EP4562747A1 - Système de conversion tension/courant ou courant/tension - Google Patents

Système de conversion tension/courant ou courant/tension

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Publication number
EP4562747A1
EP4562747A1 EP23737920.1A EP23737920A EP4562747A1 EP 4562747 A1 EP4562747 A1 EP 4562747A1 EP 23737920 A EP23737920 A EP 23737920A EP 4562747 A1 EP4562747 A1 EP 4562747A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
switching cell
switching
switch
cell
pair
Prior art date
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Pending
Application number
EP23737920.1A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
François BOUVET
Eric DUPUY
Ayawo Roger EKON
Mickaël PETIT
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
CNAM Conservatoire National des Arts et Metiers
Synchrotron Soleil
CY Cergy Paris Universite
Ecole Normale Superieure de Paris
Universite Paris Saclay
Original Assignee
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
CNAM Conservatoire National des Arts et Metiers
Synchrotron Soleil
CY Cergy Paris Universite
Ecole Normale Superieure de Paris
Universite Paris Saclay
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National de la Recherche Scientifique CNRS, CNAM Conservatoire National des Arts et Metiers, Synchrotron Soleil, CY Cergy Paris Universite, Ecole Normale Superieure de Paris, Universite Paris Saclay filed Critical Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Publication of EP4562747A1 publication Critical patent/EP4562747A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from DC input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • TITLE Voltage/current or current/voltage conversion system.
  • the present invention relates to a system for converting voltage into current or current into voltage. It also relates to a process for converting voltage into current or current into voltage.
  • the field of the invention is more particularly, but not limited to, that of the conversion of voltage to current or current to voltage conversion of electromagnet power supplies in particle accelerators.
  • switching electronics induces a current ripple which can be detrimental to the load that the converter supplies. This is the case, for example, for the power supplies of electromagnets in particle accelerators, which must provide a perfectly smooth current and therefore with very low ripple.
  • the objective of the present invention is to minimize this current ripple without reducing the (dynamic) bandwidth of the system. Indeed, if we keep the example of power supplies for particle accelerators, obtaining high dynamics is another essential condition for the proper functioning of beam position correction systems.
  • the most widespread filtering solution is the filter based on passive elements (capacitors and inductors); we also use solutions based on active filters making the transistors operate in linear mode.
  • high order filters (typically order 5) can be used, obtained by associating several passive filtering cells. These filters, calculated to provide attenuation equivalent to the switching frequency compared to a lower rank filter, have a higher cutoff frequency which makes it possible to satisfy the high dynamic constraint.
  • Another solution for limiting the switching frequency consists of implementing so-called “interleaving” techniques for semiconductor controls. The general idea is to associate N switching cells in parallel, and to control the latter with control signals phase shifted between them by 2n/N. In this way, the apparent frequency "seen” in the load is equal to N times the switching frequency of each of the cells, which therefore makes it possible to reduce the size of the output filter, and to achieve high bandwidths, while obtaining good returns.
  • One of the disadvantages of this method is the management of the balancing between the currents generated by the N switching cells operating in parallel; Additional control loops may be required to ensure this balancing.
  • the passive components and/or the cooler represent a significant part of the total volume of the converter.
  • the active filter in linear mode significantly degrades the overall performance.
  • its impact on the volume and overall weight of the converters is significant, even if it does not use passive components.
  • the cooling system associated with the active components will also be bulky.
  • the aim of the present invention is therefore to minimize current ripple in a voltage to current or current to voltage conversion system or method:
  • system further comprises a common control device for the first set and for the second set,
  • each switching cell comprising: o a first switch which can be in an on state or in a blocking state, and comprising a transistor, and o a second switch which can be in an on state or a blocking state, and comprising a transistor and/ or a diode, so that, for each switching cell, this switching cell oscillates between two states including a first state for which its first switch is on when its second switch is blocking and a second state for which its first switch is blocking when its second switch is on,
  • each of the first set and the second set comprises the same number of switching cell(s) (preferably at least one, preferably exactly one or two or 3).
  • the at least one switching cell of the first set and the at least one switching cell of the second set being associated in pairs so that each switching cell of the first set is associated with a single switching cell of the second set, and each switching cell of the second set is associated with a single switching cell of the first set, the control device being arranged and/or programmed to send to the switches of the switching cells a signal arranged to switch the switches between their on state and their blocking state at the same switching frequency (Fdec) for all the switches so that, for each pair of switching cells, the first switch of the switching cell of the first set of the pair is blocking when the first switch of the switching cell of the second set of the pair is conducting and the first switch of the switching cell of the first set of the pair is conducting when the first switch of the switching cell of the second set of the pair is blocking.
  • Fdec switching frequency
  • Each switching cell of the second set can be connected to one of the output terminals or to one of the input terminals via an inductor and a capacitor:
  • this capacitor being arranged to eliminate a direct current component
  • the switching cells of the first set and the second set can together form a four-quadrant chopper structure.
  • the two sets can be connected in parallel between the input terminals and the output terminals:
  • each switching cell of the first set being a switching cell of the main converter
  • the second set comprising an active switching compensator
  • each switching cell of the second set being a switching cell of the active switching compensator.
  • the switching cell(s) of the main converter may have a structure identical to the structure of the switching cell(s) of the compensator.
  • the main converter switching cell(s) may have a series chopper structure and the compensator switching cell(s) may have a series chopper structure.
  • the main converter switching cell(s) may have a two-quadrant chopper structure and the compensator switching cell(s) may have a two-quadrant chopper structure.
  • the main converter switching cell(s) may have a four-quadrant chopper structure and the compensator switching cell(s) may have a four-quadrant chopper structure.
  • the switching cell(s) of the main converter may have a “boost” structure and the compensator switching cell(s) may have a “boost” structure. .
  • the switching cell(s) of the main converter may have an “inductive accumulation chopper” structure (or “Buck-Boost” in English) and the switching cell(s) of the compensator may have a structure of “inductive accumulation chopper”.
  • the second set can be arranged to generate a current ripple, with zero average value, of the same amplitude but in phase opposition to that generated by the first set.
  • the first two switches of the same pair of switching cells can be connected to the same input terminal(s) and output terminal(s) without going through a transistor or a switch.
  • the two second switches of the same pair of switching cells can be connected to the same input terminal(s) and output terminal(s) without passing through a transistor or a switch.
  • no switching cell is connected to an input terminal through a transistor.
  • no switching cell is connected to an output terminal through a transistor.
  • Each switching cell can be connected to both input terminals without any intermediate elements.
  • Each switching cell can be connected to one of the output terminals without any intermediate element.
  • Each switching cell can be connected to one of the output terminals via an inductor.
  • Each switching cell of the first set can be connected to one of the output terminals via an inductor only.
  • Each switching cell of the second set can be connected to one of the output terminals via an inductor and a capacitor.
  • Each switching cell can be connected to the two output terminals without any intermediate elements.
  • Each switching cell can be connected to one of the input terminals without any intermediate element.
  • Each switching cell can be connected to one of the input terminals via an inductor.
  • Each switching cell of the first set can be connected to one of the input terminals via an inductor only.
  • Each switching cell of the second set can be connected to one of the input terminals via an inductor and a capacitor.
  • Each inductor of the first set can be coupled with an inductor of the second set.
  • the transistors of the switching cells may include MOSFETs and/or IGBTs and/or GaN FETs.
  • a method of controlling a system according to the invention comprises a common control, by the control device, of the first set and the second set , by sending the switches of the switching cells a signal causing the switches to switch between their on state and their blocking state at the same switching frequency for all the switches so that:
  • this switching cell oscillates between two states including a first state for which its first switch is on when its second switch is blocking and a second state for which its first switch is blocking when its second switch is on,
  • the first switch of the switching cell of the first set of the pair is blocking when the first switch of the switching cell of the second set of the pair is on and the first switch of the switching cell switching of the first set of the pair is on when the first switch of the switching cell of the second set of the pair is blocking.
  • Each switching cell of the second set can be connected to one of the output terminals or to one of the input terminals via an inductor and a capacitor:
  • the second set generates a current ripple of the same amplitude but in phase opposition to that generated by the first set.
  • Figure 1 illustrates a first embodiment of a “step-down” system 101 according to the invention, which is the preferred embodiment of the invention,
  • FIG. 2 Figure 2 illustrates other system embodiments (102, 103 in Figure 2a; 202, 203 in Figure 2a) according to the invention
  • Figure 3 illustrates in part a) embodiment 102, embodiment 103 and in part c) another embodiment 104 of a system according to the invention
  • Figure 4 illustrates different system embodiments (202 in Figure 4a; 203 in Figure 4b; 204 in Figure 4c; 201 in Figure 4d) according to the invention
  • FIG. 5 illustrates different embodiments of system 302, 303 “rectifiers” according to the invention
  • Figure 6 illustrates an embodiment of a three-phase “step-down” system 504 according to the invention
  • Figure 7 illustrates a system 102 with a static converter 61 of the series chopper type as illustrated in Figures 2a and 3a,
  • FIG. 8 illustrates different signals (commands, voltages or current) as a function of time in the system of Figures 3a and 7,
  • Figure 9 illustrates in part a) an electrical diagram, with the electronic simulation software PSIM, of the system 103 of Figures 2a and 3b; in part b) different signals (commands, voltages or current) as a function of time for this system,
  • FIG. 10 Figure 10 in part a) an electrical diagram, with the electronic simulation software PSIM, of the system 303 of Figures 5a and 5b; in part b) different signals (commands, voltages or current) as a function of time for this system,
  • FIG. 11 in part a) an electrical diagram, with the electronic simulation software PSIM, of the system 504 of Figures 6a and 6b; in part b) different signals (commands, voltages or current) as a function of time for this system,
  • Figure 12 illustrates a comparison, at a given load current filtering level, of the dynamics obtained for a reference 71 and with 73 and without 72 active compensator 62, for a system 104 of Figure 3c with a converter of 4-quadrant full-bridge chopper type,
  • Figure 13 illustrates a comparison, at a given bandwidth, of the filtering level obtained for a reference 81 and with 83 and without 82 active compensator, for a system 104 of Figure 3c with a 4-quadrant bridge chopper type converter complete, and
  • FIG. 14 illustrates a fundamental structure of static converter, called “switching cell”, for any mode of realization of system according to the invention described with reference to the previous figures.
  • variants of the invention comprising only a selection of characteristics described or illustrated subsequently isolated from the other characteristics described or illustrated (even if this selection is isolated within a sentence including these other characteristics), if this selection of characteristics is sufficient to confer a technical advantage or to differentiate the invention from the prior art.
  • This selection includes at least one preferably functional characteristic without structural details, and/or with only part of the structural details if this part only is sufficient to confer a technical advantage or to differentiate the invention from the state of the art. anterior.
  • a static converter is an interface between an electrical energy source 300 and a load 400. Its primary purpose is therefore to make it possible to control the transfer of energy between source and load.
  • choppers which carry out a direct - direct (DC - DC) conversion
  • inverters which carry out a direct - alternating conversion (DC - AC)
  • rectifiers which carry out an alternating - continuous conversion. (AC DC). All of these forms (DC - DC) (DC - AC) and (AC - DC) are applicable to the present invention.
  • Switches which are made using semiconductor components, presenting two states in static mode, the on state and the blocking state,
  • Purely reactive passive components such as capacitors, transformers and inductors, used, among other things, for transient energy storage, or even filtering.
  • each of the embodiments described subsequently comprises a system for converting voltage into current or current into voltage, comprising input terminals 31, 32 and terminals of output 41, 42, and between the input terminals 31, 32 and the output terminals 41,
  • Each of the embodiments described below further comprises a common control device 3 for the first set 1 and for the second set 2.
  • switching cell The fundamental structures of static converters, called “switching cell” referenced 11, 12, 21, 22 subsequently, can be associated with each other in the manner of elementary bricks.
  • the simplest “switching cell” conversion structure necessarily implements 2 switches (Kl and K2 in Figure 14) whose operations are linked: their states are necessarily complementary. One is blocking while the other is passing. This basic structure is called a “switch cell”.
  • the switching cell 11, 12, 21, 22 typically comprises three terminals:
  • the first switch Kl (referenced 111, 121, 211, or 221 subsequently) connects the first terminal 91 to the second terminal 92
  • the second switch K2 (referenced 112, 122, 212, or 222 subsequently) connects the third terminal 93 to the second terminal 92
  • the second set 2 is arranged to generate a current ripple, with zero average value, of the same amplitude but in phase opposition to that generated by the first set 1 (in the case of a variant in conversion of current into voltage , the active compensator will filter the current this time at the input of the system (and not at the output as in the case of a voltage to current conversion), again generating a current ripple in phase opposition to the main converter).
  • each of the system embodiments according to the invention described below comprises:
  • each of these inductances being a so-called main inductance arranged to limit current variations, each of these main inductances being alone i.e. not connected in series to a capacitor and electrically arranged between the switching cells of the first or second set (only of the first set 1 for all figures except 1 and 4d) and one of the outputs 41, 42, 43 (case of “step-down” systems) and/or one of the inputs 31, 32, 33 (case of “rectifier” systems).
  • the filter capacitor removes the DC component of the compensator output current;
  • Current ripples from the compensator and main converter are then perfectly symmetrical with respect to a horizontal axis, which makes it possible to cancel almost all of the ripple of the current output from the converter (this output current being in a first approximation equal to the sum of the current generated by the compensator and the current delivered by the main converter).
  • this output current being in a first approximation equal to the sum of the current generated by the compensator and the current delivered by the main converter.
  • the size of the output filter of the main converter can be reduced and the high dynamic constraint can thus be met.
  • the average of the current passing through the inductance of the compensator being zero, the losses developed in the latter are low.
  • the filtering capacitor (respectively CFA, CFAI, CFA2 and CFAS) does not connect (or at least does not connect directly or without going through its so-called filtering inductance respectively LFA, LFAI, LFA2, LFA3 and/or by a switching cell) the two terminals 41, 42 between them or the two terminals 31, 32 between them.
  • a Cadd capacitor (not illustrated), directly connecting the two terminals 41, 42 between them or the two terminals 31, 32 between them, can be added in the present embodiments of the invention illustrated in all of the figures, but its technical function would be, due to its location, different from the filtering capacitor (respectively CFA, CFAI, CFA2 and CFAS).
  • Such an additional filtering capacitor Cadd would have the technical function:
  • This Cadd capacitor can also filter high frequency disturbances (well beyond the switching frequency) induced by switching switches, in order to perfect electromagnetic compatibility.
  • system 101 which is a system 101 for converting voltage into current, comprising input terminals 31, 32 ( two in the case of Figure 1) connected respectively to the terminals of the source 300 and output terminals 41, 42 (two in the case of Figure 1) connected respectively to the terminals of the load 400.
  • the system 101 comprises, and between the input terminals 31, 32 and the output terminals 41, 42:
  • first set 1 and the second set 2 comprising at least one switching cell 11, 21, and even exactly one switching cell in the case of Figure 1.
  • the system 101 further comprises a common control device 3 for the first set 1 and for the second set 2.
  • the control device 3 comprises at least one computer, a central or calculation unit, an analog electronic circuit (preferably dedicated), a digital electronic circuit (preferably dedicated), and/or a microprocessor (preferably dedicated), and /or software means.
  • Each switching cell respectively 11, 21 comprises: o a first switch respectively 111 or 211 which can be in an on state or in a blocking state, and comprising a transistor, and o a second switch respectively 112 or 212 which can be in an on state or a blocking state, and comprising a transistor and/or a diode, so that, for each switching cell 11 or 21, this switching cell oscillates between two states including a first state for which its first switch respectively 111 or 211 is passing when its second switch respectively 112 or 212 is blocking and a second state for which its first switch respectively 111 or 211 is blocking when its second switch respectively 112 or 212 is passing, with possible transient phases of this cell during which these two switches 111 and 112, or 211 and 212 can both be blocking (but in no case both pass-through).
  • the switch 111 or 211 comprises a transistor, and this transistor is called “High side” or high potential and has its drain connected to the positive terminal of the voltage source 300 - the switch 112 or 212, if it includes a transistor, then this transistor is called “Low side” or low potential and has its source connected to the negative terminal or to the ground of the voltage source 300
  • each switching cell of the assembly means the switching cell of the assembly.
  • Each transistor of the switching cells typically comprises a “metal oxide semiconductor field effect transistor” (MOSFET) and/or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and/or or a field-effect transistor (FET) made of gallium nitride (GaN).
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • FET field-effect transistor
  • An on state of a switch is a state that allows an electric current to pass through the switch.
  • a blocking state of a switch is a state that does not allow an electrical current to pass through the switch.
  • the number of switching cells 11, 21 in the system is even, and equal to two.
  • Each of the first set 1 and the second set 2 comprises the same number (only one in the case of Figure 1) of switching cell(s) 11, 21.
  • the at least one switching cell 11 of the first set 1 and the at least one switching cell 21 of the second set 2 are associated in pairs so that each switching cell 11 of the first set 1 is associated with a single cell of switching 21 of the second set 2, and each switching cell 21 of the second set 2 is associated with a single switching cell 11 of the first set 1.
  • the control device 3 is arranged and/or programmed to send to the switches 111, 112, 211, 212 of the switching cells 11, 21 a signal (or command) C or C arranged to switch the switches 111, 112, 211, 212 between their on state and their blocking state (and/or vice versa) at the same switching frequency also called switching frequency (typically between 5 kHz and 500 kHz) for all switches 111, 112, 211, 212 so that, for each pair of switching cells 11, 21, the first switch 111 of the switching cell 11 of the first set 1 of the pair is blocking when the first switch 211 of the switching cell 21 of the second set 2 of the pair is conducting and the first switch 111 of the switching cell 11 of the first set 1 of the pair is conducting when the first switch 211 of the switching cell 21 of the second set 2 of the pair is blocking, with possible transient phases of this pair during which these first two switches 111, 211 of this pair can both be blocking (but in no case both are on).
  • switching frequency typically between 5 kHz and 500
  • control device 3 is arranged and/or programmed to send, for each pair of switching cells 11, 21:
  • Switching frequency At each switching cycle, a quantum of energy is transferred between the source 300 and the load 400. Control of the transfer of energy between source 300 and load 400 is ensured by modulating the conduction time of the switches: At the level of each switching cell, at least one of the two switches must therefore be controllable or controllable (on closing and/or opening). Transistors (MOSFETs for example) are switches that can be controlled or monitored when opening and closing.
  • the switching cells 11, 21 of the first set 1 and the second set together form a four-quadrant chopper structure.
  • the second set 2 is arranged to generate a current ripple of the same amplitude but in phase opposition to that generated by the first set 1.
  • the first two switches 111, 211 of the same pair of switching cells 11, 21 are electrically connected:
  • the two second switches 112, 212 of the same pair of switching cells 11, 21 are electrically connected:
  • No switching cell 11, 21 is electrically connected to an output terminal 41, 42 via a transistor.
  • Each switching cell 11, 21 is electrically connected to the two input terminals 31, 32 without any intermediate element.
  • Each switching cell 11, 21 is electrically connected:
  • Each switching cell 11, 21 is electrically connected to one of the output terminals 41, 42 via an inductor.
  • Each switching cell 11 of the first set 1 is electrically connected to one of the output terminals 42 via a main inductance l_2 only.
  • Each switching cell 21 of the second set 2 is electrically connected to one of the output terminals 42 via a filter inductor LFA2 and a filter capacitor CFA2 only.
  • the source 300 at the input terminals 31, 32 is a direct voltage source (battery, output of an AC-DC converter filtered by a capacitor, etc.).
  • the load 400 at the output terminals 41, 42 can for example be any type of device that must be supplied with direct current (battery, MCC type rotating machine, electromagnet, etc.), or at low frequency (injection on the network, alternating current rotating machines, electromagnet, etc.) typically less than one kilohertz.
  • a main converter groups together the first set 1 and the second set 2 and is a four-quadrant chopper, and the structure of system 101 is simplified (we can avoid using an auxiliary converter) compared to to systems 102, 103, 104 described subsequently.
  • Li, LFA2, CFA2 are part of the second set 2.
  • L2, LFAI, CFAi are part of the first set 1.
  • the first set 1 comprises a main converter 61 which comprises all the switching cells of the first set 1, each switching cell 11, 12 of the first set being a switching cell of the main converter
  • the second set (2) comprising an active switching compensator 62 which comprises all the switching cells of the second set 2, each switching cell 21, 22 of the second set being a switching cell of the active switching compensator.
  • the main inductors L, Li, L2, etc. are part of the first set 1.
  • Filter inductors LFA, LFAI, LFA2, etc. and filter capacitors CFA, CFAI, CFA2, etc. are part of the second set 2.
  • the active switching compensator 62 therefore has the mission of taking advantage of both the advantages of passive components and active components.
  • the principle of the compensator 62 according to the invention is therefore to generate a current ripple opposite to that generated by the main converter 61.
  • the superposition of the current of the main converter 61 and the current of the compensator 62 makes it possible to cancel almost all of the ripple of the converter 61. In this way, the size of the output filter of the main converter 61 can be reduced and the high dynamic constraint can thus be met.
  • This filtering solution based on an active switching compensator 62 makes it possible to significantly reduce the share of passives in the filter (no more associations of passive low-pass filter cells in cascade).
  • the active switching filter guarantees good bandwidth while operating at a lower switching frequency than with a passive filter.
  • the active compensator 62 therefore does not deteriorate the overall efficiency of the system 102, 103, or 104; It consumes very little power.
  • the active compensator 62 addresses disturbances (at the switching frequency) of the output current wave in differential mode.
  • the main converter 61 is a static converter, preferably bidirectional in current (however, the implementation of static unidirectional current converters is possible), and the compensator 62 is a static converter of the same nature.
  • the system 102, 103, or 104 comprises, and between the input terminals 31, 32 and the output terminals 41, 42:
  • the system 102, 103, or 104 further comprises a common control device 3 for the first set 1 and for the second set 2.
  • the number of switching cells 11, 21, 12, or 22 of the system 102, 103, or 104 is even, and equal to two for Figure 3a or 3b or four for Figure 3c.
  • Each of the first set 1 and the second set 2 comprises the same number (only one for Figure 3a or 3b or two for Figure 3c) of switching cell(s) 11, 21, 12, or 22.
  • the at least one switching cell 11, 12 of the first set 1 and the at least one switching cell 21, 22 of the second set 2 are associated in pairs so that each switching cell 11 or 12 of the first set 1 is associated with a single switching cell respectively 21 or 22 of the second set 2, and each switching cell 21 or 22 of the second set 2 is associated with a single switching cell respectively 11 or 12 of the first set 1.
  • the control device 3 is arranged and/or programmed to send to the switches 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 switching cells 11, 21, 12, or 22 a signal (or command) C or C arranged to switch the switches 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 between their on state and their blocking state (and/or vice versa) at the same switching frequency (typically between 5 kHz and 500 kHz) for all switches 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 so that, for each pair of switching cells (pair 11, 21 and pair 12, 22), the first switch respectively 111 or 121 of the switching cell respectively 11 or 12 of the first set 1 of the pair is blocking when the first switch respectively 211 or 221 of the switching cell respectively 21 or 22 of the second set 2 of the pair is conducting and the first switch respectively 111 or 121 of the cell switching respectively 11 or 12 of the first set 1 of the pair is on when the first switch respectively 211 or 221 of
  • the second set 2 is arranged to generate a current ripple of the same amplitude but in phase opposition to that generated by the first set 1.
  • the electrical diagram in which system 102, 103, or 104 fits includes:
  • main static converter 61 responsible for transferring electrical energy from the source to the load (and vice versa if there is reversibility).
  • the active compensator 62 is placed in parallel with the main converter 61.
  • the converter 61 and the compensator 62 are powered by the same source and controlled by the same remote control circuit 3. They both operate at the same switching frequency.
  • a high pass filter composed of a filtering inductor respectively LFA, LFAI, LFA2 (of the same value as that L, Li or L2 of the main converter 61) in series with a capacitor of CFA, CFAI, CFA2 filtering to remove the DC component of the current generated.
  • the inductances L, Li or L2 located downstream of the converter 61 and the inductances LFA, LFAI, LFA2 located downstream of the compensator 62 are independent.
  • the first two switches 111, 211 or 121, 221 of the same pair of switching cells 11, 21 or 12, 22 are electrically connected to the same input terminal(s) and output terminal(s) without passing through the via a transistor or a switch 111, 211, 112, 212.
  • the first two switches 121, 221 of the pair of switching cells 12, 22 are electrically connected: o by terminal 91 of each cell, to the same input terminal 31 without passing through via a transistor or a switch 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (nor via a capacitor or inductor) o via terminal 92 of each cell, at the same output terminal 41 without passing through a transistor or a switch 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (but passing through a single inductance Li or via an LFAI inductor in series with a CFAI capacitor)
  • the two second switches 112, 212 of the same pair of switching cells 11, 21 are electrically connected to the same input terminal(s) 31, 32 and output terminal(s) 41, 42 without passing through of a transistor or a switch, but possibly via an inductor or an inductor and a capacitor in series.
  • No switching cell 11, 21, 12, or 22 is electrically connected to an input terminal 31, 32 through a transistor.
  • Each switching cell 21,22 of the second set 2 is electrically connected to one of the output terminals (41 for Figures 3a and 3b, 41 or 42 for Figure 3c) (only) via a filter inductance in series with a filter capacitor, only.
  • the main converter 61 like the compensator 62, are based on a structure called a series chopper.
  • the converter 61 is not current reversible and the principle of active compensation only works if the average value of the current delivered by the main static converter is greater than half of the ripple of the current circulating in the inductance downstream of the main converter; We must in fact avoid what we call the discontinuous regime of current, which is reached when the current in the diode vanishes before the end of the switching period.
  • the converter 61 like the compensator 62, are based on a structure called a two-quadrant current-reversible chopper.
  • the switching cell(s) 11, 12 of the main converter 61 have a four-quadrant chopper structure and the switching cell(s) 21, 22 of the compensator 62 have a four-quadrant chopper structure.
  • the converter 61 like the compensator 62, are based on a structure called a four-quadrant full-bridge chopper, reversible in current and voltage.
  • the switch 111 or 211 or 121 or 221 comprises a transistor, and this transistor is called "High side” or “high potential” and has its drain connected to the positive terminal of the voltage source 300
  • this transistor is called “Low side” or “low potential” and has its source connected to the negative terminal or to the ground of the source voltage 300
  • each main inductance respectively L or Li or L2 of the first set 1 is coupled with a filter inductance respectively LFA OR LFAI OR LFA2 of the second set 2.
  • main converter 61 is a series chopper, as is the active compensator 62 (figure 4-a), or
  • main converter 61 is a four-quadrant full-bridge chopper, as is the active compensator 62 (figure 4-c), or the structure of Figure 4-d is simplified, as for that of Figure 1.
  • the active compensator is entirely usable on “lifting” structures.
  • the compensation is carried out on the input currents, which can be interesting for certain applications.
  • the dimensioning of the corresponding active compensator variants is identical to those implemented for the lowering structures.
  • each of these systems 101, 102, 103, 104, 201, 202, 203, 204 can be modified into a “lifting” system respectively 301, 302, 303, 304, 401, 402, 403, 404 (referenced in the present description but not necessarily illustrated) while remaining within the framework of the present invention, by moving towards the inputs 31, 32 the main inductances L, Li, ⁇ 2, and filtering inductors LFA, LFAI, LFA2 and the filtering capacitors CFA, CFAI, CFA2 initially placed on the side of the outputs 41, 42 in the “step-down” embodiments.
  • FIG. 5a illustrates a “lift” system 302, 303 according to the invention which will only be described for its differences compared to the system 102, 103 of Figure 2a.
  • FIG. 5b illustrates a “lift” system 303 according to the invention which will only be described for its differences compared to the system 103 of Figure 3b.
  • the “lifter” system 302, 303 according to the invention of Figure 5b corresponds to the system 103 of Figure 3b, in which the inductances L, LFA, and capacitors CFA initially placed have been moved towards the inputs 31, 32. on the side of outputs 41, 42. It is a structure based on a step-up DC-DC converter (also called parallel chopper).
  • each switching cell is electrically connected to the two output terminals without any intermediate element.
  • Each switching cell is electrically connected to one of the input terminals without any intermediate element.
  • Each switching cell is electrically connected to one of the input terminals via a main or filter inductor.
  • Each switching cell of the first set is electrically connected to one of the input terminals via a main inductor only.
  • Each switching cell of the second set is electrically connected to one of the input terminals via a filter inductor in series with a filter capacitor, only.
  • the switching cell(s) of the main converter have a “boost” structure and the switching cell(s) of the compensator have a “boost” structure.
  • Each of these systems 101, 102, 103, 104, 201, 202, 203, 204, 301, 302, 303, 304, 401, 402, 403, 404 can be modified into a three-phase system, i.e. comprising three input terminals and/or three output terminals.
  • Figures 6a and 6b illustrate a “step-down” system 504 according to the invention which will only be described for its differences compared to the system 104 of Figure 3c, and which is only a three-phase adaptation of system 104 of Figure 3c with three output terminals, and for which the main inductances l_3, and LFAS filtering and CFAS filtering capacitors have therefore been added in front of the third output 43.
  • the system according to the invention can be associated with three-phase inverters (step-down structure) or rectifiers (step-up structure).
  • Figure 6 shows the implementation for a three-phase inverter.
  • Each inverter arm is associated with a compensation stage.
  • the current ripple limiting and compensation inductances must be identical. Variants with coupled inductors remain valid.
  • Each arm and its compensation stage provide a path for current ripples, which are therefore not transmitted to the load.
  • the compensation stage capacitors support the low frequency (LF) voltage.
  • the load coupling star or triangle) does not matter.
  • Each arm is sized for line current.
  • the compensation stages are only sized for the maximum value of the ripple.
  • - Li LFAI OR substantially equal, plus or minus 20%, ideally plus or minus 5%
  • LFA2 LFA2 OR substantially equal, plus or minus 20%, ideally plus or minus 5%
  • LFA3 LFA3 OR substantially equal, plus or minus 20%, ideally plus or minus 5%
  • the capacitor respectively CFA, CFAI, CFA2, CFA3 is dimensioned such that the cut-off frequency F C fa of the high pass filter which it forms with the inductance respectively LFA, LFAI, LFA2, LFA3 is much lower than the frequency Fdec switching of the main converter and the compensator, i.e.: Fcfa ⁇ Fdec, typically lOOxFcfa ⁇ Fdec, in order to be sure to filter all the harmonics.
  • the switching frequency Fdec of the active compensator 62 is the same as that of the main converter 61.
  • this switching cell oscillates between two states including a first state for which its first switch is on when its second switch is blocking and a second state for which its first switch is blocking when its second switch is on,
  • the first switch 111, 121 of the switching cell of the first set of the pair is blocking when the first switch 211, 221 of the switching cell of the second set of the pair is on and the first switch 111, 121 of the switching cell of the first set of the pair is on when the first switch 211, 221 of the switching cell of the second set of the pair is blocking.
  • VD1 the voltage across the diode 112 of the main converter 61
  • VD2 the voltage across the diode 212 of the active compensator 62
  • Figure 9a is an electrical diagram, with the electronic simulation software PSIM, of the system 103 of Figures 2a and 3b with active compensator 62 associated with a two-quadrant current-reversible chopper.
  • Figure 9b is a validation of some of the signals (IL1, ILfa and Icomp identified in Figure 9a) with the electronic simulation software PSIM for this system 103.
  • Figure 10a is an electrical diagram, with the electronic simulation software PSIM, of the system 303 of Figures 5a and 5b with active compensator 62 associated with a parallel chopper.
  • Figure 10b is a validation of some of the signals (IL1, ILfa and I identified in Figure 10a) with the electronic simulation software PSIM for this system 103.
  • Figure lia is an electrical diagram, with the electronic simulation software PSIM, of the system 504 of Figures 6a and 6b with active compensator 62 associated with a three-phase inverter.
  • Figure 11b is a validation of some of the signals (IL1, IL2, IL3, ICompl, IComp2, IComp3, IFA1, IFA2, IFA3 identified in Figure 11a) with the electronic simulation software PSIM for this system 103.
  • Figure 12 is a comparison, at a given load current filtering level, of the dynamics obtained for a reference 71 and with 73 and without 72 active compensator 62, for a system 104 of Figure 3c with a chopper type converter 4 quadrants in full bridge.
  • Figure 13 is a comparison, at a given bandwidth, of the filtering level obtained for a reference 81 and with 83 and without 82 active compensator, for a system 104 of Figure 3c with a full-bridge 4-quadrant chopper type converter.
  • the active compensator will filter the current this time at the input of the system (and not at the output as in the case of a voltage to current conversion), again generating a current ripple in opposition to phase with respect to the main converter.
  • the source Vdc or the reference 300 can be generalized to the case respectively of a source or a load DC
  • the load or reference 400 can be generalized to the case respectively of a load or a source (DC or AC for Figure 1, DC for Figure 3b, DC or AC for Figure 3c, DC for Figure 4b, AC or DC for figure 4c or 4d, AC for figure 6).
  • the invention can thus cover the case of the series chopper, step-up chopper, single-phase inverter, single-phase rectifier, etc.; and or
  • the switching cell(s) of the main converter may have an “inductive accumulation chopper” (or “Buck-Boost” in English) structure and the switching cell(s) of the compensator may have an “inductive accumulation chopper” structure (or “Buck-Boost” in English).

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Abstract

L'invention concerne un système de conversion tension/courant ou courant/tension, comprenant des bornes d'entrée (31, 32) et de sortie (41, 42), et entre ces bornes : un premier (1) et deuxième (2) ensembles, chacun parmi ces ensembles comprenant au moins une cellule de commutation (11, 21), l'au moins une cellule de commutation du premier ensemble et l'au moins une cellule de commutation du deuxième ensemble étant associées par paire de sorte que chaque cellule de commutation du premier ensemble soit associée à une unique cellule de commutation du deuxième ensemble; et un dispositif de commande agencé et/ou programmé pour envoyer aux interrupteurs des cellules de commutation un signal agencé pour faire basculer les interrupteurs entre leur état passant et leur état bloquant à une même fréquence de découpage pour tous les interrupteurs de sorte que, pour chaque paire de cellule de commutation, le premier interrupteur (111) de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est bloquant quand le premier interrupteur (211) de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est passant et inversement.

Description

DESCRIPTION
TITRE : Système de conversion tension/courant ou courant/tension.
Domaine technique
La présente invention concerne un système de conversion de tension en courant ou de courant en tension. Elle concerne aussi un procédé de conversion de tension en courant ou de courant en tension.
Le domaine de l'invention est plus particulièrement, mais de manière non limitative, celui de la conversion de conversion de tension en courant ou de courant en tension des alimentations d'électroaimants dans les accélérateurs de particules.
Etat de la technique antérieure
Par principe, l'électronique à découpage induit une ondulation de courant qui peut être pénalisante pour la charge que le convertisseur alimente. C'est le cas par exemple pour les alimentations d'électroaimants dans les accélérateurs de particules, qui doivent fournir un courant parfaitement lisse et donc à très faible ondulation.
L'objectif de la présente invention est de réduire au maximum cette ondulation de courant sans réduire la bande passante (dynamique) du système. En effet, si l'on garde l'exemple des alimentations pour accélérateurs de particules, l'obtention d'une dynamique élevée est une autre condition essentielle pour le bon fonctionnement des systèmes de correction de la position du faisceau.
La solution de filtrage la plus répandue est le filtre à base d'éléments passifs (condensateurs et inductances); on utilise aussi des solutions à base de filtre actif faisant fonctionner les transistors en mode linéaire.
Avec le filtrage de type passif, l'obtention d'une dynamique élevée (et conjointement d'un très bon niveau de filtrage) requiert d'augmenter la fréquence de découpage des interrupteurs de puissance. On peut ainsi réduire la taille (et le volume) du filtre de sortie du convertisseur. La contrepartie est une dégradation du rendement du convertisseur, avec notamment une augmentation des pertes dissipées (par commutation) par les semi- conducteurs de puissance. Pour limiter la température de ces derniers et ainsi maximiser leur fiabilité, il peut alors s'avérer nécessaire de surdimensionner les dissipateurs sur lesquels ils sont montés. D'autre part, les éléments parasites inhérents aux composants réalisant le filtrage limitent la plage de fréquences pour laquelle le filtre est efficace. Au-delà de quelques centaines de kHz de fréquence de découpage (on met alors en œuvre des semi-conducteurs commutant très vite), l'obtention d'une bonne compatibilité électromagnétique (CEM) se complique singulièrement. Pour limiter cette augmentation de fréquence de découpage, on peut recourir à des filtres d'ordre élevé (typiquement ordre 5), obtenus en associant plusieurs cellules de filtrage passif. Ces filtres, calculés pour procurer une atténuation équivalente à la fréquence de découpage comparativement à un filtre de rang plus faible, possèdent une fréquence de coupure plus élevée ce qui permet de satisfaire à la contrainte de dynamique élevée. Une autre solution permettant de limiter la fréquence de découpage consiste à mettre en œuvre des techniques dites « d'entrelacement » des commandes des semi-conducteurs. L'idée générale est d'associer N cellules de commutation en parallèle, et de piloter ces dernières avec des signaux de commande déphasés entre eux de 2n/N. De la sorte, la fréquence apparente « vue » dans la charge est égale à N fois la fréquence de découpage de chacune des cellules, ce qui permet donc de réduire la taille du filtre de sortie, et d'atteindre des bandes passantes élevées, tout en obtenant de bons rendements. L'un des inconvénients de cette méthode est la gestion de l'équilibrage entre les courants générés par les N cellules de commutation fonctionnant en parallèle ; Des boucles de régulation supplémentaires peuvent être requises pour garantir cet équilibrage.
De manière générale, les composants passifs et/ou le refroidisseur représentent une part non négligeable du volume total du convertisseur.
Le filtre actif en mode linéaire, quant à lui, dégrade significativement le rendement de l'ensemble. En outre, son impact sur le volume et le poids global des convertisseurs est important, même s'il n'utilise pas de composants passifs. En effet, le système de refroidissement associé aux composants actifs sera lui aussi volumineux.
Le but de la présente invention est donc de réduire au maximum l'ondulation de courant dans un système ou procédé de conversion de tension en courant ou de courant en tension :
- en minimisant la réduction de la bande passante (dynamique), et/ou
- en conservant une dynamique élevée et/ou
- en limitant la dégradation du rendement du convertisseur et/ou - en limitant les pertes dissipées et/ou
- en limitant le poids ou le volume du convertisseur et/ou
- en réduisant le poids et le volume des composants passifs et/ou du refroidisseur et/ou
- en ne requérant pas de boucles de régulation supplémentaires pour garantir un équilibrage et/ou
- en obtenant des niveaux de résiduelles plus faibles.
Exposé de l'invention
Cet objectif est atteint avec un système de conversion de tension en courant ou de courant en tension, comprenant des (typiquement exactement 2 ou 3) bornes d'entrée et des (typiquement exactement 2 ou 3) bornes de sortie, et entre les bornes d'entrée et les bornes de sortie :
- un premier ensemble et un deuxième ensemble, chacun parmi le premier ensemble et le deuxième ensemble comprenant au moins une cellule de commutation, et caractérisé en ce que :
- le système comprend en outre un dispositif de commande commun pour le premier ensemble et pour le deuxième ensemble,
- chaque cellule de commutation comprenant : o un premier interrupteur pouvant être dans un état passant ou dans un état bloquant, et comprenant un transistor, et o un deuxième interrupteur pouvant être dans un état passant ou un état bloquant, et comprenant un transistor et/ou une diode, de sorte que, pour chaque cellule de commutation, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur est passant quand son deuxième interrupteur est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur est bloquant quand son deuxième interrupteur est passant,
- le nombre de cellules de commutation du système étant pair,
- chacun parmi le premier ensemble et le deuxième ensemble comprend le même nombre de cellule(s) de commutation (de préférence au moins une, de préférence exactement une ou deux ou 3). - l'au moins une cellule de commutation du premier ensemble et l'au moins une cellule de commutation du deuxième ensemble étant associées par paire de sorte que chaque cellule de commutation du premier ensemble soit associée à une unique cellule de commutation du deuxième ensemble, et chaque cellule de commutation du deuxième ensemble soit associée à une unique cellule de commutation du premier ensemble, le dispositif de commande étant agencé et/ou programmé pour envoyer aux interrupteurs des cellules de commutation un signal agencé pour faire basculer les interrupteurs entre leur état passant et leur état bloquant à une même fréquence de découpage (Fdec ) pour tous les interrupteurs de sorte que, pour chaque paire de cellule de commutation, le premier interrupteur de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est bloquant quand le premier interrupteur de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est passant et le premier interrupteur de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est passant quand le premier interrupteur de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est bloquant.
Chaque cellule de commutation du deuxième ensemble peut être connectée à une des bornes de sortie ou à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance et d'un condensateur :
- ce condensateur étant agencé pour supprimer une composante continue de courant, et/ou
- cette inductance et ce condensateur formant un filtre passe haut de fréquence de coupure FCfa très inférieure à la fréquence de découpage Fdec de sorte que l OOxFcfa < Fdec.
Les cellules de commutation du premier ensemble et du deuxième ensemble peuvent former à elle deux, une structure de hacheur quatre quadrants.
Les deux ensembles peuvent être montés en parallèle entre les bornes d'entrée et les bornes de sortie :
- le premier ensemble comprenant un convertisseur principal, chaque cellule de commutation du premier ensemble étant une cellule de commutation du convertisseur principal - le deuxième ensemble comprenant un compensateur actif à découpage, chaque cellule de commutation du deuxième ensemble étant une cellule de commutation du compensateur actif à découpage.
La ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure identique à la structure de la ou des cellule(s) de commutation du compensateur.
La ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure de hacheur série et la ou les cell ule(s) de commutation du compensateur peuvent avoir une structure de hacheur série.
La ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure de hacheur deux quadrants et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur peuvent avoir une structure de hacheur deux quadrants.
La ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure de hacheur quatre quadrants et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur peuvent avoir une structure de hacheur quatre quadrants.
La ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure de « hacheur élévateur » (ou « Boost » en anglais) et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur peuvent avoir une structure de « hacheur élévateur ».
La ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure de « hacheur à accumulation inductive » (ou « Buck- Boost » en anglais) et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur peuvent avoir une structure de « hacheur à accumulation inductive ».
Le deuxième ensemble peut être agencé pour générer une ondulation de courant, à valeur moyenne nulle, de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble.
Les deux premiers interrupteurs d'une même paire de cellules de commutation peuvent être connectés aux mêmes borne(s) d'entrée et borne(s) de sortie sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur.
Les deux deuxièmes interrupteurs d'une même paire de cellules de commutation peuvent être connectés aux mêmes borne(s) d'entrée et borne(s) de sortie sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur.
De préférence, aucune cellule de commutation est connectée à une borne d'entrée en passant par un transistor. De préférence, aucune cellule de commutation est connectée à une borne de sortie en passant par un transistor.
Chaque cellule de commutation peut être connectée aux deux bornes d'entrée sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation peut être connectée à une des bornes de sortie sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation peut être connectée à une des bornes de sortie par l'intermédiaire d'une inductance.
Chaque cellule de commutation du premier ensemble peut être connectée à une des bornes de sortie par l'intermédiaire d'une inductance uniquement.
Chaque cellule de commutation du deuxième ensemble peut être connectée à une des bornes de sortie par l'intermédiaire d'une inductance et d'un condensateur.
Chaque cellule de commutation peut être connectée aux deux bornes de sortie sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation peut être connectée à une des bornes d'entrée sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation peut être connectée à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance.
Chaque cellule de commutation du premier ensemble peut être connectée à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance uniquement.
Chaque cellule de commutation du deuxième ensemble peut être connectée à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance et d'un condensateur.
Chaque inductance du premier ensemble peut être couplée avec une inductance du deuxième ensemble.
Les transistors des cellules de commutation peuvent comprendre des transistors MOSFET et/ou IGBT et/ou FET GaN.
Suivant encore un autre aspect de l'invention, il est proposé un procédé de commande d'un système selon l'invention, caractérisé en ce qu'il comprend une commande commune, par le dispositif de commande, du premier ensemble et du deuxième ensemble, en envoyant aux interrupteurs des cellules de commutation un signal faisant basculer les interrupteurs entre leur état passant et leur état bloquant à une même fréquence de découpage pour tous les interrupteurs de sorte que :
- pour chaque cellule de commutation, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur est passant quand son deuxième interrupteur est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur est bloquant quand son deuxième interrupteur est passant,
- pour chaque paire de cellule de commutation, le premier interrupteur de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est bloquant quand le premier interrupteur de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est passant et le premier interrupteur de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est passant quand le premier interrupteur de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est bloquant.
Chaque cellule de commutation du deuxième ensemble peut être connectée à une des bornes de sortie ou à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance et d'un condensateur :
- ce condensateur supprimant une composante continue de courant, et/ou
- cette inductance et ce condensateur formant un filtre passe haut de fréquence de coupure FCfa très inférieure à la fréquence de découpage Fdec de sorte que lOOxFcfa <Fdec
De préférence, le deuxième ensemble génère une ondulation de courant de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble.
Description des figures et modes de réalisation
D'autres avantages et particularités de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée de mises en œuvre et de modes de réalisation nullement limitatifs, et des dessins annexés suivants :
[Fig. 1] la figure 1 illustre un premier mode de réalisation de système 101 « abaisseur » selon l'invention, qui est le mode de réalisation préféré de l'invention,
[Fig. 2] la figure 2 illustre d'autres modes de réalisation de système (102, 103 sur la figure 2a ; 202, 203 sur la figure 2a) selon l'invention, [Fig. 3] la figure 3 illustre sur sa partie a) le mode de réalisation 102 le mode de réalisation 103 et sur sa partie c) un autre mode de réalisation 104 de système selon l'invention,
[Fig. 4] la figure 4 illustre différents modes de réalisation de système (202 sur la figure 4a ; 203 sur la figure 4b ; 204 sur la figure 4c ; 201 sur la figure 4d ) selon l'invention,
[Fig. 5] la figure 5 illustre différents modes de réalisation de système 302, 303 « redresseurs » selon l'invention,
[Fig. 6] la figure 6 illustre un mode de réalisation de système 504 « abaisseur » triphasé selon l'invention,
[Fig. 7] la figure 7 illustre un système 102 avec un convertisseur statique 61 de type hacheur série tel qu'illustré en figure 2a et 3a,
[Fig. 8] la figure 8 illustre différents signaux (commandes, tensions ou courant) en fonction du temps dans le système des figures 3a et 7,
[Fig. 9] la figure 9 illustre en partie a) un schéma électrique, avec le logiciel de simulation électronique PSIM, du système 103 des figures 2a et 3b; en partie b) différents signaux (commandes, tensions ou courant) en fonction du temps pour ce système,
[Fig. 10] la figure 10 en partie a) un schéma électrique, avec le logiciel de simulation électronique PSIM, du système 303 des figures 5a et 5b; en partie b) différents signaux (commandes, tensions ou courant) en fonction du temps pour ce système,
[Fig. il] la figure 11 en partie a) un schéma électrique, avec le logiciel de simulation électronique PSIM, du système 504 des figures 6a et 6b; en partie b) différents signaux (commandes, tensions ou courant) en fonction du temps pour ce système,
[Fig. 12] la figure 12 illustre une comparaison, à niveau de filtrage du courant dans la charge donné, de la dynamique obtenue pour une référence 71 et avec 73 et sans 72 compensateur actif 62, pour un système 104 de la figure 3c avec un convertisseur de type hacheur 4 quadrants en pont complet,
[Fig. 13] la figure 13 illustre une comparaison, à bande passante donnée, du niveau de filtrage obtenu pour une référence 81 et avec 83 et sans 82 compensateur actif, pour un système 104 de la figure 3c avec un convertisseur de type hacheur 4 quadrants en pont complet, et
[Fig. 14] la figure 14 illustre une structure fondamentale de convertisseur statique, appelée « cellule de commutation », pour n'importe quel mode de réalisation de système selon l'invention décrit en référence aux précédentes figures.
Ces modes de réalisation étant nullement limitatifs, on pourra notamment considérer des variantes de l'invention ne comprenant qu'une sélection de caractéristiques décrites ou illustrées par la suite isolées des autres caractéristiques décrites ou illustrées (même si cette sélection est isolée au sein d'une phrase comprenant ces autres caractéristiques), si cette sélection de caractéristiques est suffisante pour conférer un avantage technique ou pour différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieure. Cette sélection comprend au moins une caractéristique de préférence fonctionnelle sans détails structurels, et/ou avec seulement une partie des détails structurels si cette partie uniquement est suffisante pour conférer un avantage technique ou à différencier l'invention par rapport à l'état de la technique antérieure.
Très généralement, un convertisseur statique est une interface entre une source d'énergie électrique 300 et une charge 400. Sa vocation première est donc de permettre de contrôler le transfert d'énergie entre source et charge. Parmi les différentes familles de conversion, citons notamment les hacheurs, qui réalisent une conversion continu - continu (DC - DC), les onduleurs qui réalisent une conversion continu - alternatif (DC - AC), et les redresseurs qui réalisent une conversion alternatif - continu (AC - DC). Toutes ces formes (DC - DC) (DC - AC) et (AC - DC) sont applicables à la présente invention.
La notion de rendement est prépondérante : le dispositif de conversion doit être à pertes minimales, ce qui suppose la mise en œuvre d'éléments théoriquement non dissipatifs :
Des interrupteurs qui sont réalisés à l'aide de composants à semi- conducteurs, présentant deux états en régime statique, l'état passant et l'état bloquant,
Des composants passifs purement réactifs, tels que les condensateurs, transformateurs et inductances, utilisés, entre autres, pour le stockage transitoire d'énergie, ou encore le filtrage.
Comme on le verra par la suite, chacun des modes de réalisation décrit par la suite comprend un système de conversion de tension en courant ou de courant en tension, comprenant des bornes d'entrée 31, 32 et des bornes de sortie 41, 42, et entre les bornes d'entrée 31, 32 et les bornes de sortie 41,
42 :
- un premier ensemble 1 et un deuxième ensemble 2, chacun parmi le premier ensemble et le deuxième ensemble comprenant au moins une cellule de commutation.
Chacun des modes de réalisation décrit par la suite comprend en outre un dispositif de commande 3 commun pour le premier ensemble 1 et pour le deuxième ensemble 2.
Les structures fondamentales des convertisseurs statiques, appelées « cellule de commutation » référencées 11, 12, 21, 22 par la suite, peuvent être associées entre elles à la manière de briques élémentaires. La structure de conversion la plus simple de « cellule de commutation » met en œuvre obligatoirement 2 interrupteurs (Kl et K2 sur la figure 14) dont les fonctionnements sont liés : leurs états sont nécessairement complémentaires. L'un est bloquant lorsque l'autre est passant. Cette structure de base est appelée « cellule de commutation ».
La cellule de commutation 11, 12, 21, 22 comprend typiquement trois bornes :
- le premier interrupteur Kl (référencé 111, 121, 211, ou 221 par la suite) relie la première borne 91 à la deuxième borne 92
- le deuxième interrupteur K2 (référencé 112, 122, 212, ou 222 par la suite) relie la troisième borne 93 à la deuxième borne 92
- le premier interrupteur Kl et le deuxième interrupteur K2 en série relient la première borne 91 à la troisième borne 93.
Ces deux interrupteurs, si connectés à une source de tension ne pourront être fermés (i.e dans leur état passant) en même temps (mais il est possible de les ouvrir en même temps) sous peine de créer un court-circuit et de détériorer le matériel. De même si la cellule est connectée à une source de courant, il n'est pas possible d'ouvrir (i.e les mettre dans leur état bloquant) les deux interrupteurs en même temps (mais il est possible de les fermer en même temps).
Le deuxième ensemble 2 est agencé pour générer une ondulation de courant , à valeur moyenne nulle, de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble 1 (dans le cas d'une variante en conversion de courant en tension, le compensateur actif permettra de filtrer le courant cette fois à l'entrée du système (et non en sortie comme dans le cas d'une conversion de tension en courant), en générant là-encore une ondulation de courant en opposition de phase par rapport au convertisseur principal).
Comme on le verra par la suite, chacun des modes de réalisation de système selon l'invention décrit par la suite comprend :
- En aval (cas des systèmes « abaisseurs ») ou en amont (cas des systèmes « redresseurs ») des cellules de commutation du premier ensemble 1 et/ou du deuxième ensemble 2, au moins une inductance L, Li, l_2, l_3, chacune de ces inductances étant une inductance dite principale agencée pour limiter les variations de courant, chacune de ces inductances principales étant seule i.e. non reliée en série à un condensateur et disposée électriquement entre les cellules de commutation du premier ou deuxième ensemble (uniquement du premier ensemble 1 pour toutes les figures sauf la 1 et la 4d) et une des sorties 41, 42, 43 (cas des systèmes « abaisseurs ») et/ou une des entrées 31, 32, 33 (cas des systèmes « redresseurs »).
- En aval (cas des systèmes « abaisseurs ») ou en amont (cas des systèmes « redresseurs ») des cellules de commutation du premier ensemble 1 et/ou du deuxième ensemble 1, au moins une inductance dite de filtrage LFA, LFAI, LFA2 , LFAS appartenant à un filtre passe haut, chacune de ces inductances de filtrage étant reliée en série à un condensateur dite de filtrage respectivement CFA, CFAI, CFA2 et CFAS agencée pour supprimer la composante continue du courant généré, chacun de ces filtres passe haut étant disposé électriquement entre les cellules de commutation du premier 1 et/ou deuxième 2 ensemble (uniquement du deuxième ensemble 2 pour toutes les figures sauf la 1 et la 4d) et une des sorties 41, 42, 43 (cas des systèmes « abaisseurs ») ou une des entrées 31, 32, 33 (cas des systèmes « redresseurs »).
Sur les figures, on note C la commande d'ouverture (C = 0 état passant) et de fermeture (C = 1 état bloquant ou fermé) de chaque transistor, et C la commande complémentaire (C = 1 état bloquant si C = 0 état passant et c = 0 état passant si C = 1 état bloquant).
Le condensateur de filtrage (respectivement CFA, CFAI, CFA2 et CFAS) supprime la composante continue du courant de sortie du compensateur ; Les ondulations de courant du compensateur et du convertisseur principal sont alors parfaitement symétriques par rapport à un axe horizontal, ce qui permet d'annuler la quasi-totalité de l'ondulation du courant en sortie du convertisseur (ce courant de sortie étant en première approximation égal à la somme du courant généré par le compensateur et du courant délivré par le convertisseur principal). De la sorte, la taille du filtre de sortie du convertisseur principal peut être réduite et on peut ainsi répondre à la contrainte de dynamique élevée. Par ailleurs, la moyenne du courant traversant l'inductance du compensateur étant nulle, les pertes développées dans cette dernière sont faibles.
On remarque en outre que le condensateur de filtrage (respectivement CFA, CFAI, CFA2 et CFAS) ne relie pas (ou du moins ne relie pas directement ou sans passer par son inductance dite de filtrage respectivement LFA, LFAI, LFA2 , LFA3 et/ou par une cellule de commutation) les deux bornes 41, 42 entre elles ou les deux bornes 31, 32 entre elles.
Un condensateur Cadd (non illustré), reliant directement les deux bornes 41, 42 entre elles ou les deux bornes 31, 32 entre elles, peut être ajouté dans les présents modes de réalisation de l'invention illustré sur l'intégralité des figures, mais sa fonction technique serait, du fait de son emplacement, différente du condensateur de filtrage (respectivement CFA, CFAI, CFA2et CFAS) . Un tel condensateur additionnel Cadd de filtrage aurait pour fonction technique :
■ Comme la valeur des inductances du compensateur et du convertisseur principal n'est jamais rigoureusement identique, la compensation ne sera jamais tout à fait parfaite. Un condensateur Cadd permettrait de filtrer l'ondulation résiduelle subsistante.
■ Ce condensateur Cadd peut aussi permettre de filtrer des perturbations haute fréquence (bien au-delà de la fréquence de découpage) induites par la commutation des interrupteurs, afin d'en parfaire la compatibilité électromagnétique.
On va tout d'abord décrire, en référence à la figure 1, un premier mode de réalisation de système 101 selon l'invention, qui est un système 101 de conversion de tension en courant, comprenant des bornes d'entrée 31, 32 (deux dans le cas de la figure 1) connectées respectivement aux bornes de la source 300 et des bornes de sortie 41, 42 (deux dans le cas de la figure 1) connectées respectivement aux bornes de la charge 400.
Le système 101 comprend, et entre les bornes d'entrée 31, 32 et les bornes de sortie 41, 42 :
- un premier ensemble 1 et un deuxième ensemble 2, chacun parmi le premier ensemble 1 et le deuxième ensemble 2 comprenant au moins une cellule de commutation 11, 21, et même exactement une cellule de commutation dans le cas de la figure 1.
Le système 101 comprend en outre un dispositif de commande 3 commun pour le premier ensemble 1 et pour le deuxième ensemble 2.
Le dispositif de commande 3 comprend au moins un ordinateur, une unité centrale ou de calcul, un circuit électronique analogique (de préférence dédié), un circuit électronique numérique (de préférence dédié), et/ou un microprocesseur (de préférence dédié), et/ou des moyens logiciels.
Chaque cellule de commutation respectivement 11, 21 comprend : o un premier interrupteur respectivement 111 ou 211 pouvant être dans un état passant ou dans un état bloquant, et comprenant un transistor, et o un deuxième interrupteur respectivement 112 ou 212 pouvant être dans un état passant ou un état bloquant, et comprenant un transistor et/ou une diode, de sorte que, pour chaque cellule de commutation 11 ou 21, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur respectivement 111 ou 211 est passant quand son deuxième interrupteur respectivement 112 ou 212 est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur respectivement 111 ou 211 est bloquant quand son deuxième interrupteur respectivement 112 ou 212 est passant, avec d'éventuelles phases transitoires de cette cellule durant lesquelles ces deux interrupteurs 111 et 112 , ou 211 et 212 peuvent être tous les deux bloquants (mais en aucun cas tous les deux passants).
Dans le cas de la figure 1 :
- l'interrupteur 111 ou 211, comprend un transistor, et ce transistor est dit « High side » ou à haut potentiel et possède son drain connecté à la borne positive de la source de tension 300 - l'interrupteur 112 ou 212, s'il comprend un transistor, alors ce transistor est dit « Low side » ou à bas potentiel et possède sa source connectée à la borne négative ou à la masse de la source de tension 300
En référence aux figures 1 et 14, chaque cellule de commutation 11, 21 :
- a sa première borne 91 connectée électriquement (de préférence qui correspond) à la borne 31
- a sa troisième borne 93 connectée électriquement (de préférence qui correspond) à la borne 32
- a sa deuxième borne 92 connectée électriquement aux deux bornes de sorties 41 et 42.
Dans un cas d'un ensemble comprenant une seule cellule de commutation, chaque cellule de commutation de l'ensemble signifie la cellule de commutation de l'ensemble.
Chaque transistor des cellules de commutation comprend typiquement un "transistor à effet de champ à semi-conducteur en oxyde de métal" (MOSFET) et/ou un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT, de l'anglais Insulated Gate Bipolar Transistor) et/ou un transistor à effet de champ (en anglais, Field-effect transistor ou FET) en Nitrure de gallium (GaN).
Un état passant d'un interrupteur est un état qui laisse passer un courant électrique à travers l'interrupteur.
Un état bloquant d'un interrupteur est un état qui ne laisse pas passer un courant électrique à travers l'interrupteur.
Le nombre de cellules de commutation 11, 21 du système est pair, et égal à deux.
Chacun parmi le premier ensemble 1 et le deuxième ensemble 2 comprend le même nombre (une seule dans le cas de la figure 1) de cellule(s) de commutation 11, 21.
L'au moins une cellule de commutation 11 du premier ensemble 1 et l'au moins une cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2 sont associées par paire de sorte que chaque cellule de commutation 11 du premier ensemble 1 soit associée à une unique cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2, et chaque cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2 soit associée à une unique cellule de commutation 11 du premier ensemble 1.
Le dispositif de commande 3 est agencé et/ou programmé pour envoyer aux interrupteurs 111, 112, 211, 212 des cellules de commutation 11, 21 un signal (ou commande) C ou C agencé pour faire basculer les interrupteurs 111, 112, 211, 212 entre leur état passant et leur état bloquant (et/ou inversement) à une même fréquence de découpage aussi appelée fréquence de commutation (typiquement comprise entre 5 kHz et 500 kHz) pour tous les interrupteurs 111, 112, 211, 212 de sorte que, pour chaque paire de cellule 11, 21 de commutation, le premier interrupteur 111 de la cellule de commutation 11 du premier ensemble 1 de la paire est bloquant quand le premier interrupteur 211 de la cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2 de la paire est passant et le premier interrupteur 111 de la cellule de commutation 11 du premier ensemble 1 de la paire est passant quand le premier interrupteur 211 de la cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2 de la paire est bloquant, avec d'éventuelles phases transitoires de cette paire durant lesquelles ces deux premiers interrupteurs 111, 211 de cette paire peuvent être tous les deux bloquants (mais en aucun cas tous les deux passants).
Autrement dit, le dispositif de commande 3 est agencé et/ou programmé pour envoyer, pour chaque paire de cellule 11, 21 de commutation :
- un signal (ou commande) respectivement C ou C au premier interrupteur 111 de la cellule de commutation 11 du premier ensemble 1 de la paire
- un signal (ou commande) complémentaire respectivement C ou C au premier interrupteur 211 de la cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2 de la paire.
L'électronique de puissance est donc une électronique de commutation (idéalement un interrupteur ouvert ou fermé ne dissipe pas d'énergie). Cette fréquence de commutation des interrupteurs est nommée « fréquence de découpage ». A chaque cycle de commutation, un quantum d'énergie est transféré entre la source 300 et la charge 400. Le contrôle du transfert d'énergie entre source 300 et charge 400 est assuré en modulant le temps de conduction des interrupteurs : Au niveau de chaque cellule de commutation, l'un au moins des deux interrupteurs doit donc être commandable ou contrôlable (à la fermeture et/ou à l'ouverture). Les transistors (MOSFET par exemple) sont des interrupteurs commandables ou contrôlables à l'ouverture et à la fermeture.
Dans le cas de la figure 1, les cellules de commutation 11, 21 du premier ensemble 1 et du deuxième ensemble forment ensemble, à elle deux, une structure de hacheur quatre quadrants. Le deuxième ensemble 2 est agencé pour générer une ondulation de courant de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble 1.
Les deux premiers interrupteurs 111, 211 d'une même paire de cellules de commutation 11, 21 sont connectés électriquement :
- par la borne 91 de chaque cellule, à la même borne d'entrée 31 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 112, 212 (ni d'un condensateur ni d'une inductance)
- par la borne 92 de chaque cellule, aux mêmes bornes de sortie 41, 42 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 112, 212, mais en passant :
• par une inductance principale L1 pour la cellule 21 vers la sortie 41
• par une inductance de filtrage LFAI (et par un condensateur de filtrage CFAI) pour la cellule 11 vers la sortie 41
• par une inductance de filtrage LFA2 (et par un condensateur de filtrage CFAZ) pour la cellule 21 vers la sortie 42
• par une inductance principale L2 pour la cellule 11 vers la sortie 42
Les deux deuxièmes interrupteurs 112, 212 d'une même paire de cellules de commutation 11, 21 sont connectés électriquement :
- par la borne 93 de chaque cellule, à la même borne d'entrée 32 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur (ni d'un condensateur ni d'une inductance) et
- par la borne 92 de chaque cellule, aux mêmes bornes de sortie 41, 42 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur, mais en passant :
• par une inductance principale L1 pour la cellule 21 vers la sortie 41
• par une inductance de filtrage LFAI (et par un condensateur de filtrage CFAI) pour la cellule 11 vers la sortie 41
• par une inductance de filtrage LFA2 (et par un condensateur de filtrage CFA2) pour la cellule 21 vers la sortie 42
• par une inductance principale L2 pour la cellule 11 vers la sortie 42 Aucune cellule de commutation 11, 21 est connectée électriquement à une borne d'entrée 31, 32 en passant par un transistor.
Aucune cellule de commutation 11, 21 est connectée électriquement à une borne de sortie 41, 42 en passant par un transistor.
Chaque cellule de commutation 11, 21 est connectée électriquement aux deux bornes d'entrée 31, 32 sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation 11, 21 est connectée électriquement :
- à une des bornes de sortie 41 ou 42 par l'intermédiaire d'une inductance principale
- à l'autre des bornes de sortie respectivement 42 ou 41 par l'intermédiaire d'une inductance de filtrage en série d'un condensateur de filtrage.
Chaque cellule de commutation 11, 21 est connectée électriquement à une des bornes de sortie 41, 42 par l'intermédiaire d'une inductance.
Chaque cellule de commutation 11 du premier ensemble 1 est connectée électriquement à une des bornes de sortie 42 par l'intermédiaire d'une inductance principale l_2 uniquement.
Chaque cellule de commutation 21 du deuxième ensemble 2 est connectée électriquement à une des bornes de sortie 42 par l'intermédiaire d'une inductance de filtrage LFA2 et d'un condensateur de filtrage CFA2 uniquement.
Quelle que soit la variante considérée dans la présente description, la source 300 aux bornes d'entrée 31, 32 est une source de tension continue (batterie, sortie d'un convertisseur AC-DC filtrée par un condensateur, ...).
La charge 400 aux bornes de sortie 41, 42 peut par exemple être tout type d'appareil devant être alimenté en courant continu (batterie, machine tournante de type MCC, électro-aimant, ...), ou à basse fréquence (injection sur le réseau, machines tournantes à courant alternatif, électro-aimant, ...) typiquement inférieure à un kilohertz.
Dans le cas du système 101, un convertisseur principal regroupe le premier ensemble 1 et le deuxième ensemble 2 et est un hacheur quatre quadrants, et la structure du système 101 est simplifiée (on peut s'affranchir d'utiliser un convertisseur auxiliaire) par rapport aux systèmes 102, 103, 104 décrits par la suite.
Li, LFA2, CFA2font partie du deuxième ensemble 2.
L2, LFAI, CFAi font partie du premier ensemble 1. On va maintenant décrire, en référence aux figures 2a, 3a, 3b, 3c, d'autres modes de réalisation de système 102, 103, 104 selon l'invention, qui ne seront décrit que pour leurs différences par rapport au système 101, et qui sont aussi des systèmes de conversion de tension en courant, comprenant des bornes d'entrée 31, 32 (deux dans le cas des figures 2a, 3a, 3b, 3c) et des bornes de sortie 41, 42 (deux dans le cas des figures 2a, 3a, 3b, 3c).
Dans tous ces systèmes 102, 103, ou 104, les deux ensembles 1, 2 sont montés en parallèle entre les bornes d'entrée 31, 32 et les bornes de sortie 41, 42:
- le premier ensemble 1 comprend un convertisseur principal 61 qui comprend toutes les cellules de commutation du premier ensemble 1, chaque cellule de commutation 11, 12 du premier ensemble étant une cellule de commutation du convertisseur principal
- le deuxième ensemble (2) comprenant un compensateur actif à découpage 62 qui comprend toutes les cellules de commutation du deuxième ensemble 2, chaque cellule de commutation 21, 22 du deuxième ensemble étant une cellule de commutation du compensateur actif à découpage.
Les inductances principales L, Li, L2, etc. font partie du premier ensemble 1.
Les inductances de filtrage LFA, LFAI, LFA2, etc. et les condensateurs de filtrage CFA, CFAI, CFA2, etc. font partie du deuxième ensemble 2.
Le compensateur actif à découpage 62 a donc pour mission de profiter à la fois des avantages des composants passifs et des composants actifs. Le principe du compensateur 62 selon l'invention est donc de générer une ondulation de courant opposée à celle générée par le convertisseur principal 61. La superposition du courant du convertisseur principal 61 et du courant du compensateur 62 permet d'annuler la quasi-totalité de l'ondulation du convertisseur 61. De la sorte, la taille du filtre de sortie du convertisseur principal 61 peut être réduite et on peut ainsi répondre à la contrainte de dynamique élevée.
Le système 102, 103, ou 104 a donc les avantages suivants : • Cette solution de filtrage à base d'un compensateur actif à découpage 62 permet de réduire significativement la part des passifs dans le filtre (plus d'associations de cellules de filtres passe bas passifs en cascade).
• Le filtre actif à découpage garantit une bonne bande passante tout en fonctionnant à une fréquence de découpage moins élevée qu'avec un filtre passif.
• Le compensateur actif 62 ne détériore donc pas le rendement global du système 102, 103, ou 104; Il consomme une très faible puissance.
• Sa mise en œuvre est aisée.
Contrairement aux filtres actifs qui s'intéressent aux perturbations CEM de mode commun en entrée des convertisseurs, le compensateur actif 62 proposé ici s'adresse aux perturbations (à la fréquence de découpage) de l'onde de courant de sortie en mode différentiel.
Le convertisseur principal 61 est un convertisseur statique de préférence bidirectionnel en courant (toutefois la mise en œuvre de convertisseurs statiques unidirectionnels en courant est possible), et le compensateur 62 est un convertisseur statique de même nature.
Le système 102, 103, ou 104 comprend, et entre les bornes d'entrée 31, 32 et les bornes de sortie 41, 42 :
- un premier ensemble 1 et un deuxième ensemble 2, chacun parmi le premier ensemble 1 et le deuxième ensemble 2 comprenant au moins une cellule de commutation 11, 12, 21, 22 et même exactement une cellule de commutation dans le cas de la figure 3a ou 3b et deux cellules de commutation dans le cas de la figure 3c.
Le système 102, 103, ou 104 comprend en outre un dispositif de commande 3 commun pour le premier ensemble 1 et pour le deuxième ensemble 2.
Chaque cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22 comprend : o un premier interrupteur respectivement 111, 211, 121, ou 221 pouvant être dans un état passant ou dans un état bloquant, et comprenant un transistor, et o un deuxième interrupteur respectivement 112, 212, 122, ou 222 pouvant être dans un état passant ou un état bloquant, et comprenant un transistor et/ou une diode, de sorte que, pour chaque cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur respectivement 111, 211, 121, ou 221 est passant quand son deuxième interrupteur respectivement 112, 212, 122, ou 222 est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur respectivement 111, 211, 121, ou 221 est bloquant quand son deuxième interrupteur respectivement 112, 212, 122, ou 222 est passant, avec d'éventuelles phases transitoires de cette cellule durant lesquelles ces deux interrupteurs 111 et 112 , ou 211 et 212 ou 121 et 122 ou 221 et 222 peuvent être tous les deux bloquants (mais en aucun cas tous les deux passants).
Le nombre de cellules de commutation 11, 21, 12, ou 22 du système 102, 103, ou 104 est pair, et égal à deux pour la figure 3a ou 3b ou à quatre pour la figure 3c.
Chacun parmi le premier ensemble 1 et le deuxième ensemble 2 comprend le même nombre (une seule pour la figure 3a ou 3b ou deux pour la figure 3c) de cellule(s) de commutation 11, 21, 12, ou 22.
L'au moins une cellule de commutation 11, 12 du premier ensemble 1 et l'au moins une cellule de commutation 21, 22 du deuxième ensemble 2 sont associées par paire de sorte que chaque cellule de commutation 11 ou 12 du premier ensemble 1 soit associée à une unique cellule de commutation respectivement 21 ou 22 du deuxième ensemble 2, et chaque cellule de commutation 21 ou 22 du deuxième ensemble 2 soit associée à une unique cellule de commutation respectivement 11 ou 12 du premier ensemble 1.
Le dispositif de commande 3 est agencé et/ou programmé pour envoyer aux interrupteurs 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 des cellules de commutation 11, 21, 12, ou 22 un signal (ou commande) C ou C agencé pour faire basculer les interrupteurs 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 entre leur état passant et leur état bloquant (et/ou inversement) à une même fréquence de découpage (typiquement comprise entre 5 kHz et 500 kHz) pour tous les interrupteurs 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 de sorte que, pour chaque paire de cellule (paire 11, 21 et paire 12, 22) de commutation, le premier interrupteur respectivement 111 ou 121 de la cellule de commutation respectivement 11 ou 12 du premier ensemble 1 de la paire est bloquant quand le premier interrupteur respectivement 211 ou 221 de la cellule de commutation respectivement 21 ou 22 du deuxième ensemble 2 de la paire est passant et le premier interrupteur respectivement 111 ou 121 de la cellule de commutation respectivement 11 ou 12 du premier ensemble 1 de la paire est passant quand le premier interrupteur respectivement 211 ou 221 de la cellule de commutation respectivement 21 ou 22 du deuxième ensemble 2 de la paire est bloquant, avec d'éventuelles phases transitoires de cette paire durant lesquelles ces deux premiers interrupteurs de cette paire peuvent être tous les deux bloquants (mais en aucun cas tous les deux passants).
Le deuxième ensemble 2 est agencé pour générer une ondulation de courant de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble 1.
Ainsi, le schéma électrique dans lequel s'inscrit le système 102, 103, ou 104 comprend :
- une source d'alimentation et ses bornes d'entrée 31, 32,
- une charge et ses bornes de sorties 41, 42,
- un convertisseur statique principal 61 chargé du transfert d'énergie électrique de la source vers la charge (et inversement s'il y a réversibilité).
La compensateur actif 62 est mis en parallèle avec le convertisseur principal 61. Le convertisseur 61 et le compensateur 62 sont alimentés par la même source et commandés par le même circuit de commande 3 éloigné. Ils fonctionnent tous les deux à la même fréquence de découpage.
En aval du convertisseur statique principal 61, les variations de courants sont limitées par une inductance principale L, Li ou L2.
En aval du compensateur 62, ces variations sont limitées par un filtre passe haut composé d'une inductance de filtrage respectivement LFA, LFAI, LFA2 (de même valeur que celle L, Li ou L2 du convertisseur principal 61) en série avec un condensateur de filtrage CFA, CFAI, CFA2 pour supprimer la composante continue du courant généré.
Les inductances L, Li ou L2 situées en aval du convertisseur 61 et les inductances LFA, LFAI, LFA2 situées en aval du compensateur 62 sont indépendantes.
Les deux premiers interrupteurs 111, 211 ou 121, 221 d'une même paire de cellules de commutation 11, 21 ou 12, 22 sont connectés électriquement aux mêmes borne(s) d'entrée et borne(s) de sortie sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 112, 212.
Plus exactement :
- Les deux premiers interrupteurs 111, 211 de la paire de cellules de commutation 11, 21 sont connectés électriquement : o par la borne 91 de chaque cellule, à la même borne d'entrée 31 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (ni par l'intermédiaire d'un condensateur ou inductance) o Dans le cas des figures 3a et 3b : par la borne 92 de chaque cellule, à la même borne de sortie 41 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (mais en passant par l'intermédiaire d'une inductance seule L ou par l'intermédiaire d'une inductance LFA en série avec un condensateur CFA) o Dans le cas de la figures 3c : par la borne 92 de chaque cellule, à la même borne de sortie 42 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (mais en passant par l'intermédiaire d'une inductance seule L2 OU par l'intermédiaire d'une inductance LFA2 en série avec un condensateur CFA2)
- Dans le cas de la figures 3c : Les deux premiers interrupteurs 121, 221 de la paire de cellules de commutation 12, 22 sont connectés électriquement : o par la borne 91 de chaque cellule, à la même borne d'entrée 31 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (ni par l'intermédiaire d'un condensateur ou inductance) o par la borne 92 de chaque cellule, à la même borne de sortie 41 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (mais en passant par l'intermédiaire d'une inductance seule Li ou par l'intermédiaire d'une inductance LFAI en série avec un condensateur CFAI)
- Les deux deuxièmes interrupteurs 112, 212 de la paire de cellules de commutation 11, 21 sont connectés électriquement : o par la borne 93 de chaque cellule, à la même borne d'entrée 32 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (ni par l'intermédiaire d'un condensateur ou inductance) o Dans le cas des figures 3a et 3b : par la borne 92 de chaque cellule, à la même borne de sortie 41 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (mais en passant par l'intermédiaire d'une inductance seule L ou par l'intermédiaire d'une inductance LFA en série avec un condensateur CFA) o Dans le cas des figures 3a et 3b : par la borne 93 de chaque cellule, à la même borne de sortie 42 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (ni par l'intermédiaire d'un condensateur ou inductance) o Dans le cas de la figures 3c : par la borne 92 de chaque cellule, à la même borne de sortie 42 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (mais en passant par l'intermédiaire d'une inductance seule L2 OU par l'intermédiaire d'une inductance LFA2 en série avec un condensateur CFA2)
- Dans le cas de la figures 3c : Les deux deuxièmes interrupteurs 122, 222 de la paire de cellules de commutation 12, 22 sont connectés électriquement : o par la borne 93 de chaque cellule, à la même borne d'entrée 32 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (ni par l'intermédiaire d'un condensateur ou inductance) o par la borne 92 de chaque cellule, à la même borne de sortie 41 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur 111, 211, 121, 221, 112, 212, 122, 222 (mais en passant par l'intermédiaire d'une inductance seule Li ou par l'intermédiaire d'une inductance LFAI en série avec un condensateur CFAI)
Les deux deuxièmes interrupteurs 112, 212 d'une même paire de cellules de commutation 11, 21 sont connectés électriquement aux mêmes borne(s) d'entrée 31, 32 et borne(s) de sortie 41, 42 sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur, mais éventuellement par l'intermédiaire d'une inductance ou d'une inductance et d'un condensateur en série. Aucune cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22 est connectée électriquement à une borne d'entrée 31, 32 en passant par un transistor.
Aucune cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22 est connectée électriquement à une borne de sortie 41, 42 en passant par un transistor.
Chaque cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22 est connectée électriquement aux deux bornes d'entrée 31, 32 sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22 est connectée électriquement à au moins une des bornes de sortie 41, 42 par l'intermédiaire d'une inductance.
Chaque cellule de commutation 11, 12 du premier ensemble 1 est connectée électriquement à une des bornes de sortie (41 pour les figures 3a et 3b, 41 ou 42 pour la figure 3c) par l'intermédiaire d'une inductance principale uniquement.
Chaque cellule de commutation 21,22 du deuxième ensemble 2 est connectée électriquement à une des bornes de sortie (41 pour les figures 3a et 3b, 41 ou 42 pour la figure 3c) (uniquement) par l'intermédiaire d'une inductance de filtrage en série avec un condensateur de filtrage, uniquement.
Dans le cas des figures 3a et 3b, chaque cellule de commutation 11, 21, 12, ou 22 est connectée électriquement à une des bornes de sortie 42 sans aucun élément intermédiaire.
L'utilisation du filtre actif permet de réduire la taille des composants passifs de filtrage mis en œuvre en sortie du convertisseur principal 61.
Dans le cas particulier du système 102 de la figure 3a, la ou les cellule(s) de commutation 11 du convertisseur principal ont une structure de hacheur série et la ou les cellule(s) de commutation 21 du compensateur 62 ont une structure de hacheur série.
On considère que le convertisseur principal 61, tout comme le compensateur 62, sont basés sur une structure appelée hacheur série. Dans ce mode de réalisation, le convertisseur 61 n'est pas réversible en courant et le principe de compensation active ne fonctionne que si la valeur moyenne du courant délivré par le convertisseur statique principal est supérieure à la moitié de l'ondulation du courant circulant dans l'inductance en aval du convertisseur principal ; Il faut en effet éviter ce que l'on appelle le régime discontinu du courant, qui est atteint lorsque le courant dans la diode s'annule avant la fin de la période de découpage.
Dans le cas particulier du système 103 de la figure 3b, la ou les cel lule(s) de commutation 11 du convertisseur principal 61 ont une structure de hacheur deux quadrants et la ou les cellule(s) de commutation 21 du compensateur 62 ont une structure de hacheur deux quadrants.
On considère que le convertisseur 61, tout comme le compensateur 62, sont basés sur une structure appelée hacheur deux quadrants réversible en courant.
Dans le cas particulier du système 104 de la figure 3c, la ou les cellule(s) de commutation 11, 12 du convertisseur principal 61 ont une structure de hacheur quatre quadrants et la ou les cellule(s) de commutation 21, 22 du compensateur 62 ont une structure de hacheur quatre quadrants.
On considère que le convertisseur 61, tout comme le compensateur 62, sont basés sur une structure appelée hacheur quatre quadrants en pont complet, réversible en courant et en tension.
Dans le cas de la figure 3c :
- l'interrupteur 111 ou 211 ou 121 ou 221, comprend un transistor, et ce transistor est dit « High side » ou « à haut potentiel » et possède son drain connecté à la borne positive de la source de tension 300
- l'interrupteur 112 ou 212 ou 122 ou 222, s'il comprend un transistor, alors ce transistor est dit « Low side » ou « à bas potentiel » et possède sa source connectée à la borne négative ou à la masse de la source de tension 300
En référence aux figures 3a, 3b, 3c et 14, chaque cellule de commutation 11, 12, 21, 22 :
- a sa première borne 91 connectée électriquement (de préférence qui correspond) à la borne d'entrée 31
- a sa troisième borne 93 connectée électriquement (de préférence qui correspond) à la borne d'entrée 32 (et éventuellement à la borne de sortie 42),
- a sa deuxième borne 92 connectée électriquement à la borne de sortie 41 ou 42. On va maintenant décrire, en référence aux figures 4d, 2b, 4a, 4b, 4c, d'autres modes de réalisation de système 201, 202, 203, 204 selon l'invention, qui ne seront décrit que pour leurs différences par rapport aux systèmes des figures précédemment décrites.
Sur ces figures :
- le système 201 de la figure 4d correspond au système 101 de la figure 1,
- le système 202 de la figure 2b et 4a correspond au système 102 de la figure 2a, et 3a
- le système 203 de la figure 2b et 4b correspond au système 103 de la figure 2a et 3b
- le système 204 de la figure 4c correspond au système 104 de la figure 3c mais dans lequel, en outre, chaque inductance principale respectivement L ou Li ou L2 du premier ensemble 1 est couplée avec une inductance de filtrage respectivement LFA OU LFAI OU LFA2 du deuxième ensemble 2.
Les inductances L, Li ou L2 situées en aval du convertisseur 61 et les inductances LFA, LFAI, LFA2 situées en aval du compensateur 62 sont couplées. Plus exactement, chaque inductance principale L, Li ou L2 située en aval du convertisseur 61 est couplée à une des inductances de filtrage LFA, LFAI, LFA2 située en aval du compensateur 62.
L'utilisation du filtre actif permet de réduire la taille des composants passifs de filtrage mis en œuvre en sortie du convertisseur principal 61. On peut accentuer ce bénéfice en couplant l'inductance principale L, Li ou L2 avec l'inductance LFA, LFAI, LFA2 en aval du compensateur actif 62.
Ainsi, l'utilisation d'inductances couplées permet de réduire le volume des composants passifs et donne naissance à de nouvelles variantes :
- on considère que le convertisseur principal 61 est un hacheur série, de même que le compensateur actif 62 (figure 4-a), ou
- on considère que le convertisseur principal 61 est un hacheur deux quadrants réversibles en courant, de même que le compensateur actif 62 (figure 4-b), ou
- on considère que le convertisseur principal 61 est un hacheur quatre quadrants en pont complet, de même que le compensateur actif 62 (figure 4- c), ou la structure de la figure 4-d est simplifiée, comme pour celle de la figure 1.
Tous les systèmes 101, 102, 103, 104, 201, 201, 203, 204 sont des systèmes « abaisseurs », c'est-à-dire que la tension de sortie est réglable et au plus égale à la tension d'entrée.
Or le compensateur actif est tout à fait utilisable sur des structures « élévatrices ». Dans ce cas, au lieu de compenser les ondulations de courant en sortie du convertisseur 61, la compensation s'effectue sur les courants d'entrée, ce qui peut être intéressant pour certaines applications. Le dimensionnement des variantes de compensateur actif correspondantes est identique à celles mises en œuvre pour les structures abaisseuses. Ces variantes présentent les mêmes avantages que les précédentes grâce à la simplicité de leur mise en œuvre. Elles trouveront leur intérêt dans des applications à sources délocalisées comme les panneaux photovoltaïques, les piles à combustibles, où le filtrage des perturbations engendrées par le découpage des convertisseurs de puissance sur le courant fourni par ces sources revêt une importante particulière.
Ainsi, chacun de ces systèmes 101, 102, 103, 104, 201, 202, 203, 204 peut être modifié en un système « élévateur » respectivement 301, 302, 303, 304, 401, 402, 403, 404 (référencés dans la présente description mais pas nécessairement illustrés) tout en restant dans le cadre de la présente invention, en déplaçant vers les entrées 31, 32 les inductances principales L, Li, Ù2, et de filtrage LFA, LFAI, LFA2 et les condensateurs de filtrage CFA, CFAI, CFA2 initialement placées du côté des sorties 41, 42 dans les modes de réalisations « abaisseurs ».
Par exemple :
- la figure 5a illustre un système 302, 303 « élévateur » selon l'invention qui ne sera décrit que pour ses différences par rapport au système 102, 103 de la figure 2a.
- la figure 5b illustre un système 303 « élévateur » selon l'invention qui ne sera décrit que pour ses différences par rapport au système 103 de la figure 3b.
Le système 302, 303 « élévateur » selon l'invention de la figure 5b correspond au système 103 de la figure 3b, dans lequel on a déplacé vers les entrées 31, 32 les inductances L, LFA, et condensateurs CFA initialement placées du côté des sorties 41, 42. C'est une structure à base d'un convertisseur DC- DC élévateur (aussi appelé hacheur parallèle).
Dans ce cas, chaque cellule de commutation est connectée électriquement aux deux bornes de sortie sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation est connectée électriquement à une des bornes d'entrée sans aucun élément intermédiaire.
Chaque cellule de commutation est connectée électriquement à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance principale ou de filtrage.
Chaque cellule de commutation du premier ensemble est connectée électriquement à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance principale uniquement.
Chaque cellule de commutation du deuxième ensemble est connectée électriquement à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance de filtrage en série avec un condensateur de filtrage, uniquement.
Dans le cas de la Figure 5b, la ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal ont une structure de « hacheur élévateur » (ou « Boost » en anglais) et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur ont une structure de « hacheur élévateur » (ou « Boost » en anglais).
Chacun de ces systèmes 101, 102, 103, 104, 201, 202, 203, 204, 301, 302, 303, 304, 401, 402, 403, 404 peut être modifié en un système triphasé, i.e. comprenant trois bornes d'entrée et/ou trois bornes de sortie.
Par exemple les figures 6a et 6b illustrent un système 504 « abaisseur » selon l'invention qui ne sera décrit que pour ses différences par rapport au système 104 de la figure 3c , et qui n'est qu'une adaptation en triphasée du système 104 de la figure 3c avec trois bornes de sortie, et pour laquelle les inductances principale l_3, et de filtrage LFAS et condensateur de filtrage CFAS ont donc été ajoutées devant la troisième sortie 43.
Ainsi, outre les variantes pour convertisseurs DC-DC, le système selon l'invention peut être associé à des onduleurs (structure abaisseuse) ou des redresseurs (structure élévatrice) triphasés. La figure 6 représente la mise en œuvre pour un onduleur triphasé. A chaque bras d'onduleur, est associé un étage de compensation. Les inductances de limitation d'ondulations de courant et de compensation doivent être identiques. Les variantes avec des inductances couplées restent valables. Chaque bras et son étage de compensation donnent un chemin aux ondulations de courants, qui ne sont donc pas transmises à la charge. Les condensateurs de l'étage de compensation supportent la tension basse fréquence (BF). Le couplage de la charge (étoile ou triangle) n'a pas d'importance. Chaque bras est dimensionné pour un courant de ligne. Les étages de compensations ne sont dimensionnés que pour la valeur maximum de l'ondulation.
En termes de dimensionnement, pour toutes les variantes représentées précédemment, on peut par exemple choisir, selon les éléments présents :
- L = LFA OU sensiblement égal, à plus ou moins 20% , idéalement à plus ou moins 5%
- Li = LFAI OU sensiblement égal, à plus ou moins 20%, idéalement à plus ou moins 5%
- L2 = LFA2 OU sensiblement égal, à plus ou moins 20%, idéalement à plus ou moins 5%
- L3 = LFA3 OU sensiblement égal, à plus ou moins 20%, idéalement à plus ou moins 5%
- De préférence L= Li = L2 = L3OU sensiblement égal, à plus ou moins 20%, idéalement à plus ou moins 5%. Plus la tolérance est élevée entre les valeurs de L, Li , L2 et L3 , plus le niveau de filtrage sera dégradé.
- Le condensateur respectivement CFA, CFAI, CFA2, CFA3 est dimensionné de telle sorte que la fréquence de coupure FCfa du filtre passe haut qu'il forme avec l'inductance respectivement LFA, LFAI, LFA2, LFA3 soit très inférieure à la fréquence de découpage Fdec du convertisseur principal et du compensateur, soit : Fcfa < < Fdec, typiquement lOOxFcfa < Fdec, afin d'être sûr de filtrer toutes les harmoniques.
- La fréquence de découpage Fdec du compensateur actif 62 est la même que celle du convertisseur principal 61.
- Le compensateur actif 62 et le convertisseur principal 61 partagent le même circuit 3 de contrôle et commande et dans la mesure du possible les mêmes types de drivers. Ainsi, un procédé de commande de l'un quelconque des modes de réalisation de système selon l'invention précédemment décrit, comprend une commande commune, par le dispositif de commande 3, du premier ensemble 1 et du deuxième ensemble 2, en envoyant aux interrupteurs des cellules de commutation un signal faisant basculer les interrupteurs entre leur état passant et leur état bloquant à une même fréquence de découpage pour tous les interrupteurs de sorte que :
- pour chaque cellule de commutation, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur est passant quand son deuxième interrupteur est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur est bloquant quand son deuxième interrupteur est passant,
- pour chaque paire de cellule de commutation, le premier interrupteur 111, 121 de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est bloquant quand le premier interrupteur 211, 221 de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est passant et le premier interrupteur 111, 121 de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est passant quand le premier interrupteur 211, 221 de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est bloquant.
Le deuxième ensemble génère une ondulation de courant de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble.
Pour continuer d'illustrer les avantages techniques de l'invention par rapport à l'état de l'art, on va maintenant décrire un peu plus en détail certaines simulations de signaux à l'intérieur de modes de réalisation de systèmes selon l'invention.
La figure 7 illustre un système 102 avec un convertisseur statique 61 de type hacheur série tel qu'illustré en figure 2a et 3a.
En référence à ces trois figures, soient :
Ve la tension d'entrée du convertisseur 61
C la commande d'ouverture (C = 0) et de fermeture (C =
1) du transistor 111 du convertisseur principal 61, et C la commande complémentaire de C pilotant le transistor 211 du compensateur 62 VT1 la tension aux bornes du transistor 111 du convertisseur principal 61
VD1 la tension aux bornes de la diode 112 du convertisseur principal 61
IL1 le courant dans l'inductance L entre le convertisseur principal 61 et la sortie 41, et Is sa valeur moyenne
VD2 la tension aux bornes de la diode 212 du compensateur actif 62
ILfa le courant dans l'inductance LFA entre le compensateur actif 62 et la sortie 42
Icomp la somme des courants IL1 et ILfa (= courant dans la charge).
Les formes d'onde correspondantes sont représentées en figure 8 sur deux périodes de découpage.
On remarque que l'on obtient une excellente compensation. Cela resterait vrai quelle que soit la valeur de rapport cyclique des signaux de commande des interrupteurs.
La figure 9a est un schéma électrique, avec le logiciel de simulation électronique PSIM, du système 103 des figures 2a et 3b avec compensateur 62 actif associé à un hacheur deux quadrants réversible en courant.
La figure 9b est une validation de certains des signaux (IL1, ILfa et Icomp identifiés sur la figure 9a) avec le logiciel de simulation électronique PSIM pour ce système 103.
La figure 10a est un schéma électrique, avec le logiciel de simulation électronique PSIM, du système 303 des figures 5a et 5b avec compensateur 62 actif associé à un hacheur parallèle.
La figure 10b est une validation de certains des signaux (IL1, ILfa et le identifiés sur la figure 10a) avec le logiciel de simulation électronique PSIM pour ce système 103.
La figure lia est un schéma électrique, avec le logiciel de simulation électronique PSIM, du système 504 des figures 6a et 6b avec compensateur 62 actif associé à un onduleur triphasé. La figure 11b est une validation de certains des signaux (IL1, IL2, IL3, ICompl, IComp2 , IComp3, IFA1, IFA2, IFA3 identifiés sur la figure lia) avec le logiciel de simulation électronique PSIM pour ce système 103.
La figure 12 est une comparaison, à niveau de filtrage du courant dans la charge donné, de la dynamique obtenue pour une référence 71 et avec 73 et sans 72 compensateur actif 62, pour un système 104 de la figure 3c avec un convertisseur de type hacheur 4 quadrants en pont complet.
La figure 13 est une comparaison, à bande passante donnée, du niveau de filtrage obtenu pour une référence 81 et avec 83 et sans 82 compensateur actif, pour un système 104 de la figure 3c avec un convertisseur de type hacheur 4 quadrants en pont complet.
Bien sûr, l'invention n'est pas limitée aux exemples qui viennent d'être décrits et de nombreux aménagements peuvent être apportés à ces exemples sans sortir du cadre de l'invention.
Tous les modes de réalisation précédemment décrits peuvent :
- être déclinés pour une conversion de courant en tension, par exemple simplement en permutant source et charge notamment sur les schémas de la figure 2. Dans ce cas de figure, le compensateur actif permettra de filtrer le courant cette fois à l'entrée du système (et non en sortie comme dans le cas d'une conversion de tension en courant), en générant là-encore une ondulation de courant en opposition de phase par rapport au convertisseur principal. Ainsi, par exemple, dans les figures 1, 3b, 3c, 4b, 4c, 4d, 5b, 6b et leur description correspondante, la source Vdc ou la référence 300 peut être généralisée au cas respectivement d'une source ou d'une charge DC, et la charge ou référence 400 peut être généralisée au cas respectivement d'une charge ou d'une source (DC ou AC pour la figure 1, DC pour la figure 3b, DC ou AC pour la figure 3c, DC pour la figure 4b, AC ou DC pour la figure 4c ou 4d, AC pour la figure 6). L'invention peut ainsi couvrir le cas du hacheur série, hacheur élévateur, onduleur monophasé, redresseur monophasé, etc ; et/ou
- être généralisés à n paires de cellules de commutation ou n cellules de commutation par ensemble 1 ou 2 (n un entier naturel positif). Par exemple, le cas de la figure 3c est un cas où n=2, mais on peut envisager des modes de réalisation avec n=3n n=4, etc. ; et/ou
- considérer que les cellules de commutation d'un même ensemble 1 ou 2 ont de préférence des signaux de commande déphasées de n entre les deux cellules d'un même ensemble 1 ou 2 ou de 2n/n entre les n cellules d'un même ensemble 1 ou 2, car cela permet une entrelacement et une fréquence apparente de la charge n fois supérieure à la fréquence des interrupteurs et on obtient une atténuation du filtre plus importante : par exemple, dans le cas n=2 de la figure 3c avec un déphasage de n entre les cellules 11 et 12 (et aussi entre les cellules 21 et 22) les interrupteurs 111 et 112 de la cellule 11 reçoivent respectivement les signaux C et C alors que les interrupteurs 121 et 122 de la cellule 11 reçoivent respectivement les signaux C et C; et inversement les interrupteurs 111 et 112 de la cellule 11 reçoivent respectivement les signaux C et C alors que les interrupteurs 121 et 122 de la cellule 11 reçoivent respectivement les signaux C et C; mais cela peut être généralisé à un déphasage quelconque, même si ces cas quelconques sont moins performants ; et/ou
- être généralisés à q phases, avec q un entier naturel positif ; par exemple, le cas de la figure 3 est un cas à q = l et le cas de la figure 6 est un cas à q=3, mais on peut avoir q=4, 5, etc.
En outre, la ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal peuvent avoir une structure de « hacheur à accumulation inductive » (ou « Buck-Boost » en anglais) et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur peuvent avoir une structure de « hacheur à accumulation inductive » (ou « Buck-Boost » en anglais).
Bien entendu, les différentes caractéristiques, formes, variantes et modes de réalisation de l'invention peuvent être associées les unes avec les autres selon diverses combinaisons dans la mesure où elles ne sont pas incompatibles ou exclusives les unes des autres. En particulier toutes les variantes et modes de réalisation décrits précédemment sont combinables entre eux.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système de conversion de tension en courant ou de courant en tension, comprenant des bornes d'entrée (31, 32) et des bornes de sortie (41, 42), et entre les bornes d'entrée et les bornes de sortie :
- un premier ensemble (1) et un deuxième ensemble (2), chacun parmi le premier ensemble et le deuxième ensemble comprenant au moins une cellule de commutation (11, 12, 21, 22), et caractérisé en ce que :
- le système comprend en outre un dispositif de commande (3) commun pour le premier ensemble et pour le deuxième ensemble,
- chaque cellule de commutation comprenant : o un premier interrupteur (111, 121, 211, 221) pouvant être dans un état passant ou dans un état bloquant, et comprenant un transistor, et o un deuxième interrupteur (112, 122, 212, 222) pouvant être dans un état passant ou un état bloquant, et comprenant un transistor et/ou une diode, de sorte que, pour chaque cellule de commutation, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur est passant quand son deuxième interrupteur est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur est bloquant quand son deuxième interrupteur est passant,
- le nombre de cellules de commutation du système étant pair,
- chacun parmi le premier ensemble et le deuxième ensemble comprend le même nombre de cellule(s) de commutation
- l'au moins une cellule de commutation du premier ensemble et l'au moins une cellule de commutation du deuxième ensemble étant associées par paire de sorte que chaque cellule de commutation du premier ensemble soit associée à une unique cellule de commutation du deuxième ensemble, et chaque cellule de commutation du deuxième ensemble soit associée à une unique cellule de commutation du premier ensemble, le dispositif de commande étant agencé et/ou programmé pour envoyer aux interrupteurs des cellules de commutation un signal agencé pour faire basculer les interrupteurs entre leur état passant et leur état bloquant à une même fréquence de découpage Fdec pour tous les interrupteurs de sorte que, pour chaque paire de cellule de commutation, le premier interrupteur (111, 121) de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est bloquant quand le premier interrupteur (211, 221) de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est passant et le premier interrupteur (111, 121) de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est passant quand le premier interrupteur (211, 221) de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est bloquant.
2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les cellules de commutation du premier ensemble et du deuxième ensemble forment ensemble une structure de hacheur quatre quadrants.
3. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que les deux ensembles sont montés en parallèle entre les bornes d'entrée et les bornes de sortie :
- le premier ensemble (1) comprenant un convertisseur principal, chaque cellule de commutation du premier ensemble étant une cellule de commutation du convertisseur principal
- le deuxième ensemble (2) comprenant un compensateur actif à découpage, chaque cellule de commutation du deuxième ensemble étant une cellule de commutation du compensateur actif à découpage.
4. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que la ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal ont une structure de hacheur série et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur ont une structure de hacheur série.
5. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que la ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal ont une structure de hacheur deux quadrants et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur ont une structure de hacheur deux quadrants.
6. Système selon la revendication 3, caractérisé en ce que la ou les cellule(s) de commutation du convertisseur principal ont une structure de hacheur quatre quadrants et la ou les cellule(s) de commutation du compensateur ont une structure de hacheur quatre quadrants.
7. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le deuxième ensemble est agencé pour générer une ondulation de courant de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble.
8. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les deux premiers interrupteurs d'une même paire de cellules de commutation sont connectés aux mêmes borne(s) d'entrée et borne(s) de sortie sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur.
9. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les deux deuxièmes interrupteurs d'une même paire de cellules de commutation sont connectés aux mêmes borne(s) d'entrée et borne(s) de sortie sans passer par l'intermédiaire d'un transistor ou d'un interrupteur.
10. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'aucune cellule de commutation est connectée à une borne d'entrée en passant par un transistor.
11. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'aucune cellule de commutation est connectée à une borne de sortie en passant par un transistor.
12. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation est connectée aux deux bornes d'entrée sans aucun élément intermédiaire.
13. Système selon la revendication 12, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation est connectée à une des bornes de sortie sans aucun élément intermédiaire.
14. Système selon la revendication 12 ou 13, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation est connectée à une des bornes de sortie par l'intermédiaire d'une inductance.
15. Système selon l'une quelconque des revendications 12 à 14, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation du premier ensemble est connectée à une des bornes de sortie par l'intermédiaire d'une inductance uniquement.
16. Système selon l'une quelconque des revendications 12 à 15, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation du deuxième ensemble est connectée à une des bornes de sortie par l'intermédiaire d'une inductance et d'un condensateur.
17. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation est connectée aux deux bornes de sortie sans aucun élément intermédiaire.
18. Système selon la revendication 17, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation est connectée à une des bornes d'entrée sans aucun élément intermédiaire.
19. Système selon la revendication 17 ou 18, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation est connectée à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance.
20. Système selon l'une quelconque des revendications 17 à 19, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation du premier ensemble est connectée à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance uniquement.
21. Système selon l'une quelconque des revendications 17 à 20, caractérisé en ce que chaque cellule de commutation du deuxième ensemble est connectée à une des bornes d'entrée par l'intermédiaire d'une inductance et d'un condensateur.
22. Système selon l'une quelconque des revendications 14 à 16 ou 19 à 21, caractérisé en ce que chaque inductance (Li, L2) du premier ensemble est couplée avec une inductance (LFAI, LFAZ) du deuxième ensemble.
23. Système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les transistors des cellules de commutation comprennent des transistors MOSFET et/ou IGBT et/ou FET GaN.
24. Procédé de commande d'un système selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comprend une commande commune, par le dispositif de commande (3), du premier ensemble et du deuxième ensemble, en envoyant aux interrupteurs des cellules de commutation un signal faisant basculer les interrupteurs entre leur état passant et leur état bloquant à une même fréquence de découpage pour tous les interrupteurs de sorte que :
- pour chaque cellule de commutation, cette cellule de commutation oscille entre deux états dont un premier état pour lequel son premier interrupteur est passant quand son deuxième interrupteur est bloquant et un deuxième état pour lequel son premier interrupteur est bloquant quand son deuxième interrupteur est passant,
- pour chaque paire de cellule de commutation, le premier interrupteur (111, 121) de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est bloquant quand le premier interrupteur (211, 221) de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est passant et le premier interrupteur (111, 121) de la cellule de commutation du premier ensemble de la paire est passant quand le premier interrupteur (211, 221) de la cellule de commutation du deuxième ensemble de la paire est bloquant.
25. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le deuxième ensemble génère une ondulation de courant de même amplitude mais en opposition de phase par rapport à celle générée par le premier ensemble.
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