EP3387743A1 - Procédé de compensation des effets non-linéaires d'un onduleur de tension - Google Patents

Procédé de compensation des effets non-linéaires d'un onduleur de tension

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Publication number
EP3387743A1
EP3387743A1 EP16819607.9A EP16819607A EP3387743A1 EP 3387743 A1 EP3387743 A1 EP 3387743A1 EP 16819607 A EP16819607 A EP 16819607A EP 3387743 A1 EP3387743 A1 EP 3387743A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
value
voltage
compensation
amplitude value
compensation method
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP16819607.9A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Najib ROUHANA
Serge Loudot
Edouard Negre
Nicolas PATIN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renault SAS
Original Assignee
Renault SAS
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Filing date
Publication date
Application filed by Renault SAS filed Critical Renault SAS
Publication of EP3387743A1 publication Critical patent/EP3387743A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time

Definitions

  • the present invention relates to a method for compensating non-linear effects produced in particular by the addition of a dead time in a pulse width modulation control of a voltage inverter powered by a continuous bus and able to provide the at least one electrical phase for supplying an electric machine with N> 1 supply phase.
  • an inverter In the field of electrical engineering, an inverter is frequently used to power a rotating electrical machine, for example a machine with three-phase power supply.
  • the voltage inverter receives a DC voltage and transforms it into an AC voltage, for example into three AC voltages for supplying the phases of an electric machine.
  • a voltage inverter comprises a plurality of switching arms connected in parallel between two supply lines. These are connected to the same DC voltage source. Each arm has at least two power switches, in series with a connection midpoint connected to the electrical load.
  • the switching arms are controlled by so-called pulse width modulation strategies, known by their acronym MLI or its English equivalent, Ince Width Modulation, PWM.
  • the latter caused by the non-ideal characteristics of the components that make up the power module, is the difference between the desired ideal output voltage, referred to as the reference voltage, and the actual output voltage supplied by the inverter. Due to the non-linear character of the inverter, the actual output voltage is deviated from the reference voltage.
  • a first solution is to adopt a direct type approach through predefined measurement tables.
  • the voltages are corrected with a predetermined correction value, which is a function of the operating conditions of the machine.
  • this compensation is not effective enough, because, on the one hand, the inherent characteristics of the switching devices are variable, in particular as a function of the operating speed of the electric machine, the frequency, the DC bus voltage. and temperature, and secondly, the manual measurement of these different parameters is in itself a laborious and difficult process because these parameters vary from one inverter to another.
  • a method for compensating non-linear effects produced by the addition of a dead time in a pulse width modulation control of a voltage inverter fed by a continuous bus and capable of supplying at least one electrical phase for supplying an electric machine with N> 1 supply phase, in particular with 3 supply phases said compensation method comprising a step of evaluating a compensation voltage, said evaluation step comprising:
  • the estimation step aims at determining a total amplitude of compensation voltage making it possible to reduce the harmonics of rank 2N of said transformed phase current value.
  • the estimate of the representative value of the harmonics of rank 2N is performed by an adaptive bandpass filter.
  • a value strictly dependent on the DC bus voltage, the added dead time and the PWM period used is imposed.
  • one defines, on the one hand, a known fixed amplitude value, and on the other hand, an error is calculated cumulative, also called cumulative sum, of a plurality of representative values of harmonics of rank 2N calculated over a period of time corresponding to a fraction 1 / 2N of fundamental period.
  • said fixed amplitude value is defined as a function of the amount of dead time added, and said variable amplitude value is estimated as a function of said cumulative error.
  • variable amplitude value is estimated as a function of the variations of a plurality of cumulative errors previously calculated.
  • variable amplitude value is estimated as a function of at least one previously calculated amplitude value.
  • said total amplitude value is calculated as a function of said variable amplitude value and said fixed amplitude value.
  • the step of calculating said compensation voltage comprises a multiplication of said estimated total amplitude value with the sign of the determined phase current.
  • the high frequencies of said transformed current value are filtered.
  • said anticipative action compensation voltage also known under the English name of "feed-forward" is injected to modify the reference voltages used for controlling the PWM command.
  • the method is implemented for each of the N phases of said electric machine.
  • FIG. 1 is a diagram of a step of evaluating a compensation voltage of the non-linear effects of an inverter according to one embodiment of the invention
  • FIG. 2 is a diagram detailing the step of determining the sign of the process current according to the embodiment of FIG. 1;
  • FIG. 3 is a diagram detailing the step of estimating a total amplitude value of the compensation voltage of the method according to the embodiment of FIG. 1;
  • FIGS. 4a and 4b are representations of bandpass filters for filtering the rank six harmonics of the phase current in a rotational plane according to the embodiment of FIG. 1;
  • FIG. 5 is a logic diagram showing a step of minimizing rank six harmonics of the phase current in a rotational plane according to the embodiment of FIG. 1;
  • FIG. 6 is a representation of a method for filtering rank six harmonics of the phase current in a rotational plane according to one embodiment of the invention.
  • FIG. 7 is a global representation of anticipatory action compensation.
  • a compensation method, not shown, of the non-linear effects produced by the addition of a dead time 220 in a pulse width modulation control 210 of a voltage inverter 100 fed by a continuous bus and capable of supplying at least one electrical phase for supplying an electric machine with N> 1 supply phase comprises a step 230 of evaluating a compensating voltage A nk) effects nonlinear of the inverter 100, especially during the switching phases.
  • Evaluation step 230 comprises a step of determining b1 of the sign of each of the phase currents, an estimation step b2 of a value of total amplitude v4 (v) of the compensation voltage v ⁇ k) and a step 232 of calculating said compensation voltage Av ⁇ k).
  • Steps b1 and b2 are performed in parallel and jointly make it possible to obtain the compensation voltage at v ⁇ k).
  • each of the phase currents i is transformed into a rotational plane
  • the transformation of a current i in the rotational plane ⁇ ) is carried out by a transformation of Park of an angle 0 eIec , which corresponds to the mathematical tool allowing to realize a change of reference where one passes from a plane stationary to a rotating or rotational plane.
  • the term "stationary plane ( ace )" means the reference linked to the stator of the electric machine.
  • rotational plane means the Park plane where a three-phase system is modeled by means of a two-phase system whose two components, one which is along the axis d and the other along the axis q, do not depend on of the electric angle 0 eIec .
  • This rotating mark is connected to the rotor or to the magnetic field in the gap of the electric machine.
  • the transformation of a phase current i in the rotational plane dq by the Park transform produces two signals ld and lq each being a component of the phase current i in the plane (dq).
  • Step b1 makes a determination of the sign of each of the phase phase currents i of the machine.
  • a low-pass filter b1 With the aid of a low-pass filter b1 1, the high-frequency components of the signals ld and lq, which are due to the switching phenomena of the power electronics components in each arm of the inverter 100, are eliminated while at the same time impacting the phase currents ia, ib, ic. Thus, filtered ld and lq signals b12 corresponding to the phase currents in the Park plane are obtained.
  • the filtered phase currents ia, ib, ic b14 are then reconstructed as a function of the filtered signals ld and lq b12 using the inverse Park transform b13.
  • a step b15 the sign of the phase currents ia, ib, ic is determined as a function of the reconstructed currents b14.
  • the step of determining the compensating voltage amplitude b2 is carried out, with reference to FIG. 3, which makes it possible to determine the total amplitude v (k) of the compensation voltage Av (k). according to the currents in the rotational plane d ⁇
  • a first step b21 of the determining step b2 of the total amplitude F (fe) of the compensation voltage the harmonic of rank six is estimated for each of the two components, d and q of the current vector in the rotational plane ⁇ ).
  • the harmonic of rank six which appears in the plane ( dq reflects the existence of undesirable nonlinear effects, and thus the presence of an error which must be compensated until minimization of the harmonic of rank six.
  • the filtered signals ld and lq in the plane of Park through an adaptive band pass filter, so as to obtain 6d h and h 6q filtered signals b22 corresponding to harmonics of order six phase currents in the plan of Park.
  • Figs. 4a and 4b each show an embodiment of the adaptive bandpass filter so that its cut-off pulse adapts to changes in the rotor speed of the electric machine.
  • the band-pass filter is represented in FIG. 4a and is defined by a transfer function of the form:
  • k 2 and k 1 are filter adjustment coefficients well known to those skilled in the art.
  • a straightening step b23 is performed for the filtered signals h 6d and h 6q b22.
  • a calculation operation of an absolute value is applied for each of the filtered signals h 6d and h 6q b22.
  • the corrected h 6d and h 6q signals b24 will subsequently be called error b24. Indeed, these rectified signals b24 correspond to the error associated with the non-linear effects that we wish to compensate, in particular to the non-linearity introduced by the inverter 100.
  • a step of accumulating the error b25, called the cumulative error b25, in which the rectified signal b24 at time k is integrated over a corresponding duration is implemented. to a sixth fundamental period for a three-phase network, or 1 / 2N for an N-phase network.
  • the cumulative error b26 is reset to zero at each 1/6 fundamental period, by a trigger signal, called trigger signal, issued by one of the computers of the system.
  • the final value is recovered which corresponds to the fixed value b28 of the accumulated error in the previous period.
  • This fixed value b28 is stored in a buffer memory b27 so as to keep it constant for the entire duration of 1/6 of the next fundamental period.
  • a step of minimizing b29 of the error b28 is carried out, as a function of the accumulated fixed error value b28, making it possible to obtain the unknown and variable amplitude b30, sr (k) which is the first component of the voltage compensation Av (k).
  • the step of minimizing b29 of the error b28 comprises an initial step b292 of supplying the values of the fixed error b28 to the present step (k), of the amplitude ar ⁇ k - 1 ⁇ b299 at the preceding step (k- 1) and a voltage adjustment value b291 defining the speed of convergence of the minimization step b29 of the error b28.
  • the variable concerned is initialized to zero.
  • the voltage adjustment value b291 is imposed by those skilled in the art. It can be of a fixed nature or of an adaptive nature. The higher this value b291 is, the more the method will make it possible to obtain a fast convergence, but by reducing its precision, and on the contrary the smaller this value, the more the process will allow a slow but precise convergence.
  • the sign of the evolution of the compensation voltage amplitude b299 applied with respect to the amplitude at the previous step (k-1) is determined b294, b295. In other words, it is estimated whether the amplitude of the compensation voltage b299 at the previous steps increases or decreases.
  • Figure 5 shows two different logic blocks b294 and b295 but these refer to the same process step, separated in two for better understanding.
  • a step of decrementing 298 of the voltage amplitude 234 is then carried out by subtracting from the amplitude value v ⁇ ik) at the previous step b299, the adjustment value & b291.
  • An incrementation step b297 of the voltage amplitude 234 is then carried out by adding to the magnitude value ⁇ w (fc) at previous step b299 the adjustment value b291. If the sign of the evolution of the error is negative and if the sign of the evolution of the amplitude of tension is positive then the error b28 decreases.
  • An incrementation step b297 of the voltage amplitude 234 is then carried out by adding the adjustment value b291 to the amplitude value ar (k) at the previous step b299.
  • a step of decrementing b296 of the voltage amplitude 234 is then carried out by subtracting from the amplitude value 3 ⁇ 4 ffir (fc) at the previous step b299 the adjustment value & b291.
  • a second step b34 the amplitude is added with a fixed amplitude value v fix . e (k to obtain a total amplitude value v (k).
  • a calculation step 232 of the compensation voltage Av (k) is carried out at time k, during which the product is calculated between the current sign value i obtained in step b1 with the value of total amplitude v (k) determined in step b2 at the same instant.
  • said compensation voltage is injected at -u (k) by anticipatory action, also known by the English term “feed-forward”, so that to modify the amplitude of the reference voltages 211 used for the control of the strategy, or command, MLI 210.
  • anticipatory action also known by the English term “feed-forward”
  • the harmonics in the Park plane are estimated with an angle of rotation ( ⁇ 1 ).
  • Each of these transforms converts the harmonic of rank ( 6k ⁇ l ) ! which is an alternating component (AC) in the stationary plane ( abc into a continuous component (DC) in its own rotational plane.
  • the same principle applies for a rotation of elec .
  • the harmonic 7 becomes a DC component
  • the fundamental will be a harmonic component of rank 6
  • the harmonic 5 becomes a harmonic component of rank 12.
  • the harmonic 5 is directly estimated in the real plane. Then, using a suitable Park transformation, the rms value is calculated in the appropriate rotational plane. Thus, one works directly in the stationary plane ( abc ) or in the fixed plane ( ⁇ ). So just with a filter adaptive bandpass as described above with reference to FIGS. 4a and 4b, to estimate the harmonic 5. However, the following adaptations must be made:
  • the "trigger" signal is sent every 1/5 of fundamental period, instead of every 1/6 of fundamental period.
  • a digital integrator which acts on an error equal to the difference between a reference, denoted s ref and fixed by the skilled person, and the estimated signal b26.
  • the difficulty lies in the fact that the signal b26 does not change sign and the reference must be changed and adapted to each operating point, provided that the impact of the non-linear effects varies inversely proportional to the variation of the signal. speed (which is the picture of the tension).
  • the step of incrementation is defined so that it is of very fine value, which the skilled person knows how to choose.

Landscapes

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Abstract

L'invention concerne un procédé de compensation des effets non-linéaires produits par l'ajout d'un temps mort dans une commande par modulation de la largeur d'impulsion d'un onduleur de tension, le procédé comprenant : - une étape de transformation (231) au cours de laquelle on calcule une valeur dudit courant (i) transformé ( i d , i q ) dans un plan rotationnel (dq); - une étape de détermination du signe du courant traversant une phase; - une étape d'estimation d'une valeur d'amplitude totale de la tension de compensation adaptée pour atténuer les harmoniques de rang 2N de ladite valeur de courant transformé; - une étape de calcul (232) de ladite tension de compensation (Δv(k)); et - une étape de compensation (233) dans laquelle on modifie des tensions de référence utilisées pour la commande par modulation de la largeur d'impulsion, en ajoutant ou bien en retranchant ladite tension de compensation (Δv(k)) suivant le signe desdits courants de phase (ia, ib, ic) déterminés.

Description

Procédé de compensation des effets non-linéaires d'un onduleur de tension.
La présente invention concerne un procédé de compensation des effets non-linéaires produits notamment par l'ajout d'un temps mort dans une commande par modulation de largeur d'impulsion d'un onduleur de tension alimenté par un bus continu et apte à fournir au moins une phase électrique pour alimenter une machine électrique à N>1 phases d'alimentation.
Dans le domaine de l'électrotechnique, on utilise fréquemment un onduleur pour alimenter une machine électrique tournante, par exemple une machine à alimentation triphasée. L'onduleur de tension reçoit une tension continue et la transforme en une tension alternative, par exemple en trois tensions alternatives pour alimenter les phases d'une machine électrique.
De manière connue, un onduleur de tension comporte plusieurs bras de commutation connectés en parallèle entre deux lignes d'alimentation. Ces dernières sont connectées à une même source de tension continue. Chaque bras comporte au moins deux interrupteurs de puissance, en série avec un point milieu de connexion relié à la charge électrique.
Généralement, les bras de commutation sont commandés par des stratégies dites de modulation de la largeur d'impulsion, connues sous leur acronyme MLI ou son équivalent anglophone Puise Width Modulation, PWM.
L'un des principaux problèmes rencontrés en application d'entraînement à vitesse variable des machines électriques, surtout en régime basse tension/basse vitesse, est la génération d'une tension d'erreur. Cette dernière, causée par les caractéristiques non idéales des composants qui constituent le module de puissance, est la différence entre la tension de sortie idéale souhaitée, dite tension de référence, et la tension de sortie réelle fournit par l'onduleur. A cause du caractère non-linéaire de l'onduleur, la tension de sortie réelle subit une déviation par rapport à la tension de référence.
La part la plus importante de cette non-linéarité provient de la valeur temporelle fixe, dite temps mort, ajoutée entre les signaux de commutation complémentaires, pour éviter la conduction simultanée, dans un même bras d'onduleur, des interrupteurs de puissance. En plus du temps mort ajouté, une autre source de non-linéarité est issue des caractéristiques inhérentes et non idéales des dispositifs de commutation telles que la durée d'ouverture/fermeture ( t0ff) ainsi que la chute de tension à l'état passant de ces derniers.
La durée d'ouverture ton correspondant au temps de réponse de l'interrupteur de puissance qui n'est autre que la durée qui sépare l'ordre (issu du contrôle) de mise à l'état ON d'un transistor et sa commutation effective ; et la durée de fermeture toff correspondant au temps de réponse de l'interrupteur de puissance qui n'est autre que la durée qui sépare l'ordre (issu du contrôle) de mise à l'état OFF d'un transistor et sa commutation.
L'influence de cette non-linéarité sur la sortie du couple machine est particulièrement perceptible en régime basse tension/basse vitesse.
Cela impose une compensation précise de la tension d'erreur générée afin d'améliorer les performances en basse vitesse, notamment en ce qui concerne les vibrations et les nuisances acoustiques, et afin d'éviter les problèmes d'instabilité et de réduire les pertes dans la machine électrique.
Plusieurs méthodes de compensation sont connues. Une première solution consiste à adopter une démarche de type directe à travers des tables de mesure prédéfinies. Autrement dit, on corrige les tensions avec une valeur de correction prédéterminée, fonction des conditions de fonctionnement de la machine. Toutefois, cette compensation n'est pas assez efficace, car, d'une part, les caractéristiques inhérentes des dispositifs de commutation sont variables, notamment en fonction du régime de fonctionnement de la machine électrique, de la fréquence, de la tension du bus DC et de la température, et d'autre part, la mesure manuelle de ces différents paramètres est en lui-même, un processus laborieux et difficile car ces paramètres varient d'un onduleur à l'autre.
On connaît aussi du document de brevet JP2006074898A une méthode de compensation consistant à fournir une tension de compensation fonction de la fréquence de découpage MLI, de la tension du bus DC et du signe du courant et des paramètres du système (durée des temps mort, durée d'ouverture et de fermeture des interrupteurs, rapport cyclique propre à la chute de tension des interrupteurs de puissance pendant une période MLI). Cependant cette méthode impose une connaissance exacte des paramètres du système.
On souhaite donc trouver une solution pour réduire l'impact des effets non-linéaires de l'onduleur sur la machine électrique, de manière efficace, indépendante de la stratégie MLI utilisée, et transposable à différentes machines sans qu'il ne soit nécessaire de connaître leurs paramètres intrinsèques.
On propose un procédé de compensation des effets non-linéaires produits par l'ajout d'un temps mort dans une commande par modulation de la largeur d'impulsion d'un onduleur de tension alimenté par un bus continu et apte à fournir au moins une phase électrique pour alimenter une machine électrique à N>1 phases d'alimentation, en particulier à 3 phases d'alimentation, ledit procédé de compensation comprenant une étape d'évaluation d'une tension de compensation, ladite étape d'évaluation comprenant :
- une étape de transformation au cours de laquelle on calcule des valeurs des courants de phase transformés dans un plan rotationnel, par exemple dans le plan de Park ;
- une étape de détermination des signes des courants de phase en fonction des dites valeurs de courants transformés ;
- une étape d'estimation d'une valeur d'amplitude totale de la tension de compensation au cours de laquelle on définit, d'une part, une valeur d'amplitude fixe fonction de la quantité de temps mort ajoutée et de la tension du bus continu, et, d'autre part, on calcule une valeur représentative des harmoniques de rang 2N de ladite valeur de courant de phase transformée, et on estime une valeur d'amplitude en fonction de ladite valeur représentative des harmoniques de rang 2N ;
- une étape de calcul de ladite tension de compensation en fonction du signe du courant de phase et de ladite valeur d'amplitude totale ; et
- une étape de compensation au cours de laquelle on modifie par action anticipative, aussi connue sous le nom de feed forward, une tension de référence de la commande par modulation de la largeur d'impulsion, en ajoutant ou bien en retranchant ladite tension de compensation suivant le signe desdits courants de phase déterminés. Ainsi, l'étape d'estimation vise à déterminer une amplitude totale de tension de compensation permettant de réduire les harmoniques de rang 2N de ladite valeur de courant de phase transformé.
Avantageusement et de manière non limitative, l'estimation de la valeur représentative des harmoniques de rang 2N est réalisée par un filtre passe- bande adaptatif.
Avantageusement et de manière non limitative, au cours de ladite étape d'estimation d'une valeur d'amplitude fixe, on impose une valeur strictement dépendante de la tension du bus continu, du temps mort ajouté et de la période MLI utilisée.
Avantageusement et de manière non limitative, au cours de ladite étape d'estimation d'une valeur d'amplitude totale, on définit, d'une part, une valeur d'amplitude fixe connue, et d'autre part, on calcule une erreur cumulée, aussi dite somme cumulée, d'une pluralité de valeurs représentatives des harmoniques de rang 2N calculées au cours d'une durée de temps correspondant à une fraction 1/2N de période fondamentale.
Avantageusement et de manière non limitative, ladite valeur d'amplitude fixe est définie en fonction de la quantité de temps mort ajoutée, et on estime ladite valeur d'amplitude variable en fonction de ladite erreur cumulée.
Avantageusement et de manière non limitative, on estime ladite valeur d'amplitude variable en fonction des variations d'une pluralité d'erreurs cumulées précédemment calculées.
Avantageusement et de manière non limitative, on estime ladite valeur d'amplitude variable en fonction d'au moins une valeur d'amplitude précédemment calculées.
Avantageusement et de manière non limitative, on calcule ladite valeur d'amplitude totale en fonction de ladite valeur d'amplitude variable et de ladite valeur d'amplitude fixe.
Avantageusement et de manière non limitative, l'étape de calcul de ladite tension de compensation comprend une multiplication de ladite valeur d'amplitude totale estimée avec le signe du courant de phase déterminé. Avantageusement et de manière non limitative, au cours de l'étape de détermination du signe du courant de phase, on filtre les hautes fréquences de ladite valeur de courant transformé.
Avantageusement et de manière non limitative, on injecte ladite tension de compensation par action anticipative, aussi connue sous le nom anglophone de « feed-forward », pour modifier les tensions de référence utilisées pour le pilotage de la commande MLI.
Avantageusement et de manière non limitative, le procédé est mis en œuvre pour chacune des N phases de ladite machine électrique.
D'autres particularités et avantages de l'invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d'un mode de réalisation particulier de l'invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1 est un diagramme d'une étape d'évaluation d'une tension de compensation des effets non-linéaires d'un onduleur selon un mode de réalisation de l'invention ;
- la figure 2 est un diagramme détaillant l'étape de détermination du signe du courant du procédé selon le mode de réalisation de la figure 1 ;
- la figure 3 est un diagramme détaillant l'étape d'estimation d'une valeur totale d'amplitude de la tension de compensation du procédé selon le mode de réalisation de la figure 1 ;
- les figures 4a et 4b sont des représentations de filtres passe-bandes pour filtrer les harmoniques de rang six du courant de phase dans un plan rotationnel selon le mode de réalisation de la figure 1 ;
- la figure 5 est un logigramme représentant une étape de minimisation des harmoniques de rang six du courant de phase dans un plan rotationnel selon le mode de réalisation de la figure 1 ;
- la figure 6 est une représentation d'un procédé pour filtrer les harmoniques de rang six du courant de phase dans un plan rotationnel selon un mode de réalisation de l'invention.
- La figure 7 est une représentation globale de la compensation par action anticipative. En référence à la figure 1 et à la figure 7, un procédé de compensation, non représenté, des effets non-linéaires produits par l'ajout d'un temps mort 220 dans une commande par modulation de largeur d'impulsion 210 d'un onduleur de tension 100 alimenté par un bus continu et apte à fournir au moins une phase électrique pour alimenter une machine électrique à N>1 phases d'alimentation, comprend une étape d'évaluation 230 d'une tension de compensation A n k) des effets non linéaires de l'onduleur 100, notamment lors des phases de commutation.
L'étape d'évaluation 230 comprend une étape de détermination b1 du signe de chacun des courants de phase, une étape d'estimation b2 d'une valeur 234 d'amplitude totale v (k) de la tension de compensation v{k) et une étape 232 de calcul de ladite tension de compensation Av{k).
Dans ce mode de réalisation, on décrit le procédé adapté pour une machine électrique alimentée par trois phases électriques, cependant l'homme du métier pourrait adapter ce procédé à tout autre nombre de phases adapté pour alimenter une machine électrique.
Les étapes b1 et b2 sont réalisées en parallèle et permettent conjointement d'obtenir la tension de compensation àv{k).
Avant chaque étape b1 et b2, on transforme au cours d'une étape de transformation 231 chacun des courants i de phase dans un plan rotationnel
(dq )
La transformation d'un courant i dans le plan rotationnel ^) est réalisée par une transformation de Park d'un angle 0eIec , qui correspond à l'outil mathématique permettant de réaliser un changement de repère où l'on passe d'un plan stationnaire à un plan tournant ou rotationnel.
On entend par « plan stationnaire(aèc) » le repère lié au stator de la machine électrique.
On entend par « plan rotationnel ^) » le plan de Park où un système triphasé est modélisé grâce à un système diphasé dont les deux composantes, une qui est suivant l'axe d et l'autre suivant l'axe q , ne dépendent plus de l'angle électrique 0eIec . Ce repère tournant est lié au rotor ou bien au champ magnétique dans l'entrefer de la machine électrique. La transformation d'un courant de phase i dans le plan rotationnel dq par la transformée de Park, produit deux signaux ld et lq chacun étant une composante du courant de phase i dans le plan (dq) .
L'étape b1 , en référence à la figure 2, réalise une détermination du signe de chacun des courants de phase i de phase de la machine.
À l'aide d'un filtre passe-bas b1 1 , on élimine les composantes hautes fréquences des signaux ld et lq qui sont dues aux phénomènes de commutation des composants d'électronique de puissance dans chaque bras de l'onduleur 100 tout en impactant les courants de phase ia, ib, ic. Ainsi, on obtient des signaux ld etlq filtrés b12 correspondant aux courants de phase dans le plan de Park.
On reconstruit ensuite les courants de phase ia, ib, ic filtrés b14 en fonction des signaux ld etlq filtrés b12 à l'aide de la transformée de Park inverse b13.
Ensuite, on détermine dans une étape b15 le signe des courants de phase ia, ib, ic en fonction des courants reconstruits b14.
En parallèle, on met en œuvre l'étape de détermination de l'amplitude de tension de compensation b2, en référence à la figure 3, qui permet de déterminer l'amplitude totale v (k) de la tension de compensation Av(k) en fonction des courants dans le plan rotationnel dq\
Dans une première étape b21 de l'étape de détermination b2 de l'amplitude totale F (fe) de la tension de compensation on estime l'harmonique de rang six pour chacune des deux composantes, d et q du vecteur courant dans le plan rotationnel ^) .
En effet, l'harmonique de rang six, qui apparaît dans le plan (dq reflète l'existence des effets non-linéaires indésirables, et donc la présence d'une erreur qui doit être compensée jusqu'à minimisation de l'harmonique de rang six. A cet effet, on filtre les signaux ld et lq dans le plan de Park au travers d'un filtre passe-bande adaptatif, de manière à obtenir les signaux h6d et h6q filtrés b22 correspondants aux harmoniques de rang six des courants de phase dans le plan de Park.
Les figures 4a et 4b, représentent chacune un mode de réalisation du filtre passe-bande adaptatif de manière à ce que sa pulsation de coupure s'adapte aux changements de la vitesse rotorique de la machine électrique.
En particulier, le filtre passe-bande est représenté à la figure 4a et est défini par une fonction de transfert de la forme :
î - F(z)
« > =— ^
Avec :
Dans laquelle k2 et ki sont des coefficients de réglage du filtre bien connus de l'homme du métier.
Ensuite, on effectue une étape de redressage b23 des signaux h6d et h6q filtrés b22. Autrement dit, on applique une opération de calcul d'une valeur absolue pour chacun des signaux h6d et h6q filtrés b22.
Les signaux h6d et h6q redressés b24 seront appelés par la suite l'erreur b24. En effet ces signaux redressés b24 correspondent à l'erreur associée aux effets non-linéaires que nous souhaitons compenser, en particulier à la non- linéarité introduite par l'onduleur 100.
Une fois les signaux h6d et h6q redressés b24 calculés, on met en œuvre une étape d'accumulation de l'erreur b25, dite erreur cumulée b25, dans laquelle le signal redressé b24 à l'instant k est intégré sur une durée correspondante à un sixième de période fondamentale pour un réseau triphasé, ou 1/2N pour un réseau à N phases.
Ainsi, on calcule une somme cumulée b25 des valeurs de signaux redressés b24 de manière à obtenir l'erreur totale b26.
Dans le plan de Park, on compte deux composantes d'harmonique de rang six, une suivant l'axe d et l'autre suivant l'axe q . Aussi, on calcule en pratique deux erreurs cumulées : et Leur somme résultant en une erreur totale b26.
Afin d'atteindre cet objectif, on cumule les signaux h6d et h6q redressés b24 tous les 1/6 de période fondamentale, pour un réseau triphasé, ceci nous permet d'être en phase avec l'harmonique de rang six.
L'erreur cumulée b26 est réinitialisée à zéro à chaque 1/6 de période fondamentale, par un signal de déclenchement, dit signal trigger, émis par l'un des calculateurs du système.
Lorsque le signal de déclenchement, est reçu, on récupère la valeur finale qui correspond à la valeur figée b28 de l'erreur cumulée dans la période précédente.
On enregistre cette valeur figée b28 dans une mémoire tampon b27 de manière à la maintenir constante durant toute la durée de 1/6 de période fondamentale suivante.
On procède à une étape de minimisation b29 de l'erreur b28, en fonction de la valeur d'erreur cumulée figée b28, permettant d'obtenir l'amplitude inconnue et variable b30, sr(k) qui est la première composante de la tension de compensation A-v(k).
En référence à la figure 5, on décrit un mode de réalisation avantageux d'une étape de minimisation b29 de l'erreur b28.
Cependant, l'homme du métier pourrait ne pas se limiter à cette façon de réaliser cette étape de minimisation b29 de l'erreur b28.
Etant donné que le procédé est mis en œuvre par un calculateur, par nature discrète, on entend par le terme d'instant, ou de « pas », les cycles successifs de réalisation du procédé par le calculateur.
L'étape de minimisation b29 de l'erreur b28 comprend une étape initiale b292 de fourniture des valeurs de l'erreur figée b28 au pas présent (k), de l'amplitude ar{k - 1} b299 au pas précédent (k-1 ) et d'une valeur d'ajustement de tension b291 définissant la rapidité de convergence de l'étape de minimisation b29 de l'erreur b28. A la première exécution, si aucune valeur d'amplitude de la tension de compensation b299 au pas précédent (k-1 ) n'est disponible, autrement dit, à k=0, on initialise à zéro la variable concernée.
La valeur d'ajustement de tension ^ b291 est imposée par l'homme du métier. Elle peut être de nature fixe ou bien de nature adaptative. Plus cette valeur b291 est grande plus le procédé permettra d'obtenir une convergence rapide, mais en réduisant sa précision, et au contraire plus cette valeur est petite, plus le procédé permettra une convergence lente mais précise.
Ensuite, on évalue b293 l'évolution de l'erreur b28 entre le pas présent (k) et au pas précédent (k-1 ). Autrement dit, on estime si l'erreur augmente ou diminue.
On détermine b294, b295 le signe de l'évolution de l'amplitude de tension de compensation b299 appliquée par rapport à l'amplitude au pas précédent (k- 1 ). Autrement dit, on estime si l'amplitude de la tension de compensation b299 aux pas précédents augmente ou diminue.
La figure 5 représente deux blocs logiques b294 et b295 différents mais ceux-ci se réfèrent à une même étape du procédé, séparée en deux pour une meilleure compréhension.
Après ces deux étapes b293, b294, b295, on détermine s'il faut augmenter ou diminuer l'amplitude au pas présent, en fonction de l'évolution du signe de l'erreur b293 et en fonction du signe de l'évolution de l'amplitude de la tension de compensation.
Si le signe de l'évolution de l'erreur est positif et si le signe de l'évolution de l'amplitude de tension est positif, alors l'erreur figée b28 augmente.
On procède alors à une étape de décrémentation 298 de l'amplitude de tension 234 en soustrayant de la valeur d'amplitude v^ik) au pas précédent b299, la valeur d'ajustement & b291 .
Si le signe de l'évolution de l'erreur est positif et si le signe de l'évolution de l'amplitude de tension est négatif, alors l'erreur b28 augmente.
On procède alors à une étape d'incrémentation b297 de l'amplitude de tension 234 en ajoutant à la valeur d'amplitude î?w(fc) au pas précédent b299 la valeur d'ajustement b291 . Si le signe de l'évolution de l'erreur est négatif et si le signe de l'évolution de l'amplitude de tension est positif alors l'erreur b28 diminue.
On procède alors à une étape d'incrémentation b297 de l'amplitude de tension 234 en ajoutant à la valeur d'amplitude ar(k)au pas précédent b299 la valeur d'ajustement b291.
Si le signe de l'évolution de l'erreur est négatif et si le signe de l'évolution de l'amplitude de tension est négatif alors l'erreur b28 diminue.
On procède alors à une étape de décrémentation b296 de l'amplitude de tension 234 en soustrayant de la valeur d'amplitude ¾ffir(fc)au pas précédent b299 la valeur d'ajustement & b291.
Ainsi on obtient à un instant k une valeur d'amplitude ¾a (&) au pas présent à appliquer.
Dans une deuxième étape b34, on additionne l'amplitude avec une valeur d'amplitude fixe vfix.e(k pour obtenir une valeur d'amplitude totale v(k).
La valeur d'amplitude fixe est calculée en fonction de la quantité de temps mort ajoutée. En particulier elle peut être déterminée par la formule suivante : vfixe{k) = td*Vdc/T_MLI, dans laquelle td est la quantité de temps mort ajouté, Vdc la tension b31 du bus DC, et T_MLI la période du signal de modulation de largeur d'impulsion.
On peut notamment calculer dans un premier temps le rapport b32 td/T_MLI puis le multiplier à la tension du bus DC b31.
Ensuite, on procède à une étape de calcul 232 de la tension de compensation Av(k) à l'instant k, au cours de laquelle on calcule le produit entre la valeur de signe de courant i obtenue à l'étape b1 avec la valeur d'amplitude totale v (k) déterminée à l'étape b2 à un même instant.
Enfin, en référence à la figure 7, au cours d'une étape de compensation 233, on injecte, ladite tension de compensation à-u(k) par action anticipative, aussi connue sous le terme anglophone de « feed-forward », afin de modifier l'amplitude des tensions de références 211 utilisées pour le pilotage de la stratégie, ou commande, MLI 210. Ainsi on peut notamment compenser la majorité de l'erreur en boucle ouverte.
Selon un deuxième mode de réalisation de l'invention, en référence à la figure 6, on estime les harmoniques dans le plan de Park avec un angle de rotation ( ± 1)^.
Au lieu d'utiliser un filtre passe-bande adaptatif pour estimer les harmoniques de rang six dans le plan rotationnel ^), tel que décrit précédemment en référence aux figures 4a et 4b, on met en œuvre le principe des plans qui tournent à ^—^eiec 0ù k = l, 2, ... avec \es séquences
, -50, +70, -110 , +130 , convenables comme par exemple : elec, elec, elec, elec, etc.
L'homme du métier étant apte à mettre en œuvre ce principe avec ses connaissances générales.
Chacune de ces transformations convertit l'harmonique de rang (6k ± l) ! qui est une composante alternative (AC) dans le plan stationnaire (abc en une composante continue (DC) dans son propre plan rotationnel.
Par exemple, le passage du plan stationnaire vers le plan de Park propre
—50
à l'harmonique 5, suivant un angle électrique égale à elec, transforme l'harmonique de rang 5 en une composante continue, connue sous son abréviation DC. Le fondamental devient une composante harmonique de rang 6 et l'harmonique 7 dans le plan (abc) devient une composante harmonique de rang 12 dans le plan de travail.
+70
Le même principe s'applique pour une rotation de elec. L'harmonique 7 devient une composante DC, le fondamental sera une composante harmonique de rang 6 et l'harmonique 5 devient une composante harmonique de rang 12.
Selon un troisième mode de réalisation de l'invention, on estime directement l'harmonique 5 dans le plan réel. Ensuite, à l'aide d'une transformation de Park adaptée, on calcule la valeur efficace dans le plan rotationnel approprié. Ainsi, on travaille directement dans le plan stationnaire (abc ) ou bien dans le plan fixe (αβ) . Il suffit donc, à l'aide d'un filtre passe-bande adaptatif tel que décrit précédemment en référence aux figures 4a et 4b, d'estimer l'harmonique 5. Cependant, il faut procéder aux adaptations suivantes :
- On estime l'harmonique de rang 5 dans le plan réel ou stationnaire, à l'aide d'un filtre passe-bande adaptatif calé à la vitesse électrique 5weIec
- Une fois les composantes d'harmonique de rang cinq sont estimées, on effectue une transformation de plan avec une rotation électrique de
—5Θ
elec. Partant de là, les nouvelles composantes hSd et hSq seront des composantes DC.
- La détermination de la valeur efficace du courant résultant sera possible par l'application de / RMS,
- Le signal « trigger » est envoyé à chaque 1/5 de période fondamentale, au lieu de chaque 1/6 de période fondamentale.
Selon un quatrième mode de réalisation de l'invention, on met en œuvre un intégrateur digital qui agit sur une erreur égale à la différence entre une référence, notée sref et fixée par l'homme de métier, et le signal b26 estimé. La difficulté réside dans le fait que le signal b26 ne change pas de signe ainsi que la référence doit être changée et adaptée à chaque point de fonctionnement, pourvu que l'impact des effets non-linéaires varient de manière inversement proportionnelle à la variation de la vitesse (qui est l'image de la tension).
D'autre part, en pratique, il subsiste généralement une erreur, aussi on fixe un seuil minimum, noté £ ref min > tel qu'une fois l'erreur figée b28 dépasse ce seuil, l'intégration est inhibée et la dernière valeur d'amplitude de tension est conservée.
Le pas d'incrémentation est défini de telle sorte qu'il soit de valeur très fine, ce que l'homme du métier sait choisir.
De cette manière, on peut garantir une convergence rapide de l'algorithme en régime transitoire tout en conservant une précision acceptable de l'amplitude de la tension de compensation en régime établi.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de compensation des effets non-linéaires produits par l'ajout d'un temps mort dans une commande par modulation de la largeur d'impulsion d'un onduleur de tension (100) alimenté par un bus continu et apte à fournir au moins une phase électrique pour alimenter une machine électrique à N>1 phases d'alimentation, ledit procédé de compensation comprenant une étape d'évaluation (230) d'une tension de compensation (&v(k)), ladite étape d'évaluation (230) comprenant :
- une étape de transformation (231 ) au cours de laquelle on calcule des valeurs des courants de phase (ia, ib, ic) transformés d ,lq), dans un plan rotationnel dq) ;
- une étape de détermination (b1 ) des signes des courants de phase (ia, ib, ic) en fonction des dites valeurs de courants transformés ( ld ,lq) , '
- une étape d'estimation (b2) d'une valeur d'amplitude totale ( V {k) ) de la tension de compensation au cours de laquelle on définit, d'une part, une valeur d'amplitude fixe {vf ce) fonction de la quantité de temps mort ajoutée et de la tension du bus continu, et, d'autre part, on calcule une valeur représentative des harmoniques de rang 2N de ladite valeur de courant de phase transformée, et on estime une valeur d'amplitude variable (vvar) en fonction de ladite valeur représentative des harmoniques de rang 2N ;
- une étape de calcul (232) de ladite tension de compensation (Δ¾ &)) en fonction du signe du courant de phase (i) et de ladite valeur d'amplitude totale ( (fe) ) ; et
- une étape de compensation (233) au cours de laquelle on modifie par action anticipative une tension de référence (21 1 ) de la commande par modulation de la largeur d'impulsion, en ajoutant ou bien en retranchant ladite tension de compensation {àv(k}) suivant le signe desdits courants de phase (ia, ib, ic) déterminés (b1 ).
2. Procédé de compensation selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le calcul de la valeur représentative des harmoniques de rang 2N est réalisée par un filtre passe-bande adaptatif.
3. Procédé de compensation selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'au cours de ladite étape d'estimation (b2) d'une valeur d'amplitude totale ( (fe) ), on définit, d'une part, une valeur d'amplitude fixe (Vfixs) connue, et d'autre part, on calcule une erreur cumulée (b25) d'une pluralité de valeurs représentatives des harmoniques de rang 2N calculées au cours d'une durée de temps correspondant à une fraction 1/2N de période fondamentale.
4. Procédé de compensation selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'on estime ladite valeur d'amplitude variable (Vvar en fonction de ladite erreur cumulée (b25).
5. Procédé de compensation selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce qu'on estime ladite valeur d'amplitude variable (¾,Gr) en fonction des variations d'une pluralité d'erreurs cumulées (b25) précédemment calculées.
6. Procédé de compensation selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'on estime ladite valeur d'amplitude variable (t^fl (fc)) en fonction d'au moins une valeur d'amplitude variable (¾Er(fe - I)) précédemment calculée.
7. Procédé de compensation selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisé en ce qu'on calcule (b34) ladite valeur d'amplitude totale ø?{.¼}) en fonction de ladite valeur d'amplitude variable (¾¾r(.¾)) et de ladite valeur d'amplitude fixe (ï^e(fc)).
8 Procédé de compensation selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que l'étape de calcul (232) de ladite tension de compensation ( -àv(_k) ) comprend une multiplication de ladite valeur d'amplitude totale ( V {k) ) estimée avec le signe du courant de phase (i) déterminé.
9 Procédé de compensation selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'au cours de l'étape de détermination (b1 ) du signe du courant de phase (i), on filtre les hautes fréquences de ladite valeur du vecteur courant transformé ( ld ,lq).
10. Procédé de compensation selon l'une quelconque de revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il est mis en œuvre pour chacune des N phases de ladite machine électrique.
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