EP4646804A1 - Validation de la charge utile d'un satellite de télécommunications basée sur un calcul de rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation - Google Patents

Validation de la charge utile d'un satellite de télécommunications basée sur un calcul de rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation

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Publication number
EP4646804A1
EP4646804A1 EP24710452.4A EP24710452A EP4646804A1 EP 4646804 A1 EP4646804 A1 EP 4646804A1 EP 24710452 A EP24710452 A EP 24710452A EP 4646804 A1 EP4646804 A1 EP 4646804A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
radiated
spectral density
noise power
intermodulation noise
intermodulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP24710452.4A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Vincent TUGEND
Domenico DI LANZO
D'agristina LUCIANO
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Airbus Defence and Space SAS
Original Assignee
Airbus Defence and Space SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Airbus Defence and Space SAS filed Critical Airbus Defence and Space SAS
Publication of EP4646804A1 publication Critical patent/EP4646804A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/204—Multiple access
    • H04B7/2041—Spot beam multiple access
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/185—Space-based or airborne stations; Stations for satellite systems
    • H04B7/1851—Systems using a satellite or space-based relay
    • H04B7/18515—Transmission equipment in satellites or space-based relays

Definitions

  • the present invention relates to the field of performance control of the payload of a telecommunications satellite. More particularly, the invention relates to a method for validating the configuration of the payload of a telecommunications satellite based on an estimation of a radiated power ratio between useful signal and intermodulation noise (“radiated C/IM”).
  • radiated C/IM useful signal and intermodulation noise
  • Some telecommunications satellites are used to transmit information to fixed reception points, which is known as “fixed satellite service” (FSS) or DTH broadcasting (English acronym for “Direct-To-Home”). This is the case, for example, for broadcasting television programs or for international telephony.
  • FSS fixed satellite service
  • DTH broadcasting English acronym for "Direct-To-Home”
  • a satellite responding to an HTS mission provides significantly more throughput than a satellite responding to an FSS mission.
  • This significant increase in throughput for HTS missions is achieved by reusing frequency channels in tightly focused radio beams arranged to cover a geographic region of interest.
  • the increase in throughput is also accompanied by an increase in coverage flexibility (beam variations over time).
  • Satellites responding to an HTS type mission generally carry an active multibeam antenna.
  • Such an antenna comprises a beam-forming network (BFN) connected to a network of sources.
  • BFN beam-forming network
  • Phase and amplitude weighting coefficients are associated respectively with the different sources and the different frequency channels in order to form the desired radio beams.
  • Each source is associated with an amplifier adapted to amplify the signal to be emitted by the source.
  • MCC mission control center
  • the non-linearity of the amplifiers of the active multibeam antenna generates intermodulation noise.
  • the radiated power ratio between the useful signal and the intermodulation noise (“C/IM ratio”) is an important element contributing to the calculation of the radio link budget of a communication between a satellite and a ground station.
  • the present invention aims to remedy all or part of the drawbacks of the prior art, in particular those set out above.
  • the present invention proposes a method implemented by a computer for validating a configuration of a payload of a telecommunications satellite.
  • the satellite is configured to transmit a signal with an active multi-beam antenna comprising a beamforming network.
  • the beamforming network is connected to a plurality of sources and adapted to simultaneously form several beams of interest serving geographical areas on the surface of the Earth.
  • the beamforming network is configured to receive as input, for each beam of interest to be formed, an input signal comprising one or more frequency channels with respective power levels, and to transmit to each source a linear combination of the signals input sources weighted by weighting coefficients, each source being connected to an amplifier.
  • the method involves for each amplifier:
  • an operating point corresponding to an output power of the amplifier the operating point being determined as a function of the power levels of the frequency channels of the input signals, and as a function of the weighting coefficients associated with said amplifier
  • the method includes for each source:
  • the method further includes:
  • the method according to the invention thus provides a rapid and efficient method for an analytical evaluation of the performance of the radiated power ratio between useful signal and intermodulation noise.
  • a configuration of the payload of a telecommunications satellite can thus be validated as satisfying a specification.
  • Several configurations can advantageously be tested and compared to select the configuration best meeting a need.
  • the carrier plan of the telecommunications mission considered (the frequency channels composing the input signals of the beamforming network),
  • the method according to the invention is applicable to any type of active multi-beam antenna. It may be a transmitting antenna or a receiving antenna.
  • the antenna may comprise one or more beamforming networks of the analog or digital type. It may also be an antenna with or without a reflector.
  • the active antenna may have several reflectors and/or several source networks.
  • the amplifiers associated with the different sources may be of the SSPA type (acronym for “Solid State Power Amplifier”) or tube-based.
  • the execution time of the method remains very short and little impacted by the number of frequency channels, the number of sources and the number of beams formed.
  • the method according to the invention can be applied to tools for designing, configuring or validating the configuration of the payload of a telecommunications satellite, or to tools for modeling the performance of the payload of a telecommunications satellite.
  • the method can be implemented for satellites operating in different types of orbit: geostationary orbit (GEO), medium Earth orbit (MEO), low Earth orbit (LEO), Molnia orbit, etc.
  • the invention may further comprise one or more of the following features, taken individually or in any technically possible combination.
  • the normalized intermodulation noise power spectral density mask is common to all amplifiers.
  • the normalized intermodulation noise power spectral density mask is determined for an amplifier as a function of the weighting coefficients associated with said amplifier.
  • the determination of the normalized intermodulation noise power spectral density mask comprises a calculation of third-order intermodulation products generated by the frequency channels of the input signals.
  • the determination of the normalized intermodulation noise power spectral density mask further comprises a calculation of intermodulation products of odd order strictly greater than three generated by the frequency channels of the input signals.
  • the determination of the normalized intermodulation noise power spectral density mask involves the application of a correction value aimed at compensating for intermodulation products of order strictly greater than three not taken into account.
  • the determination of the normalized intermodulation noise power spectral density mask comprises a normalization calculation based on the result of an integration, over a frequency band, of the intermodulation noise power spectral density.
  • the determination of the normalized intermodulation noise power spectral density mask comprises a normalization calculation as a function of the result of an integration, over a frequency band, of the intermodulation noise power spectral density for power values included in a predetermined range of values.
  • the method further comprises the application of a correction value to the “radiated C/IM” ratio.
  • the correction value is determined as a function of a reuse factor of the frequency channels to form the beams of interest.
  • the frequency band is one of the bands W, Q, V, Ka, Ku, L, S, C.
  • the present invention relates to a computer program product comprising instructions which, when executed by a computer, cause the latter to implement the steps of a method for validating a configuration of a payload of a telecommunications satellite according to any one of the preceding implementation modes.
  • the present invention relates to a computer-readable recording medium comprising instructions which, when executed by a computer, cause the latter to implement the steps of a method of validating a configuration of a payload of a telecommunications satellite according to any one of the preceding embodiments.
  • FIG. 1 a schematic representation of a satellite telecommunications system
  • FIG. 2 a schematic representation of an active multibeam antenna of a telecommunications satellite
  • FIG. 3 a schematic representation of a computer configured to implement a method according to the invention for validating the configuration of the payload of a telecommunications satellite
  • FIG. 4 a schematic representation of the main steps of a first mode of implementation of the method according to the invention
  • FIG. 5 a schematic representation of the main steps of a second mode of implementation of the method according to the invention.
  • FIG 1 schematically represents a satellite telecommunications system.
  • the system comprises at least one telecommunications satellite 30 in orbit around the Earth 50.
  • the mission of the telecommunications satellite 30 corresponds to a high-speed Internet connection service (HTS type service).
  • HTTP type service high-speed Internet connection service
  • GEO type orbit geostationary orbit
  • the telecommunications satellite 30 can allow data exchanges between two gateway stations 40 via radio communication links 41 established respectively between each gateway station 40 and the telecommunications satellite 30.
  • the telecommunications satellite 30 can allow data exchanges between a user 42 and a gateway station 40 via on the one hand a radio communication link 41 established between the satellite 30 and the user 42 and on the other hand a radio communication link 43 established between the satellite 30 and the gateway station 40.
  • the telecommunications satellite 30 can allow data exchanges between two users 42 via radio communication links 43 established respectively between each user 42 and the telecommunications satellite 30.
  • Each radio communication link 41, 43 can support a downward direction (“downlink” in the English literature) for the transmission of data by the satellite 30 and/or an upward direction (“uplink” in the English literature) for the reception of data by the satellite 30.
  • the transmissions and/or receptions on the radio communication links 41, 43 are carried out, for example, in one or more frequency bands among the W, Q, V, Ka, Ku, L, S, C, etc. bands.
  • the telecommunications satellite 30 is controlled by a mission control center 17 located on the ground, on the surface of the Earth 50.
  • the mission control center 17 makes it possible in particular to update the payload of the telecommunications satellite 30 to respond to possible changes in the current mission, or even to respond to a new mission significantly different from the current mission.
  • the payload of the telecommunications satellite 30 can be configured remotely by sending commands through radio signals transmitted on a control link 16 established between the telecommunications satellite 30 and the mission control center 17.
  • the mission control center 17 includes an antenna 15 for communicating with the telecommunications satellite 30 on the control link 16.
  • Mission Control Center 17 also includes a computer 10 configured to implement a method for validating the satellite payload. 30 telecommunications. It is indeed interesting to be able to control the performance of the payload of the telecommunications satellite 30 in terms of radio link budget between the satellite 30 and a receiving station (corresponding for example to a gateway station 40 or to a user 42) located in a geographical area of interest on the surface of the Earth 50. More particularly, it is interesting to be able to evaluate, for a given carrier and for a given geographical area of interest, a radiated power ratio between useful signal and intermodulation noise (“C/IM ratio”). The C/IM ratio is indeed an important element in the radio link budget of a communication established between a satellite and a terrestrial receiving station.
  • a receiving station corresponding for example to a gateway station 40 or to a user 42
  • C/IM ratio radiated power ratio between useful signal and intermodulation noise
  • the 30 telecommunications satellite carries a 20 active multi-beam antenna.
  • FIG. 2 schematically represents such an active multi-beam antenna 20.
  • the antenna 20 comprises in particular a beam-forming network 25 connected to a network 23 of sources 24.
  • the method according to the invention is particularly well suited to the case where the number of sources 24 is large, for example at least equal to fifty (M > 50), or even at least equal to one hundred (M > 100). However, nothing would prevent the invention from being applied to cases where the number of sources would be smaller.
  • the antenna 20 also comprises a reflector 22.
  • the array 23 of sources 24 is for example positioned at the focal point of the reflector 22 (AFR type antenna, acronym for “Array Fed Reflector”). According to another example, the array 23 of sources 24 is offset relative to a focal point of the reflector 22 (DAFR type antenna, acronym for “Defocused Array Fed Reflector”).
  • AFR type antenna acronym for “Array Fed Reflector”
  • DAFR type antenna acronym for “Defocused Array Fed Reflector”.
  • DRA type antenna acronym for “Direct Radiating Array”
  • the beamforming network 25 may be “adaptive,” meaning that the beams formed by the beamforming network 25 may vary over time.
  • the beamforming network 25 may be analog or digital.
  • An analog beamforming network performs processing on analog signals (electrical or microwave), for example with discrete electronic circuits such as attenuators, phase shifters or time delay circuits.
  • a digital beamforming network performs processing on digital signals.
  • the beamforming network 25 may be of any type known to those skilled in the art, including phase shifter type or true time delay type.
  • the antenna 20 is a transmitting antenna using an analog adaptive beamforming network 25 of the phase shifter type.
  • the beamforming network 25 receives as input a plurality of input signals each comprising one or more frequency channels with respective power levels.
  • M input signals are considered.
  • Each input signal corresponds to a beam of interest to be formed.
  • Each carrier corresponds to a frequency channel occupying a sub-band Af of a frequency band AF.
  • the frequency band AF corresponds for example to the Ka band which extends between 27.5 and 31 GHz for transmission communications.
  • the sub-band Af occupied by a frequency channel has for example a bandwidth of 10 MHz.
  • Each frequency channel is associated with a predetermined power level.
  • a beam can be formed by one or more carriers (one or more frequency channels per input signal). It should be noted that the same frequency channel can be used for different beams (the same frequency channel can be present in different input signals).
  • the power levels (conducted RF power) of the frequency channels in the input signals can be determined from EIRP (Equivalent Isotropic Radiated Power) specifications provided by the operator. These specifications provide the minimum EIRP level that the antenna must provide to each frequency channel.
  • EIRP Equivalent Isotropic Radiated Power
  • the EIRP is a combination of the antenna directivity and the RF conducted power.
  • the antenna directivity is known via the radiation patterns of the sources 24 and the weighting coefficients used by the beamforming network 25 (see below). We can therefore deduce the RF conducted power required to meet the specifications.
  • the beamforming network 25 is configured to apply phase and amplitude weighting coefficients to the different sources 24 and to the different frequency channels in order to form the desired radio beams to serve geographic areas of interest on the surface of the Earth 50.
  • the beamforming network 25 is configured to transmit to each source 24 a linear combination of the input signals weighted by the phase and amplitude weighting coefficients in order to form the desired radio beams.
  • the weighting coefficients make it possible to modulate the position and shape of each of the beams to be formed.
  • the beamforming network 25 may comprise, in a known manner, duplicator circuits, phase shifters and attenuators making it possible to apply an amplitude and phase weighting coefficient to each frequency channel for each source 24 of the network 23.
  • Each source 24 is connected to an amplifier.
  • This may be, for example, an SSPA type amplifier or a tube-based amplifier.
  • an amplifier is associated with one and only one source 24 (bijection between the amplifiers and the sources 24). However, nothing would prevent us from considering the case where the same amplifier would be associated with several sources 24.
  • An amplifier associated with a source 24 has the role of amplifying the power of the signal transmitted to the source 24 by the beamforming network 25 before the radio emission of said signal by the source 24.
  • An amplifier therefore receives as input the linear combination of the weighted input signals intended for the source 24 with which (or the sources 24 with which) the amplifier is associated.
  • An amplifier generally exhibits nonlinear characteristics when the expected power level at the amplifier output is high. The more power the amplifier must provide at the output, the more nonlinear it is, and the more it will generate intermodulation products.
  • Intermodulation products arising from the non-linearity of amplifiers impact the link budget of a communication established between the telecommunications satellite 30 and a receiving ground station. This impact can be evaluated by calculating a ratio between useful signal and intermodulation noise (“C/IM ratio”) at the level of the signal radiated on the ground in a geographical area of interest (geographic area served by a radio beam emitted by the active multi-beam antenna 20). This radiated C/IM ratio can in particular be calculated for a given carrier (i.e. for a particular frequency channel).
  • C/IM ratio useful signal and intermodulation noise
  • Figures 4 and 5 represent the main steps of two modes of implementation of a method 100 aimed at controlling the configuration of the payload of a telecommunications satellite 30.
  • the method 100 according to the invention makes it possible to calculate a radiated C/IM ratio for at least one carrier and for at least one geographical area of interest.
  • the method 100 then makes it possible to verify a predetermined criterion as a function of the calculated radiated C/IM ratio.
  • this method is implemented by a computer 10 of the mission control center 17. In other words, in the example considered, this method is used during an operational phase of the telecommunications satellite 30. It should however be noted that this method could also be used during upstream phases, for example during a design or dimensioning phase of the payload of the telecommunications satellite 30.
  • Figure 3 schematically represents a computer 10 configured to implement the method 100 according to the invention to validate the configuration of the payload of a telecommunications satellite 30.
  • the computer 10 comprises at least one processor 11 and at least one memory 12.
  • the memory 12 stores code instructions of a computer program 13 which, when executed by the processor 11, configures the processor 11 to implement the method 100 according to the invention.
  • the computer 10 may also comprise a user interface 14 (also known as HMI, acronym for “Human-Machine Interface”) to receive possible input parameters.
  • HMI Human-Machine Interface
  • the computer 10 may also be connected to another machine configured to provide all or part of the input parameters.
  • the method 100 takes various parameters as input.
  • a first set of parameters corresponds to the power levels of the frequency channels making up the input signals.
  • This corresponds to a frequency plan allocated for the mission assigned to the telecommunications satellite 30.
  • This frequency plan is for example provided by an operator of the telecommunications system described with reference to FIG. 1.
  • the frequency plan indicates the RF conducted power level of each frequency channel contained in the input signals.
  • a second set of parameters corresponds to the weighting coefficients associated with the different frequency channels and the different sources 24.
  • These weighting coefficients include in particular amplitude weights applied by the beamforming network 25 to the different frequency channels for each source 24.
  • These weights correspond to a particular configuration of the beamforming network 25 of the antenna 20 to form radio beams making it possible to respond to the mission of the telecommunications satellite 30 at a given time.
  • the expression “the weighting coefficients associated with an amplifier” must be understood as “the weighting coefficients associated with a source 24 (or the sources 24 with which) the amplifier is associated”.
  • a third set of parameters corresponds to linearity characteristics of the amplifiers associated with the different sources 24.
  • the OBO corresponds to an output power relative to the saturation point of the amplifier.
  • a fourth set of parameters corresponds to the radiation patterns of the different sources 24 of the antenna 20.
  • Each radiation pattern is a representation of the distribution in three-dimensional space of a quantity representative of the power radiated by a source 24.
  • the method 100 comprises a step 101 of determining a “normalized mask” of power spectral density (PSD) of intermodulation (IM) noise from the power levels of the frequency channels composing the input signals.
  • PSD power spectral density
  • IM intermodulation
  • the power spectral density of the noise generated by the intermodulation products of the frequency channels contained in the frequency plane can be calculated analytically as described in the document "Calculation of third order intermodulation spectrum", YH LAU et al., ELECTRONICS LETTERS, October 1 1th, 1990, Vol. 26, No. 21.
  • This method makes it possible to calculate the power spectral density of the intermodulation products by convolving the power spectrum of the signal present at the input of an amplifier. It is possible to consider only third-order intermodulation products (these are those that dominate the power spectrum of intermodulation noise).
  • Third-order intermodulation products include triple products (of the type (fi + fj - fk), formed from three distinct frequency channels centered respectively on the frequencies fi, fj and f fc ), and double products (of the type (2/) - f fc ), formed from two distinct frequency channels centered respectively on the frequencies fi, and f k ).
  • the power of a triple product is 6 dB higher than that of a double product.
  • the operator * corresponds to a convolution operation.
  • N corresponds to the number of different frequency channels contained in the input signals.
  • W s (f) corresponds to the power spectrum of the input signal: W s (f)
  • Convolutions involving the power spectrum of the input signal (Wy) can be computed using FFT (Fast Fourier Transform) routines. Convolutions involving individual frequency channels (w) can be obtained numerically or analytically.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the "normalized mask" of intermodulation noise spectral density can then be determined by normalizing the result relative to the total intermodulation noise power over the AF frequency band.
  • the total intermodulation noise power is obtained by integrating the intermodulation noise power spectral density W IM f) over the AF frequency band.
  • the result may be normalized with respect to the aggregated intermodulation noise power over the AF frequency band for power values within a predetermined range of values (e.g. for power values between a lower threshold, e.g. -10 dB, and a maximum power value).
  • intermodulation products of odd order greater than three for example intermodulation products of order five or seven.
  • intermodulation products of odd order greater than three can be calculated by an analytical method similar to that described above for intermodulation products of order three. Taking into account intermodulation products of odd order greater than three makes it possible to obtain better precision for the determination 101 of the normalized intermodulation noise spectral density mask. However, this involves a greater number of calculations and consequently an increase in the time required to execute the method 100 according to the invention.
  • This correction value can for example be estimated by simulation by comparing for several examples the spectral density of intermodulation noise calculated by taking into account the intermodulation products of order three and five (or even the intermodulation products of order three, five and seven) with the spectral density of intermodulation noise calculated by taking into account only the intermodulation products of order three. The correction value can then be determined based on an average difference observed between the spectral densities thus calculated.
  • the normalized intermodulation noise power spectral density mask is the same for all amplifiers.
  • the set of all frequency channels present in the signals is considered input, and the weighting coefficients are not taken into account. This should theoretically not be the case because the frequency channels at the input of the amplifier and the power levels of said frequency channels are not the same from one amplifier to another (because the weighting coefficients associated with the different frequency channels are not the same from one amplifier to another).
  • steps 102 to 110 are identical for the two embodiments described respectively in figures 4 and 5.
  • the method 100 comprises a step 102 of determining, for each amplifier, an operating point of the amplifier. It is determined from the respective power levels of the frequency channels of the input signals, and from the weighting coefficients associated respectively with said amplifier (i.e. the weighting coefficients associated with the source 24 with which said amplifier is associated).
  • the operating point corresponds to the aggregated power at the output of the amplifier over the entire frequency band AF considered.
  • step 102 we therefore know the operating point (i.e. the output power) of each amplifier.
  • the method 100 then comprises a step 103 of determining, for each amplifier, a total intermodulation noise power as a function of the operating point and as a function of the linearity characteristics of the amplifier.
  • This simulation can be implemented in particular by modeling the amplifier with a Shimbo model.
  • step 103 the power level with which each amplifier contributes to the intermodulation noise is known, but the spectral distribution of the intermodulation products is not known (the intermodulation products are not uniformly distributed in terms of power).
  • the spectral distribution of the intermodulation products is, however, indicated by the standardized mask determined in step 101.
  • the method 100 comprises a step 104 of determining, for each amplifier, an “absolute mask” of intermodulation noise power spectral density by weighting the normalized mask (determined in step 101) with the total intermodulation noise power (determined in step 103). An “absolute mask” of intermodulation noise power spectral density is thus determined for each amplifier.
  • step 104 For each amplifier, a power spectral density mask of intermodulation noise which is representative of both the spectral distribution and the power levels of the intermodulation products specific to the amplifier.
  • the method 100 then comprises a step 105 of determining, for each source 24, a “radiated mask” of intermodulation noise power spectral density by weighting the absolute mask (determined in step 104) of the amplifier to which the source is connected by the radiation pattern of the source 24.
  • Step 105 thus makes it possible to add the spatial dimension, via the radiation diagram.
  • the “radiated mask” thus makes it possible to determine at a given point on the Earth’s surface, for each source 24, a spectral density of radiated intermodulation noise power at this point.
  • the method 100 then comprises a step 106 of determining a “total radiated mask” of intermodulation noise power spectral density by a power summation of the radiated masks of intermodulation noise power spectral density of the different sources 24.
  • the total radiated mask makes it possible to determine at a given point on the Earth's surface, for all of the sources 24, a radiated intermodulation noise power spectral density at this point.
  • the use of the power sum of the radiated masks is based on a simplification which amounts to considering that the intermodulation noises between the different sources are decorrelated, which is theoretically not the case.
  • this simplification is acceptable because the error introduced into the calculation of the C/IM ratio with this hypothesis remains relatively low in comparison with results provided by theoretically exact models.
  • This simplification makes it possible to reduce the calculation times to provide a modeling of the performances in terms of radiated C/IM in a limited time.
  • the method 100 according to the invention is therefore particularly well suited to antennas making it possible to form a large number of beams simultaneously.
  • a correction value may be applied to the calculated C/IM ratio to take into account the error introduced by the approximation related to the power summation of the radiated masks.
  • This correction value may in particular be determined according to a reuse factor of the frequency channels to form the different desired radio beams. For example, it may be an average reuse rate (corresponding to the average of the reuse rates of the different frequency channels). It has indeed been observed that the higher the average reuse rate, the more it is appropriate to apply a high correction value to the calculated C/IM ratio to compensate for the approximation related to the power summation of the radiated masks.
  • the reuse factor may correspond to a difference between the maximum reuse rate and the minimum reuse rate among the different frequency channels.
  • the method 100 comprises a step 107 of determining a radiated intermodulation noise power for the geographic area of interest and for the frequency channel considered.
  • This determination step 107 is implemented by an integration, on the frequency sub-band Af corresponding to said frequency channel, of the total radiated mask of intermodulation noise power spectral density for the geographical area of interest considered.
  • the method 100 then comprises a step 108 of determining, for the frequency channel considered, an equivalent isotropic power radiated by the active multi-beam antenna 20 (EIRP of the carrier corresponding to the frequency channel).
  • EIRP equivalent isotropic power radiated by the active multi-beam antenna 20
  • the method 100 then comprises a determination step 109, for the geographical area of interest and for the frequency channel considered, of a “radiated C/IM” ratio between the radiated equivalent isotropic power (determined in step 108) and the radiated intermodulation noise power (determined in step 107).
  • the method 100 comprises a verification step 110 of a predetermined criterion as a function of the “radiated C/IM” ratio thus determined.
  • This step makes it possible to validate the configuration of the payload of the telecommunications satellite 30 in terms of radiated C/IM performance. For example, it is possible to raise an alert (for example via the user interface 14) if the radiated C/IM is below a predefined threshold.
  • Such provisions make it possible to verify whether it is necessary to take measures to modify the configuration of the payload of the telecommunications satellite 30 so that it can perform its mission efficiently.
  • a distribution function (CDF, for “Cumulative Distribution Function”) of a radiated C/IM ratio over the entire AF frequency band considered and for the entire coverage region considered. For example, for a point in the coverage region, it is possible to determine by which carrier it is illuminated, and to calculate the radiated C/IM ratio for the carrier in question at the point considered. If the point considered is illuminated by several carriers, it is possible to calculate an average value, or a value corresponding to a worst case, of the radiated C/IM ratio at the point considered.
  • Such a repair function makes it possible, for example, to determine what percentage of the coverage region has a radiated C/IM ratio greater than or equal to a predefined threshold.
  • the proposed solution makes it possible to calculate a radiated C/IM ratio in a limited time in order in particular to allow its use during operational phases, and this while ensuring a sufficient level of precision.
  • the complexity of the evaluation of the C/IM ratio is linked to the high number of carriers and beams required to ensure the mission of the telecommunications satellite 30.
  • the proposed method is therefore particularly well suited to evaluate the C/IM ratio in cases of complex payload (the other calculation methods available in the prior art then being too long to implement).
  • the proposed method in fact uses a global and analytical approach which makes it possible to avoid numerous unit calculations and thus maintain an almost negligible execution time.

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Abstract

L'invention concerne une méthode (100) pour contrôler les performances, en termes de puissance de bruit rayonnée, d'une charge utile d'un satellite de télécommunications basée sur une antenne active multifaisceaux. La méthode comporte notamment la détermination (105) d'une densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation rayonnée au sol par l'ensemble des sources de l'antenne à partir : - du plan d'allocation des porteuses et des puissances RF associées permettant de remplir la mission de télécommunications du satellite, - des coefficients de pondération du réseau de formation de faisceaux permettant de former les faisceaux radio répondant à la mission, - les caractéristiques de linéarité des amplificateurs associés aux différentes sources de l'antenne, et - les diagrammes de rayonnement des différentes sources. La méthode permet de déterminer (109) un rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation ("C/IM rayonné") pour au moins une porteuse et pour au moins une zone géographique d'intérêt.

Description

Validation de la charge utile d’un satellite de télécommunications basée sur un calcul de rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation
Domaine de l’invention
La présente invention appartient au domaine du contrôle des performances de la charge utile d’un satellite de télécommunications. Plus particulièrement, l’invention concerne une méthode de validation de la configuration de la charge utile d’un satellite de télécommunications basée sur une estimation d’un rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation (« C/IM rayonné »).
Etat de la technique
Certains satellites de télécommunication sont affectés à la transmission d'informations vers des points de réception fixes, on parle alors de « service fixe par satellite » (FSS pour « Fixed-Satellite Service » dans la littérature anglo-saxonne) ou de diffusion DTH (acronyme anglais pour "Direct-To-Home", c'est à dire « directement vers le particulier »). C’est le cas par exemple pour la diffusion de programmes de télévision ou pour la téléphonie internationale.
D’autres satellites de télécommunications sont affectés à des services de connexion à Internet à haut débit correspondant à des missions de type HTS (acronyme anglais pour « High-Throughput Satellite », « satellite haut débit » en français).
Pour une même quantité de spectre radio alloué, un satellite répondant à une mission de type HTS fournit nettement plus de débit qu'un satellite répondant à une mission de type FSS. Cette augmentation significative du débit pour les missions de type HTS est obtenue par une réutilisation de canaux fréquentiels dans des faisceaux radio étroitement focalisés et agencés pour couvrir une région géographique d'intérêt. L’augmentation du débit s’accompagne également d’une augmentation de la flexibilité de couverture (variations des faisceaux au cours du temps).
Les satellites répondant à une mission de type HTS embarquent généralement une antenne active multifaisceaux. Une telle antenne comporte un réseau de formation de faisceaux (BFN, pour « Beam-Forming Network » en anglais) relié à un réseau de sources. Des coefficients de pondération en phase et en amplitude sont associés respectivement aux différentes sources et aux différents canaux fréquentiels afin de former les faisceaux radio souhaités. Chaque source est associée à un amplificateur adapté pour amplifier le signal devant être émis par la source. La charge utile d’un satellite de télécommunications peut être contrôlée et mise à jour par un centre de contrôle de mission (MCC pour « mission control center » en anglais), notamment pour répondre à des changements dans une mission en cours, voire pour réponde à une nouvelle mission significativement différente de la mission en cours.
Pour contrôler les performances de la charge utile d’un satellite de télécommunications, il convient de contrôler le bilan de liaison radio entre le satellite et une station de réception située dans une zone géographique d’intérêt à la surface de la Terre.
La non-linéarité des amplificateurs de l’antenne active multifaisceaux génère un bruit d’intermodulation. Le rapport de puissance rayonnée entre le signal utile et le bruit d'intermodulation (« rapport C/IM ») est un élément important contribuant au calcul du bilan de liaison radio d’une communication entre un satellite et une station terrestre.
Toutefois, il n’existe pas actuellement de solution satisfaisante pour calculer rapidement un rapport C/IM pour une antenne active multifaisceaux comportant un grand nombre de sources (plusieurs dizaines voire plusieurs centaines de sources) et configurée pour former un grand nombre de faisceaux (plusieurs centaines voire plusieurs milliers de faisceaux).
Le document « Calculation of third order intermodulation spectrum », Y.H. LAU et al., décrit une méthode de calcul rapide d’une densité spectrale de bruit d’intermodulation de manière conduite (et non pas de manière rayonnée).
Exposé de l’invention
La présente invention a pour objectif de remédier à tout ou partie des inconvénients de l’art antérieur, notamment ceux exposés ci-avant.
A cet effet, et selon un premier aspect, il est proposé par la présente invention, une méthode mise en oeuvre par un ordinateur pour valider une configuration d’une charge utile d’un satellite de télécommunications. Le satellite est configuré pour émettre un signal avec une antenne active multifaisceaux comportant un réseau de formation de faisceaux. Le réseau de formation de faisceaux est relié à une pluralité de sources et adapté à former simultanément plusieurs faisceaux d'intérêt desservant des zones géographiques à la surface de la Terre. Le réseau de formation de faisceaux est configuré pour recevoir en entrée, pour chaque faisceau d’intérêt à former, un signal d'entrée comportant un ou plusieurs canaux fréquentiels avec des niveaux de puissance respectifs, et pour transmettre à chaque source une combinaison linéaire des signaux d’entrée pondérés par des coefficients de pondération, chaque source étant reliée à un amplificateur. La méthode comporte pour chaque amplificateur :
- une détermination d'un « masque normalisé » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation à partir des canaux fréquentiels composant les signaux d'entrée et des niveaux de puissance respectifs desdits canaux fréquentiels,
- une détermination d'un point d'opération correspondant à une puissance de sortie de l'amplificateur, le point d'opération étant déterminé en fonction des niveaux de puissance des canaux fréquentiels des signaux d'entrée, et en fonction des coefficients de pondération associés audit amplificateur,
- une détermination d'une puissance totale de bruit d'intermodulation en fonction du point d'opération et de caractéristiques de linéarité de l'amplificateur,
- une détermination d'un « masque absolu » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation par une pondération du masque normalisé avec la puissance totale de bruit d'intermodulation.
La méthode comporte pour chaque source :
- une détermination d'un « masque rayonné » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation à partir du masque absolu de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation de l'amplificateur auquel la source est reliée, et à partir d'un diagramme de rayonnement de la source.
La méthode comporte en outre :
- une détermination d'un « masque rayonné total » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation par une sommation en puissance des masques rayonnés des différentes sources.
Pour au moins un canal fréquentiel d'intérêt, et pour au moins une zone géographique d'intérêt :
- une détermination d'une puissance rayonnée de bruit d'intermodulation par une intégration, sur une sous-bande de fréquences correspondant audit canal fréquentiel, du masque rayonné total de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation pour la zone géographique d'intérêt,
- une détermination, pour le canal fréquentiel d'intérêt, d'une puissance isotrope équivalente rayonnée par l'antenne active multifaisceaux,
- une détermination d'un rapport « C/IM rayonné » entre la puissance isotrope équivalente rayonnée et la puissance rayonnée de bruit d'intermodulation,
- une vérification d’un critère prédéterminé en fonction du rapport « C/IM rayonné » ainsi déterminé. La méthode selon l’invention fournit ainsi une méthode rapide et efficace pour une évaluation analytique de la performance du rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation. Une configuration de la charge utile d’un satellite de télécommunications peut ainsi être validée comme satisfaisant à un cahier des charges. Plusieurs configurations peuvent avantageusement être testées et comparées pour sélectionner la configuration répondant au mieux à un besoin.
La solution proposée permet avantageusement de calculer une performance rayonnée au sol par porteuse en prenant en compte :
- le plan de porteuses de la mission de télécommunication considérée (les canaux fréquentiels composant les signaux d’entrée du réseau de formation de faisceaux),
- les poids utilisés par le réseau de formation de faisceaux de l’antenne active (les coefficients de pondération associés aux différents canaux fréquentiels et aux différentes sources),
- les caractéristiques de linéarité des amplificateurs associés respectivement aux différentes sources de l’antenne active, et
- les diagrammes de rayonnement des différentes sources de l’antenne active.
La méthode selon l’invention est applicable à tout type d’antenne active multifaisceaux. Il peut s’agir d’une antenne d’émission ou d’une antenne de réception. L’antenne peut comporter un ou plusieurs réseaux de formation de faisceaux de type analogique ou de type numérique. Il peut également s’agir d’une antenne avec ou sans réflecteur. L’antenne active peut présenter plusieurs réflecteurs et/ou plusieurs réseaux de sources. Les amplificateurs associés aux différentes sources peuvent être de type SSPA (acronyme anglais pour « Solid State Power Amplifier », « amplificateur à état solide » en français) ou à base de tubes.
Avantageusement, le temps d’exécution de la méthode reste très court et peu impacté par le nombre de canaux fréquentiels, le nombre de sources et le nombre de faisceaux formés.
La méthode selon l’invention peut être appliquée à des outils de conception, de paramétrage ou de validation de la configuration de la charge utile d’un satellite de télécommunications, ou à des outils de modélisation des performances de la charge utile d’un satellite de télécommunications.
La méthode peut être mise en oeuvre pour des satellites évoluant sur différents types d’orbite : orbite géostationnaire (« Geostationary Orbit » ou GEO en anglais), orbite moyenne de type MEO (acronyme anglais pour « Medium Earth Orbit »), orbite basse de type LEO (acronyme anglais pour « Low Earth Orbit »), orbite de Molnia, etc. Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, l’invention peut comporter en outre l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, le masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation est commun à tous les amplificateurs.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, le masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation est déterminé pour un amplificateur en fonction des coefficients de pondération associés audit amplificateur.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la détermination du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte un calcul de produits d'intermodulation d'ordre trois générés par les canaux fréquentiels des signaux d'entrée.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la détermination du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte en outre un calcul de produits d'intermodulation d'ordre impair strictement supérieur à trois générés par les canaux fréquentiels des signaux d'entrée.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la détermination du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte l’application d’une valeur de correction visant à compenser des produits d'intermodulation d'ordre strictement supérieur à trois non pris en compte.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la détermination du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte un calcul de normalisation en fonction du résultat d’une intégration, sur une bande de fréquences, de la densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la détermination du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte un calcul de normalisation en fonction du résultat d’une intégration, sur une bande de fréquences, de la densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation pour des valeurs de puissance comprises dans une plage de valeurs prédéterminée.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la méthode comporte en outre l’application d’une valeur de correction au rapport « C/IM rayonné ». La valeur de correction est déterminée en fonction d'un facteur de réutilisation des canaux fréquentiels pour former les faisceaux d'intérêt.
Dans des modes particuliers de mise en oeuvre, la bande de fréquences est l’une des bandes W, Q, V, Ka, Ku, L, S, C. Selon un deuxième aspect, la présente invention concerne un produit programme d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu'elles sont exécutées par un ordinateur, conduisent celui-ci à mettre en oeuvre les étapes d’une méthode de validation d’une configuration d’une charge utile d’un satellite de télécommunications selon l’un quelconque des modes de mise en oeuvre précédents.
Selon un troisième aspect, la présente invention concerne un support d'enregistrement lisible par ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu'elles sont exécutées par un ordinateur, conduisent celui-ci à mettre en oeuvre les étapes d’une méthode de validation d’une configuration d’une charge utile d’un satellite de télécommunications selon l’un quelconque des modes de mise en oeuvre précédents.
Présentation des figures
L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante, donnée à titre d’exemple nullement limitatif, et faite en se référant aux figures suivantes :
[Fig. 1] une représentation schématique d’un système de télécommunications par satellite,
[Fig. 2] une représentation schématique d’une antenne active multifaisceaux d’un satellite de télécommunications,
[Fig. 3] une représentation schématique d’un ordinateur configuré pour mettre en oeuvre une méthode selon l’invention pour valider la configuration de la charge utile d’un satellite de télécommunications,
[Fig. 4] une représentation schématique des principales étapes d’un premier mode de mise en oeuvre de la méthode selon l’invention,
[Fig. 5] une représentation schématique des principales étapes d’un deuxième mode de mise en oeuvre de la méthode selon l’invention.
Dans ces figures, des références identiques d’une figure à une autre désignent des éléments identiques ou analogues. Pour des raisons de clarté, les éléments représentés ne sont pas nécessairement à une même échelle, sauf mention contraire.
Description détaillée d’un mode de réalisation de l’invention
La figure 1 représente schématiquement un système de télécommunications par satellite. Tel qu’illustré sur la figure 1 , le système comporte au moins un satellite 30 de télécommunications en orbite autour de la Terre 50. Dans l’exemple considéré, la mission du satellite 30 de télécommunications correspond à un service de connexion à Internet à haut-débit (service de type HTS). On se place de manière non limitative dans le cas où le satellite 30 est en orbite géostationnaire (orbite de type GEO). Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples, de considérer une orbite terrestre non géostationnaire, telle qu’une orbite de basse altitude (orbite de type LEO) ou une orbite de moyenne altitude (orbite de type MEO).
De façon conventionnelle, le satellite 30 de télécommunications peut permettre des échanges de données entre deux stations passerelles 40 via des liens 41 de communication radio établis respectivement entre chaque station passerelle 40 et le satellite 30 de télécommunications. Selon un autre exemple, le satellite 30 de télécommunications peut permettre des échanges de données entre un utilisateur 42 et une station passerelle 40 via d’une part un lien 41 de communication radio établi entre le satellite 30 et l’utilisateur 42 et d’autre part un lien 43 de communication radio établi entre le satellite 30 et la station passerelle 40. Selon encore un autre exemple, le satellite 30 de télécommunications peut permettre des échanges de données entre deux utilisateurs 42 via des liens 43 de communication radio établis respectivement entre chaque utilisateur 42 et le satellite 30 de télécommunications.
Chaque lien 41 , 43 de communication radio peut supporter une direction descendante (« downlink » dans la littérature anglo-saxonne) pour l’émission de données par le satellite 30 et/ou une direction montante (« uplink » dans la littérature anglo-saxonne) pour la réception de données par le satellite 30.
Les émissions et/ou les réceptions sur les liens 41 , 43 de communication radio s’effectuent par exemple dans une ou plusieurs bandes de fréquences parmi les bandes W, Q, V, Ka, Ku, L, S, C, etc.
Dans l’exemple considéré et illustré à sur la figure 1 , le satellite 30 de télécommunications est contrôlé par un centre 17 de contrôle de mission localisé au sol, à la surface de la Terre 50. Le centre 17 de contrôle de mission permet notamment de mettre à jour la charge utile du satellite 30 de télécommunications pour répondre à d’éventuels changements dans la mission en cours, voire pour répondre à une nouvelle mission significativement différente de la mission en cours.
De façon conventionnelle, la charge utile du satellite 30 de télécommunications peut être configurée à distance par l'envoi de commandes à travers des signaux radio émis sur un lien 16 de contrôle établi entre le satellite 30 de télécommunications et le centre 17 de contrôle de mission.
Tel qu’illustré sur la figure 1 , le centre 17 de contrôle de mission comporte une antenne 15 pour communiquer avec le satellite 30 de télécommunication sur le lien 16 de contrôle.
Le centre 17 de contrôle de mission comporte également un ordinateur 10 configuré pour mettre en oeuvre une méthode de validation de la charge utile du satellite 30 de télécommunications. Il est en effet intéressant de pouvoir contrôler les performances de la charge utile du satellite 30 de télécommunications en termes de bilan de liaison radio entre le satellite 30 et une station de réception (correspondant par exemple à une station passerelle 40 ou à un utilisateur 42) située dans une zone géographique d’intérêt à la surface de la Terre 50. Plus particulièrement, il est intéressant de pouvoir évaluer, pour une porteuse donnée et pour une zone géographique d’intérêt donnée, un rapport de puissance rayonnée entre signal utile et bruit d'intermodulation (« rapport C/IM »). Le rapport C/IM est en effet un élément important dans le bilan de liaison radio d’une communication établie entre un satellite et une station de réception terrestre.
Pour répondre aux besoins de sa mission HTS, notamment en termes de flexibilité de débit et de couverture géographique, le satellite 30 de télécommunications embarque une antenne 20 active multifaisceaux.
La figure 2 représente schématiquement une telle antenne 20 active multifaisceaux. L’antenne 20 comporte notamment un réseau 25 de formation de faisceaux relié à un réseau 23 de sources 24. La méthode selon l’invention est particulièrement bien adaptée au cas où le nombre de sources 24 est important, par exemple au moins égal à cinquante (M > 50), voire au moins égal à cent (M > 100). Rien n’empêcherait toutefois d’appliquer l’invention à des cas où le nombre de sources serait moins important. Dans l’exemple considéré, le réseau 23 de sources comporte deux- cent sources 24 (M = 200).
Dans l’exemple considéré et illustré sur la figure 2, l’antenne 20 comporte également un réflecteur 22. Le réseau 23 de sources 24 est par exemple positionné au niveau du point focal du réflecteur 22 (antenne de type AFR, acronyme anglais de « Array Fed Reflector », en français « réflecteur alimenté par un réseau »). Selon un autre exemple, le réseau 23 de sources 24 est décalé par rapport à un point focal du réflecteur 22 (antenne de type DAFR, acronyme anglais de « Defocused Array Fed Reflector », en français « réflecteur alimenté par un réseau défocalisé »). Rien n’exclut toutefois d’utiliser une antenne 20 sans réflecteur (antenne de type DRA, acronyme anglais de « Direct Radiating Array », en français « réseau à rayonnement direct »), ou une antenne comportant plusieurs réflecteurs. Rien n’empêcherait non plus de considérer une antenne 20 avec plusieurs réflecteurs.
Le réseau 25 de formation de faisceaux peut être « adaptatif », c’est-à-dire que les faisceaux formés par le réseau 25 de formation de faisceaux peuvent varier au cours du temps.
Le réseau 25 de formation de faisceaux peut être analogique ou numérique. Un réseau de formation de faisceaux analogique effectue des traitements sur des signaux analogiques (électriques ou micro-ondes), par exemple avec des circuits électroniques discrets tels que des atténuateurs, des déphaseurs ou des circuits à retards temporels. Un réseau de formation de faisceaux numérique effectue quant à lui des traitements sur des signaux numériques.
Le réseau 25 de formation de faisceaux peut être de tout type connu de l’homme du métier, y compris de type déphaseur (« phase shifter » en anglais) ou de type à retard réel (« true time delay » en anglais).
Dans la suite de la description, on se place dans le cas où l’antenne 20 est une antenne en émission utilisant un réseau 25 de formation de faisceaux adaptatif analogique de type déphaseur.
Tel qu’illustré sur la figure 2, le réseau 25 de formation de faisceaux reçoit en entrée une pluralité de signaux d’entrée comportant chacun un ou plusieurs canaux fréquentiels avec des niveaux de puissance respectifs. Dans l’exemple considéré et illustré sur la figure 2, on considère M signaux d’entrée. Chaque signal d’entrée correspond à un faisceau d’intérêt à former. Il peut y avoir plusieurs centaines, voire plusieurs milliers de faisceaux à former simultanément. La méthode selon l’invention est particulièrement bien adaptée au cas où le nombre de faisceaux à générer est important, par exemple au moins égal à cinq-cents (L > 500), ou au moins égal à mille (L > 1000). Rien n’empêcherait toutefois d’appliquer l’invention à des cas où le nombre de faisceaux serait moins important. On se place à titre d’exemple nullement limitatif dans le cas où il y a deux mille faisceaux à former (L = 2000). Ces signaux d’entrée correspondent par exemple à un plan de porteuses défini par un opérateur du satellite 30 de télécommunications. Chaque porteuse correspond à un canal fréquentiel occupant une sous-bande Af d’une bande de fréquences AF. La bande de fréquences AF correspond par exemple à la bande Ka qui s’étend entre 27,5 et 31 GHz pour les communications en émission. La sous-bande Af occupée par un canal fréquentiel présente par exemple une largeur de bande de 10 MHz. Chaque canal fréquentiel est associé à un niveau de puissance prédéterminé. Un faisceau peut être formé par une ou plusieurs porteuses (un ou plusieurs canaux fréquentiels par signal d’entrée). Il est à noter qu’un même canal fréquentiel peut être utilisé pour différents faisceaux (un même canal fréquentiel peut être présent dans différents signaux d’entrée).
Les niveaux de puissance (puissance RF en conduit) des canaux fréquentiels dans les signaux d’entrée peuvent être déterminés à partir de spécifications de PIRE (acronyme de « Puissance Isotrope Rayonnée Equivalente ») fournies par l’opérateur. Ces spécifications fournissent le niveau minimal de PIRE que l’antenne doit fournir pour chaque canal fréquentiel. La PIRE est une combinaison de la directivité antenne et de la puissance conduite RF. La directivité antenne est connue via les diagrammes de rayonnement des sources 24 et les coefficients de pondération utilisés par le réseau 25 de formation de faisceaux (voir ci-après). On peut donc en déduire la puissance conduite RF nécessaire pour tenir les spécifications.
De façon conventionnelle, le réseau 25 de formation de faisceaux est configuré pour appliquer des coefficients de pondération en phase et en amplitude aux différentes sources 24 et aux différents canaux fréquentiels afin de former les faisceaux radio souhaités pour desservir des zones géographiques d’intérêt à la surface de la Terre 50.
Autrement dit, le réseau 25 de formation de faisceaux est configuré pour transmettre à chaque source 24 une combinaison linéaire des signaux d’entrée pondérés par les coefficients de pondération en phase et en amplitude afin de former les faisceaux radio souhaités. Les coefficients de pondération permettent de moduler la position et la forme de chacun des faisceaux à former.
Dans ce but, le réseau 25 de formation de faisceaux peut comporter, de façon connue, des circuits duplicateurs, des déphaseurs et des atténuateurs permettant d’appliquer un coefficient de pondération en amplitude et en phase à chaque canal fréquentiel pour chaque source 24 du réseau 23.
Il convient de noter qu’à un instant donné, toutes les sources 24 du réseau 23 ne sont pas nécessairement utilisées pour former les faisceaux souhaités. Si tel est le cas, il suffit de prendre en compte les sources 24 qui sont effectivement utilisées.
Chaque source 24 est reliée à un amplificateur. Il peut s’agir par exemple d’un amplificateur de type SSPA ou un amplificateur à base de tubes. Dans l’exemple considéré, un amplificateur est associé à une et une seule source 24 (bijection entre les amplificateurs et les sources 24). Rien n’empêcherait toutefois de considérer le cas où un même amplificateur serait associé à plusieurs sources 24.
Un amplificateur associé à une source 24 a pour rôle d’amplifier la puissance du signal transmis à la source 24 par le réseau 25 de formation de faisceau avant l’émission radio dudit signal par la source 24. Un amplificateur reçoit donc en entrée la combinaison linéaire des signaux d’entrée pondérés destinée à la source 24 auquel (ou aux sources 24 auxquelles) l’amplificateur est associé.
Un amplificateur présente généralement des caractéristiques non linéaires lorsque le niveau de puissance attendue en sortie de l’amplificateur est élevé. Plus l’amplificateur doit fournir de la puissance en sortie, plus il est non-linéaire, et plus il va générer des produits d'intermodulation.
Les produits d’intermodulation issus de la non-linéarité des amplificateurs impactent le bilan de liaison d’une communication établie entre le satellite 30 de télécommunications et une station terrestre de réception. Cet impact peut être évalué en calculant un rapport entre signal utile et bruit d’intermodulation (« rapport C/IM ») au niveau du signal rayonné au sol dans une zone géographique d’intérêt (zone géographique desservie par un faisceau radio émis par l’antenne 20 active multifaisceaux). Ce rapport C/IM rayonné peut notamment être calculé pour une porteuse donnée (c’est-à-dire pour un canal fréquentiel particulier).
Les figures 4 et 5 représentent les principales étapes de deux modes de mise en oeuvre d’une méthode 100 visant à contrôler la configuration de la charge utile d’un satellite 30 de télécommunications. La méthode 100 selon l’invention permet de calculer un rapport C/IM rayonné pour au moins une porteuse et pour au moins une zone géographique d’intérêt. La méthode 100 permet ensuite de vérifier un critère prédéterminé en fonction du rapport C/IM rayonné calculé.
Dans l’exemple considéré, cette méthode est mise en oeuvre par un ordinateur 10 du centre 17 de contrôle de mission. Autrement dit, dans l’exemple considéré, cette méthode est utilisée pendant une phase opérationnelle du satellite 30 de télécommunications. Il convient toutefois de noter que cette méthode pourrait également être utilisée pendant des phases amont, par exemple pendant une phase de conception ou de dimensionnement de la charge utile du satellite 30 de télécommunications.
La figure 3 représente schématiquement un ordinateur 10 configuré pour mettre en oeuvre la méthode 100 selon l’invention pour valider la configuration de la charge utile d’un satellite 30 de télécommunications. Tel qu’illustré sur la figure 3, l’ordinateur 10 comporte au moins un processeur 11 et au moins une mémoire 12. La mémoire 12 mémorise des instructions de code d’un programme 13 informatique qui, lorsqu’elles sont exécutées par le processeur 11 , configure le processeur 11 pour mettre en oeuvre la méthode 100 selon l’invention. L’ordinateur 10 peut également comporter une interface utilisateur 14 (aussi connue sous le terme IHM, acronyme de « Interface Homme-Machine ») pour recevoir d’éventuels paramètres d’entrée. Alternativement ou en complément, l’ordinateur 10 peut également être connecté à une autre machine configurée pour fournir tout ou partie des paramètres d’entrée.
Tel qu’illustré sur les figures 3 et 4, la méthode 100 prend en entrée différents paramètres. Un premier ensemble de paramètres correspond aux niveaux de puissance des canaux fréquentiels composant les signaux d’entrée. Cela correspond à un plan de fréquences alloué pour la mission affectée au satellite 30 de télécommunications. Ce plan de fréquences est par exemple fourni par un opérateur du système de télécommunications décrit en référence à la figure 1. Le plan de fréquence indique le niveau de puissance en conduit (« RF conducted power » en anglais) de chaque canal fréquentiel contenu dans les signaux d’entrée.
Un deuxième ensemble de paramètres correspond aux coefficients de pondération associés aux différents canaux fréquentiels et aux différentes sources 24. Ces coefficients de pondération comprennent notamment des poids en amplitude appliqués par le réseau 25 de formation de faisceaux aux différents canaux fréquentiels pour chaque source 24. Ces poids correspondent à une configuration particulière du réseau 25 de formation de faisceaux de l’antenne 20 pour former des faisceaux radio permettant de répondre à la mission du satellite 30 de télécommunications à un instant donné. Dans la présente demande, l’expression « les coefficients de pondération associés à un amplificateur » doit être comprise comme « les coefficients de pondération associés à une source 24 (ou aux sources 24 auxquelles) l’amplificateur est associé ».
Un troisième ensemble de paramètres correspond à des caractéristiques de linéarité des amplificateurs associés aux différentes sources 24. Les caractéristiques de linéarité d’un amplificateur sont par exemple définies par une courbe décrivant un rapport de puissance de bruit (NPR pour « Noise Power Ratio » en anglais) en fonction d’une puissance en sortie de l’amplificateur (point d’opération, ou OBO pour « output back-off » en anglais). Cette courbe NPR = f(OBO) est par exemple fournie par le constructeur de l’amplificateur. L’OBO correspond à une puissance de sortie relativement à point de saturation de l’amplificateur.
Un quatrième ensemble de paramètres correspond aux diagrammes de rayonnement des différentes sources 24 de l’antenne 20. Chaque diagramme de rayonnement est une représentation de la distribution dans l’espace tridimensionnel d’une grandeur représentative de la puissance rayonnée par une source 24.
Tel qu’illustré sur les figures 3 et 4, la méthode 100 comporte une étape de détermination 101 d'un « masque normalisé » de densité spectrale de puissance (DSP) de bruit d'intermodulation (IM) à partir des niveaux de puissance des canaux fréquentiels composant les signaux d’entrée.
La densité spectrale de puissance du bruit engendré par les produits d’intermodulation des canaux fréquentiels contenu dans le plan de fréquences peut être calculée de façon analytique tel que décrit dans le document « Calculation of third order intermodulation spectrum », Y.H. LAU et al., ELECTRONICS LETTERS, October 1 1th, 1990, Vol. 26, No. 21. Cette méthode permet de calculer la densité spectrale de puissance des produits d’intermodulation en convoluant le spectre en puissance du signal présent en entrée d’un amplificateur. Il est envisageable de considérer uniquement les produits d'intermodulation d'ordre trois (ce sont ceux qui dominent le spectre de puissance du bruit d’intermodulation). Les produits d'intermodulation d'ordre trois comportent les produits triples (du type (fi + fj - fk), formés à partir de trois canaux fréquentiels distincts centrés respectivement sur les fréquences fi, fj et ffc), et les produits doubles (du type (2/) - ffc), formés à partir de deux canaux fréquentiels distincts centrés respectivement sur les fréquences fi, et fk). La puissance d’un produit triple est 6 dB plus forte que celle d’un produit double.
La densité spectrale de puissance du bruit engendré par les produits d’intermodulation d’ordre trois peut alors s’écrire sous la forme :
Dans cette expression, l’opérateur * correspond à une opération de convolution. N correspond au nombre de canaux fréquentiels différents contenus dans les signaux d’entrée. Le terme wt correspond au spectre de puissance d’un canal fréquentiel d’indice i. On considère par exemple qu’il prend la forme d’un créneau centré à la fréquence fi et de largeur de bande Af. L’amplitude du créneau correspond au niveau de puissance attribué au canal fréquentiel (différents niveaux de puissance sont attribués aux différents canaux fréquentiels, selon le plan de fréquences considéré). On a alors wt = w - fi) et w_fc = wk(-f - fk). Le terme Ws(f) correspond au spectre de puissance du signal d’entrée : Ws(f)
Les convolutions impliquant le spectre de puissance du signal d’entrée (Wy) peuvent être calculées en utilisant des routines FFT (acronyme anglais de « Fast Fourier Transform », en français « transformation de Fourier rapide »). Les convolutions impliquant des canaux fréquentiels de façon individuelle (w ) peuvent être obtenues de façon numérique ou analytique.
Le « masque normalisé » de densité spectrale de bruit d’intermodulation peut alors être déterminé en normalisant le résultat par rapport à la puissance de bruit d'intermodulation totale sur la bande de fréquences AF. La puissance de bruit d'intermodulation totale est obtenue en intégrant la densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation WIM f) sur la bande de frequences AF. Selon un autre exemple, le résultat peut être normalisé par rapport à la puissance de bruit d'intermodulation agrégée sur la bande de fréquences AF pour des valeurs de puissance comprises dans une plage de valeurs prédéterminée (par exemple pour les valeurs de puissance comprises entre un seuil inférieur, par exemple -10 dB, et une valeur de puissance maximale).
D’autres méthodes de normalisation de la densité spectrale de bruit d’intermodulation pourraient être envisagées (par exemple une normalisation par rapport à une valeur de puissance maximale plutôt que par rapport à une valeur de puissance agrégée). Le choix d’une méthode de normalisation n’est qu’une variante de l’invention.
Il convient de noter qu’il est également envisageable de prendre en compte des produits d'intermodulation d'ordre impair supérieur à trois (par exemple les produits d’intermodulation d’ordre cinq ou sept). Ces produits d'intermodulation peuvent être calculés par une méthode analytique similaire à celle décrite ci-avant pour les produits d'intermodulation d’ordre trois. La prise en compte des produits d'intermodulation d'ordre impair supérieur à trois permet d’obtenir une meilleure précision pour la détermination 101 du masque normalisé de densité spectrale de bruit d’intermodulation. Toutefois, cela implique un plus grand nombre de calculs et par conséquent une augmentation du temps nécessaire pour exécuter la méthode 100 selon l’invention.
Au lieu de calculer précisément les produits d'intermodulation d'ordre impair supérieur à trois, il est envisageable d’appliquer à la densité spectrale de bruit d’intermodulation une valeur de correction visant à compenser les produits d'intermodulation non pris en compte.
Cette valeur de correction peut par exemple être estimée par simulation en comparant pour plusieurs exemples la densité spectrale de bruit d’intermodulation calculée en prenant en compte les produits d’intermodulation d’ordre trois et cinq (voire les produits d’intermodulations d’ordre trois, cinq et sept) avec la densité spectrale de bruit d’intermodulation calculée en prenant en compte uniquement les produits d’intermodulation d’ordre trois. La valeur de correction peut alors être déterminée en fonction d’une différence moyenne observée entre les densités spectrales ainsi calculées.
Dans le mode de mise en oeuvre décrit en référence à la figure 4, le masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation est le même pour tous les amplificateurs. Autrement dit, pour calculer le masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation d’un amplificateur, on considère l’ensemble de tous les canaux fréquentiels présents dans les signaux d’entrée, et on ne prend pas en compte les coefficients de pondération. Cela ne devrait théoriquement pas être le cas car les canaux fréquentiels en entrée de l’amplificateur et les niveaux de puissance desdits canaux fréquentiels ne sont pas les mêmes d’un amplificateur à l’autre (car les coefficients de pondération associés aux différents canaux fréquentiels ne sont pas les mêmes d’un amplificateur à l’autre).
L’expérience montre toutefois que cette approximation est acceptable car l’erreur introduite dans le calcul du rapport C/IM avec cette hypothèse reste relativement faible. Cette approximation est d’autant plus valable que le nombre de sources 24 est grand (la puissance est moyennée sur l’ensemble des sources).
Il est cependant également possible de ne pas faire cette approximation et de prendre en compte, pour chaque amplificateur, les coefficients de pondération associés aux différents canaux fréquentiels dans le calcul du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d’intermodulation. C’est ce qui est proposé par le mode de réalisation décrit en référence à la figure 4. Dans ce cas, un masque normalisé différent est calculé pour chaque amplificateur. Ce mode de réalisation permet d’augmenter la précision du rapport C/IM calculé, mais il nécessite un plus grand nombre de calculs et donc un temps d’exécution plus important.
Les étapes suivantes de la méthode 100 selon l’invention (étapes 102 à 110) sont identiques pour les deux modes de réalisation décrits respectivement aux figures 4 et 5.
La méthode 100 comporte une étape de détermination 102, pour chaque amplificateur, d'un point d'opération de l'amplificateur. Il est déterminé à partir des niveaux de puissance respectifs des canaux fréquentiels des signaux d'entrée, et à partir des coefficients de pondération associés respectivement audit amplificateur (c’est- à-dire aux coefficients de pondération associés à la source 24 à laquelle est associé ledit amplificateur). Le point d’opération correspond à la puissance agrégée en sortie de l’amplificateur sur l’ensemble de la bande de fréquences AF considérée.
En sortie de l’étape 102, on connaît donc le point d’opération (c’est-à-dire la puissance en sortie) de chaque amplificateur.
La méthode 100 comporte ensuite une étape de détermination 103, pour chaque amplificateur, d'une puissance totale de bruit d'intermodulation en fonction du point d'opération et en fonction des caractéristiques de linéarité de l'amplificateur.
Comme indiqué précédemment, les caractéristiques de linéarité de l’amplificateur sont par exemple définies par une courbe NPR = f(OBO) fournie par le constructeur de l’amplificateur. Il est toutefois également envisageable d’obtenir les caractéristiques de linéarité de l’amplificateur par des méthodes de simulation. Cette simulation peut notamment être mise en oeuvre en modélisant l’amplificateur avec un modèle de Shimbo. Les caractéristiques de linéarité de l’amplificateur peuvent alors être définies par une courbe de type C/IM = f(OBO).
En sortie de l’étape 103, on connaît le niveau de puissance avec lequel chaque amplificateur contribue au bruit d’intermodulation, mais on ne connaît pas la répartition spectrale des produits d’intermodulation (les produits d’intermodulation ne sont pas répartis uniformément en termes de puissance). La répartition spectrale des produits d’intermodulation est en revanche indiquée par le masque normalisé déterminé à l’étape 101.
La méthode 100 comporte une étape de détermination 104, pour chaque amplificateur, d'un « masque absolu » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation en pondérant le masque normalisé (déterminé à l’étape 101 ) avec la puissance totale de bruit d'intermodulation (déterminée à l’étape 103). Un « masque absolu » de densité spectrale de puissance de bruit d’intermodulation est ainsi déterminé pour chaque amplificateur.
On obtient ainsi en sortie de l’étape 104, pour chaque amplificateur, un masque de densité spectrale de puissance de bruit d’intermodulation qui est représentatif à la fois de la répartition spectrale et des niveaux de puissance des produits d’intermodulation propres à l’amplificateur.
La méthode 100 comporte ensuite une étape de détermination 105, pour chaque source 24, d'un « masque rayonné » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation en pondérant le masque absolu (déterminé à l’étape 104) de l'amplificateur auquel la source est reliée par le diagramme de rayonnement de la source 24.
L’étape 105 permet ainsi d’ajouter la dimension spatiale, via le diagramme de rayonnement. Le « masque rayonné » permet ainsi de déterminer en un point donné au niveau de la surface terrestre, pour chaque source 24, une densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation rayonnée en ce point.
La méthode 100 comporte ensuite une étape de détermination 106 d'un « masque rayonné total » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation par une sommation en puissance des masques rayonnés de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation des différentes sources 24. Le masque rayonné total permet de déterminer en un point donné au niveau de la surface terrestre, pour l’ensemble des sources 24, une densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation rayonnée en ce point.
L’utilisation de la somme en puissance des masques rayonnés repose sur une simplification qui revient à considérer que les bruits d’intermodulation entre les différentes sources sont décorrélés, ce qui n’est théoriquement pas le cas. Toutefois, l’expérience montre que cette simplification est acceptable car l’erreur introduite dans le calcul du rapport C/IM avec cette hypothèse reste relativement faible en comparaison avec des résultats fournis par modèles théoriquement exacts. Cette simplification permet de réduire les temps de calcul pour fournir une modélisation des performances en termes de C/IM rayonné en un temps limité. Il est à noter que plus le nombre de produits d’intermodulation est élevé, et plus les bruits d’intermodulation entre les différentes sources sont décorrélés. La méthode 100 selon l’invention est donc particulièrement bien adaptée à des antennes permettant de former un grand nombre de faisceaux simultanément.
De façon optionnelle, une valeur de correction peut être appliquée au rapport C/IM calculé pour prendre en compte l’erreur introduite par l’approximation liée à la sommation en puissance des masques rayonnés. Cette valeur de correction peut notamment être déterminée en fonction d'un facteur de réutilisation des canaux fréquentiels pour former les différents faisceaux radio souhaités. Il peut par exemple s’agir d’un taux de réutilisation moyen (correspondant à la moyenne des taux de réutilisation des différents canaux fréquentiels). Il a en effet été observé que plus le taux de réutilisation moyen est important, et plus il convient d’appliquer une valeur de correction élevée au rapport C/IM calculé pour compenser l’approximation liée à la sommation en puissance des masques rayonnés. Selon un autre exemple, le facteur de réutilisation peut correspondre à une différence entre le taux de réutilisation maximal et le taux de réutilisation minimal parmi les différents canaux fréquentiels. Il a en effet été observé que plus cette différence est grande (c’est-à-dire plus le taux de réutilisation est hétérogène pour les canaux fréquentiels) et plus il convient d’appliquer une valeur de correction élevée au rapport C/IM calculé pour compenser l’approximation liée à la sommation en puissance des masques rayonnés.
On considère par la suite un canal fréquentiel particulier et une zone géographique d’intérêt particulière (zone desservie par un faisceau), et on cherche à déterminer le rapport C/IM rayonné dans cette zone géographique d’intérêt pour le canal fréquentiel considéré. Par exemple, on détermine le rapport C/IM rayonné en un point correspondant au centre de la zone géographique. Alternativement, il est envisageable de déterminer un rapport C/IM rayonné en plusieurs points de la zone géographique d’intérêt (par exemple selon un quadrillage de la zone géographique d’intérêt).
Dans ce but, la méthode 100 comporte une étape de détermination 107 d'une puissance rayonnée de bruit d'intermodulation pour la zone géographique d’intérêt et pour le canal fréquentiel considérés. Cette étape de détermination 107 est mise en oeuvre par une intégration, sur la sous-bande de fréquences Af correspondant audit canal fréquentiel, du masque rayonné total de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation pour la zone géographique d'intérêt considérée.
La méthode 100 comporte ensuite une étape de détermination 108, pour le canal fréquentiel considéré, d'une puissance isotrope équivalente rayonnée par l'antenne 20 active multifaisceaux (PIRE de la porteuse correspondant au canal fréquentiel). Cette PIRE peut être calculée à partir de la puissance RF en conduit de la porteuse et à partir des diagrammes de rayonnement et des coefficients de pondération.
La méthode 100 comporte ensuite une étape de détermination 109, pour la zone géographique d’intérêt et pour le canal fréquentiel considérés, d'un rapport « C/IM rayonné » entre la puissance isotrope équivalente rayonnée (déterminée à l’étape 108) et la puissance rayonnée de bruit d'intermodulation (déterminée à l’étape 107).
Enfin, la méthode 100 comporte une étape de vérification 110 d’un critère prédéterminé en fonction du rapport « C/IM rayonné » ainsi déterminé. Cette étape permet de valider la configuration de la charge utile du satellite 30 de télécommunications en termes de performances du C/IM rayonné. Il est par exemple envisageable de lever une alerte (par exemple via l’interface utilisateur 14) si le C/IM rayonné est inférieur à un seuil prédéfini. De telles dispositions permettent de vérifier s’il est nécessaire de prendre des mesures pour modifier la configuration de la charge utile du satellite 30 de télécommunications pour qu’il puisse accomplir sa mission de façon performante. Selon un autre exemple, il est possible de définir une fonction de répartition (CDF, pour « Cumulative Distribution Function » en anglais) d’un rapport C/IM rayonné sur l’ensemble de la bande de fréquences AF considérée et pour l’ensemble de la région de couverture considérée. Par exemple, pour un point de la région de couverture, il est possible de déterminer par quelle porteuse il est illuminé, et de calculer le rapport C/IM rayonné pour la porteuse en question au point considéré. Si le point considéré est illuminé par plusieurs porteuses, il est possible de calculer une valeur moyenne, ou une valeur correspondant à un pire cas, de rapport C/IM rayonné au point considéré. Une telle fonction de réparation permet par exemple de déterminer quel pourcentage de la région de couverture présente un rapport C/IM rayonné supérieur ou égal à un seuil prédéfini.
La description ci-avant illustre clairement que, par ses différentes caractéristiques et leurs avantages, la présente invention atteint les objectifs fixés. En particulier, la solution proposée permet de calculer un rapport C/IM rayonné dans un temps limité afin notamment de permettre son utilisation lors de phases opérationnelles, et ce tout en assurant un niveau de précision suffisant. La complexité de l’évaluation du rapport C/IM est liée au nombre élevé de porteuses et de faisceaux nécessaires pour assurer la mission du satellite 30 de télécommunications. La méthode proposée est donc particulièrement bien adaptée pour évaluer le rapport C/IM dans les cas de charge utile complexe (les autres méthodes de calculs disponibles dans l’art antérieur étant alors trop longues à mettre en oeuvre). La méthode proposée utilise en effet une approche globale et analytique qui permet de s’affranchir de nombreux calculs unitaires et ainsi conserver un temps d’exécution quasi négligeable.

Claims

Revendications
1 . Méthode (100) mise en oeuvre par un ordinateur (10) pour valider une configuration d’une charge utile d’un satellite (30) de télécommunications, ledit satellite (30) étant configuré pour émettre un signal avec une antenne (20) active multifaisceaux comportant un réseau (25) de formation de faisceaux, le réseau (25) de formation de faisceaux étant relié à une pluralité de sources (24) et adapté à former simultanément plusieurs faisceaux d'intérêt desservant des zones géographiques à la surface de la Terre, le réseau (25) de formation de faisceaux étant configuré pour recevoir en entrée, pour chaque faisceau d’intérêt à former, un signal d'entrée comportant un ou plusieurs canaux fréquentiels avec des niveaux de puissance respectifs, et pour transmettre à chaque source (24) une combinaison linéaire des signaux d’entrée pondérés par des coefficients de pondération, chaque source (24) étant reliée à un amplificateur, la méthode (100) comporte pour chaque amplificateur :
- une détermination (101 ) d'un « masque normalisé » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation à partir des canaux fréquentiels composant les signaux d'entrée et des niveaux de puissance respectifs desdits canaux fréquentiels,
- une détermination (102) d'un point d'opération correspondant à une puissance de sortie de l'amplificateur, le point d'opération étant déterminé en fonction des niveaux de puissance des canaux fréquentiels des signaux d'entrée, et en fonction des coefficients de pondération associés audit amplificateur,
- une détermination (103) d'une puissance totale de bruit d'intermodulation en fonction du point d'opération et de caractéristiques de linéarité de l'amplificateur,
- une détermination (104) d'un « masque absolu » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation par une pondération du masque normalisé avec la puissance totale de bruit d'intermodulation, la méthode (100) comporte pour chaque source (24) :
- une détermination (105) d'un « masque rayonné » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation à partir du masque absolu de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation de l'amplificateur auquel la source (24) est reliée, et à partir d'un diagramme de rayonnement de la source, la méthode (100) comporte en outre : - une détermination (106) d'un « masque rayonné total » de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation par une sommation en puissance des masques rayonnés des différentes sources (24), pour au moins un canal fréquentiel d'intérêt, et pour au moins une zone géographique d'intérêt :
- une détermination (107) d'une puissance rayonnée de bruit d'intermodulation par une intégration, sur une sous-bande de fréquences correspondant audit canal fréquentiel, du masque rayonné total de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation pour la zone géographique d'intérêt,
- une détermination (108), pour le canal fréquentiel d'intérêt, d'une puissance isotrope équivalente rayonnée par l'antenne (20) active multifaisceaux,
- une détermination (109) d'un rapport « C/IM rayonné » entre la puissance isotrope équivalente rayonnée et la puissance rayonnée de bruit d'intermodulation,
- une vérification (1 10) d’un critère prédéterminé en fonction du rapport « C/IM rayonné » ainsi déterminé.
2. Méthode (100) selon la revendication 1 dans laquelle le masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation est commun à tous les amplificateurs.
3. Méthode (100) selon la revendication 1 dans laquelle le masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation est déterminé pour un amplificateur en fonction des coefficients de pondération associés audit amplificateur.
4. Méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 3 dans laquelle la détermination (101 ) du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte un calcul de produits d'intermodulation d'ordre trois générés par les canaux fréquentiels des signaux d'entrée.
5. Méthode (100) selon la revendication 4 dans laquelle la détermination (101 ) du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte en outre un calcul de produits d'intermodulation d'ordre impair strictement supérieur à trois générés par les canaux fréquentiels des signaux d'entrée.
6. Méthode (100) selon la revendication 4 dans laquelle la détermination (101 ) du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte une application d’une valeur de correction visant à compenser des produits d'intermodulation d'ordre strictement supérieur à trois non pris en compte.
7. Méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6 dans laquelle la détermination (101 ) du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte un calcul de normalisation en fonction du résultat d’une intégration, sur une bande de fréquences, de la densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation.
8. Méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6 dans laquelle la détermination (101 ) du masque normalisé de densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation comporte un calcul de normalisation en fonction du résultat d’une intégration, sur une bande de fréquences, de la densité spectrale de puissance de bruit d'intermodulation pour des valeurs de puissance comprises dans une plage de valeurs prédéterminée.
9. Méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 8 comportant une application d’une valeur de correction au rapport « C/IM rayonné », la valeur de correction étant déterminée en fonction d'un facteur de réutilisation des canaux fréquentiels pour former les faisceaux d'intérêt.
10. Méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 8 ou 9 dans laquelle la bande de fréquences est l’une des bandes W, Q, V, Ka, Ku, L, S, C.
11. Produit programme (13) d’ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu'elles sont exécutées par un ordinateur (10), conduisent celui-ci à mettre en oeuvre les étapes de la méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 10.
12. Support d'enregistrement (12) lisible par ordinateur comprenant des instructions qui, lorsqu'elles sont exécutées par un ordinateur, conduisent celui-ci à mettre en oeuvre les étapes de la méthode (100) selon l’une quelconque des revendications 1 à 10.
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