASNH kann auch als HV- Standoff-Vorrichtung bezeichnet werden. Jeder der Transistoren M NCASPH, M NCASPL schützt die CMOS-Transistoren MPMIR, M PR, M PO, M PI , MP2 bis MPn des Stromspiegels für die Sendestufen 121 A, 121 C, indem die Transistoren M NCASPH, M NCASPL hohe Spannungsabfälle aufnehmen. Jeder der Transistoren M NCASNH, M NCASNL schützt die CMOS-Transistoren M NMIR, M N R, M NO, M NI , MN2 bis MNn des Stromspiegels für die Sendestufen 121 D, 121 B, indem die Transistoren M NCASPH, M NCASPL hohe Spannungsabfälle aufnehmen. Die HV- Kaskoden bzw. Transistoren M NCASPH, M NCASNL, M NCASPL, M NCASNH ermöglichen die Einhaltung von Grenzwerten (maximum rating Parametern), wie Spannung an CANH und CANL -27V bis +40V.
Bei dem Sendemodul 121 ist die Sendestufe 121 A zwischen den Anschluss 43 für die Spannungsversorgung und den Anschluss 41 (CANH) für das Signal CAN_H geschaltet. Die Sendestufe 121 C ist zwischen den Anschluss 43 für die Spannungsversorgung und den Anschluss 42 (CANL) geschaltet. Die Sendestufe 121 D ist zwischen den Anschluss 41 (CANH) für das Signal CAN_H und den Anschluss 44 für Masse bzw. den Anschluss 44 (CAN_GND) geschaltet. Die Sendestufe 121 B ist zwischen den Anschluss 42 (CANL) für das Signal CAN_L und den Anschluss 44 für Masse bzw. den Anschluss 44 (CAN_GND) geschaltet. Somit ist bei dem Sendemodul 121 zum einen die Sendestufe 121 A in den CANH-Pfad geschaltet. Zum anderen ist die Sendestufe 121 D in den CANH-Pfad geschaltet. In den CANL-Pfad ist zum einen die Sendestufe 121 C geschaltet. Zum anderen ist die Sendestufe 121 B in den CANL-Pfad geschaltet. Somit hat das Sendemodul 121 im CANH-Pfad und im CAN L-Pfad jeweils Parallelschaltungen einer bestimmten Anzahl von schaltbaren Strömen der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D. Der Stromwert der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D wird durch die Anzahl der in die Stellung 1 geschalteten Stromstufenschalter der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D bestimmt.
Fig. 10 zeigt als Beispiel den Aufbau des ersten bis n-ten Stromstufenschalters S1 bis Sn der Sendestufe 121 D. Demzufolge hat der erste Stromstufenschalter S1 eine Stromquelle IrefDI . Der zweite Stromstufenschalter S2 hat eine Stromquelle lrefD2. Der n-te Stromstufenschalter Sn hat eine Stromquelle IrefDn. Optional ist mindestens eine der Stromquellen IrefDI bis IrefDn eine Stromsenke.
Die Stromstufenschalter der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C sind auf dieselbe Weise aufgebaut.
Die Funktionsweise der Schaltung von Fig. 9, welche Schaltungen gemäß Fig. 10 aufweist, ist anhand der folgenden Tabelle 2 in Abhängigkeit von der Betriebsart des Sendemoduls 121 und dem Buszustand 401 (dorn), 403 (sic), 402 (rec) in der SIC- Betriebsart (Arbitrationsphase 451) und dem Buszustand L0, L1 in der Datenphase 452 erläutert. Tabelle 2 gibt je nach Zustand des Sendemoduls 121 und der Betriebsart des Sendemoduls 121 in den Phasen 451 , 452 die geforderte Impedanz sowie die Impedanz der Sendestufen 121 A /121 B und Impedanz der Sendestufen 121 C /121 D an. Außerdem ist je nach Zustand des Sendemoduls 121 und der Betriebsart des Sendemoduls 121 in den Phasen 451 , 452 der Treiberstrom der Sendestufen 121A/121 B und der Sendestufen 121 C /121 D angegeben. Der Treiberstrom der Sendestufen 121A/121 B und der Sendestufen 121 C /121 D wird von den zugehörigen Stromstufenschaltern S1 bis Sn geliefert.
Tabelle 2: Geforderte Impedanz und Treiberstrom je nach Sendezustand
Ist die Impedanz „unendlich“, ist das Sendemodul 121 oder die jeweilige Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D abgeschaltet oder nicht leitfähig geschaltet.
Bei der Sendestufe 121 werden, zur Einstellung des differentiellen Widerstands zwischen den Anschlüssen CANH, CANL während des Sendemodul-Zustands (SIC-Zustand), die Widerstände R_H und R_L verwendet Die Widerstände R_H, R_L haben jeweils beispielsweise den Wert 240 Ohm. Ziel ist eine Impedanz von
120 Ohm gemäß dem Wellenwiderstand Zw der Busadern 41 , 42 einzustellen. Dagegen kann die Impedanz der Stromspiegel aller vier Sendestufen 121 A,
121 B, 121 C, 121 D deutlich größer gewählt werden als 240 Ohm. Dies führt vereinfacht zu einer Parallelschaltung der beiden 240 Ohm Widerstände und somit zu einer angepassten Impedanz von 120 Ohm.
Zudem kann dadurch mit der Sendestufe 121 sogar in dem Zustand 401 (dorn) ein differentieller Widerstand zwischen den Anschlüssen CANH, CANL eingestellt werden, welcher zum Wellenwiderstand der Busadern 41 , 42 von jeweils typischerweise 120 Ohm passt. Damit werden Reflexionen im Zustand 401 (dorn) vermieden.
Die beschriebene Ausgestaltung der Sendestufe 121 verhindert, dass eine Versorgungsspannung an dem Anschluss 43 von > 5V notwendig wäre, was aufgrund von Systemvoraussetzungen bzw. Vorgaben der CAN-Spezifikationen nicht möglich ist. Dies wäre jedoch erforderlich, wenn das zuvor beschriebene vorteilhafte Verhalten mit einer Lösung mit Widerstandskonzept in den Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D erreicht werden sollte. Ein zusätzlicher Vorteil der beschriebenen Ausgestaltung der Sendestufe 121 liegt darin, dass der Strom, welcher während des Zustands 403 (sic) in den beiden Pfaden der Sendestufen 121 A/D und 121 B/C fließt, beliebig oder „frei“ eingestellt werden kann, wie in der Tabelle 1 angegeben.
Die Aufteilung jeder Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D von Fig. 9 in n-Teile bzw. die n Stromstufen der Stromstufenschalter erlaubt einen zeitlich gestaffelten und gesteuerten Schaltvorgang zwischen den Buszuständen 401 , 402, 403 in der Arbitrationsphase (SIC- Betriebsart) 451 oder den Buszuständen L0, L1 der Datenphase 452. Insbesondere sind die Stromwerte der n Stromstufen der Stromstufenschalter eingestellt, wie mit Fig. 11 in einem speziellen Beispiel veranschaulicht.
Fig. 11 zeigt ein Beispiel für das Stromniveau pro Schaltstufe bzw. der Stromstufenschalter S1 bis S12. Somit sind bei dem gezeigten Beispiel zwölf der Stromstufen bzw. Stromstufenschalter S1 , S2 bis S6 bis S12 für jede der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D verwendet. Die Stromstufen bzw. Stromstufenschalter S1 , S2 bis S6 bis S12 sind mit den zugehörigen Transistoren MPMIR, MPR, MPO, MPI, MP2 bis MPn des Stromspiegels für die Sendestufen 121A, 121 C von Fig. 9 bzw. den zugehörigen Transistoren MNMIR, MNR, MNO, MNI, MN2 bis MNn des Stromspiegels für die Sendestufen 121 D, 121 B von Fig. 9 ein- oder ausschaltbar. Es gilt bei dem Beispiel von Fig. 11 also n = 12.
Der Wert des Stroms I (vertikale Achse in Fig. 11) bzw. 11 , I2, I6, 112 usw. wird durch die Wahl des Werts des elektrischen Stroms der jeweiligen Stromstufe bzw. Stromstufenschalter S1 bis S12 eingestellt. Die einzelnen Stromstufen bzw. Stromstufenschalter S1 bis S12 (horizontale Achse in Fig. 12) haben somit Stromquellen IrefDI , lrefD2 bis IrefDn, die einen elektrischen Strom mit unterschiedlichen Stromwerten liefern.
Zum Erzeugen der Buszustände 401 , 402, 403 in der Arbitrationsphase 451 oder den Buszuständen L0, L1 der Datenphase 452 gemäß Tabelle 2 werden die einzelnen Stromstufen S1 bis S12 mit Hilfe der Ansteuerschaltungen T_A, T_B, T_C, T_D der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D zeitlich versetzt ein- oder ausgeschaltet. Dadurch fließt in dem CANH-Pfad oder CANL-Pfad, in den die Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D geschaltet ist, ein entsprechender elektrischer Strom I.
Ganz allgemein ist es vorteilhaft, die Staffelung (Staggerstufen) pro Schaltstufe bzw. Stromstufe S1 bis S12 derart auszulegen, dass die Form des Differenzsignals VDIFF der Gauß’schen Fehlerfunktion folgt. Damit wird analytisch die geringste Emission erzeugt.
Beispielsweise kann für den Übergang von einem Zustand 402 (rezessiv) zu einem Zustand 401 (dominant), was einer steigenden Flanke der Differenzspannung VDIFF von Fig. 4 entspricht, durch das zeitlich versetzte Hinzuschalten der Stromstufen der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D der Strom im CANH-Pfad und im CANL-Pfad zur Erzeugung eines Dominant-Pegels am Bus 40 schrittweise erhöht werden. Der Übergang von einem Zustand 401 (dominant) zu einem Zustand 402 (rezessiv), was einer fallenden Flanke der Differenzspannung VDIFF von Fig. 4 entspricht, erfolgt entsprechend durch zeitlich versetztes Abschalten der Stromstufen der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D, wodurch der Strom im CANH und CANL-Pfad schrittweise gesenkt wird. Der gesamte Strom, der durch die Summe der Ströme 11 bis 112 bzw. 11 bis In aller Stromstufen S1 bis Sn gegeben ist, fließt während des Zustands 401 (dominant). Hier sind alle Stromstufen S1 bis Sn der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D eingeschaltet und der Gesamtstrom zur Erzeugung des Dominant- Pegels von nominal VDIFF = 2V fließt durch den Buswiderstand oder Abschlusswiderstand 49.
Durch die zeitliche Steuerung ist es möglich, die Signalform von CAN_H und CAN_L so anzugleichen, wie gemäß Fig. 6 gefordert. Es ist ein gezieltes Formen (Shaping) der Signalverläufe für CAN_H und CAN_L möglich. Insgesamt können die Buszustände 401 , 402, 403 in der Arbitrationsphase 451 oder die Buszustände L0, L1 der Datenphase 452 je nach den Vorgaben geformt werden.
Die Ströme der einzelnen Stromstufen S1 bis Sn der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C und somit ihr jeweiliger Anteil am Gesamtstrom können auf unterschiedliche Weise gewählt werden, um eine möglichst niedrige Emission zu erreichen, insbesondere eine geringe Emission des Sendemoduls 121. Vorteilhaft für eine niedrige Emission ist es, zu Beginn und am Ende eines Schaltvorgangs zwischen Buszuständen 401 , 402 wenig Strom hinzu- oder wegzuschalten und in der Mitte des Schaltvorganges viel Strom hinzu- oder wegzuschalten. Daher ist die in Fig. 11 gezeigte Einstellung der Ströme 11 , I2 bis In der Stromstufen S1 bis S12 sehr vorteilhaft.
Im Gegensatz zu einer Realisierung mit identischen Stromquellen in den Stromstufen S1 bis Sn der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C vermeidet die Konfiguration gemäß Fig. 9 bis 11 eine Stromerhöhung während des Ausschaltens, dem Übergang von dem Zustand 401 (Dominant) zu dem Zustand 402 (Rezessiv).
Die Granularität der zeitlichen Staffelung (Staggering) für das Ein- oder Ausschalten der einzelnen Stromstufen S1 bis S12 liegt in einem Bereich von etwa 2ns. Derartige kleine Stufen oder Schritte für die zeitliche Staffelung verursachen ein geringe Common-Mode-Störung und haben geringen negativen Einfluss auf die Emission. Dabei werden die Stromschritte, die über die Stromstufen S1 , S2 bis S6 bis S12 eingestellt werden, fix gehalten und die zeitliche Staffelung variiert, so dass sich beim Einschaltvorgang ein möglichst weiches Verhalten einstellt (gemäß Gauß-scher Error- Funktion). Die Variation der Zeitschritte oder Zeitstufen verhindert außerdem das Auftreten einer schmalbandigen Frequenzlinie im Abstrahl-Frequenzspektrum.
Alternativ können die Staffelungsschritte (Staggering-Schritte) über fixe Zeitschritte und variierte Stromschritte ausgeführt werden.
Durch die gezeigte Struktur des Sendemoduls 121 wird ein symmetrisches Schalten der Bussignale CAN_H und CAN_L (Fig. 6) bei steilen Schaltflanken zwischen den Buszuständen 401 , 402, 403 in der Arbitrationsphase (SIC- Betriebsart) 451 oder den Buszuständen L0, L1 der Datenphase 452 ermöglicht.
Zum einen werden durch die dargestellte Struktur des Sendemoduls 121 aufgrund der Verwendung schneller CMOS-Schalter oder CMOS-Transistoren weitaus steilere Schaltflanken zwischen den Buszuständen 401 , 402, 403 in der Arbitrationsphase (SIC- Betriebsart) 451 oder den Buszuständen LO, L1 der Datenphase 452 realisiert. Zum anderen wird während der Schaltvorgänge die zur Einhaltung der Emissionsgrenzwerte notwendige Symmetrie des zeitlichen Verlaufs der Bussignale CAN_H und CAN_L erreicht Ein Abgleich (Matching) der Kennlinien wird durch die Wahl oder Verwendung der Stromquellen der Stufenschaltungen 121 A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1 erreicht. Damit ist der Abgleich (Matching) der Kennlinien weniger abhängig von Parametern der verwendeten Transistoren der Stufenschaltungen 121A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1.
Der Dominantzustand 401 (dorn) wird bestimmt durch einen Abgleich (Matching) der Stufenschaltung 121 A1 mit der Stufenschaltung 121 B1. Hierbei und auch im Folgenden bedeutet der Begriff „Abgleich“ gemäß einer Möglichkeit einen aktiven Trimmschritt. Gemäß einer anderen Möglichkeit bedeutet „Abgleich“, dass die Werte der Stromquellen der Stufenschaltungen 121 A1 , 121 B1 möglichst gut zusammenpassen, was standardmäßig ohne Abgleichschritt oder Trimmschritt erfolgt.
Der Sic-Zustand (sic) wird bestimmt durch einen Abgleich (Matching) der Stufenschaltung 121 A1 mit der Stufenschaltung 121 C1 und einen Abgleich (Matching) der Stufenschaltung 121 D1 mit der Stufenschaltung 121 B1 .
In der Betriebsart XL-Fast wird der Zustand LO bestimmt durch einen Abgleich (Matching) der Stufenschaltung 121 A1 mit der Stufenschaltung 121 B1 . Der Zustand L1 wird bestimmt durch einen Abgleich (Matching) Stufenschaltung 121 C1 mit der Stufenschaltung 121 D1 .
Die folgende Tabelle 3 zeigt ein Beispiel für die Werte a, b, c, d, z, die für das Sendemodul 121 von Fig. 9 zum Erzeugen der jeweiligen Sendemodul-Zustände gewählt werden können. Der Wert a gibt an, wie viele Stromstufenschalter der ersten Sendestufe 121 B leitfähig geschaltet sind. Der Wert b gibt an, wie viele Stromstufenschalter der zweiten Sendestufe 121 B leitfähig geschaltet sind. Der Wert c gibt an, wie viele Stromstufenschalter der dritten Sendestufe 121 C leitfähig geschaltet sind. Der Wert d gibt an, wie viele Stromstufenschalter der vierten Sendestufe 121 D leitfähig geschaltet sind. Der Wert z gibt an, wie viele Transistoren der Transistoren MPi bis MPn und wie viele Transistoren der Transistoren MNi bis MNn leitfähig geschaltet sind. Somit zeigt Tabelle 3 ein Beispiel, wieviel parallel geschaltete Stromstufenschalter von jeder Sendestufe 121 A, 121 B, 121 C, 121 D jeweils leitfähig sind, um die entsprechenden Zustände des Sendemoduls 121 (Transmitter-States) einzustellen. Wie aus Tabelle 3 beispielsweise ablesbar, sind in der Arbitrationsphase zum Treiben eines Zustands 401 (dorn) eine Anzahl von 60 Transistoren MP und eine Anzahl von 60 Transistoren MN sowie eine Anzahl von 60 Stromstufenschaltern der ersten Sendestufe 121 A und eine Anzahl von 60 Stromstufenschaltern der zweiten Sendestufe 121 B leitfähig geschaltet.
Tabelle 3: Geforderte Anzahl von parallel geschalteten Schalttransistoren für die Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D je nach Zustand des Sendemoduls 121 (Transmitter-State).
Das beschriebene Sendemodul 121 ermöglicht durch eine Aufteilung seiner vier Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D in n Teile einen zeitlich gestaffelten und gesteuerten Schaltvorgang. Dabei ist ein Einschalten gemäß Gauß-scher Error- Funktion realisierbar. Dies ermöglicht ein Einstellen eines weichen Verhaltens beim Einschaltvorgang. Außerdem verhindert die mögliche Variation von Zeitstufen beim Einschalten das Auftreten einer schmalbandigen Frequenzlinie im Abstrahl-Frequenzspektrum. Alternativ ist es möglich, mit dem beschriebenen Sendemodul 121 einen gestaffelten und gesteuerten Schaltvorgang über fixe Zeitschritte und variierte Spannungsschritte auszuführen. Auch dadurch kann das Emissionsverhalten des Sendemoduls 121 derart beeinflusst werden, dass die vorgegebenen Grenzwerte eingehalten werden.
Noch dazu kann das beschriebene Sendemodul 121 Effekte aufgrund von unsymmetrischem Verhalten der Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D verringern, die in den Sendezuständen dorn, sic, rec auftreten können und die Emission verschlechtern. Das Sendemodul 121 verhindert ein ungleiches Verhalten von Komponenten in Sendestufen 121 A, 121 B (Effekt 1) einer Vollbrücke, so dass im dom-Zustand eine Veränderung der Common-Mode- Spannung im Vergleich zu dem rec-Zustand minimiert oder verhindert wird. Zudem kann das Sendemodul 121 ein ungleiches Verhalten von Komponenten in Sendestufen 121 A/121 D und 121 C/121 B der Vollbrücke verhindern (Effekt 2), so dass im sic-Zustand eine Veränderung der Common-Mode-Spannung im Vergleich zu dem rec-Zustand minimiert oder verhindert wird. Dies ist besonders vorteilhaft, da nur wenn ausgehend vom Common-Mode-Pegel des rec-Zustands die Common-Pegel im dom-Zustand und im sic-Zustand zu denjenigen des rec- Zustands passen, ein ausreichendes Emissionsergebnis erzielt werden kann, jedoch die Ursachen, welche zu dem Verhalten von Effekt 1 führen, andere sein können als die zum Effekt 2 führen.
Alle zuvor beschriebenen Ausführungsvarianten des Sendemoduls 121 können auch mit veränderter Schaltungstopologie der Vollbrücke verwendet werden. Beispielsweise können die Dioden an anderer Stelle im Pfad zu dem Anschluss 43 angeordnet sein. Dann können die Kaskoden entfallen und in den Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D können spannungsfestere Stromstufenschalter zum Einsatz kommen.
Fig. 12 zeigt den grundlegenden Aufbau eines Sendemoduls 1210 gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel, das für eine der Teilnehmerstationen 10, 30 anstelle eines Sendemoduls 121 des vorangehenden Ausführungsbeispiels verwendbar ist. Das Sendemodul 1210 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist bis auf die nachfolgenden Unterschiede identisch zu dem Sendemodul 121 des vorangehenden Ausführungsbeispiels aufgebaut.
Das Sendemodul 1210 hat eine Regelschaltung 15A zum Abgleich der Gleichtaktspannung VCM für Buszustände, bei denen VDIFF ungleich 0V ist Derartige Buszustände sind beispielsweise der Zustand VDIFF = 2 V, was dem Zustand 401 (dorn) entspricht, oder der Zustand VDIFF = 1 V, was dem Zustand levelO bzw. L0 entspricht, oder der Zustand VDIFF = -1 V, was dem Zustand levell bzw. L1 entspricht, wie zuvor in Bezug auf Fig. 3 und Fig. 4 sowie Fig. 6 und Fig. 8 beschrieben.
Die Regelschaltung 15A hat ein Replikum 153, in dem eine skalierte Buslast 1531 mit zwei Widerständen RDLI , RDL2 angeordnet ist. Die skalierte Buslast 1531 hat eine skalierte Größe des Abschlusswiderstands 49 des Busses 40. Die skalierte Buslast 1531 hat eine Größe, die insbesondere um den Faktor 100 oder einen sonstigen Faktor kleiner als die Größe des Abschlusswiderstands 49 ist. Insbesondere ist die skalierte Buslast 1531 ein einstellbarer Widerstand.
Zwischen den Widerständen RDLI , RDL2 hat das Replikum 153 einen zentralen Abgriffpunkt, der gleich dem Gleichtaktpunkt oder Abgriffpunkt 157 ist. Die Widerstände RDLI , RDL2 haben dieselbe Größe, genauer denselben Widerstandswert.
Das Replikum 153 ist ansonsten aufgebaut, wie zuvor für das Replikum 152 des Sendemoduls 121 des vorangehenden Ausführungsbeispiels beschrieben.
Die Bandbreite der Regelschleife der Regelschaltung 15A, insbesondere die Bandbreite des Differenzverstärkers 151 , wird so gewählt, dass innerhalb der Bitdauer t_bt1 oder t_bt2, die in Fig. 3 gezeigt sind, ein Abgleich der Gleichtaktspannung VCM für Buszustände erfolgt, bei denen VDIFF ungleich 0V ist.
Mit dem Replikum 153 ist die Ermittlung der (ungestörten) Gleichtaktspannung VCM möglich, welche die Prozess- und Temperaturabhängigkeiten der Ausgänge der Sendestufe 1210 mit abbildet. Gemäß einer ersten Modifikation des Sendemoduls 1210 von Fig. 12 sind in der Regelschaltung 15 mindestens zwei Replika 153 oder mindestens zwei Replika 152, 153 parallelgeschaltet. Auf diese Weise können für den Abgleich in mindestens zwei der möglichen Buszustände, insbesondere allen möglichen Buszuständen 401 (dorn), 402 (rec), 403 (sic), L0, L1 von Fig. 3 bis Fig. 4 oder Fig. 6 und Fig. 8, mehrere Replika verwendet werden. Insbesondere kann für jeden abzugleichenden Buszustand ein anderes Replikum 152 verwendet werden.
Gemäß einer zweiten Modifikation des Sendemoduls von Fig. 12 sind in der Regelschaltung 15 mindestens zwei Replika parallelgeschaltet, wobei das Replikum nicht nur die Ausgangsstufe der Sendestufen 121 A, 121 D ist, sondern ein Replikum der gesamten Vollbrücke. Ein solches Replikum ist die Ausgangsstufe der in die H-Brücke (Vollbrücke) verschalteten Sendestufen 121 A, 121 B, 121 C, 121 D. Auch auf diese Weise können für den Abgleich in mindestens zwei der möglichen Buszustände, insbesondere allen möglichen Buszuständen 401 (dorn), 402 (rec), 403 (sic), L0, L1 von Fig. 3 bis Fig. 4 oder Fig. 6 und Fig. 8, mehrere Replika verwendet werden.
Fig. 13 zeigt den grundlegenden Aufbau eines Sendemoduls 1211 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel, das für eine der Teilnehmerstationen 10, 30 anstelle eines Sendemoduls 121 , 1210 der vorangehenden Ausführungsbeispiele verwendbar ist. Das Sendemodul 1211 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist bis auf die nachfolgenden Unterschiede identisch zu dem Sendemodul 1210 des vorangehenden Ausführungsbeispiels aufgebaut.
Das Sendemodul 1211 hat eine Regelschaltung 15B mit schaltbarer Buslast
1531 in einem Replikum 153A. Hierfür hat das Replikum 153A eine Schalteinheit
1532 und einen Anschluss 1533, in den ein Steuersignal sic zum Ansteuern der Schalteinheit 1532 eingegeben werden kann. Das Steuersignal sic kann beispielsweise von der Steuereinrichtung 124 ausgegeben werden. In dem Zustand mit Busspannung VDIFF =0V, was dem SIC-Zustand 403 von Fig. 6 entspricht, wird das logische Signal sic=1 an den Anschluss 1534 geschaltet. Dadurch wird die skalierte Buslast 1531 kurzgeschlossen.
Wichtig bei dieser Implementierung ist ein weiches Schalten zwischen den Regelzuständen, insbesondere am Signal sic am Anschluss 1534. Dieses weiche Schalten kann beispielsweise durch weniger steile Flanken im Signal sic erreicht werden. Zusätzlich oder alternativ kann das weiche Schalten durch eine entsprechende Bandbreite des Differenzverstärkers 151 bewirkt werden.
Das Replikum 153A ist ansonsten aufgebaut, wie zuvor für das Replikum 153 des Sendemoduls 121 des vorangehenden Ausführungsbeispiels beschrieben.
Somit ist die Regelschaltung 15B zum Abgleich der Gleichtaktspannung VCM für Buszustände verwendbar, bei denen VDIFF gleich 0V oder ungleich 0V ist. Derartige Buszustände sind beispielsweise der sic-Zustand (VDIFF = 0 V) oder der Zustand VDIFF = 2V, was dem Zustand 401 (dorn) entspricht, oder der Zustand VDIFF = 1 V, was dem Zustand levelO bzw. L0 entspricht, oder der Zustand VDIFF = -1 V, was dem Zustand levell bzw. L1 entspricht, wie zuvor in Bezug auf Fig. 3 und Fig. 4 sowie Fig. 6 und Fig. 8 beschrieben.
Mit dem Replikum 153A ist die Ermittlung der (ungestörten) Gleichtaktspannung VCM möglich, welche die Prozess- und Temperaturabhängigkeiten der Ausgänge der Sendestufe 1211 mit abbildet. Dies gilt für alle zuvor genannten Buszustände, bei denen VDIFF gleich 0V oder ungleich 0V ist.
Auch bei der Sendestufe 1211 sind mehrere Replika 152, 153, 153A möglich, wie zuvor in Bezug auf die Sendestufe 1210 beschrieben.
Fig. 14 zeigt den grundlegenden Aufbau eines Sendemoduls 1212 gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel, das für eine der Teilnehmerstationen 10, 30 anstelle eines Sendemoduls 121 , 1210, 1211 der vorangehenden Ausführungsbeispiele verwendbar ist. Das Sendemodul 1212 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist bis auf die nachfolgenden Unterschiede identisch zu dem Sendemodul 121 des ersten Ausführungsbeispiels aufgebaut. Das Sendemodul 1212 hat Sendestufen 121 A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1 , die jeweils als resistive Sendestufen aufgebaut sind. Dadurch sind nur Transistoren MPCURR und MNCURR als Strombegrenzer vorhanden. Jedoch ist die Regelschaltung 15 aufgebaut, wie zuvor in Bezug auf das Sendemodul 121 beschrieben.
Der Transistor MPCURR bewirkt, dass ein Strom IHS, der aus dem Transistor MPCURR in die Vollbrücke zu den Sendestufen 121 A, 121 C fließt, kleiner als ein vorbestimmter Wert ist. Insbesondere gilt IHS < 115 mA. Der Transistor MNCURR bewirkt, dass ein Strom ILS, der von der Vollbrücke aus den Sendestufen 121 D, 121 B in den Transistor MNCURR fließt, kleiner als ein vorbestimmter Wert ist. Insbesondere gilt ILS < 115 mA.
Die erste Sendestufe 121 A1 hat Widerstände R_M_HS, die jeweils in die Stromstufenschalter der Sendestufe 121 A1 geschaltet sind, wie in Fig. 14 gezeigt. Die zweite Sendestufe 121 B1 hat Widerstände R_M_LS, die jeweils in die Stromstufenschalter der Sendestufe 121 B1 geschaltet sind. Die dritte Sendestufe 121 C1 hat Widerstände R_C_LS, die jeweils in die Stromstufenschalter der Sendestufe 121 C1 geschaltet sind. Die vierte Sendestufe 121 D1 hat Widerstände R_C_HS, die jeweils in die Stromstufenschalter der Sendestufe 121 D1 geschaltet sind.
Ansonsten sind der Aufbau und die Funktion des Sendemoduls 1212 zur Erzeugung der Buszustände derselbe, die in Bezug auf Fig. 3 bis Fig. 8 beschrieben sind.
Bei dem Sendemodul 1212, das mit resistiver H-Brücke (Vollbrücke) aufgebaut ist, wird die Gleichtaktspannung VCM vor allem durch die Abstimmung (Matching) der Widerstände der Sendestufen 121 A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1 bestimmt. Daher kann bei dem Sendemodul 1212 die Gleichtaktspannung VCM je nach Ausgestaltung der Sendestufen 121 A1 , 121 B1 , 121 C1 , 121 D1 klein ausfallen. Falls die Leckströme der Dioden des Sendemoduls 1212 nicht vernachlässigbar sind, kann durch Verstellen der Begrenzungsströme (l_CTRL und l_BIAS) der Kanalwiderstand der Strombegrenzer, insbesondere der Transistoren MPCURR, M NNCURR, verstellt werden und somit die Gleichtaktspannung VCM nach oben und unten verstellt werden.
Auch bei der Sendestufe 1212 sind mehrere Replika 152, 153, 153A möglich, wie zuvor in Bezug auf die Sendestufen 1210, 1211 beschrieben.
Somit kann mit den zuvor beschriebenen Sendemodulen 121 , 1210, 1211 , 1212 und deren Regelschaltungen 15, 15A, 15B ein Abgleich der Gleichtaktspannung VCM erreicht werden, so dass die Emission selbst während der Schaltvorgänge zwischen den verschiedenen Buszuständen 401 , 402, 403, L1 , L0 von Fig. 3, Fig. 6 und Fig. 8 minimiert werden kann.
Alle zuvor beschriebenen Ausgestaltungen der Sendemodule 121 , 1210, 1211 , 1212, der Sende-/Empfangseinrichtungen 12, 22, der Regelschaltungen 15, 15A, 15B der Teilnehmerstationen 10, 20, 30, des Bussystems 1 und des darin ausgeführten Verfahrens gemäß dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel und deren Modifikationen können einzeln oder in allen möglichen Kombinationen Verwendung finden. Zusätzlich sind insbesondere folgende Modifikationen denkbar.
Das zuvor beschriebene Bussystem 1 gemäß dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel ist anhand eines auf dem CAN-Protokoll basierenden Bussystems beschrieben. Das Bussystem 1 gemäß dem ersten und/oder zweiten Ausführungsbeispiel kann jedoch alternativ eine andere Art von Kommunikationsnetz sein, bei dem die Signale als differentielle Signale übertragen werden. Es ist vorteilhaft, jedoch nicht zwangsläufige Voraussetzung, dass bei dem Bussystem 1 zumindest für bestimmte Zeitspannen ein exklusiver, kollisionsfreier Zugriff einer Teilnehmerstation 10, 20, 30 auf den Bus 40 gewährleistet ist.
Das Bussystem 1 gemäß dem ersten und/oder zweiten Ausführungsbeispiel und deren Modifikationen ist insbesondere ein CAN-Bussystem oder ein CAN-HS- Bussystem oder ein CAN FD-Bussystem oder ein CAN SIC-Bussystem oder ein CAN XL-Bussystem. Das Bussystem 1 kann jedoch ein anderes Kommunikationsnetzwerk sein, bei dem die Signale als differentielle Signale und seriell über den Bus übertragen werden.
Somit ist die Funktionalität der zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiele beispielsweise bei Sende-/Empfangseinrichtungen 12, 22 einsetzbar, die in einem CAN-Bussystem oder einem CAN-HS-Bussystem oder einem CAN FD- Bussystem oder einem CAN SIC-Bussystem oder einem CAN XL-Bussystem betreibbar sind.
In dem Bussystem 1 können Teilnehmerstationen 10, 30 vorhanden sein, von denen mindestens eine Teilnehmerstation ein Sendemodul 121 gemäß Fig. 9 verwendet und mindestens eine Teilnehmerstation ein Sendemodul 1210 gemäß Fig. 12 oder ein Sendemodul 1211 gemäß Fig. 13 oder ein Sendemodul 1212 gemäß Fig. 14 verwendet.
Die Anzahl und Anordnung der Teilnehmerstationen 10, 20, 30 in dem Bussystem 1 gemäß dem ersten bis vierten Ausführungsbeispiel und deren Modifikationen ist beliebig. Insbesondere sind nur Teilnehmerstationen 10 oder nur Teilnehmerstationen 30 in den Bussystemen 1 des ersten oder zweiten Ausführungsbeispiels vorhanden.

Claims

Ansprüche
1 ) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem (1), mit einer ersten Sendestufe (121 A; 121 A1 ) zur Erzeugung von Sendeströmen (11 bis In) für ein erstes Signal (CAN_H), das auf einen Bus (40) des Bussystems (1) zu senden ist, einer zweiten Sendestufe (121 B; 121 B1 ) zur Erzeugung von Sendeströmen (11 bis In) für ein zweites Signal (CAN_L), das als ein zu dem ersten Signal (CAN_H) differentielles Signal auf den Bus (40) zu senden ist, einer dritten Sendestufe (121 C; 121 C1 ) zur Erzeugung von Sendeströmen (11 bis In) für das erste Signal (CAN_H), einer vierten Sendestufe (121 D; 121 D1) zur Erzeugung von Sendeströmen (11 bis In) für das zweite Signal (CAN_L), und eine Regelschaltung (15; 15A; 15B) zum Abgleich einer Gleichtaktspannung (VCM) für die erste bis vierte Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1), wobei die erste bis vierte Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1) in eine Vollbrücke geschaltet sind, bei der die erste und vierte Sendestufe (121 A, 121 D; 121 A1 , 121 D1 ) in Reihe geschaltet sind und die dritte und zweite Sendestufe (121 C, 121 B; 121 C1 , 121 B1) in Reihe geschaltet sind, wobei die Regelschaltung (15; 15A; 15B) ein Replikum (152; 153;
153A) einer Ausgangsstufe des Sendemoduls (121 ; 1210; 1211 ; 1212) aufweist, und wobei das Replikum (152; 153; 153A) an die Ausgangsstufe des Sendemoduls (121 ; 1210; 1211 ; 1212) angeschlossen ist.
2) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 1 , wobei ein Gleichtaktpunkt (157) des Replikums (152; 153; 153A) auf der Gleichtaktspannung (VCM) des Ausgangs der Sendestufen (121 A, 121 D; 121 A1 , 121 D1) liegt.
3) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 2, wobei die Regelschaltung (15; 15A; 15B) zudem aufweist einen Differenzverstärker (151) mit einem Eingang, der an den Gleichtaktpunkt (157) des Replikums (152; 153; 153A) angeschlossen ist, und einen Regeltransistor (MNCTRL) zum Regeln einer Gleichtaktspannung (VCM) auf einen vorbestimmten Wert (AV), wobei die Gleichtaktspannung (VCM) an dem Gleichtaktpunkt (157) des Replikums (152; 153; 153A) anliegt.
4) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Replikum (152; 153; 153A) eine Reihenschaltung aus einem Transistor (MPR), einer Diode (MNDIOPR), einem Transistor (MPCASPR), einer Diode (MNDIONR), einem Transistor (MPCASNR) und einem Transistor (MNR) in der genannten Reihenfolge aufweist, und wobei die Größen der Bauteile der Reihenschaltung um einen vorbestimmten Faktor kleiner als Größen der Bauteile des Ausgangs der ersten und vierten Sendestufe (121 A, 121 D; 121 A1 , 121 D1) sind.
5) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 4, wobei der Transistor (MPCASPR) und der Transistor (MPCASNR) jeweils als Kaskode ausgestaltet sind.
6) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei Ausgangsanschlüsse (41 , 42) der Vollbrücke zum Anschluss an einen Abschlusswiderstand (49) des Busses(40) vorgesehen sind, und wobei das Replikum (153; 153A) in der Reihenschaltung eine Buslast (1531) aufweist, die eine Nachbildung eines Abschlusswiderstands (49) des Busses (40) ist. 7) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 6, wobei die Buslast (1531) zwei Widerstände (RDLI , RDL2) aufweist, die beide an den Gleichtaktpunkt (157) des Replikums (152; 153; 153A) angeschlossen sind.
8) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 6 oder 7, wobei das Replikum (153A) eine Schalteinheit (1532) aufweist zum Einschalten oder Ausschalten der Buslast (1531).
9) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei jede Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1 ) ausgestaltet ist, den Wert des im Betrieb des Sendemoduls (121) von der Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1 ) ausgegebenen elektrischen Stroms (11 bis In) mit einem Stromspiegel am Eingang der Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1 ) einzustellen.
10) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Stromspiegel am Eingang jeder Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1) zwei CMOS-Transistoren aufweist, wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der ersten Sendestufe (121 A; 121A1) PMOS-Transistoren sind, wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der zweiten Sendestufe (121 B; 121 B1) NMOS-Transistoren sind, wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der dritten Sendestufe (121 C; 121 C1) PMOS-Transistoren sind, und wobei die CMOS-Transistoren des Stromspiegels am Eingang der vierten Sendestufe (121 D; 121 D1) NMOS-Transistoren sind.
11 ) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei jede Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1 ) mindestens zwei Stromstufen (S1 bis Sn) aufweist, die parallel zueinander geschaltet sind. 12) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 11 , wobei die mindestens zwei Stromstufen (S1 bis Sn) mindestens eine Stromsenke aufweisen.
13) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach Anspruch 11 oder 12, wobei eine Anzahl n der mindestens zwei Stromstufen (S1 bis Sn) für jede der ersten bis vierten Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1 ) dieselbe ist, wobei n eine natürliche Zahl größer 1 ist.
14) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, zudem mit einem ersten Widerstand (R_H), dessen eines Ende an die erste Sendestufe (121 A; 121 A1) angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an die dritte Sendestufe (121 C; 121 C1) angeschlossen ist, und einem zweiten Widerstand (R_L), dessen eines Ende an die zweite Sendestufe (121 B; 121 B1) angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an die vierte Sendestufe (121 D; 121 D1) angeschlossen ist.
15) Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, zudem mit einer Ansteuerschaltung (T_A; T_B; T_C; T_D) zur Ansteuerung von schaltbaren Komponenten der ersten bis vierten Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1 ) in Abhängigkeit von einem digitalen Sendesignal (TxD) und von einer für das Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) eingestellten Betriebsart (SIC; FAST_TX).
16) Sendemodul (121 ; 1210) nach Anspruch 15, wobei die Ansteuerschaltung (T_A; T_B; T_C; T_D) zum zeitlich gestaffelten und gesteuerten Schalten der Ströme von mindestens zwei Stromstufenschaltern (S1 bis Sn) der ersten bis vierten Sendestufe (121 A bis 121 D; 1210A bis 1210D) ausgestaltet ist.
17) Sende-/Empfangseinrichtung (12; 22) für eine Teilnehmerstation (20) für ein serielles Bussystem (1), mit einem Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) nach einem der vorangehenden Ansprüche, und einem Empfangsmodul (122) zum Empfangen von Signalen von dem Bus (40).
18) Teilnehmerstation (10; 20; 30) für ein serielles Bussystem (1), mit einer Sende-/Empfangseinrichtung (12; 22) nach Anspruch 17, und einer Kommunikationssteuereinrichtung (11 ; 21) zum Steuern der Kommunikation in dem Bussystem (1) und zur Erzeugung eines digitalen Sendesignals (TxD) zur Ansteuerung der ersten bis vierten Sendestufe (121 A bis 121 D; 121A1 bis 121 D1).
19) Teilnehmerstation (10; 20; 30) nach Anspruch 18, wobei die Teilnehmerstation (10; 20; 30) für die Kommunikation in einem Bussystem (1) ausgestaltet ist, in dem zumindest zeitweise ein exklusiver, kollisionsfreier Zugriff einer Teilnehmerstation (10, 20, 30) auf den Bus (40) des Bussystems (1) gewährleistet ist.
20) Verfahren zum Senden von differentiellen Signalen in einem seriellen Bussystem (1), wobei das Verfahren mit einem Sendemodul (121 ; 1210; 1211 ; 1212) ausgeführt wird, das eine erste bis vierte Sendestufe (121 A bis 121 D; 1210A bis 1210D) und eine Regelschaltung (15; 15A; 15B) aufweist, und wobei das Verfahren die Schritte aufweist,
Erzeugen, mit der ersten Sendestufe (121 A; 121 A1 ), von Sendeströmen (11 bis In) für ein erstes Signal (CAN_H), das auf einen Bus (40) des Bussystems (1) zu senden ist,
Erzeugen, mit der zweiten Sendestufe (121 B; 121 B1 ), von Sendeströmen (11 bis In) für ein zweites Signal (CAN_L), das als ein zu dem ersten Signal (CAN_H) differentielles Signal auf den Bus (40) zu senden ist,
Erzeugen, mit der dritten Sendestufe (121 C; 121 C1), von Sendeströmen (11 bis In) für das erste Signal (CAN_H), und Erzeugen, mit der vierten Sendestufe (121 D; 121 D1 ) von Sendeströmen (11 bis In) für das zweite Signal (CAN_L), Abgleichen, mit der Regelschaltung (15; 15A; 15B), einer Gleichtaktspannung (VCM) für die erste bis vierte Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1), wobei die erste bis vierte Sendestufe (121 A bis 121 D; 121 A1 bis 121 D1) in eine Vollbrücke geschaltet sind, bei der die erste und vierte
Sendestufe (121 A, 121 D; 121 A1 , 121 D1 ) in Reihe geschaltet sind und die dritte und zweite Sendestufe (121 C, 121 B; 121 C1 , 121 B1 ) in Reihe geschaltet sind, wobei die Regelschaltung (15; 15A; 15B) ein Replikum (152; 153; 153A) einer Ausgangsstufe des Sendemoduls (121 ; 1210; 1211 ; 1212) aufweist, und wobei das Replikum (152; 153; 153A) an die Ausgangsstufe des Sendemoduls (121 ; 1210; 1211 ; 1212) angeschlossen ist.
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