EP1423727A1 - Procede et dispositif d'antiparasitage, en reception, d'un signal radioelectrique a large bande - Google Patents

Procede et dispositif d'antiparasitage, en reception, d'un signal radioelectrique a large bande

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EP1423727A1
EP1423727A1 EP02783140A EP02783140A EP1423727A1 EP 1423727 A1 EP1423727 A1 EP 1423727A1 EP 02783140 A EP02783140 A EP 02783140A EP 02783140 A EP02783140 A EP 02783140A EP 1423727 A1 EP1423727 A1 EP 1423727A1
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EP
European Patent Office
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test signal
equalization
processing chains
signal
version
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EP02783140A
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German (de)
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Inventor
Valéry Thales Intellectual Property LEBLOND
Alain Thales Intellectual Property RENARD
Franck Thales Intellectual Property LETESTU
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Thales SA
Original Assignee
Thales SA
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Filing date
Publication date
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Publication of EP1423727A1 publication Critical patent/EP1423727A1/fr
Ceased legal-status Critical Current

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    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/35—Constructional details or hardware or software details of the signal processing chain
    • G—PHYSICS
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    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/21—Interference related issues ; Issues related to cross-correlation, spoofing or other methods of denial of service
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/23—Testing, monitoring, correcting or calibrating of receiver elements

Definitions

  • the present invention relates to interference suppression, on reception, of a broadband radio signal by spatial filtering taking into account different distorted versions of the signal delivered by parallel processing chains, such as for example, the individual processing chains associated with radiating elements of a receiving network antenna.
  • Certain radioelectric systems such as, for example, the so-called “GPS” satellite navigation system (from the Anglo-Saxon “Global Positioning System”), use wideband spread spectrum radio signals, received with very low power level, easily, from 30 dB to 40 dB below the thermal noise level at the input of a receiver.
  • the despreading operation makes it possible to raise the signal-to-noise ratio of the received signal well above 0 dB.Hz, so that the received signals can be exploited from sure way.
  • the spread-band transmission technique is relatively insensitive to intentional interference when the frequency band used is not known to the person seeking to interfere because this frequency band is difficult to spot given the low power density per hertz of the band signal issued.
  • the frequency bands used are well known and the strength of the signals received low since they come from transmitters of a few tens of watts on board traveling satellites in orbit distant from around twenty thousand kilometers of the surface of the terrestrial globe
  • These two characteristics of imposed transmission frequency bands and low transmission powers make the reception of GPS signals particularly sensitive to broadband interference since it is sufficient to disturb the reception of GPS signals locally have a noise emitter occupying the GPS frequency bands, in the area concerned, either on the ground or above the ground on board an aircraft, missile or other aircraft.
  • GPS jamming equipment capable, with a relatively low power since of the order of four watts, of disturbing the reception of GPS signals in a very large area whose radius can reach 200 km
  • a first known measurement consists in using in reception, an antenna with a hemispherical radiation diagram turned towards the sky excluding directions with a low elevation angle.
  • Such an antenna is often of the array type, with several radiating elements placed, on a ground plane, at the vertices of a regular polygon and possibly a central radiating element, and with a space combiner which makes a weighted sum, in amplitude and in phase, signals picked up individually by the different radiating elements of the antenna to obtain a reception channel corresponding to the desired radiation pattern
  • a second measure complementary to the first consists, since we are in the presence of a network type reception antenna, in implementing the technique of dynamic reduction of the power of the parasitic signals as opposed to the secondary lobes, known technique under the acronym OLS for "Opposition of Secondary Lobes" (in English CSLC for "Coherent Side Lobe Canceler”)
  • This OLS interference suppression technique was originally developed in the context of radars. It consists of dynamically forming, from the signals picked up by several radiating elements, a reception channel corresponding to a radiation diagram presenting one or more several lobes in the directions of the useful signals and holes in the directions of the jammers Its implementation goes through the following main stages
  • the possible number of independent reception channels is less than or equal to that of the distinct radiating elements of the reception antenna and that, in order to be able to eliminate N jammers, it is necessary to have at least N independent auxiliary reception channels and therefore to have when receiving a network antenna comprising at least N + 1 distinct radiating elements
  • this OLS interference suppression technique depends on the accuracy and precision of the determination of the amplitude and phase weighting coefficients used to add the signals of the auxiliary reception channels to the signal of the main reception channel Without precautions particular, the use of this OLS interference suppression technique in the context of signal receivers spread band such as GPS receivers, reduces their sensitivity to broadband interference by around 30 dB
  • the object of the present invention is to improve the efficiency of the O.L.S. in the context of useful wideband signals It aims, more generally, to improve the efficiency of all the processing of broadband signals taking into account different versions of the same signal coming from parallel processing chains supposed to have identical transfer functions.
  • Its subject is a method of interference suppression, on reception, of a useful radio signal, by spatial filtering taking into account different parasitized versions of the signal delivered by a set of parallel processing chains supposed to have identical transfer functions, remarkable in that it consists in carrying out an equalization, at the levels of the processing chains, before spatial filtering, by individually equipping processing chains with adjustable time equalization filters and with equalization filter adjustment circuits operating from the differences observed between two versions of the same test signal generated locally on reception by a test signal generator, one of the versions traversing the equalized processing chain concerned and the other serving as a reference.
  • the test signal differs from the useful signal by its clearly higher power which relays the useful signal at the level of ambient noise.
  • the test signal differs from the useful signal by an auxiliary modulation.
  • the test signal is distinguished from the useful signal by an auxiliary modulation by a pseudo-random binary sequence, the test signal being added to the useful signal in its modulated form during its passage in a processing chain then separated from the useful signal by demodulation before being used by an equalization filter adjustment circuit.
  • an equalization filter adjustment circuit uses the version of the test signal having traversed the processing chain to be equalized to measure, explicitly, the transfer function of this processing chain to be equalized, compares this transfer function with a reference transfer function taken from the reference version of the test signal and deduced from the observed differences, adjustment values making it possible to attenuate these differences for an equalization filter inserted after the processing chain to be equalized .
  • an equalization filter adjustment circuit operates in a self-adaptive manner, so as to maximize the. correlation value between the two versions of the test signal, the reference version and the version which has passed through the processing chain to be equalized, including the equalization filter.
  • the test signal generator provides two versions of the test signal, one in the input frequency band of the processing chains, the other in the output frequency band of the processing chains.
  • the reference version of the test signal is provided by one of the so-called main processing chains which does not have an adjustable equalization filter and an equalization filter adjustment circuit, and whose effective transfer function is taken for reference transfer function, while all the other so-called auxiliary processing chains are individually provided with an adjustable equalization filter and an equalization filter adjustment circuit
  • all the processing chains are individually provided with an adjustable equalization filter and an equalization filter adjustment circuit, the reference version of the test signal being taken equal to a weighted linear combination of the versions of the transmitted by the different processing chains and taken upstream of the adjustable equalization filters.
  • the adjustment of an equalization filter is done during calibration periods during which the useful signal is replaced at the input of the processing chain considered by the test signal.
  • time slices are reserved for the calibration periods which are simultaneous for the different processing chains, the spatial filtering of deworming being interrupted during these time slices
  • the calibration periods assigned to the different processing chains are not simultaneous but succeed one after the other, the processing chain under test being temporarily excluded from spatial filtering.
  • the test signal is a spread band signal which occupies the same frequency band as the useful radio signal and which is obtained by modulation of a carrier with a specific pseudo-random binary sequence.
  • test signal is a pure frequency line sweeping the frequency band of the useful radio signal
  • the test signal is injected into the different processing chains, at the output of the receiving network antenna, by means of multiplexing devices making it possible to connect the inputs of the processing chains either to the antenna of reception, either to the test signal generator.
  • the adjustment of the equalization filters of the processing chains is done continuously, in the background of the reception of the useful signal, by means of the test signal which is added to the useful signal at the input of the processing chains via a bank of couplers.
  • the adjustment of the equalization filters of the processing chains is done continuously, in the background of the reception of the useful signal, by means of the test signal which is modulated by an auxiliary modulation using a binary sequence.
  • pseudo-random which is added to the useful signal at the input of the processing chains by means of a bank of couplers and which is separated from the useful signal by demodulation at the output of the processing chains.
  • the invention also relates to a suppressor device, on reception of a useful radioelectric signal operating by spatial filtering and implementing the aforementioned method.
  • FIG. 2 showing an example in which the circuits for adjusting the equalization filters operate, during calibration periods, adaptively, on the basis of a correlation between a version of the test signal taken at the output of the measurement, downstream of the equalization filter, and of a reference version of the test signal supplied directly by the local generator generating the test signal applied at the input of the measurement chain,
  • FIG. 3 showing an example in which the adjustment circuits of the equalization filters operate, during calibration periods, by spectral analyzes of a version of the test signal taken at the output of the measurement chain, upstream of the filter adjustable equalization, and a reference version of the test signal taken from the output of a measurement chain without an adjustable equalization filter,
  • FIG. 4 showing an example in which the adjustment circuits of the equalization filters operate, during calibration periods, adaptively, on the basis of a correlation between a version of the test signal taken at the output of the measurement, downstream of the equalization filter, and of a reference version of the test signal taken from the output of a measurement chain lacking an adjustable equalization filter,
  • FIG. 5 showing an example in which the circuits for adjusting the equalization filters operate, in the background of the reception of the useful signal, by means of the test signal which is added to the useful signal at the input of the processing chains by the intermediary of a bank of couplers, adaptively, from a correlation between a version of the test signal taken at the output of the measurement chain, downstream of the equalization filter, and a reference version of the test signal supplied directly by the local generator generating the test signal applied at the input of the measurement chain,
  • FIG. 7 showing an example in which the circuits for adjusting the equalization filters operate, in the background of the reception of the useful signal, by means of the test signal which, after having undergone an auxiliary modulation, is added to the useful signal at the input of the processing chains by means of a coupler bank, by spectral analyzes of a version of the test signal taken at the output of the measurement chain, upstream of the adjustable equalization filter, and separated from the useful signal by demodulation , and a reference version of the test signal taken from the output of a measurement chain without an adjustable equalization filter, - a FIG.
  • FIG. 8 showing an example in which the adjustment circuits of the equalization filters operate, in background of the reception of the useful signal, by means of the test signal which, after having undergone an auxiliary modulation, is added to the useful signal at the input of the processing chains via a ba nc of couplers, adaptively, from a correlation between two versions of the test signal separated from the useful signal by demodulation and sampled, one at the output of a measurement chain to be equalized, downstream of the filter equalization, and the other at the output of a measuring chain without an adjustable equalization filter, and FIG.
  • the antiparasitic device by spatial filtering illustrated in FIG. 1 is supposed to process in reception, radioelectric signals coming from the navigation satellites of the GPS II system is placed at the level of the input stages of a GPS receiver, following of the receiving antenna 1, in front of the floors devoted to despreading of GPS signals, to the extraction of the information contained in the despread signals and to the position and speed calculations from the information extracted
  • the receiving antenna 1 is a network antenna with a hemispherical radiation diagram directed upwards to allow reception of signals from transmitters on board aboard traveling satellites. It is configured to have a sensitivity turned towards the sky and limited to angles. sites greater than a few degrees to be as little as possible influenced by terrestrial jammers, intentional or not As represented, it is formed by a network of seven radiating elements 1 a, 1 b, 1 c,, 1f, 1 g arranged on a substantially horizontal ground plane, six 1 a,, 1f distributed according to the vertices of a regular hexagon and a seventh 1 g placed in the center of the hexagon This representation is theoretical because the receiving network antenna is actually made from the patch antenna technique Other antenna configurations are possible with more or less radiating elements arranged at the vertices of a regular polygon and with a central radiating element or not, the antenna preferably having an omnidirectional radiation pattern in azimuth since the orientation of the receiver. is not necessarily known in advance.
  • each individual processing chain comprises one or more input stages 20 ensuring a limitation of the out-of-band noise and a descent in frequency of the received signal, from the HF range in which it was transmitted (L bands) to a intermediate frequency range FI more conducive to digitization, an analog / digital converter 21 and an output stage 22 completing the frequency descent and ensuring the passage of the useful signal in baseband.
  • the signals picked up by the various elements 1a, ...., 1g of the antenna 1, which have the in the form of sequences of digital samples with two components, one I called in phase and the other Q called in quadrature, are applied to a spatial interference suppression filter 3.
  • the spatial interference suppression filter 3 achieves a linear combination of the signals picked up by the different radiating elements of the antenna to create a reception channel favoring the useful signals to the detriment of the interference signals. Its operating principle is based on the assumption that the wanted signals and the interference signals are not picked up in the same directions. It consists in creating, in the radiation diagram corresponding to the reception channel formed at the output of the spatial filter, holes in the directions of the jammers but not in the directions of the useful signals.
  • the adjustment of the spatial interference suppression filter 3, that is to say the determination of the weighting coefficients of the linear combination of the signals picked up by the reception antenna which it carries out, is done by considering one of the reception channels. applied as input to the spatial filter 3 as a master channel and the others as auxiliary channels, by imposing a unit weighting coefficient on the master channel and by determining the weighting coefficients of the auxiliary channels in order to obtain at the output of the spatial filter a signal without correlation with them.
  • the master reception channel is that coming from the central element 1 g of the reception antenna 1 but this master channel could come from another radiating element or even result from a particular combination signals picked up by the different radiating elements of the antenna, particular in the sense that it is favorable to the reception of useful signals.
  • auxiliary reception channels here originate from each of the peripheral radiating elements 1a, ..., 1f of the reception antenna 1 but they could also result from particular combinations of the signals picked up by the different radiating elements of the antenna, particular in meaning that they would be rather favorable to the reception of jammers.
  • the only limitation is that the master and auxiliary reception channels are independent, that is to say that none of them is reduced to a simple linear combination of the others.
  • the automatic equalization circuit bank contains an automatic equalization circuit per reception channel. Only the one 4d dedicated to the reception channel corresponding to the signal picked up by the radiating element 1d from the reception antenna 1 is visible in FIG. 1.
  • Each automatic equalization circuit 4d includes an adjustable equalization filter 40d inserted in output of the reception channel processing chain 2d to which it is dedicated, upstream of the spatial interference filter 3, a circuit 41 d for determining the coefficients of the adjustable equalization filter 40d, two circuits 42t and 43d analyzers spectrum, one 42t connected as an input, to an IF output, at intermediate frequency, from the test signal generator 5, the other 43d connected as an output from the analog / digital converter 21 d of channel 1d assigned to the automatic circuit d equalization considered 4d, and a subtractor 44d connected at the output of the two spectrum analyzer circuits 42t and 43d providing the difference observed between the two spectra at circuit 41d of determin ation of the coefficients of the equalization filter 40d.
  • the battery 6 of switches makes it possible to isolate at will the individual processing chains from the influence of the outside world and therefore from the jammers so as to subject them only to the test signal.
  • test signal once injected via the battery of switches 6, at the input of the individual processing chains 2a, ...., 2g in place of the signals received consisting of the useful and interference signals picked up by the radiating elements of the reception antenna 1, cross the different stages of the individual processing chains placed upstream of their analog / digital converters. It thus traverses all their analog parts and undergoes, on the part of the individual processing chains 2a, ...., 2g, the same disturbances as the useful signals picked up by the receiving antenna.
  • the spectrum analyzer circuits 42t, 43d deliver the complex frequency spectra of the signals applied to their inputs. They can operate according to all known techniques of spectral analysis, as well those using the Fourier transformation in all its variants, as those called "high resolution" using an approach by the eigenvalues and eigenvectors of the autocorrelation matrix of the signal or an autoregressive modeling approach. In FIG. 1, the spectrum analyzer circuits 42t, 43d are assumed to operate an FFT, that is to say a rapid Fourier transformation.
  • the spectrum analyzer circuit 42t delivers the complex frequency spectrum of the version of the test signal which occupies the intermediate frequency band output from the processing chain while being directly derived, in digital form, from the output FI of the generator of the test signal 5 while the other 43d delivers the complex frequency spectrum of the test signal after it has passed through the processing chain 2d while it is affected by disturbances due to this processing chain 2d.
  • the complex frequency spectrum delivered by the spectrum analyzer circuit 42t constitutes a reference transfer function model making it possible to take into account the imperfections of the test signal with respect to the flat spectrum sought in the useful band while the complex frequency spectrum delivered by the spectrum analyzer 43d constitutes a measure of the transfer function of the processing chain 2d to imperfections near the test signal.
  • the subtractor 44d subtracts from the transfer function model delivered by the spectrum analyzer circuit 42t, the measured transfer function delivered by the spectrum analyzer 43d to highlight the spectral disturbances to be corrected by the adjustable equalization filter 40d placed at the output of the individual processing chain 2d.
  • the circuit 41 d for determining the coefficients of the equalization filter performs the conventional calculations for determining the coefficients of a filter to carry out the transfer function delivered by the subtractor
  • It can be of any known type and operate, for example, by inverting the autocorrelation matrix of the spectral disturbances.
  • the adjustable equalization filter 40d is a programmable digital filter since it is located, following an individual processing chain 2d, at a level where the signals are available in digital form. It is advantageously a FIR type finite response filter.
  • the spectrum analyzer 42t operating directly on the signal from the test signal generator 5 has been shown as belonging to each automatic equalization circuit 4a, 4b, ..., 4g. It goes without saying that it can exist in only one copy and be shared with all automatic equalization circuits
  • the test signal generator 5 can generate a pure frequency line of calibrated amplitude which scans the band occupied by the useful signals at the inputs of the individual processing chains 2a, ..., 2g.
  • the spectrum analyzer circuits 42t, 43d then supply complex spectra made up subsequently of complex samples (amplitude-phase) of the signals taken from the outputs of the analog-digital converters of the individual processing chains for different frequency values scanned by the frequency line of the test signal.
  • FIG. 2 shows a second example of a spatial filtering interference suppression device provided with a bank of automatic equalization circuits.
  • the difference compared to the anti-interference device described relative to FIG. 1 is essentially located, at the level of the design of the automatic equalization circuits 4d ′ and more particularly of the mode of adjustment of the adjustable equalization filter 40d which is no longer made from an explicit measurement of the differences presented by the transfer function of the processing chain with respect to a reference transfer function but according to an adaptive process tending to maximize the value of the correlation existing between the test signal at the output of the adjustable equalization filter 40d and its version coming directly from the test signal generator 5 taken this time on an output BB where the test signal is available in digital form, no longer in intermediate frequency band but in base band, a delay circuit 7 making it possible to correct the delay ⁇ T1 taken by the test signal from the processing chain due to its longer path and to put the two v in phase correlated ersions of the test signal.
  • the circuit for determining the coefficients of the adjustable equalization filter 41 operates by successive approximations, implementing the conventional techniques based on the gradient algorithm used, for example , in the field of modems to perform a suitable filtering of transmission links.
  • FIG. 3 shows a third example of a device for interference suppression by spatial filtering provided with a bank of automatic equalization circuits.
  • the difference with respect to the interference suppression device described in relation to FIG. 1 is at the level of the test signal version used for the transfer function model This, instead of coming directly from the test signal generator 5 is extracted from the individual processing chain 2g assigned to the reception channel coming from the central radiating element 1g from the antenna 1 taken as the master channel for the spatial interference filter 3
  • the individual processing chain 2g of the master channel is taken for reference and does not have an automatic equalization circuit unlike all the others individual processing chains 2a to 2f.
  • the two versions of the test signal used by an automatic equalization circuit 4d are extracted at the same level from the two individual processing chains, that is, as shown, at the intermediate output of the analog / digital conversion stage, or even at the final output, after stage 22g, 22d of translation of the baseband signal, but upstream of the adjustable equalization filter 40d.
  • FIG. 4 shows a fourth example of a spatial filtering interference suppression device provided with a bank of automatic equalization circuits. This is distinguished from the previous one by the constitution of the automatic equalization circuits 4d 'which takes up that with correlator 45d of the second example illustrated in Figure 2. As one of the inputs of the correlator 45d must be connected at the output of the adjustable filter equalizer 40d delivering a baseband signal, the other input of the correlator 45d can only be connected at the final output of the individual processing chain 2g while the signal is also in baseband .
  • the banks of automatic equalization circuits are adjusted during operations of calibration where the test signal is substituted for the signals of the receiving antenna 1 by an operation of a bank of switches 6.
  • These calibration operations can be carried out simultaneously for all the processing chains, for example when switching on route of the receiver or sequentially after a certain period of time taking into account the drifts of the processing chains.
  • the assignment of different calibration periods for the processing chains allows spatial filtering to continue during the calibration periods, only the processing chain under test being temporarily excluded.
  • the insertion of calibration periods during the operation of the GPS receiver is advantageously entrusted to an automaton which either regularly imposes calibration periods on the start-up of the receiver and at the end of operating periods of a determined duration chosen as a function of the drift speeds of the characteristics of the individual processing chains, or initializes a calibration period when the receiver is started up and each time the signal to noise ratio of the received signal, measured downstream in the receiver after the despreading operation becomes below a threshold considered as the minimum tolerable for reliable operation of the GPS receiver.
  • interference suppression devices with spatial filtering of bank of automatic equalization circuits which can be adjusted continuously, in the background of the reception of the useful signal.
  • Figure 5 gives an example derived from that of Figure 2.
  • This fifth example is similar to that of Figure 2 which he uses the design of automatic equalization circuits 4d '. It differs from it only in that the bank 6 of switches 6a to 6g has given way to a bank 8 of couplers 8a to 8g.
  • the test signal generated at high frequency by the test generator 5 is superimposed on the reception signals of the antenna 1 in the different individual processing chains 2a to 2g.
  • the useful reception signal superimposed on the test signal at the output of the adjustable equalization filter 40d plays the role of noise in the correlation effected by the correlator 45d, with the version of the test signal coming directly from the test signal generator 5, noise which is eliminated or, at the very least, very weakened if care has been taken to take a pseudo-random binary code orthogonal to the codes for the test signal pseudo-random binaries used by the GPS system.
  • FIG. 6 shows a sixth example of a spatial filtering interference suppression device with a bank of automatic equalization circuits which can be adjusted continuously, in the background of the reception of the useful signal.
  • This other example is similar to that of FIG. 1, from which it takes up the design of the automatic equalization circuits 4d. It is distinguished from it, however, by different characteristics. As in the previous example in FIG.
  • the bank 6 of switches 4a to 4g has left its place a bench 8 of couplers 8a to 8g but in addition, the test signal available on the HF output of the test signal generator 5 undergoes an auxiliary modulation by a pseudo-random code before being superimposed on the useful reception signal at the input of the individual processing chains 2a to 2g then an auxiliary demodulation at the output of the individual processing chains 2a to 2g before being applied to the spectrum analyzer 43d.
  • the auxiliary modulation and demodulation of the test signal before and after it has passed through the individual processing chain to be equalized is intended to make it possible to attenuate the useful signal at the input of the spectrum analyzer 43d so that it mainly sees the test signal. They are carried out by means of a local generator 9 of pseudo-random binary code, of a modulator 10 interposed between the HF output of the test signal generator 5 and the bank 8 of couplers 8a to 8g and of a demodulator 11 inserted before the input of the spectrum analyzer 43d of the automatic equalization circuit.
  • the auxiliary modulation is preferably done at a multiple of the bit rate of the test signal and performs an additional band spread which is chosen to accommodate the bandwidth margin on either side of that of the useful signal, adopted for individual treatment chains when they are designed.
  • FIG. 7 shows a seventh example of a device for interference suppression by spatial filtering provided with a bank of automatic equalization circuits.
  • the difference compared to the interference suppression device described in relation to the previous figure 6 is at the level of the version of the test signal used for the transfer function model.
  • This instead of coming directly from the test signal generator 5, is extracted from the individual processing chain 2g assigned to the reception channel coming from the central radiating element 1g from the antenna 1 taken as the master channel for the antiparasitic spatial filter 3.
  • the signal extracted from the individual processing chain 2d subject to equalization the signal extracted from the individual processing chain 2g taken for reference undergoes a demodulation at 12 intended to bring out the test signal of all the components of the output signal of this individual 2g processing chain.
  • the chain individual processing 2g of the master channel taken for reference does not have an automatic equalization circuit unlike all the other individual processing chains 2a to 2f and only the two versions of the test signal used by an equalization circuit automatic 4d are extracted at the same level from the two individual processing chains, either, as shown, at the intermediate output of the analog / digital conversion stage, or even at the final output, after the stage 22g, 22d of signal translation in baseband, but upstream of the adjustable equalization filter 40d
  • FIG. 8 shows an eighth example of a device for interference suppression by spatial filtering provided with a bank of automatic equalization circuits. This is distinguished from the preceding illustrated in FIG. 7, by the constitution of the automatic equalization circuits 4d ′. which uses the correlator 45d from the examples illustrated in Figures 2, 4 and 5 As one of the inputs of the correlator 45d must be connected to the output of the adjustable equalization filter 40d delivering a baseband signal, the other input of the correlator 45d can only be connected at the final output of the individual 2g processing chain while the signal is also in baseband
  • interference suppression devices by spatial filtering with bank of automatic equalization circuits are also possible, in particular variants combining the bank of switches and the bank of couplers of the examples previously described. It is also possible to take into account the part of the inhomogeneity faults, in the processing of the reception channels, due to the radiating elements of the reception antenna It is sufficient for this to replace the banks of switches or couplers by a transmission antenna excited by the local generator test signal and placed on the same carrier as the receiving antenna, near or even within the receiving antenna
  • one of the radiating elements of the reception antenna can be used as transmitting antenna for the test signal.
  • This radiating element 1 g which retains its role on reception, is excited on transmission, by means of an auxiliary coupler 8 "by the test signal previously subjected to an auxiliary modulation to allow its separation from the useful signal during its reception.
  • the banks 4, 4 ′ of automatic equalization circuits intervene on the signals when they have been digitized. They are therefore produced by digital processing like the spatial filter 3 of interference suppression so that the two functions of equalization by time filtering and of interference suppression by spatial filtering can be carried out by means of the same circuit specialized in signal processing such as a DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • the devices which have just been described have the advantage of making it possible to correct the faults of the analog down-frequency chains of the reception channels of a network antenna by programming digital components which is a much easier operation than intervene in the design of analog stages. We can thus get rid of the often very hard specifications imposed on the HF stages in the field of radio signal sensor networks such as radio navigation signals.

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Abstract

L'invention concerne l'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique à large bande par un filtrage spatial prenant en compte différentes versions parasitées du signal délivrées par des chaînes de traitement parallèles supposées avoir la même fonction de transfert, comme par exemple, les chaînes individuelles de traitement associées aux éléments rayonnants d'une antenne réseau de réception de signaux de satellites de navigation GPS. Elle consiste à réaliser, au niveau des sorties des chaînes de traitement (2a a 2g), avant le filtrage spatial de déparasitage (3), une égalisation automatique (4d) réduisant les disparités entre chaînes de traitement (2a a 2g), que ces disparités soient d'origine ou proviennent de dérivés dans le temps, cette égalisation automatique étant menée à terme au moyen d'un générateur local (5) de signal de test.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF D'ANTIPARASITAGE, EN RECEPTION, D'UN SIGNAL RADIOELECTRIQUE A LARGE BANDE
La présente invention concerne l'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique à large bande par un filtrage spatial prenant en compte différentes versions déformées du signal délivrées par des chaînes parallèles de traitement, comme par exemple, les chaînes individuelles de traitement associées aux éléments rayonnants d'une antenne réseau de réception.
Certains systèmes radioélectriques tels que, par exemple, le système de navigation par satellites dits "GPS" (de l'anglo-saxon "Global Positionning System"), utilisent des signaux radioélectriques à spectres étalés donc à large bande, reçus avec un très faible niveau de puissance, facilement, de 30 dB à 40 dB en dessous du niveau de bruit thermique en entrée d'un récepteur. Dans un environnement favorable, c'est-à-dire peu bruité, l'opération de désétalement permet de remonter le rapport signal à bruit du signal reçu bien en dessus de 0 dB.Hz, de sorte que les signaux reçus peuvent être exploités de façon sûre. La technique de transmission en bande étalée est relativement insensible au brouillage intentionnel lorsque la bande de fréquence utilisée n'est pas connue de celui qui cherche à brouiller car cette bande de fréquence est difficile à repérer vue la faible densité de puissance par hertz de bande du signal émis. Par contre, ce n'est plus le cas lorsque la ou les bandes de fréquences utilisées sont imposées. Il est en effet facile de perturber la réception d'un signal de transmission en bande étalée en le noyant dans un brouillage large bande. En effet, le fait d'émettre dans toute la bande occupée par le signal utile, un bruit présentant une densité de puissance par hertz nettement supérieure à celle du signal utile permet de dégrader le rapport signal à bruit en entrée du récepteur et cette dégradation se propage le long de la chaîne de traitement du signal. Il suffit donc qu'après désétalement, elle ramène le niveau de signal à bruit en-dessous de quelques dB.Hz pour que le signal utile devienne difficilement exploitable.
Dans le cas du GPS, les bandes de fréquences utilisées sont bien connues et la puissance des signaux reçus faible puisque provenant d'émetteurs de quelques dizaines de watts embarqués à bord de satellites défilants sur des orbites éloignées d'une vingtaine de milliers de kilomètres de la surface du globe terrestre Ces deux caractéristiques de bandes de fréquence d'émission imposées et de faibles puissances d'émission rendent la réception des signaux GPS particulièrement sensible au brouillage large bande puisqu'il suffit, pour perturber la réception des signaux GPS, de disposer localement d'un émetteur de bruit occupant les bandes de fréquence du GPS, dans la zone concernée, soit au sol, soit au-dessus du sol à bord d'un aéronef avion, missile ou autre C'est ainsi, qu'il est apparu sur le marché, dès 1997, des équipements de brouillage GPS capables, avec une puissance relativement faible puisque de l'ordre de quatre watts, de perturber la réception des signaux GPS dans une zone très étendue dont le rayon peut atteindre 200 km
Pour rendre les récepteurs GPS moins vulnérables au brouillage large bande, il a été proposé diverses mesures Les principales tirent profit du fait que les émetteurs de signaux utiles, qui sont les satellites de navigation, et les brouilleurs n'occupent pas les mêmes emplacements géographiques Elles agissent sur le diagramme de rayonnement de l'antenne du récepteur pour favoriser la réception dans les directions de provenance des signaux utiles émis par les satellites de navigation au détriment de la réception dans les directions des signaux de brouillage. Une première mesure connue consiste à utiliser en réception, une antenne avec un diagramme de rayonnement hémisphérique tourné vers le ciel excluant les directions à faible angle de site. Une telle antenne est souvent de type réseau, avec plusieurs éléments rayonnants placés, sur un plan de masse, aux sommets d'un polygone régulier et éventuellement un élément rayonnant central, et avec un combineur spatial qui fait une somme pondérée, en amplitude et en phase, des signaux captés individuellement par les différents éléments rayonnants de l'antenne pour obtenir une voie de réception correspondant au diagramme de rayonnement souhaité
Une deuxième mesure complémentaire de la première, consiste, puisque l'on est en présence d'une antenne de réception de type réseau, à mettre en œuvre la technique de réduction dynamique de la puissance des signaux parasites par opposition des lobes secondaires, technique connue sous le sigle O L S pour "Opposition des Lobes Secondaires" (en anglais C S L C pour "Cohérent Side Lobe Canceler") Cette technique d'antiparasitage O L S a été développée à l'origine dans le cadre des radars Elle consiste à former, de manière dynamique, à partir des signaux captés par plusieurs éléments rayonnants, une voie de réception correspondant à un diagramme de rayonnement présentant un ou plusieurs lobes dans les directions des signaux utiles et des trous dans les directions des brouilleurs Sa mise en oeuvre passe par les étapes principales suivantes
- formation statique de plusieurs voies indépendantes de réception à partir des signaux captés par les éléments rayonnants utilisés pour la réception, l'indépendance entre voies de réception signifiant qu'aucune d'entre elles ne se réduit à une simple combinaison linéaire des autres,
- élection parmi les voies de réception formées, d'une voie principale de réception, les autres étant considérées comme auxiliaires, et
- formation dynamique d'une voie de réception dite "déparasitée" par ajout, au signal de la voie principale de réception, d'une combinaison linéaire des signaux des voies auxiliaires de réception pondérés en amplitude et en phase à l'aide de coefficients ajustés dynamiquement pour que les signaux de la voie de réception dite "déparasitée" et des voies auxiliaires de réception soit décorrélés
On montre que le nombre possible de voies indépendantes de réception est inférieur ou égal à celui des éléments rayonnants distincts de l'antenne de réception et que, pour pouvoir éliminer N brouilleurs, il faut avoir au moins N voies auxiliaires de réception indépendantes et donc disposer en réception d'une antenne réseau comportant au moins N+1 éléments rayonnants distincts
L'efficacité de cette technique d'antiparasitage O L S dépend de la justesse et de la précision de la détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase utilisés pour ajouter les signaux des voies auxiliaires de réception au signal de la voie principale de réception Sans précautions particulières, l'utilisation de cette technique d'antiparasitage O L S dans le cadre de récepteurs de signaux émis en bande étalée tels que les récepteurs GPS, permet de diminuer, d'une trentaine de dB, leur sensibilité au brouillage large bande
L'une des raisons avancées pour le manque de précision des mécanismes de détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase utilisés pour ajouter, au signal de la voie principale de réception, les signaux des voies auxiliaires de réception dans le cadre de la technique d'antiparasitage O L S est la perturbation de ces mécanismes de détermination par des brouillages bandes étroites qui ne relèvent pas nécessairement d'une intention hostile mais de l'encombrement de plus en plus important du spectre radioélectrique et se surimposent aux brouillages large bande
Il a été proposé d'y remédier en employant, au niveau de chacune des voies principale et auxiliaires de réception, avant la formation dynamique de la voie de réception "déparasitée", des filtres réjecteurs à bande étroite dont les fréquences centrales sont ajustées de manière adaptative sur celles des signaux de brouillage à bande étroite qui se manifestent par des pics dépassant du niveau de bruit dans la bande utile
En fait, il existe d'autres raisons possibles, dont le fait que les mécanismes de détermination des coefficients de pondération en amplitude et en phase emploient des méthodes de détermination basées implicitement, sur une identité des fonctions de transfert des chaînes de traitement rencontrées sur les différentes voies de réception alors que la nature analogique des étages d'entrées des chaînes de traitement ne permet d'approcher cette identité de fonctions de transfert que de façon imparfaite, avec des écarts variant de façons disparates, au cours du temps
En effet, la gamme de fréquence d'émission de la plupart des signaux radioélectriques, c'est le cas des signaux des satellites de positionnement GPS, est trop élevée pour se prêter directement à un traitement numérique Le signal radioélectrique capté doit alors subir, dans des étages analogiques de tête, une rejection du bruit hors bande et une descente en fréquence, vers une gamme de fréquence plus basse, bande de fréquence intermédiaire ou bande de base, plus accessible à la technologie actuelle des convertisseurs analogiques/numériques Cette nature analogique des étages d'entrée des chaînes de traitement et la plage étendue de fréquence à passer pour le traitement d'un signal à bande étalée font qu'il est impossible, même en partant d'une conception identique, de parvenir à donner exactement la même fonction de transfert à deux chaînes de traitement distinctes. Ainsi, il existe toujours, entre les fonctions de transfert des différentes chaînes, des écarts non souhaités d'amplitudes et de phases fonction de la fréquence considérée, qui, de plus, évoluent de façons disparates et aléatoires au cours du temps. Ces écarts inévitables et évolutifs influent défavorablement sur la justesse et la précision de la détermination des coefficients de pondération d'amplitude et de phase et donc sur l'efficacité du déparasitage.
La présente invention a pour but d'améliorer l'efficacité de la technique d'antiparasitage O.L.S. dans le cadre de signaux utiles à larges bandes Elle a pour but, plus généralement, d'améliorer l'efficacité de tous les traitements de signaux à large bande prenant en compte différentes versions d'un même signal provenant de chaînes parallèles de traitement supposées avoir des fonctions de transfert identiques.
Elle a pour objet, un procédé d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, par un filtrage spatial prenant en compte différentes versions parasitées du signal délivrées par un ensemble de chaînes parallèles de traitement supposées avoir des fonctions de transfert identiques, remarquable en ce qu'il consiste à réaliser une égalisation, aux niveaux des chaînes de traitement, avant le filtrage spatial, en équipant individuellement des chaînes de traitement avec des filtres temporels ajustables d'égalisation et de circuits de réglage de filtre d'égalisation fonctionnant à partir des différences constatées entre deux versions d'un même signal de test engendré localement en réception par un générateur de signal de test, l'une des versions parcourant la chaîne de traitement égalisée concernée et l'autre servant de référence.
Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par sa puissance nettement supérieure qui relaye le signal utile au niveau d'un bruit d'ambiance. Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par une modulation auxiliaire.
Avantageusement, le signal de test se distingue du signal utile par une modulation auxiliaire par une suite binaire pseudoaléatoire, le signal de test étant ajouté au signal utile sous sa forme modulée lors de son passage dans une chaîne de traitement puis séparé du signal utile par démodulation avant d'être utilisé par un circuit de réglage de filtre d'égalisation.
Avantageusement, un circuit de réglage de filtre d'égalisation utilise la version du signal de test ayant parcouru la chaîne de traitement à égaliser pour mesurer, de manière explicite, la fonction de transfert de cette chaîne de traitement à égaliser, compare cette fonction de transfert avec une fonction de transfert de référence tirée de la version de référence du signal de test et déduit des différences constatées, des valeurs de réglage permettant d'atténuer ces différences pour un filtre d'égalisation inséré à la suite de la chaîne de traitement à égaliser.
Avantageusement, un circuit de réglage de filtre d'égalisation opère de manière autoadaptative, de manière à maximiser la . valeur de corrélation entre les deux versions du signal de test, la version de référence et celle ayant traversé la chaîne de traitement à égaliser, y compris le filtre d'égalisation.
Avantageusement, le générateur de signal de test fournit deux versions du signal de test, l'une dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement, l'autre dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement
Avantageusement, la version de référence du signal de test est fournie par une des chaînes de traitement dite principale qui est dépourvue de filtre ajustable d'égalisation et de circuit de réglage de filtre d'égalisation, et dont la fonction de transfert effective est prise pour fonction de transfert de référence, alors que toutes les autres chaînes de traitement dites auxiliaires sont pourvues individuellement d'un filtre ajustable d'égalisation et d'un circuit de réglage de filtre d'égalisation
Avantageusement, toutes les chaînes de traitement sont pourvues individuellement d'un filtre ajustable d'égalisation et d'un circuit de réglage de filtre d'égalisation, la version de référence du signal de test étant prise égale à une combinaison linéaire pondérée des versions du transmises par les différentes chaînes de traitement et prélevées amont des filtres ajustables d'égalisation.
Avantageusement, le réglage d'un filtre d'égalisation se fait au cours de périodes de calibration pendant lesquelles le signal utile est remplacé en entrée de la chaîne de traitement considérée par le signal de test.
Avantageusement, des tranches de temps sont réservées aux périodes de calibration qui sont simultanées pour les différentes chaînes de traitement, le filtrage spatial de déparasitage étant interrompu pendant ces tranches de temps
Avantageusement, les périodes de calibration affectées aux différentes chaînes de traitement ne sont pas simultanées mais se succèdent à tour de rôle, la chaîne de traitement en test étant provisoirement écartée du filtrage spatial
Avantageusement, le signal de test est un signal à bande étalée qui occupe la même bande de fréquence que le signal radioélectrique utile et qui est obtenu par modulation d'une porteuse avec une suite binaire pseudoaléatoire spécifique.
Avantageusement, le signal de test est une raie de fréquence pure balayant la bande de fréquence du signal radioélectrique utile
Avantageusement, dans le cas de chaînes parallèles de traitement correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception à plusieurs éléments rayonnants, le signal de test est injecté dans les différentes chaînes de traitement, en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de multiplexage permettant de raccorder les entrées des chaînes de traitement soit à l'antenne de réception, soit au générateur de signal de test.
Avantageusement, le réglage des filtres d'égalisation des chaînes de traitement se fait en continue, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement par l'intermédiaire d'un banc de coupleurs.
Avantageusement, le réglage des filtres d'égalisation des chaînes de traitement se fait en continue, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est modulé par une modulation auxiliaire à l'aide d'une suite binaire pseudo-aléatoire, qui est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs et qui est séparé du signal utile par démodulation en sortie des chaînes de traitement.
L'invention a également pour objet un dispositif d'antiparasitage, en réception d'un signal radioélectrique utile opérant par filtrage spatial et mettant en œuvre le procédé précité.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description, ci-après, d'un mode de réalisation donné à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard du dessin illustrant, de manière schématique, différents exemples de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial montés à la suite d'une antenne de réception multibrins à plusieurs voies de réception et munis, conformément à l'invention, de filtres ajustables d'égalisation intercalés en sortie des chaînes de traitement des voies de réception, en amont du filtre spatial d'antiparasitage, et de circuits de réglages des filtres d'égalisation opérant à l'aide d'un signal de test engendré localement. Plus précisément, le dessin comporte :
- une figure 1 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, au cours de périodes de calibration, par analyses spectrales d'une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en amont du filtre ajustable d'égalisation, et d'une version de référence du signal de test fournie directement par le générateur local engendrant le signal de test appliqué en entrée des chaînes de traitement,
- une figure 2 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, au cours de périodes de calibration, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en aval du filtre d'égalisation, et d'une version de référence du signal de test fournie directement par le générateur local engendrant le signal de test appliqué en entrée de chaîne de mesure,
- une figure 3 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, au cours de périodes de calibration, par analyses spectrales d'une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en amont du filtre ajustable d'égalisation, et d'une version de référence du signal de test prélevée en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation,
- une figure 4 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, au cours de périodes de calibration, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en aval du filtre d'égalisation, et d'une version de référence du signal de test prélevée en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation,
- une figure 5 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement par l'intermédiaire d'un banc de coupleurs, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en aval du filtre d'égalisation, et d'une version de référence du signal de test fournie directement par le générateur local engendrant le signal de test appliqué en entrée de chaîne de mesure,
- une figure 6 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajoute au signal utile en entrée des chaînes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs, par analyses spectrales d'une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en amont du filtre ajustable d'égalisation, et séparée du signal utile par démodulation, et d'une version de référence du signal de test fournie directement par le générateur local engendrant le signal de test appliqué en entrée des chaînes de traitement,
- une figure 7 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajoute au signal utile en entrée des chaînes de traitement au moyen d'un banc de coupleurs, par analyses spectrales d'une version du signal de test prélevée en sortie de chaîne de mesure, en amont du filtre ajustable d'égalisation, et séparée du signal utile par démodulation, et d'une version de référence du signal de test prélevée en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation, - une figure 8 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajouté au signal utile en entrée des chaînes de traitement par l'intermédiaire d'un banc de coupleurs, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre deux versions du signal de test séparées du signal utile par démodulation et prélevées, l'une en sortie d'une chaîne de mesure à égaliser, en aval du filtre d'égalisation, et l'autre en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation, et - une figure 9 montrant un exemple dans lequel les circuits de réglage des filtres d'égalisation opèrent, en arrière plan de la réception du signal utile, au moyen du signal de test qui, après avoir subi une modulation auxiliaire, est ajouté au signal utile directement en entrée de chaque capteur au moyen du rayonnement de l'élément central et par couplage directif sur ce dernier, de manière adaptative, à partir d'une corrélation entre deux versions du signal de test séparées du signal utile par démodulation et prélevées, l'une en sortie d'une chaîne de mesure à égaliser, en aval du filtre d'égalisation, et l'autre en sortie d'une chaîne de mesure dépourvue de filtre ajustable d'égalisation
Dans les différentes figures, les éléments inchangés conservent les mêmes indexations
Le dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial illustré à la figure 1 , est supposé traiter en réception, des signaux radioélectriques provenant des satellites de navigation du système GPS II se place au niveau des étages d'entrée d'un récepteur GPS, à la suite de l'antenne de réception 1 , devant les étages consacrés au désétalement des signaux GPS, à l'extraction des informations contenues dans les signaux désétales et aux calculs de position et de vitesse à partir des informations extraites
L'antenne de réception 1 est une antenne réseau à diagramme de rayonnement hémisphérique dirigé vers le haut pour permettre de capter des signaux provenant d'émetteurs embarqués à bord de satellites défilants Elle est configurée pour avoir une sensibilité tournée vers le ciel et limitée aux angles de sites supérieurs à quelques degrés pour être le moins possible influencée par des brouilleurs terrestres, intentionnels ou non Telle qu'elle est représentée, elle est formée d'un réseau de sept éléments rayonnants 1 a, 1 b, 1 c, , 1f, 1 g disposés sur un plan de masse sensiblement horizontal, six 1 a, , 1f répartis selon les sommets d'un hexagone régulier et un septième 1 g placé au centre de l'hexagone Cette représentation est théorique car l'antenne réseau de réception est en fait réalisée a partir de la technique des antennes patch D'autres configurations d'antenne sont possibles avec plus ou moins d'éléments rayonnants disposés aux sommets d'un polygone régulier et avec un élément rayonnant central ou non, l'antenne ayant de préférence un diagramme de rayonnement omnidirectionnel en azimut puisque l'orientation du récepteur . n'est pas nécessairement connue d'avance.
Les signaux captés par les éléments rayonnants 1 a,..., 1g de l'antenne réseau de réception sont appliqués à des chaînes individuelles de traitement identiques, dont une seule 2d est représentée entièrement, assurant une mise en forme du signal capté le rendant apte à un traitement purement numérique. De manière habituelle, chaque chaîne individuelle de traitement comporte un ou plusieurs étages d'entrée 20 assurant une limitation du bruit hors bande et une descente en fréquence du signal capté, de la plage HF dans laquelle il a été émis (bandes L) à une plage de fréquence intermédiaire FI plus propice à une numérisation, un convertisseur analogique/numérique 21 et un étage de sortie 22 complétant la descente en fréquence et assurant le passage du signal utile en bande de base.
Après avoir été numérisés et placés en bande de base par les chaînes individuelles de traitement 2a,...,2g, les signaux captés par les différents éléments 1 a,....,1 g de l'antenne 1 , qui ont la forme de suites d'échantillons numériques avec deux composantes, l'une I dite en phase et l'autre Q dite en quadrature, sont appliqués à un filtre spatial d'antiparasitage 3.
Le filtre spatial d'antiparasitage 3 réalise une combinaison linéaire des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne pour créer une voie de réception favorisant les signaux utiles au détriment des signaux de brouillage. Son principe de fonctionnement repose sur l'hypothèse que les signaux utiles et les signaux de brouillage ne sont pas captés dans les mêmes directions. Il consiste à créer, dans le diagramme de rayonnement correspondant à la voie de réception formée en sortie du filtre spatial, des trous dans les directions des brouilleurs mais pas dans les directions des signaux utiles.
Le réglage du filtre spatial d'antiparasitage 3, c'est-à-dire la détermination des coefficients de pondération de la combinaison linéaire des signaux captés par l'antenne de réception qu'il réalise, se fait en considérant une des voies de réception appliquée en entrée du filtre spatial 3 comme une voie maître et les autres comme des voies auxiliaires, en imposant un coefficient de pondération unité à la voie maître et en déterminant les coefficients de pondération des voies auxiliaires pour obtenir en sortie du filtre spatial un signal sans corrélation avec elles. Dans les exemples représentés, on suppose que la voie maître de réception est celle provenant de l'élément central 1 g de l'antenne de réception 1 mais cette voie maître pourrait provenir d'un autre élément rayonnant ou même résulter d'une combinaison particulière des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne, particulière en ce sens qu'elle est favorable à la réception des signaux utiles. Les voies auxiliaires de réception proviennent ici de chacun des éléments rayonnants périphériques 1a,..., 1f de l'antenne de réception 1 mais elles pourraient aussi résulter de combinaisons particulières des signaux captés par les différents éléments rayonnants de l'antenne, particulières en ce sens qu'elles seraient plutôt favorables à la réception des brouilleurs. La seule limitation est que les voies maître et auxiliaires de réception soient indépendantes, c'est-à-dire qu'aucune d'elles ne se réduise à une simple combinaison linéaire des autres.
Cette technique d'antiparasitage ne sera pas détaillée davantage car elle est bien connue, dans le domaine du radar sous la dénomination d'antibrouillage par opposition des lobes secondaires ou antibrouillage O.L.S.en français et C.S.L.C. en anglais. L'un des problèmes qu'elle pose est qu'elle utilise des méthodes de détermination des coefficients du filtre spatial d'antiparasitage qui, dans le cadre de signaux utiles à large bande comme le sont les signaux en bande étalée, sont très sensibles aux disparités des fonctions de transfert des différentes chaînes individuelles de traitement fournissant les signaux des voies principale et auxiliaires de réception. Cela conduit à s'imposer, lors de la conception des chaînes indépendantes de traitement, des contraintes sévères d'égalisation des performances entre toutes les chaînes à respecter dans la durée, qui en renchérissent le coût de manière significative.
Pour remédier au problème posé par les disparités des fonctions de transfert des chaînes individuelles de traitement et parvenir ainsi, soit à améliorer les performances de l'antiparasitage, soit à obtenir un même niveau d'antiparasitage avec des chaînes individuelles de traitement de moindre coût, on intercale en sortie des chaînes individuelles de traitement 2a,..., 2f, devant les entrées du filtre spatial d'antiparasitage 3, un banc de circuits d'égalisation automatique couplé à un générateur de signal de test 5 et à une batterie 6 de commutateurs permettant, sur commande, de remplacer, en entrée des différentes chaînes individuelles de traitement 2a,....,2g, les signaux captés par les éléments rayonnants 1 a, ...,1g de l'antenne de réception 1 par un signal de test occupant la même bande haute fréquence, disponible sur une sortie HF du générateur de signal de test 5.
Le banc de circuits d'égalisation automatique renferme un circuit d'égalisation automatique par voie de réception. Seul celui 4d dédié à la voie de réception correspondant au signal capté par l'élément rayonnant 1d de l'antenne de réception 1 est visible sur la figure 1. Chaque circuit d'égalisation automatique 4d comporte un filtre ajustable d'égalisation 40d intercalé en sortie de la chaîne de traitement 2d de voie de réception à laquelle il est dédié, en amont du filtre spatial d'antiparasitage 3, un circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre ajustable d'égalisation 40d, deux circuits 42t et 43d analyseurs de spectre, l'un 42t connecté en entrée, à une sortie FI, en fréquence intermédiaire, du générateur de signal de test 5, l'autre 43d connecté en sortie du convertisseur analogique/numérique 21 d de la voie 1d affectée au circuit automatique d'égalisation considéré 4d, et un soustracteur 44d connecté en sortie des deux circuits analyseurs de spectre 42t et 43d fournissant la différence constatée entre les deux spectres au circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre d'égalisation 40d.
La batterie 6 de commutateurs permet d'isoler à volonté, les chaînes individuelles de traitement de l'influence du monde extérieur et donc des brouilleurs pour ne leur soumettre que le signal de test.
Le générateur de signal de test 5 engendre localement, sur une sortie HF dans la bande haute fréquence d'émission du signal utile capté par le récepteur, et sur une sortie FI dans la bande de fréquence intermédiaire occupée par le signal de sortie des convertisseurs analogique/numérique 21a à21g des chaînes individuelles de traitement 2a à 2g, deux versions d'un même signal de test à bande étalée de même largeur spectrale que le signal utile et de puissances adaptées aux sensibilités d'entrée des chaînes individuelles de traitement 2a,..., 2g et des circuits d'égalisation 4d. Il peut mettre en œuvre une porteuse modulée en biphasé par une suite binaire pseudo-aléatoire.
Le signal de test, une fois injecté par l'intermédiaire de la batterie 6 de commutateurs, en entrée des chaînes individuelles de traitement 2a,...., 2g en lieu et place des signaux reçus constitués des signaux utiles et de brouillage captés par les éléments rayonnants de l'antenne de réception 1 , traverse les différents étages des chaînes individuelles de traitement placés en amont de leurs convertisseurs analogiques/numériques. Il parcourt ainsi toutes leurs parties analogiques et subit, de la part des chaînes individuelles de traitement 2a,...., 2g, les mêmes perturbations que les signaux utiles captés par l'antenne de réception.
Les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d délivrent les spectres complexes de fréquence des signaux appliqués à leurs entrées. Ils peuvent opérer selon toutes les techniques connues d'analyse spectrale, aussi bien celles utilisant la transformation de Fourier sous toutes ses variantes, que celles dites "haute résolution" utilisant une approche par les valeurs propres et vecteurs propres de la matrice d'autocorrélation du signal ou une approche par modélisation autorégressive. Sur la figure 1 , les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d sont supposés opérer une FFT, c'est-à-dire une transformation rapide de Fourier.
L'un, le circuit analyseur de spectre 42t délivre le spectre complexe de fréquence de la version du signal de test qui occupe la bande de fréquence intermédiaire de sortie de la chaîne de traitement tout en étant directement issue, sous forme numérique, de la sortie FI du générateur du signal de test 5 tandis que l'autre 43d délivre le spectre complexe de fréquence du signal de test après son passage dans la chaîne de traitement 2d alors qu'il est affecté de perturbations dues à cette chaîne de traitement 2d. Le spectre complexe de fréquence délivré par le circuit analyseur de spectre 42t constitue un modèle de fonction de transfert de référence permettant de prendre en compte les imperfections du signal de test par rapport au spectre plat recherché dans la bande utile alors que le spectre complexe de fréquence délivré par l'analyseur de spectre 43d constitue une mesure de la fonction de transfert de la chaîne de traitement 2d aux imperfections près du signal de test. Le soustracteur 44d soustrait du modèle de fonction de transfert délivré par le circuit analyseur de spectre 42t, la fonction de transfert mesurée délivrée par l'analyseur de spectre 43d pour mettre en évidence les perturbations spectrales à faire corriger par le filtre ajustable d'égalisation 40d placé en sortie de la chaîne individuelle de traitement 2d.
Le circuit 41 d de détermination des coefficients du filtre d'égalisation effectue les calculs classiques de détermination des coefficients d'un filtre pour réaliser la fonction de transfert délivrée par le soustracteur
44d. Il peut être de tout type connu et opérer, par exemple, par inversion de la matrice d'autocorrélation des perturbations spectrales.
Le filtre ajustable d'égalisation 40d est un filtre numérique programmable puisqu'il se situe, à la suite d'une chaîne individuelle de traitement 2d, à un niveau où les signaux sont disponibles sous forme numérique. C'est avantageusement, un filtre à réponse finie de type FIR.
Par commodité, l'analyseur de spectre 42t opérant directement sur le signal du générateur de signal de test 5 a été représenté comme appartenant à chaque circuit d'égalisation automatique 4a, 4b,...,4g. Il va de soit qu'il peut n'exister qu'en un seul exemplaire et être mis en commun avec tous les circuits d'égalisation automatiques
Selon une variante, au lieu d'engendrer une suite binaire pseudoaléatoire, le générateur de signal de test 5 peut engendrer une raie de fréquence pure d'amplitude calibrée qui balaye la bande occupée par les signaux utiles en entrées des chaînes individuelles de traitement 2a,...,2g. Les circuits analyseurs de spectre 42t, 43d fournissent alors des spectres complexes constitués par la suite des échantillons complexes (amplitude- phase) des signaux prélevés au niveau des sorties des convertisseurs analogiques-numériques des chaînes individuelles de traitement pour différentes valeurs de fréquence balayées par la raie de fréquence du signal de test.
La figure 2 montre un deuxième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 1 se situe essentiellement, au niveau de la conception des circuits d'égalisation automatique 4d' et plus particulièrement du mode de réglage du filtre ajustable d'égalisation 40d qui ne se fait plus à partir d'une mesure explicite des différences présentées par la fonction de transfert de la chaîne de traitement par rapport à une fonction de transfert de référence mais selon un processus adaptatif tendant à maximiser la valeur de la corrélation existant entre le signal de test en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d et sa version provenant directement du générateur de signal de test 5 prise cette fois sur une sortie BB où le signal de test est disponible sous forme numérique, non plus en bande de fréquence intermédiaire mais en bande de base, un circuit à retard 7 permettant de corriger le retard ΔT1 pris par le signal de test issu de la chaîne de traitement en raison de son parcours plus long et de remettre en phase les deux versions corrélées du signal de test. Ainsi, à la place des analyseurs de spectres 42t, 43d et du soustracteur 44d, on trouve un simple corrélateur 45d dont une entrée est connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d et l'autre à la suite du circuit à retard 7 placé sur la sortie BB du générateur de signal de test 5. Le circuit de détermination des coefficients du filtre ajustable d'égalisation 41 d' opère par approximations successives, en mettant en œuvre les techniques classiques à base d'algorithme du gradient utilisées, par exemple, dans le domaine des modems pour réaliser un filtrage adapté des liaisons de transmission.
La figure 3 montre un troisième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 1 se situe au niveau de la version du signal de test utilisée pour le modèle de fonction de transfert Celle-ci, au lieu de provenir directement du générateur de signal de test 5 est extraite de la chaîne individuelle de traitement 2g affectée à la voie de réception provenant de l'élément rayonnant central 1 g de l'antenne 1 prise comme voie maître pour le filtre spatial d'antiparasitage 3 Dans ce cas, la chaîne individuelle de traitement 2g de la voie maître est prise pour référence et ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique à la différence de toutes les autres chaînes individuelles de traitement 2a à 2f. On remarque que les deux versions du signal de test utilisées par un circuit d'égalisation automatique 4d sont extraites à un même niveau des deux chaînes individuelles de traitement, soit, comme représenté, en sortie intermédiaire de l'étage de conversion analogique/numérique, soit même en sortie finale, après l'étage 22g, 22d de translation du signal en bande de base, mais en amont du filtre ajustable d'égalisation 40d.
La figure 4 montre un quatrième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. Celui-ci se distingue du précédent par la constitution des circuits d'égalisation automatique 4d' qui reprend celle à corrélateur 45d du deuxième exemple illustré à la figure 2. Comme l'une des entrées du corrélateur 45d doit être connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d délivrant un signal en bande de base, l'autre entrée du corrélateur 45d ne peut plus être connectée qu'au niveau de la sortie finale de la chaîne individuelle de traitement 2g alors que le signal se trouve également en bande de base.
Dans les exemples de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique qui viennent d'être décrits relativement aux figures 1 à 4, les bancs de circuits d'égalisation automatique sont ajustés au cours d'opérations de calibration où le signal de test est substitué aux signaux de l'antenne 1 de réception par une manœuvre d'un banc de commutateurs 6. Ces opérations de calibration peuvent se faire simultanément pour toutes les chaînes de traitement, par exemple à la mise en route du récepteur ou séquentiellement au bout d'une certaine période de temps tenant compte des dérives des chaînes de traitement. L'affectation de périodes de calibration différentes pour les chaînes de traitement permet de laisser se poursuivre le filtrage spatial pendant les périodes de calibrage, seule la chaîne de traitement sous test étant provisoirement écartée.
L'insertion de périodes de calibration au cours du fonctionnement du récepteur GPS est avantageusement confiée à un automate qui, soit impose régulièrement des périodes de calibration à la mise en route du récepteur et au bout de périodes de fonctionnement d'une durée déterminée choisie en fonction des vitesses de dérive des caractéristiques des chaînes individuelles de traitement, soit initialise une période de calibration à la mise en route du récepteur et chaque fois que le rapport signal à bruit du signal reçu, mesuré en aval dans le récepteur après l'opération de désétalement devient inférieur à un seuil considéré comme le minimum tolérable pour un fonctionnement fiable du récepteur GPS.
Il est également possible de pourvoir des dispositifs d'antiparasitage à filtrage spatial de banc de circuits d'égalisation automatique s'ajustant en continu, en arrière plan de la réception du signal utile.
La figure 5 en donne un exemple dérivé de celui de la figure 2. Ce cinquième exemple se rapproche de celui de la figure 2 dont il reprend la conception des circuits d'égalisation automatiques 4d'. Il ne s'en distingue que par le fait que le banc 6 des commutateurs 6a à 6g a laissé sa place à un banc 8 de coupleurs 8a à 8g. Le signal de test engendré en haute fréquence par le générateur de test 5 est superposé aux signaux de réception de l'antenne 1 dans les différentes chaînes individuelles de traitement 2a à 2g. Au niveau d'un circuit d'égalisation automatique 4d', le signal utile de réception superposé au signal de test en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d joue le rôle d'un bruit dans la corrélation effectuée par le corrélateur 45d, avec la version du signal de test provenant directement du générateur de signal de test 5, bruit qui est éliminé ou, à tout le moins, très affaibli si l'on a pris la précaution de prendre pour le signal de test un code binaire pseudoaléatoire orthogonal aux codes binaires pseudoaléatoires utilisés par le système GPS.
La figure 6 montre un sixième exemple de dispositif d'antiparasitage à filtrage spatial avec un banc de circuits d'égalisation automatique s'ajustant en continu, en arrière plan de la réception du signal utile. Cet autre exemple se rapproche de celui de la figure 1 dont il reprend la conception des circuits d'égalisation automatique 4d. Il s'en distingue néanmoins, par différentes caractéristiques. Comme dans l'exemple précédent de la figure 5, le banc 6 de commutateurs 4a à 4g a laissé sa place à un banc 8 de coupleurs 8a à 8g mais de plus, le signal de test disponible sur la sortie HF du générateur de signal de test 5 subit une modulation auxiliaire par un code pseudo-aléatoire avant d'être superposé au signal utile de réception en entrée des chaînes individuelles de traitement 2a à 2g puis une démodulation auxiliaire en sortie des chaînes individuelles de traitement 2a à 2g avant d'être appliqué à l'analyseur de spectre 43d.
La modulation et la démodulation auxiliaire du signal de test avant et après son passage par la chaîne individuelle de traitement à égaliser ont pour but de permettre d'atténuer le signal utile en entrée de l'analyseur de spectre 43d afin que celui-ci voit principalement le signal de test. Elles sont réalisées au moyen d'un générateur local 9 de code binaire pseudo-aléatoire, d'un modulateur 10 intercalé entre la sortie HF du générateur de signal de test 5 et le banc 8 de coupleurs 8a à 8g et d'un démodulateur 11 intercalé devant l'entrée de l'analyseur de spectre 43d du circuit d'égalisation automatique. La modulation auxiliaire se fait de préférence à un multiple du débit du signal de test et réalise un étalement de bande supplémentaire qui est choisi pour s'accommoder de la marge de largeur de bande de part et d'autre de celle du signal utile, adoptée pour les chaînes individuelles de traitement lors de leur conception.
La figure 7 montre un septième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique. La différence par rapport au dispositif d'antiparasitage décrit relativement à la figure 6 précédente se situe au niveau de la version du signal de test utilisée pour le modèle de fonction de transfert. Celle-ci, au lieu de provenir directement du générateur de signal de test 5 est extraite de la chaîne individuelle de traitement 2g affectée à la voie de réception provenant de l'élément rayonnant central 1g de l'antenne 1 prise comme voie maître pour le filtre spatial d'antiparasitage 3. Comme le signal extrait de la chaîne individuelle de traitement 2d faisant l'objet de l'égalisation, le signal extrait de la chaîne individuelle de traitement 2g prise pour référence subit une démodulation en 12 destinée à faire ressortir le signal de test de l'ensemble des composantes du signal de sortie de cette chaîne individuelle de traitement 2g. On remarque que, comme précédemment pour l'exemple illustré dans la figure 3, la chaîne individuelle de traitement 2g de la voie maître prise pour référence ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique à la différence de toutes les autres chaînes individuelles de traitement 2a à 2f et que les deux versions du signal de test utilisées par un circuit d'égalisation automatique 4d sont extraites à un même niveau des deux chaînes individuelles de traitement, soit, comme représenté, en sortie intermédiaire de l'étage de conversion analogique/numérique, soit même en sortie finale, après l'étage 22g, 22d de translation du signal en bande de base, mais en amont du filtre ajustable d'égalisation 40d
La figure 8 montre un huitième exemple de dispositif d'antiparasitage par filtrage spatial pourvu d'un banc de circuits d'égalisation automatique Celui-ci se distingue du précédent illustré à la figure 7, par la constitution des circuits d'égalisation automatique 4d' qui reprend celle à corrélateur 45d des exemples illustrés aux figures 2, 4 et 5 Comme l'une des entrées du corrélateur 45d doit être connectée en sortie du filtre ajustable d'égalisation 40d délivrant un signal en bande de base, l'autre entrée du corrélateur 45d ne peut plus être connectée qu'au niveau de la sortie finale de la chaîne individuelle de traitement 2g alors que le signal se trouve également en bande de base
D'autres variantes de dispositifs d'antiparasitage par filtrage spatial avec banc de circuits d'égalisation automatique sont encore possibles, notamment des variantes combinant le banc de commutateurs et le banc de coupleurs des exemples précédemment décrits II est également possible de prendre en compte la partie des défauts d'inhomogénéité, dans les traitements des voies de réception, dus aux éléments rayonnants de l'antenne de réception II suffit pour cela de remplacer les bancs de commutateurs ou de coupleurs par une antenne d'émission excitée par le générateur local de signal de test et disposée sur le même porteur que l'antenne de réception, à proximité ou même au sein de l'antenne de réception
Comme le montre le neuvième exemple de dispositif d'antibrouillage par filtrage spatial illustré à la figure 9, l'un des éléments rayonnant de l'antenne de réception, ICI l'élément 1g, peut être utilisé comme antenne d'émission pour le signal de test. Cet élément rayonnant 1 g qui conserve son rôle à la réception, est excité à l'émission, au moyen d'un coupleur auxiliaire 8" par le signal de test préalablement soumis à une modulation auxiliaire pour permettre sa séparation du signal utile lors de sa réception.
On remarque que, dans les différents dispositifs décrits, les bancs 4, 4' de circuits d'égalisation automatique interviennent sur les signaux alors qu'ils ont été numérisés. Ils sont donc réalisés par traitement numérique comme le filtre spatial 3 d'antiparasitage de sorte que les deux fonctions d'égalisation par filtrage temporel et d'antiparasitage par filtrage spatial peuvent être conduites au moyen d'un même circuit spécialisé dans le traitement de signal tel qu'un DSP (Digital Signal Processor).
Les dispositifs qui viennent d'être décrits ont l'intérêt de permettre la correction des défauts des chaînes analogiques de descente en fréquence des voies de réception d'une antenne réseau par la programmation de composants numériques qui est une opération beaucoup plus aisée que d'intervenir sur la conception des étages analogiques. On peut ainsi s'affranchir des spécifications souvent très dures imposées aux étages HF dans le domaine des réseaux de capteurs de signaux radioélectriques tels que les signaux de radionavigation.
Les corrections effectuées en numérique reposent sur des algorithmes de calcul aisément modifiables et, de manière évidente, moins soumis aux limitations technologiques que celles rencontrées en HF. En fin, du point de vue du coût, ce déport de complexité de l'analogique vers le numérique permet, pour des performances identiques, de réduire sensiblement les coûts de développement des produits et laisse ouvert des possibilités d'optimisation par simple mise à jour de logiciel même dans des applications à faible coût.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, par un filtrage spatial (3) prenant en compte différentes versions parasitées du signal délivrées par un ensemble de chaînes parallèles de traitement (2a,...,2f, 2g) supposées avoir des fonctions de transfert identiques caractérisé en ce qu'il consiste à réaliser une égalisation, aux niveaux des chaînes de traitement (2a,..., 2f, 2g), avant le filtrage spatial (3), en équipant individuellement des chaînes de traitement (2a,....,2g) avec des filtres temporels ajustables d'égalisation (40d) et avec des circuits (43d, 42g, 42t, 44d, 41 d, 45d, 41 d') de réglage de filtre d'égalisation fonctionnant à partir des différences constatées entre deux versions d'un même signal de test engendré localement, en réception, par un générateur de signal de test (5), l'une des versions parcourant la chaîne de traitement égalisée (2d) et l'autre servant de référence.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la version du signal de test parcourant une chaîne de traitement à égaliser (2d) se distingue dans le signal délivré par ladite chaîne de traitement à égaliser (2d) par une puissance nettement supérieure à celles de tous les autres composants.
3 Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la version du signal de test parcourant une chaîne de traitement à égaliser (2d) se distingue dans le signal délivré par ladite chaîne de traitement à égaliser (2d) par une modulation auxiliaire.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite modulation auxiliaire est réalisée au moyen d'une suite binaire pseudo- aléatoire.
5. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les circuits (43d, 42g, 42g, 44d, 41 d) de réglage des filtres temporels ajustables d'égalisation 40d) utilisent la version du signal de test ayant parcouru la chaîne de traitement à égaliser (2d) pour mesurer la fonction de transfert de la chaîne de traitement à égaliser (2d), compare cette fonction de transfert mesurée avec une fonction de transfert de référence tirée de la version de référence du signal de test et déduit des différences constatées, des valeurs de réglage pour le filtre ajustable d'égalisation (40d) permettant d'atténuer ces différences.
6. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les circuits (45d, 41 d') de réglage des filtres temporels ajustables d'égalisation (40d) opèrent de manière auto-adaptative, de façon à maximiser la valeur de corrélation entre deux versions du signal de test, la version de référence et celle ayant traversé la chaîne de traitement à égaliser (2d), y compris le filtre temporel ajustable d'égalisation (40d).
7. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le générateur local (5) de signal de test fournit deux versions du signal de test, l'une dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement (2a à 2g) l'autre dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser, la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser servant de référence.
8. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'une (2g) des chaînes de traitement dite principale, est dépourvue de filtre temporel ajustable d'égalisation et de circuit de réglage de filtre d'égalisation, et est parcourue par une version du signal de test prise pour référence à sa sortie de ladite chaîne principale de traitement (2g).
9. Procédé selon la revendicationl , caractérisé en ce que toutes les chaînes de traitement (2a,...., 2g) sont pourvues individuellement d'un filtre temporel ajustable d'égalisation (40d) et d'un circuit (43d, 42g, 42t, 44d, 41 d, 45d, 41 d') de réglage de filtre d'égalisation.
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que la version de référence du signal de test est prise égale à une combinaison linéaire pondérée des versions du signal de test transmises par les différentes chaînes de traitement (2a à 2g) et prélevées en amont des filtre temporels ajustables d'égalisation (40d).
11 Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le réglage d'un filtre temporel ajustable d'égalisation (40d) par un circuit de réglage de filtre d'égalisation se fait au cours de périodes de calibration pendant lesquelles le signal utile de réception est remplacé, en entrée de la chaîne de traitement concernée (2a à 2g) par le signal de test.
12. Procédé selon la revendication 11 , caractérisé en ce que des tranches de temps sont réservées aux périodes de calibration qui sont simultanées pour les différentes chaînes de traitement (2a à 2g), le filtrage spatial de déparasitage étant interrompu pendant ces tranches de temps.
13. Procédé selon la revendication 11 , caractérisé en ce que les périodes de calibration affectées aux différentes chaînes de traitement (2a à 2g) ne sont pas simultanées mais se succèdent à tour de rôle, la chaîne de traitement en test étant provisoirement écartée du filtrage spatial.
14. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le signal de test est un signal à bande étalée qui occupe la même bande de fréquence que le signal radioélectrique utile et qui est obtenu par modulation d'une porteuse avec une suite binaire pseudo-aléatoire.
15. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le signal de test est une raie de fréquence pure balayant la bande de fréquence du signal radioélectrique utile.
16. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, dans le cas de chaînes parallèles de traitement (1a, , 1g) correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception (1 ) à plusieurs éléments rayonnants (1 a, ...,1g), on injecte le signal de test en entrée des différentes chaînes de traitement (2a, , 2g), en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de multiplexage (6a à 6g) permettant de raccorder les entrées des chaînes de traitement, soit à l'antenne de réception (1 ), soit au générateur local de signal de test (5).
17. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, dans le cas de chaînes parallèles de traitement (1 a, , 1g) correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception (1 ) à plusieurs éléments rayonnants (1a 1 g), on injecte le signal de test, en entrée des différentes chaînes de traitement (2a, , 2g), en sortie de l'antenne réseau de réception, au moyen de dispositifs de couplage (8a à 8g) permettant d'ajouter le signal de test au signal utile de réception.
18. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que, dans le cas de chaînes parallèles de traitement (2a,....,2f) correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception (1 ') à plusieurs éléments rayonnants (1a,....,1f), on injecte le signal de test dans les différentes chaînes de traitement (2a 2f) par une antenne d'émission montée sur le même porteur que l'antenne de réception (2).
19. Dispositif d'antiparasitage, en réception, d'un signal radioélectrique utile, comportant un ensemble de chaînes parallèles de traitement (2a à 2g) supposées avoir des fonctions de transfert identiques et fournissant différentes versions parasitées du signal radioélectrique utile, et un filtre spatial d'antiparasitage (3) effectuant une combinaison linéaire pondérée des signaux de sortie des chaînes parallèles de traitement, caractérisé en ce qu'il comporte, un générateur de signal de test (5), des circuits (6, 8) d'injection du signal de test fourni par le générateur local de signal de test (5), en entrées des chaînes parallèles de traitement et, aux niveaux des sorties des chaînes de traitement (2a à 2g), avant le filtre spatial d'antiparasitage (3), un banc de circuits d'égalisation automatique (4d, 4d') équipant individuellement des chaînes de traitement (2a à 2g) et opérant à partir du dit signal de test.
20. Dispositif d'antiparasitage selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'un circuit d'égalisation automatique (4d) comporte au moins un premier circuit d'analyse spectrale (43d) opérant sur le signal de test à sa sortie de la chaîne de traitement (2d) affectée au circuit d'égalisation automatique (4d) considéré, un deuxième circuit d'analyse spectrale (42t, 42g) opérant sur une version du signal de test prise pour référence, un circuit soustracteur (44d) soustrayant le spectre mesuré par le premier circuit d'analyse spectrale (43d) de celui délivré par le deuxième circuit d'analyse spectrale (42t, 42g), un filtre temporel ajustable (40d) d'égalisation intercalé entre la sortie de la chaîne de traitement (2d) affectée au circuit d'égalisation et le filtre spatial (3), et un circuit (41 d) de détermination des coefficients du filtre temporel ajustable d'égalisation (40d) opérant à partir du signal délivré par le circuit soustracteur (44d).
21. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le générateur local (5) de signal de test comporte au moins deux sorties, une première sortie (HF) sur laquelle est disponible une première version du signal de test dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement (2a à 2g) et une deuxième sortie (FI, BB) sur laquelle est disponible une deuxième version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser, la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des chaînes de traitement (2a à 2g) à égaliser servant de référence.
22. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d) ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique pour l'une (2g) des chaînes de traitement dite principale qui délivre la version prise pour référence du signal de test.
23. Dispositif selon la revendication 20, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d) comporte un circuit d'égalisation automatique pour chacune des chaînes de traitement (2a à 2g).
24. Dispositif selon la revendication 23, caractérisé en ce que les circuits d'égalisation automatique (4d) reçoivent pour version de référence du signal de test, une version du signal de test établie à partir d'une combinaison linéaire pondérée des signaux de test délivrés par les différentes chaînes de traitement (2a à 2g), en amont de leurs filtres temporels ajustables d'égalisation (40d).
25. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'un dispositif d'égalisation automatique (4d') comporte un filtre temporel ajustable
(40d) d'égalisation intercalé entre la sortie de la chaîne de traitement (2d) affectée au circuit d'égalisation et le filtre spatial (3), un corrélateur (45d) effectuant une corrélation entre une version de référence du signal de test et une version du signal de test issue du filtre temporel ajustable d'égalisation, et un circuit de réglage (41 d') de filtre d'égalisation opérant de manière autoadaptative, de façon à maximiser la valeur de corrélation fournie par le corrélateur (45d).
26. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que le générateur local (5) de signal de test comporte au moins deux sorties, une première sortie (HF) sur laquelle est disponible une première version du signal de test dans la bande de fréquence d'entrée des chaînes de traitement (2a à 2g) et une deuxième sortie (BB) sur laquelle est disponible une deuxième version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des filtres temporels ajustables d'égalisation (40d), la version du signal de test dans la bande de fréquence de sortie des filtres temporels d'égalisation (40d) servant de référence.
27. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d') ne comporte pas de circuit d'égalisation automatique pour l'une (2g) des chaînes de traitement dite principale qui délivre la version prise pour référence du signal de test.
28. Dispositif selon la revendication 25, caractérisé en ce que le banc de circuits d'égalisation automatique (4d') comporte un circuit d'égalisation automatique pour chacune des chaînes de traitement (2a à 2g).
29. Dispositif selon la revendication 28, caractérisé en ce que les circuits d'égalisation automatique (4d') reçoivent pour version de référence du signal de test, une version du signal de test établie à partir d'une combinaison linéaire pondérée des signaux de test délivrés par les différentes chaînes de traitement (2a à 2g), en amont de leurs filtres temporels ajustables d'égalisation (40d).
30. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte un banc (6) de commutateurs permettant de remplacer, pendant des périodes de calibration, les signaux utiles en entrées des chaînes de traitement par le signal de test.
31. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il comporte un banc (8) de coupleurs permettant d'ajouter, au signal utile de réception, en entrée des chaînes de traitement (2a à 2g), le signal du générateur local de test (5).
32. Dispositif selon la revendication 19, avec des chaînes parallèles de traitement correspondant à des voies de réception provenant d'une antenne réseau de réception à plusieurs éléments rayonnants, caractérisé en ce qu'il comporte une antenne émetthce excitée par le générateur local de signal de test (5) et montée sur le même porteur que l'antenne réseau de réception.
33. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que le générateur de signal de test est un générateur de suite binaire pseudoaléatoire.
34. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce que le générateur de signal de test est un générateur de raie isolée balayant en fréquence la bande du signal utile.
35. Dispositif selon l'une des revendications 30, 32, caractérisé en ce qu'il comporte un automate introduisant une période de calibration à chacune de ses mises en marche.
36. Dispositif selon l'une des revendications 30, 32, caractérisé en ce qu'il comporte un automate introduisant une période de calibration au bout d'une durée déterminée de fonctionnement.
37. Dispositif selon l'une des revendications 30, 32, caractérisé en ce qu'il comporte un automate introduisant une période de calibration à chaque fois que le rapport signal à bruit en aval du filtre spatial passe en dessous d'une valeur de seuil prédéterminée.
38. Dispositif selon la revendication 19, caractérisé en ce qu'il est appliqué à un récepteur de système de navigation par satellites.
39. Dispositif selon la revendication 32, caractérisé en ce que ladite antenne émettrice est constituée de l'un (1g) des éléments rayonnants de l'antenne de réception, moyennant la mise en place d'un coupleur directif (8").
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