EP1384310A1 - Ansteuerung für halbbrücke - Google Patents

Ansteuerung für halbbrücke

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Publication number
EP1384310A1
EP1384310A1 EP02742899A EP02742899A EP1384310A1 EP 1384310 A1 EP1384310 A1 EP 1384310A1 EP 02742899 A EP02742899 A EP 02742899A EP 02742899 A EP02742899 A EP 02742899A EP 1384310 A1 EP1384310 A1 EP 1384310A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
control
switch
signal
control circuit
signal output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP02742899A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Horst Flock
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Flextronics International Kft
Original Assignee
Alcoa Fujikura GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Alcoa Fujikura GmbH filed Critical Alcoa Fujikura GmbH
Publication of EP1384310A1 publication Critical patent/EP1384310A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
    • H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit

Definitions

  • the invention relates to a control for a half-bridge, in particular for operating electric motors, which comprises a first electronic switch between a supply voltage and a phase tap and a second electronic switch between the phase tap and ground, the control one, the two electronic switches Half bridge with control signals driving control circuit and a processor controlling the control circuit with at least one signal output.
  • Such controls are known from the prior art.
  • the processor usually has a signal output for each of the electronic switches that controls it.
  • the invention is therefore based on the object of improving control of the generic type in such a way that it is of simpler construction.
  • This object is achieved in a control of the type described in the introduction in that the two electronic switches of the half-bridge can be controlled by a single signal output of the processor with the control circuit, that only three switching signal pairs for the two electronic switches can be generated with the control circuit, namely the first Switch on and second switch off or first switch off and second switch on or first and second switch off, and that the control circuit controls the switches only with one of the three switching signal pairs.
  • control circuit only requires control by a single signal output of the processor and also ensures increased functional reliability, namely in that it only allows three switching signal pairs, all of which ensure that at no time is the critical Switching signal pairing can occur in which both electronic switches are switched on and thus a short circuit occurs between the supply voltage and ground.
  • control according to the invention not only has the advantage that it only requires a single signal output from the processor, but at the same time has the advantage that it only permits switching signal pairs which preclude the critical short-circuit condition from the outset and thus ensure increased operational reliability.
  • the control according to the invention is not only advantageous for two half-bridges which are used to control a DC motor with a change of direction, but is particularly advantageous for operating electronically commutated motors, for example in the manner of three-phase motors, which requires at least three half-bridges.
  • control according to the invention is no longer susceptible to any type of programming and functional errors of the processor, as is the case in the prior art, in which two signal outputs of the processor were used, the case was, because with the solutions known from the prior art, the case could always occur, either due to external or internal errors, that the two signal outputs were occupied with signal states which led to the two electronic switches being switched on , even if it was only for a short time.
  • a particularly favorable solution provides that either a "high” or a “low” signal state is present at the signal output connected to the control circuit, or a "tristate” signal state, the potential of which can be set freely.
  • control circuit of the control according to the invention is able to generate the three switching signal pairs required for operating the electronic switches of the half-bridge.
  • a particularly simple solution provides that the signal output of the processor connected to the control circuit is either at its supply voltage or to ground or allows a free potential setting, the free potential setting corresponding to the signal state "tristate", while the signal state "high” of the supply voltage and the signal state “Low” corresponds to the mass.
  • the control circuit for determining the only three switching signal pairs not freely programmable level. Due to the not freely programmable stage, it is possible to clearly define the switching signal pairings regardless of all program errors or control errors.
  • stage has permanently connected components which thus always "force" one of the three switching signal pairs.
  • control circuit comprises a stage which is not freely programmable and which assigns the signal pairs to the switching states at the signal output, that is to say that not only are the switching signal pairs themselves clearly defined, but also their assignment to the Signal states cannot be disturbed by program errors or other malfunctions.
  • the stage has permanently connected components.
  • control circuit has two complementary stages which can be controlled by the signal output of the processor and which make it possible in a simple manner to clearly correlate the signal states at the signal output with the provided switching signal pairs.
  • a particularly simple control of the complementary stages can be achieved by connecting them to the signal output via resistors of the same size.
  • control circuit has a driver circuit for each of the electronic switches.
  • This driver circuit preferably only converts states at control outputs of the stage which forces the switching signal pairings and thus does not necessarily have to be designed such that it only permits the three switching signal pairs.
  • the electronic switches are usually FET transistors, to which a free-wheeling diode is connected in parallel for protection.
  • Such freewheeling diodes already installed in the transistors however, have a relatively high breakdown voltage, which leads to considerable heat generation during the breakdown.
  • control circuit generates the switching signal pair when the supply voltage at the processor collapses, in which the first switch is switched off and the second switch is switched on, so that the phase tap is always connected to the ground and thus, for example, always on Braking of the motor operated with this half bridge takes place.
  • control circuit generates the switching signal pair at the signal state "tristate" at the signal output of the processor, in which the first and second switches are switched off.
  • a particularly favorable solution which is optimized in particular with regard to the switching reliability of the half-bridge, provides that the control circuit is designed such that it automatically sets a potential at the signal output of the processor when the signal state is "tristate", that between those of the signal states "high” and “Low” is.
  • the driver circuit of the second electronic switch automatically switches the second electronic switch into the freewheeling state when this is necessary due to the inductance of the load and the switching off of the first switch.
  • This solution has the great advantage that it is not necessary to use the free-wheeling diode integrated in the second electronic switch, but it is possible to actively control the second electronic switch of the half-bridge for the free-wheeling state.
  • control device for a load fed via phase taps of at least two half bridges, each of the half bridges being controllable according to the invention with its own control according to one of the preceding claims, and each of the control circuits each having a signal output associated therewith common processor can be controlled.
  • each processor has its own signal output for each control, which then controls the corresponding control circuits, so that only one processor and two control circuits in the case of a DC motor and one processor and three or more control circuits in the case of an electronically commutated one Motors, for example in the manner of a three-phase motor are required.
  • This control unit can also be operated particularly advantageously if the half bridges can be power-controlled by pulse width modulation operation of at least one of the electronic switches of the half bridges to be switched on.
  • pulse-width modulated switching signals for example with a pulse width modulation ratio in the range from 0% to 100%.
  • first electronic switch of one of the half bridges can be operated in pulse width modulation and a corresponding second electronic switch of another half bridge is continuously switched through during pulse width modulation operation, so that only the corresponding first electronic switch in pulse width modulation mode is switched on must be operated while the other, second electronic switch remains constantly on during pulse width modulation operation.
  • FIG. 1 shows a control device for a DC motor with two half bridges controlled according to the invention
  • FIG. 2 shows a control device for an electrically commutated motor with three half bridges controlled according to the invention
  • Fig. 3 shows a first embodiment of an inventive
  • Fig. 5 shows a second embodiment of an inventive
  • Fig. 6 is a diagram of a connection of signal states on
  • FIG. 7 shows a diagram of an operation of the control device according to FIG. 1 with pulse width modulated control of the half bridges.
  • a circuit diagram of a control device for operating a DC motor M with alternating direction of rotation shown in FIG. 1 comprises two half bridges 10A and 10B which on the one hand have a supply connection 12A or 12B and are connected to a supply voltage UV and on the other hand a ground connection 14A or 14B have and are connected to ground via this.
  • Each of the half bridges 10A and 10B in turn has a first electronic switch 16A or 16B, for example an FET transistor, which is connected by its drain connection D directly to the respective supply connection 12A or 12B and by its source S to a center tap 18A or 18B of the respective half-bridge 10A or 10B is connected.
  • a first electronic switch 16A or 16B for example an FET transistor
  • a second electronic switch 20A or 20B for example also an FET transistor, which in turn is connected with its drain connection to the center tap 18A or 18B and with its source connection S to the ground connection 14A or 14B.
  • the center taps 18A and 18B represent phase connections for the direct current motor M, one connecting line 22 of the direct current motor M leading to the center tap 18A and the other connecting line 24 of the direct current motor leading to the center tap 18B.
  • the electronic switches 16A and 20A or 16B and 20B of each of the half bridges 10A or 20B have control connections 26A and 30A or 26B and 30B connected to the respective gate G, with the control connections 26A and 30A or 26B and 30B of each of the half bridges 10A and 10B are connected to their own control circuit 32A and 32B.
  • the control circuit 32A generates the switching signals S1A and S2A for the electronic switches 16A and 20A of the half-bridge 10A
  • the control circuit 32B generates the switching signals S1B and S2B for the electronic switches 16B and 20B of the half-bridge 10B.
  • the DC motor M can now be controlled in two directions of rotation, namely once by switching the first electronic switch 16A of the half-bridge 10A and the second electronic switch 20B of the half-bridge 10B in one direction of rotation and in the opposite direction of rotation by switching the first electronic switch 10B of the half-bridge 10B and the second electronic switch 20A of the half-bridge 10A, the other electronic switches not being switched through.
  • the DC motor M can be stopped when all the electronic switches 16A and 20A and 16B and 20B are not turned on.
  • each of the control circuits 32A and 32B can now be controlled by the same processor 34, but by different signal outputs 36A and 36B of the same processor 34.
  • Each of the control circuits 32A and 32B now forms, together with the processor 34, a control 40A or 40B for the respective half-bridge 10A or 10B.
  • the half-bridges can not only be used to control the DC motor M, as shown in the circuit diagram in FIG. 1, but, as shown in FIG. 2, in a control unit for controlling an electronically commutated motor DM, in which case instead of half bridges three such half bridges 10A, 10B and IOC are provided, half bridges 10A to IOC being constructed identically to half bridges 10A and 10B in the circuit diagram according to FIG. 1.
  • the center tap 18A or 18B or 18C of the respective half bridges 10A or 10B or IOC in each case supplies one of the phases for the electronically commutated motor DM.
  • Each of the half bridges 10A to IOC is in turn connected to a control circuit 32A or 32B or 32C and each of these control circuits interacts with the processor 34, the processor 34 in this case having three signal outputs 36A or 36B or 36C.
  • the speed and direction of rotation of the electronically commutated motor DM can be controlled in a known manner.
  • FIG. 3 A first exemplary embodiment of a control 40 according to the invention is shown in FIG. 3.
  • this includes the control circuit 32 for controlling the electronic switches 16 and 20 of the half-bridge 10.
  • the signal output 36 of the processor 34 which is used solely to control the control circuit 32 and thus the half-bridge 10, is connected to a common control input 42 of two complementary control stages 46 and 50.
  • the control stage 46 comprises a PNP transistor 56, the emitter E of which is connected to a supply voltage connection 52 of the processor 34, to which the voltage US is applied, while the collector C of the transistor 56 is connected to ground via a resistor 58.
  • transistor 56 is connected to control input 42 via a resistor 59.
  • the second control stage 50 comprises an NPN transistor 60, the emitter of which is connected to ground, the collector C is connected to the supply voltage connection 52 via a resistor 62 and the base B via a resistor 64 to the control input 42.
  • the first control stage 46 now has a control output 66 which is connected to the collector C of the transistor 56 and which controls a driver circuit 68 which in turn generates the switching signal S1 for actuating the first electronic switch 16.
  • the second control stage 50 has a control output 70 which is connected to the collector of the transistor 60 and via which the control of a driver circuit 72 takes place, which in turn generates the switching signal S2 for the second electronic switch 20.
  • the processor 34 is designed such that a total of three signal states can be generated at the signal output 36, namely a first signal state in which the signal output 36 is high, a second signal state, in which the signal output is at "low” and a third signal state in which the signal output has no defined potential, but is switched internally in the processor 34 to the "tristate" state, that is to say is switched as the input of the processor 34 and is thus switched on sets to the potential that results from the external wiring of the signal output 36.
  • the transistor 60 of the second control stage 50 turns on, so that the control output 70 of the second control stage 50 is also at "low", that is, at ground.
  • the center tap 18 is thus actively switched to the supply voltage UV.
  • the signal output 36 is switched to the "tristate" state, this does not specify a potential, but the potential can be set in accordance with the external wiring of the signal output 36.
  • control circuit 32 according to the invention according to the first exemplary embodiment has the advantage that a voltage US / 2 always passes through the signal output 36 at the signal output during the transition from the switching state "High” to the switching state “Low” or from the switching state “Low” to the switching state “High” is, and thus the control input 42 is switched to US / 2, which is identical to the switching state "tristate", so that both electronic switches 16 and 20 are switched off, that is When a transition is made from a state in which one of the electronic switches 16 or 20 is switched on and the other is switched off to a state in which the other of the electronic switches 20, 16 is switched on and the other is switched off, a state is always passed through, in which both electronic switches 16 and 20 are switched off at least for a short time, so that the half-bridge 10 is always switched off completely for a short time, and consequently at no time can a state occur in which - even if for as little time as possible - both the first electronic switch 16 and the second electronic switch 20 are turned on.
  • the first exemplary embodiment of the circuit according to the invention has the further advantage that when the supply voltage US at the supply voltage connection 52 collapses, both the control output 56 and the control output 70 are in the "low” state, with the result that the second electronic switch 20 is switched through and thus the center tap 18 is always grounded, which would lead to braking the same in the case of an electric motor.
  • control circuit 32 has the further advantage that when a reset switch 74 of the processor 34 is actuated, the signal output 36 always changes to the "tristate" state, which means that, when the processor 34 is reset, both electronic circuits are always present Switches 16 and 20 are turned off.
  • the signal output 36 is connected in the same way as in the first exemplary embodiment to the control input 42 ', via which a first control stage 46' can be controlled, the transistor T104 having its base B connected to the control input 42 'via a resistor R108 and to its emitter E is on ground.
  • the collector T104 also controls the first driver circuit 68, which includes the transistors T105 and T106, which in turn generate the switching signal S1 to drive the gate G of the first electronic switch 16 via the control terminal 26.
  • the first driver circuit comprises a diode 100 and a capacitor C103, which are connected in series between the supply connection 12 and the center tap 18 and have a center tap 80, on which after switching off and on again of the electronic switch 16, a high voltage for switching it through is available, as described in connection with the European patent application 0 855 799.
  • the transistor T106 with the resistor R114 form the switch-on stage while the transistor 105 forms the switch-off stage, as also described in the patent application 0 855 799.
  • the second control stage 50 ' is formed by the resistor T100, the base of which is also connected to the control input 42' via the resistor R109, while the emitter E is connected directly to the supply voltage connection 52 'and the collector C via the resistors R105 and R106 connected in series are connected to ground.
  • Transistor T107 which is part of the second driver circuit 70 ', is driven via a center tap 82 between the resistors R105 and R106.
  • Transistor T107 has its collector C connected to supply terminal 12 via a resistor 110 and has its emitter connected directly to ground, while base B is connected directly to center tap 82 between resistors 105 and 106.
  • the base B of the transistor T107 is connected to the center tap 18 via a diode D101.
  • the switching signal S2 is present at a center tap 84 between the transistor T107 and the resistor R110, this center tap 84 being connected to the gate of the second electronic switch 20 via the control connection 30.
  • the individual signal states at the signal output 36 are shown in FIG. 6 in their combination with the states occurring in the second exemplary embodiment of the control circuit according to the invention.
  • the second exemplary embodiment of the control circuit according to the invention also has the advantage that the diode 101 controls the second electronic switch 20 in an express freewheeling state via the driver circuit 72, namely when the voltage at the center tap 18 becomes negative.
  • the freewheeling current does not have to be assigned to the second electronic switch 20 Freewheeling diode F flow, which has a considerable internal resistance, but there is a forced free-wheeling circuit of the electronic switch 20, so that the internal resistance is lower and thus less heat development occurs.
  • the first electronic switch 16A of the first half bridge 10A is operated with pulse-width-modulated switching signals S1A in the time from t x to t 2 , as shown in FIG. 7 shown.
  • the second electronic switch 20B of the second half-bridge 10B is not likewise controlled with pulse-width-modulated switching signals S2B in the time from ti to t 2 , but instead is continuously controlled during this time, that is to say continuously opened, regardless of whether the switching signal S1A is on or in the state is over.
  • This solution has the advantage that the processor 34 at the signal output 36B does not also have to output a pulse-width-modulated signal state synchronized with the pulse-width modulated signal at the signal output 36A, but only during the same period of time the signal state of the for the second electronic switch 20B of the second half-bridge 10B to a continuous Signal "High" leads, which leaves the second electronic switch 20B switched on from the period ti to the period t 2 .

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Direct Current Motors (AREA)
  • Motorcycle And Bicycle Frame (AREA)

Abstract

Um eine Ansteuerung fUr eine Halbbrücke, insbesondere zum Betreiben von Elektromotoren, welche einen ersten zwischen einer Versorgungsspannung und einem Phasenabgriff liegenden elektronischen Schalter und einen zweiten zwischen dem Phasenabgriff und Masse liegenden elektronischen Schalter umfasst, wobei die Ansteuerung eine die beiden elektronischen Schalter der Halbbrücke mit Schaltsignalen ansteuernde Steuerschaltung und einen die Steuerschaltung mit mindestens einem Signalausgang ansteuernden Prozessor aufweist, derart zu verbessern, dass diese einfacher aufgebaut ist, wird vorgeschlagen, dass mit der Steuerschaltung die beiden elektronischen Schalter der Halbbrücke durch einen einzigen Signalausgang des Prozessors steuerbar sind, dass mit der Steuerschaltung nur drei Schaltsignalpaarungen fUr die zwei elektronischen Schalter erzeugbar sind, nämlich erster Schalter ein und zweiter Schalter aus oder erster Schalter aus und zweiter Schalter ein oder erster und zweiter Schalter aus, und dass die Steuerschaltung die Schalter stets nur mit einer der drei Schaltsignalpaarungen ansteuert.

Description

Ansteuerung für Halbbrücke
Die Erfindung betrifft eine Ansteuerung für eine Halbbrücke, insbesondere zum Betreiben von Elektromotoren, welche einen ersten zwischen einer Versorgungsspannung und einem Phasenabgriff liegenden elektronischen Schalter und einen zweiten zwischen dem Phasenabgriff und Masse liegenden elektronischen Schalter umfaßt, wobei die Ansteuerung eine, die beiden elektronischen Schalter der Halbbrücke mit Schaltsignalen ansteuernde Steuerschaltung und einen die Steuerschaltung mit mindestens einem Signalausgang ansteuernden Prozessor aufweist.
Derartige Ansteuerungen sind aus dem Stand der Technik bekannt. Bei diesen hat der Prozessor üblicherweise für jeden der elektronischen Schalter einen Signalausgang, der diesen steuert.
Das Problem dieser Lösungen besteht darin, daß für jede Halbbrücke zwei Signalausgänge des Prozessors erforderlich sind.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerung der gattungsgemäßen Art derart zu verbessern, daß diese einfacher aufgebaut ist.
Diese Aufgabe wird bei einer Ansteuerung der eingangs beschriebenen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mit der Steuerschaltung die beiden elektronischen Schalter der Halbbrücke durch einen einzigen Signalausgang des Prozessors steuerbar sind, daß mit der Steuerschaltung nur drei Schaltsignalpaarungen für die zwei elektronischen Schalter erzeugbar sind, nämlich erster Schalter ein und zweiter Schalter aus oder erster Schalter aus und zweiter Schalter ein oder erster und zweiter Schalter aus, und daß die Steuerschaltung die Schalter stets nur mit einer der drei Schaltsignalpaarungen ansteuert.
Der Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung ist darin zu sehen, daß die Steuerschaltung nur die Ansteuerung durch einen einzigen Signalausgang des Prozessors benötigt und außerdem eine erhöhte Funktionssicherheit gewährleistet, nämlich dadurch, daß diese nur drei Schaltsignalpaarungen zuläßt, die allesamt gewährleisten, daß zu keinem Zeitpunkt die kritische Schaltsignalpaarung auftreten kann, bei welcher beide elektronischen Schalter eingeschaltet sind und somit ein Kurzschluß zwischen der Versorgungsspannung und Masse auftritt.
Damit hat die erfindungsgemäße Ansteuerung nicht nur den Vorteil, daß sie nur einen einzigen Signalausgang des Prozessors benötigt, sondern gleichzeitig den Vorteil, daß sie nur Schaltsignalpaarungen zuläßt, die von vornherein den kritischen Kurzschlußzustand ausschließen und somit eine erhöhte Betriebssicherheit gewährleistet.
Die erfϊndungsgemäße Ansteuerung ist nicht nur vorteilhaft für zwei Halbbrücken, die zum Ansteuern eines Gleichstrommotors mit Richtungswechsel eingesetzt werden, sondern besonders vorteilhaft für das Betreiben von elektronisch kommutierten Motoren, beispielsweise in der Art von Drehstrommotoren, das mindestens drei Halbbrücken erforderlich macht.
Insbesondere ist die erfindungsgemäße Ansteuerung nicht mehr anfällig gegen jede Art von Programmier- und Funktionsfehlern des Prozessors, wie dies beim Stand der Technik, bei welchem zwei Signalausgänge des Prozessors eingesetzt wurden, der Fall war, denn bei den aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen konnte stets entweder durch externe oder interne Fehler der Fall auftreten, daß die zwei Signalausgänge mit Signalzuständen belegt waren, die dazu geführt haben, daß die beiden elektronischen Schalter eingeschaltet waren, selbst wenn dies auch nur für kurze Zeit erfolgte.
Bezüglich der Möglichkeit, mit dem einen Signalausgang des Prozessors alle drei Schaltsignalpaarungen gezielt ansteuern zu können, sind die unterschiedlichsten Möglichkeiten denkbar. Eine besonders günstige Lösung sieht vor, daß an dem mit der Steuerschaltung verbundenen Signalausgang entweder ein Signalzustand "High" oder ein Signalzustand "Low" anliegt oder ein Signalzustand "Tristate", dessen Potential sich frei einstellen kann.
Mit diesen drei Signalzuständen ist die Steuerschaltung der erfindungsgemäßen Ansteuerung in der Lage, die drei erforderlichen Schaltsignalpaarungen für das Betreiben der elektronischen Schalter der Halbbrücke zu erzeugen.
Eine besonders einfache Lösung sieht dabei vor, daß der mit der Steuerschaltung verbundene Signalausgang des Prozessors entweder auf dessen Speisespannung oder auf Masse liegt oder eine freie Potentialeinstellung zuläßt, wobei die freie Potentialeinstellung dem Signalzustand "Tristate" entspricht, während der Signalzustand "High" der Speisespannung und der Signalzustand "Low" der Masse entspricht.
Um eine größtmögliche Sicherheit für die Festlegung der nur drei zugelassenen Schaltsignalpaarungen zu erreichen, ist vorzugsweise vorgesehen, daß die Steuerschaltung für die Festlegung der nur drei Schaltsignalpaarungen eine nicht frei programmierbare Stufe umfaßt. Durch die nicht frei programmierbare Stufe ist, unabhängig von allen Programmfehlern oder Ansteuerfehlern eine eindeutige Festlegung der Schaltsignalpaarungen möglich.
Besonders einfach läßt sich dies dadurch realisieren, daß die Stufe fest verschaltete Bauteile aufweist, die damit stets eine der drei Schaltsignalpaarungen "erzwingen".
Ferner ist es aus Gründen eines sicheren Betriebs besonders günstig, wenn die Steuerschaltung eine die Signalpaarungen den Schaltzuständen am Signalausgang fest zuordnende, nicht frei programmierbare Stufe umfaßt, das heißt, daß nicht nur die Schaltsignalpaarungen selbst eindeutig festgelegt sind, sondern auch die Zuordnung derselben zu den Signalzuständen nicht durch Programmfehler oder andere Fehlfunktionen gestört werden kann.
Auch in diesem Fall ist es besonders günstig, wenn die Stufe fest verschaltete Bauteile aufweist.
Hinsichtlich der Art des Aufbaus der Steuerschaltung sind die unterschiedlichsten Möglichkeiten denkbar.
So sieht eine bevorzugte Lösung vor, daß die Steuerschaltung zwei durch den Signalausgang des Prozessors ansteuerbare Komplementärstufen aufweist, welche es in einfacher Weise ermöglichen, die Signalzustände am Signalausgang eindeutig mit den vorgesehenen Schaltsignalpaarungen zu korre- lieren. Eine besonders einfache Ansteuerung der Komplementärstufen läßt sich dadurch erreichen, daß diese über gleich große Widerstände mit dem Signalausgang verbunden sind.
Prinzipiell wäre es denkbar, bereits mit den mit dem Signalausgang gekoppelten Stufen die elektronischen Schalter anzusteuern.
Aus Gründen einer möglichst optimalen Funktion ist es vorteilhaft, wenn die Steuerschaltung für jeden der elektronischen Schalter eine Treiberschaltung aufweist.
Diese Treiberschaltung setzt vorzugsweise lediglich Zustände an Steuerausgängen der die Schaltsignalpaarungen erzwingenden Stufe um und muß somit nicht notwendigerweise so konzipiert sein, daß sie lediglich die drei Schaltsignalpaarungen zuläßt.
Üblicherweise sind die elektronischen Schalter FET Transistoren, denen zum Schutz eine Freilaufdiode parallel geschaltet ist. Derartige in die Transistoren bereits eingebauten Freilaufdioden haben jedoch eine relativ hohe Durchbruch- spannung, die zu einer erheblichen Wärmeerzeugung beim Durchbruch führt.
Aus diesem Grund ist vorzugsweise vorgesehen, daß die Steuerschaltung beim Zusammenbrechen der Speisespannung am Prozessor die Schaltsignalpaarung erzeugt, bei welcher der erste Schalter ausgeschaltet ist und der zweite Schalter eingeschaltet ist, so daß stets ein Verbinden des Phasenabgriffs mit der Masse erfolgt und somit beispielsweise stets ein Abbremsen des mit dieser Halbbrücke betriebenen Motors erfolgt. Dies stellt eine weitere Sicherheitsfunktion der erfindungsgemäßen Ansteuerung dar.
Ferner sieht eine besonders günstige Ausführung der erfindungsgemäßen Ansteuerung vor, daß die Steuerschaltung beim Signalzustand "Tristate" am Signalausgang des Prozessors die Schaltsignalpaarung erzeugt, bei welcher der erste und der zweite Schalter ausgeschaltet sind.
Diese Lösung hat den großen Vorteil, daß beispielsweise bei einem "reset Signal" für den Prozessor der Schaltzustand "Tristate" auftritt und dadurch die Ansteuerung der Last über den Phasenabgriff abschaltet.
Eine besonders günstige Lösung, die insbesondere hinsichtlich der Schaltsicherheit der Halbbrücke optimiert ist, sieht vor, daß die Steuerschaltung so ausgebildet ist, daß sie beim Signalzustand "Tristate" am Signalausgang des Prozessors selbsttätig ein Potential einstellt, daß zwischen denen der Signalzustände "High" und "Low" liegt.
Diese Lösung hat den besonders großen Vorteil, daß auch beim Umschalten des Signalausgangs des Prozessors vom Signalzustand "High" zum Signalzustand "Low" oder umgekehrt vom Signalzustand "Low" zum Signalzustand "High" stets ein Potential durchlaufen wird, das die Steuerschaltung als Signalzustand "Tristate" erkennt, so daß die Steuerschaltung stets beim Übergang von der dem Signalzustand "Low" entsprechenden Schaltsignalpaarung zu der dem Signalzustand "High" entsprechenden Schaltsignalpaarung zunächst in die dem Schaltzustand "Tristate" entsprechende Schaltsignalpaarung übergeht, die sowohl den ersten Schalter als auch den zweiten Schalter ausschaltet, so daß zu keinem Zeitpunkt ein Kurzschluß durch die Halbbrücke dadurch entstehen kann, daß der eine Schalter nicht rechtzeitig ausschaltet bevor der andere Schalter einschaltet, da stets vor dem Einschalten des einen der Schalter der beiden Schalter durch den Signalzustand "Tristate" zwingend ausgeschaltet werden.
Darüber hinaus ist es besonders vorteilhaft, wenn die Treiberschaltung des zweiten elektronischen Schalters den zweiten elektronischen Schalter selbsttätig in den Freilaufzustand schaltet, wenn dieser aufgrund der Induktivität der Last und des Abschaltens des ersten Schalters erforderlich ist. Diese Lösung hat den großen Vorteil, daß es nicht notwendig ist, die in den zweiten elektronischen Schalter integrierte Freilaufdiode einzusetzen, sondern die Möglichkeit besteht, für den Freilaufzustand den zweiten elektronischen Schalter der Halbbrücke aktiv durchzusteuern.
Darüber hinaus wird die erfindungsgemäße Aufgabe auch noch durch ein Steuergerät für eine über Phasenabgriffe mindestens zweier Halbbrücken gespeiste Last gelöst, wobei erfindungsgemäß jede der Halbbrücken mit einer eigenen Ansteuerung gemäß einem der voranstehenden Ansprüche ansteuerbar ist und jede der Steuerschaltungen jeweils durch einen, diesen zugeordneten Signalausgang eines gemeinsamen Prozessors ansteuerbar ist.
Der Vorteil dieser Lösung ist der, daß jeder Prozessor einen eigenen Signalausgang für jede Ansteuerung aufweist, der dann die entsprechenden Steuerschaltungen ansteuert, so daß nur ein Prozessor und zwei Ansteuerschaltungen im Fall eines Gleichstrommotors und ein Prozessor und drei oder mehr Ansteuerschaltungen im Fall eines elektronisch kommutierten Motors, beispielsweise in der Art eines Drehstrommotors erforderlich sind. Besonders günstig läßt sich dieses Steuergerät auch noch dann betreiben, wenn die Halbbrücken durch Pulsweitenmodulationsbetrieb mindestens eines der jeweils einzuschaltenden elektronischen Schalter der Halbbrücken leistungssteuerbar sind.
Das heißt, daß während der üblichen Zeit, während der entsprechende elektronische Schalter durchgeschaltet wäre, noch eine Reduzierung der eingespeisten Leistung durch Verwendung pulsweitenmodulierter Schaltsignale, beispielsweise mit einem Pulsweitenmodulationsverhältnis im Bereich von 0% bis 100% möglich ist.
Prinzipiell wäre es im Fall der Pulsweitenmodulation denkbar, sowohl den ersten elektronischen Schalter der entsprechenden Halbbrücke und den zweiten elektronischen Schalter der entsprechenden anderen Halbbrücke gleichzeitig und synchron getaktet mit den entsprechenden Schaltsignalen im Pulsweitenmodulationsbetrieb zu betreiben.
Als besonders vorteilhaft hat es sich jedoch erwiesen, wenn im Pulsweitenmodulationsbetrieb der erste elektronische Schalter einer der Halbbrücken pulsweitenmoduliert betreibbar und ein entsprechender zweiter elektronischer Schalter einer anderen Halbbrücke während des Pulsweitenmodulations- betriebs ständig durchgeschaltet ist, so daß nur jeweils der entsprechende erste elektronische Schalter im Pulsweitenmodulationsbetrieb betrieben werden muß, während der jeweils andere, zweite elektronische Schalter während des Pulsweitenmodulationsbetriebs ständig eingeschaltet bleibt.
Weitere Merkmale und Vorteile der erfindungsgemäßen Lösung sind Gegenstand der nachfolgenden Beschreibung sowie der zeichnerischen Darstellung einiger Ausführungsbeispiele. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Steuergerät für einen Gleichstrommotor mit zwei erfindungsgemäß angesteuerten Halbbrücken;
Fig. 2 ein Steuergerät für einen elektrisch kommutierten Motor mit drei erfindungsgemäß angesteuerten Halbbrücken;
Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Ansteuerung einer Halbbrücke;
Fig. 4 ein Schema der Verknüpfung der Signalzustände am Signalausgang eines Prozessors mit Schaltsignalpaarungen für die Halbbrücke;
Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Ansteuerung einer Halbbrücke;
Fig. 6 ein Schema einer Verknüpfung von Signalzuständen am
Signalausgang des Prozessors mit Schaltsignalpaarungen für die Halbbrücke und
Fig. 7 ein Schema eines Betriebs des Steuergeräts gemäß Fig. 1 mit pulsweitenmodulierter Ansteuerung der Halbbrücken. Ein in Fig. 1 dargestelltes Schaltschema eines Steuergeräts zum Betreiben eines Gleichstrommotors M mit wechselnder Drehrichtung umfaßt zwei Halbbrücken 10A und 10B, die einerseits einen Speiseanschluß 12A bzw. 12B aufweisen und mit diesem mit einer Versorgungsspannung UV verbunden sind und andererseits ein Masseanschluß 14A bzw. 14B aufweisen und über diesen mit Masse verbunden sind.
Jede der Halbbrücken 10A und 10B weist ihrerseits einen ersten elektronischen Schalter 16A bzw. 16B, beispielsweise einen FET-Transistor auf, der mit seinem Drainanschluß D direkt mit dem jeweiligen Versorgungsanschluß 12A bzw. 12B verbunden ist und mit seiner Source S mit einem Mittelabgriff 18A bzw. 18B der jeweiligen Halbbrücke 10A bzw. 10B verbunden ist.
Zwischen dem Mittelabgriff 18A und 18B liegt ein zweiter elektronischer Schalter 20A bzw. 20B, beispielsweise ebenfalls ein FET-Transistor, welcher mit seinem Drainanschluß wiederum mit dem Mittelabgriff 18A bzw. 18B verbunden ist und mit seinem Sourceanschluß S mit dem Masseanschluß 14A bzw. 14B.
Die Mittelabgriffe 18A bzw. 18B stellen Phasenanschlüsse für den Gleichstrommotor M dar, wobei eine Anschlußleitung 22 des Gleichstrommotors M zum Mittelabgriff 18A und die andere Anschlußleitung 24 des Gleichstrommotors zum Mittelabgriff 18B geführt ist.
Die elektronischen Schalter 16A und 20A bzw. 16B und 20B jeder der Halbbrücken 10A bzw. 20B weisen mit dem jeweiligen Gate G verbundene Steueranschlüsse 26A und 30A bzw. 26B und 30B auf, wobei die Steueranschlüsse 26A und 30A bzw. 26B und 30B jeder der Halbbrücken 10A bzw. 10B mit einer eigenen Steuerschaltung 32A bzw. 32B verbunden sind. Die Steuerschaltung 32A erzeugt dabei die Schaltsignale S1A und S2A für die elektronischen Schalter 16A und 20A der Halbbrücke 10A, während die Steuerschaltung 32B die Schaltsignale S1B und S2B für die elektronischen Schalter 16B und 20B der Halbbrücke 10B erzeugt.
Bei dem Steuergerät gemäß Fig. 1 kann nun der Gleichstrommotor M in zwei Drehrichtungen gesteuert werden, nämlich einmal durch Durchschalten des ersten elektronischen Schalters 16A der Halbbrücke 10A und des zweiten elektronischen Schalters 20B der Halbbrücke 10B in einer Drehrichtung und in der entgegengesetzten Drehrichtung durch Durchschalten des ersten elektronischen Schalters 10B der Halbbrücke 10B und des zweiten elektronischen Schalters 20A der Halbbrücke 10A, wobei jeweils die anderen elektronischen Schalter nicht durchgeschaltet sind.
Außerdem kann der Gleichstrommotor M stillgesetzt werden, wenn sämtliche elektronischen Schalter 16A und 20A sowie 16B und 20B nicht durchgeschaltet sind.
Bei der vorliegenden Erfindung ist nun jede der Steuerschaltungen 32A und 32B durch denselben Prozessor 34 ansteuerbar, jedoch durch unterschiedliche Signalausgänge 36A und 36B desselben Prozessors 34.
Jede der Steuerschaltungen 32A und 32B bildet nun gemeinsam mit dem Prozessor 34 eine Ansteuerung 40A bzw. 40B für die jeweilige Halbbrücke 10A bzw. 10B. Die Halbbrücken lassen sich jedoch nicht nur, wie bei dem Schaltschema in Fig. 1 dargestellt, zur Ansteuerung des Gleichstrommotors M einsetzen, sondern, wie in Fig. 2 dargestellt, in einem Steuergerät zur Ansteuerung eines elektronisch kommutierten Motors DM, wobei in diesem Fall anstelle von zwei Halbbrücken drei derartiger Halbbrücken 10A, 10B und IOC vorgesehen sind, wobei die Halbbrücken 10A bis IOC identisch aufgebaut sind, wie die Halbbrücken 10A und 10B bei dem Schaltschema gemäß Fig. 1.
Der Mittelabgriff 18A bzw. 18B bzw. 18C der jeweiligen Halbbrücken 10A bzw. 10B bzw. IOC liefert jeweils eine der Phasen für den elektronisch kommutierten Motor DM.
Jede der Halbbrücken 10A bis IOC ist nun ihrerseits mit einer Steuerschaltung 32A bzw. 32B bzw. 32C verbunden und jeder dieser Steuerschaltungen wirkt mit dem Prozessor 34 zusammen, wobei der Prozessor 34 in diesem Fall drei Signalausgänge 36A bzw. 36B bzw. 36C aufweist.
Je nach Ansteuerung der Halbbrücken 10A, 10B und IOC durch den Prozessor 34 über die jeweiligen Steuerschaltungen 32A, 32B und 32C lassen sich Drehzahl und Drehrichtung des elektronisch kommutierten Motors DM in bekannter Weise steuern.
Ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Ansteuerung 40 ist in Fig. 3 dargestellt.
Diese umfaßt neben dem Prozessor 34 die Steuerschaltung 32 zum Ansteuern der elektronischen Schalter 16 und 20 der Halbbrücke 10. Hierzu ist der Signalausgang 36 des Prozessors 34, welcher allein zur Steuerung der Steuerschaltung 32 und somit der Halbbrücke 10 dient, mit einem gemeinsamen Steuereingang 42 zweier komplementärer Steuerstufen 46 und 50 verbunden.
Die Steuerstufe 46 umfaßt dabei einen PNP Transistor 56, dessen Emitter E mit einem Speisespannungsanschluß 52 des Prozessors 34 verbunden ist, an dem die Spannung US anliegt, während der Kollektor C des Transistors 56 über einen Widerstand 58 auf Masse liegt.
Ferner ist die Basis des Transistors 56 über einen Widerstand 59 mit dem Steuereingang 42 verbunden.
Ferner umfaßt die zweite Steuerstufe 50 einen NPN Transistor 60, dessen Emitter mit Masse verbunden ist, während der Kollektor C über einen Widerstand 62 mit dem Speisespannungsanschluß 52 verbunden ist und die Basis B über einen Widerstand 64 mit dem Steuereingang 42.
Die erste Steuerstufe 46 weist nun einen mit dem Kollektor C des Transistors 56 verbundenen Steuerausgang 66 auf, welcher eine Treiberschaltung 68 steuert, die ihrerseits wiederum das Schaltsignal Sl zum Ansteuern des ersten elektronischen Schalters 16 erzeugt.
Ferner weist die zweite Steuerstufe 50 einen Steuerausgang 70 auf, welcher mit dem Kollektor des Transistors 60 verbunden ist und über welchen die Ansteuerung einer Treiberschaltung 72 erfolgt, welche ihrerseits das Schaltsignal S2 für den zweiten elektronischen Schalter 20 erzeugt. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Ansteuerung 40 für die Halbbrücke 10 ist der Prozessor 34 so ausgebildet, daß an dem Signalausgang 36 insgesamt drei Signalzustände erzeugbar sind, nämlich ein erster Signalzustand, bei welchem der Signalausgang 36 auf "High" liegt, ein zweiter Signalzustand, bei welchem der Signalausgang auf "Low" liegt und ein dritter Signalzustand, bei welchem der Signalausgang auf kein definiertes Potential aufweist, sondern intern im Prozessor 34 auf den Zustand "Tristate" geschaltet ist, das heißt als Eingang des Prozessors 34 geschaltet ist und somit sich auf das Potential einstellt, welches sich durch die äußere Beschaltung des Signalausgangs 36 ergibt.
Diese drei Signalzustände haben in der Steuerschaltung 32 folgende Auswirkungen. Beim ersten Signalzustand, bei welchem der Signalausgang 36 auf "High" liegt, sperrt der Transistor 56 der ersten Steuerstufe 46, was dazu führt, daß der Steuerausgang 36 aufgrund der Wirkung des Widerstands 58 auf Masse liegt.
Dagegen schaltet der Transistor 60 der zweiten Steuerstufe 50 durch, so daß der Steuerausgang 70 der zweiten Steuerstufe 50 ebenfalls auf "Low", das heißt auf Masse liegt.
Die Treiberstufe 68 ist dann so ausgebildet, daß sie dann, wenn am Steuerausgang 66 der Zustand "Low" anliegt, das Schaltsignal Sl = 0 erzeugt und somit der erste elektronische Schalter 16 gesperrt ist.
Wenn am Steuerausgang 70 ebenfalls der Zustand "Low" anliegt, erzeugt die Treiberschaltung 72 das Schaltsignal S2 = "High" und schaltet somit den zweiten elektronischen Schalter 20 durch, so daß der Mittelabgriff 18 der Halbbrücke 10 aktiv auf Masse geschaltet ist. Liegt dagegen am Signalausgang 36 der Zustand "Low" an, so führt dies dazu, daß der Transistor 56 der ersten Steuerstufe 46 und der Transistor 60 der zweiten Steuerstufe 50 jeweils durchgeschaltet sind, so daß am Steuerausgang 66 der Zustand "High" anliegt, da der Transistor 56 eine direkte Verbindung mit dem Speisespannungsanschluß 52 herstellt und andererseits liegt am Steuerausgang 70 ebenfalls der Zustand "High" an, da der Transistor 60 der zweiten Steuerstufe 50 sperrt und somit über den Widerstand 62 ebenfalls der Steuerausgang 70 auf der Spannung am Speisespannungsanschluß 52 liegt.
Der Zustand "High" am Steuerausgang 66 führt durch die entsprechende Ausbildung der Treiberschaltung 66 dazu, daß diese das Schaltsignal Sl = "High" erzeugt und somit den ersten elektronischen Schalter 16 durchsteuert, während die Treiberschaltung 72 bei dem Zustand "High" am Steuerausgang 70 das Schaltsignal S2 = "Low" erzeugt und somit den zweiten elektronischen Schalter 20 nicht durchsteuert. Damit liegt der Mittelabgriff 18 aktiv geschaltet auf der Versorgungsspannung UV.
Wird dagegen der Signalausgang 36 auf den Zustand "Tristate" geschaltet, so gibt dieser kein Potential vor, sondern das Potential kann sich entsprechend der äußeren Beschaltung des Signalausgangs 36 einstellen.
Aufgrund der Tatsache, daß die Widerstände 59 und 64 gleich groß sind und außerdem die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 56 und 60 ebenfalls ungefähr gleich groß sind, stellt sich an dem Steuereingang 42 ein Potential ein, das genau der halben Spannung US entspricht. Dies führt dazu, daß der Transistor 56 der ersten Steuerstufe 46 durchschaltet und somit am Steuerausgang 66 der Zustand "High" anliegt, was wiederum dazu führt, daß die Treiberschaltung 68 das Schaltsignal S = 0 erzeugt.
Ferner ist im Zustand "Tristate" der Transistor 60 der zweiten Steuerstufe 50 ebenfalls durchgeschaltet, so daß der Steuerausgang 70 den Zustand "Low" aufweist und somit die Treiberschaltung 72 das Schaltsignal S2 = 0 erzeugt.
Das heißt, daß der Signalzustand "Tristate" am Signalausgang 36 dazu führt, daß beide elektronischen Schalter 16 und 20 sperren.
Der Vorteil des ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Steuerschaltung 32 für die Halbbrücke 10 ist nun darin zu sehen, daß den drei Signalzuständen "High", "Low" und "Tristate" am Signalausgang 36 zwingend Schaltsignalpaarungen, nämlich Sl = 0 und S2 = 1 bzw. S2 = 0 und Sl = 1 bzw. Sl = 0 und S2 = 0 zugeordnet sind, so daß zu keinem Zeitpunkt eine Fehlansteuerung der Halbbrücke 10 dahingehend erfolgen kann, daß sowohl der erste elektronische Schalter 16 als auch der zweite elektronische Schalter 20 durchgeschaltet sind, sondern maximal einer der elektronischen Schalter 16 und 20 durchgeschaltet ist.
Darüber hinaus hat die erfindungsgemäße Steuerschaltung 32 gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel den Vorteil, daß beim Übergang vom Schaltzustand "High" zum Schaltzustand "Low" am Signalausgang oder vom Schaltzustand "Low" zum Schaltzustand "High" stets eine Spannung US/2 am Signalausgang 36 durchlaufen wird, und somit der Steuereingang 42 auf US/2 geschaltet wird, was identisch ist mit dem Schaltzustand "Tristate", so daß beide elektronischen Schalter 16 und 20 zwingend ausgeschaltet sind, das heißt, daß beim Übergang von einem Zustand, in welchem einer der elektronischen Schalter 16 oder 20 ein- und der andere ausgeschaltet ist zu einem Zustand, in welchem der andere der elektronischen Schalter 20, 16 ein- und der andere ausgeschaltet ist, stets ein Zustand durchlaufen wird, in dem beide elektronischen Schalter 16 und 20 zumindest kurzzeitig ausgeschaltet sind, so daß dadurch stets kurzzeitig ein gänzliches Abschalten der Halbbrücke 10 erfolgt, und folglich zu keiner Zeit ein Zustand eintreten kann, bei welchem - wenn auch für noch so geringe Zeit - sowohl der erste elektronische Schalter 16 als auch der zweite elektronische Schalter 20 eingeschaltet sind.
Darüber hinaus hat das erste Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung noch den weiteren Vorteil, daß beim Zusammenbruch der Speisespannung US am Speisespannungsanschluß 52 sowohl der Steuerausgang 56 als auch der Steuerausgang 70 im Zustand "Low" sind, was zur Folge hat, daß der zweite elektronische Schalter 20 durchgeschaltet ist und somit stets der Mittelabgriff 18 auf Masse liegt, was im Falle eines Elektromotors zum Abbremsen desselben führen würde.
Schließlich hat die erfindungsgemäße Steuerschaltung 32 noch den weiteren Vorteil, daß bei Betätigung eines Reset-Schalters 74 des Prozessors 34 der Signalausgang 36 stets in den Zustand "Tristate" übergeht, was dazu führt, daß im Zustand eines Reset des Prozessors 34 auch stets beide elektronischen Schalter 16 und 20 abgeschaltet werden.
Zur Verdeutlichung ist die Zuordnung der Signalzustände am Signalausgang 36 zu den einzelnen Schaltsignalpaarungen der Schaltsignale Sl und S2 in der Tabelle gemäß Fig. 4 zusammengefaßt. Bei einem zweiten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Steuerschaltung 32", dargestellt in Fig. 5 ist ein diskreter Aufbau der kompletten Steuerschaltung 32' mit Treiberschaltung dargestellt, jedoch nicht der Prozessor 34, sondern nur dessen Signalausgang 36.
Der Signalausgang 36 ist in gleicher Weise wie beim ersten Ausführungsbeispiel mit dem Steuereingang 42' verbunden, über welchen eine erste Steuerstufe 46' ansteuerbar ist, deren Transistor T104 mit seiner Basis B über einen Widerstand R108 mit dem Steuereingang 42' verbunden ist und mit seinem Emitter E auf Masse liegt.
Der Kollektor T104 steuert ferner die erste Treiberschaltung 68, welche die Transistoren T105 und T106 umfaßt, die ihrerseits das Schaltsignal Sl erzeugen, um das Gate G des ersten elektronischen Schalters 16 über den Steueranschluß 26 anzusteuern.
Um zum Einschalten ausreichend hohe Spannungen zur Verfügung zu haben, umfaßt die erste Treiberschaltung eine Diode 100 und einen Kondensator C103, die in Reihe geschaltet zwischen dem Versorgungsanschluß 12 und dem Mittelabgriff 18 liegen und einen Mittelabgriff 80 aufweisen, an welchem nach einem Ausschalten und einem Wiedereinschalten des elektronischen Schalters 16 eine hohe Spannung zum Durchschalten desselben zur Verfügung steht, wie im Zusammenhang mit der europäischen Patentanmeldung 0 855 799 beschrieben.
Der Transistor T106 mit dem Widerstand R114 bilden dabei die Einschaltstufe während der Transistor 105 die Ausschaltstufe bildet, wie ebenfalls in der Patentanmeldung 0 855 799 beschrieben. Die zweite Steuerstufe 50' wird beim zweiten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuerschaltung durch den Widerstand T100 gebildet, dessen Basis über den Widerstand R109 ebenfalls mit dem Steuereingang 42' verbunden ist, während der Emitter E direkt mit dem Speisespannungsanschluß 52' verbunden ist und der Kollektor C über die in Reihe geschalteten Widerstände R105 und R106 auf Masse liegt.
Über einen Mittelabgriff 82 zwischen den Widerständen R105 und R106 wird der Transistor T107 angesteuert, welcher Teil der zweiten Treiberschaltung 70' ist. Der Transistor T107 ist mit seinem Kollektor C über einen Widerstand 110 mit dem Versorgungsanschluß 12 verbunden und liegt mit seinem Emitter direkt auf Masse, während die Basis B direkt mit dem Mittelabgriff 82 zwischen den Widerständen 105 und 106 verbunden ist.
Ferner ist die Basis B des Transistors T107 über eine Diode D101 mit dem Mittelabgriff 18 verbunden.
Das Schaltsignal S2 liegt dabei an einem Mittelabgriff 84 zwischen dem Transistor T107 und dem Widerstand R110 an, wobei dieser Mittelabgriff 84 über den Steueranschluß 30 mit dem Gate des zweiten elektronischen Schalters 20 verbunden ist.
Zur Verdeutlichung der Funktion der Steuerschaltung 32' sind die einzelnen Signalzustände am Signalausgang 36 in Fig. 6 in ihrer Verknüpfung mit den in dem zweiten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuerschaltung auftretenden Zuständen dargestellt. Der Signalzustand "High" am Signalausgang 36 führt demgemäß zu einem Zustand "Low" am Steuerausgang 66' der ersten Steuerstufe 46' und somit auch zu einem Zustand Sl = "Low".
Ferner führt der Signalzustand "High" zu einem Zustand "Low" am Steuerausgang 70' der zweiten Steuerstufe 50' und somit zu einem Zustand S2 = "High" in gleicher Weise wie beim ersten Ausführungsbeispiel, so daß der Mittelabgriff oder Phasenanschluß 18 auf Masse liegt.
In gleicher Weise führt der Signalzustand "Low" zu einem Zustand "High" am Steuerausgang 66' der ersten Steuerstufe 46' und somit wiederum zu einem Zustand Sl = "High" während der Signalzustand "Low" auch am Steuerausgang 70' der zweiten Steuerstufe 50' zu einem Zustand "High" führt, der wiederum zur Folge hat, daß das Schaltsignal S2 = "Low" wird und somit die Halbbrücke 10 den Mittelabgriff 18 auf die Versorgungsspannung UV schaltet.
Schließlich führt wiederum der Zustand "Tristate" zu einem Zustand am Steuerausgang 66 von "Low", so daß ebenfalls Sl = "Low" wird, während am Steuerausgang 70 der zweiten Steuerstufe 50' der Zustand "High" anliegt, der dazu führt, daß das Schaltsignal S2 ebenfalls gleich "Low" wird und somit die Halbbrücke 10 ausgeschaltet ist.
Darüber hinaus hat das zweite Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuerschaltung noch den Vorteil, daß über die Diode 101 eine Ansteuerung des zweiten elektronischen Schalters 20 in einen ausdrücklichen Freilaufzustand über die Treiberschaltung 72 erfolgt, nämlich dann, wenn die Spannung am Mittelabgriff 18 negativ wird. Damit muß der Freilaufstrom nicht über die dem zweiten elektronischen Schalter 20 zwangsläufig zugeordnete Freilaufdiode F fließen, die einen erheblichen Innenwiderstand hat, sondern es erfolgt eine zwangsweise Freilaufschaltung des elektronischen Schalters 20, so daß der Innenwiderstand geringer ist und somit eine geringere Wärmeentwicklung auftritt.
Im übrigen führt auch bei der zweiten Steuerschaltung 52, in gleicher Weise wie bei der ersten Steuerschaltung, ein Zusammenbruch der Speisespannung US dazu, daß die Halbbrücke 10 in den Zustand Sl = "Low" und S2 = "High" übergeht, das heißt der Mittelabgriff 18 mit der Masse verbunden ist und somit ein Bremsen des gegebenenfalls laufenden Motors erfolgt.
Im Zusammenhang mit der bisherigen Erläuterung der einzelnen Ausführungsbeispiele, insbesondere der Steuergeräte gemäß Fig. 1 und Fig. 2 wurde davon ausgegangen, daß der Motor M oder elektronisch kommutierte Motor DM stets mit voller Drehzahl betrieben wird.
Mit der erfindungsgemäßen Lösung ist es jedoch auch möglich, beispielsweise mit dem Steuergerät gemäß Fig. 1, den Gleichstrommotor M mit reduzierter Leistung im Pulsweitenmodulationsbetrieb zu betreiben.
Soll beispielsweise der Gleichstrommotor M zwischen dem Zeitraum tx und t2 im Rechtslauf betrieben werden, so wird in der Zeit von tx bis t2 der erste elektronische Schalter 16A der ersten Halbbrücke 10A mit pulsweiten- modulierten Schaltsignalen S1A betrieben, wie in Fig. 7 dargestellt. Dagegen wird der zweite elektronische Schalter 20B der zweiten Halbbrücke 10B in der Zeit von ti bis t2 nicht ebenfalls mit pulsweitenmodulierten Schaltsignalen S2B angesteuert, sondern während dieser Zeit kontinuierlich durchgesteuert, das heißt kontinuierlich geöffnet, unabhängig davon, ob das Schaltsignal S1A im Zustand ein oder aus ist.
Diese Lösung hat den Vorteil, daß der Prozessor 34 am Signalausgang 36B nicht ebenfalls einen mit dem pulsweitenmodulierten Signal am Signalausgang 36A synchronisierten pulsweitenmodulierten Signalzustand abgeben muß, sondern lediglich während desselben Zeitraums den Signalzustand der für den zweiten elektronischen Schalter 20B der zweiten Halbbrücke 10B zu einem kontinuierlichen Signal "High" führt, das den zweiten elektronischen Schalter 20B vom Zeitraum ti bis zum Zeitraum t2 eingeschaltet läßt.

Claims

P A T E N T A N S P R Ü C H E
1. Ansteuerung für eine Halbbrücke (10), insbesondere zum Betreiben von Elektromotoren (M, DM), welche einen ersten zwischen einer Versorgungsspannung (UV) und einem Phasenabgriff (18) liegenden elektronischen Schalter (16) und einen zweiten zwischen dem Phasenabgriff (18) und Masse liegenden elektronischen Schalter (20) umfaßt, wobei die Ansteuerung (40) eine die beiden elektronischen Schalter (16, 20) der Halbbrücke (10) mit Schaltsignalen ansteuernde Steuerschaltung (32) und einen die Steuerschaltung (32) mit mindestens einem Signalausgang (36) ansteuernden Prozessor (34) aufweist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß mit der Steuerschaltung (32) die beiden elektronischen Schalter (16, 20) der Halbbrücke (10) durch einen einzigen Signalausgang (36) des Prozessors (34) steuerbar sind, daß mit der Steuerschaltung (32) nur drei Schaltsignalpaarungen für die zwei elektronischen Schalter (16; 20) erzeugbar sind, nämlich erster Schalter (16) ein und zweiter Schalter (20) aus oder erster Schalter (16) aus und zweiter Schalter (20) ein oder erster und zweiter Schalter (16, 20) aus, und daß die Steuerschaltung (32) die Schalter (16, 20) stets nur mit einer der drei Schaltsignalpaarungen ansteuert.
2. Ansteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Prozessor (34) so ausgebildet ist, daß an dem mit der Steuerschaltung (32) verbundenen Signalausgang (36) entweder ein Signalzustand "High" oder ein Signalzustand "Low" anliegt oder ein Signalzustand "Tristate", dessen Potential sich frei einstellen kann.
3. Ansteuerung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der mit der Steuerschaltung (32) verbundene Signalausgang (36) des Prozessors (34) entweder auf dessen Speisespannung (US) oder auf Masse liegt oder eine freie Potentialeinstellung zuläßt.
4. Ansteuerung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32)für die Festlegung der nur drei Schaltsignalpaarungen eine nicht frei programmierbare Stufe (46, 50) umfaßt.
5. Ansteuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufe (46, 50) fest verschaltete Bauteile aufweist.
6. Ansteuerung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32) eine die Schaltsignalpaarungen den Signalzuständen am Signalausgang (36) fest zuordnende, nicht frei programmierbare Stufe (46, 50) umfaßt.
7. Ansteuerung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufe (46, 50) fest verschaltete Bauteile aufweist.
8. Ansteuerung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32) zwei durch den Signalausgang (36) ansteuerbare Komplementärstufen (46, 50) aufweist.
9. Ansteuerung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingänge der Komplementärstufen (46, 50) über gleich große Widerstände (59, 64; R108, R109) mit dem Signalausgang (36) verbunden sind.
10. Ansteuerung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32) für jeden der elektronischen Schalter (16, 20) eine Treiberschaltung (68, 72) aufweist.
11. Ansteuerung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32) bei Zusammenbrechen der Speisespannung (US) am Prozessor (34) die Schaltsignalpaarung erzeugt, bei welcher der erste Schalter (16) ausgeschaltet und der zweite Schalter (20) eingeschaltet ist.
12. Ansteuerung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32) beim Signalzustand "Tristate" am Signalausgang (36) des Prozessors (34) die Schaltsignalpaarung erzeugt, bei welcher der erste (16) und der zweite Schalter (20) ausgeschaltet sind.
13. Ansteuerung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (32) so ausgebildet ist, daß sie beim Signalzustand "Tristate" am Signalausgang (36) des Prozessors (34) selbsttätig ein Potential einstellt, das zwischen dem des Signalzustands "High" und "Low" liegt.
14. Ansteuerung nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberschaltung (72) des zweiten elektronischen Schalters (20) den zweiten elektronischen Schalter (20) selbsttätig in den Freilaufzustand schaltet, wenn dieser aufgrund der Induktivität der Last und des Abschaltens des ersten elektronischen Schalters (16) erforderlich ist.
15. Steuergerät für eine über Phasenabgriffe (18A, 18B, 18C) mindestens zweier Halbbrücken (10A, 10B, IOC) gespeiste Last (M, DM) dadurch gekennzeichnet, daß jede der Halbbrücken (10A, 10B, IOC) mit einer eigenen Ansteuerung (40A, 40B, 40C) gemäß einem der voranstehenden Ansprüche ansteuerbar ist, und daß alle Steuerschaltungen (32A, 32B, 32C) jeweils durch einen diesen zugeordneten Signalausgang (36A, 36B, 36C) eines gemeinsamen Prozessors (34) steuerbar sind.
16. Steuergerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbbrücken (10A, 10B, IOC) durch Pulsweitenmodulationsbetrieb mindestens eines der jeweils einzuschaltenden elektronischen Schalter (16A, 16B, 16C, 20A, 20B, 20C) der Halbbrücken (10A, 10B, IOC) leistungssteuerbar sind.
17. Steuergerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß bei Pulsweitenmodulationsbetrieb der erste elektronische Schalter (16A, 16B, 16C) einer der Halbbrücken (10A, 10B, IOC) pulsweitenmoduliert betreibbar und ein entsprechender zweiter elektronischer Schalter (20A, 20B, 20C) einer anderen Halbbrücke (10B, IOC, 10A) während des Pulsweitenmodulationsbetriebs ständig durchgeschaltet ist.
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