EP1459091A1 - Procede et recepteur gps bi-frequence - Google Patents

Procede et recepteur gps bi-frequence

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Publication number
EP1459091A1
EP1459091A1 EP02805364A EP02805364A EP1459091A1 EP 1459091 A1 EP1459091 A1 EP 1459091A1 EP 02805364 A EP02805364 A EP 02805364A EP 02805364 A EP02805364 A EP 02805364A EP 1459091 A1 EP1459091 A1 EP 1459091A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
code
deviation
speed
loop
average
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02805364A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Nicolas Thales Intellectual Property Martin
Blandine Thales Intellectual Property Coatantiec
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP1459091A1 publication Critical patent/EP1459091A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
    • G01S19/29—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system carrier including Doppler, related
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/32—Multimode operation in a single same satellite system, e.g. GPS L1/L2
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/38—Determining a navigation solution using signals transmitted by a satellite radio beacon positioning system
    • G01S19/39—Determining a navigation solution using signals transmitted by a satellite radio beacon positioning system the satellite radio beacon positioning system transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/40—Correcting position, velocity or attitude

Definitions

  • the invention relates to radionavigation by satellite, in particular satellite radionavigation of the GPS (Global Positioning System) type,
  • Galileo Global Navigation Satellite System, Russian definition
  • Satellite radionavigation makes it possible to obtain the position of the receiver by a method similar to triangulation. Distances are measured from signals sent by satellites.
  • the signals transmitted by the satellites are formed by modulation of the signal carrier with a spreading code.
  • satellite signals allow two types of measurement to locate the receiver.
  • the modulation of the carrier by a spreading code expands the spectrum in the spectral band, which increases the resistance of the system to interference. And, in addition, it allows the satellites to be dissociated (using a different code per satellite).
  • the first type of distance measurement by satellite radionavigation is a conventional measurement based on the carrier of the received signal.
  • the measurements based on the carrier phase are precise but ambiguous.
  • the receiver is capable of evaluating the number of wavelengths between the satellite and the receiver to the nearest wavelength.
  • the second type of distance measurement uses the code of the received signal.
  • Code-based measurements unlike carrier-based measurements, are unambiguous because the receiver is capable of evaluating the whole number of code periods between the satellite and the receiver. However, the measurements based on the code are much less precise than those based on the phase.
  • the receiver acquires and tracks the received signal. For this, it generates replicas of the code and of the carrier, called local, which it correlates with the received signal.
  • the code and the carrier being non-coherent information, the generations of the code replicas and of the carrier are slaved by two distinct loops. The receiver uses these two loops to obtain precise and unambiguous measurements.
  • the receiver In a first phase, called acquisition, the receiver operates in open loop to search for the received signal by testing several hypotheses of position and speed of the local code and the local carrier. Once the code search clears the ambiguity, the receiver operates in a closed loop. The code loop is helped by the speed carrier loop making it possible to take advantage of the precision offered by the phase measurement without limitation by ambiguity. Thus, the dynamics of the carrier and the clock are eliminated and the code measurement can be further filtered (smoothing of the code by the carrier) in order to improve its accuracy.
  • the measurements thus obtained are vitiated by so-called ionospheric errors, due to propagation in the ionosphere, the effects of which depend on the frequency. This phenomenon induces measurement errors of the same value but of opposite sign between the code and the carrier. There is therefore an inconsistency between the carrier loop and the code loop. The dynamics of these errors, small but not negligible, imposes a minimum bandwidth of the code loop and therefore potentially limits accuracy.
  • the two signals si and s 2 correspond to two distinct frequencies. Traditionally, these two signals Si and s 2 are processed independently.
  • the signals if (respectively s 2 ) are correlated by the carrier 130 (respectively 230) then by the code 140 (respectively 240).
  • the signals thus obtained from the signals (respectively s 2 ) are processed by the integration and reset device 150 (respectively 250).
  • the signal l A 1 formed by the samples accumulated in phase for the carrier and in phase advance for the code the signal l R 1 formed by the cumulative samples in phase for the carrier and in phase lag for the code
  • the signal Q A 1 formed by the cumulative quadrature samples for the carrier and in phase advance for the code the signal Q R 1 formed by the cumulative samples quadrature for the carrier and phase lag for the code.
  • the signal l A 2 formed by the samples accumulated in phase for the carrier and in phase advance for the code
  • the signal l R 2 formed by the cumulative samples in phase for the carrier and in phase delay for the code
  • the signal QA 2 formed by the cumulative samples in quadrature for the carrier and in phase advance for the code
  • the signal QR 2 formed by the cumulative samples quadrature for the carrier and phase lag for the code.
  • the signals l A 1 , IR 1 , QA 1 , QR 1 are processed by a phase discriminator 161 (respectively 261) and of code 162 (respectively 262).
  • the information obtained by the discriminators 161 and 162 is used by the loop corrector 170 (respectively 270) to supply the carrier oscillator 110 (respectively 210) with the carrier speed and the oscillator of code 120 (respectively 220) the code speed.
  • These oscillators 110, 120, 210 and 220 are for example digital controlled oscillators (NCO for Numerical Controlled Oscillator in English).
  • the carrier oscillator 110 (respectively 210) makes it possible to generate a carrier replica used for the correlation 130 (respectively 230) with the signal si (respectively s 2 ).
  • the code oscillator 120 (respectively 220) makes it possible to generate a code replica used for the correlation 140 (respectively 240) with the signal if (respectively s 2 ) correlated by the carrier replica.
  • the device 300 calculates by linear combination the corrected measurement from the two tainted measurements of the ionospheric error originating from the two signals processed independently.
  • the present invention overcomes these drawbacks, in particular the use of a narrow band allowing good precision while having a robust dynamic system.
  • the invention proposes a dual-frequency reception method, the relative dynamics of the received signals being weak, said method comprising a code loop and a carrier loop inconsistent by frequency and at least the following steps: - a change of reference of the dual-frequency base to a base (mean, deviation),
  • the invention consists of a converter (mean, deviation) of a dual-frequency receiver with carrier loops and of inconsistent code allowing the change of reference mark of the phases of each of the frequencies to their phase mean and their phase deviation s' it receives information based on these said phases.
  • Another object of the invention is a reverse converter
  • An example of a reverse converter (mean, deviation) according to the invention consists of a reverse converter (mean, deviation) 415 receiving the speed of the deviation v e and the speed of the mean v m respectively from the loop corrector to the deviations 413 and of the corrector of the medium loop 414, and calculating, for each of the two frequencies, the carrier speeds and / or the relative speed
  • the invention proposes a loop corrector of a dual-frequency receiver with carrier loops and inconsistent code comprising:
  • the weighting value ⁇ being the wavelength of the signal for the first two inputs and the offset length for the following two
  • each converter (mean, deviation) 412 a loop with deviations 413 and to the mean output of each converter (mean, deviation) 412, a mean loop 414, a reverse converter (mean, deviation) 415 according to the invention coupled to each of the loop pairs with deviations 413 / an average loop 414.
  • the invention also consists of a dual-frequency receiver comprising, by frequency, an inconsistent code loop and a carrier loop, said dual-frequency receiver receiving signals whose relative dynamics are weak, and comprising at least:
  • the converter (average, deviation) 412 receives the carrier measurements calculated from the two frequencies.
  • the dual-frequency receiver comprising, by frequency, an inconsistent code loop and a carrier loop, said dual-frequency receiver receiving signals whose relative dynamics are weak, comprises at least:
  • FIG. 2 a schematic representation of an example of a dual-frequency receiver for distance measurement with correction of the ionospheric error according to the invention
  • - Figure 5 a first example of loop corrector of the second variant of the dual-frequency receiver according to the invention
  • - Figure 6 a second example of loop corrector of the second variant of the dual-frequency receiver according to the invention.
  • FIG. 2 shows a generic schematic representation of an example of a dual-frequency receiver for distance measurement with correction of the ionospheric error according to the invention.
  • the phase discriminators 161 and 261 of the two frequencies and the code discriminators 162 and 262 are coupled to the system 400 which calculates the carrier and code speeds for each frequency as well as the ionospheric speed.
  • the ionospheric speed corrects the code speeds of each of the two frequencies in order to remove the errors induced by the propagation of the signals in the ionosphere. This correction is carried out using for each frequency using a speed corrector of code 180 and 280.
  • This ionospheric speed is calculated by the system 400 not in the dual-frequency base but in the base (mean, difference) then translated into the dual-frequency base.
  • the distance measurements m from the system 400 are thus more precise due to the separation of the dynamics. Indeed, the use of the base (average, deviation) allows the use of a narrow band for I 'deviation, whose dynamic is weak, in order to improve the precision, and to cumulate the energies for the average in order to improve the precision and robustness at jamming.
  • the receiver has for each frequency a loop corrector 411 ! and 412i within the 400 T system.
  • the discriminators 161, 162, 261 or 262 associated 161 and 162 are coupled to the associated loop corrector 411 ⁇ (respectively 412 ⁇ ).
  • a device 420 ⁇ receives the code and carrier speeds for each frequency because it is coupled to the outputs of the two loop correctors 411 1 and 412 ⁇ . This 420 ⁇ device provides the ionospheric speed to the speed correctors of code 180 and 280.
  • the ionospheric speed and the carrier speeds coming from the loop corrector 411 ⁇ and ⁇ _ ⁇ ⁇ associated with each of the two frequencies correct the code speeds coming from the loop corrector 411 1 and 412 ⁇ associated with each of the two frequencies.
  • This correction of code speed by the ionospheric speed and the associated carrier speed makes it possible to remove the errors induced by the propagation of the signals in the ionosphere. It is carried out using for each frequency using a speed corrector of code 180 and 280.
  • This ionospheric speed is calculated by the device 420 ⁇ not in the dual-frequency base but in the base (average, difference) then translated into the dual-frequency base.
  • the code speed is further corrected by the carrier speed calculated by the respective loop corrector 411 1 and 412 ⁇ using a code speed corrector 180 and 280.
  • the receiver has a loop corrector 410 2 common to the two frequencies within the system 400 2 .
  • phase discriminators 161 and 261 and the code discriminators 162 and 262 of the two frequencies are coupled to the common loop corrector 410 2 .
  • Phase discriminators 161 and 261 and the code discriminators 162 and 262 of the two frequencies are coupled to the common loop corrector 410 2 .
  • the loop corrector 410 2 and the code discriminators 162 and 262 are coupled to the following two inputs of the loop corrector 410 2 .
  • the loop corrector 410 2 calculates, from the signals thus received, the code and carrier speeds for each frequency as well as the ionospheric speed.
  • the ionospheric speed is weighted for each frequency by a gain 421 2 (respectively 422 2 ) within the system 400 2 , then supplies the speed corrector with code 180 (respectively 280).
  • the gains 421 2 and 422 2 are equal to -2. ⁇ 2 , where ⁇ is the wavelength associated with each frequency.
  • the ionospheric speed at the output of the system 400 2 corrects the code speeds coming from the common loop corrector 410 2 for each of the two frequencies. This correction of code speed by ionospheric speed makes it possible to remove the errors induced by the propagation of the signals in the ionosphere. It is carried out using for each frequency using a speed corrector of code 180 and 280. This ionospheric speed is calculated by the loop corrector 410 2 not in the dual-frequency base but in the base (mean, deviation) then translated into the dual-frequency base.
  • the code speed is further corrected by the carrier speed calculated by the loop corrector 410 2 using a code speed corrector 180 and 280.
  • the distance measurements m from the system 400 are thus more precise due to the separation of the dynamics.
  • loop corrector 410 2 In the first example of loop corrector 410 2 common to the two frequencies proposed by FIG. 5, only the signals received on its first two inputs and coming from phase discriminators 161 and 261 are transposed from the dual-frequency base into the base (mean, deviation).
  • the four signals e- e 2 p , e- ⁇ c , and e 2 c received by the loop corrector 410 2 are weighted by associated weighting coefficients 411 1 , 411 2 , 416 1 and 416 2 .
  • weighting coefficients 411 1 , 411 2 , 416 1 and 416 2 are either the wavelength of the signal coming from the phase discriminator, or the shift length ("chip" lengths to use the English terminology) of the signal from the code discriminator. Therefore, the weighting coefficient 411 1 of the signal e- ⁇ p coming from the phase discriminator 161 associated with the first frequency has for value the wavelength ⁇ of this signal.
  • the weighting coefficient 411 2 of the signal e 2 p coming from the phase discriminator 261 associated with the second frequency has for value the wavelength ⁇ 2 p of this signal.
  • the weighting coefficient 416 1 of the signal e- ⁇ c coming from the phase discriminator 162 associated with the first frequency has for value the wavelength ⁇ c of this signal.
  • the weighting coefficient 416 2 of the signal e 2 c coming from the phase discriminator 262 associated with the second frequency has the value of the wavelength ⁇ 2 c of this signal.
  • the signals e- ⁇ p and e 2 p coming from the phase discriminators 161 and 261 are transposed in the base (average, difference) using a converter (average, difference) 412 receiving these weighted signals, it is ie ⁇ p e- ⁇ p and ⁇ 2 p e 2 p .
  • the devices 412 1 and 412 2 of the converter calculate, on the basis of the two incoming signals, respectively the difference and the average.
  • the device 412 1 is therefore a difference calculator and the device 412 2 a mean calculator. In general, whatever the type of discriminator 161,
  • the incoming signals ⁇ - ⁇ p e- ⁇ p and ⁇ 2 p e 2 p , coming from phase discriminators 161, 261 the values at the output of the converter (average, deviation) 412 are phase difference and phase average of two frequencies.
  • the coefficients ⁇ and ⁇ are calculated in function of the signal-to-noise ratios estimated at the two frequencies and the wavelength.
  • the output of the deviation calculator 412 1 is coupled to a deviation loop corrector 413 providing the deviation speed v e and the output of the averaging calculator 421 2 is coupled to a deviation loop corrector 414 providing the average speed v m .
  • These two speeds, speed at deviations v e and speed at averages v m are transmitted to a reverse converter (mean, deviation) 415.
  • the reverse converter (mean, deviation) 415 transposes the speeds that it receives in the bi-base. frequency.
  • the speeds received by the reverse converter (average, deviation) 415 being the speed at phase deviations v e p and speed at phase averages v m p
  • the speeds at the output of the converter are the speeds carrier for the two frequencies and the ionospheric speed.
  • the device 415 1 called sub-converter fi, calculates the carrier speed associated with the first frequency from the speeds at phase differences v e p and at phase averages v m p .
  • the device 415 2 called sub-converter f2 calculates the carrier speed associated with the second frequency from the speeds at phase differences v e p and at phase averages v m p .
  • the device 415 + called the iono sub-converter, calculates the speed of ionospheric from the speed at phase differences v e p .
  • the inverse converter (average, deviation) 415 has an additional output on which it provides the ionospheric speed calculated by the iono sub-converter 415 + and equal to -.
  • the order and the loop band for the medium loop (414) are compatible with the dynamics of the carrier (high) and the clock.
  • the order and the loop band for the deviation loop are compatible with the dynamics of the (low) ionospheric error.
  • the signals received on the four inputs, coming from phase discriminators 161 and 261 for the first two inputs and from code discriminators 162 and 262 for the two following entries are transposed from the dual-frequency base into the base (average, deviation).
  • the four signals e ⁇ p , e 2 p , e ⁇ c , and e 2 c received by the loop corrector 410 2 are weighted by associated weighting coefficients 4111, 411 2 , 4161 and 416 2 .
  • weighting coefficients 411 1 , 411 2 , 416 1 and 416 2 are either the wavelength of the signal coming from the phase discriminator, or the shift length ("chip" lengths to use the English terminology) of the signal from the code discriminator. Therefore, the weighting coefficient 411 1 of the signal e- ⁇ p coming from the phase discriminator 161 associated with the first frequency has for value the wavelength ⁇ - ⁇ p of this signal.
  • the weighting coefficient 411 2 of the signal e 2 p coming from the phase discriminator 261 associated with the second frequency has for value the wavelength ⁇ 2 p of this signal.
  • the weighting coefficient 416 1 of the signal e ⁇ c coming from the phase discriminator 162 associated with the first frequency has the value of the offset length ⁇ c of this signal.
  • the weighting coefficient 416 2 of the signal e 2 c coming from the phase discriminator 262 associated with the second frequency has for value the offset length ⁇ 2 c of this signal.
  • the four signals e- ⁇ p , e 2 p , e ⁇ c , and e 2 c from the phase discriminators 161 and 261 respectively, and the code discriminators 162 and 262 are transposed in the base (mean, deviation) at the using two converters (mean, deviation) 412 P and 412 e receiving these weighted signals, ie ⁇ p e- ⁇ p , ⁇ 2 p e 2 p , ⁇ c e ⁇ c and ⁇ 2 c e 2 c .
  • the first converter (mean, deviation) 412 P receives the signals e- ⁇ p , e 2 p coming from the phase discriminators 161 and 261 respectively, and the second converter (mean, deviation) 412 e receives the signals e- ⁇ c , and e 2 e coming respectively from the discriminators of code 162 and 262,
  • the devices 412 1 and 412 2 of the converter calculate, from the two incoming signals respectively the deviation and the average.
  • the device 412 1 is therefore a difference calculator and the device 412 2 a mean calculator.
  • the values at the output of the converter (average, deviation) 412 p are the phase difference and the phase average of two frequencies.
  • the coefficients ⁇ p and ⁇ p are calculated as a function of the signal-to-noise ratios estimated on the two frequencies and of the wavelength.
  • the converter output values (mean, deviation) 412 e are the code deviation and the mean of two frequency code.
  • the coefficients ⁇ e and ⁇ e are calculated as a function of the signal-to-noise ratios estimated on the two frequencies and of the offset length ("chip" lengths to use English terminology).
  • the output of the deviation calculator 412 1 is coupled to a deviation loop corrector 413 providing the speed deviation v e and the output of the average computer 421 2 is coupled to a medium loop corrector 414 providing the average speed v m .
  • These two speeds, speed at deviations v e and speed at averages v m are transmitted to a reverse converter (mean, deviation) 415.
  • the reverse converter (mean, deviation) 415 transposes the speeds that it receives in the bi-base. frequency.
  • the speeds received by the reverse converter (average, deviation) 415 P being the speed at phase deviations v e p of the loop at phase deviations 413 P and speed at phase averages v m p from the mean phase loop 414 P
  • the speeds at the output of the reverse converter (mean, deviation) 415 P are the carrier speeds for the two frequencies and the ionospheric speed
  • the speeds received by the reverse converter (mean, deviation) 415 e being the speed at code deviations v e ° of the loop at phase deviation 413 e and speed at code averages v m c of the mean phase loop 414 e
  • the speeds at the output of the reverse converter (mean, deviation) 415 e are the code speeds for the two frequencies.
  • the device 415 1 calculates the speed associated with the first frequency from the speeds at the deviations v e and the averages v m .
  • the device 415 2 calculates the speed associated with the second frequency from the speeds at the deviations v e and the averages v m .
  • the output of the sub-converter f1 associated with ⁇ is equal to v m + - - - v e
  • the output of the sub-converter f2 associated with + ⁇ a + ⁇ ⁇ is equal to v, réelle- • a + ⁇ a + ⁇
  • the output speeds are carrier speeds; if the speeds received by the reverse converter (average, deviation) 415 ° are speeds with deviations from code v e c and averages from code v m e , the output speeds are code speeds.
  • the device 415 + named iono sub-converter, of the inverse converter (mean, deviation) 415 P ′ receiving velocities at phase deviations v e p and at phase averages v m p , calculates the speed of ionospheric at from speed to phase deviations v e p .
  • the inverse converter (average, deviation) 415 therefore has an additional output on which it provides the ionospheric speed calculated by the iono sub-converter 415 + and equal to
  • Another example not illustrated would consist in transposing into the base (mean, deviation) only the outputs of the code discriminators 162, 262.
  • the ionospheric speed calculated to correct errors related to the propagation of signals in the ionosphere is calculated to correct errors related to the propagation of signals in the ionosphere.
  • the signals of different frequencies propagating in the ionosphere have a weak relative dynamics. Therefore, more generally, the various systems and devices described can be applied in any dual-frequency receiver having an inconsistent carrier code loop whose signals of different frequencies have a weak relative dynamic.
  • the speed calculated to correct the errors inducing this weak relative dynamic is called relative speed.
  • This type of dual-frequency reception system for distance measurement with carrier loop and inconsistent code using the invention can be applied not only to GPS, Glonass and Galileo but also to any application requiring the use of a receiver dual-frequency with carrier loop and inconsistent code and receiving signals with low relative dynamics.

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Abstract

L'invention concerne la radionavigation par satellite, notamment la radionavigation par satellite de type GPS (Global Positioning System), Galileo, GLONASS (Global Navigation Satellite System, définition russe). Les solutions préconisées par l'état de l'art pour corriger l'erreur ionosphérique par l'utilisation de récepteur bi-fréquence rendent la mesure moins robuste à la dynamique si la bande utilisée est étroite et moins précise si la bande utilisée est large. L'invention propose un procédé comportant au moins les étapes suivantes : - un changement de repíre de la base bi-fréquence vers une base (moyenne, écart), - une correction sur au moins la boucle aux écarts (413) afin d'obtenir la vitesse aux écarts dans cette base (moyenne, écart), - un changement de repíre inverse afin de calculer à partir de la vitesse aux écarts dans la base (moyenne, écart) la vitesse relative dans la base bi-fréquence, - une correction de la vitesse de code pour chacune des deux fréquences par la vitesse relative obtenue dans la base bi-fréquence.

Description

Convertisseur et convertisseur inverse (moyenne, écart) , correcteur de boucle, récepteur et procédé de réception bi-fréquence associé les utilisant
L'invention concerne la radionavigation par satellite, notamment la radionavigation par satellite de type GPS (Global Positioning System),
Galileo, GLONASS (Global Navigation Satellite System, définition russe)...
La radionavigation par satellite permet d'obtenir la position du récepteur par une méthode voisine de la triangulation. Les distances sont mesurées à partir de signaux envoyés par des satellites.
Les signaux émis par les satellites sont formés par modulation de la porteuse du signal avec un code d'étalement. Ainsi, les signaux satellites permettent deux types de mesure afin de localiser le récepteur. De plus, la modulation de la porteuse par un code d'étalement étend le spectre dans la bande spectrale, ce qui accroît la résistance du système au brouillage. Et, en outre, cela permet de dissocier les satellites (en utilisant un code différent par satellite).
Le premier type de mesure de distance par radionavigation par satellite est une mesure classique basée sur la porteuse du signal reçu. Les mesures basées sur la phase de la porteuse sont précises mais ambiguës. En effet, le récepteur est capable d'évaluer le nombre de longueur d'onde entre le satellite et le récepteur à modulo la longueur d'onde près.
Le deuxième type de mesure de distance utilise le code du signal reçu. Les mesures basées sur le code contrairement à celles basées sur la porteuse ne sont pas ambiguës, car le récepteur est capable d'évaluer le nombre entier de périodes de code entre le satellite et le récepteur. Mais, les mesures basées sur le code sont beaucoup moins précises que celles basées sur la phase. Pour effectuer ces deux types de mesure, le récepteur acquiert et poursuit le signal reçu. Pour cela, il génère des répliques du code et de la porteuse, dites locales, qu'il corrèle avec le signal reçu. Le code et la porteuse étant des informations non cohérentes, les générations des répliques de code et de porteuse sont asservies par deux boucles distinctes. Le récepteur utilise ces deux boucles afin d'obtenir des mesures précises et non ambiguës. Dans une première phase, dite d'acquisition, le récepteur opère en boucle ouverte pour rechercher le signal reçu en testant plusieurs hypothèses de position et de vitesse du code local et de la porteuse locale. Une fois que la recherche de code permet la levée de l'ambiguïté, le récepteur opère en boucle fermée. La boucle de code est aidée par la boucle de porteuse en vitesse permettant de tirer parti de la précision offerte par la mesure de phase sans limitation par l'ambiguïté. Ainsi, la dynamique du porteur et de l'horloge sont éliminées et la mesure de code peut être davantage filtrée (lissage du code par la porteuse) afin d'en améliorer la précision.
Lorsque la bande passante du code utilisée est étroite, le risque est le traînage voire le décrochage de la boucle de code à cause de la dynamique résiduelle. Lorsque la bande utilisée est large afin de rentrer dans la dynamique, les mesures sont bruitées.
Les mesures ainsi obtenues sont entachées d'erreurs dites ionosphériques, dues à la propagation dans l'ionosphère, dont les effets dépendent de la fréquence. Ce phénomène induit des erreurs de mesure de même valeur mais de signe opposé entre le code et la porteuse. Il y a donc incohérence entre la boucle de porteuse et la boucle de code. La dynamique de ces erreurs, faible mais non négligeable, impose une bande passante minimale de la boucle de code et donc limite potentiellement la précision.
Les récepteurs mono-fréquence ne permettent pas d'évaluer l'erreur ionosphérique. Cette erreur ne peut donc être corrigée que grossièrement par un biais.
L'erreur ionosphérique dépendant de la fréquence, l'utilisation de récepteur bi-fréquence permet de calculer l'écart entre ces deux fréquences, d'en déduire l'erreur ionosphérique absolue et de corriger l'aide de vitesse envoyée à la boucle de code comme le montre la figure 1.
Les deux signaux si et s2 correspondent à deux fréquences distinctes. Traditionnellement, ces deux signaux Si et s2 sont traités indépendamment. Les signaux si (respectivement s2) sont corrélés par la porteuse 130 (respectivement 230) puis par le code 140 (respectivement 240). Les signaux ainsi obtenus à partir des signaux (respectivement s2) sont traités par le dispositif d'intégration et de remise à zéro 150 (respectivement 250).
En sortie du dispositif d'intégration et de remise à zéro 150 sont obtenus quatre signaux: le signal lA 1 formé par les échantillons cumulés en phase pour la porteuse et en avance de phase pour le code, le signal lR 1 formé par les échantillons cumulés en phase pour la porteuse et en retard de phase pour le code, le signal QA 1 formé par les échantillons cumulés en quadrature pour la porteuse et en avance de phase pour le code, le signal QR 1 formé par les échantillons cumulés en quadrature pour la porteuse et en retard de phase pour le code. Et, en sortie du dispositif d'intégration et de remise à zéro 250 sont obtenus quatre signaux: le signal lA 2 formé par les échantillons cumulés en phase pour la porteuse et en avance de phase pour le code, le signal lR 2 formé par les échantillons cumulés en phase pour la porteuse et en retard de phase pour le code, le signal QA2 formé par les échantillons cumulés en quadrature pour la porteuse et en avance de phase pour le code, le signal QR2 formé par les échantillons cumulés en quadrature pour la porteuse et en retard de phase pour le code. Les signaux lA 1, IR1 , QA1, QR1 (respectivement lA 2, IR2, QA2, QR2) sont traités par un discriminateur de phase 161 (respectivement 261 ) et de code 162 (respectivement 262). Les informations obtenues par les discriminateurs 161 et 162 (respectivement 261 et 262) sont utilisées par le correcteur de boucle 170 (respectivement 270) pour fournir à l'oscillateur de porteuse 110 (respectivement 210) la vitesse de porteuse et à l'oscillateur de code 120 (respectivement 220) la vitesse de code. Ces oscillateurs 110, 120, 210 et 220 sont par exemple des oscillateurs contrôlé numérique (NCO pour Numerical Controlled Oscillator en anglais). L'oscillateur de porteuse 110 (respectivement 210) permet de générer une réplique de porteuse utilisée pour la corrélation 130 (respectivement 230) avec le signal si (respectivement s2). L'oscillateur de code 120 (respectivement 220) permet de générer une réplique de code utilisé pour la corrélation 140 (respectivement 240) avec le signal si (respectivement s2) corrélés par la réplique de porteuse. Le dispositif 300 calcule par combinaison linéaire la mesure corrigée à partir des deux mesures entachées de l'erreur ionosphérique provenant des deux signaux traités indépendamment.
Une telle solution rend la mesure moins robuste à la dynamique si la bande utilisée est étroite et moins précise si la bande utilisée est large.
La présente invention permet de palier ces inconvénients, en particulier l'utilisation d'une bande étroite permettant une bonne précision tout en ayant un système robuste à la dynamique.
L'invention propose un procédé de réception bi-fréquence, la dynamique relative des signaux reçus étant faible, ledit procédé comportant une boucle de code et une boucle de porteuse incohérentes par fréquence et au moins les étapes suivantes: - un changement de repère de la base bi-fréquence vers une base (moyenne, écart) ,
- une correction sur au moins la boucle aux écart afin d'obtenir la vitesse aux écart dans cette base (moyenne, écart) ,
- un changement de repère inverse afin de calculer à partir de la vitesse aux écarts dans la base (moyenne, écart) la vitesse relative dans la base bi-fréquence,
- une correction de la vitesse de code pour chacune des deux fréquences par la vitesse relative obtenue dans la base bi-fréquence.
L'invention consiste en un convertisseur (moyenne, écart) d'un récepteur bi-fréquence à boucles de porteuse et de code incohérente permettant le changement de repère des phases de chacune des fréquences vers leur moyenne de phase et leur écart de phase s'il reçoit une information fonction de ces dites phases.
Un exemple de convertisseur (moyenne, écart) selon l'invention reçoit, pour chacune des deux fréquences, au moins un signal ei (respectivement e2) provenant d'au moins un discriminateur 161 , 162, 261 ou 262 associé à cette fréquence, chacun de ces signaux étant pondéré par une coefficient de pondération λi (respectivement λ2) associée au signal, et calcule l'écart Δ = λi ei - λ2 e2 et la moyenne Σ= α λi ei - β λ2 e2 de ces signaux pondérées, α et β étant des coefficients dont la valeur est déterminée en fonction des signaux entrants respectifs ei et e2.
Un autre objet de l'invention est un convertisseur inverse
(moyenne, écart) 415 d'un récepteur bi-fréquence à boucles de porteuse et de code incohérente caractérisé en ce qu'il permet au moins d'obtenir la vitesse relative s'il reçoit la vitesse d'écart de phase des deux fréquences.
Un exemple de convertisseur inverse (moyenne, écart) selon l'invention consiste en un convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 recevant la vitesse de l'écart ve et la vitesse de la moyenne vm respectivement du correcteur de la boucle aux écarts 413 et du correcteur de la boucle moyenne 414, et calculant, pour chacune des deux fréquences, les vitesses de porteuse et/ou la vitesse relative
(respectivement les vitesses de code) si les signaux convertis par le convertisseur (moyenne, écart) 412 proviennent d'un discriminateur de phase 161 , 261 (respectivement d'un discriminateur de code 162, 262).
Dans l'une de ses variantes, l'invention propose un correcteur de boucle d'un récepteur bi-fréquence à boucles de porteuse et de code incohérente comportant:
- au moins quatre entrées, les deux premières recevant les signaux des discriminateurs de phase 161 , 261 des deux fréquences et les deux suivantes recevant les signaux des discriminateurs de code 162, 262 des deux fréquences,
- au moins un pondérateur 411 , 416 couplé à chaque entrée, la valeur de pondération λ étant la longueur d'onde du signal pour les deux premières entrées et la longueur de décalage pour les deux suivantes,
- un convertisseur (moyenne, écart) 412 selon l'invention recevant les deux premières entrées pondérées fournissant l'écart et la moyenne de phase et/ou convertisseur (moyenne, écart) 412 selon l'invention recevant les deux entrées suivantes pondérées fournissant l'écart et la moyenne de code,
- couplé à la sortie écart de chaque convertisseur (moyenne, écart) 412 une boucle aux écarts 413 et à la sortie moyenne de chaque convertisseur (moyenne, écart) 412 une boucle moyenne 414, - un convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 selon l'invention couplé à chacun des couples boucle aux écarts 413 / une boucle moyenne 414.
L'invention consiste, en outre, en un récepteur bi-fréquence comportant par fréquence une boucle de code et une boucle de porteuse incohérentes, ledit récepteur bi-fréquence recevant des signaux dont la dynamique relative est faible, et comportant au moins:
- un convertisseur (moyenne, écart) 412 selon l'invention permettant le changement de repère des phases vers leur moyenne de phase et leur écart de phase, - un correcteur de boucle aux écarts de phase 413 permettant d'obtenir à partir des écarts de phase issus du convertisseur une vitesse d'écart de phase,
- un convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 selon l'invention permettant le changement de repère de la vitesse d'écart de phase pour obtenir la vitesse relative,
- deux correcteurs 180 et 280 de la vitesse de code, un par fréquence, chacun recevant les vitesses de code, de porteuse et la vitesse relative respectives issue du convertisseur inverse, et chacun fournissant sa vitesse de code corrigée respective à sa boucle de code respective. Dans une première variante du récepteur bi-fréquence selon l'invention, le convertisseur (moyenne, écart) 412 reçoit les mesures de porteuses calculés à partir des deux fréquences.
Dans une deuxième variante de l'invention, le récepteur bi- fréquence comportant par fréquence une boucle de code et une boucle de porteuse incohérentes, ledit récepteur bi-fréquence recevant des signaux dont la dynamique relative est faible, comporte au moins:
- un correcteur de boucle selon l'une quelconques des revendications 9 ou 10 fournissant la vitesse relative et pour chacune des deux fréquences la vitesse de code et la vitesse de porteuse, - deux correcteurs de vitesse de code 180 et 280, un par fréquence:
• chacun recevant lesdites vitesses de code, de porteuse et la vitesse relative pondéré par -2/λ2, où λ est la longueur d'onde associé à la fréquence du correcteur de vitesse de code, et • chacun fournissant sa vitesse de code corrigée respective à oscillateur de code respectif.
Les caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description, faite à titre d'exemple, et des figures s'y rapportant qui représentent :
- Figure 1 , un récepteur bi-fréquence pour la mesure de distance avec correction de l'erreur ionosphérique selon l'état de l'art,
- Figure 2, une représentation schématique d'un exemple de récepteur bi-fréquence pour la mesure de distance avec correction de l'erreur ionosphérique selon l'invention,
- Figure 3, une première variante du récepteur bi-fréquence pour la mesure de distance avec correction de l'erreur ionosphérique selon l'invention, - Figure 4, une deuxième variante du récepteur bi-fréquence pour la mesure de distance avec correction de l'erreur ionosphérique selon l'invention,
- Figure 5, un premier exemple de correcteur de boucle de la deuxième variante du récepteur bi-fréquence selon l'invention, - Figure 6, un deuxième exemple de correcteur de boucle de la deuxième variante du récepteur bi-fréquence selon l'invention.
La figure 2 montre une représentation générique schématique d'un exemple de récepteur bi-fréquence pour la mesure de distance avec correction de l'erreur ionosphérique selon l'invention. Les discriminateurs de phase 161 et 261 des deux fréquences et les discriminateurs de code 162 et 262 sont couplé au système 400 qui calcule les vitesses de porteuse et de code pour chaque fréquence ainsi que la vitesse ionosphérique. La vitesse ionosphérique vient corriger les vitesses de code de chacune des deux fréquence afin d'ôter les erreurs induites par la propagation des signaux dans l'ionosphère. Cette correction est effectuée à l'aide pour chaque fréquence à l'aide d'un correcteur de vitesse de code 180 et 280. Cette vitesse ionosphérique est calculée par le système 400 non pas dans la base bi-fréquence mais dans la base (moyenne, écart) puis traduite dans la base bi-fréquence.
Les mesures m de distance issus du système 400 sont ainsi plus précise du fait de la séparation des dynamiques. En effet, l'utilisation de la base (moyenne, écart) permet l'utilisation d'une bande étroite pour I' écart, dont la dynamique est faible, afin d'améliorer la précision, et de cumuler les énergies pour la moyenne afin d'améliorer la précision et la robustesse au brouillage.
Dans sa première variante représentée par la figure 3, le récepteur dispose pour chaque fréquence d'un correcteur de boucle 411 ! et 412i au sein du système 400T . Ainsi, pour chaque fréquence, les discriminateurs 161 , 162, 261 ou 262 associés 161 et 162 (respectivement 261 et 262) sont couplés au correcteur de boucle associé 411 ι (respectivement 412ι). Un dispositif 420ι reçoit les vitesses de code et de porteuse pour chaque fréquence car il est couplé aux sorties des deux correcteurs de boucle 4111 et 412ι. Ce dispositif 420ι fournit la vitesse ionosphérique aux correcteurs de vitesse de code 180 et 280.
La vitesse ionosphérique et les vitesses de porteuse provenant du correcteur de boucle 411 ι et \_λ^ associé à chacune des deux fréquence viennent corriger les vitesses de code provenant du correcteur de boucle 4111 et 412ι associé à chacune des deux fréquence. Cette correction de vitesse de code par la vitesse ionosphérique et la vitesse de porteuse associée permet d'ôter les erreurs induites par la propagation des signaux dans l'ionosphère. Elle est effectuée à l'aide pour chaque fréquence à l'aide d'un correcteur de vitesse de code 180 et 280. Cette vitesse ionosphérique est calculée par le dispositif 420ι non pas dans la base bi- fréquence mais dans la base (moyenne, écart) puis traduite dans la base bi-fréquence.
Pour chaque fréquence, la vitesse de code est, en outre, corrigée par la vitesse de porteuse calculée par le correcteur de boucle respectif 4111 et 412ι à l'aide d'un correcteur de vitesse de code 180 et 280.
Les mesures m de distance issus du dispositif 420ι ont ainsi plus précise du fait de la séparation des dynamiques. Dans sa deuxième variante représentée par la figure 4, le récepteur dispose d'un correcteur de boucle 4102 commun aux deux fréquences au sein du système 4002.
Ainsi, les discriminateurs de phase 161 et 261 , et les discriminateurs de code 162 et 262 des deux fréquences sont couplés au correcteur de boucle commun 4102. Les discriminateurs de phase 161 et
261 sont couplés aux deux premières entrées du correcteur de boucle
4102 et les discriminateurs de code 162 et 262 sont couplées aux deux entrées suivantes du correcteur de boucle 4102. Le correcteur de boucle 4102 calcule, à partir des signaux ainsi reçus, les vitesses de code et de porteuse pour chaque fréquence ainsi que la vitesse ionosphérique. La vitesse ionosphérique est pondéré pour chaque fréquence par un gain 4212 (respectivement 4222) au sein du système 4002, puis fournit au correcteur de vitesse de code 180 (respectivement 280). Les gains 4212 et 4222 sont égaux à -2.λ2, où λ est la longueur d'onde associé à chaque fréquence.
La vitesse ionosphérique en sortie du système 4002 vient corriger les vitesses de code provenant du correcteur de boucle commun 4102 pour chacune des deux fréquence. Cette correction de vitesse de code par la vitesse ionosphérique permet d'ôter les erreurs induites par la propagation des signaux dans l'ionosphère. Elle est effectuée à l'aide pour chaque fréquence à l'aide d'un correcteur de vitesse de code 180 et 280. Cette vitesse ionosphérique est calculée par le correcteur de boucle 4102 non pas dans la base bi-fréquence mais dans la base (moyenne, écart) puis traduite dans la base bi-fréquence.
Pour chaque fréquence, la vitesse de code est, en outre, corrigée par la vitesse de porteuse calculée par le correcteur de boucle 4102 à l'aide d'un correcteur de vitesse de code 180 et 280.
Les mesures m de distance issus du système 400 sont ainsi plus précise du fait de la séparation des dynamiques.
Dans le premier exemple de correcteur de boucle 4102 commun aux deux fréquences proposé par la figure 5, seul les signaux reçus sur ses deux premières entrées et provenant des discriminateurs de phase 161 et 261 sont transposés de la base bi-fréquence dans la base (moyenne, écart). Les quatre signaux e- e2 p, e-ιc, et e2 c reçus par le correcteur de boucle 4102 sont pondérés par des coefficients de pondération associés 4111, 4112, 4161 et 4162.
Ces coefficients de pondération 4111, 4112, 4161 et 4162 sont, soit la longueur d'onde du signal provenant du discriminateur de phase, soit la longueur de décalage (longueurs "chip" pour employer la terminologie anglo-saxonne) du signal provenant du discriminateur de code. Donc, le coefficient de pondération 4111 du signal e-ιp provenant du discriminateur de phase 161 associé à la première fréquence a pour valeur la longueur d'onde λ de ce signal. Le coefficient de pondération 4112 du signal e2 p provenant du discriminateur de phase 261 associé à la deuxième fréquence a pour valeur la longueur d'onde λ2 p de ce signal. Le coefficient de pondération 4161 du signal e-ιc provenant du discriminateur de phase 162 associé à la première fréquence a pour valeur la longueur d'onde λιc de ce signal. Le coefficient de pondération 4162 du signal e2 c provenant du discriminateur de phase 262 associé à la deuxième fréquence a pour valeur la longueur d'onde λ2 cde ce signal.
Les signaux e-ιp et e2 p provenant des discriminateurs de phase 161 et 261 sont transposés dans la base (moyenne, écart) à l'aide d'un convertisseur (moyenne, écart) 412 recevant ces signaux pondérés, c'est à dire λιp e-ιp et λ2 p e2 p. Les dispositifs 4121 et 4122 du convertisseur calculent, à partir des deux signaux entrants respectivement l'écart et la moyenne. Le dispositif 4121 est donc un calculateur d'écart et le dispositif 4122 un calculateur de moyenne. De manière générale, quel que soit le type de discriminateur 161 ,
162, 261 ou 262 dont proviennent les signaux λi βι et λ2 e2 reçus par le convertisseur (moyenne, écart) 412, la sortie du calculateur d'écart 4121 est égale à Δ = λi ei - λ2 e2 et la sortie du calculateur de moyenne 4122 est égale à Σ= α λi ei + β λ2e2 , α et β étant des coefficients dont la valeur est déterminée en fonction des signaux entrants respectifs ei et e2.
Dans l'exemple de la figure 5, les signaux entrants λ-ιp e-ιp et λ2 p e2 p, provenant de discriminateurs de phase 161 , 261 , les valeurs en sortie du convertisseur (moyenne, écart) 412 sont l'écart de phase et la moyenne de phase de deux fréquences. Et, les coefficients α et β sont calculés en fonction des rapports signal sur bruit estimés sur les deux fréquences et de la longueur d'onde.
La sortie du calculateur d'écart 4121 est couplé à un correcteur de boucle aux écarts 413 fournissant la vitesse d'écart ve et la sortie du calculateur de moyenne 4212 est couplé à un correcteur de boucle moyenne 414 fournissant la vitesse de moyenne vm. Ces deux vitesses, vitesse aux écarts ve et vitesse aux moyennes vm, sont transmises à un convertisseur inverse (moyenne, écart) 415. Le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 transpose les vitesses qu'il reçoit dans la base bi- fréquence.
Dans le cas de la figure 5, les vitesses reçues par le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 étant la vitesse aux écarts de phase ve p et vitesse aux moyennes de phase vm p, les vitesses en sortie du convertisseur sont les vitesses de porteuse pour les deux fréquences et la vitesse ionosphérique. Le dispositif 4151, nommé sous-convertisseur fi , calcule la vitesse de porteuse associé à la première fréquence à partir des vitesses aux écarts de phase ve p et aux moyennes de phase vm p. Le dispositif 4152, nommé sous-convertisseur f2, calcule la vitesse de porteuse associé à la deuxième fréquence à partir des vitesses aux écarts de phase ve p et aux moyennes de phase vm p. Et, le dispositif 415+, nommé sous-convertisseur iono, calcule la vitesse de ionosphérique à partir de la vitesse aux écarts de phase ve p.
De manière générale, quel que soit le type de vitesse aux écarts ve et vitesse aux moyennes vm à l'entrée du convertisseur inverse (moyenne, écart) 415, la sortie du sous-convertisseur f1 associé à α est égale à
-vm + — - — vc , et la sortie du sous-convertisseur f2 associé à β est a + β a + β
, . 1 égale a -v,„ -ve . a + β a + β
Dans le cas particulier exposé par la figure 5, le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 dispose d'une sortie supplémentaire sur laquelle il fournit la vitesse ionosphérique calculé par le sous-convertisseur iono 415+ et égale à — . Les entrées e et e2 c du correcteur de boucle 4102 de l'exemple de la figure 5 n'étant pas transposé dans la base (moyenne, écart) , la sortie de chaque pondérateur 4161 et 4162 est couplé à un correcteur de boucle de code 417 calculant la vitesse de code propre à chaque fréquence. Dans cet exemple, l'ordre et la bande de boucle pour la boucle moyenne (414) sont compatibles avec la dynamique du porteur (élevé) et de l'horloge. L'ordre et la bande de boucle pour la boucle aux écarts sont compatibles avec la dynamique de l'erreur ionosphérique (faible). En éliminant la dynamique de l'erreur ionosphérique grâce aux correcteurs de vitesse de code 180 et 280 (en plus de la dynamique du porteur grâce aux corrections par les vitesses de porteuses) on peut réduire considérablement la bande des boucles de code et donc de gagner en précision.
Dans le deuxième exemple de correcteur de boucle 4102 commun aux deux fréquences proposé par la figure 6, les signaux reçus sur les quatre entrées, provenant des discriminateurs de phase 161 et 261 pour les deux premières entrées et des discriminateurs de code 162 et 262 pour les deux entrées suivantes, sont transposés de la base bi-fréquence dans la base (moyenne, écart). Les quatre signaux eιp, e2 p, eιc, et e2 c reçus par le correcteur de boucle 4102 sont pondérés par des coefficients de pondération associés 4111 , 4112, 4161 et 4162.
Ces coefficients de pondération 4111, 4112, 4161 et 4162 sont, soit la longueur d'onde du signal provenant du discriminateur de phase, soit la longueur de décalage (longueurs "chip" pour employer la terminologie anglo-saxonne) du signal provenant du discriminateur de code. Donc, le coefficient de pondération 4111 du signal e-ιp provenant du discriminateur de phase 161 associé à la première fréquence a pour valeur la longueur d'onde λ-ιp de ce signal. Le coefficient de pondération 4112 du signal e2 p provenant du discriminateur de phase 261 associé à la deuxième fréquence a pour valeur la longueur d'onde λ2 p de ce signal. Le coefficient de pondération 4161 du signal eιc provenant du discriminateur de phase 162 associé à la première fréquence a pour valeur la longueur de décalage λιc de ce signal. Le coefficient de pondération 4162 du signal e2 c provenant du discriminateur de phase 262 associé à la deuxième fréquence a pour valeur la longueur de décalage λ2 cde ce signal.
Les quatre signaux e-ιp, e2 p, eιc, et e2 c provenant respectivement des discriminateurs de phase 161 et 261 , et des discriminateurs de code 162 et 262 sont transposés dans la base (moyenne, écart) à l'aide de deux convertisseurs (moyenne, écart) 412P et 412e recevant ces signaux pondérés, c'est à dire λιp e-ιp, λ2 p e2 p, λιc eιc et λ2 c e2 c. Le premier convertisseur (moyenne, écart) 412P reçoit les signaux e-ιp, e2 p provenant respectivement des discriminateurs de phase 161 et 261 , et le deuxième convertisseur (moyenne, écart) 412e les signaux e-ιc, et e2 e provenant respectivement des discriminateurs de code 162 et 262,
De manière générale, les dispositifs 4121 et 4122 du convertisseur calculent, à partir des deux signaux entrants respectivement l'écart et la moyenne. Le dispositif 4121 est donc un calculateur d'écart et le dispositif 4122 un calculateur de moyenne. Quel que soit le type de discriminateur 161 , 162, 261 ou 262 dont proviennent les signaux λi ei et λ2 e2 reçus par le convertisseur (moyenne, écart) 412, la sortie du calculateur d'écart 4121 est égale à Δ = λi βι - λ2 e2 et la sortie du calculateur de moyenne 4122 est égale à Σ= α λi βι + β λ2e2 , α et β étant des coefficients dont la valeur est déterminée en fonction des signaux entrants respectifs ei et e2.
Dans l'exemple de la figure 6, pour les signaux entrants λιp eιp et λ2 p e2 p, provenant de discriminateurs de phase 161 et 261 , les valeurs en sortie du convertisseur (moyenne, écart) 412p sont l'écart de phase et la moyenne de phase de deux fréquences. Et, les coefficients αp et β p sont calculés en fonction des rapports signal sur bruit estimés sur les deux fréquences et de la longueur d'onde. Tandis que pour les signaux entrants λιe eιc et λ2 e e2 e, provenant de discriminateurs de code 162 et 262, les valeurs en sortie du convertisseur (moyenne, écart) 412e sont l'écart de code et la moyenne de code de deux fréquences. Et, les coefficients αe et β e sont calculés en fonction des rapports signal sur bruit estimés sur les deux fréquences et de la longueur de décalage (longueurs "chip" pour employer la terminologie anglo-saxonne).
De manière générale, la sortie du calculateur d'écart 4121 est couplé à un correcteur de boucle aux écarts 413 fournissant la vitesse d'écart ve et la sortie du calculateur de moyenne 4212 est couplé à un correcteur de boucle moyenne 414 fournissant la vitesse de moyenne vm. Ces deux vitesses, vitesse aux écarts ve et vitesse aux moyennes vm, sont transmises à un convertisseur inverse (moyenne, écart) 415. Le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 transpose les vitesses qu'il reçoit dans la base bi-fréquence.
Dans le cas de la figure 6, les vitesses reçues par le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415P étant la vitesse aux écarts de phase ve p de la boucle aux écart de phase 413P et vitesse aux moyennes de phase vm p de la boucle moyenne de phase 414P, les vitesses en sortie du convertisseur inverse (moyenne, écart) 415P sont les vitesses de porteuse pour les deux fréquences et la vitesse ionosphérique; et les vitesses reçues par le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415e étant la vitesse aux écarts de code ve° de la boucle aux écart de phase 413e et vitesse aux moyennes de code vm c de la boucle moyenne de phase 414e, les vitesses en sortie du convertisseur inverse (moyenne, écart) 415e sont les vitesses de code pour les deux fréquences.
De manière générale, au sein d'un convertisseur inverse (moyenne, écart) 415, le dispositif 4151, nommé sous-convertisseur fi , calcule la vitesse associé à la première fréquence à partir des vitesses aux écarts ve et aux moyennes vm. Le dispositif 4152, nommé sous-convertisseur f2, calcule la vitesse associé à la deuxième fréquence à partir des vitesses aux écarts ve et aux moyennes vm. Quel que soit le type de vitesse aux écarts ve et vitesse aux moyennes vm à l'entrée du convertisseur inverse (moyenne, écart) 415, la sortie du sous-convertisseur f1 associé à α est égale à vm + — - — ve , et la sortie du sous-convertisseur f2 associé à + β a + β β est égale à v,„ -• a + β a + β
En particulier, si les vitesses reçus par le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415P sont des vitesses aux écarts de phase ve p et aux moyennes de phase vm p, les vitesses en sortie sont des vitesses de porteuse; si les vitesses reçus par le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415° sont des vitesses aux écarts de code ve c et aux moyennes de code vm e, les vitesses en sortie sont des vitesses de code. De plus, le dispositif 415+, nommé sous-convertisseur iono, du convertisseur inverse (moyenne, écart) 415P' recevant des vitesses aux écarts de phase ve p et aux moyennes de phase vm p, calcule la vitesse de ionosphérique à partir de la vitesse aux écarts de phase ve p. Dans le cas particulier exposé par la figure 6, le convertisseur inverse (moyenne, écart) 415 dispose donc d'une sortie supplémentaire sur laquelle il fournit la vitesse ionosphérique calculé par le sous-convertisseur iono 415+ et égale à
Un autre exemple non illustré consisterait à transposer dans la base (moyenne, écart) uniquement les sorties des discriminateurs de code 162, 262.
La vitesse ionosphérique calculée pour corriger les erreurs liées à la propagation de signaux dans la ionosphère. Or, les signaux de fréquences différentes se propageant dans la ionosphère ont une dynamique relative faible. Donc, de manière plus générale les différents systèmes et dispositifs décrits peuvent être appliqués dans tout récepteur bi-fréquence ayant boucle de code et de porteuse incohérente dont les signaux de fréquence différentes ont une dynamique relative faible. La vitesse calculée pour corriger les erreurs induisant cette dynamique relative faible est nommée vitesse relative.
Ce type de système de réception bi-fréquence pour la mesure de distance avec boucle de porteuse et de code incohérente utilisant l'invention peut être appliqué non seulement au GPS, à Glonass et à Galileo mais aussi à toute application nécessitant l'utilisation de récepteur bi-fréquence à boucle de porteuse et de code incohérente et recevant des signaux à dynamique relative faible.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de réception bi-fréquence comportant par fréquence une boucle de code et une boucle de porteuse incohérentes, la dynamique relative des signaux reçus étant faible, caractérisé en ce qu'il comporte au moins : - un changement de repère de la base bi-fréquence vers une base (moyenne, écart) ,
- une correction sur au moins la boucle aux écart afin d'obtenir la vitesse aux écart dans cette base (moyenne, écart) ,
- un changement de repère inverse afin de calculer à partir de la vitesse aux écarts dans la base (moyenne, écart) la vitesse relative dans la base bi-fréquence,
- une correction de la vitesse de code pour chacune des deux fréquences par la vitesse relative obtenue dans la base bi-fréquence.
2. Convertisseur (moyenne, écart) d'un récepteur bi-fréquence à boucles de porteuse et de code incohérente caractérisé en ce qu'il permet le changement de repère des phases de chacune des fréquences vers leur moyenne de phase et leur écart de phase s'il reçoit une information fonction de ces dites phases.
3. Convertisseur (moyenne, écart) selon la revendication précédente caractérisé :
- en ce qu'il reçoit pour chacune des deux fréquences au moins un signal ei (respectivement e2) provenant d'au moins un discriminateur (161 , 162, 261 ou 262) associé à cette fréquence, chacun de ces signaux étant pondéré par une coefficient de pondération λi (respectivement λ2) associée au signal et
- en ce qu'il calcule l'écart Δ = λi βι - λ2 e2 et la moyenne Σ= α λi ei + β λ2 e2 de ces signaux pondérées, α et β étant des coefficients dont la valeur est déterminée en fonction des signaux entrants respectifs ei et e2.
4. Convertisseur (moyenne, écart) selon la revendication précédente caractérisé en ce que lesdits discriminateurs fournissant les signaux entrants sont des discriminateurs de phase (161 , 261 ) ou de code (162, 262).
5. Convertisseur (moyenne, écart) selon la revendication précédente caractérisé en ce que:
- si lesdits discriminateurs sont des discriminateurs de phase (161 , 261 ) , les coefficient de pondération λi et λ2 sont des longueur d'onde et les coefficients α et β sont calculés en fonction des rapports signal sur bruit estimés sur les deux fréquences et de la longueur d'onde;
- si lesdits discriminateurs sont des discriminateurs de code (162, 262) , les coefficient de pondération λi et λ2sont des longueur de décalage et les coefficients α et β sont calculés en fonction des rapports signal sur bruit estimés sur les deux fréquences et de la longueur des décalage.
6. Convertisseur inverse (moyenne, écart) d'un récepteur bi-fréquence à boucles de porteuse et de code incohérente caractérisé en ce qu'il permet au moins d'obtenir la vitesse relative s'il reçoit la vitesse d'écart de phase des deux fréquences.
7. Convertisseur inverse (moyenne, écart) selon la revendication précédente caractérisé:
- en ce qu'il reçoit la vitesse de l'écart ve et la vitesse de la moyenne vm respectivement du correcteur de la boucle aux écarts (413) et du correcteur de la boucle moyenne (414) , et - en ce qu'il calcul pour chacune des deux fréquences les vitesses de porteuse et/ou la vitesse relative (respectivement les vitesses de code) si les signaux convertis par le convertisseur (moyenne, écart) (412) selon l'une quelconque des revendications 2 à 5 proviennent d'un discriminateur de phase (161 , 261 ) (respectivement d'un discriminateur de code (162, 262)).
8. Convertisseur inverse (moyenne, écart) caractérisé en ce que:
- la vitesse relative est égale à la sortie du correcteur de boucle aux écarts (413) pondéré par
- la vitesse de porteuse (respectivement de code) est égale à
1 β . , . .. . . 1 a v,„ + — v e Pour 'a fréquence associe a α et v... - a + β a + β a + β a + β pour la fréquence associé à β si le discriminateur est un discriminateur de phase (161 , 261 ) (respectivement un discriminateur de code (162, 262)).
9. Correcteur de boucle d'un récepteur bi-fréquence à boucles de porteuse et de code incohérente caractérisé en ce qu'il comporte:
- au moins quatre entrées, les deux premières recevant les signaux des discriminateurs de phase (161 , 261 ) des deux fréquences et les deux suivantes recevant les signaux des discriminateurs de code (162, 262) des deux fréquences,
- au moins un pondérateur (411 , 416) couplé à chaque entrée, la valeur de pondération λ étant la longueur d'onde du signal pour les deux premières entrées et la longueur de décalage pour les deux suivantes, - un convertisseur (moyenne, écart) (412) selon l'une des revendication 2 à 5 recevant les deux premières entrées pondérées fournissant l'écart et la moyenne de phase et/ou convertisseur (moyenne, écart) (412) selon l'une des revendication 2 à 5 recevant les deux entrées suivantes pondérées fournissant l'écart et la moyenne de code, - couplé à la sortie écart de chaque convertisseur (moyenne, écart) (412) une boucle aux écarts (413) et à la sortie moyenne de chaque convertisseur (moyenne, écart) (412) une boucle moyenne (414),
- un convertisseur inverse (moyenne, écart) (415) selon l'une des revendication 6 à 8 couplé à chacun des couples boucle aux écarts (413) / boucle moyenne (414).
10. Correcteur de boucle selon la revendication précédente caractérisé en ce qu'il comporte:
- deux filtres de boucle de code (417) couplées chacune à l'une des deux entrées suivantes pondérées si ces deux entrées suivantes recevant les signaux provenant de discriminateurs de code (162, 262) ne sont pas couplés à un convertisseur (moyenne, écart) (412) après pondération,
- deux filtres de boucle de porteuse couplées chacune à l'une des deux premières entrées pondérées si ces deux premières entrées recevant les signaux provenant de discriminateurs de phase (161 , 261 ) ne sont pas couplés à un convertisseur (moyenne, écart) (412) après pondération.
11. Récepteur bi-fréquence comportant par fréquence une boucle de code et une boucle de porteuse incohérentes, ledit récepteur bi-fréquence recevant des signaux dont la dynamique relative est faible, caractérisé en qu'il comporte au moins: - un convertisseur (moyenne, écart) (412) selon l'une quelconques des revendication 2 à 5 permettant le changement de repère des phases vers leur moyenne de phase et leur écart de phase,
- un correcteur de boucle aux écarts (413) de phase permettant d'obtenir à partir des écarts de phase issus du convertisseur (moyenne, écart) (412) une vitesse d'écart de phase,
- un convertisseur inverse (moyenne, écart) (415) selon l'une quelconque des revendications 6 à 8 permettant le changement de repère de la vitesse d'écart de phase pour obtenir la vitesse relative, - deux correcteurs 180 et 280 de la vitesse de code, un par fréquence, chacun recevant les vitesses de code, de porteuse et la vitesse relative respectives issue du convertisseur inverse, et chacun fournissant sa vitesse de code corrigée respective à sa boucle de code respective.
12. Récepteur bi-fréquence selon la revendication précédente caractérisé en ce que le convertisseur (moyenne, écart) (412) reçoit les mesures de porteuses calculés à partir des deux fréquences.
13. Récepteur bi-fréquence comportant par fréquence une boucle de code et une boucle de porteuse incohérentes, ledit récepteur bi-fréquence recevant des signaux dont la dynamique relative est faible, caractérisé en qu'il comporte au moins:
- un correcteur de boucle (410) selon l'une quelconques des revendications 9 ou 10 fournissant la vitesse relative et pour chacune des deux fréquences la vitesse de code et la vitesse de porteuse,
- deux correcteurs de vitesse de code 180 et 280, un par fréquence: • chacun recevant lesdites vitesses de code, de porteuse et la vitesse relative pondéré par -2/λ2, où λ est la longueur d'onde associé à la fréquence du correcteur de vitesse de code, et chacun fournissant sa vitesse de code corrigée respective à oscillateur de code (120,220) respectif.
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