EP1504459A1 - Coupleur magnetique unitaire et alimentation a decoupage - Google Patents

Coupleur magnetique unitaire et alimentation a decoupage

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Publication number
EP1504459A1
EP1504459A1 EP03740672A EP03740672A EP1504459A1 EP 1504459 A1 EP1504459 A1 EP 1504459A1 EP 03740672 A EP03740672 A EP 03740672A EP 03740672 A EP03740672 A EP 03740672A EP 1504459 A1 EP1504459 A1 EP 1504459A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
power supply
inductance
inductor
circuit
switch
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP03740672A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Christophe Thales Intellectual Property TAURAND
Philipe Thales Intellectual Property BOGDANIK
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
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Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP1504459A1 publication Critical patent/EP1504459A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/14—Inductive couplings

Definitions

  • the invention relates to a unitary magnetic coupler.
  • the invention also relates to a switching power supply and information transmission equipment using such a coupler.
  • the field of the invention is that of power supplies having the function of delivering DC voltages from an AC or DC network.
  • “Flyback” or “Forward” type power supplies are low-power switching power supplies, frequently used in particular because of their simplicity of control.
  • the “Flyback” type power supply is particularly interesting because of its reduced size since it requires only one magnetic element to carry out the energy conversion.
  • a “flyback” type supply diagrammatically shown in FIG. 1a) is a switching power supply with energy accumulation.
  • a primary circuit P comprising connected in series, a voltage source V * n> a switch M, for example a transistor OS and an inductance Lp consisting of a winding of Np turns, and a secondary circuit S comprising connected in series , an inductance Ls consisting of a winding of Ns turns, magnetically coupled to Lp, a capacitance C out connected to a load represented here by a resistor R cha rge and a rectifier D, for example a diode.
  • phase ⁇ corresponding to the direction of the winding, is identified by a circle.
  • the first and second windings have the same phase.
  • the transformer T designates the coupling circuit comprising the primary inductance Lp and the secondary inductance Ls.
  • the current flowing through the primary circuit is i p , and the voltages across the primary circuit and the switch are V * n and VM respectively; the current flowing through the secondary circuit is i s , and the voltages across the secondary circuit and the diode are V or t and V D respectively .
  • inductive storage In this “Flyback” type supply, the two windings are not traversed simultaneously by the current.
  • the operation of this power supply, called inductive storage is based on the realization of energy transfer cycles comprising a phase of magnetic energy accumulation in the inductive element of the primary circuit (in this case Lp), followed a phase of restitution of this energy to a secondary source through the secondary circuit.
  • FIGS. 1d) and 1e the waveforms in continuous mode, according to which the current i s does not cancel at the end of operation of the secondary diode D. It is furthermore assumed for simplicity that the current i p instantly goes from its maximum value to 0.
  • V * _ P across the inductance Lp varies as a function of time between a maximum value equal to V * n and a minimum value equal to -V or t * Np / N s .
  • the current i p shown in FIG. 1e) varies as a function of time between a maximum value i Ma ⁇ and 0; the current i s varies as a function of time between 0 and a maximum value equal to i-viax * Ns / N p .
  • a “Forward” type supply diagrammatically represented in FIG. 2a) is a switching power supply with direct energy transfer.
  • a primary circuit P comprising connected in series, a voltage source V * n , a switch M, for example a MOS transistor and an inductance Lp consisting of a winding of Np turns, and, mounted in parallel with the inductance Lp and the switch M, a demagnetization circuit of the transformer which can be a diode D of m in series with an inductance L e m , magnetically coupled to Lp, consisting of a winding of N em turns.
  • the diode Dd ⁇ m and the inductance Ldem can be replaced by other components.
  • the secondary circuit S comprises in series an inductance
  • Ls consisting of a winding of Ns turns, magnetically coupled to Lp, a capacitance C or t connected to a load represented here by a resistance
  • Rc h arge an inductor L, a first rectifier D1, for example a diode, and mounted in parallel with the inductor Ls and the rectifier D1, a second rectifier D2 which can also be a diode.
  • phase ⁇ of each of the windings of Lp, L of m and Ls is identified by a circle.
  • the windings of Lp and Ls have the same phase, contrary to the phase of the winding of L of m-
  • the transformer T designates the coupling circuit comprising the primary inductance Lp, the secondary inductance Ls and the inductance L d em-
  • the current flowing through the primary circuit is i p and the voltages across the primary circuit and the switch are Vj n and V respectively; the current passing through the secondary circuit is i S) and the voltages at the terminals of the secondary circuit and of the diode D1 are respectively V out and V D * ⁇ .
  • the two windings operate simultaneously; there is a direct transfer of energy between the inductances Lp and Ls.
  • the diode D1 When the switch M is open (FIG. 2c), the diode D1 is blocked, and the diodes D2 and D of m turn on.
  • the freewheeling diode D2 ensures the continuity of the current i s in the inductance L and the diode Ddem ensures the continuity of the magnetic energy stored in the inductance Lp during the previous phase (ie during T on ) by transferring this stored energy to V ⁇ for a time equal to T on * Ndem / N p : D em demagnetizes the transformer T.
  • FIGS. 2e) and 2f) represent the waveforms. For simplicity, it is assumed that the current i p instantly passes from its maximum value to O.
  • V * _ p across the inductance Lp varies as a function of time between V * n and -V in * Np / Ndem-
  • the current i p shown in FIG. 2f) varies as a function of time between a maximum value i Maxp and 0; the current i s varies as a function of time between a maximum value equal to ii iax s and a minimum value i m ⁇ n .
  • a primary circuit P comprises at least one switch M mounted in series with a voltage source V * n and a first inductance Lp
  • a secondary circuit comprises at least one rectifier D mounted in series with a second inductance Ls and a capacitance C out connected to a load
  • the primary and secondary circuits are coupled by means of a coupling circuit comprising at least the primary inductances Lp and secondary Ls magnetically coupled together.
  • FIG. 15 conventionally modeled by a leakage inductance Lf in series with the inductance Lp, as shown in FIG. 3a) for a “Flyback” type supply and FIG. 3b) for a “Forward” type supply.
  • V v storageM V v in + ⁇ - -v ⁇ * N v ou, t + '- ⁇ * N v in * - - ⁇ -
  • the leakage inductance creates an overvoltage term at the terminals of the switch, of the form
  • the energy stored in the leakage inductor is generally dissipated during the switching phases.
  • the switching losses at the opening of the switch are proportional to T fa ⁇ .
  • Dissipative R, C, D circuits that is to say comprising Resistance, Capacitance and Diode
  • R, C, D circuits are very effective in limiting the overvoltage but they dissipate all the energy contained in the leakage inductance, which reduces the overall efficiency.
  • the capacitance C limits the overvoltage term at the opening of the switch M; resistor R discharges the voltage across C and thus dissipates the energy contained in the leakage inductance.
  • Switching assistance circuits are often used to reduce overvoltages at the terminals of switch M.
  • FIG. 5 An example of a “Flyback” type supply using a poorly dissipative CALC circuit is shown in FIG. 5.
  • the capacity limits the overvoltages at the terminals of the switch M.
  • an oscillating assembly with L and C makes it possible to reverse the voltage at the terminals of C.
  • the losses in the diodes D1, D2 and in the inductance L limit the share of energy recovered by the assembly; in addition it is also necessary to dampen the oscillations of the assembly L, C, which also degrades the yield.
  • An important object of the invention is therefore to propose a circuit making it possible to reduce in “Flyback” or “Forward” type power supplies, the overvoltages at the terminals of the switch M, the switching losses and the energy losses contained in the leakage inductance.
  • the invention provides a unitary magnetic coupler comprising a first inductance Lp consisting of a first phase winding ⁇ and having a number N of turns between the two ends of the first winding and, magnetically coupled to the first inductance Lp , a second inductance Ls consisting of a second winding of the same phase ⁇ and having the same number N of turns between the two ends of the second winding, characterized in that the ends of the first and second windings are connected together by a connection comprising a capacity of the same value.
  • Such a coupler whose inductance of the primary circuit has the same number of turns as the inductance of the secondary circuit makes it possible to have the same voltage across the terminals of the primary and secondary windings of the same phase and therefore to use a capacitive link to counter the effect of the leakage inductance, without increasing the switching losses.
  • the invention also relates to a switching power supply comprising a primary circuit P coupled to a secondary circuit S by means of a magnetic coupling circuit, characterized in that the magnetic coupling circuit is a unitary magnetic coupler as described. "_-" - "
  • the power supply can be of the “FLYBACK” or “FORWARD” type.
  • the primary P and secondary S circuits are capable of generating across the terminals of each capacity of the unit magnetic coupler, a voltage not varying as a function of the switching frequency.
  • the invention also relates to information transmission equipment comprising at least one information transmission-reception device connected to a two-wire data bus, characterized in that it comprises a unitary coupler as described, capable of connect the information transmission / reception device to the two-wire data bus.
  • FIGS. 1a) to 1e) already described show diagrammatically, respectively a “Flyback” type supply, its operating phases when the switch is closed and then open, and its waveforms
  • FIGS. 2a) to 2f) already described schematically respectively represent a “Forward” type supply, its operating phases when the switch is closed and then open, then when the diode D of is also open, and its waveforms
  • FIG. 4 already described schematically represents a supply of “Flyback” type comprising a dissipative R, C, D circuit
  • FIG. 5 already described diagrammatically represents a “Flyback” type supply comprising a poorly dissipative CALC circuit
  • FIG. 6 diagrammatically represents a unit coupler according to the invention
  • the figures 7a) and 7b) schematically represent, respectively, a “Flyback” type supply and a “Forward” type supply, comprising a unitary coupler according to the invention
  • FIG. 8 schematically represents an example of an information transmission system comprising a unitary coupler according to the invention.
  • the circuit used to reduce in a supply, the overvoltages at the terminals of the switch M, the losses by switching and the losses of energy contained in the leakage inductance, is a unitary coupler.
  • a unitary coupler is a transformer in which the winding of the inductance Lp of the primary circuit has the same number of turns and the same phase as the winding of the inductance Ls of the secondary circuit.
  • a first link (link 1) comprising a first capacitor C1 connects the ends of the windings of the inductors Lp and Ls; and a second link (link 2) comprising a second capacitor C2, of the same value as the first capacitor C1, connects the other ends of the inductors Lp and Ls.
  • This coupler allows coupling at relatively low frequencies (a few tens of kHz), up to a few tens of MHz while reducing losses.
  • the capacitor chosen for the capacitive connections preferably has very low parasitic inductance and series resistance.
  • This coupler is advantageously used in “Flyback” or “Forward” type power supplies as shown in FIGS. 7a) and 7b).
  • the capacitive links cancel the overvoltage at the terminals of the switch M when opening M. It is therefore not necessary to add circuits R, C, D or CALC, nor to oversize the switch M in tension.
  • the energy stored in the leakage inductance is directly transferred into the capacitive links which transfer this energy into the secondary circuit.
  • the configurations minimizing the common mode voltages between the primary and secondary circuits are chosen so that the capacitive links can be used, that is to say the configurations allowing the voltage across the capacitors C1 (respectively C2) to vary not depending on the switching frequency.
  • FIG. 7a A “Flyback” type supply not generating high common mode voltages at the switching frequency, and using a unit coupler according to the invention is shown in FIG. 7a).
  • It comprises a primary circuit P comprising connected in series, a voltage source V * n ,, an inductance Lp and a switch M, and a secondary circuit S comprising connected in series, a capacitance C or t, connected to a load shown here by a resistor Rcharge, a rectifier D and an inductance Ls.
  • the coupling circuit between the primary P and secondary S circuits comprises a unitary coupler according to the invention; the inductances Lp and Ls are therefore identical and connected by capacitive links of the same value.
  • a “Forward” type power supply that does not generate high common mode voltages at the switching frequency, and using a unit coupler according to the invention is shown in FIG. 7b).
  • It comprises a primary circuit P comprising connected in series, a voltage source V * n ,, an inductance Lp and a switch M, and mounted in parallel with the inductance Lp and the switch M, means for demagnetize the transformer, such as for example those of FIG. 2a); it also includes a secondary circuit S comprising connected in series, a capacitance C out , connected to a load represented here by a resistance Rcharge, an inductance L, a first rectifier D1 and an inductance Ls, and mounted in parallel with the rectifier D1 and inductance Ls, a rectifier D2.
  • the coupling circuit between the primary P and secondary S circuits comprises a unitary coupler according to the invention; the inductances Lp and Ls are therefore identical and connected by capacitive links of the same value.
  • the unitary coupler according to the invention is applicable in particular to power supplies in which a M transistor is used as switch M, and / or as rectifiers D1, D2 and or Ddem, uncontrolled rectifiers such as diodes, or even controlled rectifiers such only Mos.
  • the unitary coupler according to the invention is in particular applicable to converters with inductive storage as described in patents Nos. 2,729,471, 2,729,516 and 2,773,013.
  • the power supplies described allow better efficiency and lower overvoltages at the terminals of the switch without significantly increasing the complexity of the circuits, as in the case of circuits including R, C, D or CALC circuits.
  • the use of capacities enables high frequency coupling, which can exceed 100 MHz.
  • the unitary coupler according to the invention can then be used to transmit information at high frequency: capacitive coupling allows rapid transmission of information which is relayed by magnetic coupling at frequencies of a few tens of KHz to several tens of MHz.
  • FIG. 8 An example of an information transmission system is shown in FIG. 8. It comprises two pieces of equipment E1 and E2 linked together by a two-wire data bus B. Each of the pieces of equipment E1 and E2 comprises a device for transmitting and receiving information T / R connected to the data bus B by means of a unit coupler according to the invention and resistors R.
  • the coupler according to the invention can be applied to any device using a magnetic transformer.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

L'invention concerne un coupleur magnétique unitaire comprenant une première inductance (Lp) constituée d'un premier enroulement de phase φ et présentant le même nombre N de spires entre les deux extrémités du deuxième enroulement, caractérisé en ce que les extrémités des premier et deuxième enroulements sont reliées entre elles par une liaison comportant une capacité (C1, C2) de même valeur.

Description

COUPLEUR MAGNETIQUE UNITAIRE ET ALIMENTATION A
DECOUPAGE
L'invention concerne un coupleur magnétique unitaire.
L'invention a aussi pour objet une alimentation à découpage et un équipement de transmission d'information utilisant un tel coupleur.
Le domaine de l'invention est celui des alimentations ayant pour fonction de délivrer des tensions continues à partir d'un réseau alternatif ou continu.
On considère plus particulièrement les alimentations de faible puissance, typiquement inférieure à 150 W.
On cherche à minimiser l'encombrement et le poids des alimentations.
Les alimentations de type « Flyback » ou « Forward » sont des alimentations à découpage, de faible puissance, fréquemment utilisées en particulier en raison de leur simplicité de commande. L'alimentation de type « Flyback » est particulièrement intéressante en raison de son encombrement réduit car elle ne nécessite qu'un seul élément magnétique pour réaliser la conversion d'énergie.
On rappelle que dans les alimentations à découpage, la tension continue est découpée par un interrupteur fonctionnant en commutation selon une fréquence dite de découpage. On va à présent décrire une configuration d'alimentation de type
« Flyback » et une configuration d'alimentation de type « Forward » : ce sont des exemples choisis parmi diverses configurations connues.
Une alimentation de type « Flyback » schématiquement r présentée figure 1a) est une alimentation à découpage à accumulation d'énergie.
Elle comprend un circuit primaire P comportant montés en série, une source de tension V*n> un interrupteur M, par exemple un transistor OS et une inductance Lp constituée d'un enroulement de Np spires, et un circuit secondaire S comportant montés en série, une inductance Ls constituée d'un enroulement de Ns spires, magnétiquement couplée à Lp, une capacité Cout reliée à une charge représentée ici par une résistance Rcharge et un redresseur D, par exemple une diode. Pour chacun des enroulements de Lp et de Ls, la phase φ, correspondant au sens de l'enroulement, est repérée par un rond. Dans l'exemple présenté, les premier et deuxième enroulements ont la même phase. On désigne par transformateur T le circuit de couplage comportant l'inductance primaire Lp et l'inductance secondaire Ls.
Le courant traversant le circuit primaire est ip, et les tensions aux bornes du circuit primaire et de l'interrupteur sont respectivement V*n et VM ; le courant traversant le circuit secondaire est is, et les tensions aux bornes du circuit secondaire et de la diode sont respectivement Vout et VD.
Dans cette alimentation de type « Flyback », les deux enroulements ne sont pas parcourus simultanément par le courant. Le fonctionnement de cette alimentation, dite à stockage inductif, est basé sur la réalisation de cycles de transfert d'énergie comprenant une phase d'accumulation d'énergie magnétique dans l'élément inductif du circuit primaire (en l'occurrence Lp), suivie d'une phase de restitution de cette énergie à une source secondaire à travers le circuit secondaire.
On va à présent décrire les différentes phases de fonctionnement de cette alimentation, en relation avec les figures 1b) puis 1c). On rappelle au préalable un principe de base qui sous-tend dans la suite certaines explications : il est impossible d'imposer une discontinuité de tension aux bornes d'un condensateur et une discontinuité de courant dans une inductance.
Lorsque l'interrupteur M est fermé (figure 1b), c'est-à-dire pendant Ton, l'énergie est stockée dans l'inductance Lp ; la diode est bloquée car la tension VD à ses bornes est négative et donc le courant is est nul.
Lorsque l'interrupteur M est ouvert, c'est-à-dire pendant Tdec-T0n, Tdec étant la période de découpage, le courant ip est nul (figure 1c), la continuité de l'énergie magnétique entraîne le transfert dans l'inductance Ls de l'énergie préalablement stockée dans l'inductance Lp et la mise en conduction de la diode D : D démagnétise le transformateur T. Cette phase se termine si le courant s'annule dans la diode D ou si l'on atteint la fin de la période de découpage.
On a représenté figures 1d) et 1e) les formes d'onde en mode continu, selon lequel le courant is ne s'annule pas en fin de fonctionnement de la diode secondaire D. On suppose en outre pour simplifier que le courant ip passe instantanément de sa valeur maximale à 0.
La tension V*_P aux bornes de l'inductance Lp, représentée figure 1d) varie en fonction du temps entre une valeur maximale égale à V*n et une valeur minimale égale à -Vout *Np/Ns.
Le courant ip représenté figure 1e) varie en fonction du temps entre une valeur maximale iMaχ et 0 ; le courant is varie en fonction du temps entre 0 et une valeur maximale égale à i-viax * Ns/Np.
Une alimentation de type « Forward » schématiquement représentée figure 2a) est une alimentation à découpage à transfert direct d'énergie.
Elle comprend un circuit primaire P comportant montés en série, une source de tension V*n, un interrupteur M, par exemple un transistor MOS et une inductance Lp constituée d'un enroulement de Np spires, et, monté en parallèle avec l'inductance Lp et l'interrupteur M, un circuit de démagnétisation du transformateur qui peut être une diode Ddem en série avec une inductance L em, magnétiquement couplée à Lp, constituée d'un enroulement de N em spires. La diode Ddθm et l'inductance Ldem peuvent être remplacés par d'autres composants. Le circuit secondaire S comporte montés en série une inductance
Ls constituée d'un enroulement de Ns spires, magnétiquement couplée à Lp, une capacité Cout reliée à une charge représentée ici par une résistance
Rcharge, une inductance L, un premier redresseur D1 , par exemple une diode, et montée en parallèle avec l'inductance Ls et le redresseur D1 , un deuxième redresseur D2 qui peut être une diode également.
La phase φ de chacun des enroulements de Lp, Ldem et Ls est repérée par un rond. Dans l'exemple présenté, les enroulements de Lp et Ls ont la même phase, contraire à la phase de l'enroulement de Ldem-
De même que précédemment, on désigne par transformateur T le circuit de couplage comportant l'inductance primaire Lp, l'inductance secondaire Ls et l'inductance Ldem-
Le courant traversant le circuit primaire est ip et les tensions aux bornes du circuit primaire et de l'interrupteur sont respectivement Vjn et V ; le courant traversant le circuit secondaire est iS) et les tensions aux bornes du circuit secondaire et de la diode D1 sont respectivement Vout et VD*ι. Dans ce cas d'une alimentation de type « Forward », les deux enroulements fonctionnent simultanément ; il y a un transfert direct de l'énergie entre les inductances Lp et Ls.
On va à présent décrire les différentes phases de fonctionnement de cette alimentation en relation avec les figures 2b) puis 2c) et enfin 2d).
Lorsque l'interrupteur M est fermé (figure 2b), c'est-à-dire pendant Ton, une partie de l'énergie est stockée dans l'inductance Lp (ceci est une partie parasite donc très inférieure à l'énergie du transfert direct) et l'autre partie de l'énergie est directement transférée entre les inductances Lp et Ls et la diode D1 se met en conduction ; un courant is circule dans le circuit secondaire ; les diodes D2 et D em sont bloquées car les tensions à leurs bornes sont négatives.
Lorsque l'interrupteur M est ouvert (figure 2c), la diode D1 est bloquée, et les diodes D2 et Ddem se mettent en conduction. Selon le principe de base évoqué plus haut, la diode D2 dite de roue libre assure la continuité du courant is dans l'inductance L et la diode Ddem assure la continuité de l'énergie magnétique stockée dans l'inductance Lp pendant la phase précédente (c'est-à-dire pendant Ton) en transférant cette énergie stockée à V^ pendant un temps égal à Ton *Ndem/Np : D em démagnétise le transformateur T.
A la fin de la démagnétisation (figure 2d), c'est-à-dire pendant Tdec-Ton*(1+Ndem/Np), Ddem se bloque ; D2 reste en conduction. Il s'agit de la phase de roue libre.
On a représenté figures 2e) et 2f) les formes d'onde. On suppose pour simplifier que le courant ip passe instantanément de sa valeur maximale à O.
La tension V*_p aux bornes de l'inductance Lp, représentée figure 2e) varie en fonction du temps entre V* n et -Vin *Np/Ndem-
Le courant ip représenté figure 2f) varie en fonction du temps entre une valeur maximale iMaxp et 0 ; le courant is varie en fonction du temps entre une valeur maximale égale à ii iaxs et une valeur minimale imιn.
Dans la suite on considère de manière générale qu'un circuit primaire P comporte au moins un interrupteur M monté en série avec une source de tension V* n et une première inductance Lp, qu'un circuit secondaire comporte au moins un redresseur D monté en série avec une deuxième inductance Ls et une capacité Cout reliée à une charge, et que les circuits primaire et secondaire sont couplés au moyen d'un circuit de couplage comportant au moins les inductances primaire Lp et secondaire Ls couplées magnétiquement entre elles. 5 On souhaite réduire encore davantage l'encombrement et le poids de ces alimentations.
Pour pouvoir utiliser des composants de taille réduite tout en obtenant les mêmes possibilités de conversion d'énergie en terme de puissance disponible en sortie, il faut alors augmenter la fréquence de
10 découpage ce qui a notamment comme inconvénients d'augmenter les pertes dans le transformateur, les pertes par commutation dans les autres composants, ce qui diminue le rendement global et donc élève la température et diminue la fiabilité.
Les imperfections hautes fréquences dans le transformateur sont
15 classiquement modélisées par une inductance de fuite Lf en série avec l'inductance Lp, comme représenté figure 3a) pour une alimentation de type « Flyback » et figure 3b) pour une alimentation de type « Forward ».
Dans le cas d'une alimentation de type « Flyback » fonctionnant en mode discontinu, selon lequel le courant is s'annule en fin de fonctionnement
20 de la diode secondaire D, la tension aux bornes de l'interrupteur M à l'ouverture peut être donnée de manière approchée par la formule suivante :
25 A l'ouverture, on considère que le courant décroît de façon linéaire de sa valeur maximale à 0, en un temps Tfaιι qui est le temps de commutation fermé/ouvert de l'interrupteur. On a alors, à l'ouverture de l'interrupteur M , Ton étant le temps pendant lequel l'interrupteur M est fermé,
3 *J0υ V v„ M = V v i-n + ~ — -v τ * N v ou ,t + ' — τ * N v in *— -≈-
Νs Lp Tfall
On constate que l'inductance de fuite crée un terme de surtension aux bornes de l'interrupteur, de la forme
et la puissance Pf mise en œuvre par l'inductance de fuite est
1 V- 2 * T 2 pf -= _*_--. — _----_* — *Lf j Tdec étant la période de découpage.
2 Lp Tdec
L'énergie stockée dans l'inductance de fuite se trouve en général dissipée lors des phases de commutation.
Par ailleurs, les pertes par commutation à l'ouverture de l'interrupteur sont proportionnelles à Tfaιι.
En diminuant le temps de commutation Tfaii on diminue donc les pertes par commutation mais on augmente le terme de surtension aux bornes de l'interrupteur.
Avec par exemple un temps d'ouverture Tfan 100 fois plus faible que le temps de fermeture Ton, et une inductance de fuite Lf de l'ordre de 1% de Lp, on obtient une surtension à la commutation égale à la tension d'alimentation Vjn. Ceci a des conséquences désastreuses sur le dimensionnement en tension de l'interrupteur M, en l'occurrence le transistor M qui doit être un transistor de gamme de tension supérieure et donc plus cher et moins performant.
Dans le cas d'une alimentation de type « Forward », on obtient d'autres équations mais leur interprétation aboutit au même constat.
Plusieurs types de circuit peuvent être utilisés pour contrer l'effet de l' i nd uctance de f u ite .
Des circuits R, C, D (c'est-à-dire comportant Résistance, Capacité et Diode) dissipatifs sont très performants pour limiter la surtension mais ils dissipent toute l'énergie contenue dans l'inductance de fuite ce qui diminue le rendement global. Un exemple d'alimentation de type « Flyback » utilisant un circuit R, C,
D est représenté figure 4. La capacité C limite le terme de surtension à l'ouverture de l'interrupteur M ; la résistance R décharge la tension aux bornes de C et dissipe ainsi l'énergie contenue dans l'inductance de fuite. Des circuits d'aide à la commutation (CALC) sont souvent utilisés pour réduire les surtensions aux bornes de l'interrupteur M.
Un exemple d'alimentation de type « Flyback » utilisant un circuit CALC peu dissipatif est représenté figure 5. Comme précédemment, la capacité limite les surtensions aux bornes de l'interrupteur M. Pour récupérer l'énergie stockée dans C, un montage oscillant avec L et C permet d'inverser la tension aux bornes de C. En pratique les pertes dans les diodes D1 , D2 et dans l'inductance L limitent la part d'énergie récupérée par le montage ; de plus il faut aussi amortir les oscillations du montage L, C, ce qui dégrade aussi le rendement.
Finalement un tel montage est plus complexe et donc moins fiable et le rendement de l'alimentation n'a que peu augmenté.
Un but important de l'invention est donc de proposer un circuit permettant de réduire dans des alimentations de type « Flyback » ou « Forward », les surtensions aux bornes de l'interrupteur M, les pertes par commutation et les pertes d'énergie contenue dans l'inductance de fuite.
Pour atteindre ces buts, l'invention propose un coupleur magnétique unitaire comprenant une première inductance Lp constituée d'un premier enroulement de phase φ et présentant un nombre N de spires entre les deux extrémités du premier enroulement et, couplée magnétiquement à la première inductance Lp, une deuxième inductance Ls constituée d'un deuxième enroulement de même phase φ et présentant le même nombre N de spires entre les deux extrémités du deuxième enroulement, caractérisé en ce que les extrémités des premier et deuxième enroulements sont reliées entre elles par une liaison comportant une capacité de même valeur.
Un tel coupleur dont l'inductance du circuit primaire comporte le même nombre de spires que l'inductance du circuit secondaire permet d'avoir la même tension aux bornes des enroulements primaire et secondaire de même phase et donc d'utiliser une liaison capacitive pour contrer l'effet de l'inductance de fuite, sans augmenter les pertes par commutation.
L'invention a également pour objet une alimentation à découpage comportant un circuit primaire P couplé à un circuit secondaire S au moyen d'un circuit de couplage magnétique, caractérisée en ce que le circuit de couplage magnétique est un coupleur magnétique unitaire tel que décrit. „_-„--„,
PCT/FR03/01319
L'alimentation peut être de type « FLYBACK » ou de type « FORWARD ».
De préférence, les circuits primaire P et secondaire S sont aptes à générer aux bornes de chaque capacité du coupleur magnétique unitaire, une tension ne variant pas en fonction de la fréquence de découpage.
L'invention concerne aussi un équipement de transmission d'informations comportant au moins un dispositif de transmission-réception d'informations relié à un bus de données à deux fils, caractérisé en ce qu'il comporte un coupleur unitaire tel que décrit, apte à relier le dispositif de transmission-réception d'informations au bus de données à deux fils.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lesquels : les figures 1a) à 1e) déjà décrites représentent schématiquement, respectivement une alimentation de type « Flyback », ses phases de fonctionnement lorsque l'interrupteur est fermé puis ouvert, et ses formes d'onde, les figures 2a) à 2f) déjà décrites représentent schématiquement, respectivement une alimentation de type « Forward », ses phases de fonctionnement lorsque l'interrupteur est fermé puis ouvert, puis lorsque la diode Dde est également ouverte, et ses formes d'onde, les figures 3a) et 3b) déjà décrites représentent schématiquement, respectivement une alimentation de type « Flyback » et une alimentation de type « Forward », comportant une inductance de fuite, la figure 4 déjà décrite représente schématiquement une alimentation de type « Flyback » comportant un circuit R, C, D dissipatif, la figure 5 déjà décrite représente schématiquement une alimentation de type « Flyback » comportant un circuit CALC peu dissipatif, la figure 6 représente schématiquement un coupleur unitaire selon l'invention, les figures 7a) et 7b) représentent schématiquement, respectivement une alimentation de type « Flyback » et une alimentation de type « Forward », comportant un coupleur unitaire selon l'invention, la figure 8 représente schématiquement un exemple de système de transmission d'information comportant un coupleur unitaire selon l'invention.
Le circuit utilisé pour réduire dans une alimentation, les surtensions aux bornes de l'interrupteur M, les pertes par commutation et les pertes d'énergie contenue dans l'inductance de fuite, est un coupleur unitaire.
Un coupleur unitaire est un transformateur dans lequel l'enroulement de l'inductance Lp du circuit primaire comporte le même nombre de spires et la même phase que l'enroulement de l'inductance Ls du circuit secondaire.
Ceci permet aussi d'avoir la même tension aux bornes des inductances primaire Lp et secondaire Ls et donc, selon le principe de base évoqué plus haut, d'utiliser une liaison capacitive entre ces deux inductances pour contrer l'effet de l'inductance de fuite du transformateur.
Un tel coupleur unitaire selon l'invention est représenté figure 6. Une première liaison (liaison 1) comportant une première capacité C1 relie les extrémités des enroulements des inductances Lp et Ls ; et une deuxième liaison (liaison 2) comportant une deuxième capacité C2, de même valeur que la première capacité C1 , relie les autres extrémités des inductances Lp et Ls.
Ce coupleur permet de réaliser un couplage à des fréquences relativement faibles (de quelques dizaines de kHz), jusqu'à quelques dizaines de MHz tout en diminuant les pertes.
Ainsi le rendement du couplage est augmenté malgré l'utilisation de composants moins encombrants et donc moins chers.
Le condensateur choisi pour les liaisons capacitives a de préférence de très faibles inductance et résistance série parasites. On peut choisir par exemple un condensateur céramique multicouches.
Ce coupleur est avantageusement utilisé dans des alimentations de type « Flyback » ou « Forward » comme représenté figures 7a) et 7b).
Les liaisons capacitives annulent la surtension aux bornes de l'interrupteur M lors de l'ouverture de M. Il n'est donc pas nécessaire d'ajouter des circuits R, C, D ou CALC, ni de surdimensionner l'interrupteur M en tension.
De plus, l'énergie stockée dans l'inductance de fuite est directement transférée dans les liaisons capacitives qui transfèrent cette énergie dans le circuit secondaire.
Parmi les diverses configurations d'alimentation de type « Flyback » et « Forward » existantes, certaines génèrent de fortes tensions de mode commun à la fréquence de découpage ; on choisit les configurations minimisant les tensions de mode commun entre les circuits primaire et secondaire de façon à pouvoir utiliser les liaisons capacitives, c'est-à-dire les configurations permettant que la tension aux bornes de la capacité C1 (respectivement C2) ne varie pas en fonction de la fréquence de découpage.
Une alimentation de type « Flyback » ne générant pas de fortes tensions de mode commun à la fréquence de découpage, et utilisant un coupleur unitaire selon l'invention est représentée figure 7a).
Elle comprend un circuit primaire P comportant montés en série, une source de tension V*n, , une inductance Lp et un interrupteur M, et un circuit secondaire S comportant montés en série, une capacité Cout, reliée à une charge représentée ici par une résistance Rcharge, un redresseur D et une inductance Ls.
Le circuit de couplage entre les circuits primaire P et secondaire S comprend un coupleur unitaire selon l'invention ; les inductances Lp et Ls sont donc identiques et reliées par des liaisons capacitives de même valeur. Une maquette d'alimentation de type « Flyback » utilisant un coupleur unitaire selon l'invention, a été réalisée ; on a obtenu, pour une tension en entrée Vin=28 V DC et une puissance P=50 W, un gain en rendement d'environ 2 à 5% avec une baisse des surtensions à l'ouverture d'un rapport 4. Une alimentation de type « Forward » ne générant pas de fortes tensions de mode commun à la fréquence de découpage, et utilisant un coupleur unitaire selon l'invention est représentée figure 7b).
Elle comprend un circuit primaire P comportant montés en série, une source de tension V* n, , une inductance Lp et un interrupteur M, et monté en parallèle avec l'inductance Lp et l'interrupteur M, des moyens pour démagnétiser le transformateur, tels que par exemple ceux de la figure 2a) ; elle comprend aussi un circuit secondaire S comportant montés en série, une capacité Cout, reliée à une charge représentée ici par une résistance Rcharge, une inductance L, un premier redresseur D1 et une inductance Ls, et monté en parallèle avec le redresseur D1 et l'inductance Ls, un redresseur D2.
Le circuit de couplage entre les circuits primaire P et secondaire S comprend un coupleur unitaire selon l'invention ; les inductances Lp et Ls sont donc identiques et reliées par des liaisons capacitives de même valeur.
Le coupleur unitaire selon l'invention est applicable notamment aux alimentations dans lesquelles on utilise comme interrupteur M, un transistor Mos, et/ou comme redresseurs D1 , D2 et ou Ddem, des redresseurs non contrôlés tels que des diodes, voire des redresseurs contrôlés tels que des Mos.
Le coupleur unitaire selon l'invention est en particulier applicable aux convertisseurs à stockage inductif tels que décrits dans les brevets n° 2 729 471 , 2 729 516 et 2 773 013.
Les alimentations décrites permettent d'obtenir un meilleur rendement et une baisse des surtensions aux bornes de l'interrupteur sans augmenter de façon significative la complexité des montages, comme dans les cas des montages incluant des circuits R, C, D ou CALC.
L'utilisation de capacités permet de réaliser un couplage haute fréquence, pouvant dépasser 100 MHz. Le coupleur unitaire selon l'invention peut alors être utilisé pour transmettre des informations à haute fréquence : le couplage capacitif permet une transmission d'information rapide qui est relayée par le couplage magnétique à des fréquences de quelques dizaines de KHz à plusieurs dizaines de MHz.
Un exemple de système de transmission d'information est représenté figure 8. Il comprend deux équipements E1 et E2 reliés entre eux par un bus de données à deux fils B. Chacun des équipements E1 et E2 comporte un dispositif de transmission-réception d'informations T/R relié au bus de données B au moyen d'un coupleur unitaire selon l'invention et de résistances R.
De manière plus générale, le coupleur selon l'invention peut s'appliquer à tout dispositif utilisant un transformateur magnétique.

Claims

REVENDICATIONS
1. Coupleur magnétique unitaire comprenant une première inductance (Lp) constituée d'un premier enroulement de phase φ et présentant un nombre N de spires entre les deux extrémités du premier enroulement et, couplée magnétiquement à la première inductance (Lp), une deuxième inductance (Ls) constituée d'un deuxième enroulement de même phase φ et présentant le même nombre N de spires entre les deux extrémités du deuxième enroulement, caractérisé en ce que les extrémités des premier et deuxième enroulements sont reliées entre elles par une liaison comportant une capacité (C1 , C2) de même valeur.
2. Alimentation à découpage comportant un circuit primaire (P) couplé à un circuit secondaire (S) au moyen d'un circuit de couplage, caractérisée en ce que le circuit de couplage comporte un coupleur magnétique unitaire selon la revendication précédente.
3. Alimentation à découpage selon la revendication précédente, caractérisée en ce que l'alimentation est de type « FLYBACK ».
4. Alimentation à découpage selon la revendication précédente, caractérisée en ce que le circuit primaire (P) comprend au moins un interrupteur (M) monté en série avec une source de tension (Vjn) et avec la première inductance (Lp), et le circuit secondaire comprend au moins un redresseur (D) monté en série avec la deuxième inductance (Ls) et une capacité (Cout) reliée à une charge (Rcharge )-
5. Alimentation à découpage selon la revendication 2, caractérisée en ce que l'alimentation est de type « FORWARD ».
6. Alimentation à découpage selon la revendication précédente, caractérisée en ce que le circuit primaire (P) comprend au moins un interrupteur (M) monté en série avec la première inductance (Lp) et une source de tension (Vin), et monté en parallèle avec l'interrupteur (M) et la première inductance (Lp), un circuit de démagnétisation du transformateur magnétique (T) et le circuit secondaire comprend en outre, montés en série avec la deuxième inductance (Ls), une capacité (Cout) reliée à une charge (Rcharge), une troisième inductance (L), un premier redresseur (D1), et, monté en parallèle avec la deuxième inductance (Ls) et le premier redresseur (D1), un deuxième redresseur D2.
7. Alimentation à découpage selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, caractérisée en ce que les circuits primaire (P) et secondaire (S) sont aptes à générer aux bornes de chaque capacité (C1 , C2) du coupleur magnétique unitaire, une tension ne variant pas en fonction de la fréquence de découpage.
8. Equipement de transmission d'informations comportant au moins un dispositif de transmission-réception d'informations (T/R) relié à un bus de données à deux fils (B), caractérisé en ce qu'il comporte un coupleur unitaire selon la revendication 1, apte à relier le dispositif de transmission- réception d'informations (T/R) au bus de données à deux fils (B).
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