EP3973610A1 - Vorrichtung und verfahren zur ladung eines elektrischen batteriefahrzeugs - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zur ladung eines elektrischen batteriefahrzeugs

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Publication number
EP3973610A1
EP3973610A1 EP20732721.4A EP20732721A EP3973610A1 EP 3973610 A1 EP3973610 A1 EP 3973610A1 EP 20732721 A EP20732721 A EP 20732721A EP 3973610 A1 EP3973610 A1 EP 3973610A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
intermediate circuit
rectifier
phase
network
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP20732721.4A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Frank Schafmeister
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Universitaet Paderborn
Original Assignee
Universitaet Paderborn
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Universitaet Paderborn filed Critical Universitaet Paderborn
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Pending legal-status Critical Current

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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
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Definitions

  • the invention relates to a device for charging a (fully) electric battery vehicle with a direct current, with a rectifier connected to a multiphase power supply, with a charging side of the rectifier and coupled to the intermediate circuit, which has a number of capacities and a center point, with a DC / DC converter arranged on the charging side of the intermediate circuit and coupled to the same for adapting an intermediate circuit voltage of the intermediate circuit to a charging voltage of a battery of the battery vehicle.
  • the invention relates to a method for charging a (fully) electric battery vehicle with direct current, that an alternating current or three-phase current provided by a multi-phase power network is rectified, with a center point of a capacitive intermediate circuit, and that a battery of the (fully) electric battery vehicle with the rectified Alternating current is fed.
  • chargers or on-board chargers have a prominent position.
  • Such chargers use the AC voltage networks that are extensively available in public and private areas and convert the AC voltage provided in the vehicle into DC voltage for charging the drive battery.
  • the transferable power of the charger must be increased further, for which purpose three-phase chargers that access all available mains phases are particularly suitable.
  • Previous chargers as they are known from US 2017/0279287 A1, for example, have a filter, a rectifier, an intermediate circuit and a DC / DC converter for adapting the intermediate circuit voltage to a charging voltage of the battery from the network in the direction of the battery.
  • the DC / DC converter has a transformer for electrical isolation, with which undesired common-mode interference is reduced.
  • WO 2018/126393 A1 a generic device for charging a fully electric battery vehicle is known, in which the DC / DC converter has no potential separation in contrast to the aforementioned prior art.
  • the input of the DC / DC converters is connected to a common DC distribution bus that is fed by the rectifier connected to the network.
  • the intermediate circuit arranged on the output side of the rectifier has a central point connection.
  • This rectifier circuit presented there (bidirectional three-point rectifier) thus provides an additional potential on the output side available Not only a positive DC voltage and a negative DC voltage, but also a mean potential (around zero) is provided.
  • the rectifier can advantageously be operated with higher switching frequencies or with smaller and lighter magnetic components.
  • the object of the present invention is therefore to specify a device and a method for charging a (fully) electric battery vehicle, so that a relatively high electrical power can be achieved quickly and with the lowest common-mode interference, i.e. quasi-common mode, is provided by charging circuits of low complexity for charging a battery.
  • the invention in connection with the preamble of claim 1 is characterized in that the center point of the intermediate circuit is connected to a neutral conductor of the multi-phase power network.
  • the invention advantageously enables quasi "common mode" operation of the rectifier and DC / DC converter of the charger while providing a relatively high charging current.
  • the common-mode-free modulation provided according to the invention enables a simplified construction of the DC / DC converter circuit without a transformer.
  • the semiconductor switching elements can also be largely simplified, that is to say implemented with a lower reverse voltage (600 V instead of 1000 V or 1200 V). This also enables the implementation of the DC / DC converter as a GaN-based step-down stage, for example.
  • a second advantage is that the network-side filter circuit does not increase in size must be, as would conventionally be required if the transformer were omitted.
  • the filter circuit can even be significantly smaller than with the conventional transformer-based charger.
  • a third advantage arises from the fact that by introducing the neutral conductor into the voltage intermediate circuit, charging at a single-phase household socket is also made possible with little effort in an emergency.
  • the invention prevents common-mode interference voltages that would otherwise cause significant (switching-frequency) leakage currents on the battery side.
  • a three-phase rectifier circuit is provided as a three-point topology for a unidirectional power flow from a charging station to the battery of the vehicle, which advantageously has 600V GaN switching elements as switching elements.
  • 600V GaN switching elements as switching elements.
  • novel monolithic, bidirectional 600V GaN switching elements can also be used advantageously. This means that only three controllable switching elements would be required for the rectifier stage.
  • the rectifier circuit has a two-point topology for a bidirectional power flow between the charging station and the battery of the vehicle.
  • electrical power can advantageously also be transferred from the vehicle into the power grid to stabilize the power grid.
  • the rectifier circuit is designed as a three-phase pulse rectifier with power factor correction.
  • the rectifier circuit is advantageously designed to be network-friendly.
  • the components of the device according to the invention form a common structural unit which is integrated in the electric battery vehicle. It thus forms a so-called on-board charger (OBL).
  • OLB on-board charger
  • the invention in connection with the preamble of claim 15 is characterized in that the potential of the central point of the intermediate circuit is set to the potential of a neutral conductor of the multi-phase power supply.
  • the advantage of the method according to the invention is that the equalization of the potential at a midpoint of a direct current intermediate circuit to the neutral conductor of the multiphase power grid ensures a compact and common-mode suppressed control of the power flow from the multiphase power grid to a battery and vice versa.
  • switching components of the rectifier and / or the DC / DC converter are controlled in such a way that only a first intermediate circuit partial voltage is switched through to the battery during a positive network half cycle and a second intermediate circuit partial voltage during a negative network half cycle.
  • the intermediate circuit capacitances can thus advantageously be selected to be particularly small. On the one hand, this reduces the size and costs of the OBL and, on the other hand, the small capacitances can be implemented as film capacitors, which are particularly robust and durable. This is particularly relevant for automotive applications.
  • the current flowing through the respective network phase is regulated independently of the network phase.
  • Each network phase has its own current control path, so that three independent current regulators are provided, each with its own setpoint and actual value comparison.
  • the PWM control signals (PWM: pulse width modulation) of the rectifier circuit preferably have the same frequency and do not have to be time-synchronized.
  • phase currents are regulated as a function of regulation of the intermediate circuit voltage.
  • a cascade control takes place in which an output signal from the intermediate circuit voltage regulator is used to determine the current setpoints.
  • an advantageous control value for the switching elements of the rectifier circuit is determined by means of a duty cycle precontrol and a limiter.
  • the pulse duty factors for the switching elements are then calculated directly from this.
  • the control signals for controlling the switching elements are determined from a special, switching frequency variable signal. This signal can be implemented, for example, according to a triangular current modulation (TCM Triangular Current Modulation). Due to the characteristic current reversal of this modulation method, advantageous zero-voltage switching of the switching elements can be made possible at any time, which reduces switching losses.
  • TCM Triangular Current Modulation triangular current modulation
  • control signals in the individual bridge branches may advantageously have a different frequency due to the connection of the neutral conductor at the center point of the intermediate circuit.
  • control signals can also be used in the sense of a gap limit modulation (BM: Boundary Mode or CrCM Critical Conduction Mode Modulation) are executed. This also enables an advantageous switching behavior of the switching elements (power transistors).
  • BM Boundary Mode or CrCM Critical Conduction Mode Modulation
  • the control signals of the individual bridge branches may also have an unequal frequency here.
  • the control signals can also be selected in accordance with intermittent operation (DCM: Discontinious Conduction Mode), in which they may also have an unequal frequency in the different bridge branches or network phases. If necessary, an advantageous mixed operation of these different controls can also take place. Further advantages of the invention emerge from the further subclaims.
  • FIG. 1a shows a circuit diagram of a first embodiment of the invention for a unidirectional power flow to a battery on the basis of a common-mode three-point circuit
  • Fig. 1b shows a DC / DC converter circuit according to an alternative embodiment with bidirectional power flow (1000V / 1200V switching elements are required here),
  • Embodiment with bidirectional power flow for 600V switching elements e.g. GaN or Si MosFET can be used here
  • 600V switching elements e.g. GaN or Si MosFET can be used here
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of a device according to the invention according to a second embodiment (two-point topology) with bidirectional power flow
  • FIG. 3 shows the circuit shown in FIG. 1a when used in single-phase
  • FIG 4 shows an alternative embodiment of a device with an additional switch for using the circuit elements of a failed network phase (here c) for balancing intermediate circuit partial voltages in the event of failure of this network phase (c),
  • Fig. 5a shows a two-point circuit of the rectifier with corresponding
  • Fig. 5b a cascade control for generating the control signals for the
  • 5c shows the control signals on the one hand for a two-point topology and on the other hand for a three-point topology of the rectifier
  • 6a is a circuit diagram of the rectifier and the intermediate circuit
  • a device according to the invention for charging a (fully) electric battery vehicle consists of a plurality of circuit components.
  • a rectifier 1 is connected to a polyphase power grid 2.
  • a filter 3 (EMC filter) is preferably provided on the mains side to the rectifier 1.
  • An intermediate circuit 4 is provided on a side of the rectifier 1 facing away from the network or on the charging side.
  • the intermediate circuit 4 is followed by a DC / DC converter 5 for adapting an intermediate circuit voltage UZK of the intermediate circuit 4 to a charging voltage U ß att a battery 6 of the battery vehicle.
  • the device or circuit arrangement according to the invention is integrated in a charger which is part of the battery vehicle.
  • the charger forms a structural unit that is built into the electric battery vehicle as an “on-board unit” (OBU) or “on-board charger” (OBL).
  • OBU on-board unit
  • OLB on-board charger
  • the intermediate circuit 4 has two intermediate circuit partial voltages, namely a first intermediate circuit partial voltage U Z KI falling across a first capacitance Ci and a second intermediate circuit partial voltage UZK2 falling across a second capacitance C2 arranged in series with the first capacitance Ci.
  • a center point MZK of the intermediate circuit 4 lying between the first capacitance Ci and the second capacitance C2 is connected directly to a neutral conductor N of the multiphase power network 2 via a line 7.
  • the rectifier 1 is designed as a pulse rectifier.
  • the pulse rectifier is designed as a three-phase pulse rectifier, which has three bridge branches, each with externally arranged diodes (preferably SiC) and switching elements 8, which each connect to the intermediate circuit center MZK.
  • the circuit arrangement according to Figure 1a is used for unidirectional power flow from the multi-phase power grid 2 to the battery 6 in the form of a three-point circuit.
  • Power transistors of different designs can be used as switching elements 8, as the alternatives in the line below the circuit in FIG. 1a make clear. In particular, GaN-based power transistors can be used.
  • the DC / DC converter 5 is designed as a step-down converter for each half DC voltage intermediate circuit 4.
  • the buck converter circuits which preferably use SiC diodes, thus form a non-floating DC / DC converter and replace a conventional transformer-based circuit.
  • the DC / DC converter 5 can also bring about a bidirectional power flow and for this have a half bridge with alternative power semiconductors, which are listed in the line according to FIG. 1a.
  • the DC / DC converter 5 according to FIG. 1 b has one or, in the case of power scaling, several power half-bridge branches lying parallel to the DC voltage intermediate circuit 4 and a choke S connected to the half-bridge center point M.
  • a conventional two-pole battery 6 with, for example, 400 V to 800 V nominal voltage can advantageously be connected.
  • the switching elements of the DC / DC converter 5 according to FIG. 1 b must have a blocking voltage of more than 800 V. Transistor switches in SiC technology can also advantageously be used here.
  • the DC / DC converter 5 according to FIG. 1c can also consist of one or, for power scaling, a plurality of parallel to half the DC voltage intermediate circuit 4 are power half-bridge branches and a choke S connected to the respective half-bridge center Mi, M 2 .
  • the power semiconductors then only have to have a reverse voltage of around 600 V and can therefore be implemented with low-loss types, namely in addition to Si MosFET also, for example, with GaN HEMT technology.
  • the battery is advantageous in this case connected with center point connection 6 M B (three-pole), the mid-point connected to the neutral conductor N MB - may be connected or not - as in Figure 1 a and 1 c located.
  • center point connection 6 M B three-pole
  • the mid-point connected to the neutral conductor N MB - may be connected or not - as in Figure 1 a and 1 c located.
  • the DC / DC converter 5 can so as
  • Two buck converters connected antiserially in series can be designed for a unidirectional power flow, whose respective half-bridge centers Mi, M 2 are each connected to a choke S and the two buck converters are each connected on the diode side to the center M Z K of the intermediate circuit 4, or as
  • the rectifier circuit arrangement for a bidirectional power flow can also be designed as a two-point circuit.
  • the associated bidirectional DC / DC converter 5 can be designed in its basic arrangement according to FIG. 1b or according to FIG. 1c.
  • two or more half-bridge branches 9 can be connected in parallel with the DC / DC converter.
  • the battery 6 (drive battery) with a midpoint connection (three-pole) is connected to the output of the DC / DC converter 5.
  • a single-phase charging operation is shown, which occurs, for example, when the charger (OBU) is connected to a single-phase household network or when there is a phase failure of one or two of the network phases a, b, c.
  • the control of the switching elements of this rectifier 1 takes place in such a way that only that half of the DC voltage intermediate circuit 4 is used for battery charging or battery discharge that is / are being charged or discharged directly from the remaining network phase (s) at the respective point in time.
  • an additional switch S Tra ns, c can be provided which, according to the switching state shown in FIG. 4, separates a step-up choke L c in line c from mains phase c and this choke Lc with the capacitive center N des DC voltage intermediate circuit 4 connects.
  • the circuit elements S 5 , S 6 , Lc thus form a circuit with which the intermediate circuit partial voltages U 2Ki and UZ K 2 can be actively balanced during the failure of the network phase c. If mains phase a or b fails, corresponding additional switches or changeover switches can also be provided in the corresponding strings a and b.
  • the two-point topology is shown as an example in FIG. The switchover via the additional switch can also be transferred to the three-point topology according to FIG. 1a.
  • control signals si, S2 of the first bridge arm are derived from the first pulse duty factor signal d a
  • control signals S3, s of the second bridge arm are derived from the pulse duty factor signal d b
  • control signals s 5 , S6 of the third bridge arm are derived from the pulse duty factor signal d c .
  • the currents i a , i b , i c flowing through each network phase a, b, c are regulated independently of one another.
  • a separate current regulator SRa, SRb, SRc is thus provided for each phase.
  • the three independent current regulators SRa, SRb, SRc are each equipped with a function block Fa, Fb, Fc for generating the phase-correct, in-phase, for higher-frequency (i.e. mains-frequency) current setpoint generation within a current control path. normalized current setpoint from the current line phase voltage measured values.
  • the outputs of these function blocks Fa, Fb, Fc are each fed to the first input of a multiplier 10, the second input of which is connected to the output of the common voltage regulator 11.
  • the low-frequency current setpoints typically 1 to 5 Hz
  • the line-frequency, ideally sinusoidal current setpoints are multiplicatively linked.
  • the outputs of the three multipliers 10 each form the resulting current setpoint for the three current regulators of the line phase currents i a , ib, i c -
  • the current regulation is subordinate to the voltage regulation of the intermediate circuit voltage. It is therefore a cascade control.
  • control according to FIG. 5b can be applied to the three-point topology according to FIG. 1a by means of table 2 in FIG. 5c.
  • the control of the switching elements 8 is comparatively expanded according to the embodiment according to FIGS. 6a and 6b.
  • summing points 12 are arranged downstream of the current regulators for duty cycle precontrol.
  • the expression SIGNUM (u from C ) * U ZK / 2- (ua, b .c) is added to the current controller output.
  • the duty cycle precontrol is advantageously followed by a limitation block 13a, 13b, 13c within each current control path.
  • the limitation block 13a, 13b, 13c limits the sum of the current controller output and duty cycle precontrol to a predetermined maximum or minimum value.
  • the maximum and minimum values are advantageously used as normalization variables for the subsequent duty cycle calculation, from which the control signals s ⁇ s 2 or s 3 , s 4 or se, bb are then calculated.
  • the control shown in Figure 6b can of course not only for the Figure 6a shown two-point topology, but can also be used for the three-point topology. In this case, only the control signals si, S 3 , s 5 are used, as can be seen from Table 2 in FIG. 5c.
  • a device consists of three identical module segments 20, each of which is assigned to two different network phases a, b, c.
  • the module segments 20 of the three-phase arrangement each correspond to a single-phase module 21 shown above in FIG. 7, which is advantageously provided specifically for the North American US household network (240 V split phase).
  • the neutral conductor N of the two phases Li and L 2 making available US household network is directly connected to the center M Z K of the intermediate circuit 4.
  • the two phases Li and L 2 are phase shifted by 180 °.
  • a plurality of modules 21 can be provided, which are connected in parallel to one another in order to increase the power transmission.
  • the neutral conductor N of the general, multi-phase power network 2 directly to the center M Z K of the intermediate circuit 4 of the Modulseg elements 20 connected.
  • the midpoint MZK of the intermediate circuit 4 is directly connected to the neutral conductor N via a midpoint of the rectifier 1 (pulse rectifier) and a midpoint of the filter 3, ie no electrical component is located between the midpoint MZ K of the intermediate circuit 4 and the neutral conductor N of the power network 2.
  • This connection of the center point M ZK of the intermediate circuit 4 of the module segments 20 to the network phases a, b, c is always the same.
  • the module segments 20 are designed the same.
  • Each module segment 20 is between two different network phases of a, b, c connected so that each network phase a, b, c is connected to two different module segments 20.
  • An output of the module segments 20 is connected to the same battery 6.
  • the charger designed in this way is modular and not monolithic, so that higher power can be transmitted. The interactions are advantageously lower in the event of a phase failure.
  • 600 V types can be used as power semiconductors, for example Si MosFET or GaN HEMT.
  • the switching diodes D of the rectifier 1 can advantageously also be designed as 600 V types (in FIG. 1: 1200 V types required). This makes the charger more cost-effective and has better switching behavior.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit einem Gleichstrom, mit einem an einem mehrphasigen Stromnetz angeschlossenen Gleichrichter, mit einem ladeseitig des Gleichrichters angeordneten und mit demselben gekoppelten Zwischenkreis, der eine Anzahl von Kapazitäten und einen Mittelpunkt aufweist, mit einem ladeseitig des Zwischenkreises angeordneten und mit demselben gekoppelten DC/DC-Konverter zum Anpassen einer Zwischenkreisspannung des Zwischenkreises an eine Ladespannung einer Batterie des Batteriefahrzeuges, wobei der Mittelpunkt des Zwischenkreises mit einem Neutralleiter des mehrphasigen Stromnetzes verbunden ist.

Description

Vorrichtung und Verfahren zur Ladung eines elektrischen Batteriefahrzeugs
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit einem Gleichstrom, mit einem an einem mehrphasigen Stromnetz angeschlossenen Gleichrichter, mit einem ladeseitig des Gleichrichters angeordneten und mit demselben gekoppelten Zwischenkreis, der eine Anzahl von Kapazitäten und einen Mittelpunkt aufweist, mit einem ladeseitig des Zwischenkreises angeordneten und mit demselben gekoppelten DC/DC-Konverter zum Anpassen einer Zwischenkreisspannung des Zwischenkreises an eine Ladespannung einer Batterie des Batteriefahrzeuges.
Ferner betrifft die Erfindung Verfahren zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit Gleichstrom, dass ein von einem mehrphasigen Stromnetz bereitgestellter Wechselstrom oder Drehstrom gleichgerichtet wird, wobei ein Mittelpunkt eines kapazitiven Zwischenkreises existiert, und dass eine Batterie des (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit dem gleichgerichteten Wechselstrom gespeist wird. Zur Förderung des elektromobilen Individualverkehrs gerade durch
(voll)elektrische Bateriefahrzeuge (EVs) ist es wichtig, den Wirkungsgrad und das Leistungsverhalten eines elektrischen Antriebsstrangs des
(voll)elektrischen Batteriefahrzeuges zu steigern. Insbesondere wird eine Reichweitensteigerung bei gleichzeitiger Fahrzeugkostenreduzierung und verkürzten Ladezeiten an weitläufig verfügbaren Infrastrukturnetzen gewünscht.
In diesem Zusammenhang haben Ladegeräte bzw. On-Board-Lader (OBL) eine hervorgehobene Stellung. Solche Ladegeräte nutzen die im öffentlichen und im privaten Raum großflächig vorhandenen Wechselspannungsnetze und wandeln die bereitgestellte Wechselspannung im Fahrzeug in eine Gleichspannung zum Laden der Antriebsbatterie um. Zur Verkürzung der Ladezeiten muss die übertragbare Leistung des Ladegerätes weiter erhöht werden, wozu insbesondere dreiphasig betriebene Ladegeräte in Frage kommen, die auf alle verfügbaren Netzphasen zugreifen. Bisherige Ladegeräte, wie sie beispielsweise aus der US 2017/0279287 A1 bekannt sind, weisen vom Netz in Richtung zu der Batterie einen Filter, einen Gleichrichter, einen Zwischenkreis und einen DC/DC-Konverter zum Anpassen der Zwischenkreisspannung an eine Ladespannung der Baterie auf. Der DC/DC-Konverter weist einen Transformator zur Potentialtrennung auf, mit dem unerwünschte Gleichtaktstörungen verringert werden.
Aus der WO 2018/126393 A1 ist eine gattungsgemäße Vorrichtung zur La dung eines vollelektrischen Bateriefahrzeuges bekannt, bei der der DC/DC- Konverter im Unterschied zu dem vorgenannten Stand der Technik keine Po tentialtrennung aufweist. Die DC/DC-Konverter sind jeweils eingangsseitig an einem gemeinsamen Gleichstromverteilungsbus angeschlossen, der von dem mit dem Netz verbundenen Gleichrichter gespeist wird. Der ausgangsseitig an den Gleichrichter angeordnete Zwischenkreis weist einen Mitelpunktanschluss auf. Diese dort vorgestellte Gleichrichterschaltung (bidirektionaler Dreipunktgleichrichter) stellt ausgangsseitig somit ein zusätzliches Potential zur Verfügung Es wird nicht nur eine positive Gleichspannung und eine negative Gleichspannung, sondern auch ein Mittelpotential (um Null) bereitgestellt. Vorteilhaft kann der Gleichrichter hierdurch mit höheren Schaltfrequenzen, bzw. mit kleineren und leichteren magnetischen Komponenten betrieben werden. Wünschenswert ist es jedoch zudem, die Gleichtaktstörungen zu reduzie ren und dies mit Gleichrichterschaltungen geringerer Komplexität, d.h. mit möglichst geringer Anzahl von ansteuerbaren Schaltelementen zu tun.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges anzugeben, so dass eine relativ hohe elektrische Leistung schnell und mit geringsten Gleichtaktstörungen, d.h. quasi gleichtaktfrei, durch Ladeschaltungen geringer Komplexität zur Ladung einer Batterie bereitgestellt wird.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Erfindung in Verbindung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelpunkt des Zwischenkreises mit einem Neutralleiter des mehrphasigen Stromnetzes verbunden ist.
Vorteilhaft ermöglicht die Erfindung durch die Verbindung des Mittelpunktes eines Zwischenkreises mit einem Neutralleiter des mehrphasigen Stromnetzes quasi einen„gleichtaktfreien“ Betrieb von Gleichrichter und DC/DC-Konverter des Ladegeräts bei gleichzeitiger Bereitstellung eines relativ hohen Ladestromes. Die nach der Erfindung vorgesehene gleichtaktfreie Modulation ermöglicht einen vereinfachten Aufbau der DC/DC-Konverterschaltung ohne Transformator. Auch die Halbleiterschaltelemente können großteils vereinfacht werden, d.h. in geringerer Sperrspannung (600 V anstatt 1000 V oder 1200 V) ausgeführt werden. Dadurch wird beispielsweise auch die Implementierung des DC/DC-Konverters als GaN-basierten Tiefsetzstufe ermöglicht. Ein zweiter Vorteil besteht darin, dass die netzseitige Filterschaltung nicht vergrößert werden muss, wie es herkömmlich bei Weglassen des Transformators erforderlich wäre. Insbesondere kann die Filterschaltung aufgrund der Gleichtakt freiheit sogar deutlich kleiner werden als beim herkömmlichen transformatorbasierten Ladegerät. Ein dritter Vorteil ergibt sich dadurch, dass durch Einbringen des Neutralleiters in den Spannungszwischenkreis im Notfall auch ein Laden an einer einphasigen Haushaltssteckdose aufwandsarm ermöglicht wird.
Allgemein verhindert die Erfindung Gleichtaktstörspannungen, die ansonsten batterieseitig signifikante (schaltfrequente) Ableitströme verursachen würden.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist eine dreiphasig betriebene Gleichrichterschaltung als Dreipunkttopologie für einen unidirektionalen Leistungsfluss von einer Ladesäule zu der Batterie des Fahrzeugs vorgesehen, die als Schaltelemente vorteilhaft 600V-GaN-Schaltelemente aufweist. Hierdurch lässt sich für diesen Einsatzzweck der elektrische Wirkungsgrad und die Bau größe bzw. Gewicht der Vorrichtung am besten optimieren. In einer weiteren Ausbaustufe können vorteilhaft auch neuartige monolithisch-bidirektionale 600V-GaN-Schaltelemente eingesetzt werden. Damit wären nur drei steuerbare Schaltelemente für die Gleichrichterstufe erforderlich.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung weist die Gleichrichterschaltung eine Zweipunkttopologie auf für einen bidirektionalen Leistungsfluss zwischen der Ladesäule und der Batterie des Fahrzeugs. Vorteilhaft kann hierdurch zur Stabilisierung des Stromnetzes auch elektrische Leistung von dem Fahrzeug in das Stromnetz übertragen werden.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist die Gleichrichterschaltung als ein dreiphasiger Pulsgleichrichter mit Leistungsfaktorkorrektur ausgebildet. Vorteilhaft ist die Gleichrichterschaltung netzfreundlich aufgebaut. Nach einer Weiterbildung der Erfindung bilden die Komponenten der erfin dungsgemäßen Vorrichtung eine gemeinsame Baueinheit, die in dem elektrischen Batteriefahrzeug integriert ist. Sie bildet somit einen sogenannten On- Board-Lader (OBL).
Zur Lösung der Aufgabe ist die Erfindung in Verbindung mit dem Oberbegriff des Patentanspruchs 15 dadurch gekennzeichnet, dass das Potential des Mit telpunktes des Zwischenkreises auf das Potential eines Nullleiters des Mehrphasenstromnetzes gelegt wird.
Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass durch die Angleichung des Potential an einem Mittelpunkt eines Gleichstromzwischen- kreises an den Nullleiter des mehrphasigen Stromnetzes auf einfache Weise eine kompakte und gleichtaktunterdrückte Steuerung des Leistungsflusses von dem mehrphasigen Stromnetz zu einer Batterie und vice versa gewährleistet ist.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung werden Schaltkomponenten des Gleichrichters und/oder des DC/DC-Konverters derart angesteuert, dass ausschließlich eine erste Zwischenkreisteilspannung während einer positiven Netzhalbperiode und eine zweite Zwischenkreisteilspannung während einer negativen Netzhalbperiode zu der Batterie durchgeschaltet werden. Auf diese Weise ist ein vorteilhafter Einphasen-Ladebetrieb möglich, der nutzbar ist im Notbetrieb an einem einphasigen Haushaltsnetz oder bei Phasenausfall von einer oder zwei Netzphasen. Vorteilhaft können die Zwischenkreiskapazitäten so besonders klein gewählt werden. Dadurch verringern sich zum einen die Baugröße und Kosten des OBL’s und zum anderen lassen sich die kleinen Kapazitäten als Folien-Kondensatoren realisieren, die besonders robust und langlebig sind. Dies ist insbesondere für automobile Anwendungen relevant. Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt eine netzphasenunabhängige Regelung des durch die jeweilige Netzphase fließenden Stromes. Jede Netzphase erhält einen eigenständigen Stromregelpfad, so dass drei unabhängige Stromregler mit je eigenen Soll- und Ist-Wert-Vergleich vorgesehen sind. Die PWM-Steuersignale (PWM: Pulsbreitenmodulation) der Gleichrichterschaltung weisen vorzugsweise die gleiche Frequenz auf und müssen nicht zeitsynchronisiert werden.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Regelung der Phasenströme in Abhängigkeit von einer Regelung der Zwischenkreisspannung. Es erfolgt eine Kaskadenregelung, bei der ein Ausgangssignal des Zwischenkreisspannungsreglers zur Bestimmung der Stromsollwerte einfließt.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt mittels einer Tastverhältnis- Vorsteuerung und eines Begrenzers die Ermittlung eines vorteilhaften Ansteu erwerts für die Schaltelemente der Gleichrichterschaltung. Hieraus werden nachfolgend direkt die Tastverhältnisse für die Schaltelemente berechnet. Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Ermittlung der Steuersignale zur Ansteuerung der Schaltelemente aus einem speziellen, schaltfre quenzvariablen Signal. Dieses Signal kann beispielsweise gemäß einer Dreieckstrommodulation (TCM Triangulär Current Modulation) ausgeführt werden. Durch die charakteristische Stromumkehr dieser Modulationsmethode kann jederzeit ein vorteilhaftes Nullspannungsschalten der Schaltelemente ermöglicht werden, was die Schaltverluste reduziert. Die Steuersignale in den einzelnen, je einer Netzphase zugeordneten, Brückenzweigen dürfen erfindungsgemäß aufgrund der Verbindung des Neutralleiters an dem Mittelpunkt des Zwischenkreises vorteilhaft eine ungleiche Frequenz aufweisen. Alternativ o- der zusätzlich können die Steuersignale auch im Sinne einer Lückgrenzmodu- lation (BM: Boundary Mode- oder CrCM Critical Conduction Mode Modulation) ausgeführt werden. Hierdurch wird ebenfalls ein vorteilhaftes Schaltverhalten der Schaltelemente (Leistungstransistoren) ermöglicht. Die Steuersignale der einzelnen Brückenzweige dürfen auch hierbei eine ungleiche Frequenz aufweisen. Alternativ oder zusätzlich können die Steuersignale auch gemäß einem Lückbetrieb (DCM: Discontinious Conduction Mode) gewählt werden, bei dem sie in den unterschiedlichen Brückenzweigen bzw. Netzphasen ebenfalls eine ungleiche Frequenz aufweisen dürfen. Gegebenenfalls kann auch ein vorteilhafter Mischbetrieb dieser unterschiedlichen Ansteuerungen erfolgen. Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Unteransprü chen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1a ein Schaltplan einer ersten Ausführungsform der Erfindung für einen unidirektionalen Leistungsfluss zu einer Batterie auf Basis einer gleichtaktfreien Dreipunktschaltung,
Fig. 1b eine DC/DC-Konverter-Schaltung nach einer alternativen Ausführungsform mit bidirektionalem Leistungsfluss (1000V/1200V Schalt elemente sind hier erforderlich),
Fig. 1c eine DC/DC-Konverter-Schaltung nach einer weiteren alternativen
Ausführungsform mit bidirektionalem Leistungsfluss für 600V Schaltelemente (z.B. GaN oder Si MosFET sind hier einsetzbar),
Fig. 2 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung nach einer zweiten Ausführungsform (Zweipunkttopologie) mit bidirektionalem Leis- tungsfluss,
Fig. 3 die in Figur 1a dargestellte Schaltung beim Einsatz im einphasigen
Betrieb, hier lediglich mit der Netzphase a, in den beiden verschiedenen Netzhalbperioden, wobei gestrichelt dargestellte Schaltungsteile im einphasigen Betrieb nicht aktiv sind,
Fig. 4 eine alternative Ausführungsform einer Vorrichtung mit einem Zusatzumschalter zur Nutzung der Schaltungselemente einer ausgefallenen Netzphase (hier c) zur Symmetrierung von Zwischenkreisteilspannungen bei Ausfall dieser Netzphase (c),
Fig. 5a eine Zweipunktschaltung des Gleichrichters mit entsprechenden
Schaltelementen für bidirektionalen Leistungsfluss,
Fig. 5b eine Kaskadenregelung zur Erzeugung der Ansteuersignale für die
Schaltelemente gemäß Figur 5a,
Fig. 5c eine Darstellung der Steuersignale zum einen für eine Zweipunkttopologie und zum anderen für eine Dreipunkttopologie des Gleichrichters,
Fig. 6a ein Schaltbild des Gleichrichters und des Zwischenkreises,
Fig. 6b eine Regelung des Gleichrichters mit Tastverhältnisvorsteuerung, und
Fig. 7 eine alternative erfindungsgemäße Vorrichtung zu Figur 1a in Dreipunkttopologie, wobei die Vorrichtung modular aus drei gleichen Modulsegmenten gebildet ist. Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges besteht aus einer Mehrzahl von Schaltungskomponenten. Ein Gleichrichter 1 ist an einem mehrphasigen Stromnetz 2 angeschlossen. Netzstromseitig zu dem Gleichrichter 1 ist vorzugsweise ein Filter 3 (EMV-Filter) vorgesehen. Auf einer dem Netz abgewandten Seite des Gleichrichters 1 bzw. ladeseitig ist ein Zwischenkreis 4 vorgesehen. Dem Zwischenkreis 4 ist ein DC/DC-Konverter 5 zum Anpassen einer Zwischenkreisspannung UZK des Zwischenkreises 4 an eine Ladespannung Ußatt einer Batterie 6 des Batterie fahrzeuges nachgelagert.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. Schaltungsanordnung ist in einem Ladegerät integriert, das Bestandteil des Batteriefahrzeuges ist. Das Ladegerät bildet eine Baueinheit, die als eine„On-Board-Unit“ (OBU) oder„On-Board- Lader“ (OBL) in dem elektrischen Batteriefahrzeug verbaut ist.
Der Zwischenkreis 4 weist in den vorliegenden Ausführungsbeispielen zwei Zwischenkreisteilspannungen, nämlich eine an einer ersten Kapazität Ci abfal lende erste Zwischenkreisteilspannung UZKI und eine an einer in Reihe zu der ersten Kapazität Ci angeordneten zweiten Kapazität C2 abfallenden zweiten Zwischenkreisteilspannung UZK2 auf. Ein zwischen der ersten Kapazität Ci und der zweiten Kapazität C2 liegender Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 ist über eine Leitung 7 direkt mit einem Neutralleiter N des mehrphasigen Stromnetzes 2 verbunden.
Nach einer ersten Ausführungsform der Erfindung gemäß Figur 1a ist der Gleichrichter 1 als ein Pulsgleichrichter ausgebildet. Der Pulsgleichrichter ist als dreiphasiger Pulsgleichrichter ausgebildet, der über drei Brückenzweige verfügt mit jeweils außen angeordneten Dioden (vorzugsweise SiC) und Schaltelementen 8, die jeweils zum Zwischenkreismittelpunkt MZK verbinden. Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 1a dient zum unidirektionalen Leis- tungsfluss von dem mehrphasigen Stromnetz 2 zu der Batterie 6 in Form einer Dreipunktschaltung. Als Schaltelemente 8 können Leistungstransistoren unterschiedlicher Bauart eingesetzt werden, wie die Alternativen in der Zeile unter der Schaltung in Figur 1a deutlich macht. Insbesondere können GaN- basierte Leistungstransistoren eingesetzt werden. Der DC/DC-Konverter 5 ist gemäß Figur 1a als Tiefsetzsteller je halben Gleichspannungszwischenkreis 4 ausgebildet.
Die Tiefsetzsteller-Schaltungen, die vorzugsweise SiC-Dioden nutzen, bilden somit einen potentialgebundenen DC/DC-Konverter und ersetzen eine konventionell transformatorbasierte Schaltung.
Nach einer alternativen Ausführungsform gemäß Figur 1b kann der DC/DC- Konverter 5 auch einen bidirektionalen Leistungsfluss bewerkstelligen und hierfür eine Halbbrücke mit alternativen Leistungshalbleitern aufweisen, die in der Zeile gemäß Figur 1a aufgeführt sind. Der DC/DC-Konverter 5 gemäß Figur 1b weist eine oder im Falle einer Leistungsskalierung mehrere parallel zum Gleichspannungszwischenkreis 4 liegende Leistungs-Halbbrückenzweige und eine mit dem Halbbrückenmittelpunkt M verbundene Drossel S auf. Vorteilhaft kann eine konventionelle zweipolige Batterie 6 mit beispielsweise 400 V bis 800 V Nennspannung angeschlossen werden. Die Schaltelemente des DC/DC-Konverters 5 gemäß Fig. 1 b müssen eine Sperrspannung von mehr als 800 V aufweisen. Vorteilhaft können hier auch Transistorschalter in SiC- Technologie eingesetzt werden. Die Schaltelemente des DC/DC-Konverters 5 gemäß Fig. 1a (oder Fig.1c) müssen hingegen nur eine Sperrspannung von mehr als 400 V aufweisen.
Nach einer weiteren alternativen Ausführungsform zur Ermöglichung eines bidirektionalen Leistungsflusses kann der DC/DC-Konverter 5 gemäß Figur 1c auch aus einem oder zur Leistungsskalierung aus einer Mehrzahl von parallel zum halben Gleichspannungs-Zwischenkreis 4 liegenden Leistungs- Halbbrückenzweigen und einer mit dem jeweiligen Halbbrückenmittelpunkt M-i, M2 verbundenen Drossel S bestehen. Es liegen somit zwei in Reihe geschalte te Halbbrückenzweige vor, die jeweils mit dem kapazitiven Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 verbunden sind. Die Leistungshalbleiter müssen dann nur eine Sperrspannung von etwa 600 V aufweisen und können deshalb mit ver lustärmeren Typen realisiert werden, und zwar neben Si MosFET auch z.B. mit GaN HEMT Technologie. Vorteilhaft wird hierbei die Batterie 6 mit Mittel punktanschluss MB (dreipolig) angeschlossen, wobei der Mittelpunktanschluss MB mit dem Neutralleiter N - wie in Figur 1 a und 1 c eingezeichnet - verbunden sein kann oder nicht. Im zweiten Fall besteht keine Verbindung des Mittelpunktanschlusses MB mit dem DC/DC-Konverter 5
Nach der Erfindung kann der DC/DC-Konverter 5 also als
- ein Tiefsetzsteller für einen unidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet sein oder als
- zwei antiseriell in Reihe geschaltete Tiefsetzsteller für einen unidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet sein, deren jeweilige Halbbrückenmittelpunkte M-i, M2 mit je einer Drossel S verbunden sind und wobei die beiden Tiefsetzsteller jeweils diodenseitig mit dem Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 verbunden sind, oder als
- ein Transistor/Dioden-Halbbrückenzweig für einen bidirektionalen Leis tungsfluss ausgebildet sein, der parallel zu dem Zwischenkreis 4 ge schaltet und dessen Halbbrückenmittelpunkt M mit einer Drossel S verbunden ist, oder als
- zwei in Reihe geschaltete Transistor/Dioden-Halbbrückenzweige für einen bidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet sein, deren jeweilige Halbbrückenmittelpunkte Mi, M2 mit je einer Drossel S verbunden sind und wobei jeweils ein Verbindungspunkt der Halbbrückenzweige mit dem Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 verbunden ist. Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann insbesondere auch die Gleichrichter-Schaltungsanordnung für einen bidirektionalen Leistungsfluss, vorzugsweise gemäß Figur 2, als Zweipunktschaltung ausgebildet sein. Der zugehörige bidirektionale DC/DC-Konverter 5 kann dabei in seiner grundsätzlichen Anordnung gemäß Fig.lb oder gemäß Fig.1c ausgeführt sein. Entsprechend der Leistungsskalierung lassen sich beim DC/DC-Konverter jeweils zwei oder mehrere Halbbrückenzweige 9 parallel schalten.
Gleiche Bauteile bzw. Bauteilfunktionen der Ausführungsbeispiele sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gemäß Figur 3 ist - wie auch optional bei der Ausführungsform gemäß Figur 1a - die Batterie 6 (Antriebsbatterie) mit Mittelpunktanschluss (dreipolig) an dem Ausgang des DC/DC-Konverters 5 angeschlossen. Gemäß Figur 3 ist ein Einphasen- Ladebetrieb dargestellt, der beispielsweise auftritt, wenn das Ladegerät (OBU) an ein einphasiges Haushaltsnetz angeschlossen wird oder wenn ein Phasenausfall von einer oder zwei der Netzphasen a, b, c vorliegt. Die Ansteuerung der Schaltelemente dieses Gleichrichters 1 erfolgt dermaßen, dass nur diejenige Hälfte des Gleichspannungs-Zwischenkreises 4 zur Batterieladung bzw. Batterieentladung genutzt wird, die zum jeweiligen Zeitpunkt von der/den ver bliebenen Netzphase/Netzphasen direkt geladen bzw. entladen wird/werden. Bei einem unidirektionalen Leistungsfluss, bei dem ausschließlich die Batterie 6 geladen wird, wird exemplarisch ein einphasiger Betrieb mit der Netzphase a angenommen. Während der positiven Netzhalbperiode (ua > 0) wird zur Ladung der Batterie 6 ausschließlich die dann aus dem Netz gespeiste Zwischenkreisteilspannung UZKI genutzt (schwarze Strompfade in Fig.3a). Während der negativen Netzhalbperiode (ua < 0) wird ausschließlich die dann gespeiste Spannung UZK2 zur Batterieladung genutzt (schwarze Strompfade in Fig.3b). Gestrichelte Pfade markieren in Fig.3 jeweils inaktive Schaltungsteile. Es sei angemerkt, dass die Ansteuerung der Schaltelemente nach der Ausführungsform entsprechend der in Figur 3 dargestellten Dreipunkttopologie auch genauso auf die Zweipunkttopologie gemäß Figur 2 anwendbar ist.
Nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung gemäß Figur 4 kann ein Zusatzschalter STrans,c vorgesehen sein, der gemäß dem in Figur 4 dargestell ten Schaltzustand eine Hochsetzdrossel Lc im Strang c von Netzphase c trennt und diese Drossel Lc mit dem kapazitiven Mittelpunkt N des Gleich- spannungs-Zwischenkreises 4 verbindet. Die Schaltungselemente S5, S6, Lc bilden somit eine Schaltung, mit der die Zwischenkreisteilspannungen U2Ki und UZK2 während des Ausfalls der Netzphase c aktiv symmetriert werden können. Bei Ausfall der Netzphase a oder b können auch entsprechende Zu satzschalter bzw. Umschalter in den entsprechenden Strängen a und b vorgesehen sein. Exemplarisch ist in Figur 4 die Zweipunkttopologie gezeigt. Die Umschaltung über die Zusatzschalter lässt sich auch auf die Dreipunkttopologie gemäß Figur 1a übertragen.
In den Figuren 5a, 5b und 5c ist die Ansteuerung des dreiphasigen Pulsgleichrichters 1 und die Regelung bzw. Ansteuerung der Schaltelemente s-i, S2, S3,
S4, S5, S6 dargestellt. Es sei angemerkt, dass die Steuersignale si, S2 des ersten Brückenzweiges von dem ersten Tastverhältnissignal da, die Steuersignale S3, s des zweiten Brückenzweiges von dem Tastverhältnissignal db und die Steuersignale s5, S6 des dritten Brückenzweiges von dem Tastverhältnissignal dc abgeleitet werden. Es ist ersichtlich, dass die durch jede Netzphase a, b, c fließenden Ströme ia, ib, ic unabhängig voneinander geregelt werden. Somit ist für jede Phase ein gesonderter Stromregler SRa, SRb, SRc vorgesehen. Den drei unabhängigen Stromreglern SRa, SRb, SRc sind zur höherfrequenten (d. h. netzfrequenten) Stromsollwertbildung innerhalb eines Stromregelpfades jeweils ein Funktionsblock Fa, Fb, Fc zur Erzeugung des phasenrichtigen, normierten Stromsollwertes aus den aktuellen Netzphasenspannungsmesswerten vorgelagert. Die Ausgänge dieser Funktionsblöcke Fa, Fb, Fc sind jeweils auf den ersten Eingang eines Multiplikators 10 geführt, dessen zweiter Eingang jeweils an den Ausgang des gemeinsamen Spannungsreglers 11 gelegt ist. Somit werden jeweils die niederfrequenten Stromsollwerte (typischerweise 1 bis 5 Hz) und die netzfrequenten, ideal sinusförmigen Stromsollwerte multiplikativ verknüpft. Die Ausgänge der drei Multiplikatoren 10 bilden jeweils den resultierenden Stromsollwert für die drei Stromregler der Netzphasenströme ia, ib, ic-
Wie aus Figur 5b ersichtlich ist, ist die Stromregelung der Spannungsregelung der Zwischenkreisspannung unterlagert. Es handelt sich somit um eine Kaskadenregelung.
Es versteht sich, dass die Ansteuerung gemäß Fig. 5b auf die Dreipunktopologie nach Fig. 1a mittels der Tabelle 2 in Fig 5c anwendbar ist.
Die Ansteuerung der Schaltelemente 8 ist gemäß der Ausführungsform nach den Figuren 6a und 6b vergleichsweise erweitert. In Ergänzung zu der Ansteuerung gemäß Figur 5b sind zur Tastverhältnisvorsteuerung den Stromreglern Summierstellen 12 nachgelagert. Zur Tastverhältnisvorsteuerung wird der Ausdruck SIGNUM (ua b C)*UZK/2-(ua,b.c) zum Stromreglerausgang hinzuaddiert. Vorteilhaft ist der Tastverhältnisvorsteuerung innerhalb eines jeden Stromregelpfades ein Begrenzungsblock 13a, 13b, 13c nachgelagert. Der Begrenzungsblock 13a, 13b, 13c begrenzt die Summe von Stromreglerausgang und Tastverhältnisvorsteuerung auf einen vorgegebenen Maximal- bzw. Minimalwert. Die Maximal- und Minimalwerte werden vorteilhaft als Normierungsgrö ßen für die nachfolgende Tastverhältnisberechnung verwendet, aus der dann die Steuersignale s^ s2 bzw. s3, s4 bzw. se, bb berechnet werden. Die in Figur 6b dargestellte Ansteuerung kann selbstverständlich nicht nur für die in der Figur 6a dargestellte Zweipunkttopologie, sondern auch für die Dreipunkttopologie eingesetzt werden. Es werden in diesem Fall lediglich die Steuersignale si, S3, s5 verwendet, wie aus Tabelle 2 in Figur 5c ersichtlich ist.
Nach einer zu der Figur 1a alternativen Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung entsprechend einer unidirektionalen Dreipunkttopologie besteht gemäß Figur 7 (untere Abbildung) eine Vorrichtung (Ladegerät) aus drei gleichen Modulsegmenten 20, die jeweils zwei unterschiedlichen Netz phasen a, b, c zugeordnet sind. Die Modulsegmente 20 der dreiphasigen Anordnung entsprechen jeweils einem oben in Figur 7 dargestellten einphasigen Modul 21 , das vorteilhaft speziell für das nordamerikanische US- Haushaltsnetz (240 V Split Phase) vorgesehen ist. Wie im obigen Ausführungsbeispiel ist der Neutralleiter N des zwei Phasen Li und L2 zur Verfügung stellenden US-Haushaltsnetzes direkt mit dem Mittelpunkt MZK des Zwischen kreises 4 verbunden. Die zwei Phasen Li und L2 sind um 180° phasenverschoben. Alternativ kann statt eines einzigen Moduls 21 eine Mehrzahl von Modulen 21 vorgesehen sein, die parallel zueinander geschaltet sind zur Steigerung der Leistungsübertragung.
In der unteren Abbildung in Fig. 7 ist der Neutralleiter N des allgemeinen, mehrphasigen Stromnetzes 2, wie außerhalb des US-Haushaltsnetzes vorliegend, direkt mit dem Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 der Modulseg mente 20 verbunden. Der Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 ist über einen Mittelpunkt des Gleichrichters 1 (Pulsgleichrichter) und einen Mittelpunkt des Filters 3 mit dem Neutralleiter N direkt verbunden, d. h. kein elektrisches Bauteil befindet sich zwischen dem Mittelpunkt MZK des Zwischenkreises 4 und dem Neutralleiter N des Stromnetzes 2. Diese Verbindung des Mittelpunktes MZK des Zwischenkreises 4 der Modulsegmente 20 zu den Netzphasen a, b, c ist jeweils gleich. Die Modulsegmente 20 sind gleich ausgebildet. Jedes Modulsegment 20 ist zwischen zwei verschiedenen Netzphasen von a, b, c angeschlossen, so dass jede Netzphase a, b, c mit zwei unterschiedlichen Modulsegmenten 20 verbunden ist. Ein Ausgang der Modulsegmente 20 ist mit derselben Batterie 6 verbunden. Das so ausgebildete Ladegerät ist modu lar und nicht monolithisch ausgebildet, so dass eine höhere Leistung übertra gen werden kann. Vorteilhaft sind die Wechselwirkungen bei einem Phasenausfall geringer. Als Leistungshalbleiter können 600 V-Typen eingesetzt wer den, beispielsweise Si MosFET oder GaN HEMT. Insbesondere können abweichend von der monolithischen Topologie gemäß Fig.la hier auch die Schaltdioden D des Gleichrichters 1 vorteilhaft als 600 V-Typen ausgeführt sein (in Fig.la: 1200 V-Typen erforderlich). Hierdurch wird das Ladegerät kostengünstiger und weist ein besseres Schaltverhalten auf.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit einem Gleichstrom,
- mit einem an einem mehrphasigen Stromnetz (2) angeschlossenen Gleichrichter (1),
- mit einem ladeseitig des Gleichrichters (1) angeordneten und mit demselben gekoppelten Zwischenkreis (4), der eine Anzahl von Kapazitäten und einen Mittelpunkt (M2K) aufweist,
- mit einem ladeseitig des Zwischenkreises (4) angeordneten und mit demselben gekoppelten DC/DC-Konverter (5) zum Anpassen einer Zwischenkreisspannung (UZK) des Zwischenkreises (4) an eine Ladespannung (Ußatt) einer Batterie (6) des Batteriefahrzeuges,
dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelpunkt (MZK) des Zwischenkreises (4) mit einem Neutralleiter (N) des mehrphasigen Stromnetzes (2) verbunden ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelpunkt (MZK) des Zwischenkreises (4) direkt mit dem Neutralleiter (N) des mehrphasigen Stromnetzes (2) verbunden ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein netzstromseitig des Gleichrichters (1) angeordnetes und mit demselben gekoppeltes Filter (3) vorgesehen ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter (3) eine Drossel zur Unterdrückung von Restgleichtaktströmen aufweist, wobei der Mittelpunkt (MZK) des Zwischenkreises (4) über die Drossel mit dem Neutralleiter (N) des mehrphasigen Stromnetzes (2) verbunden ist.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (1), der Zwischenkreis (4) und der DC/DC- Konverter (5) in einer gemeinsamen Baueinheit angeordnet sind, die in dem elektrischen Batteriefahrzeug verbaut ist oder die außerhalb des Batteriefahrzeugs angeordnet ist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (1) und der DC/DC-Konverter (5) für ein dreiphasiges Stromnetz (2) ausgelegt sind.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (1) als ein Pulsgleichrichter mit Leistungsfaktorkorrektur ausgebildet ist.
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der DC/DC-Konverter (5) potentialgebunden ausgebildet ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der dreiphasige Pulsgleichrichter (1)
- eine Zweipunktschaltung vorzugsweise für einen bidirektionalen Leistungsfluss oder
- eine Dreipunktschaltung vorzugsweise für einen unidirektiona- len Leistungsfluss umfasst.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der DC/DC-Konverter (5) als
- ein Tiefsetzsteller für einen unidirektionalen Leistungsfluss ausgebildet ist oder als - ein Transistor/Dioden-Halbbrückenzweig ausgebildet ist, der parallel zu dem Zwischenkreis (4) geschaltet und dessen Halbbrückenmittelpunkt (M) mit einer Drossel (S) verbunden ist, o- der als
- zwei in Reihe geschaltete Transistor/Dioden- Halbbrückenzweige ausgebildet ist, deren jeweilige Halbbrückenmittelpunkte (Mi, M ) mit je einer Drossel (S) verbunden sind und wobei jeweils ein Verbindungspunkt der Halbbrückenzweige mit dem Mittelpunkt (MZK) des Zwischenkreises (4) verbunden ist, oder als
- zwei antiseriell in Reihe geschaltete Tiefsetzsteller für einen un- idirektionalen Leistungsfluss ausgebildet ist, deren jeweilige Halbbrückenmittelpunkte (Mi, M2) mit je einer Drossel (S) verbunden sind und wobei die beiden Tiefsetzsteller jeweils diodenseitig mit dem Mittelpunkt (MZK) des Zwischenkreises (4) verbunden sind.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Zusatzschalter (STrans,c) vorgesehen ist, mittels dessen ein netzseitiger Anschluss einer Hochsetzdrossel (La, Lb, Lc) eines Phasenstrangs (a, b, c) des Gleichrichters (1) mit dem Neutralleiter (N) verbindbar ist, so dass der den Zusatzschalter (Sjrans.c) aufweisende Phasenstrang des Gleichrichters (1) bei Ausfall mindestens einer Netzphase (a,b,c) zur aktiven Symmetrierung des Zwischenkreises (4) genutzt werden kann.
12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass zwischen zwei unterschiedlichen Netzphasen (a, b, c) jeweils gleiche Modulsegmente (20) angeschlossen sind, die den gleichen Gleichrichter (1), den gleichen Zwischenkreis (4) und den glei- chen DC/DC-Konverter (5) aufweisen, und dass ein Ausgang der Modulsegmente (20) mit derselben Batterie (6) verbunden ist.
13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass an zwei zueinander um 180° phasenverschobenen Netzphasen (L|, L2) eines Netzes, insbesondere des US- amerikanischen Split-Phase-240V-Netzes, lediglich ein einziges Modul (21) enthaltend den Gleichrichter (1), den Zwischenkreis (4) und den DC/DC-Konverter (5) angeschlossen ist, wobei ein Ausgang des Mo duls (21) mit der Batterie (6) verbunden ist und der Neutralleiter (N) dieses Netzes an den Mittelpunkt (MZK) des Zwischenkreises (4) ge legt ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Module (21) eingangs- und ausgangsseitig parallel zueinander geschaltet sind zur Steigerung der Leistungsübertragung.
15. Verfahren zur Ladung eines (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit Gleichstrom, dass ein von einem mehrphasigen Stromnetz (2) bereitgestellter Wechselstrom oder Drehstrom gleichgerichtet wird, wobei ein Mittelpunkt (MZK) eines kapazitiven Zwischenkreises (4) existiert, und dass eine Batterie (6) des (voll)elektrischen Batteriefahrzeuges mit dem gleichgerichteten Wechselstrom gespeist wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Potential des Mittelpunktes (MZK) des Zwischenkreises (4) auf das Potential eines Nullleiters (N) des Mehrphasenstromnetzes (2) gelegt wird.
16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Sonderbetrieb, insbesondere in einem einphasigen Betrieb am Haushaltsnetz (IEC 61851-1„Mode 1“) oder im Notbetrieb bei Phasenaus- fall, in dem nur ein oder zwei Netzphasen (a, b, c) genutzt werden können, mittels des Gleichrichters (1) in einer positiven Netzhalbperiode der entsprechenden stromführenden Netzphasen (a, b, c) jeweils nur eine erste Kapazität (Ci) des Zwischenkreises (4) und in einer negativen Netzhalbperiode der entsprechenden stromführenden Netzphasen (a, b, c) jeweils nur eine zweite Kapazität (C2) des Zwischenkreises (4) aufgeladen werden und dass der DC/DC-Konverter (5) entsprechend der Netzphasen (a, b, c) derart angesteuert wird, dass eine erste Kapazität (Ci) des Zwischenkreises (4) nur während einer positiven Netzhalbperiode und eine zweite Kapazität (C2) des Zwischenkreises (4) nur während einer negativen Netzhalbperiode derselben Netzphase (a, b, c) über die Batterie (6) entladen wird.
17. Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselstrom mittels eines dreiphasigen Pulsgleichrichters (1) gleichgerichtet wird, wobei Schaltelemente (8) des Pulsgleichrichters (1) derart angesteuert werden, dass die durch jede Netzphase (a, b, c) fließenden Ströme (ia, ib, ic) unabhängig voneinander geregelt werden.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die den Netzphasen (a, b, c) zugeordneten Ströme (ia, ib, ic) in Abhängigkeit von einer Regelung der Zwischenkreisspannung
(UZK) geregelt werden, wobei Stromsollwerte aus der Multiplikation von gemessenen Netzphasenspannungen (ua, ub, uc) und dem Ausgang des Reglers der Zwischenkreisspannung (UZK) gebildet werden.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass zur Tastverhältnisvorsteuerung dem geregelten Strom (ia, ib, ic) ein von der Zwischenkreisspannung (UZK) und von der Netzphasenspannung (ua, Ub, uc) abhängiger Wert addiert wird zu einem Wert, der mittels eines Begrenzerblocks (13) auf einem Maximal- bzw. Minimalwert begrenzt wird.
20. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuersignale (si, s2, s3, s4, s5, s6) für die Zweipunkttopologie des Gleichrichters (1) zur Ansteuerung der Schaltelemente (8) je Netzphase (a, b, c) als pulsbreitenmodulierte Signale (si, S2, s3, s4, s5, se) aus den Tastverhältnissignalen (da, db, dc) in Abhängigkeit von einer positiven und negativen Netzhalbperiode berechnet werden, wobei die Steuersignale (s-i, s2, s3, s , s5, s6) je Brückenzweig unter Verwendung des PWM-Signals (za, zb, zc) der zugehörigen Tastverhältnissignale (da, db, dc) bestimmt werden
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 20, dadurch gekenn
zeichnet, dass die Steuersignale (si, s3, S5) für die Dreipunkttopologie des Gleichrichters (1) zur Ansteuerung der Schaltelemente (8) je Netzphase (a, b, c) als pulsbreitenmodulierte Signale (si, s3, , s5) aus den Tastverhältnissignalen (da, db, dc) in Abhängigkeit von einer posi tiven und negativen Netzhalbperiode berechnet werden, wobei die Steuersignale (si, s3, s5) je Brückenzweig unter Verwendung des PWM-Signals (za, z , zc) der zugehörigen Tastverhältnissignale (da, db, dc) bestimmt wird.
22. Verfahren nach einem der Ansprüche 15 bis 21 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuersignale (si, s2, s3, s , s5, s6) für eine bidirektionale Zweipunkttopologie des Gleichrichters (1) und die Steuersignale (si, s3, s5) für die Verwendung einer unidirektionalen Dreipunkttopolo gie des Gleichrichters (1) durch Dreiecksstrommodulation (TCM) und/oder durch Lückgrenzmodulation (BM, CrCM) und/oder durch Lückbetrieb (DCM) erzeugt werden.
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