EP2145387A2 - Récepteur haute fréquence à traitement numérique multi-canaux - Google Patents

Récepteur haute fréquence à traitement numérique multi-canaux

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EP2145387A2
EP2145387A2 EP08787934A EP08787934A EP2145387A2 EP 2145387 A2 EP2145387 A2 EP 2145387A2 EP 08787934 A EP08787934 A EP 08787934A EP 08787934 A EP08787934 A EP 08787934A EP 2145387 A2 EP2145387 A2 EP 2145387A2
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EP
European Patent Office
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digital
samples
receiver according
digital samples
frequency
Prior art date
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Ceased
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EP08787934A
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German (de)
English (en)
Inventor
Olivier Romain
Bruce Denby
Julien Denoulet
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Universite Pierre et Marie Curie Paris 6
Original Assignee
Universite Pierre et Marie Curie Paris 6
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Publication date
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    • H03H2218/00—Indexing scheme relating to details of digital filters
    • H03H2218/06—Multiple-input, multiple-output [MIMO]; Multiple-input, single-output [MISO]

Definitions

  • the invention relates to broadband high frequency receivers.
  • the reception chain In such receivers, which serve in different areas, the reception chain generally starts with a low noise front end amplifier, coupled to the antenna, often through an antenna filter. Then intervene one or more frequency changes, to result in a useful signal of lower frequency, so easier to process. It is common to digitize this signal useful for further processing.
  • a high frequency receiver of the type comprising a reception channel comprising a low noise amplifier, followed by processing stages, with a digital analog conversion.
  • the analog-to-digital converter works on the output of the low-noise amplifier at a selected rate (F e), which corresponds to bandwidth sampling, and the processing stages comprise a dedicated circuit with
  • an input memory arranged to contain N successive digital samples, renewed at a rate chosen per slice of M samples,
  • a discrete Fourier transform stage M x M operating on these M filtered and summed digital samples.
  • the digital signals on the M outputs of the Fourier transform represent M distinct channels, of width defined by the cutoff frequency of the aforementioned low-pass filter.
  • the invention also relates to a radar device comprising a receiver as described above.
  • FIG. 1 represents the very general diagram of a radar
  • FIG. 2 represents the general block diagram of a radar receiver
  • FIG. 3 represents the block diagram of a radar receiver according to FIG. 2, in which the reception chain is digitized after a change of frequency
  • FIG. 4 represents the general block diagram of an embodiment of the proposed receiver
  • FIG. 5 is a more detailed diagram of part of the receiver of FIG. 4,
  • FIG. 6 is a more detailed diagram of another part of the receiver of FIG. 4, taking into account the two-component nature I and Q of the digital signal,
  • FIG. 7 is a flow diagram of part of the treatment carried out in the receiver of FIG. 4,
  • FIG. 8 is a diagram with X-Y diagrams illustrating the output processing on one channel
  • FIG. 9 is a diagram with X-Y diagrams illustrating the output processing on M channels.
  • FIG. 10 is a general block diagram of the demodulation of the I and Q components on the M output channels.
  • FIG. 11 is a block diagram of a passive radar processing which can be applied to the output signals of the receiver of FIG. 4.
  • a transmitter 1 supplies an antenna 10 with a radiofrequency signal, in principle modulated, which irradiates a target 2.
  • the retro-diffused radiation by the target 2 is perceived by the antenna 30 of a receiver 3, which also receives the transmitted signal 19, or an electronic representation 19 of the transmitted signal, which defines it sufficiently, at least in its temporal characteristics.
  • the receiver From the signal or "echo" picked up by the antenna 30 and the signal 19, the receiver performs processing that makes it possible to access the speed and / or the distance of the target 2.
  • the distance processing are related to propagation times, and the speed treatments to Doppler frequency offsets.
  • FIG. 2 The general architecture of a radar receiver is illustrated in FIG. 2. After the antenna 30 and its possible radiofrequency band filter 31, there is generally a low-noise high-frequency amplifier 33, followed by at least one stage of frequency change (or IF for "intermediate frequency"). The remainder of the reception chain contains a demodulation function 37, followed by a radar processing stage 8, which provides the processes that make it possible to access the speed and / or the distance of the target 2, such as indicated.
  • a demodulation function 37 followed by a radar processing stage 8 which provides the processes that make it possible to access the speed and / or the distance of the target 2, such as indicated.
  • the antenna 30 is adapted to the band used, as is its band-pass filter 31, for selecting a frequency band where the radar signal is present,
  • the low-noise amplifier 33 corrects the level of the signal received without causing it to be affected by noise
  • the frequency change stage 35 is a frequency converter. It performs a transposition of the received signal (from the antenna generally in high frequency) at a so-called intermediate frequency (IF), which is lower or even zero.
  • This stage 35 requires the presence of a local oscillator (not shown), which must generally be synchronous with the transmitter, in that the frequency and phase difference between this local oscillator and the oscillator of the transmitter must be known, or determinable; a demodulator for the baseband recovery of the transmitted signal;
  • a processing block for determining the speed and distance information of the target.
  • the modern radar receivers are digitized, for example as illustrated in FIG. 3.
  • IF intermediate frequency stage
  • digital analog conversion 39 which is said to be "complex” because it has two components, to like complex numbers. Most often, we distinguish the component I (in phase), and the component Q (in quadrature). These two components make it possible to accurately reflect the amplitude and the phase of a sinusoidal signal.
  • the demodulation function is no longer so distinct. This is why we tend to consider that the digital analog conversion 39 is part of the processing 8.
  • the actual processing 81 then intervene on these digital signals. And they can be performed for example, at least in part, in a programmable circuit, which can be of the type of digital signal processor ("DSP" for Digital Signal Processor, microprocessor, or "FPGA” for Field Programmable Gate Array).
  • DSP digital Signal Processor
  • microprocessor microprocessor
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the satellite signals can not be used at present, because their power is too weak to be exploitable.
  • Passive radar is an example of a situation where it is desired to receive several broadcasts at the same time. Hence the need to use several reception channels.
  • the present invention proposes a more efficient approach.
  • Figure 4 is the general block diagram of a receiver proposed here.
  • the antenna 30 adapted to the band used (by its bandpass filter, not shown), then the low noise amplifier 33.
  • the analog digital converter 40 works on the output of the amplifier low noise, without prior change of frequency.
  • the further processing can be performed in a programmable circuit 5, as will be described below.
  • the outputs can go to a communication interface 61 and a microcomputer 63, for post-processing.
  • the antenna 30 and the low noise amplifier 33 are integrated into a ONEFORALL-SV9510 antenna.
  • the digital analog converter 40 is an AD9433 circuit manufactured by Analog Devices
  • the programmable circuit 5 is a Stratix EP2S 180 FPGA circuit manufactured by Altéra, suitably programmed to contain a computer code which performs the aforementioned functions. It would also be possible to use another specialized circuit of the ASIC type instead of an FPGA. Other elements and circuits that the skilled person will recognize can also be used.
  • the processing performed by the programmable circuit 5 will now be described, with reference to an example, to facilitate understanding.
  • the example is that of the radio frequency modulation band, called FM band, which goes from 88 to 108 MHz approximately. Transmitters are spaced there from about 200 to 400 kHz. And each emits with a modulation excursion limited to about 100 kHz (200 kHz bandwidth).
  • the digital analog converter 40 can have a sampling rate F e of 43.9 MHz, and work on 14 bits.
  • the sampling period Te is therefore a little less than 23 nanoseconds.
  • the treatment then comprises the four steps S1 to S4 described below, with reference to FIG.
  • This step is performed by a block 51, in which N successive digital samples from the digital analog converter 40 (label 700 in FIG. 7) sequentially fill an N-stage FIFO type memory 510 (operation 702 in FIG. 7).
  • the memory 510 is denoted "memory M1".
  • the size of that memory M1 is N x 14 bits.
  • N K * M, for reasons which will be understood hereafter.
  • N coefficients at 511, have been stored here with the same precision as the samples from the analog-digital converter 40. These N coefficients correspond to the coefficients of a Butterworth low-pass type filter of bandwidth F lp .
  • This filter is preferably Finite Impulse Response (FIR) type, although other filters may be used, at least in some cases, where stability is not critical.
  • FIR Finite Impulse Response
  • the precision of each of the coefficients is 14 bits, and the cutoff frequency F lp is 100 kHz, that is to say the modulation bandwidth of an FM transmitter.
  • each filter coefficient weights a sample acquired through a multiplier 512.
  • the results of the product of the samples by the coefficients of the filter are recorded in a memory 515 of size N.
  • the coefficients of the filter are of a complex nature. Therefore, the products of the memory 515 should be viewed as two-component I and Q elements. Using real filter coefficients, it would of course be possible to perform only real and non-complex filtering. 52 - Addition and Refold
  • the further processing takes place when the memory 515 is full and is made by a block 53. It is then considered as subdivided, in the sampling order, into K blocks of M elements each.
  • the K blocks are summed together by means of an adder 531 to produce a single final block of M values 533 (operation 706).
  • the first final block element corresponds to the addition of all the first elements of the K blocks.
  • the second element of the final block corresponds to the addition of all the second elements of the K blocks, and so on.
  • the last element of the final block corresponds to the addition of all the last elements of the K blocks.
  • the block of M values is sent to an input of a discrete digital Fourier transform (FTD) block 55 on M points (operation 708).
  • FTD discrete digital Fourier transform
  • the outputs y (j) of this block correspond to the frequency decomposition of the input signal on two channels, I and Q.
  • I corresponds to the real parts and Q to the imaginary parts of the frequency decomposition of the signal.
  • Output 559 of this block corresponds to two I and Q signals having M values.
  • the first values of I and Q, 10 and QO correspond to the zero Hertz components of the input signal.
  • the second values, II and Q1 correspond to the F / M Hertz components of the input signal.
  • the third values, 12 and Q2 correspond to the 2 * F / M hertz components of the input signal, and so on.
  • the last values, IM-I and QM-I correspond to the components (M-1) * F / M hertz of the input signal.
  • the channeling block 57 demultiplexes the results temporally (operation 710). As shown on the Figure 6, the values I and Q corresponding to the same frequency are grouped over time. The outputs of this block correspond to 10, QO, II, Q1, ..., IM-I and QM-1 (t).
  • the result on M channels is transmitted to the next stages for demodulation.
  • the circuit allows the acquisition of M new input samples (return to operation 702).
  • the memory M1 is then filled with these new M samples followed by the most recent (K-1) * M previous samples, while the previous M first samples entered disappear. Steps S1 to S4 are then repeated.
  • Memory blocks such as 510, 511 and 515 described above are useful for understanding the treatment. Of course, in practice, these blocks do not have to be distinct, and can be parts of the same memory. Similarly, the treatments described can be performed at least partly sequentially, or serialized.
  • the information contained in the FM band was condensed at low frequency, with insufficient sampling to represent the FM carrier frequencies, but more than enough to find their modulation (s).
  • the Fourier transform carried out on M points analyzes, step by step in time, on M channels, the desired modulations.
  • sampling frequency and working frequency of the FTD are slightly different.
  • samples from memory 510 may be interpolated prior to or during step S2 to accommodate this frequency difference.
  • the WOLA algorithm works on the basis of the oversampling of F 6 with respect to F lp .
  • the equation Eq. 1 can be seen as a circular convolution of each sample x (j) by the low-pass filter h (j), with a frequency sampling ⁇ / M. Therefore, at the entrance of the FTD, we have a game of M samples, game that is renewed at the rate ⁇ fl ⁇ .
  • the "frequency sensitivity", or characteristic frequency of these samples remains linked to the initial sampling rate, namely F e .
  • the FTD on the set of r (j) discriminates then K folds of spectrum compared to the sampling of frequency F e .
  • the recovery obtained is (K1) / K, since at each cycle S1 to S4, only M new samples on K * M are renewed. This makes it possible to maintain good temporal coherence.
  • the signal is then processed to recover the signal on each channel defined as before. As shown in FIGS. 8 and 9, this block makes it possible to demodulate the signal on a particular channel (FIG. 8), or on all the channels (FIG. 9).
  • the demodulation can be performed by software processing, and is a function of the type of modulation used during transmission.
  • a tangent arc processing is performed to restore the information.
  • an envelope detector including a low-pass filter is used for amplitude modulation.
  • the demodulation assembly 59 comprises a series of correspondence tables LUT (i) each associated with a channel at the output of the block 57.
  • LUT (i) tables can be implemented as 512 separate tables or a global table gathering all these tables with an identifier of each table. Alternatively, it may also be possible to replace the tables with corresponding mathematical formulas.
  • each pair of signals (I (i); Q (i)) corresponds to a numerical value designating an angle.
  • the resulting signal is then sent to a differentiator which makes it possible to obtain the frequency of the signal at the output of the LUTs (i), and the signal demodulated on each channel.
  • the foregoing description has been performed iteratively in connection with the processing of a given series of samples.
  • the receiver can operate at least in part in parallel, for example by channeling and demodulating signals from samples already processed by the folding and addition block, while subsequent samples are being processed. by this same block.
  • the Applicant has established that the signal / noise ratio ("S / N") obtained at the output of the programmable circuit 5 is of a level making it possible to perform radar processing on the demodulated signals.
  • S / N levels of 60 dB were achieved in the experiments carried out, which confirmed the interest of the application of the receiver of the invention to passive radars applied to the FM band.
  • the output of this circuit is digital and is connected to the computer 63 by the interface 61 for radar processing itself.
  • a passive radar is bi-static because the radar reception is done on backscatter by targets of one or more transmitters that exist on the ground for other reasons.
  • the radar receiver makes an opportunistic use of these transmitters, which will be called here "unintentional transmitters [radars]”.
  • the radar receiver and the unintentional transmitter are not at the same point.
  • the radar receiver does not have the time references of the unintentional transmitter: it simply knows when it receives itself the transmitted signals, and it knows its position and that of the transmitter, so its distance to the transmitter, so the travel time of the waves between them.
  • a given time difference DT is considered between on the one hand the signal backscattered by a target and received by the radar antenna, and on the other hand the signal received elsewhere by the receiver in direct propagation from the unintentional transmitter.
  • the target is on an ellipse, parameterized by DT, whose focus is the unintentional transmitter and the radar receiver.
  • the position of the target on this ellipse can be determined based on the receiving direction of the signal received by the receiver, i.e., the axis of the antenna. Moving the target has the effect of varying the DT parameter.
  • this displacement also has an effect on the backscattered signal, which the person skilled in the art knows by the name of Doppler effect.
  • bi-static radars As the target moves both with respect to the involuntary transmitter and with respect to the receiver, the signal undergoes a so-called bi-static Doppler effect which comprises two components constituted by the affine projections of vector velocity of the target on the radial axis involuntary transmitter-target on the one hand, and target-receiver on the other hand.
  • the parameter DT is determined by correlation of the signal transmitted directly by the unintended transmitter and of the signal backscattered by the target.
  • these signals can be correlated only with themselves.
  • Biostatic Doppler and thus allow the correlation with the signal emitted by the unintentional transmitter to determine the parameter DT.
  • the channelized signals received directly from the involuntary transmitter (or direct signals) and those received from the target (or backscattered signals) are processed by the computer 63 or any another suitable processing means for determining the time difference ti and the Doppler shift ⁇ i on each channel.
  • the differences ti can be obtained by correlating, channel by channel, the direct signal and the backscattered demodulated signal.
  • the Doppler shift can be determined by comparing, channel by channel, the spectra of the direct signal and the spectrum of the backscattered modulated signal. From a theoretical point of view, all the ti must be identical, so it is possible to be satisfied with a single calculation. However, to obtain a better precision, it is possible to determine several or all the ti, then to average them. It is also possible to sum the demodulated direct signals on the one hand and the demodulated backscattered signals on the other hand, and to correlate these two sums of signals to obtain this same average.
  • the receiver described above can be applied for the search for clear frequencies, that is to say the search for free channels for radar transmission.
  • Other applications include coastal radars in the form of buoy-mounted receivers operating in the HF / VHF / UHF range for the detection of naval vessels and pleasure craft.
  • the receiver described above could also be applied to OFDM radars, as well as in other particular applications.
  • the receiver can also be used as an AIS receiver, which operates on 88 channels of 25 kHz in the band 157-162 MHz, to prevent collision situations.
  • the invention also covers, as products, the software elements described, made available under any “medium” (support) readable by computer.
  • computer readable medium includes data storage media, magnetic, optical and / or electronic, as well as a medium or transmission vehicle, such as an analog or digital signal.

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Abstract

Dans la chaîne de réception, le convertisseur analogique-numérique (40) travaille sur la sortie de l' amplificateur à faible bruit (33), à une cadence choisie (F), qui correspond à un échantillonnage de bande passante. Les étages de traitement comprennent un circuit spécialisé (5), avec * une mémoire d' entrée (510) agencée pour contenir N échantillons numériques successifs, renouvelés à cadence choisie par tranche de M échantillons, * une fonction de filtrage passe-bas numérique complexe (511, 512), de fréquence de coupure choisie, opérant sur la mémoire d'entrée pour fournir N échantillons numériques filtrés (515), * une fonction de sommation (531) M-périodique sur les N échantillons numériques filtrés, fournissant M échantillons numériques filtrés et sommés (533), *un étage de transformée de Fourier (55) discrète M x M, opérant sur ces M échantillons numériques filtrés et sommés, Les signaux numériques sur les M sorties (559) de la transformée de Fourier représentent M canaux distincts, de largeur définie par la fréquence de coupure du filtre passe-bas précité.

Description

Récepteur haute fréquence à traitement numérique multi-canaux
L'invention concerne les récepteurs haute fréquence à large bande.
Dans de tels récepteurs, qui servent en différents domaines, la chaîne de réception commence généralement par un amplificateur de tête (front end) à faible bruit, couplé à l'antenne, souvent à travers un filtre d'antenne. Ensuite interviennent un ou plusieurs changements de fréquence, pour aboutir à un signal utile de fréquence plus basse, donc plus facile à traiter. Il est fréquent de numériser ce signal utile pour traitement ultérieur.
Une tendance actuelle est de placer la conversion analogique- numérique le plus en amont possible dans la chaîne de réception. Différents éléments publics en font état.
Cette tendance est, entre autres, utilisée dans le domaine de la radio logicielle. L'article de J. Mitola "Software Radios Survey, Critical Evaluation and Future Directions ", IEEE National Telesystem Conférence, Washington, DC, May 19-20, 1992, décrit les principes généraux de la radio logicielle.
On connaît l'article de B. Denby et. al "Towards a software-radio enabled broadcast média navigator", 4th EURASIP Conférence on Video/Image Processing and Multimedia Communications, 2-5 JuIy, 2003 , Zagreb, Croatia. Cet article propose de numériser un signal de la bande AM avec une carte spécialisée commandée par ordinateur, et d'essayer de recouvrer le signal démodulé pour distinguer des composantes musicales et vocales.
Cela est réalisé en utilisant des filtres passe-bande centrés sur des fréquences de modulation choisies, et en décimant le signal résultant. Le résultat obtenu n'est que partiellement satisfaisant, comme une seule station n'est réellement décodée, et qu'il faut utiliser un PC pour ce faire, ce qui limite l'autonomie de l'ensemble. Ces architectures de récepteurs radiofréquence à traitement numérique ne donnent pas satisfaction dans tous les cas. C'est vrai en particulier là où il faut recevoir en même temps plusieurs voies ou canaux tirés de porteuses différentes. La présente invention vient améliorer la situation.
A cet effet, il est proposé un récepteur haute fréquence, du type comprenant une chaîne de réception comportant un amplificateur à faible bruit, suivi d'étages de traitement, avec une conversion analogique numérique.
Le convertisseur analogique-numérique travaille sur la sortie de l' amplificateur à faible bruit, à une cadence choisie (F e), qui correspond à un échantillonnage de bande passante, et les étages de traitement comprennent un circuit spécialisé, avec
* une mémoire d'entrée agencée pour contenir N échantillons numériques successifs, renouvelés à cadence choisie par tranche de M échantillons,
* une fonction de filtrage passe-bas numérique complexe, de fréquence de coupure choisie, opérant sur la mémoire d'entrée pour fournir N échantillons numériques filtrés,
* une fonction de sommation M-périodique sur les N échantillons numériques filtrés, fournissant M échantillons numériques filtrés et sommés,
*un étage de transformée de Fourier discrète M x M, opérant sur ces M échantillons numériques filtrés et sommés.
Les signaux numériques sur les M sorties de la transformée de Fourier représentent M canaux distincts, de largeur définie par la fréquence de coupure du filtre passe-bas précité.
L'invention concerne également un dispositif radar comportant un récepteur tel que décrit ci-dessus.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après, ainsi que des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 représente le schéma très général d'un radar,
- la figure 2 représente le schéma fonctionnel général d'un récepteur radar,
- la figure 3 représente le schéma fonctionnel d'un récepteur radar selon la figure 2, dans lequel la chaîne de réception est numérisée après changement de fréquence,
- la figure 4 représente le schéma fonctionnel général d'un mode de réalisation du récepteur proposé,
- la figure 5 est un schéma plus détaillé d'une partie du récepteur de la figure 4,
- la figure 6 est un schéma plus détaillé d'une autre partie du récepteur de la figure 4, tenant compte de la nature à deux composantes I et Q du signal numérique,
- la figure 7 est un diagramme de flux d'une partie du traitement réalisé dans le récepteur de la figure 4,
- la figure 8 est un schéma avec diagrammes X-Y illustrant le traitement en sortie sur 1 voie,
- la figure 9 est un schéma avec diagrammes X-Y illustrant le traitement en sortie sur M voies,
- la figure 10 est un schéma fonctionnel général de la démodulation des composantes I et Q sur les M voies de sortie, et
- la figure 11 est un schéma fonctionnel d'un traitement radar passif qui peut être appliqué aux signaux en sortie du récepteur de la figure 4.
Les dessins et la description ci-après contiennent, pour l'essentiel, des éléments de caractère certain. Ils pourront donc non seulement servir à mieux faire comprendre la présente invention, mais aussi contribuer à sa définition, le cas échéant. Dans le système radar de la figure 1, un émetteur 1 alimente une antenne 10 par un signal radiofréquence, en principe modulé, qui irradie une cible 2. Le rayonnement rétro-diffuse par la cible 2 est perçu par l'antenne 30 d'un récepteur 3, qui reçoit également le signal émis 19, ou bien une représentation électronique 19 du signal émis, qui le définit suffisamment, au moins en ses caractéristiques temporelles.
A partir du signal ou "écho" capté par l'antenne 30 et du signal 19, le récepteur effectue des traitements qui permettent d' accéder à la vitesse et/ou à la distance de la cible 2. En principe, les traitements de distance sont liés à des temps de propagation, et les traitements de vitesse à des décalages de fréquence par effet Doppler.
L'architecture générale d'un récepteur radar est illustrée sur la figure 2. Après l'antenne 30 et son éventuel filtre de bande radiofréquence 31 , on rencontre généralement un amplificateur haute fréquence à faible bruit 33, suivi d'au moins un étage de changement de fréquence 35 (ou IF pour "fréquence intermédiaire"). La suite de la chaîne de réception contient une fonction de démodulation 37, suivi d'un étage 8 de traitements radar, qui assure les traitements qui permettent d' accéder à la vitesse et/ou à la distance de la cible 2, comme déj à indiqué.
Plus en détail :
- l'antenne 30 est adaptée à la bande utilisée, de même que son filtre passe-bande 31, pour la sélection d'une bande de fréquence où le signal radar est présent,
- l'amplificateur faible bruit 33 corrige le niveau du signal reçu sans l'entacher de bruit,
- l'étage de changement de fréquence 35 est un convertisseur de fréquence. Il réalise une transposition du signal reçu (issu de l'antenne généralement en haute fréquence) à une fréquence dite intermédiaire (IF), qui est plus basse, voire nulle. Cet étage 35 nécessite la présence d'un oscillateur local (non représenté), qui doit généralement être synchrone avec l'émetteur, en ce sens que l'écart de fréquence et de phase entre cet oscillateur local et l'oscillateur de l'émetteur doit être connu, ou déterminable ; - un démodulateur pour la récupération en bande de base du signal émis ;
- un bloc de traitement pour la détermination des informations de vitesse et de distance de la cible.
Les récepteurs radar modernes sont numérisés, par exemple comme illustré sur la figure 3. Après l'étage 35 à fréquence intermédiaire (IF), il intervient une conversion analogique numérique 39, qui est dite "complexe", car elle possède deux composantes, à l'instar des nombres complexes. Le plus souvent, on distingue la composante I (en phase), et la composante Q (en quadrature). Ces deux composantes permettent de refléter exactement l'amplitude et la phase d'un signal sinusoïdal.
Dans un récepteur radar numérisé, la fonction de démodulation n'est plus aussi nettement distincte. C'est pourquoi on tend à considérer que la conversion analogique numérique 39 fait partie du traitement 8. Les traitements proprement dits 81 interviennent ensuite sur ces signaux numériques. Et ils peuvent être effectués par exemple, au moins en partie, dans un circuit programmable, qui peut être du type processeur de signaux numériques ("DSP" pour Digital Signal Processor, microprocesseur, ou encore "FPGA" pour Field Programmable Gâte Array).
Lorsque l'émetteur radar et le récepteur sont proches (typiquement, ils utilisent la même antenne), on parle de radar monostatique. On parle de radar bi-statique lorsque les emplacements d'émission et de réception sont distincts.
Sur un autre plan, les radars classiques, qui émettent eux-mêmes, sont dits "actifs". On parle de radars "passifs" ou de radars opportunistes, pour ceux qui utilisent des émissions déjà existantes à d'autres fins, comme par exemple :
- les signaux analogiques de radio et télédiffusion, FM et TV,
- les signaux numériques de radio et télédiffusion, DAB, DVB-S et DVB-T,
- les signaux GSM. Par contre, les signaux satellites ne peuvent pas être utilisés actuellement, car leur puissance est trop faible pour être exploitable.
Le radar passif est un exemple de situation où il est souhaité de recevoir plusieurs émissions en même temps. D'où la nécessité d'utiliser plusieurs chaînes de réception. La présente invention vient proposer une approche plus efficace.
La figure 4 est le schéma de principe général d'un récepteur proposé ici.
Comme précédemment, on retrouve l'antenne 30 adaptée à la bande utilisée (par son filtre passe-bande, non représenté), puis l'amplificateur à faible bruit 33. Le convertisseur analogique numérique 40 travaille sur la sortie de l'amplificateur à faible bruit, sans changement de fréquence préalable. La suite du traitement peut être réalisée dans un circuit programmable 5, comme on le décrira ci-après. Les sorties peuvent aller vers une interface de communication 61 puis un micro-ordinateur 63, pour le post-traitement.
Dans l'exemple décrit ici, l'antenne 30 et l'amplificateur à faible bruit 33 sont intégrés dans une antenne ONEFORALL-SV9510. Le convertisseur analogique numérique 40 est un circuit AD9433 fabriqué par Analog Devices, et le circuit programmable 5 est un circuit FPGA Stratix EP2S 180 fabriqué par Altéra , programmé de manière adéquate pour contenir un code informatique qui réalise les fonctions précitées. Il serait également possible d'utiliser un autre circuit spécialisé du type ASIC au lieu d'un FPGA. D'autres éléments et circuits que l'homme du métier saura reconnaître peuvent également être utilisés.
Le traitement réalisé par le circuit programmable 5 sera maintenant décrit, en référence à un exemple, pour faciliter la compréhension. L'exemple est celui de la bande radio à modulation de fréquence, dite bande FM, qui va de 88 à 108 MHz environ. Des émetteurs y sont espacés d'environ 200 à 400 kHz. Et chacun émet avec une excursion de modulation limitée à environ 100 kHz (largeur de bande 200 kHz).
Dans l'exemple, le convertisseur analogique numérique 40 peut avoir une cadence d'échantillonnage F e de 43,9 MHz, et travailler sur 14 bits. La période d'échantillonnage Te est donc d'un peu moins de 23 nanosecondes. Le traitement comporte ensuite les quatre étapes Sl à S4 décrites ci-après, en référence à la figure 7.
Sl - Filtrage
Cette étape est réalisée par un bloc 51, dans lequel N échantillons numériques successifs issus du convertisseur analogique numérique 40 (label 700 sur la figure 7) remplissent séquentiellement une mémoire 510 de type FIFO à N étages (opération 702 sur la figure 7). La mémoire 510 est notée "mémoire Ml". Dans l'exemple, la taille de celle mémoire Ml est de N x 14 bits. On a par ailleurs N = K*M, pour des raisons que l'on comprendra ci- après.
On a stocké par ailleurs N coefficients, en 511, ici avec la même précision que les échantillons issus du convertisseur analogique numérique 40. Ces N coefficients correspondent aux coefficients d'un filtre de type passe-bas de Butterworth de bande passante Flp. Ce filtre est de préférence du type à réponse impulsionnelle finie (FIR pour Finite Impulse Response), bien que d'autres filtres puissent être utilisés, au moins dans certains cas, où la stabilité n'est pas critique.
Dans l'exemple, la précision de chacun des coefficients est de 14 bits, et la fréquence de coupure Flp est de 100 kHz, c'est-à-dire la largeur de bande de modulation d'un émetteur FM.
Lorsque la mémoire 510 est remplie, les N échantillons acquis qu'elle contient sont pondérés par les N coefficients stockés en 511, respectivement (opération 704). C'est à dire que chaque coefficient du filtre pondère un échantillon acquis par le biais d'un multiplicateur 512.
Les résultats du produit des échantillons par les coefficients du filtre sont enregistrés dans une mémoire 515 de taille N. Afin de refléter les composantes I et Q du signal, les coefficients du filtre sont de nature complexe. Par conséquent, il faut voir les produits de la mémoire 515 comme des éléments à deux composantes I et Q. En utilisant des coefficients de filtre réels, il serait bien sûr possible de ne réaliser qu'un filtrage réel et non complexe. 52 - Addition et Repliement
La suite du traitement intervient lorsque la mémoire 515 est remplie et est réalisée par un bloc 53. On la considère alors comme subdivisée, dans l'ordre d'échantillonnage, en K blocs de M éléments chacun.
Ces K blocs sont additionnés entres eux par le biais d'un sommateur 531, afin de produire un unique bloc final de M valeurs 533 (opération 706). Le premier élément de bloc final correspond à l'addition de tous les premiers éléments des K blocs. Le deuxième élément du bloc final correspond à l'addition de tous les seconds éléments des K blocs, et ainsi de suite. Le dernier élément du bloc final correspond à l'addition de tous les derniers éléments des K blocs.
53 - Transformée de Fourier Discrète
Lorsque l'étape d'addition et de repliement est finie, le bloc de M valeurs est envoyé en entrée d'un bloc 55 de transformée de Fourier numérique discrète ("FTD") sur M points (opération 708).
Les sorties y(j) de ce bloc correspondent à la décomposition fréquentielle du signal d'entrée sur deux voies, I et Q. I correspond aux parties réelles et Q pour les parties imaginaires de la décomposition fréquentielle du signal. La sortie 559 de ce bloc correspond à deux signaux I et Q comportant M valeurs. Les premières valeurs de I et Q, 10 et QO, correspondent aux composantes zéro hertz du signal d'entrée. Les deuxièmes valeurs, II et Ql, correspondent aux composantes F/M Hertz du signal d'entrée. Les troisièmes valeurs, 12 et Q2, correspondent aux composantes 2*F/M hertz du signal d'entrée, etc. Les dernières valeurs, IM-I et QM-I, correspondent aux composantes (M-1)*F/M hertz du signal d'entrée.
54 - Mise en Canal (MC)
Lorsque le traitement de la FTD est fini, le bloc 57 de mise en canal (MC) réalise un démultiplexage des résultats temporellement (opération 710). Comme représenté sur la figure 6, les valeurs I et Q correspondant à une même fréquence sont regroupées au cours du temps. Les sorties de ce bloc correspondent à 10, QO, II, Ql, ..., IM-I et QM- l(t).
Lorsque l'opération de mise en canal est terminée, le résultat sur M voies est transmis aux étages suivants pour démodulation. Le circuit autorise l'acquisition de M nouveaux échantillons en entrée (retour à l'opération 702). La mémoire Ml est alors remplie de ces M nouveaux échantillons suivis des (K-1)*M échantillons précédents les plus récents, tandis que les M échantillons précédents premiers entrés disparaissent. Les étapes Sl à S4 sont alors réitérées.
Les blocs de mémoire tels que 510, 511 et 515 décrits plus haut sont utiles pour faire comprendre le traitement. Bien entendu, en pratique, ces blocs n'ont pas être distincts, et peuvent être des parties d'une même mémoire. De même, les traitements décrits peuvent être effectués au moins en partie séquentiellement, ou sérialisés.
Fonctionnellement, le traitement ci-dessus peut être décrit comme suit, en faisant référence à l'exemple non limitatif précité, avec :
N = 8192
K = 16
M = 512
L'échantillonnage s'effectue à Fe = 43,9 Mhz, soit environ 44 MHz. Il produit un repliement spectral sur la bande FM de 88 à 108 MHz environ, exprimé par le tableau suivant :
Le filtrage passe-bas avec coupure à 100 kHz ramène tout cela à ses variations en basse fréquence. Il y a un fort sur-échantillonnage, puisque la cadence d'échantillonnage est de 43,9 MHz. II est donc possible de faire des moyennes d'échantillons. Ces moyennes seront comparables les unes aux autres, pourvu que l'on respecte la même périodicité en construisant chaque moyenne. La formule Eq. 1 donnée comme exemple respecte cette condition. £• (Eq. 1) 1=0
Ainsi, on a condensé en basse fréquence l'information contenue sur la bande FM, avec un échantillonnage insuffisant pour représenter les fréquences porteuses FM, mais largement suffisant pour retrouver leur(s) modulation(s).
Deux moyennes successives peuvent être considérées comme décalées temporellement l'une de l'autre d'une période Te d'échantillonnage. Par conséquent, la fréquence de travail de la transformée de Fourier discrète est Ff, avec, dans l'exemple Ff = 51,2 MHz.
La transformée de Fourier effectuée sur M points analyse, pas à pas dans le temps, sur M canaux, les modulations recherchées. Dans l'exemple, avec Ff = 51 ,2 Mhz et M = 512, on obtient en sortie 512 canaux de 100 kHz.
Comme il apparaît au vu de ce qui précède, la fréquence d'échantillonage et la fréquence de travail de la FTD sont légèrement différentes. En variante, les échantillons de la mémoire 510 peuvent être interpolés avant l'étape S2 ou pendant celle-ci pour tenir compte de cette différence de fréquence.
L'homme du métier comprendra qu'il s'agit d'un échantillonnage de bande passante, plutôt que d'un échantillonnage deNyquist, où l'on rechercherait à refléter exactement l'amplitude et la phase de la porteuse.
L'homme du métier comprendra que l'algorithme WOLA travaille sur la base du suréchantillonnage de F6 par rapport à Flp. Lorsque l'on tient compte de la nature FIFO de la mémoire 510, l'équation Eq. 1 peut être vue comme une convolution circulaire de chaque échantillon x(j) par le filtre passe-bas h(j), avec un échantillonnage de fréquence Ε/M. Par conséquent, à l'entrée de la FTD, on a un jeu de M échantillons, jeu qui se renouvelle à la cadence ΕflΛ. Par contre, la "sensibilité fréquentielle", ou fréquence caractéristique de ces échantillons reste liée à la cadence d'échantillonnage initiale, à savoir Fe.
La FTD sur l'ensemble des r(j) discrimine alors K repliements de spectre par rapport à l'échantillonnage de fréquence Fe. Le recouvrement obtenu est de (K-l)/K, puisqu' à chaque cycle Sl à S4, seuls M nouveaux échantillons sur K*M sont renouvelés. C'est ce qui permet de conserver une bonne cohérence temporelle.
Le signal est ensuite traité afin de recouvrer le signal sur chaque canal défini comme précédemment. Comme représenté sur les figures 8 et 9, ce bloc permet de démoduler le signal sur un canal particulier (figure 8), ou sur l'ensemble des canaux (figure 9).
La démodulation peut être réalisée par traitement logiciel, et est fonction du type de modulation utilisé lors de l'émission.
Ainsi, pour une modulation de fréquence (figure 8), un traitement de type arc tangente est effectué pour restituer l'information. Pour une modulation d'amplitude (figure 9), un détecteur d'enveloppe comportant un filtre passe-bas est utilisé.
Un exemple de réalisation des moyens de démodulation est donné sur la figure 10. L'ensemble de démodulation 59 comporte une série de tables de correspondance LUT(i) associée chacune à un canal à la sortie du bloc 57. D'une manière générale, les tables LUT(i) peuvent être implémentées sous la forme de 512 tables séparées ou d'une table globale rassemblant toutes ces tables avec un identifiant de chaque table. En variante, il peut également être possible de remplacer les tables par des formules mathématiques correspondantes.
En sortie de chaque table LUT(i), chaque paire de signaux (I(i) ; Q(i)) correspond à une valeur numérique désignant un angle. Le signal résultant est alors envoyé dans un dérivateur qui permet d'obtenir la fréquence du signal en sortie des LUT(i), et le signal démodulé sur chaque canal. La description qui précède a été réalisée de manière itérative, en rapport avec le traitement d'une série donnée d'échantillons. Cependant, le récepteur peut fonctionner au moins en partie en parallèle, par exemple en canalisant et en démodulant des signaux issus d'échantillons déjà traités par le bloc de repliement et d'addition, pendant que des échantillons suivants sont en train d'être traités par ce même bloc.
La Demanderesse a établi que le rapport signal/bruit ("S/N") obtenu en sortie du circuit programmable 5 est d'un niveau permettant de réaliser un traitement radar sur les signaux démodulés. A titre d'exemple, des taux S/N de 60 dB ont été atteints dans les expériences réalisées, ce qui a confirmé l'intérêt de l'application du récepteur de l'invention aux radars passifs appliqués à la bande FM.
La sortie de ce circuit est numérique et est reliée à l'ordinateur 63 par l'interface 61 pour le traitement radar à proprement parler.
Un radar passif est bi-statique, car la réception radar se fait sur la rétrodiffusion par des cibles de ce qu'émettent un ou plusieurs émetteurs qui existent sur le terrain pour d'autres raisons. Le récepteur radar fait une utilisation opportuniste de ces émetteurs, que l'on appellera ici "émetteurs [radars] involontaires".
En général, le récepteur radar et l'émetteur involontaire ne sont pas au même point. En outre, le récepteur radar ne dispose pas directement des références de temps de l'émetteur involontaire: il sait simplement à quel moment il reçoit lui-même les signaux émis, et il connaît sa position et celle de l'émetteur, donc sa distance à l'émetteur, donc le temps de trajet des ondes entre eux deux.
On considère un écart temporel donné DT entre d'une part le signal rétrodiffusé par une cible et reçu par l'antenne radar, et d'autre part le signal reçu par ailleurs par le récepteur en propagation directe depuis l'émetteur involontaire. On sait que la cible se trouve sur une ellipse, paramétrée par DT, et dont les foyers sont l'émetteur involontaire et le récepteur radar. La position de la cible sur cette ellipse peut être déterminée sur la base de la direction de réception du signal reçu par le récepteur, c'est-à-dire l'axe de l'antenne. Le déplacement de la cible a pour effet de faire varier le paramètre DT. Par ailleurs, ce déplacement a également un effet sur le signal rétrodiffusé, que l'homme du métier connaît sous le nom d'effet Doppler. Ainsi, il est connu qu'un signal émis d'un émetteur vers un récepteur qui sont animés d'un mouvement relatif subit un décalage fréquentiel proportion- nel à la vitesse relative de l'émetteur et du récepteur. Plus précisément, ce déphasage est fonction de la projection affine de cette vitesse sur l'axe émetteur-récepteur.
Dans le cas des radars bi-statiques, comme la cible se déplace à la fois par rapport à l'émetteur involontaire et par rapport au récepteur, le signal subit un effet Doppler dit bi- statique qui comporte deux composantes constituées par les projections affines du vecteur vitesse de la cible sur l'axe radial émetteur involontaire-cible d'une part, et cible-récepteur d'autre part.
En pratique, le paramètre DT est déterminé par corrélation du signal émis directement par l'émetteur involontaire et du signal rétrodiffusé par la cible. Or, du fait de la nature du signal émis par l'émetteur involontaire, ces signaux ne peuvent être corrélés qu'avec eux-même.
Dès lors, il faut modifier le signal rétrodiffusé par la cible pour tenir compte du déphasage
Doppler bi-statique, et permettre ainsi la corrélation avec le signal émis par l'émetteur involontaire pour déterminer le paramètre DT.
Une manière de déterminer ces paramètres par tentatives est décrite dans l'article de
Howland et al "FMradio basedbistatic radar ", IEE Proceedings online no.20045077, IEE
2005.
En bref, on retrouve ici les traitements d'un radar bi-statique, avec une application un peu particulière du fait de l'utilisation de rémetteur involontaire. Des radars passifs ont été décrits dans différents éléments publics.
C'est tout d'abord le cas du projet Manastash de l'Université de Washington, dont la description est disponible au lien suivant : http://klickitat.ee.washington.edu/Proiects/Manastash/ Dans ce projet, le professeur John Sahr du département d'ingénierie électrique de l' université de Washington a développé un radar passif dédié à des applications environnementales de contrôle de la fluctuation de la couche ionosphérique.
[C'est aussi le cas de l'article de Y. Zhao et al, "Adaptive Baseband Architecture for Software-Defined Radar Application", inproc of IEEE CCECE 2003, Montréal, Mai 2003. Cet article fait état d'un récepteur de radar dont l'architecture comporte un étage radiofréquence analogique pour la réception des signaux radars, un convertisseur analogique numérique, et numérique analogique, un processeur optimisé pour le traitement du signal (DSP) et une interface de communication avec un ordinateur. Cette architecture a été développée essentiellement pour la réception de signaux radars supportant plusieurs types de codage FSK, BPSK, PSK et CHIRP. Les caractéristiques des signaux émis sont programmées logiciellement sur le DSP. La même architecture est utilisée pour l'émission des signaux radars]
On connaît encore l'article de R. Walke et al. "An FPGA based digital radar receiverfor soft radar ", Signais, Systems and Computers, 2000. Conférence Record of the Thirty-Fourth Asilomar Conférence on Volume 1, 29 Oct.-l Nov. 2000 Page(s):73 - 77 vol.l. Cet article décrit l'architecture d'un système radar dédié à la formation de faisceaux par le calcul. Le système est composé de N antennes munies d'un filtre analogique, d'un convertisseur analogique numérique, et d'un récepteur numérique. Ce dernier réalise une conversion en bande de base à l'aide d'un oscillateur local et un filtre passe-bas. La sortie du récepteur numérique est un signal en bande de base non démodulé.
Dans le cadre de l'invention, comme représenté à la figure 11 , les signaux canalisés reçus directement de l'émetteur involontaire (ou signaux directs) et ceux reçus de la cible (ou signaux rétrodiffusés) sont traités par l'ordinateur 63 ou tout autre moyen de traitement approprié, pour déterminer l'écart temporel ti et le décalage Doppler Φi sur chaque canal.
Les écarts ti peuvent être obtenus en corrélant, canal par canal, le signal direct et le signal rétrodiffusé démodulés. Le décalage Doppler peut être déterminé en comparant, canal par canal, le spectres du signal direct et le spectre du signal rétrodiffusé modulés. D'un point de vue théorique, tous les ti doivent être identiques, donc il est possible de se contenter d'un seul calcul. Cependant, pour obtenir une meilleure précision, il est possible de déterminer plusieurs ou tous les ti, puis de les moyenner. Il est également possible de sommer les signaux directs démodulés d'une part et les signaux rétrodifrïïsés démodulés d'autre part, et de corréler ces deux sommes de signaux pour obtenir cette même moyenne.
Comme tous les rapports Φi/fi (où fî est la fréquence de modulation du canal i) sont théoriquement égaux, le même principe de moyenne peut être appliqué pour les décalages Doppler. Cependant, dans ce cas, il n'est pas possible de faire la moyenne en une seule opération : il est nécessaire de calculer d'abord tous les Φi individuellement.
D'autres exemples de traitements radars pouvant être appliqués aux signaux démodulés sont décrits dans les publications : "Traitement numérique du signal radar" par JJ. Julie et R. Sapienza, Editions Hermès, 2004, "Digital processing of radar signais detailed" par Schuster, J. et al, Joint Publications Research Service in its East Europe Report (JPRS-EER- 860010) pl29-141 (SEE N86-20665 11-32), 1986, ou encore "Radar HandBook" de M. I. Skolnik, 2nd édition, McGraw-Hill Professional Publishing, 1990. D'autres post-traitements peuvent également être appliqués qu'il n'est pas nécessaire de décrire ici.
La description ci-dessus a été décrite dans le cadre d'une application radar. Cependant, l'homme du métier reconnaîtra que ce qui précède peut être mis en oeuvre dans presque toute application "temporelle" de propagation d'ondes.
Ainsi, le récepteur décrit ci-dessus peut être appliqué pour la recherche de fréquences claires, c'est-à-dire la recherche de canaux libres pour l'émission radar. D'autres applications incluent les radars côtiers sous forme de récepteurs disposés sur des bouées et opérant dans la gamme HF/VHF/UHF pour la détection des bâtiments navals et bateaux de plaisance.
Enfin, le récepteur décrit ci-dessus pourrait également être appliqué aux radars OFDM, ainsi que dans d'autres applications particulières.
L'homme du métier notera que, dans le cadre de ces applications, la précision temporelle est cruciale. Il est donc nécessaire de numériser le signal sous une forme dite "complexe", c'est- à dire avec une composante en phase, notée (I), et une composante en quadrature, notée (Q), et d'appliquer un traitement subséquent complexe.
D' autres applications sont moins exigeantes en termes de précision temporelle, et permettent un traitement réel direct, qui peut être éventuellement complété d'un traitement complexe comme décrit.
Ces applications incluent le concept de "Radio On Demand", c'est-à-dire la démodulation de toute la bande FM de manière simultanée pour distribution de canaux distincts en divers endroits avec un récepteur unique. Une application peut-être trouvée dans l' automobile, avec la possibilité pour chaque passager d'écouter une station particulière sur la base d'un récepteur unique. Bien sûr, cette écoute peut prendre en charge le RDS.
Une autre application est la notion de "radio cognitive", qui vise à tester les différents canaux radios disponibles, pour émission propre ou pour une simple détection. Enfin, le récepteur peut également être utilisé en tant que récepteur AIS, qui fonctionne sur 88 canaux de 25 kHz dans la bande 157-162 MHz, pour prévenir les situations de collision.
Comme on l'a mentionné plus haut, l'homme du métier reconnaîtra que ces applications ne nécessitent pas la même précision temporelle, et peuvent être réalisées plus simplement.
L'invention couvre également, en tant que produits, les éléments logiciels décrits, mis à disposition sous tout "médium" (support) lisible par ordinateur. L'expression "médium lisible par ordinateur" comprend les supports de stockage de données, magnétiques, optiques et/ou électroniques, aussi bien qu' un support ou véhicule de transmission, comme un signal analogique ou numérique.

Claims

Revendications
1. Récepteur haute fréquence, du type comprenant une chaîne de réception comportant un amplificateur à faible bruit, suivi d'étages de traitement, avec une conversion analogique numérique, caractérisé en ce que :
- le convertisseur analogique-numérique (40) travaille sur la sortie de l'amplificateur à faible bruit (33), à une cadence choisie (Fe), qui correspond à un échantillonnage de bande passante, et
- en ce que les étages de traitement comprennent un circuit spécialisé (5), avec
* une mémoire d'entrée (510) agencée pour contenir N échantillons numériques successifs, renouvelés à cadence choisie par tranche de M échantillons,
* une fonction de filtrage passe-bas numérique complexe (511,512), de fréquence de coupure choisie, opérant sur la mémoire d'entrée pour fournir N échantillons numériques filtrés,
* une fonction de sommation (531) M-périodique sur les N échantillons numériques filtrés, fournissant M échantillons numériques filtrés et sommés (533),
* un étage de transformée de Fourier discrète (55) M x M, opérant sur ces M échantillons numériques filtrés et sommés, les signaux numériques (559) sur les M sorties de la transformée de Fourier représentant M canaux distincts, de largeur définie par la fréquence de coupure du filtre passe-bas précité.
2. Récepteur selon la revendication 1, en particulier pour une réception sensible au temps, caractérisé en ce que les échantillons numériques sont des échantillons numériques complexes à deux composantes (Ii, Qi), au moins à partir de la fonction de filtrage passe- bas.
3. Récepteur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comporte un étage de canalisation (57) pour agréger dans le temps les signaux numériques sur les M sorties (559) de la transformée de Fourier.
4. Récepteur selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un étage de démodulation (59) capable de démoduler les canaux agrégés pour recouvrer le signal original sur chaque canal.
5. Récepteur selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'étage de démodulation comporte une extrapolation de type arc tangente (LUT).
6. Récepteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'extrapolation de type arc tangente est réalisée par une table de correspondance (LUT).
7. Récepteur selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisé en ce que l'étage de démodulation comporte un filtre passe-bas comprenant un dérivateur (OfDT).
8. Récepteur selon l'une des revendications 4 à 7, caractérisé en ce que le circuit spécialisé est propre à réaliser certains traitements au moins partiellement en parallèle.
9. Récepteur selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit spécialisé (5) est un FPGA ou un ASIC.
10. Dispositif radar comportant deux antennes orientées dans des directions distinctes, et chacune reliée à un récepteur selon l'une des revendications précédentes.
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