EP1727231B1 - Composant microélectronique intégré pour filtrage du bruit électromagnétique et circuit de transmission radiofréquence le comportant - Google Patents

Composant microélectronique intégré pour filtrage du bruit électromagnétique et circuit de transmission radiofréquence le comportant Download PDF

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EP1727231B1
EP1727231B1 EP06354015A EP06354015A EP1727231B1 EP 1727231 B1 EP1727231 B1 EP 1727231B1 EP 06354015 A EP06354015 A EP 06354015A EP 06354015 A EP06354015 A EP 06354015A EP 1727231 B1 EP1727231 B1 EP 1727231B1
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EP
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component according
magnetic
ferromagnetic material
circuit
layer
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EP06354015A
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Jean-Philippe Michel
Yann Lamy
Anne-Sophie Royet
Bernard Viala
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Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
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Commissariat a lEnergie Atomique CEA
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/215—Frequency-selective devices, e.g. filters using ferromagnetic material
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00

Definitions

  • the invention relates to an integrated microelectronic component comprising an electrical conductor, constituting a transmission line element for a radiofrequency electromagnetic wave, and means for filtering, especially by magnetic resonance, electromagnetic noise, said electromagnetic noise filtering means comprising a layer of ferromagnetic material. It also relates to a radiofrequency transmission circuit comprising such a component.
  • the known devices using ferromagnetic resonance do not make it possible to reach frequency ranges greater than 2 GHz by the single gyromagnetic effect. Moreover, they involve the use of relatively large line lengths, typically between 5 and 15 mm, to satisfy a sufficient absorption capacity.
  • the object of the invention is to provide an integrated microelectronic component that does not have these disadvantages and, more particularly, that allows operation in high frequency ranges without the need for an auxiliary magnetic field source.
  • the electromagnetic noise filtering means are constituted by a magnetic circuit surrounding the conductor and formed at least by the superimposition of said layer of ferromagnetic material and a layer of magnetic material, so that the layer of magnetic material generates in the layer of adjacent ferromagnetic material a magnetic anisotropy uniaxial.
  • the invention also relates to a transmission circuit comprising at least one microelectronic component of this type.
  • the integrated microelectronic component C of the MMIC type, comprises a substrate 1 on which is deposited a layer 2 of insulating material.
  • a conductor 3 constituting an element of a signal transmission line is integrated in the layer 2.
  • component C is integrated in a transmission circuit comprising two coplanar ground planes 4, parallel to the conductor 3 and arranged on either side thereof.
  • the conductor 3, as the ground planes 4 have contact pads 5 at their ends.
  • the conductor 3 is surrounded by a magnetic circuit 6 for filtering electromagnetic noise, conventionally constituted by one or more parasitic frequencies and associated with the wave passing through the transmission line.
  • the magnetic circuit 6 is a closed magnetic circuit, that is to say without gap, totally surrounding the conductor 3.
  • the magnetic circuit 6 may comprise one or more air gaps. However, it surrounds the driver almost completely 3.
  • the walls of the magnetic circuit 6 are constituted by the superposition of at least two layers, namely a layer 7 of ferromagnetic material f and a layer 8 of magnetic material m.
  • the order of the layers 7 and 8 with respect to the electrical conductor 3 is irrelevant.
  • the magnetic circuit 6 may consist of the alternation of a plurality of layers 7 of ferromagnetic material f and layers 8 of magnetic material m. More generally, the walls of the magnetic circuit 6 can thus, from the outside, be constituted by the superposition of layers (f / m) n as represented in FIG. figure 4 , (m / f) n or (m / f / m) n as shown in FIG. figure 5 , n being an integer greater than or equal to 1.
  • a layer 8 of magnetic material m and a layer 7 of ferromagnetic material f generates in the layer of ferromagnetic material f adjacent a magnetic anisotropy uniaxial or increases its natural anisotropy, for example by exchange coupling effect at the interface in the case where m is an antiferromagnetic layer.
  • the magnetic circuit 6, preferably closed, surrounding the electrical conductor 3 serving as an RF transmission line or an RF transmission line element thus constitutes a magnetic microresonator based on the gyromagnetic resonance effect (in the operating mode illustrated in FIG. the figure 11 ) or the wavelength reduction effect (in the operating mode shown in figure 12 ).
  • the electromagnetic field generated by the transmission line is confined as far as possible within the microresonator.
  • Hk uniaxial anisotropy
  • the layer 7, made of ferromagnetic material f firstly has the function of ensuring saturation magnetization as high as possible.
  • the ferromagnetic material need not be soft and is preferably made of CoFe, cobalt and iron alloys, which have the strongest known magnetizations. However, these materials were hitherto discarded for RF applications because they are not naturally soft. Indeed, they have a coercive field Hc too high, of the order of 3kA / m (or 40 Oe), while conventional soft materials, such as permalloy for example, are characterized by values typically less than or equal to about 80A / m (1 Oe).
  • Iron and cobalt alloys which also do not have uniaxial magnetic anisotropy, either natural or induced by conventional magnetic field deposition methods, do not initially have the desired dynamic properties for the generation of a magnetic effect. ferromagnetic resonance.
  • the layer 7 made of ferromagnetic material is rendered electrically insulating by mixing the aforementioned alloys with a small amount, advantageously less than 1% by weight, of a dielectric material, for example alumina (Al2O3).
  • a dielectric material for example alumina (Al2O3).
  • the material is then preferably in granular form.
  • the layer 8, of magnetic material m serves to ensure the anisotropy of the ferromagnetic layer 7.
  • the magnetic material is an antiferromagnetic material.
  • the antiferromagnetic materials used are preferably manganese-based alloys (Mn) and a member selected from nickel (Ni), iron (Fe), platinum (Pt) and iridium (Ir). They can advantageously be made from nickel oxides and / or iron and / or cobalt.
  • the layer 8, magnetic material m may also be hard magnetic material, permanent magnet type.
  • the material of this layer may then be chosen from iron / samarium (Fe / Sm), cobalt / samarium (Co / Sm), cobalt / platinum (Co / Pt), cobalt / chromium (Co / Pt) alloys. / Cr) and iron / neodyne / boron (FeNdB).
  • the magnetic and ferromagnetic layers are advantageously formed by sputtering, for example by sputtering, evaporation or ion sputtering.
  • the Figures 6 and 7 illustrate the variation of the FMR ferromagnetic resonance frequency as a function of the respective thicknesses of the layers 7 made of ferromagnetic material and 8 of magnetic material for a closed magnetic circuit 6 comprising a layer 7 made of CoFe (respectively Fe 65 Co 35 , Co 50 Fe 50 and Co 90 Fe 10 ) between two layers 8 of NiMn.
  • the thickness e AF of the layers 8 of antiferromagnetic material is kept constant at 500 ⁇ .
  • the ferromagnetic resonance frequency then varies from 3GHz to 10Ghz, when the thickness e F of the thin layer 7 of ferromagnetic material increases from 2000 ⁇ to 100 ⁇ .
  • the thickness e F of the layer 7 made of ferromagnetic material is kept constant at 500 ⁇ .
  • the ferromagnetic resonance frequency initially between 1.8 and 3.5 GHz (depending on the particular CoFe alloy chosen) increases to about 5Ghz, when the thickness e AF of the layer 8 of antiferromagnetic material increases from 100 ⁇ to 600 ⁇ .
  • the respective thicknesses of the layers of magnetic material and of ferromagnetic material can be chosen according to the intended applications, so as to adapt the frequencies by varying the thicknesses of the layers 7 and 8.
  • the different layers 7 and 8 may all have the same thickness or different thicknesses.
  • the Figures 8 to 10 illustrate the choice of the operating point (represented by a black dot) on a diagram representing the variations of the attenuation S 21 as a function of the frequency f for various applications.
  • the respective thicknesses of the layers 7 and 8 are chosen so that a single resonance peak is centered on a frequency to be filtered, to achieve a single band-stop filtering function.
  • the respective thicknesses of the layers 7 and 8 are chosen so that separate, non-overlapping resonance peaks are respectively centered on different frequencies to be filtered, to achieve a multi-band filtering function or a bandpass function .
  • the choice of two or three appropriate thicknesses in particular makes it possible to define two or three separate resonance peaks for dual or triple band-pass filtering functions.
  • the figure 10 illustrates the combination of overlapping multiple resonance peaks for carrying out filtering functions for eliminating the transmission of signals in the upper spectral band, in particular for low-pass filters and noise suppressor filters.
  • FIGS. 11 and 12 illustrate the choice of the operating point on a diagram showing, in solid lines, the variations of the magnetic losses ⁇ "as a function of the frequency f, with three separate resonance peaks, each corresponding to a different permeability ⁇ ', represented in dotted lines.
  • the component, in which the electrical conductor 3 constitutes an element of an RF transmission line or an RF transmission line can be used in its absorption band, with an operating point centered on the magnetic resonance frequency. It can also, as represented at figure 12 , be used before its absorption band to increase the inductance and quality factor of the line and / or reduce the length of the line by decreasing the wavelength of the signal. Such a transmission line element can then be used in a transmission line for microwave applications. This makes it possible to improve the performance and compactness of existing circuits (RLC filters, half-wave and quarter-wave lines, etc.) and to create new functionalities.
  • the combination of layers 7 and 8 makes it possible to exploit for dynamic purposes the coherent rotation of the magnetization at 90 ° to the trapping direction resulting from the exchange coupling.
  • the magnetization of the layer 7 made of ferromagnetic material is kept in a quasi-saturated state because of the strong entrapment due to the exchange torque.
  • the layers are naturally of the single-domain type (monodomain) and it is thus possible to overcome the problems conventionally related to the distribution of magnetization domains.
  • the theoretical dissipative behavior is then quasi-optimal, the rotation of the magnetization at 90 ° of the trapping direction is similar to the theoretical ideal case in which the moment distribution is homogeneous and the layers without domain.
  • the different layers 7 made of ferromagnetic material may have identical or opposite trapping directions depending on the intended applications. These trapping directions can also be oriented, identically or differently, as needed.
  • the component can be manufactured by standard manufacturing processes used in microelectronics.
  • the Figures 13 to 15 illustrate, in section, three possible embodiments for producing the magnetic circuit 6 surrounding the electrical conductor 3.
  • a cavity is formed in the substrate 1.
  • This cavity has a flat bottom and two inclined flat side walls, flaring upwardly of the cavity.
  • the inclined side walls of the cavity are at an angle of 54 ° 7 with the horizontal.
  • the bottom and the walls of the cavity are covered by the insulating material 2.
  • a lower part of the magnetic circuit 6 is then formed by successive deposition of the various layers 7 and 8 constituting it on the bottom and the walls of the cavity.
  • the electrical conductor 3 is formed inside the cavity by deposition of the conductor, then planarization.
  • a layer of insulating material 2, whose thickness controls the thickness of the gap of the magnetic circuit 6, is then deposited flat on the cavity. Then, a plane wall constituting the upper part of the magnetic circuit 6 is formed by deposition of the different layers 7 and 8 above this last layer of insulation. As shown on the figure 13 , the magnetic circuit 6, surrounding substantially all of the conductor 3, thus comprises 2 air gaps between its lower and upper parts.
  • a cavity is formed in a layer of insulating material 2 covering the substrate 1.
  • this cavity has a flat bottom and two inclined side walls flaring upwards. It is formed in the insulating material 2 by etching from a lithographed resin (for example PFRIX420 19Cp) having flanks at the edges of patterns at an angle between 10 ° and 45 ° with the horizontal. Adjustment of this angle is possible, for example using a proximity insolation technique with a controlled distance between the mask and the resin. This controlled distance is typically between 10 and 100 ⁇ m. Another possible technique is to use phase-contrast masks.
  • the lower part of the magnetic circuit 6 is then formed by successive deposition of the various layers 7 and 8 constituting it on the bottom and the walls of the cavity.
  • the electrical conductor 3 is formed inside the cavity by deposition of the conductor, then planarization.
  • a layer of insulating material 2, whose thickness controls the thickness of the gap of the magnetic circuit 6, is then deposited flat on the cavity.
  • a plane wall constituting the upper part of the magnetic circuit 6 is formed by deposition of the different layers 7 and 8 above this last layer of insulation.
  • the lower part of the magnetic circuit 6 is constituted by a flat wall formed on a layer 2 of insulating material, by successive deposition of the different layers 7 and 8.
  • the driver 3 is formed inside a box made of the insulating material. It is then covered by the insulating material.
  • the insulating material is then etched, to the lower part of the magnetic circuit 6, with a trapezoidal shape, delimited by a flat top wall and by two inclined side walls, tapering upwards.
  • the trapezium is formed in the insulating material 2 by etching from a lithographed resin (for example PFRIX420 19Cp) having flanks on the edge of patterns at an angle between 10 ° and 45 ° with the horizontal.
  • a lithographed resin for example PFRIX420 19Cp
  • the adjustment of this angle is possible, for example by using a proximity insolation technique with a controlled distance, typically between 10 and 100 ⁇ m, between the mask and the resin or by using phase-contrast masks.
  • the upper part of the magnetic circuit is then formed by deposit successive layers 7 and 8 constituting it on the flat upper wall and on the inclined side walls of the trapezium.
  • the upper part of the circuit 6 is in contact with its lower part, thus producing a closed magnetic circuit 6.
  • the variant embodiments of the Figures 14 and 15 are advantageous compared to the variant embodiment of the figure 13 because they reduce the angles formed by the inclined side walls and the horizontal to values between 10 ° and 45 °. This makes it possible to guarantee the dynamic performances (high permeability) of the magnetic material deposited on these inclined lateral walls.
  • the variant embodiment according to the figure 15 is all the more advantageous that it is the only one to allow the realization of a closed magnetic circuit 6, with an optimum lower part with respect to the slope of the inclined walls and an optimum upper part consisting of a flat wall.
  • An upper part consisting of a flat wall is, on the other hand, not feasible with the production methods used in the variants of embodiments of the invention.
  • Figures 13 and 14 if you want a closed magnetic circuit.
  • the lateral parts of the magnetic circuit 6 of the component of the figure 15 can be omitted, thus forming (as on the Figures 13 and 14 ) a magnetic circuit with 2 air gaps.
  • the component according to the invention thus forms a magnetic microresonator which can be used indifferently in coplanar, microstrip or tri-plate topology.
  • the manufacture of such a component is compatible with the techniques of microelectronics and with different types of substrates (Si, SOI, ceramic, PCB, Kapton® ).
  • the component according to the invention makes it possible, in coplanar topology, to adjust the central frequency of a filter from 2 to 20 GHz, with a maximum attenuation of -30 dB / mm and insertion losses below -3dB / mm.
  • the Figures 16 to 18 illustrate various embodiments of a radio frequency transmission circuit using at least one component C.
  • the transmission circuit according to the figure 16 differs from the transmission circuit according to the figure 3 in that the magnetic circuit 6 of the component C is grounded, for example by means of transverse electrical connections 9, connecting the magnetic circuit 6 to the ground planes 4 arranged on either side of the component C. This allows to increase the absorption capacity of the circuit.
  • three transverse electrical connections 9 are associated with each ground plane. Two of these connections 9 ends connect the ends of the magnetic circuit 6 to the ends of the associated ground plane, while a third connection 9, central, is disposed between the other two.
  • the circuit according to the figure 17 is different from the circuit according to the figure 16 by removing the part of the ground planes 4 which is arranged between the two electrical connections 9 ends.
  • the conductor 3 of the component C belongs to a central transmission line, arranged between two lateral ground planes 4
  • a transmission circuit may comprise several components C.
  • the circuits according to the Figures 18 and 19 are distinguished from the circuit according to the figure 3 in that they comprise two components (C1, C2), arranged respectively between a central transmission line (10) and the lateral ground planes (4).
  • C1, C2 the components that are connected to the central transmission line (10) and the conductors 3 of the components C1 and C2
  • connections 11 at their ends to the central transmission line are electrically connected by connections 11 at their ends to the central transmission line.
  • Several components C1 (or C2) may also be arranged, for example side by side or one above the other, between the central transmission line 10 and one of the ground planes 4.

Landscapes

  • Thin Magnetic Films (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

    Domaine technique de l'invention
  • L'invention concerne un composant microélectronique intégré comportant un conducteur électrique, constituant un élément de ligne de transmission pour une onde électromagnétique radiofréquence, et des moyens de filtrage, notamment par résonance magnétique, du bruit électromagnétique, lesdits moyens de filtrage du bruit électromagnétique comportant une couche en matériau ferromagnétique.
    Elle concerne également un circuit de transmission radiofréquence comportant un tel composant.
    • État de la technique
  • L'article "Dimensional effects of the Magnetic Film on Coplanar Transmission Line for RF Noise Suppression", de Ki Hyeon Kim et al, IEEE Transactions on Magnetics, vol.40, juillet 2004, p.2847-2849 étudie l'influence du dimensionnement d'un film en matériau magnétique amorphe (CoNbZr) associé à une ligne de transmission coplanaire pour constituer un filtre RF intégré utilisant le principe de la résonance ferromagnétique. Un tel film magnétique, sous forme d'un barreau magnétique, atténue les harmoniques du signal de base dans la bande d'arrêt ("stopband") de la ligne de transmission. Cependant l'atténuation ne dépasse pas -3dB vers 6GHz avec un barreau de 50µm de largeur, 15mm de long et de 2µm d'épaisseur. L'augmentation du volume global du film magnétique permet d'améliorer l'atténuation, tandis que l'augmentation de son épaisseur augmente la fréquence de résonance. Au-delà de 200 µm, la largeur du barreau n'a cependant plus d'influence sur l'atténuation et il n'est alors plus possible de contrôler le mode "stopband", l'ajustement en fréquence ne dépendant plus simplement des dimensions propres du barreau.
  • L'article' Modeling for RF noise suppressor using a magnetic film on coplanar transmission line, de K. H. Kim et al, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 39, no. 5, septembre 2003, p. 3031-3033, étant le document le plus pertinent dans l'état de la technique, décrit un composant conform au préambule de la revendication 1.
  • Il a été proposé, dans l'article "RF Integrated Noise Suppressor Using Soft Magnetic Films" de Ki Hyeon Kim et al, IEEE Transactions on Magnetics, Vol.40, n°4, de juillet 2004, p.2838-2840, d'augmenter la dynamique aux hautes fréquences par un effet capacitif combiné, en surdimensionnant le plan magnétique par rapport à la largeur de ligne. Les parties en recouvrement avec les plans de masse contribuent alors très fortement aux effets capacitifs. Il est cependant difficile d'optimiser ces dispositifs dans la mesure où une fréquence de résonance gyromagnétique élevée nécessite de petites dimensions latérales tandis que l'effet capacitif à haute fréquence nécessite de grandes dimensions.
  • En pratique, les dispositifs connus utilisant la résonance ferromagnétique ne permettent pas d'atteindre des plages de fréquence supérieures à 2GHz par le seul effet gyromagnétique. Par ailleurs ils impliquent le recours à des longueurs de lignes relativement importantes, typiquement comprises entre 5 et 15mm, pour satisfaire à une capacité d'absorption suffisante.
  • L'article "Iron and Permalloy based magnetic monolithic tunable microwave devices", de Bijoy Kuanr et al, Journal of Applied Physics, vol.93, n°10, du 15 mai 2003, p.8591-8593, décrit la réalisation de filtres fonctionnant à plus haute fréquences sous la forme de composants passifs monolithiques micro-ondes intégrés (MMIC ou "monolithic microwave integrated circuit"). Ces composants utilisent le dépôt par pulvérisation par magnétron de matériaux ferromagnétiques métalliques (fer ou permalloy) permettant d'atteindre une atténuation de l'ordre de 35dB/cm pour une fréquence de résonance de l'ordre de 15 GHz sous l'action d'un champ extérieur de 72kA/m. Ces composants nécessitant donc une source auxiliaire de champ magnétique, non intégrable, cette solution ne peut cependant pas s'appliquer aux systèmes totalement intégrés.
    • Objet de l'invention
  • L'invention a pour but un composant microélectronique intégré ne présentant pas ces inconvénients et, plus particulièrement, permettant un fonctionnement dans des plages de fréquence élevées sans nécessiter de source de champ magnétique auxiliaire.
  • Selon l'invention, ce but est atteint par les revendications annexées et, plus particulièrement par le fait que, le matériau ferromagnétique ayant une valeur d'aimantation à saturation supérieure ou égale à 800kA/m, les moyens de filtrage du bruit électromagnétique sont constitués par un circuit magnétique entourant le conducteur et formé au moins par la superposition de ladite couche en matériau ferromagnétique et d'une couche en matériau magnétique, de manière à ce que la couche en matériau magnétique génère dans la couche en matériau ferromagnétique adjacente une anisotropie magnétique uniaxiale.
  • L'invention a également pour objet un circuit de transmission comportant au moins un composant microélectronique de ce type.
    • Description sommaire des dessins
  • D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description qui va suivre de modes particuliers de réalisation de l'invention donnés à titre d'exemples non limitatifs et représentés aux dessins annexés, dans lesquels :
    • La figure 1 représente, en coupe, un mode de réalisation particulier d'un composant selon l'invention.
    • Les figures 2 et 3 illustrent, respectivement en coupe selon B-B et selon A-A, un mode de réalisation particulier d'un circuit de transmission comportant un composant selon la figure 1.
    • Les figures 4 et 5 représentent, en coupe, deux variantes de réalisation de la paroi du circuit magnétique d'un composant selon l'invention.
    • Les figures 6 et 7 illustrent la variation de la fréquence de résonance ferromagnétique fFMR en fonction des épaisseurs respectives des couches ferromagnétiques et magnétiques constituant la paroi du circuit magnétique d'un composant selon l'invention
    • Les figures 8 à 10 illustrent le choix du point de fonctionnement sur un diagramme représentant les variations de l'atténuation S21 en fonction de la fréquence f pour diverses applications.
    • Les figures 11 et 12 illustrent le choix du point de fonctionnement sur un diagramme représentant, en traits pleins, les variations des pertes magnétiques µ" et, en pointillés, les variations de la perméabilité µ' en fonction de la fréquence f pour diverses applications.
    • Les figures 13 à 15 illustrent trois variantes de réalisation d'un composant selon l'invention.
    • Les figures 16 à 19 représentent divers circuits de transmission utilisant au moins un composant selon l'invention.
    Description de modes particuliers de réalisation
  • Dans les modes particuliers de réalisation représentés aux figures 1 à 3, le composant microélectronique intégré C, de type MMIC, comporte un substrat 1 sur lequel est déposée une couche 2 en matériau isolant. Un conducteur 3, constituant un élément d'une ligne de transmission de signal, est intégré dans la couche 2. Sur les figures 2 et 3, le composant C est intégré dans un circuit de transmission comportant deux plans de masse 4 coplanaires, parallèles au conducteur 3 et disposés de part et d'autre de celui-ci. Sur la figure 3, le conducteur 3, comme les plans de masse 4 comportent des plots de contact 5 à leurs extrémités.
  • Entre les deux plots de contact 5 disposés à ses extrémités, le conducteur 3 est entouré par un circuit magnétique 6 destiné à filtrer le bruit électromagnétique, classiquement constitué par une ou plusieurs fréquences parasites et associé à l'onde traversant la ligne de transmission. Dans le mode de réalisation préféré, représenté sur la figure 2, le circuit magnétique 6 est un circuit magnétique fermé, c'est-à-dire sans entrefer, entourant totalement le conducteur 3. Dans une variante de réalisation (figs 13 et 14), le circuit magnétique 6 peut comporter un ou plusieurs entrefers. Il entoure cependant pratiquement totalement le conducteur 3.
  • Dans tous les cas, les parois du circuit magnétique 6 sont constituées par la superposition d'au moins deux couches, à savoir une couche 7 en matériau ferromagnétique f et une couche 8 en matériau magnétique m. L'ordre des couches 7 et 8 par rapport au conducteur électrique 3 est sans importance.
  • Comme représenté dans les variantes de réalisation des figures 4 et 5, le circuit magnétique 6 peut être constitué par l'alternance d'une pluralité de couches 7 en matériau ferromagnétique f et de couches 8 en matériau magnétique m. Plus généralement, les parois du circuit magnétique 6 peuvent ainsi, à partir de l'extérieur, être constituées par la superposition de couches (f/m)n comme représenté à la figure 4, (m/f)n ou (m/f/m)n comme représenté à la figure 5, n étant un entier supérieur ou égal à 1.
  • L'association d'une couche 8 en matériau magnétique m et d'une couche 7 en matériau ferromagnétique f génère dans la couche en matériau ferromagnétique f adjacente une anisotropie magnétique uniaxiale ou augmente son anisotropie naturelle, par exemple par effet de couplage d'échange à l'interface dans le cas où m est une couche antiferromagnétique.
  • Ce phénomène a été mentionné dans l'article "AF-Biased CoFe Multilayer Films with FMR Frequency at 5 GHz and Beyond" de B. Viala et al., IEEE Transactions on Magnetics, vol.40, n°4, de juillet 2004, p.1996-1998, qui étudie les propriétés d'une couche fine en matériau ferromagnétique (CoFe), qui n'est pas naturellement doux, entre deux couches fines en matériau antiferromagnétique, dans le cadre d'études liées à l'augmentation de la fréquence de résonance magnétique d'inductances utilisées dans des circuits RF.
  • Le circuit magnétique 6, de préférence fermé, entourant le conducteur électrique 3 servant de ligne de transmission RF ou d'élément de ligne de transmission RF constitue ainsi un microrésonateur magnétique reposant sur l'effet de résonance gyromagnétique (dans le mode de fonctionnement illustré à la figure 11) ou sur l'effet de réduction de la longueur d'onde (dans le mode de fonctionnement illustré à la figure 12). Le champ électromagnétique généré par la ligne de transmission est confiné au maximum à l'intérieur du microrésonateur.
  • Les matériaux et les alliages conventionnels homogènes ferromagnétiques doux anisotropes classiquement utilisés en microélectronique, notamment pour former des inductances ferromagnétiques, ne permettent que des applications à relativement basse fréquence (jusqu'à 1 GHz). En effet, ces matériaux n'offrent que des fréquences de résonance intrinsèques de l'ordre de 1 GHz au maximum. Par contre, l'association d'une couche en matériau ferromagnétique f et d'une couche en matériau antiferromagnétique m permet d'associer une forte anisotropie uniaxiale Hk, par exemple supérieure ou égale à 40kA/m (soit Hk≥500 Oe en unités C.G.S. car 1 Oe=(1000/4π) A/m), et une très forte aimantation à saturation Ms≥800kA/m (soit 4πMs≥10kOe) et, de préférence, de l'ordre de la valeur maximale de 1920kA/m (soit 4πMs=24kOe), ce qui permet d'obtenir des fréquences de résonance intrinsèques supérieures ou égales à 10GHz.
  • Les deux couches 7 et 8 ont des fonctions bien séparées. Ainsi, la couche 7, en matériau ferromagnétique f, a tout d'abord pour fonction d'assurer une aimantation à saturation aussi élevée que possible. Le matériau ferromagnétique n'a pas besoin d'être doux et est, de préférence, constitué par des alliages CoFe, de cobalt et de fer, qui présentent les plus fortes aimantations connues actuellement. Or, ces matériaux étaient jusqu'ici écartés pour les applications RF car ils ne sont pas naturellement doux. En effet, ils possèdent un champ coercitif Hc trop élevé, de l'ordre de 3kA/m (soit 40 Oe), alors que les matériaux doux conventionnels, comme le permalloy par exemple, sont caractérisés par des valeurs typiquement inférieures ou égales à environ 80A/m (1 Oe). Les alliages de fer et de cobalt, qui ne possèdent pas non plus d'anisotropie magnétique uniaxiale, naturelle ou induite par des procédés classiques de dépôt sous champ magnétique, ne présentent donc initialement pas les propriétés dynamiques recherchées pour la génération d'un effet de résonance ferromagnétique.
  • Le matériau ferromagnétique constituant la couche 7 est, de préférence, choisi parmi le fer, le cobalt, les alliages à base de fer et/ou de cobalt. Il est avantageusement constitué par un alliages à base de fer et de cobalt, tel que Fe65CO35, Co50 Fe50 et Co90Fe10. Actuellement, l'alliage Fe65Co35 offre l'aimantation à saturation Ms la plus élevée, de l'ordre de 1920kA/m (soit 4πMs=24kOe)
  • Dans un mode particulier de réalisation, la couche 7 en matériau ferromagnétique est rendue électriquement isolante par mélange des alliages précités avec une faible quantité, avantageusement moins de 1% en poids, d'un matériau diélectrique, par exemple d'alumine (Al2O3). Le matériau est alors de préférence sous forme granulaire.
  • La couche 8, en matériau magnétique m, a pour fonction d'assurer l'anisotropie de la couche ferromagnétique 7. Dans un mode de réalisation préférentiel, le matériau magnétique est un matériau antiferromagnétique. Les matériaux antiferromagnétiques utilisés sont, de préférence, des alliages à base de manganèse (Mn) et d'un élément choisi parmi le nickel (Ni), le fer (Fe), le platine (Pt) et l'iridium (Ir). lls peuvent avantageusement être réalisés à partir d'oxydes de nickel et/ou de fer et/ou de cobalt.
  • La couche 8, en matériau magnétique m, peut également être en matériau magnétique dur, de type aimant permanent. À titre d'exemple, le matériau de cette couche peut alors être choisi parmi les alliages fer/samarium (Fe/Sm), cobalt/samarium (Co/Sm), cobalt/platine (Co/Pt), cobalt/chrome (Co/Cr) et fer/néodyne/bore (FeNdB).
  • Les couches magnétiques et ferromagnétiques sont avantageusement formées par pulvérisation ("sputtering"), par exemple par pulvérisation cathodique, évaporation ou pulvérisation ionique.
  • Les figures 6 et 7 illustrent la variation de la fréquence de résonance ferromagnétique fFMR en fonction des épaisseurs respectives des couches 7 en matériau ferromagnétique et 8 en matériau magnétique pour un circuit magnétique fermé 6 comportant une couche 7 en CoFe (respectivement en Fe65Co35, Co50 Fe50 et Co90Fe10) entre deux couches 8 en NiMn. Sur la figure 6, l'épaisseur eAF des couches 8 en matériau antiferromagnétique est maintenue constante, à 500Å. La fréquence de résonance ferromagnétique varie alors de 3GHz à 10Ghz, lorsque l'épaisseur eF de la couche mince 7 en matériau ferromagnétique passe de 2000Å à 100Å. Sur la figure 7, l'épaisseur eF de la couche 7 en matériau ferromagnétique est maintenue constante, à 500Å. La fréquence de résonance ferromagnétique, initialement comprise entre 1,8 et 3,5GHz (en fonction de l'alliage CoFe particulier choisi), augmente jusqu'à environ 5Ghz, lorsque l'épaisseur eAF de la couche 8 en matériau antiferromagnétique passe de 100Å à 600Å.
  • En tenant compte de ces variations, les épaisseurs respectives des couches en matériau magnétique et en matériau ferromagnétique peuvent être choisies en fonction des applications visées, de manière à adapter les fréquences en jouant sur les épaisseurs des couches 7 et 8. Les différentes couches 7 et 8 peuvent avoir toutes la même épaisseur ou des épaisseurs différentes.
  • Les figures 8 à 10 illustrent le choix du point de fonctionnement (représenté par un point noir) sur un diagramme représentant les variations de l'atténuation S21 en fonction de la fréquence f pour diverses applications. À titre d'exemple, sur la figure 8, les épaisseurs respectives des couches 7 et 8 sont choisies de manière à ce qu'un pic de résonance unique soit centré sur une fréquence à filtrer, pour réaliser une fonction de filtrage coupe-bande unique. Sur la figure 9, les épaisseurs respectives des couches 7 et 8 sont choisies de manière à ce que des pics de résonance séparés, sans chevauchement, soient respectivement centrés sur différentes fréquences à filtrer, pour réaliser une fonction de filtrage coupe-bande multiple ou une fonction passe-bande. Le choix de deux ou trois épaisseurs adéquates permet notamment de définir deux ou trois pics de résonance séparés pour des fonctions de filtrage coupe-bande double ou triple.
  • Ces différents types de fonctions de filtrage peuvent notamment être utilisées dans :
    • les mélangeurs de fréquences dont on cherche à nettoyer la bande spectrale d'au moins une fréquence parasite associée à la fréquence propre d'un oscillateur local,
    • les circuits de transmission dans lesquels on cherche à éliminer au moins une harmonique du signal de base,
    • les systèmes de transmission multicanaux dont on cherche à améliorer l'isolation intercanal,
    • les oscillateurs dont on cherche à améliorer la pureté spectrale...
  • La figure 10 illustre la combinaison de pics de résonance multiples avec chevauchement pour la réalisation de fonctions de filtrage destinées à éliminer la transmission de signaux dans la bande spectrale supérieure, notamment pour des filtres passe-bas et des filtres suppresseurs de bruit ("noise suppressor").
  • Les figures 11 et 12 illustrent le choix du point de fonctionnement sur un diagramme représentant, en traits pleins, les variations des pertes magnétiques µ" en fonction de la fréquence f, avec trois pics de résonance séparés, correspondant chacun à une perméabilité µ' différente, représentée en pointillés.
  • Comme représenté sur la figure 11, le composant, dans lequel le conducteur électrique 3 constitue un élément d'une ligne de transmission RF ou une ligne de transmission RF, peut être utilisé dans sa bande d'absorption, avec un point de fonctionnement centré sur la fréquence de résonance magnétique. Il peut également, comme représenté à la figure 12, être utilisé avant sa bande d'absorption pour augmenter l'inductance et le facteur de qualité de la ligne et/ou réduire la longueur de la ligne grâce à la diminution de la longueur d'onde du signal. Un tel élément de ligne de transmission peut alors être utilisé dans une ligne de transmission pour des applications micro-ondes. Ceci permet notamment d'améliorer les performances et la compacité de circuits existants (filtres RLC, lignes demi-onde et quart d'onde...) et de créer de nouvelles fonctionnalités.
  • Par ailleurs, l'association de couches 7 et 8 permet d'exploiter à des fins dynamiques la rotation cohérente de l'aimantation à 90° de la direction de piégeage résultant du couplage d'échange. L'aimantation de la couche 7 en matériau ferromagnétique est maintenue dans un état quasi-saturé en raison du fort piégeage dû au couple d'échange. Les couches sont donc naturellement du type à domaine unique (monodomaine) et il est ainsi possible de s'affranchir des problèmes classiquement liés à la répartition de l'aimantation en domaines. Le comportement théorique dissipatif est alors quasi-optimal, la rotation de l'aimantation à 90° de la direction de piégeage s'apparentant au cas idéal théorique dans lequel la répartition du moment est homogène et les couches sans domaine.
  • Les différentes couches 7 en matériau ferromagnétique peuvent avoir des directions de piégeage identiques ou opposées en fonction des applications visées. Ces directions de piégeage peuvent également être orientées, de façon identique ou différente, selon les besoins.
  • Il est ainsi possible de réaliser des adaptations en fréquence en jouant indépendamment sur les épaisseurs des différentes couches, en matériau magnétique et/ou ferromagnétique, et/ou sur les directions et/ou sur les orientations angulaires de piégeage des couches dans leur plan. Il est notamment possible d'obtenir une adaptabilité en fréquence allant typiquement de 5 à 20GHz en jouant simplement sur les épaisseurs respectives des couches 7 et 8.
  • Le composant peut être fabriqué par des procédés standard de fabrication utilisés en microélectronique. Les figures 13 à 15 illustrent, en coupe, trois variantes de réalisation possibles pour réaliser le circuit magnétique 6 entourant le conducteur électrique 3.
  • Dans la variante de réalisation de la figure 13, une cavité est formée dans le substrat 1.Cette cavité comporte un fond plat et deux parois latérales planes inclinées, s'évasant vers le haut de la cavité. Si la cavité est formée dans un substrat 1, en silicium Si<100> par exemple, par gravure anisotrope (KOH), les parois latérales inclinées de la cavité font un angle de 54°7 avec l'horizontale. Le fond et les parois de la cavité sont recouverts par le matériau isolant 2. Une partie inférieure du circuit magnétique 6 est ensuite formée par dépôt successif des différentes couches 7 et 8 le constituant sur le fond et les parois de la cavité. Après un nouveau dépôt de matériau isolant 2, le conducteur électrique 3 est formé à l'intérieur de la cavité par dépôt du conducteur, puis planarisation. Une couche de matériau isolant 2, dont l'épaisseur contrôle l'épaisseur de l'entrefer du circuit magnétique 6, est ensuite déposée à plat sur la cavité. Puis, une paroi plane constituant la partie supérieure du circuit magnétique 6 est formée par dépôt des différentes couches 7 et 8 au-dessus de cette dernière couche d'isolant. Comme représenté sur la figure 13, le circuit magnétique 6, entourant la quasi-totalité du conducteur 3, comporte ainsi 2 entrefers entre ses parties inférieure et supérieure.
  • Dans la variante de réalisation de la figure 14, une cavité est formée dans une couche de matériau isolant 2 recouvrant le substrat 1. Comme sur la figure 13, cette cavité comporte un fond plat et deux parois latérales inclinées s'évasant vers le haut. Elle est formée dans le matériau isolant 2 par gravure à partir d'une résine lithographiée (par exemple PFRIX420 19Cp) présentant des flancs en bord de motifs faisant un angle compris entre 10° et 45° avec l'horizontale. L'ajustement de cet angle est possible, par exemple en utilisant une technique d'insolation de proximité avec une distance contrôlée entre le masque et la résine. Cette distance contrôlée est typiquement comprise entre 10 et 100µm. Une autre technique possible consiste à utiliser des masques à contraste de phase. Comme sur la figure 13, la partie inférieure du circuit magnétique 6 est ensuite formée par dépôt successif des différentes couches 7 et 8 le constituant sur le fond et les parois de la cavité. Après un nouveau dépôt de matériau isolant 2, le conducteur électrique 3 est formé à l'intérieur de la cavité par dépôt du conducteur, puis planarisation. Une couche de matériau isolant 2, dont l'épaisseur contrôle l'épaisseur de l'entrefer du circuit magnétique 6, est ensuite déposée à plat sur la cavité. Puis, une paroi plane constituant la partie supérieure du circuit magnétique 6 est formée par dépôt des différentes couches 7 et 8 au-dessus de cette dernière couche d'isolant.
  • Dans la variante de réalisation de la figure 15, la partie inférieure du circuit magnétique 6 est constituée par une paroi plane formée, sur une couche 2 en matériau isolant, par dépôt successif des différentes couches 7 et 8. Après dépôt d'une nouvelle couche de matériau isolant 2 et planarisation, le conducteur électrique 3 est formé à l'intérieur d'un caisson réalisé dans le matériau isolant. Il est ensuite recouvert par le matériau isolant. Le matériau isolant est ensuite gravé, jusqu'à la partie inférieure du circuit magnétique 6, avec une forme de trapèze, délimité par une paroi supérieure plane et par deux parois latérales inclinées, se rétrécissant vers le haut. Comme dans le mode de réalisation de la figure 14, le trapèze est formé dans le matériau isolant 2 par gravure à partir d'une résine lithographiée (par exemple PFRIX420 19Cp) présentant des flancs en bord de motifs faisant un angle compris entre 10° et 45° avec l'horizontale. L'ajustement de cet angle est possible, par exemple en utilisant une technique d'insolation de proximité avec une distance contrôlée, typiquement comprise entre 10 et 100µm, entre le masque et la résine ou en utilisant des masques à contraste de phase. La partie supérieure du circuit magnétique est ensuite formée par dépôt successif des différentes couches 7 et 8 le constituant sur la paroi supérieure plane et sur les parois latérales inclinées du trapèze. La partie supérieure du circuit 6 est en contact avec sa partie inférieure, réalisant ainsi un circuit magnétique 6 fermé.
  • Les variantes de réalisation des figures 14 et 15 sont avantageuses par rapport à la variante de réalisation de la figure 13 car elles permettent de réduire les angles formés par les parois latérales inclinées et l'horizontale à des valeurs comprises entre 10° et 45°. Ceci permet de garantir les performances dynamiques (perméabilité élevée) du matériau magnétique déposé sur ces parois latérales inclinées.
  • La variante de réalisation selon la figure 15 est d'autant plus avantageuse qu'elle est la seule à permettre la réalisation d'un circuit magnétique 6 fermé, avec une partie inférieure optimale en ce qui concerne la pente des parois inclinées et une partie supérieure optimale constituée par une paroi plane. Une partie supérieure constituée par une paroi plane n'est, par contre, pas réalisable avec les procédés de réalisation utilisés dans les variantes de réalisation des figures 13 et 14 si l'on veut un circuit magnétique fermé.
  • Dans une autre variante, les parties latérales du circuit magnétique 6 du composant de la figure 15 peuvent être omises, formant ainsi (comme sur les figures 13 et 14) un circuit magnétique avec 2 entrefers.
  • Le composant selon l'invention forme ainsi un microrésonateur magnétique pouvant être utilisé indifféremment en topologie coplanaire, microruban ou tri-plaque. La fabrication d'un tel composant est compatible avec les techniques de la microélectronique et avec différents types de substrats (Si, SOI, céramique, PCB, Kapton®...).
  • À titre d'exemple, dans le domaine du filtrage, le composant selon l'invention permet, en topologie coplanaire, d'ajuster la fréquence centrale d'un filtre de 2 à 20GHz, avec une atténuation maximale de -30dB/mm et des pertes d'insertion inférieures à -3dB/mm.
  • À titre d'exemple, un composant C selon la figure 1 peut comporter :
    • un conducteur électrique 3 et des plans de masse 4 de 5 à 150µm de large, de 100 à 1000µm de long et de 0,5 à 5µm d'épaisseur,
    • un isolant 2, constitué par une résine à base de benzocyclobutène (BCB), de moins de 1 µm d'épaisseur entre le conducteur électrique 3 et le circuit magnétique fermé 6,
    • un empilement de couches 7 et 8 (f/m)n comme représenté à la figure 4, avec n compris entre 1 et 100, dans lequel les couches 7 en alliage FeCo ont chacune une épaisseur comprise entre 0,01 et 0,5µm et les couches 8 en alliage NiMn ont chacune une épaisseur comprise entre 0,01 et 0,05µm,
      ou
      un empilement de couches 7 et 8 (m/f/m)n selon la figure 5, de 0,1 à 1 µm d'épaisseur.
  • Les figures 16 à 18 illustrent diverses variantes de réalisation d'un circuit de transmission radiofréquence utilisant au moins un composant C.
  • Le circuit de transmission selon la figure 16 se distingue du circuit de transmission selon la figure 3 par le fait que le circuit magnétique 6 du composant C est mis à la masse, par exemple au moyen de connexions électriques transversales 9, connectant le circuit magnétique 6 aux plans de masse 4 disposés de part et d'autre du composant C. Ceci permet d'augmenter la capacité d'absorption du circuit. Dans la variante de réalisation illustrée à la figure 16, trois connexions électriques transversales 9 sont associées à chaque plan de masse. Deux de ces connexions 9 d'extrémités connectent les extrémités du circuit magnétique 6 aux extrémités du plan de masse associé, tandis qu'une troisième connexion 9, centrale, est disposée entre les deux autres.
  • Le circuit selon la figure 17 se distingue du circuit selon la figure 16 par la suppression de la partie des plans de masse 4 qui est disposée entre les deux connexions électriques 9 d'extrémités.
  • Dans les circuits selon les figures 16 et 17, comme sur la figure 3, le conducteur 3 du composant C appartient à une ligne de transmission centrale, disposée entre deux plans de masse 4 latéraux
  • Un circuit de transmission peut comporter plusieurs composants C. Les circuits selon les figures 18 et 19, par exemple, se distinguent du circuit selon la figure 3 par le fait qu'ils comportent deux composants (C1, C2), disposés respectivement entre une ligne de transmission centrale (10) et les plans de masse (4) latéraux. Sur la figure 18, il n'y a pas de liaison électrique entre la ligne de transmission centrale (10) et les conducteurs 3 des composants C1 et C2, tandis que sur la figure 19, les conducteurs électriques 3 des composants C1 et C2 sont connectés électriquement, par des connexions 11, au niveau de leurs extrémités, à la ligne de transmission centrale. Plusieurs composants C1 (ou C2) peuvent également être disposés, par exemple côte à côte ou l'un au-dessus de l'autre, entre la ligne de transmission centrale 10 et l'un des plans de masse 4.

Claims (18)

  1. Composant microélectronique intégré comportant au moins un conducteur électrique (3), constituant un élément de ligne de transmission pour une onde électromagnétique radiofréquence, et des moyens de filtrage du bruit électromagnétique, lesdits moyens de filtrage du bruit électromagnétique comportant une couche (7) en matériau ferromagnétique, composant caractérisé en ce que, le matériau ferromagnétique ayant une valeur d'aimantation à saturation (Ms) supérieure ou égale à 800kA/m, les moyens de filtrage du bruit électromagnétique sont constitués par un circuit magnétique (6), entourant le conducteur (3) et formé au moins par la superposition de ladite couche (7) en matériau ferromagnétique et d'une couche (8) en matériau magnétique, de manière à ce que la couche en matériau magnétique (8) génère dans la couche (7) en matériau ferromagnétique adjacente une anisotropie magnétique uniaxiale.
  2. Composant selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit magnétique (6) entourant le conducteur (3) est un circuit magnétique fermé.
  3. Composant selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit magnétique (6) entourant le conducteur (3) comporte au moins un entrefer.
  4. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le matériau ferromagnétique a une valeur d'aimantation à saturation (Ms) de l'ordre de 1920kA/m.
  5. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le circuit magnétique (6) est constitué par l'alternance d'une pluralité de couches (7) en matériau ferromagnétique et de couches (8) en matériau magnétique.
  6. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le matériau magnétique est un matériau antiferromagnétique.
  7. Composant selon la revendication 6, caractérisé en ce que le matériau antiferromagnétique est choisi parmi les alliages à base de manganèse et d'un élément choisi parmi le nickel, le fer, le platine et l'iridium.
  8. Composant selon la revendication 6, caractérisé en ce que le matériau antiferromagnétique est réalisé à partir d'oxydes de nickel et/ou de fer et/ou de cobalt.
  9. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que le matériau magnétique est un matériau magnétique dur.
  10. Composant selon la revendication 9, caractérisé en ce que le matériau magnétique est choisi parmi les alliages fer/samarium, cobalt/samarium, cobalt/platine, cobalt/chrome et fer/néodyne/bore.
  11. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le matériau ferromagnétique est choisi parmi le fer, le cobalt, les alliages à base de fer et/ou de cobalt.
  12. Composant selon la revendication 11, caractérisé en ce que le matériau ferromagnétique est choisi parmi Fe65Co35, CO50 Fe50 et Co90Fe10.
  13. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que les épaisseurs respectives des couches (7, 8) en matériau magnétique et en matériau ferromagnétique sont choisies de manière à ce qu'un pic de résonance unique soit centré sur une fréquence à filtrer.
  14. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, caractérisé en ce que les épaisseurs des couches (7, 8) en matériau magnétique et en matériau ferromagnétique sont choisies de manière à ce que des pics de résonance séparés soient respectivement centrés sur différentes fréquences à filtrer.
  15. Composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que le circuit magnétique (6) est mis à la masse.
  16. Circuit de transmission comportant au moins une ligne de transmission centrale et deux plans de masse (4) latéraux, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un composant selon l'une quelconque des revendications 1 à 15.
  17. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que le conducteur (3) du composant appartient à la ligne de transmission centrale.
  18. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte au moins deux composants (C1, C2), disposés respectivement entre la ligne de transmission centrale (10) et les plans de masse (4) latéraux.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1733245B1 (fr) * 2004-03-29 2008-05-14 Koninklijke Philips Electronics N.V. Systeme d'imagerie par resonance magnetique
FR3066858B1 (fr) * 2017-05-23 2019-06-21 Soitec Procede pour minimiser une distorsion d'un signal dans un circuit radiofrequence

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4853660A (en) * 1988-06-30 1989-08-01 Raytheon Company Integratable microwave devices based on ferromagnetic films disposed on dielectric substrates
US4980657A (en) * 1989-09-29 1990-12-25 Westinghouse Electric Corp. Coplanar waveguide frequency selective limiter
US5594397A (en) * 1994-09-02 1997-01-14 Tdk Corporation Electronic filtering part using a material with microwave absorbing properties
JP3921246B2 (ja) * 1994-12-22 2007-05-30 Ｎｅｃトーキン株式会社 ノイズフィルタ用薄膜
JPH1012442A (ja) * 1996-06-24 1998-01-16 Daido Steel Co Ltd 広帯域ノイズフィルタ
US5892412A (en) * 1997-02-20 1999-04-06 Lucent Technologies Inc. Method of and an apparatus for tunable passive-gain equalization
JPH10289821A (ja) * 1997-04-15 1998-10-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波帯域用磁気デバイス
JP2002111233A (ja) * 2000-10-03 2002-04-12 Victor Co Of Japan Ltd プリント配線板及びその製造方法
JP2003257739A (ja) * 2002-02-28 2003-09-12 Koa Corp 高周波デバイス

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