EP1807711A2 - Procede et dispositif de reception d'un signal de radionavigation degrade - Google Patents

Procede et dispositif de reception d'un signal de radionavigation degrade

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Publication number
EP1807711A2
EP1807711A2 EP05797254A EP05797254A EP1807711A2 EP 1807711 A2 EP1807711 A2 EP 1807711A2 EP 05797254 A EP05797254 A EP 05797254A EP 05797254 A EP05797254 A EP 05797254A EP 1807711 A2 EP1807711 A2 EP 1807711A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
code
correlation
correlator
coherent
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP05797254A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Jean-Pierre Raffegeau
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitac International Corp
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP1807711A2 publication Critical patent/EP1807711A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
    • G01S19/30—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system code related

Definitions

  • the invention relates to the reception of a radionavigation signal from a satellite positioning system such as the GPS system (acronym for the English expression "Global Positioning System”).
  • a satellite positioning system such as the GPS system (acronym for the English expression "Global Positioning System”).
  • the GPS system consists of a constellation of 28 satellites and a terrestrial network of ground-based reference stations. Each satellite gravitates 20 000 km from the earth with a period of revolution of 12 hours. They emit two signals, one at 1575.452 MHz for civil applications and the other at 1227.6 MHz for reserved access applications. In the following, we only consider the civil frequency.
  • the signal emitted by a satellite consists of a 1575.452 MHz frequency carrier, modulated by a known spreading code and possibly by unknown data also known as databits.
  • the satellites all transmit on the same frequency and the emitted signals are differentiated by their code.
  • T for example 1 ms and typically consist of 1023 chips.
  • the positioning of the receiver is obtained by measuring the distance between a satellite and the receiver from the propagation time of the signal between this satellite and the receiver.
  • a replica of the transmitted code is generated locally; the offset between the received signal and the local signal (i.e. the replica) corresponds to the desired propagation time.
  • This offset is measured by phasing the received signal and the local signal; the phasing criterion corresponds to the maximization of the correlation function of the two signals, that is to say to the search for a peak of correlation.
  • This result is obtained by using for example a correlator structure known as the "Matched Filter”: the local code is moved in front of the signal received at each correlation.
  • This structure actually comprises two identical substructures in parallel, one for the real component of the sampled signal, the other for the imaginary component.
  • the sampled signal is the received signal converted into baseband and sampled at N kHz, where N is the number of code chips considered over the period of the code.
  • the received signal whose frequency is compensated to take into account the Doppler effect, is loaded into a non-rotating shift register 1 and the code is loaded into a rotating shift register 2.
  • the length N of the shift register represents the number code chips considered over the period of the code, ie 1 ms for example for the GPS. To fully load the signal into its shift register 1, it is necessary to wait N clock cycles.
  • This first step of loading register is represented on the timing diagram of Figure 2, by the designation "shift register".
  • the code must be rotated about 2046 times the sampling frequency, which is difficult to implement and requires a large number of logic gates.
  • An important object of the invention is therefore to optimize the signal processing time to allow to increase the integration times and therefore the sensitivity of the receiver, especially when the reception is degraded.
  • the invention proposes a method of receiving a radionavigation signal which comprises, at a first determined time, a correlation calculation step of the sampled received signal with a locally generated period code T, the received signal and the code being shifted with respect to each other from a correlation to the next correlation; the method is mainly characterized in that, over the determined time, the signal is shifted from one correlation to the next, the code being fixed. This determined time is typically equal to T.
  • One of the advantages of this method is that it makes it possible to parallel two phases of the conventional solutions (input of the signal in a shift register and calculation of the correlations). The time of the signal processing, therefore search satellites is divided by 2.
  • This method has another advantage which appears when the signal includes data (also called data bits) in addition to the code.
  • data also called data bits
  • These data are transmitted by the satellite for example every 20 ms, that is to say at 50 Hz.
  • these data change their value (for example, from +1 to -1 or the opposite), this translates into by a phase inversion in the signal.
  • This phase inversion can occur during the integration interval, when the signal is fixed and the code is rotating on this interval. In this case, calculating a correlation peak over this interval is difficult if not impossible.
  • the phase inversion is necessarily synchronous from the beginning of the integration interval because it is synchronous with the code which is fixed: the inversion of phase then no longer affects the correlations calculated during a code period.
  • the sampled signal comprising a real component I and an imaginary component Q
  • the samples of the two components I and Q are put in series alternately in the same memory and the correlation calculations of the code with I and with Q are performed alternately.
  • the results of correlation calculations of the same component and having the same offset n between the signal and the code, and obtained over Tc code periods are added so as to obtain for each component a coherent integration respectively designated I ⁇ c (n) and Q ⁇ c (n).
  • the method comprises a step of storing the signal in another memory during a second determined time, according to a write frequency fe and the signal is read at a reading frequency fl such that fl> fe.
  • post-processing mode the signal is sampled and stored in memory preferably during the noncoherent time Tnc which can reach 16s; then the same samples are read into memory for each satellite and each frequency assumption. The samples are then read at a much higher frequency fl at their write frequency in memory fe.
  • This post-processing mode makes it possible to reduce the overall search time of the satellites.
  • the subject of the invention is also a receiver of a radionavigation signal comprising means for implementing the method.
  • the correlator capable of correlating the received signal with a code
  • the correlator comprises a non-rotating shift register for the code and at least one non-rotating shift register for the signal.
  • the non-rotating shift register for the code comprises N cells, where N is the length of the code
  • the non-rotating shift register for the signal comprises 2N cells and it comprises N multipliers each connected on the one hand to a cell of the register of the code and on the other hand to a cell of the signal register and an adder with N inputs, each input being connected to a multiplier.
  • the structure has only one adder and one set of elementary multipliers.
  • the silicon surface is practically divided by a factor of 2 and the cost of the circuit is reduced.
  • it further comprises connected to the correlator means capable of storing the 2N results from the correlator and incrementing them respectively as and when the results provided by the correlator for a duration Tc to achieve 2N consistent integrations.
  • it comprises means able to memorize the N amplitudes or powers of coherent integrations, and to increment them respectively during a duration Tnc, as the amplitudes or the powers of coherent integrations are obtained, to realize N inconsistent integrations.
  • FIG. 1, already described schematically represents a known correlator of the matched filter type for an I or Q component of the signal
  • FIG. 2 already described schematically represents a timing diagram of the processing of the signal received with rotation of the code
  • FIG. 4 schematically represents a timing diagram of the processing of the signal received with signal rotation
  • FIG. 5 schematically represents another example of a correlator according to FIG. the invention of "matched filter" type in which the two substructures are combined
  • FIG. 6 schematically represents an optimization example of the example of FIG. 5
  • FIG. 7 schematically represents an example of a correlator according to FIG. invention associated with means for mixing coherent integrations and non-coherent integrations your.
  • the principle of finding a correlation peak lies in a series of correlation tests between the signal and the code by modifying the offset of one with respect to the other.
  • Conventional solutions have opted for code shifting, as shown in the preamble. This technique proceeds in 2 phases. The first phase loads the shift register with the signal over a period of code. The second phase calculates a correlation with each rotation of the code on itself.
  • the invention is based on the same principle of correlation but adopts the shift of the signal. From one correlation to another, the code is now fixed and only the signal is shifted: it slides in its shift register at each clock cycle.
  • the slice of signal is always equal to a period of code but this slice is slippery.
  • This correlation method is for example obtained by means of an improved "Matched Filter” type structure.
  • the code is entered in a non-rotating shift register 2 'and the component of the compensated signal of its Doppler is continuously fed into a non-rotating shift register 1.
  • the length N of the shift register represents the number of code chips considered over the period of the code, ie 1 ms for example for the GPS. To calculate all the correlations, it is necessary to wait N clock cycles. At each clock pulse, the component of the signal is shifted into shift register 1 and a new correlation is calculated. After N offsets the signal, all the correlations over the period of the code are calculated.
  • This correlator 20 is provided with a non-rotating shift register 2 'for the code, common to the two components, of length N.
  • the other elements were already present in the example of FIG. 3, namely two shift registers 1 of length N (one for each real and imaginary component of the signal), 2N multipliers 3 (N for each component) and 2 adders 4 to N entered each (1 adder for each component).
  • An adder requires a very large number of logic gates and constitutes the main silicon surface of the invention.
  • the samples of the two real and imaginary components of the signal are serially stored alternately in order to limit the number of doors required.
  • the number of gates for the signal and code shift registers remains unchanged.
  • the structure has only one adder and one set of elementary multipliers.
  • the silicon surface is practically divided by a factor of 2 and the cost of the circuit is reduced.
  • An example of such a correlator 20 is shown in FIG. 6. It comprises a non-rotating shift register 2 ', of length N for the code, a non-rotating shift register 1', of length 2N for the signal, N multipliers 3 and an adder 4 with N inputs.
  • the adder 4 makes it possible to obtain the correlations for a component, real or imaginary. Then, at the next clock cycle, the signal slides in the register 1 by shifting one cell and the adder 4 then makes it possible to obtain the correlations for the other component and so on as the slip progresses. of the signal.
  • the code chips can be divided by 2 as in this example or by 3, 4, ..., even 3.3, etc.
  • the two real and imaginary components of the signal are alternately put in series in the shift register and can for example be expressed in the following way:
  • SR (2i, tk, n ) are the samples of the real component of the signal at the instant ix 1 ms / 2046 + t k , n ,
  • t k , n represents the (k + 1) th code period, n varying from 0 to 2045 and represents the delay index between the signal and the code.
  • the signal generally includes data (also called data bits) in addition to the code. These data are transmitted by the satellite for example every 20 ms, that is to say at 50 Hz. When these data change their value (for example from +1 to -1, or vice versa), this is translated by a phase inversion in the signal. This phase inversion can occur during the integration interval, when the signal is fixed and the code is rotating on this interval. In this case, calculating a correlation peak over this interval is difficult if not impossible.
  • the signal is sliding and the code is fixed on this interval, the phase inversion is necessarily synchronous from the beginning of the integration interval because it is synchronous with the code which is fixed: the inversion of phase then no longer affects the correlations calculated during a code period.
  • the coherent integration requires taking into account the phase of the data bits by means of a known device 5 represented in FIG. 7: the result of each correlation is multiplied by ⁇ 1 according to the value of the databit on the code period during which the correlations are made.
  • the characteristic of coherent integration is to keep the phase information of the signal. Integration consistent with the consideration of the phase of the data bits is the most efficient signal processing in terms of detection sensitivity. An important coherent time makes it possible to have a narrow bandwidth and to bring out the signal of the noise. On the other hand, it is not possible to greatly increase the coherent time. This one is very quickly limited by: the number of assumptions of frequencies to be considered to compensate the Doppler effect, the potential acceleration of the mobile, the characteristics and the price of the pilot oscillator in the receiver.
  • the reception sensitivity for a coherent time of 20 ms is located around -144 dBm according to the probabilities of absence and false detections of the radionavigation signal.
  • a coherent integration is mixed over a time Tc and a non-coherent integration over a time Tnc.
  • This mixing is implemented for example by means shown in FIG.
  • the process according to the invention proceeds in 3 steps.
  • the first step calculates a coherent integration over a time Tc with its 2 real and imaginary components.
  • the second step calculates an amplitude or a power from the 2 components.
  • the third step calculates over a time Tnc the sum of the amplitudes or powers having the same offset.
  • the coherent integration (1 st step) is performed during a time Tc, multiple of the period of the code, in the multiple occurrence of 1 ms; it is performed separately on both the real and imaginary components.
  • n to + kx 1 ms + nx 1 ms / 2046.
  • This coherent integration can be obtained by means of a microprocessor or by means of an adder 6 associated with a memory 7 to 2N boxes able to be read and written such as a RAM memory.
  • the memory 7 is read and written as and when the results provided by the correlator 20. An amplitude or a power is then calculated from the
  • This second step is obtained in known manner by software means or a device 8.
  • the non-coherent integration consists of calculating over the period of the code, the amplitude or the power of the correlations on the two components, and then summing them.
  • the signal is sampled and processed for a satellite and a frequency assumption (considered to compensate for the Doppler effect) at a time.
  • the samples are directly used for the processing of the signal which lasts Tnc.
  • the signal is sampled and stored in memory 11 preferably during the noncoherent time Tnc which can reach 16 s. Then the samples are read into memory for each satellite and each Doppler frequency hypothesis; that is, the I and Q signals from the memory 11 are converted to baseband and compensated for a Doppler frequency by the element 12 before being inserted into the shift register 1 of the correlator 20. The samples are read at a frequency f1 much higher than their write frequency in memory fe.
  • This post-processing mode makes it possible to reduce the overall search time of the satellites as it appears on the following comparison. We design :
  • NBSAT the number of satellites
  • Tnc the non-coherent integration time
  • Tc the coherent integration time
  • T tr Real time global processing time
  • Tpt Total treatment time post-treatment We have:
  • Ttr NBSAT x BPDOPPLER x Tc x Tnc
  • Tpt NBSAT x BPDOPPLER x Tc x Tnc / K + Tnc,
  • two-state signals ( ⁇ 1) were considered; of course, the invention applies in the same way to signals with more than two states. So far it has been considered that only one code is generated locally. When it is desired to consider other codes, these can be considered in series by reprogramming the local code and the associated Doppler frequencies, as one changes code.
  • the received signal may be a satellite and / or pseudolite radionavigation signal.
  • GPS Global Positioning System
  • GALILEO Global System for Mobile Communications

Landscapes

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Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal de radionavigation qui comprend sur un premier temps déterminé une étape de calculs de corrélation du signal reçu échantillonné avec un code de période T généré localement, le signal reçu et le code étant décalés l'un par rapport à l'autre d'une corrélation à la corrélation suivante. Il est caractérisé en ce que, sur le temps déterminé, le signal est décalé d'une corrélation à la suivante, le code étant fixe.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE RECEPTION D'UN SIGNAL DE RADIONAVIGATION DEGRADE
L'invention concerne la réception d'un signal de radionavigation provenant d'un système de positionnement par satellites tel que le système GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Global Positioning System »).
Pour bien fonctionner, les récepteurs actuels nécessitent généralement une réception à vue directe des satellites. Le positionnement se détériore rapidement notamment en termes de précision et de temps d'acquisition, lorsque la réception est perturbée comme c'est le cas à l'intérieur d'un bâtiment ou plus généralement en milieu dégradé.
On rappelle succinctement le fonctionnement du système GPS. Il est constitué d'une constellation de 28 satellites et d'un réseau terrestre de stations de référence à terre. Chaque satellite gravite à 20 000 km de la terre avec une période de révolution de 12h. Ils émettent deux signaux, l'un à 1575.452 MHz pour les applications civiles et l'autre à 1227.6 MHz pour les applications à accès réservés. Dans la suite, on ne considère que la fréquence civile. Le signal émis par un satellite est constitué d'une porteuse de fréquence 1575.452 MHz, modulée par un code d'étalement connu et éventuellement par des données inconnues aussi désignées databits. Les satellites émettent tous sur la même fréquence et les signaux émis se différencient par leur code.
Ces codes présentent une période T, par exemple 1 ms et sont typiquement constitués de 1023 chips.
Le positionnement du récepteur est obtenu en mesurant la distance entre un satellite et le récepteur à partir du temps de propagation du signal entre ce satellite et le récepteur. Dans le récepteur, une réplique du code émis est générée localement ; le décalage entre le signal reçu et le signal local (c'est-à-dire la réplique) correspond au temps de propagation recherché. Ce décalage est mesuré en mettant en phase le signal reçu et le signal local ; le critère de mise en phase correspond à la maximisation de la fonction de corrélation des deux signaux, c'est-à-dire à la recherche d'un pic de corrélation.
Ce calcul de corrélation est généralement effectué de demi-chip de code en demi-chip de code sur un intervalle d'intégration que l'on peut faire varier. Pour un intervalle d'intégration de 1 ms, on obtient un temps de calcul de corrélation d'environ 2s. (2 x1023 x 1 ms = 2s). Ce calcul est multiplié par un facteur K fonction de la dérive de l'horloge locale (ou pilote) du récepteur et du nombre d'hypothèses sur la fréquence du signal à considérer pour compenser l'effet Doppler. Pour une incertitude d'horloge d'environ ±10 kHz, K=21 ; on obtient alors un temps de calcul d'environ 2s x 21 , soit 42s par code c'est-à-dire par satellite.
Dans le cas d'une réception en milieu dégradé, une solution pour obtenir un meilleur rapport signal sur bruit consiste à augmenter cet intervalle. En prenant un intervalle de 10ms, on gagne environ 10 dB, mais le calcul dure alors environ 20s multiplié par un facteur K ≡201 , soit environ 4020 s par satellite. On n'a finalement gagné que 10 dB pour un temps de positionnement qui a considérablement augmenté.
Une solution pour réduire ce temps de calcul est d'effectuer les 2 x 1023 multiplications en parallèle au lieu de les calculer en série comme précédemment. On obtient alors un temps de calcul sur un intervalle d'intégration de 10 ms d'environ 2s (201 x 10 ms=2s).
On obtient ce résultat en utilisant par exemple une structure de corrélateur connue sous le terme « Matched Filter » : le code local est déplacé devant le signal reçu à chaque corrélation. Cette structure comprend en fait deux sous-structures identiques en parallèle, l'une pour la composante réelle du signal échantillonné, l'autre pour la composante imaginaire.
Dans la suite on désigne par signal échantillonné le signal reçu converti en bande de base et échantillonné à N kHz, N étant le nombre de chips du code considérés sur la période du code. Ici, N = 2046 = 2 x 1023. On va décrire le fonctionnement de l'une de ces sous-structures en relation avec la figure 1.
Le signal reçu dont la fréquence est compensée pour prendre en compte l'effet Doppler, est chargé dans un registre à décalages non tournant 1 et le code est chargé dans un registre à décalages tournant 2. La longueur N du registre à décalages représente le nombre de chips du code considérés sur la période du code, soit 1 ms par exemple pour le GPS. Pour charger entièrement le signal dans son registre à décalages 1 , il est nécessaire d'attendre N cycles d'horloge. Cette première étape de chargement de registre est représentée sur le chronogramme de la figure 2, par la désignation « Registre à décalages ».
Puis le signal reste fixe dans son registre à décalages 1 et le code effectue N rotations sur lui-même dans le registre à décalages tournant 2. Une nouvelle corrélation est calculée pour chaque rotation, au moyen de N multiplieurs 3 et d'un additionneur 4 à N entrées. La rotation complète de code nécessite N rotations, soit N cycles d'horloge. Cette seconde étape est représentée sur le chronogramme par la désignation « Calcul des corrélations ». Les 2 étapes nécessitent donc 2N cycles d'horloge. Elles ont la même durée. Le chronogramme représente le traitement sur 4 périodes de code, pour une composante, un satellite et une hypothèse de fréquence pour compenser l'effet Doppler.
Pour obtenir un résultat en temps réel, la rotation du code doit s'effectuer à environ 2046 fois la fréquence d'échantillonnage, ce qui est difficile à mettre en œuvre et nécessite un nombre important de portes logiques.
Un but important de l'invention est donc d'optimiser le temps de traitement du signal pour permettre d'accroître les temps d'intégration et par conséquent la sensibilité du récepteur, notamment lorsque la réception est dégradée.
Pour atteindre ce but, l'invention propose un procédé de réception d'un signal de radionavigation qui comprend sur un premier temps déterminé une étape de calculs de corrélation du signal reçu échantillonné avec un code de période T généré localement, le signal reçu et le code étant décalés l'un par rapport à l'autre d'une corrélation à la corrélation suivante ; le procédé est principalement caractérisé en ce que, sur le temps déterminé, le signal est décalé d'une corrélation à la suivante, le code étant fixe. Ce temps déterminé est typiquement égal à T. L'un des avantages de ce procédé est qu'il permet de mettre en parallèle deux phases des solutions conventionnelles (entrée du signal dans un registre à décalages et calcul des corrélations). Le temps du traitement du signal, donc de recherche des satellites est ainsi divisé par 2.
Ce procédé présente un autre avantage qui apparaît lorsque le signal comporte des données (aussi désignées data bits) en plus du code. Ces données sont émises par le satellite par exemple toutes les 20 ms, c'est- à-dire à 50 Hz. Lorsque ces données changent de valeur (passent par exemple de +1 à -1 ou l'inverse), cela se traduit par une inversion de phase dans le signal. Cette inversion de phase peut se produire pendant l'intervalle d'intégration, lorsque le signal est fixe et le code tournant sur cet intervalle. Dans ce cas, le calcul d'un pic de corrélation sur cet intervalle est difficile voire impossible. Lorsque selon l'invention, le signal est glissant et le code est fixe sur cet intervalle, l'inversion de phase est obligatoirement synchrone du début de l'intervalle d'intégration car elle est synchrone du code qui est fixe : l'inversion de phase n'a alors plus d'incidence sur les corrélations calculées pendant une période de code.
Selon une caractéristique de l'invention, le signal échantillonné comportant une composante réelle I et une composante imaginaire Q, les échantillons des deux composantes I et Q sont mis en série alternativement dans une même mémoire et les calculs de corrélation du code avec I et avec Q sont effectués alternativement.
Selon une autre caractéristique de l'invention, les résultats des calculs de corrélation de même composante et ayant le même décalage n entre le signal et le code, et obtenus sur Tc périodes de code, sont additionnés de manière à obtenir pour chaque composante, une intégration cohérente respectivement désignée Iτc(n) et Qτc(n).
De préférence, une somme des amplitudes ou puissances des intégrations cohérentes ayant le même décalage n, est calculée sur un temps Tnc ( Tnc = K x Tc) de manière à obtenir pour chaque décalage n, une intégration non cohérente C(n).
Selon un mode de réalisation de l'invention, préalablement à l'étape de calculs de corrélation, le procédé comporte une étape de mémorisation du signal dans une autre mémoire pendant un deuxième temps déterminé, selon une fréquence d'écriture fe et le signal est lu selon une fréquence de lecture fl telle que fl>fe.
Avec ce mode de réalisation désigné mode post-traitement, le signal est échantillonné et sauvegardé en mémoire de préférence pendant le temps non cohérent Tnc qui peut atteindre 16s ; puis les mêmes échantillons sont lus en mémoire pour chaque satellite et chaque hypothèse de fréquence. Les échantillons sont alors lus à une fréquence fl bien supérieure à leur fréquence d'écriture en mémoire fe. Ce mode post-traitement permet de réduire le temps de recherche global des satellites.
L'invention a aussi pour objet un récepteur d'un signal de radionavigation comportant des moyens de mise en œuvre du procédé.
Selon une caractéristique de l'invention, il est pourvu d'un corrélateur apte à corréler le signal reçu avec un code, et le corrélateur comprend un registre à décalages non tournant pour le code et au moins un registre à décalages non tournant pour le signal. De préférence, le registre à décalages non tournant pour le code comporte N cellules, N étant la longueur du code, le registre à décalages non tournant pour le signal comporte 2N cellules et il comprend N multiplieurs reliés chacun d'une part à une cellule du registre du code et d'autre part à une cellule du registre du signal et un additionneur à N entrées, chaque entrée étant reliée à un multiplieur.
Ainsi, le nombre de portes pour les registres à décalages du signal et du code reste inchangé. Par contre, la structure ne comporte plus qu'un additionneur et qu'un ensemble de multiplieurs élémentaires. La surface de silicium est pratiquement divisée par un facteur 2 et le coût du circuit s'en trouve diminué.
Selon un mode de réalisation de l'invention, il comprend en outre relié au corrélateur, des moyens aptes à mémoriser les 2N résultats issus du corrélateur et à les incrémenter respectivement au fur et à mesure des résultats fournis par le corrélateur, pendant une durée Tc, pour réaliser 2N intégrations cohérentes.
Avantageusement, il comprend des moyens aptes à mémoriser les N amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes, et à les incrémenter respectivement pendant une durée Tnc, au fur et à mesure que les amplitudes ou les puissances d'intégrations cohérentes sont obtenues, pour réaliser N intégrations non cohérentes.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels : la figure 1 déjà décrite représente schématiquement un corrélateur connu de type « Matched Filter » pour une composante I ou Q du signal, la figure 2 déjà décrite représente schématiquement un chronogramme du traitement du signal reçu avec rotation du code, la figure 3 représente schématiquement un exemple de corrélateur selon l'invention de type « Matched Filter » pour une composante I ou Q du signal, la figure 4 représente schématiquement un chronogramme du traitement du signal reçu avec rotation du signal, la figure 5 représente schématiquement un autre exemple de corrélateur selon l'invention de type « Matched Filter » dans lequel les deux sous-structures sont combinées, la figure 6 représente schématiquement un exemple d'optimisation de l'exemple de la figure 5, la figure 7 représente schématiquement un exemple de corrélateur selon l'invention associé à des moyens permettant de mixer des intégrations cohérentes et des intégrations non cohérentes.
Le principe de recherche d'un pic de corrélation réside dans une suite d'essais de corrélation entre le signal et le code par modification du décalage de l'un par rapport à l'autre. Les solutions conventionnelles ont opté pour le décalage du code, comme illustré dans le préambule. Cette technique procède en 2 phases. La première phase charge le registre à décalages avec le signal sur une période du code. La seconde phase calcule une corrélation à chaque rotation du code sur lui-même.
L'invention se base sur le même principe de corrélation mais adopte le décalage du signal. D'une corrélation à l'autre, le code est maintenant fixe et seul le signal est décalé : il glisse dans son registre à décalages à chaque cycle d'horloge. La tranche de signal est toujours égale à une période de code mais cette tranche est glissante.
Ce procédé de corrélation est par exemple obtenu au moyen d'une structure de type « Matched Filter » améliorée.
Selon un premier mode de réalisation, il s'agit en fait de deux sous-structures identiques en parallèle, l'une pour la composante réelle du signal, l'autre pour la composante imaginaire. On va décrire le fonctionnement de l'une de ces sous-structures en relation avec l'exemple de la figure 3. D'une figure à l'autre, les mêmes éléments portent les mêmes références.
Le code est entré dans un registre à décalages non tournant 2' et la composante du signal compensé de son Doppler est rentrée en continu dans un registre à décalages non tournant 1. La longueur N du registre à décalages représente le nombre de chips du code considérés sur la période du code, soit 1 ms par exemple pour le GPS. Pour calculer l'ensemble des corrélations, il est nécessaire d'attendre N cycles d'horloge. A chaque impulsion d'horloge, la composante du signal est décalée dans le registre à décalages 1 et une nouvelle corrélation est calculée. Après N décalages du signal, l'ensemble des corrélations sur la période du code est calculé.
L'un des avantages de ce corrélateur réside dans la mise en parallèle des deux phases des solutions conventionnelles (chargement du signal dans le registre à décalages et calcul des corrélations). Le temps de traitement du signal, donc de recherche des satellites est ainsi divisé par 2, comme illustré sur le chronogramme de la figure 4 qui représente le traitement de 8 périodes de code pour une composante, une hypothèse de fréquence pour compenser l'effet Doppler et un satellite. Selon un autre mode de réalisation, les deux structures pour les composantes réelle et imaginaire sont combinées comme représenté sur l'exemple de corrélateur de la figure 5.
Ce corrélateur 20 est pourvu d'un registre à décalages non tournant 2' pour le code, commun aux deux composantes, de longueur N. Les autres éléments étaient déjà présents dans l'exemple de la figure 3, à savoir deux registres à décalages 1 de longueur N (un pour chaque composante réelle et imaginaire du signal), 2N multiplieurs 3 (N pour chaque composante) et 2 additionneurs 4 à N entrées chacun (1 additionneur pour chaque composante). Un additionneur nécessite un très grand nombre de portes logiques et constitue la principale surface silicium de l'invention.
Selon un mode de réalisation préférentiel, les échantillons des deux composantes réelle et imaginaire du signal sont mémorisées en série de manière alternée afin de limiter le nombre de portes nécessaires. Le nombre de portes pour les registres à décalages du signal et du code reste inchangé. Par contre, la structure ne comporte plus qu'un additionneur et qu'un ensemble de multiplieurs élémentaires. La surface de silicium est pratiquement divisée par un facteur 2 et le coût du circuit s'en trouve diminué. Un exemple d'un tel corrélateur 20 est représenté figure 6. Il comprend un registre à décalages non tournant 2', de longueur N pour le code, un registre à décalages non tournant l', de longueur 2N pour le signal, N multiplieurs 3 et un additionneur 4 à N entrées.
L'additionneur 4 permet d'obtenir les corrélations pour une composante, réelle ou imaginaire. Puis au prochain cycle d'horloge le signal glisse dans le registre l' en se décalant d'une cellule et l'additionneur 4 permet alors d'obtenir les corrélations pour l'autre composante et ainsi de suite au fur et à mesure du glissement du signal.
On va à présent détailler sur un exemple les calculs pour N =2046 = 2 x 1023 car le calcul de corrélation est effectué de demi-chip de code en demi-chip de code. Les chips de code peuvent être divisés par 2 comme dans cet exemple ou par 3, 4, ..., voire même 3.3, etc.
Les 2 composantes réelle et imaginaire du signal sont mises en série de manière alternée dans le registre à décalages et peuvent être par exemple exprimées de la façon suivante :
SR(2i, tk,n) sont les échantillons de la composante réelle du signal à l'instant i x 1 ms / 2046 + tk,n ,
SR(2i + 1 , tk,n) sont les échantillons de la composante imaginaire du signal à l'instant i x 1 ms / 2046 + tk,n ; i l'indice du registre à décalages varie de 0 à 2045, tk,n = t0 + k x 1ms + n x 1ms / 2046. tk,n représente la (k+1 )ième période de code, n variant de 0 à 2045 et représente l'indice de retard entre le signal et le code.
A la k+1 ième période de code, le résultat de la corrélation sur la composante réelle, fourni par l'additionneur pour un décalage n, est :
Code(0) * SR(O, tk J + Code(l) * SR(2, tk n) +
... + Code(2044) * SR(4088, tk n ) + Code(2045) * SR(4090, tk n ) De même, à la k+1 ième période de code, le résultat de la corrélation sur la composante imaginaire, fourni par l'additionneur au cycle d'horloge suivant, pour un décalage n est :
Code(0)*SR(l, tk n) + Code(l)*SR(3, tk;n) +
... + Code(2044) * SR(4089, tk n ) + Code(2045) * SR(4091 , tk n )
Le signal comporte généralement des données (aussi désignées data bits) en plus du code. Ces données sont émises par le satellite par exemple toutes les 20 ms, c'est-à-dire à 50 Hz. Lorsque ces données changent de valeur (passent par exemple de +1 à -1 , ou l'inverse), cela se traduit par une inversion de phase dans le signal. Cette inversion de phase peut se produire pendant l'intervalle d'intégration, lorsque le signal est fixe et le code tournant sur cet intervalle. Dans ce cas, le calcul d'un pic de corrélation sur cet intervalle est difficile voire impossible. Lorsque selon l'invention, le signal est glissant et le code est fixe sur cet intervalle, l'inversion de phase est obligatoirement synchrone du début de l'intervalle d'intégration car elle est synchrone du code qui est fixe : l'inversion de phase n'a alors plus d'incidence sur les corrélations calculées pendant une période de code. Lorsque la réception est dégradée, le calcul d'un pic de corrélation sur une seule période de code n'est pas possible : ce calcul est effectué en intégrant sur plusieurs périodes de code, les corrélations de même composante (réelle ou imaginaire) et de même décalage entre le signal et le code. On peut effectuer une intégration dite cohérente sur un temps cohérent Tc ou une intégration dite non cohérente sur un temps non cohérent Tnc.
Si une inversion de phase due à une modification de data bit intervient durant le temps cohérent, il peut être difficile voir impossible de détecter le pic de corrélation. L'intégration cohérente nécessite la prise en compte de la phase des data bits au moyen d'un dispositif connu 5 représenté figure 7 : le résultat de chaque corrélation est multiplié par ±1 selon la valeur du databit sur la période de code pendant laquelle les corrélations sont effectuées. Le propre de l'intégration cohérente est de conserver l'information de phase du signal. L'intégration cohérente avec la prise en compte de la phase des data bits est le traitement du signal le plus performant en terme de sensibilité de détection. Un temps cohérent important permet d'avoir une bande passante étroite et de faire ressortir le signal du bruit. Par contre, il n'est pas possible d'augmenter fortement le temps cohérent. Celui-ci se trouve très vite limité par : le nombre de d'hypothèses de fréquences à considérer pour compenser l'effet Doppler, l'accélération potentielle du mobile, les caractéristiques et le prix de l'oscillateur pilote dans le récepteur.
En raison de ces limitations, l'intégration cohérente est inférieure à
100ms et plus généralement fixée à 20ms, c'est-à-dire à la période des databits. La sensibilité de réception pour un temps cohérent de 20ms est située autour de -144dBm suivant les probabilités d'absence et de fausses détections du signal de radionavigation.
Selon un mode de réalisation préférentiel de l'invention, on mixe une intégration cohérente sur un temps Tc et une intégration non cohérente sur un temps Tnc. Ce mixage est mis en œuvre par exemple par des moyens représentés figure 7.
Le procédé selon l'invention procède en 3 étapes. La première étape calcule une intégration cohérente sur un temps Tc avec ses 2 composantes réelle et imaginaire. La deuxième étape calcule une amplitude ou une puissance à partir des 2 composantes. La troisième étape calcule sur un temps Tnc la somme des amplitudes ou des puissances ayant le même décalage. Les 3 étapes sont répétées N fois. Dans notre exemple N = 2046.
L'intégration cohérente (1ere étape) est réalisée pendant un temps Tc, multiple de la période du code, en l'occurrence multiple de 1 ms ; elle est réalisée de manière séparée sur les deux composantes réelle et imaginaire. Pour un décalage n entre le signal et le code, il résulte de l'intégration cohérente, l(n, Tc) pour la composante réelle et Q(n, Tc) pour la composante imaginaire : l2045 = ^|Code(0)*SR(0, tM) + Code(l)* SR(2,tM) +
„=0 (n> c) Ij^ + Code(2044)* SR(4088,tk n) + Code(2045)* SR(4090,tk J
2045 _ τ^(Cod<°)*8R(MM) + Code(l)* SR(3, tk,n) +
Qn =O (n, Tc) - ∑ ... + Code(2044)* SR(4089,tk n) + Code(2045)* SR(4091,tk n)
avec tk,n = to + k x 1 ms + n x 1 ms/2046.
Cette intégration cohérente peut être obtenue au moyen d'un microprocesseur ou au moyen d'un additionneur 6 associé à une mémoire 7 à 2N cases apte à être lue puis écrite telle qu'une mémoire RAM. De manière connue, la mémoire 7 est lue et écrite au fur et à mesure des résultats fournis par le corrélateur 20. Une amplitude ou une puissance est ensuite calculée à partir des
2 composantes des intégrations cohérentes (2è étape) :
Vl(n,Tc)2 +Q(n, Tc)2 ou [l(n, Tc) 2 + Q(n, Tc) 2 ]
Cette 2ème étape est obtenue de manière connue par des moyens logiciels ou un dispositif 8.
Dans l'art antérieur, l'intégration non cohérente consiste à calculer sur la période du code, l'amplitude ou la puissance des corrélations sur les deux composantes, puis à les sommer. Selon l'invention, l'intégration non cohérente (3è étape) est calculée en effectuant la somme sur un temps Tnc multiple de Tc (Tnc = K x Tc), des amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes ayant le même décalage. On obtient :
[l(n, kTc)2 + Q(n, kTc)2]
Cette intégration non cohérente peut être obtenue au moyen d'un microprocesseur ou au moyen d'un additionneur 9 associé à une mémoire 10 à N cases apte à être lue et écrite telle qu'une mémoire RAM. De manière connue, la mémoire 10 est lue puis écrite au fur et à mesure des résultats fournis par la mémoire 7. Ces trois étapes sont répétées pour chaque décalage n, c'est-à- dire N fois. Dans notre exemple N = 2046.
Selon un mode de réalisation de l'invention, désigné mode temps réel, le signal est échantillonné et traité pour un satellite et une hypothèse de fréquence (considérée pour compenser l'effet Doppler) à la fois. Il n'y a pas de mémorisation du signal : les échantillons sont directement utilisés pour le traitement du signal qui dure Tnc.
Selon un mode préférentiel désigné mode post-traitement, le signal est échantillonné et sauvegardé en mémoire 11 de préférence pendant le temps non cohérent Tnc qui peut atteindre 16 s. Puis les échantillons sont lus en mémoire pour chaque satellite et chaque hypothèse de fréquence Doppler ; c'est-à-dire que les signaux I et Q issus de la mémoire 11 sont convertis en bande de base et compensés d'une fréquence Doppler par l'élément 12 avant d'être insérés dans le registre à décalages l' du corrélateur 20. Les échantillons sont lus à une fréquence fl bien supérieure à leur fréquence d'écriture en mémoire fe. Ce mode post¬ traitement permet de réduire le temps de recherche global des satellites comme il apparaît sur le comparatif suivant. On désigne :
NBSAT : le nombre de satellites
BPDOPPLER : la bande de fréquences à considérer pour compenser l'effet
Doppler pour la recherche des satellites
Tnc : le temps d'intégration non cohérente Tc : le temps d'intégration cohérente
K : le rapport des fréquences d'écriture et de lecture en post traitement
T tr : Temps de traitement global temps réel
Tpt : Temps de traitement global post-traitement On a :
Ttr = NBSAT x BPDOPPLER x Tc x Tnc
Tpt = NBSAT x BPDOPPLER x Tc x Tnc / K + Tnc ,
Tpt = Ttr / K + Tnc Tnc est négligeable devant Ttr / K ; on a typiquement K = 25 ou plus. Dans l'exemple décrit, on a considéré des signaux à deux états ( ±1 ) ; bien sûr, l'invention s'applique de la même façon à des signaux à plus de deux états. Jusqu'à présent on a considéré qu'un seul code était généré localement. Lorsque l'on souhaite considérer d'autres codes, ceux-ci peuvent être considérés en série en reprogrammant le code local et les fréquences Doppler associées, au fur et à mesure que l'on change de code.
Ils peuvent être considérés en parallèle : il suffit alors, selon une méthode connue de l'homme du métier, de pourvoir le récepteur de structures parallèles, c'est-à-dire de multiplier la structure comportant le corrélateur (ainsi que la mémoire pour le post-traitement si nécessaire, et/ou les intégrateurs si nécessaire), par le nombre de codes locaux à considérer.
Le signal reçu peut être un signal de radionavigation par satellites et/ou par pseudolites.
Il s'agit par exemple d'un signal de positionnement de type GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Global Positioning System »), ou GALILEO ou tout autre système de positionnement.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réception d'un signal de radionavigation qui comprend sur un premier temps déterminé une étape de calculs de corrélation du signal reçu échantillonné avec un code de période T généré localement, le signal reçu et le code étant décalés l'un par rapport à l'autre d'une corrélation à la corrélation suivante, caractérisé en ce que, sur le temps déterminé, le signal est décalé d'une corrélation à la suivante, le code étant fixe.
2. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le signal échantillonné comportant une composante réelle I et une composante imaginaire Q, les échantillons des deux composantes I et Q sont mis en série alternativement dans une même mémoire et en ce que les calculs de corrélation du code avec I et avec Q sont effectués alternativement.
3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le premier temps déterminé est égal à la période du code T.
4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal échantillonné comportant une composante réelle I et une composante imaginaire Q, les résultats des calculs de corrélation de même composante et ayant le même décalage n entre le signal et le code, et obtenus sur Tc périodes de code, sont additionnés de manière à obtenir pour chaque composante, une intégration cohérente respectivement désignée Iτc(n) et Qτc(n).
5. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'est calculé Iτc(n)2 + Qτc(n)2 .
6. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'une somme des amplitudes ou puissances des intégrations cohérentes ayant le même décalage n est calculée sur un temps Tnc ( Tnc = K x Tc) de manière à obtenir pour chaque décalage n, une intégration non cohérente C(n).
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que préalablement à l'étape de calculs de corrélation, il comporte une étape de mémorisation du signal dans une autre mémoire pendant un deuxième temps déterminé et selon une fréquence d'écriture fe et en ce que le signal est lu selon une fréquence de lecture fl telle que fl>fe en vue de l'étape de calculs de corrélation.
8. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'étape de calculs de corrélation est réalisée pour plusieurs codes et en ce que le signal est lu pour chaque code.
9. Procédé selon l'une des revendications 7 ou 8, caractérisé en ce que l'étape de calculs de corrélation est réalisée pour plusieurs hypothèses de fréquence considérées pour compenser l'effet Doppler et en ce que le signal est lu pour chacune des ces hypothèses.
10. Procédé selon l'une des revendications 7 à 9, caractérisé en ce que le deuxième temps déterminé est égal à Tnc.
11. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal reçu est un signal de radionavigation par satellites et/ou par pseudolites.
12. Récepteur d'un signal de radionavigation comportant des moyens de mise en œuvre du procédé selon l'une des revendications précédentes.
13. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il est pourvu d'un corrélateur (20) apte à corréler le signal reçu avec un code, et en ce que le corrélateur comprend un registre à décalages non tournant (2') pour le code et au moins un registre à décalages non tournant (1 ou l') pour le signal.
14. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le registre à décalages non tournant (2') pour le code comporte N cellules, N étant la longueur du code, le registre à décalages non tournant (1') pour le signal comporte 2N cellules et en ce qu'il comprend N multiplieurs (3) reliés chacun d'une part à une cellule du registre (2') du code et d'autre part à une cellule du registre (1') du signal et un additionneur (4) à N entrées, chaque entrée étant reliée à un multiplieur.
15. Récepteur selon l'une des revendications 13 ou 14, caractérisé en ce qu'il comprend en outre relié au corrélateur (20), des moyens (7, 6) aptes à mémoriser les 2N résultats issus du corrélateur et à les incrémenter respectivement au fur et à mesure des résultats fournis par le corrélateur (20), pendant une durée Tc, pour réaliser 2N intégrations cohérentes.
16. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens (8) pour obtenir N amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes.
17. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens ( 10, 9) aptes à mémoriser les N amplitudes ou puissances d'intégrations cohérentes, et à les incrémenter respectivement pendant une durée Tnc, au fur et à mesure que les amplitudes ou les puissances d'intégrations cohérentes sont obtenues, pour réaliser N intégrations non cohérentes.
18. Récepteur selon l'une des revendications 13 à 17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre relié au corrélateur (20) une autre mémoire (11 ) apte à mémoriser le signal reçu selon une fréquence d'écriture fe et à le restituer vers le corrélateur selon une fréquence de lecture fl telle que fl>fe.
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