DE69827941T2 - Digitale direktzugriffschaltungseinrichtung und verfahren zur verbindung mit fernsprechleitungen - Google Patents

Digitale direktzugriffschaltungseinrichtung und verfahren zur verbindung mit fernsprechleitungen

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DE69827941T2
DE69827941T2 DE1998627941 DE69827941T DE69827941T2 DE 69827941 T2 DE69827941 T2 DE 69827941T2 DE 1998627941 DE1998627941 DE 1998627941 DE 69827941 T DE69827941 T DE 69827941T DE 69827941 T2 DE69827941 T2 DE 69827941T2
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W. Jeffrey SCOTT
S. Navdeep SOOCH
R. David WELLAND
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    • H04L7/02Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop

Description

  • Technisches Gebiet der Erfindung
  • [0001]
    Diese Erfindung betrifft das Gebiet von Isolationssystemen zur Verwendung in sich wahlweise voneinander isolierenden elektrischen Schaltungen. Genauer betrifft diese Erfindung Isolationssysteme, die kondensatorgekoppelte Trennbarrieren haben, und digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnungen zum Verbinden mit Fernsprechleitungen. Diese Erfindung ist zum Beispiel nützlich in der Telefonie, der medizinischen Elektronik und in Industrie-Prozesssteuerungsanwendungen.
  • Hintergrund
  • [0002]
    Elektrische Trennbarrieren können in vielen industriellen, medizinischen und Kommunikationsanwendungen angetroffen werden, wo es notwendig ist, einen Abschnitt von elektronischen Schaltungen von einem anderen elektronischen Abschnitt elektrisch zu isolieren. In diesem Zusammenhang existiert eine Isolation zwischen zwei Abschnitten von elektronischen Schaltungen, falls eine Spannungsquelle mit großer Stärke, typischerweise in der Größe von eintausend Volt oder mehr, die zwischen zwei beliebige Schaltungsknoten geschaltet ist, die durch die Barriere getrennt sind, weniger als einen minimalen Betrag eines Stromflusses, typischerweise in der Größe von zehn Milliampere oder weniger, durch die Spannungsquelle verursacht. Eine elektrische Trennbarriere muss zum Beispiel in Kommunikationsschaltungen existieren, die direkt an das normale, öffentlich geschaltete Zweidraht-Fernsprechnetz angeschlossen sind, und die durch eine normale häusliche Steckdose mit Energie versorgt werden. Insbesondere muss zwischen Schaltungen, die direkt an das Zweidraht-Fernsprechnetz, und Schaltungen, die direkt an die häusliche Steckdose angeschlossen sind, eine Trennbarriere existieren, die im Stande ist, 1000 Volt Effektivwert bei 60 Hz mit nicht mehr als 10 Milliampere Stromfluss zu widerstehen, um eine behördliche Einhaltung gemäß Federal Communications Commission Part 68 zu erreichen, der elektrische Verbindungen zum Fernsprechnetz regelt, um Netzschäden zu verhindern.
  • [0003]
    Bei vielen Anwendungen existiert ein analoges oder kontinuierliches zeitveränderliches Signal auf einer Seite der Trennbarriere, und die in diesem Signal enthaltene Information muss über die Trennbarriere hinweg übermittelt werden. Zum Beispiel müssen gewöhnliche Fernsprechnetz-Modulator/Demodulator-, oder Modem-Schaltungen, die durch eine häusliche Steckdose gespeist werden, typischerweise ein analoges Signal mit einer Bandbreite von ungefähr 4 Kilohertz über eine Trennbarriere hinweg zur Übertragung über das öffentlich geschaltete Zweidraht-Fernsprechnetz übertragen. Das Isolationsverfahren und die zugehörigen Schaltungen müssen für diese Kommunikation zuverlässig und kostengünstig sorgen. In diesem Zusammenhang wird die Übertragung von Informationen über die Trennbarriere hinweg nur dann als zuverlässig angesehen, wenn alle der folgenden Bedingungen zutreffen: die isolierenden Elemente selbst stören die Signalinformation nicht wesentlich, die Übertragung ist im Wesentlichen unempfindlich gegenüber oder ungestört von Spannungssignalen und Impedanzen, die zwischen den isolierten Schaltungsabschnitten existieren, und schließlich ist die Übertragung im Wesentlichen unempfindlich gegenüber oder ungestört von Rauschquellen in physischer Nähe zu den isolierenden Elementen.
  • [0004]
    Hochspannungs-Trennbarrieren werden allgemein unter Verwendung von magnetischen Feldern, elektrischen Feldern oder Licht realisiert. Die entsprechenden Signalübertragungselemente sind Transformatoren, Kondensatoren und Opto-Isolatoren. Transformatoren können eine Hochspannungsisolierung zwischen Primär- und Sekundärwicklung bereitstellen und sorgen auch für einen hohen Grad der Unterdrückung von Niederspannungssignalen, die über die Barriere hinweg existieren, da diese Signale als Gleichtakt in transformator-isolierten Schaltungsanwendungen auftauchen. Aus diesen Gründen wurden Transformatoren allgemein verwendet, um Modem-Schaltungen mit dem normalen Zweidraht-Fernsprechnetz zu verbinden. In Modem-Schaltungen ist das über die Barriere hinweg übertragene Signal typischerweise naturgemäß analog, und eine Signalübertragung über die Barriere hinweg wird in beiden Richtungen durch einen einfachen Transformator aufrechterhalten. Jedoch unterliegt eine Analogsignal-Übertragung durch einen Transformator Niederfrequenz-Bandbreitenbegrenzungen sowie einer Verzerrung, die von Kern-Nichtlinearitäten verursacht wird. Weitere Nachteile von Transformatoren sind ihre Größe, ihr Gewicht und ihre Kosten. Das Verzerrungsverhalten einer Transformator-Kopplung kann, während die Größen- und Gewichtsbedenken reduziert werden, durch Verwenden von kleineren Impulsübertragern, um eine digital kodierte Version des analogen Informationssignals über die Trennbarriere hinweg zu übertragen, verbessert werden, wie im US-Patent Nr. 5,369,666, "MODEM WITH DIGITAL ISOLATION" offenbart ist. Jedoch sind zwei getrennte Impulsübertrager für eine bidirektionale Übertragung mit dieser Technologie offenbart, was zu einem Kostennachteil führt. Ein anderer Nachteil der Transformator-Kopplung ist, dass zusätzliche Isolationselemente, wie zum Beispiel Relais und Opto-Isolatoren, typischerweise erforderlich sind, um Steuersignal-Informationen, wie zum Beispiel eine Fernsprechleitung-Gabelumschalter-Überwachung und eine Anruf-Detektion, über die Trennbarriere hinweg zu übertragen, wodurch die Kosten und die Größe von transformatorbasierten Isolationslösungen weiter erhöht werden.
  • [0005]
    Wegen ihrer niedrigeren Kosten wurden auch Hochspannungs-Kondensatoren für eine Signalübertragung in Isolationssystem-Schaltungen allgemein verwendet. Typischerweise wird das über die Trennbarriere hinweg zu übertragende Basisband oder niederfrequente Analogsignal auf eine höhere Frequenz aufmoduliert, bei der die kapazitiven Isolationselemente leitfähiger sind. Die Empfangsschaltung auf der anderen Seite der Barriere demoduliert das Signal, um das interessierende Signal mit niedrigerer Bandbreite wiederherzustellen. Zum Beispiel offenbart das US-Patent Nr. 5,500,895, "TELEPHONE ISOLATION DEVICE" ein Schalt-Modulationssystem, das direkt auf das analoge Informationssignal zur Übertragung über eine kapazitive Trennbarriere hinweg angewendet wird. Ähnliche Umschalter-Schaltkreise am empfangsseitigen Ende der Barriere demoduliert das Signal, um die analoge Information wiederherzustellen. Der Nachteil dieser Technik ist, dass die Analog-Übertragung, obwohl differenziell, nicht stabil ist. Fehlanpassungen bei den Differenzkomponenten ermöglichen es Rauschsignalen, die kapazitiv in die Trennbarriere einkoppeln können, sowohl die Amplitude als auch den Takt (oder die Phase) des modulierten analogen Signals leicht zu verfälschen, was zu einer unzuverlässigen Übertragung über die Barriere hinweg führt. Sogar mit ideal angepassten Komponenten können Rauschsignale vorzugsweise in eine Seite des Differenz-Übertragungskanals einkoppeln. Dieses System benötigt auch getrennte Isolationskomponenten für Steuersignale, wie zum Beispiel eine Gabelumschalter-Überwachung und eine Anruf-Detektion, was die Kosten und die Komplexität der Lösung erhöht.
  • [0006]
    Die Bedenken hinsichtlich der Amplitudenverfälschung können durch andere Modulationssysteme, wie dem US-Patent Nr. 4,292,595, "CAPACITANCE COUPLED ISOLATION AMPLIFIER AND METHOD"; das ein Pulsweiten-Modulationssystem offenbart; dem US-Patent Nr. 4,835,486 "ISOLATION AMPLIFIER WITH PRECISE TIMING OF SIGNALS COUPLED ACROSS ISOLATION BARRIER", das ein Spannungs-Frequenz-Modulationsystem offenbart; und dem US-Patent Nr. 4,843,339 "ISOLATION AMPLIFIER INCLUDING PRECISION VOLTAGE-TO-DUTY CYCLE CONVERTER AND LOW RIPPLE; HIGH BANDWIDTH CHARGE BALANCE DEMODULATOR", das ein Spannungs-Tastverhältnis- Modulationsystem offenbart, eliminiert werden. In diesen Modulationssystemen trägt die Amplitude des modulierten Signals keine Information und eine Verfälschung ihres Werts durch Rauschen stört nicht den richtigen Empfang. Stattdessen ist die über die Trennbarriere hinweg zu übertragende Signalinformation in Spannungsübergänge kodiert, die zu präzisen Zeitpunkten auftreten. Wegen dieser benötigten Taktpräzision bleiben diese Modulationssysteme analoger Natur. Ferner bleiben diese Modulationsschemata empfindlich gegenüber einer Rauschstörung an der Trennbarriere, da kapazitiv gekoppeltes Rauschen Takt- (oder Phasen-) Fehler von Spannungsübergängen zusätzlich zu Amplitudenfehlern verursachen kann.
  • [0007]
    Ein anderes Verfahren zum Übertragen eines analogen Informationssignals über eine Trennbarriere hinweg ist in dem Silicon Systems, Inc.-Datenblatt für die Produktnummer SSI73D2950 beschrieben. (Siehe die zugehörigen US-Patente 5,500,894 für "TELEPHONE LINE INTERFACE WITH AC AND DC TRANSCONDUCTANCE LOOPS" und 5,602,912 für "TELEPHONE HYBRID CIRCUIT".) In diesem Modem-Chipsatz wird ein Analogsignal mit Informationen, die über eine Trennbarriere hinweg zu übertragen sind, in ein digitales Format umgewandelt, wobei die Amplitude des digitalen Signals auf Standard-Digital-Logikpegel beschränkt ist. Das Digitalsignal wird mittels zweier getrennter Hochspannungs-Isolationskondensatoren über die Barriere hinweg übertragen. Ein Kondensator wird zum Übertragen der Digitalsignal-Logikpegel verwendet, während ein separater Kondensator zum Übertragen eines Takt- oder Zeitsynchronisationssignals über die Barriere hinweg verwendet wird. Das Taktsignal wird auf der Empfangsseite der Barriere als eine Zeitbasis für eine Analogsignal-Wiederherstellung verwendet und benötigt daher eine Zeitpräzision, die ähnlich zu der ist, die von den Analog-Modulationsystemen benötigt wird. Folglich ist ein Nachteil dieses Ansatzes, dass an der Trennbarriere kapazitiv einkoppeltes Rauschen Taktsignal-Zeitfehler verursachen kann, die als Jitter bekannt sind, welche das wiederhergestellte Analogsignal verfälschen und zu einer unzuverlässigen Übertragung über die Trennbarriere hinweg führen. Eine zuverlässige Signalübertragung wird ferner durch die Empfindlichkeit der Eintakt-Signalübertragung gegenüber Spannungen beeinträchtigt, die zwischen den isolierten Schaltungsabschnitten existieren. Weitere Nachteile der in diesem Datenblatt beschriebenen Methode sind die zusätzlichen Kosten und der Platinenplatz, die mit den anderen benötigten Isolationselementen, einschließlich eines separaten Hochspannungs-Isolationskondensators für das Taktsignal, eines anderen separaten Isolationskondensators für bidirektionale Übertragung und Opto-Isolatoren und Relais zum Übertragen von Steuerinformationen über die Trennbarriere hinweg verbunden sind.
  • [0008]
    Opto-Isolatoren werden auch allgemein zum Übertragen von Informationen über eine Hochspannungs-Trennbarriere hinweg verwendet. Eine Signalinformation wird typischerweise in zwei Pegel quantisiert, die einem "Ein"- oder einem "Aus"-Zustand der lichtemittierenden Diode (LED) innerhalb des Opto-Isolators entsprechen. Das US-Patent Nr. 5,287,107 "OPTICAL ISOLATION AMPLIFIER WITH SIGMA-DELTA MODULATION" offenbart ein Delta-Sigma-Modulationssystem für eine Zwei-Pegel-Quantisierung eines Basisband- oder Niederfrequenz-Signals und eine nachfolgende Übertragung durch Opto-Isolatoren über eine Trennbarriere hinweg. Dekodierer und analoge Filterschaltungen stellen das Basisbandsignal auf der Empfangsseite der Trennbarriere wieder her. Wie beschrieben, kodiert das Modulationssystem die Signalinformation in Ein/Aus-Übergänge der LED zu präzisen Zeitpunkten, wodurch es für die selbe Jitter (Übertragungszeitpunkt)-Empfindlichkeit wie die kapazitiven Isolationsverstärker-Modulationssysteme anfällig wird.
  • [0009]
    Ein anderes Beispiel einer Signalübertragung über eine optische Trennbarriere hinweg ist im US-Patent Nr. 4,901,275 "ANALOG DATA ACQUISITION APPARATUS AND METHOD PROVIDED WITH ELECTRO-OPTICAL ISOLATION" offenbart. In dieser Offenbarung wird ein Analog-Digital-Wandler, oder ADC, verwendet, um verschiedene, multiplexte analoge Kanäle in ein digitales Format zum Übertragen auf ein digitales System zu konvertieren. Opto-Isolatoren werden verwendet, um den ADC von elektrischem Rauschen zu trennen, das in dem digitalen System erzeugt wird. Eine serielle Datenübertragung über die Trennbarriere hinweg wird durch ein Taktsignal synchronisiert, das durch einen separaten Opto-Isolator geführt wird. Die ADC-Zeitbasis oder der -Takt wird jedoch entweder auf der analogen Seite der Barriere erzeugt oder von einem Software-Ereignis auf der digitalen Seite der Barriere ausgelöst. In beiden Fällen ist kein Mechanismus für eine jitterunempfindliche Übertragung des ADC-Taktes vorgesehen, die für eine zuverlässige Signal-Rekonstruktion über die Trennbarriere hinweg nötig ist. Einige weitere Nachteile der optischen Isolierung sind, dass Opto-Isolatoren typischerweise teurer als Hochspannungs-Isolationskondensatoren sind, und dass sie von Natur aus uni-direktional sind, wodurch eine Mehrzahl von Opto-Isolatoren benötigt werden, um eine bidirektionale Übertragung einzurichten.
  • [0010]
    In einer Nicht-Fernsprechanschluss-Anwendung wurde gezeigt, dass die Bildung einer Energieversorgung aus einem Signal durch die Verwendung einer Zweiweg-Brückenschaltung erreichbar ist, die Dioden aufweist, wie in dem US-Patent Nr. 5,438,678 gezeigt.
  • [0011]
    Daher existiert ein nicht befriedigter Bedarf an einer zuverlässigen, genauen und kostengünstigen Vorrichtung zum Bewirken einer bidirektionalen Übertragung von sowohl analogen Signalinformationen als auch Steuerinformationen über eine Hochspannungs-Trennbarriere hinweg, wobei die Unzulänglichkeiten des Standes der Technik vermieden werden.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • [0012]
    Die oben genannten Defizite gemäß dem Stand der Technik werden durch diese Erfindung adressiert, die ein zuverlässiges, kostengünsiges, leichtgewichtiges Isolationssystem liefert, das gegenüber Rauschen, das die Zeitsteuerung und/oder Amplitude des Signals stört, das über das Isolationselement hinweg übertragen wird, im Wesentlichen immun ist, wodurch es einem Eingangssignal ermöglicht wird, dass es am Ausgang des Isolationssystems genau wiederhergestellt wird.
  • [0013]
    Die vorliegende Erfindung liefert ein Verfahren gemäß Anspruch 1 und eine Vorrichtung gemäß Anspruch 11.
  • [0014]
    Die vorliegende Erfindung weist eine digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (DAA) auf, die zum Abschließen der Fernsprechanschlüsse am benutzerseitigen Ende verwendet werden kann, die einen Übertragungspfad für Signale zu und von den Fernsprechleitungen schafft. Kurz beschrieben, weist die Erfindung eine Einrichtung zum Senden und Empfangen eines Signals über eine kapazitive Trennbarriere hinweg auf. Das Signal wird für die Übertragung durch die Barriere auf Standard-Logikpegel digitalisiert und quantisiert und ist daher weitgehend gegen eine Amplituden-Rauschstörung immun. In einer Ausführungsform der Erfindung ist das Digitalsignal synchron, und das Signal wird auf der Empfangsseite der Trennbarriere unter Verwendung eines Taktsignals, das aus den über die Barriere hinweg gesendeten digitalen Daten wiederhergestellt ist, erneut zeitlich bestimmt oder gespeichert. Die Taktwiederherstellungsschaltung weist eine Einrichtung zum Filtern von Jitter auf den empfangenen Digitaldaten auf, so dass der wiederhergestellte Takt wesentlich weniger Jitter als das empfangene Digitalsignal aufweist. Folglich ist die digitale Übertragung über die kapazitive Trennbarriere hinweg auch gegen eine Zeit- oder Phasen-Rauschstörung weitgehend immun.
  • [0015]
    In einer Ausführungsform wird eine digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung zum Abschließen eines Fernsprechleitungsanschlusses bereitgestellt. Diese Schaltungsanordnung kann eine speiseseitige Schaltung aufweisen, die fähig ist, mit einer fernsprechleitungsseitigen Schaltung digital zu kommunizieren, wobei die digitale Kommunikation einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichte-Modulationsformat aufweist, der über eine Trennbarriere hinweg übertragen wird. Ferner kann die DAA-Schaltung eine fernsprechleitungsseitige Schaltung aufweisen, die fähig ist, mit der speiseseitigen Schaltung digital zu kommunizieren, wobei die digitale Kommunikation einen digitalen Datenstrom in einem Pulsdichte-Modulationsformat aufweist, der über die Trennbarriere hinweg übertragen wird.
  • [0016]
    In einer anderen Ausführungsform wird eine speiseseitige Schaltung für eine digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung zum Abschließen eines Fernsprechleitungsanschlusses bereitgestellt. Diese Schaltung kann eine Kommunikationsschnittstelle aufweisen, die an eine externe Vorrichtung gekoppelt sein kann, und eine Isolationsschnittstelle, die digital mit der fernsprechleitungsseitigen Schaltung durch eine Trennbarriere kommunizieren kann. Die Schaltung kann auch eine Kodierschaltung innerhalb der Isolationsschnittstelle aufweisen, um ein kodiertes Digitalsignal aus einem digitalen Datenstrom zum Übertragen über die Trennbarriere hinweg zu erzeugen.
  • [0017]
    In noch einer anderen Ausführungsform wird eine fernsprechleitungsseitige Schaltung für eine digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung zum Abschließen eines Fernsprechleitungsanschlusses bereitgestellt. Diese Schaltung kann eine Kommunikationsschnittstelle aufweisen, die an Fernsprechleitungen gekoppelt sein kann, und eine Isolationsschnittstelle, die digital mit einer speiseseitigen Schaltung durch eine Trennbarriere kommunizieren kann. Die Schaltungsanordnung weist ferner eine Dekodierschaltung innerhalb der Isolationsschnittstelle auf, um ein dekodiertes Digitalsignal aus einem kodierten Digitalsignal zu erzeugen, das von der speiseseitigen Schaltung über die Trennbarriere hinweg empfangen wird.
  • [0018]
    In noch einer anderen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Kommunizieren mit Fernsprechleitungen bereitgestellt. Dieses Verfahren kann das Konvertieren eines Signals, das von Fernsprechleitungen empfangen wird, in einen Digitaldatenstrom in einem Pulsdichte-Modulationsformat aufweisen. Es kann auch das Übertragen des Digitaldatenstroms von einer fernsprechleitungsseitigen Schaltung über eine Trennbarriere hinweg zu einer speiseseitigen Schaltung aufweisen.
  • [0019]
    In einer anderen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Kommunizieren mit Fernsprechleitungen bereitgestellt. Dieses Verfahren konvertiert ein Digitalsignal in einen Digitaldatenstrom in einem Pulsdichte-Modulationsformat und überträgt den Digitaldatenstrom von einer speiseseitigen Schaltung über eine Trennbarriere hinweg zu einer fernsprechleitungsseitigen Schaltung.
  • [0020]
    In noch einer anderen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Kommunizieren mit Fernsprechleitungen bereitgestellt. Dieses Verfahren kann das Erzeugen eines kodierten Digitalsignals aus einem digitalen Datensignal und das Übertragen des kodierten Digitalsignals von einer fernsprechleitungsseitigen Schaltung über eine Trennbarriere hinweg zu einer speiseseitigen Schaltung aufweisen.
  • [0021]
    In noch einer anderen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Kommunizieren mit Fernsprechleitungen bereitgestellt. Dieses Verfahren kann das Erzeugen eines kodierten Digitalsignals aus einem digitalen Datensignal und das Übertragen des kodierten Digitalsignals von einer speiseseitigen Schaltung über eine Trennbarriere hinweg zu einer fernsprechleitungsseitigen Schaltung aufweisen.
  • Beschreibung der Zeichnungen
  • [0022]
    Damit die Art und Weise, in der die hier beschriebenen Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung, sowie andere, die offenbar werden, erreicht werden und im Detail verstanden werden können, kann eine speziellere Beschreibung der oben zusammengefassten Erfindung durch Bezugnahme auf die Ausführungsbeispiele davon gegeben werden, die in den beigefügten Zeichnungen dargestellt sind, wobei die Zeichnungen einen Teil der Beschreibung bilden.
  • [0023]
    Es ist jedoch anzumerken, dass die beigefügten Zeichnungen nur exemplarische Ausführungsformen der Erfindung darstellen und daher nicht als ihren Bereich begrenzend anzusehen sind, da die Erfindung andere, gleich effektive Ausführungsformen zulassen kann.
  • [0024]
    1 ist ein Blockdiagramm eines Fernsprechgeräts, das eine typische Anwendung der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • [0025]
    2 ist ein Blockdiagramm, das ein unidirektionales Isolationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
  • [0026]
    3A ist ein Blockdiagramm, das die Schaltungen genau beschreibt, die zum Schaffen eines zweiphasigen, nichtüberlappenden Taktsignals für die Delta-Sigma-Modulatoren verwendet werden, die in den bevorzugten Ausführungsformen dieser Erfindung verwendet werden.
  • [0027]
    3B ist ein Taktdiagramm, das Zeitbeziehungen zwischen verschiedenen Takt- und Datensignalen darstellt, die in den Schaltungen der vorliegenden Erfindung auftreten.
  • [0028]
    Die 4A und 4B sind Darstellungen, die Signalformate darstellen, die von den in dieser Erfindung verwendeten Kodierern erzeugt werden können.
  • [0029]
    5 ist ein Blockdiagramm, das die Komponenten einer in der vorliegenden Erfindung verwendeten exemplarischen Taktwiederherstellungsschaltung zeigt.
  • [0030]
    Die 6A und 6B sind schematische Darstellungen von aktiven Dioden-Brückenschaltungen, die als Energieversorgungen in bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden können.
  • [0031]
    7 ist ein Blockdiagramm, das ein bidirektionales Isolationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
  • [0032]
    8 ist ein Blockdiagramm einer Taktwiederherstellungs- und Datensynchronisationsschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • [0033]
    9 ist eine schematische Darstellung einer Phasendetektor-Schaltung, die in einer Taktwiederherstellungsschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
  • [0034]
    10 ist eine schematische Darstellung einer Frequenzdetektor-Schaltung, die in einer Taktwiederherstellungsschaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
  • [0035]
    11 ist ein Blockdiagramm einer Dekodierschaltung, die in einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
  • [0036]
    12 ist eine Darstellung, die ein Rahmenformat darstellt, das in bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorteilhaft verwendet werden kann.
  • [0037]
    Die 13A und 13B sind schematische Darstellungen von Treiberschaltungen, die zum Implementieren der vorliegenden Erfindung angewendet werden können.
  • [0038]
    14 ist ein Taktdiagramm, das ein alternatives Rahmenformat darstellt, das in bidirektionalen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
  • [0039]
    15 ist ein Blockdiagramm einer Taktwiederherstellungsschaltung, die für die Verwendung mit dem Rahmenformat von 14 angewendet werden kann.
  • [0040]
    16 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer digitalen DAA-Schaltungsanordnung, die eine fernsprechleitungsseitige Schaltung, eine Trennbarriere und eine speiseseitige Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist.
  • [0041]
    17 ist ein allgemeines Blockdiagramm von Sende- und Empfangs-Signalwegen innerhalb einer digitalen DAA-Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0042]
    18 ist ein allgemeiner Schaltplan einer digitalen DAA-Schaltungsanordnung, die mit zwei integrierten Schaltkreisen (integrated circuits, IC's) und einer kapazitiven Trennbarriere gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert ist.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
  • [0043]
    Um einen Kontext für das Verständnis dieser Beschreibung zu schaffen, stellt 1 eine typische Anwendung der vorliegenden Erfindung dar: Ein Telefon, das eine Schaltung aufweist, die von einer Quelle außerhalb des Telefonsystems gespeist wird. Eine Basis-Telefonschaltung 118 wird von der "Batterie"-Spannung gespeist, die von dem öffentlichen Telefonsystem bereitgestellt wird, und weist keinen separaten Stromanschluss auf. Viele moderne Telefone 110 weisen jedoch Radio- (kabellos), Lauthörtelefon- oder Anrufbeantworter-Merkmale auf, die eine externe Energiequelle 112 benötigen, die man typischerweise durch Stecken des Telefons (oder eines Netzteil-Transformators/Gleichrichters) in eine typische häusliche 110 Volt Wandsteckdose erhält. Um das öffentliche Fernsprechsystem 114 zu schützen (und um die von der Regierung ausgehenden Vorschriften einzuhalten), ist es notwendig, eine "gespeiste Schaltung" 116, die extern gespeist wird, von einer "isolierten Schaltung" 118 zu isolieren, die an die Fernsprechleitungen angeschlossen ist, um gefährliche oder schädliche Spannungs- oder Strompegel von einem Eindringen in das Telefonsystem abzuhalten. (Ähnliche Erwägungen existieren in vielen anderen Anwendungen genauso, einschließlich Kommunikations-, medizinische und Instrumentenanwendungen, bei denen diese Erfindung vorteilhaft angewendet werden kann.) Die benötigte Isolation wird durch eine Trennbarriere 120 geschaffen. Das Signal, das die Trennbarriere 120 passiert, ist ein analoges Sprachsignal in einer typischen Telefon-Anwendung, aber es kann auch ein digitales Signal oder ein Multiplexsignal mit sowohl analogen als auch digitalen Komponenten in verschiedenen Anwendungen sein. In einigen Anwendungen kann eine Übertragung über eine Trennbarriere 120 hinweg unidirektional (in einer von beiden Richtungen) sein, aber in vielen Anwendungen, einschließlich der Telefonie, wird eine bidirektionale Kommunikation benötigt. Für eine bidirektionale Kommunikation kann durch Verwenden eines Paars von unidirektionalen Isolationskanälen oder durch Bilden eines einzelnen Isolationskanals und Multiplexen bidirektionaler Signale durch den Kanal gesorgt werden.
  • [0044]
    Die Hauptanforderungen, die an die Trennbarriere 120 gestellt werden, sind, dass sie effektiv schädliche Pegel elektrischer Energie vom Passieren über sie abhält, während das gewünschte Signal von der gespeisten Seite 122 zu der isolierten Seite 124, oder, falls gewünscht, in der umgekehrten Richtung, exakt weitergegeben wird.
  • [0045]
    2 stellt ein einfaches Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Zuerst wird die Gesamtfunktion der Erfindung beschrieben, und dann wird jede Komponente im Detail in dem Umfang beschrieben, der erforderlich ist, um einen Fachmann in die Lage zu versetzen, die Erfindung herzustellen und zu verwenden.
  • [0046]
    Terminologisch wird die Schaltungsanordnung, die auf der linken oder gespeisten Seite der Trennbarriere (Kondensatoren 209 und 210 in 2) gezeigt ist, als die "gespeiste" Schaltung oder die "Sende"schaltung oder das -system bezeichnet, und die Schaltungsanordnung auf der rechten Seite der Trennbarriere wird als "isolierte" oder "Empfangs"schaltung oder -system bezeichnet. Die "Sende"seite kann gewöhnlich durch die Lage des dominanten Master-Oszillators 202 auf dieser Seite der Barriere identifiziert werden, und der Slave-Oszillator (zum Beispiel eine Taktwiederherstellungsschaltung 216) ist auf der Empfangsseite angeordnet. Es ist jedoch anzumerken, dass in einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung Signale vom Empfangssystem zum Sendesystem übertragen werden können, so dass diese Terme nicht unbedingt die Richtung des Datenflusses über die Barriere anzeigen. Ferner kann in einigen Ausführungsbeispielen der Master-Oszillator auf der Niedrigenergie- (zum Beispiel der Telefonsystem-) Seite der Barriere sein, und eine Taktwiederherstellungs-PLL-Schaltung kann auf der Hochenergie-Seite der Barriere angeordnet sein.
  • [0047]
    Mit Bezugnahme auf 2 weist ein bevorzugtes unidirektionales, kapazitives Isolationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung einen Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler 201 auf, der mit der analogen Eingabe 212 arbeitet und von einem Taktsignal vom Oszillator 202 gesteuert wird. Die digitale Ausgabe 224 des Delta-Sigma-ADC ist synchron mit der Betriebsfrequenz des Oszillators 202 und mit digitalen Steuersignalen 219 durch die Kodierschaltung 213 zeitmultiplext. Die Kodierschaltung 213 formatiert auch den resultierenden Digitaldatenstrom 230 in ein Kodierschema oder Rahmenformat, das eine stabile Taktwiederherstellung auf der Empfangsseite der Trennbarriere erlaubt. Die Trennbarriere weist zwei Hochspannungs-Kondensatoren 209 und 210 auf. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung steuert die Treiberschaltung 214 die Sendeseite des Kondensators 209 mit einem digitalen Spannungssignal an. Die Taktwiederherstellungsschaltung 216 bietet eine sehr hohe Impedanz an der Empfangsseite des Kondensators 209, was es der digitalen Spannungsausgabe von Treiber 214 erlaubt, über die Trennbarriere hinweg zu koppeln. In dieser Ausführungsform schafft der Kondensator 210 einen Rückstrompfad über die Barriere hinweg. In einer anderen Ausführungsform werden die Kondensatoren 209, 210 differentiell von entgegengesetzten digitalen Ausgängen der Treiberschaltung 214 angesteuert. In jener Ausführungsform bietet die Taktwiederherstellungsschaltung 216 eine sehr hohe Impedanz gegenüber den Empfangsseiten der Kondensatoren 209 und 210, was es den differentiellen, digitalen Spannungsausgaben von Treiber 214 erlaubt, über die Trennbarriere hinweg zu koppeln. Der Eingang in die Treiberschaltung 214 ist der Ausgang 230 des Kodierers 213.
  • [0048]
    Die Empfangsseite der Trennbarriere weist eine Taktwiederherstellungsschaltung 216 mit Eingängen auf, die mit den Isolationskondensatoren 209 und 210 verbunden sind. Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt ein Taktsignal aus den Digitaldaten wieder her, die über die Trennbarriere hinweg getrieben worden sind. Der wiederhergestellte Takt liefert Taktsignale für einen Dekodierer 217 und einen Delta-Sigma-Digital-Analog-Wandler 208. Die Dekodierschaltung 217 trennt das zeitmultiplexte Datensignal von Steuersignalen, wodurch eine digitale Steuerungsausgabe 228 und eine Datenausgabe 232 geschaffen werden, die zu einem Delta-Sigma-DAC 208 weitergeleitet werden. Der Delta-Sigma-DAC 208 mit einer vom Dekodierer 217 zugeführten Digitaleingabe und einem von der Taktwiederherstellungsschaltung 216 zugeführten Takt, liefert die analoge Ausgabe der Empfangsseite des Isolationssystems, die der ursprünglichen analogen Eingabe 212 genau entspricht.
  • [0049]
    Eine aktive Dioden-Brückenschaltung 640 kann auch an die Isolationskondensatoren 209 und 210 angeschlossen sein, um eine Gleichspannungsquelle 220 für die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und die Dekodierschaltung 217 bereitzustellen, die von der Energie herrührt, die in dem über die Trennbarriere hinweg übertragenen Signal enthalten ist.
  • [0050]
    In den Beschreibungen bevorzugter Ausführungsformen, die folgen, werden alle Schaltungsbezüge in Bezug auf MOS (metal oxide-semiconductor, Metalloxid-Halbleiter)-integrierter Schaltungstechnologie vorgenommen, obwohl die Erfindung ebenso in anderen Technologien implementiert werden kann, wie von einem Fachmann verstanden werden wird. Eine bevorzugte Ausführungsform weist auf ein Sendesystem 225, das einen Delta-Sigma-ADC 201, einen Oszillator 202, einen Kodierer 213 und einen Treiber 214 aufweist, die auf einem Siliziumsubstrat hergestellt sind, und ein Empfangssystem 226, das eine Taktwiederherstellungsschaltung 216, einen Dekodierer 217, einen Delta-Sigma-DAC 208 und eine aktive Diodenbrücke 640 aufweist, die auf einem zweiten Siliziumsubstrat hergestellt sind. Die zwei getrennten Siliziumsubstrate sind zum Aufrechterhalten der Hochspannungsisolation notwendig, die von den Kondensatoren 209 und 210 gebildet wird, da typische MOS-Technologien keine Hochspannungsisolation von 1000 Volt oder mehr liefern können.
  • [0051]
    Der Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler, der als Block 201 von 2 gezeigt ist, ist nach dem Stand der Technik gut bekannt. Siehe zum Beispiel J.C. Candy, A Use of Double Integration in Sigma Delta Modulation, IEEE Trans. On Communication, März 1985, Seiten 249-258, und B.E. Boser und B.A. Wooley, The Design of Sigma-Delta Modulation Analog-to-Digital Converters, IEEE Journal Solid State Circuits, Dezember 1988, Seiten 1298-1308. Der spezifische Entwurf des ADC 201 wird ein Gegenstand der Entwurfswahl sein, die von den Bedürfnissen der spezifischen Anwendung abhängt, in der die Trennbarriere verwendet wird.
  • [0052]
    Die Verwendung eines Delta-Sigma-Wandlers innerhalb des Isolationssystems schafft mehrere wünschenswerte Merkmale. Es ist zu erkennen, dass der Delta-Sigma-Wandler eine hohe Überabtastrate verwendet, um eine genaue A/D-Wandlung über die Eingangssignal-Bandbreite ohne die Verwendung von präzise abgestimmten Komponenten oder analoger Anti-Aliasing-Filter höherer Ordnung zu liefern. Außerdem belegen solche Wandler relativ wenig Platz auf einer integrierten Schaltung und sind relativ einfach auf einem CMOS-Chip herzustellen.
  • [0053]
    Der digitale Puls-Ausgabestrom 224, der von dem Delta-Sigma-Wandler 201 ausgegeben wird, kodiert das analoge Eingangssignal 212 in einem Pulsdichte-Modulationsformat. Bei einer Pulsdichtemodulation ist die Amplitudeninformation des analogen Eingangssignals in der Dichte von Ausgabepulsen enthalten, die während eines gegebenen Zeitintervalls erzeugt werden.
  • [0054]
    Geeignete Entwürfe für eine Oszillatorschaltung 202 sind nach dem Stand der Technik gut bekannt und können typischerweise einen Ringoszillator, einen Kippschwingungs-Oszillator, oder einen Oszillator aufweisen, der auf einem piezoelektrischen Kristall basiert, der extern zu dem integrierten MOS-Schaltkreis angeordnet ist. Siehe zum Beispiel A.B. Grebene, Bipolar and MOS Analog Integrated Circuit Design, John Wiley and Sons, 1984. 3A stellt ferner die Taktsignale dar, die dem Delta-Sigma-Wandler 201 in einer bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung geliefert werden können. Ein Taktsignal 302 vom Oszillator 202 wird in die Taktteilerschaltung 304 eingegeben, die die Frequenz das Eingabetakts teilt und eine Ausgabe in der Form von zweiphasigen, nicht überlappenden Taktsignalen Φ1 und Φ2 an die Delta-Sigma-Modulatorschaltung bereitstellt. Der Entwurf und der Aufbau der Taktteilerschaltung 304 liegt innerhalb des durchschnittlichen Fachwissens und wird hier nicht ausführlich beschrieben. Da die Kodierschaltung 213 ein Zeitmultiplexen des digitalisierten Datensignals 224 mit digitalen Steuer-Eingabedaten 219 unter Verwendung einer Zeitbasis ausführen kann, die vom Oszillator 202 abgeleitet ist, muss der Taktteiler 304 von 3A die Frequenz des Oszillators 202 typischerweise um wenigstens einen Faktor Zwei teilen.
  • [0055]
    3B stellt beispielhafte Signale dar, die mit der Taktteilerschaltung 304 und dem Delta-Sigma-Modulator 201 in 3A verbunden sind. Die Aufzeichnung 310 ist das Taktsignal, das vom Oszillator 202 auf der Leitung 302 empfangen wird. Die Aufzeichnung 312 ist das „Takt/2"-Signal, das von der Taktteilerschaltung 304 erzeugt wird. Die Aufzeichnungen 314 und 316 stellen beispielhaft zweiphasige, nicht überlappende Taktsignale Φ1 beziehungsweise Φ2 dar, die von der Taktteilerschaltung 304 an den Delta-Sigma-Modulator 201 ausgegeben werden können. Die Aufzeichnung 318 stellt die analoge Eingabe in den ADC 201 dar, die sich im allgemeinen im Vergleich zu der Frequenz des Taktsignals 310 sehr langsam ändert. Diese Bandbreitenbeziehung ist nötig, da der Delta-Sigma-Modulator mit einer Abtastrate betrieben werden muss, die viel höher ist als eine typische Nyquist-Rate (zum Beispiel ist eine 1 MHz-Abtastrate für ein 4 kHz-Sprachband-Signal typisch), damit die Information in dem Analogsignal präzise durch die binäre Einbit-Ausgabe dargestellt wird. Schließlich stellt die Aufzeichnung 320 die digitale Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators 201 dar, die zum Beispiel zur ansteigenden Flanke des Taktsignals Φ1 synchronisiert sein kann. (Das dargestellte Ausgabe-Bitmuster 320 ist dafür vorgesehen, beispielhaft Zeitbeziehungen zu zeigen und versucht nicht, die dargestellte Analogeingabe 318 präzise wiederzugeben).
  • [0056]
    Mit Bezug auf 2 erfüllt die Kodierschaltung 213 zwei Hauptfunktionen in bevorzugten Ausführungsformen dieser Erfindung. Die erste Funktion des Kodierers 213 ist ein Zeitmultiplexen von Steuersignalen 219 von anderen Schaltungen und Datensignalen 224 von dem Delta-Sigma-Modulator 201, ein Verfahren, das nach dem Stand der Technik gut bekannt und Gegenstand vieler geeigneter Implementierungen ist. Die Multiplexfunktion wird durch Taktsignale vom Oszillator 202 synchronisiert. Die zweite Funktion des Kodierers 213 ist das Formatieren der Daten zur Übertragung über die Isolationskondensatoren 209, 210 hinweg. 4 beschreibt ausführlich ein Kodierschema, das zum Übertragen von digitalen Impulsen über die kapazitive Trennbarriere hinweg verwendet werden kann. (Ein anderes geeignetes Kodierschema wird unten unter Bezugnahme auf 14 beschrieben.) 4A zeigt das Format für Daten, die von der Sendeschaltung zur Empfangsschaltung gesendet werden. Wenn für eine gegebene Bitzelle Datum=1 ist, ist der Ausgang des Kodierers für das erste Viertel der Bitzellenperiode auf High. Wenn für eine gegebene Bitzelle Datum=0 ist, ist der Ausgang des Kodierers für das dritte Viertel der Bitzellenperiode auf High. Dieses Kodierschema garantiert einen Low-High-Übergang, gefolgt von einem High-Low-Übergang für jede Bitzellenperiode unabhängig von dem Datenmuster. Die resultierende datenunabhängige Übergangsdichte erlaubt eine stabile Taktwiederherstellung in der Empfangsschaltung auf der anderen Seite der Isolationskondensatoren 209, 210. Alternativ kann eine stabile Taktwiederherstellung auch durch die Verwendung einer Präambel erreicht werden, die zur Frequenzverriegelung verwendet wird, gefolgt von einer Datenstruktur, die keine konstante Durchschnittsfrequenz aufweist.
  • [0057]
    In einem bidirektionalen System, wie es unten in Verbindung mit 7 beschrieben ist, können der Sendesystem-Kodierer 702 und der Treiber 703 kooperieren, um einen hochohmigen Tristate-Ausgang gegenüber dem Isolationskondensator 705 entweder während der letzten Hälfte der Bitzellenperiode 410 (falls Sendedatum=1) oder der ersten Hälfte der Bitzellenperiode 411 (falls Sendedatum=0) bereitzustellen, wie in 4A gezeigt ist. Das erlaubt eine Übertragung von Informationen vom Empfangssystem zum Sendesystem während jenes Abschnitts jeder Bitzelle, in dem der Sendetreiber 703 im Tristate-Zustand ist.
  • [0058]
    In einer bevorzugten Ausführungsform detektiert der Empfangssystem-Dekodierabschnitt 708 am Beginn jeder Bitzellenperiode, ob die Sendeschaltung ein Datum=1-Impuls über die Trennbarriere gesendet hat. Falls ein Sendedatum=1-Impuls gesendet wurde, bleibt der Empfangstreiber bis zur zweiten Hälfte der Bitzellenperiode im Tristate-Zustand, während dessen ein Empfangsdatum=0 oder 1-Impuls über die Trennbarriere hinweg zu dem Sendesystem zurückgesendet werden kann. Falls ein Sendedatum=1-Impuls von der Empfangsschaltung nicht detektiert wurde, sendet der Empfangstreiber ein Empfangsdatum=0 oder 1 während der ersten Hälfte der Bitzellenperiode und ist für die zweite Hälfte der Bitzellenperiode Im Tristate-Zustand. Dieser Vorgang ist in 4B gezeigt.
  • [0059]
    In jenen Ausführungsformen, bei denen die digitale, bidirektionale Übertragung differenziell ist, werden die Kondensatoren 705 und 706 durch komplementäre digitale Spannungen in beiden Richtungen angesteuert, und die Treiberschaltungen, die beiden Kondensatoren zugeordnet sind, sind während ausgewählter Abschnitte der Bitzellenperiode gemäß dem in 4 gezeigten Kodierschema im Tristate-Zustand.
  • [0060]
    Eine bevorzugte Ausführungsform der unidirektionalen Treiberschaltung 214 von 2 ist in 13A für eine Eintakt- (nicht differenzielle) Datenübertragung und in 13B für eine differenzielle Datenübertragung über die kapazitive Trennbarriere hinweg ausführlich dargestellt. Mit Bezug auf 13A kann der Sendeschaltung-Treiber 214 einen Inverter 250 aufweisen, der von dem Kodierer-Ausgangssignal 230 angesteuert wird. Der Ausgang des Inverters 250 steuert die Sendeschaltungsseite des Isolationskondensators 209, um Logikpegel zu übertragen, die durch die Übertragungs-VDD- und Masse-Spannungspegel definiert sind. Der Taktwiederherstellungs-Eingangspuffer zeigt eine hohe Impedanz gegenüber der Empfangsseite des Kondensators 209, wodurch es der Empfangsseite des Kondensators 209 erlaubt wird, im Wesentlichen die gleichen Logikpegel wie die Übertragungsseite des Kondensators 209 zu erreichen. Auf diese Weise wird das digitale Logiksignal wirksam über die kapazitive Trennbarriere hinweg gekoppelt.
  • [0061]
    Der Kondensator 210 ist zwischen dem Sendeschaltung-Masseknoten 254 und dem Empfangsschaltung-Masseknoten 256 angeordnet, so dass ein Masse-Strom-Rückflusspfad über die Trennbarriere gebildet wird. Dieser Pfad ist notwendig, da die Taktwiederherstellungs-Eingangspuffer-Impedanz, obwohl hoch, nicht unendlich ist. Daher muss ein kleiner Strom über die Barriere und zurück fließen, um das digitale Logiksignal über die Barriere hinweg zu koppeln. Ferner muss der Kondensator 209 eine Ladung an die aktive Diodenschaltung 640 (2) liefern, damit eine Versorgungsspannung für verschiedene Empfangsschaltungsabschnitte bereitgestellt werden kann. Der Strom, der dieser Übertragung von Ladung von der Sendeschaltung zu der Empfangsschaltung zugeordnet ist, muss einen Pfad zum Zurückkehren zu der Sendeschaltung haben.
  • [0062]
    Das oben beschriebene Eintakt-Kommunikationssystem ist unempfindlich gegenüber Spannungssignalen, die zwischen der Sendeschaltungsmasse 254 und der Empfangsschaltungsmasse 256 existieren können, vorausgesetzt, dass die Änderungsrate solcher Spannungssignale wesentlich kleiner ist als die Frequenz des Digitalsignals, das über die Barriere hinweg übertragen wird. Das Eintakt-Verfahren ist auch unempfindlich gegenüber resistiven und kapazitiven Impedanzen, die zwischen der Sendeschaltungsmasse 254 und der Empfangsschaltungsmasse 256 existieren können. Das System kann gegenüber induktiven Impedanzen, die zwischen der Sendeschaltungsmasse 254 und der Empfangsschaltungsmasse 256 existieren können, durch Hinzufügen resistiver Elemente in Reihe mit dem Kondensator 210, in Reihe mit dem Sendemasseanschluss 254, in Reihe mit dem Empfangsmasseanschluss 256 oder einer Kombination dieser unempfindlich gemacht werden.
  • [0063]
    13B zeigt ein Beispiel eines geeigneten Differenztreibers 258 für eine undirektionale digitale Übertragung über eine kapazitive Trennbarriere hinweg. Der Inverter 260, der den Kondensator 209 ansteuert, wird von dem Digitalsignalausgang von der Sende-Kodierschaltung 213 angesteuert, während der Inverter 261, der den Kondensator 210 ansteuert, von dem Komplement 231 des Digitalsignalausgangs von der Sende-Kodierschaltung 213 angesteuert wird. Der Taktwiederherstellungs-Eingangspuffer 262 zeigt hohe Impedanzen an den Empfangsseiten der Kondensatoren 209 und 210, was es den digitalen Differenz-Übertragungsspannungen erlaubt, über die Trennbarriere hinweg zu koppeln. In diesem Differenz-Übertragungsverfahren weisen beide Kondensatoren 209 und 210 Rückstrompfade über die Trennbarriere auf. Das oben beschriebene digitale Differenz-Kommunikationssystem ist weitgehend unempfindlich gegenüber Spannungssignalen und Impedanzen, die zwischen der Sendeschaltungsmasse 254 und der Empfangsschaltungsmasse 256 existieren können, da diese Spannungen und Impedanzen als Gleichtakteinflüsse in der Differenz-Übertragung erscheinen.
  • [0064]
    Bidirektionale Übertragung über die Barriere hinweg kann durch zusätzliche Treiber und Empfangspufferstrukturen, die ähnlich zu den in 13 gezeigten sind, ohne das Erfordernis irgendwelcher zusätzlicher Isolationselemente aufrechterhalten werden, vorausgesetzt, dass die Inverter 250, 260, 261, welche die Hochspannungs-Isolationskondensatoren ansteuern, generell in Übereinstimmung mit dem Zeitdiagramm, das in 4 gezeigt ist, oder irgendeinem anderen geeigneten Kodier- und Zeitschema in einem Tristate-Zustand sein können. Bei einigen Ausführungsformen können zusätzliche Kondensator-Ansteuer-Inverter, die in einem Tristate-Zustand sein können, in einer empfangsseitigen Treiberschaltung 713 (7) vorgesehen sein, und Eingangspuffer können in einer sendeseitigen Dekodierschaltung 714 vorgesehen sein.
  • [0065]
    In den vorliegend bevorzugten Ausführungsformen weist die gegenwärtige Trennbarriere ein Paar Isolationskondensatoren 209 und 210 auf, welche Hochspannungskondensatoren sind, die für eine bestimmte Anwendung gewählt werden, um zu verhindern, dass Gleichstrom und niederfrequenter Strom über die Barriere fließt, und um die isolierte Schaltungsanordnung vor Hochspannungsfehlern und -stößen zu schützen, während es Daten auf ausgewählten Übertragungsfrequenzen gestattet ist, die Barriere zu überschreiten. Die Kondensatoren müssen in der Lage sein, voraussichtlichen Spannungen zu widerstehen, die aufgrund von Fehlern in der gespeisten Schaltung 225 auftreten können, um die Schutzfunktion bereitzustellen, was der Zweck der Barriere ist. Zum Beispiel können in bevorzugten Ausführungsformen gewöhnliche 2000 Volt-Kondensatoren mit einer Kapazität in der Größenordnung von 100 pF in der Trennbarriere verwendet werden. In einem Barrierensystem gemäß der vorliegenden Erfindung ist es nicht notwendig, hochgenaue Kondensatoren zu verwenden, da das System sehr tolerant gegenüber Änderungen der Kondensatorleistung aufgrund von Umgebungseinflüssen ist, wie zum Beispiel Änderungen der Spannung und der Temperatur.
  • [0066]
    Eine bevorzugte Ausführungsform für eine Taktwiederherstellungsschaltung 216 zur Verwendung in dieser Erfindung ist ausführlich in 5 dargestellt und nachstehend beschrieben. Ein Abschnitt der Taktwiederherstellungsschaltung kann eine Phasenregelkreis- ("PLL", phase locked loop) Schaltung sein, die einen Phasen-/Frequenzdetektor 531, eine Ladungspumpe 532, einen Widerstand 533, einen Kondensator 534 und einen spannungsgesteuerten Oszillator ("VCO", voltage controlled oscillator) 535 aufweist. Der andere Abschnitt des Taktwiederherstellungsblocks ist ein Datenlatch 542, das außerhalb des phasengekoppelten Kreises betrieben wird, um die digitalen Daten, die über die Trennbarriere hinweg empfangen werden, zeitlich wiederzubestimmen. Schaltungsanordnungen zum Ausführen dieser Funktionen sind Fachleuten gut bekannt. Siehe beispielsweise F. Gardner, Phaselock Techniques, 2d ed., John Wiley & Sons, NY, 1979; und R. Best, Phase-Locked Loops, McGraw-Hill, 1984. Die Dateneingabe in das Empfangssystem von den Isolationskondensatoren kann von einem Differenzsignal, das an der Barriere vorhanden ist, durch Weiterleiten des Differenzsignals durch MOS-Eingangspuffer (nicht gezeigt), die in der Technik gut bekannt sind, und Bereitstellen eines Eintakt-Binärausgabesignals 530 an die Taktwiederherstellungsschaltung abgeleitet werden.
  • [0067]
    Der dargestellte beispielhafte Phasen-/Frequenzdetektor 531 empfängt eine Digitaleingabe 530 von der Trennbarriere und eine Eingabe 536 vom Ausgang des VCO 535 und führt einen Phasenvergleich zwischen diesen zwei Eingaben aus. Falls die VCO-Phase hinter der Eingabedaten-Phase nacheilt, wird ein Beschleunigen-Signal 538 zur Ladungspumpe 532 geliefert. Falls die Eingabedaten 530 -Phase hinter der VCO-Ausgabe 536 -Phase nacheilt, wird ein Verzögern-Signal 540 zur Ladungspumpe 532 geliefert. In Antwort auf "Beschleunigen"-Eingaben vom Phasen-/Frequenzdetektor 531 liefert die Ladungspumpe 532 einen positiven Strom an den Schleifenfilter, der den Widerstand 533 und den in Reihe geschalteten Kondensator 534 aufweist. In Antwort auf "Verzögern"-Eingaben vom Phasen-/Frequenzdetektor, leitet die Ladungspumpe 532 einen positiven Strom von dem Schleifenfilter ab. Die Ausgangsspannung des Schleifenfilters am Knoten 542 steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 535, der seine Betriebsfrequenz erhöht, wenn sich die Eingangsspannung erhöht. Der Ausgang des VCO 535 ist als Eingang 536 an den Phasen/Frequenzdetektor 531 rückgekoppelt und wird auch verwendet, um die Eingabedaten 530 zeitlich wiederherzustellen, indem er als die Takteingabe an das Flip Flop-Latch 542 dient, wodurch ein Taktsignal für die isolierte Schaltungsanordnung bereitgestellt wird, und wodurch auch ein Datensignal 546 bereitgestellt wird, das zum Taktsignal 544 synchronisiert ist. Eine Teilerschaltung kann in dem Rückkopplungspfad 536 enthalten sein.
  • [0068]
    Der Phasen-/Frequenzdetektor und die Ladungspumpe werden zum Erhöhen der Schleifenfilterspannung 542 und der VCO-Frequenz betrieben, falls die VCO-Phase 536 hinter der Eingabedaten-Phase 530 zurückbleibt. Umgekehrt wird die VCO-Frequenz gesenkt, falls die VCO-Phase der Eingabedaten-Phase vorauseilt. Auf diese Weise wird die VCO-Ausgabephase eingestellt, bis eine Phasenverriegelung mit den Eingabedaten erreicht ist. Folglich wird die VCO-Frequenz gesteuert, damit sie im wesentlichen identisch mit der Eingabedaten-Frequenz ist.
  • [0069]
    Falls eine Rauschstörung an der Trennbarriere auftritt, treten Eingabedatenübergänge zu Zeitpunkten auf, die bezüglich der Übergangszeiten des Sendeschaltungstreibers verrauscht oder jittergestört sind. Diese jittergestörten Datenflanken rufen eine Rauschkomponente in dem Ladungspumpenstrom hervor, der den Schleifenfilter antreibt. Der Schleifenfilter und der VCO jedoch filtern diese Rauschkomponente hinsichtlich der niedrigen Frequenzanteile heraus, wodurch die Effekte dieses Eingabedaten-Jitter wesentlich geschwächt werden. Folglich weist das VCO-Ausgangssignal, während es zu den Eingabedaten frequenzverriegelt ist, wesentlich weniger Phasenrauschen als die verrauschten Eingabedaten auf. Die Bandbreite des Phasenrausch-Filtervorgangs kann unabhängig von der Bandbreite des Analogsignals eingestellt werden, das über die Trennbarriere zu übertragen ist. Da das gefilterte Phasenregelkreis-Ausgangstaktsignal 544 verwendet wird, um die verrauschten Eingabedaten am Flip Flop 542 zu speichern oder zeitlich wiederherzustellen, werden die Effekte einer Rauschstörung an der kapazitiven Trennbarriere im Wesentlichen eliminiert. Schließlich wird das gefilterte Phasenregelkreis-Ausgangstaktsignal 544 als die Zeitbasis oder der Takt für die anderen Empfangsschaltungen verwendet, einschließlich des Dekoders 217 und des Delta-Sigma-DAC 208, die in 2 gezeigt sind, was zu einer analogen Ausgabe 218 des kapazitiven Isolationssystems führt, die im wesentlichen frei von irgendeiner Rauschstörung ist, die an der kapazitiven Trennbarriere möglicherweise eingeführt wurde.
  • [0070]
    Bevorzugte Ausführungsformen einer aktiven Dioden-Brückenschaltung 640 aus 2 sind ausführlich in 6A für eine Eintakt-Digitaldatenübertragung und in 6B für Differenz-Digitaldatenübertragung über die Trennbarriere hinweg beschrieben. Die aktive Diodenbrücke erzeugt eine Gleichstrom-Versorgungsspannung VDD, die verwendet werden kann, um die Taktwiederherstellungs- und die Empfangsdekodierschaltung in Antwort auf die Digitaldaten zu betreiben, die über die kapazitive Trennbarriere hinweg empfangen wurden. Eine aktive Dioden-Brückenschaltung unterscheidet sich von einer Standard- oder passiven Diodenbrücke dadurch, dass die Torglieder aktive Transistoren anstatt passiver Elemente, wie zum Beispiel bipolarer Dioden, sind.
  • [0071]
    Mit Bezug auf die beispielhafte Schaltung, die in 6A dargestellt ist, ist der Isolationskondensator 209 am Knoten 625 angeschlossen und der Isolationskondensator 210 ist am Knoten 626 angeschlossen. Der Source-Anschluss eines n-Kanal MOSFET 621 und der Source-Anschluss eines p-Kanal MOSFET 622 sind am Knoten 625 angeschlossen. Auch an dem Knoten 625 angeschlossen ist der Eingang eines Standard-CMOS-Inverters 623. Der Ausgang des Inverters 623 steuert die Gate-Anschlüsse der MOSFET's 621 und 622. Der Drain-Anschluss des n-Kanal-MOSFET 621 ist am Knoten 626, der Empfangsschaltungsmasse, angeschlossen, während der Drain-Anschluss des p-Kanal-MOSFET 622 am Knoten 627 angeschlossen ist, der die VDD-Spannung für die isolierte Schaltungsanordnung bereitstellt. Auch an dem VDD-Knoten 627 angeschlossen sind ein Lastkondensator CL 624 und der Stromversorgungseingang des CMOS-Inverters 623. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Stromversorgungseingänge der Taktwiederherstellungsschaltung 216 und der Dekodiererschaltung 217, die in 2 gezeigt sind, auch an den VDD-Knoten 627 angeschlossen.
  • [0072]
    Mit Bezugnahme auf die exemplarische Ausführungsform, die in 6A dargestellt ist, wird nun die Funktion der aktiven Dioden-Brückenschaltung beschrieben, die bei einer Eintakt-Digitaldatenübertragung verwendet wird. Ein digitales Logiksignal wird über den Kondensator 209 vom Sendeabschnitt gekoppelt. Wenn ein digitales "High"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird, geht der Knoten 625 auf "High". Das logische "High"-Signal am Knoten 625 zwingt den CMOS-Inverter 623-Ausgangsknoten, auf "Low" zu gehen, wodurch das Bauelement 621 gesperrt wird und das Bauelement 622 eingeschaltet wird. Folglich fließt ein Strom durch den Kondensator 209, das Bauelement 622, und von VDD zur Empfangsschaltungsmasse durch den Kondensator CL und durch die Taktwiederherstellungs- und Dekodierschaltung, die in 2 gezeigt sind. Der Stromkreis wird durch einen Stromfluss vervollständigt, der über die Trennbarriere durch den Kondensator 210 zurückkehrt. Der Strombedarf von Schaltungen an VDD durch die Kondensatoren 209 und 210 muss begrenzt werden, so dass die Spannung am Knoten 625 relativ zum Knoten 626 noch als ein digitaler logischer High-Pegel erkannt werden kann. Wenn ein digitales "Low"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird, sperrt der CMOS-Inverter 623 das Bauelement 622 und schaltet das Bauelement 621 ein. Folglich fließt ein Strom über die Trennbarriere durch den Kondensator 210, durch das Bauelement 621 und kehrt über die Trennbarriere durch den Kondensator 209 zurück. Daher kann, obwohl kein Strommittelwert durch die Kondensatoren 209 und 210 fließt, ein Strommittelwert von VDD zur Empfangsschaltungsmasse zum Betreiben der Taktwiederherstellungsschaltung 216 und der Dekodierschaltung 217 geliefert werden. Der Lastkondensator 624 wird betrieben, um die Energieversorgungs-Welligkeit auf der Gleichstrom-Versorgungsspannung, die am Knoten VDD gebildet wird, zu minimieren.
  • [0073]
    Mit Bezugnahme zu der in 6B gezeigten Ausführungsform ist der Isolationskondensator 209 am Knoten 646 angeschlossen und der Isolationskondensator 210 am Knoten 647 angeschlossen. Der Sourceknoten des n-Kanal-MOSFET 641 und der Sourceknoten des p-Kanal-MOSFET 642 sind am Knoten 646 angeschlossen. Ebenfalls an den Knoten 646 angeschlossen sind die Gate-Anschlüsse des n-Kanal-MOSFET 643 und des p-Kanal-MOSFET 644. Der Sourceknoten des n-Kanal-MOSFET 643 und der Sourceknoten des p-Kanal-MOSFET 644 sind am Knoten 647 angeschlossen. Auch an den Knoten 647 angeschlossen sind die Gate-Anschlüsse des n-Kanal-MOSFET 641 und des p-Kanal-MOSFET 642. Die Drain-Anschlüsse der Bauelemente 641 und 643 sind mit dem Masseknoten der Empfangsschaltung verbunden. Die Drain-Anschlüsse der Bauelemente 642 und 644 sind am Knoten 220 angeschlossen, der die VDD-Spannung für die isolierte Schaltungsanordnung bereitstellt. Auch an den VDD-Knoten 220 angeschlossen sind der Lastkondensator CL 645 und die Stromversorgungseingänge der Taktwiederherstellungsschaltung 216 und der Dekodierschaltung 217, wie in 2 gezeigt.
  • [0074]
    Unter Bezugnahme auf die in 6B dargestellte beispielhafte Ausführungsform wird nun die Funktion der aktiven Dioden-Brücke beschrieben, die bei der digitalen Differenz-Datenübertragung verwendet wird. Ein digitales Differenzsignal wird durch die Kondensatoren 209 und 210 empfangen. Wenn ein digitales "High"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird, wird ein entsprechendes digitales "Low"-Signal durch den Kondensator 210 empfangen, und der Knoten 646 geht auf High, während der Knoten 647 auf Low geht. Dieser Zustand schaltet die Bauelemente 642 und 643 ein, während die Bauelemente 641 und 644 gesperrt werden. Folglich fließt ein Strom durch den Kondensator 209, das Bauelement 642, von VDD nach Masse durch den Kondensator CL und durch die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und die Dekodierschaltung 217, die in 2 gezeigt sind. Der Stromkreis wird von der Empfangsschaltungsmasse 650, durch das Bauelement 643 und schließlich das Zurückkehren über die Trennbarriere durch den Kondensator 210 vervollständigt. Der Strombedarf an VDD muss begrenzt werden, so dass die Spannung am Knoten 646 relativ zu Knoten 650 als ein logisches High-Pegel-Signal von der Taktwiederherstellungs- und der Dekodierschaltung erkannt werden kann.
  • [0075]
    Wenn ein digitales "Low"-Signal durch den Kondensator 209 empfangen wird, wird ein digitales "High"-Signal durch den Kondensator 210 empfangen, und der Knoten 646 geht auf Low, während der Knoten 647 auf High geht. Dieser Zustand schaltet die Bauelemente 641 und 644 ein, während die Bauelemente 642 und 643 gesperrt werden. Folglich fließt ein Strom durch den Kondensator 210 und das Bauelement 644 zum VDD-Knoten 220, und von dort zur Masse durch den Kondensator 645 und durch die Taktwiederherstellungs- und Dekodierschaltung, die in 2 gezeigt sind. Der Stromkreis wird von der Masse 650, durch das Bauelement 641 und schließlich das Zurückkehren über die Trennbarriere durch den Kondensator 209 vervollständigt. Daher fließt in beiden Logikzuständen und unabhängig von der Stromflussrichtung durch die Kondensatoren 209 und 210 ein Strom in der gleichen Richtung von VDD nach Masse. Daher wird ein Mittelwert- oder eine Gleichstrom-Versorgungsspannung am Knoten VDD gebildet, und es kann ein geeigneter Strom geliefert werden, um die Taktwiederherstellungsschaltung 216 und die Dekodierschaltung 217 zu betreiben. Der Lastkondensator 645 wird zum Minimieren der Energieversorgungs-Welligkeit durch Bereitstellen eines Filtervorgangs an VDD betrieben. Ein zusätzlicher Vorteil der Fähigkeit, Abschnitte der isolierten Schaltungsanordnung von dem Digitalsignal, das über die kapazitive Trennbarriere von der gespeisten Schaltung übertragen wird, mit Energie zu versorgen, ist, dass sie eine isolierte Anschalt- und Abschaltsteuerung von Abschnitten der isolierten Schaltung auf einer Bedarfsbasis erlaubt.
  • [0076]
    Parasitäre bipolare Transistoren können aus typischen CMOS-Prozessen resultieren. Falls sie nicht unter Kontrolle gehalten werden, können diese Bipolartransistoren die Stromversorgung 627, die in 6A gezeigt ist, während der anfänglichen Anschaltzeit entladen. Falls der Entladestrom von den parasitären Bipolartransistoren größer ist als der Strom, der zu der Stromversorgung 627 durch den Transistor 622 geliefert wird, dann kann die Schaltung nicht auf den gewünschten vollen Spannungspegel hochgefahren werden. Der Beta-Wert eines lateralen bipolaren Transistors in jedem CMOS-Prozess ist eine Funktion des Layouts. Mit einem geeigneten Layout (das heißt einem großen Basisbereich) kann der Beta-Wert klein genug gehalten werden, um unerwünschte Entladeströme zu minimieren. Acht gegeben muss ferner beim Entwurf einer jeden Schaltung, die an die Stromversorgung 627 angeschlossen ist. Die Schaltungen, die an die Stromversorgung 627 angeschlossen sind, können nicht mehr Strom von der Stromversorgung ziehen, als von der aktiven Diodenbrücke verfügbar ist, selbst wenn die Versorgung zuvor auf den vollen Wert angestiegen ist. Schaltungsentwurfstechniken zum Adressieren dieser Probleme sind in der Technik gebräuchlich und gut bekannt.
  • [0077]
    In der in 2 gezeigten, veranschaulichenden Ausführungsform empfängt der Delta-Sigma-Digital-Analog-Wandler (DAC) 208 Eingabedaten vom Dekodierer 217 und eine synchrone Takteingabe von der Taktwiederherstellungsschaltung 216. Ein analoges Ausgangssignal 218 wird vom DAC 208 in Antwort auf die Digitaldaten erzeugt, die über die kapazitive Trennbarriere hinweg übertragen werden. Das Ausgangssignal 218 ist in hohem Maße immun gegen Amplituden- und Phasenrauschen, das in die Barriereschaltung eingeführt werden kann, da das Signal, das über die Isolationskondensatoren hinweg übertragen wird, ein synchrones Digitalsignal ist, und weil die empfangenen Daten mit dem wiederhergestellten, jittergefilterten Taktsignal wieder synchronisiert werden. Der DAC wird auch durch dieses Taktsignal zeitgesteuert. Die Delta-Sigma-DAC-Technologie ist in der Technik gut bekannt, und das Auswählen einer geeigneten DAC-Schaltung wird ein Gegenstand der regelmäßigen Entwurfswahl sein, die auf die beabsichtigte Anwendung der Barriereschaltung gerichtet ist. Siehe beispielsweise P. Naus et al., A CMOS Stereo 16-Bit D/A Converter for Digital Audio, IEEE Journal of Solid State Circuits, June 1987, pp. 390-395.
  • [0078]
    7 stellt eine bevorzugte bidirektionale Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Es wird erkannt werden, dass andere unidirektionale und bidirektionale Trennbarrieren von Fachleuten unter Verwendung der hierin beschriebenen Prinzipien entworfen werden können, und dass solche Barrieren in den Bereich dieser Erfindung fallen. In der dargestellten und beschriebenen Ausführungsform weist das kapazitive Isolationssystem ein "Sende"-System links von der Mitte, ein "Emfangs"-System rechts von der Mitte, und eine kapazitive Trennbarriere in der Mitte der Figur auf, die zwei Hochspannungskondensatoren 705 und 706 aufweist. Es ist anzumerken, dass die Begriffe "Senden" und "Empfangen" verwendet werden, um die gespeiste bzw. die isolierte Seite der Barriere zu kennzeichnen, und dass in dieser Ausführungsform Daten über die Barriere in beiden Richtungen übermittelt werden können. Viele der Komponenten in dieser bidirektionalen Ausführungsform sind identisch oder ähnlich zu jenen in der unidirektionalen Ausführungsform, die oben mit Bezugnahme auf 2 beschrieben wird.
  • [0079]
    Das Sendesystem weist einen Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler 701 auf, der mit der Analogeingabe 720 der Sendeschaltung arbeitet und zu dem Taktsignal 722 vom Oszillator 704 synchronisiert ist. Die Analogeingabe 720 des Sendesystems ist ein Analogsignal, das über die Trennbarriere hinweg zu übertragende Informationen enthält, die zum Beispiel analoge Sprachsignale sein können, die an ein Telefonsystem zu koppeln sind. Die Digitalausgabe 724 des Delta-Sigma-ADC kann mit der digitalen Steuereingabe 726 durch eine Kodierschaltung 702 zeitmultiplext sein. Die digitale Steuerungseingabe 726 ist ein Digitalsignal, das zusätzliche Informationen aufweist, die über die Trennbarriere 705, 706 hinweg zu übertragen sind. Die digitale Steuereingabe 726 kann Steuerinformationen für analoge Schaltungen auf der Empfangsseite der Trennbarriere aufweisen. Die Kodierschaltung 702 formatiert auch den resultierenden Datenstrom in ein Kodierschema, das eine stabile Taktwiederherstellung auf der Empfangsseite der Trennbarriere erlaubt, wie es oben beschrieben ist.
  • [0080]
    Die Kodierschaltung 702 empfängt auch ein Taktsignal 722 vom Oszillator 704. Die Treiberschaltung 703 des Sendesystems treibt das kodierte Signal zu den Isolationskondensatoren 705 und 706 in Antwort auf die Ausgabe der Kodierschaltung 702.
  • [0081]
    Die Trennbarriere weist zwei Hochspannungskondensatoren 705, 706 auf. In einer Ausführungsform wird der Kondensator 705 bidirektional durch Treiber 703, 713 angesteuert, während der Kondensator 706 einen Rückleitungspfad über die Trennbarriere hinweg bereitstellt. In einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Kondensatoren 705 und 706 differenziell durch digitale Treiberschaltungen 703, 713 angesteuert.
  • [0082]
    Eine bevorzugte Ausführungsform des Empfangssystems, das rechts von den Isolationskondensatoren 705, 706 in 7 gezeigt ist, weist eine Taktwiederherstellungsschaltung 707 auf, deren Eingänge mit den Isolationskondensatoren 705, 706 verbunden sind. Die Taktwiederherstellungsschaltung stellt ein Taktsignal von den Digitaldaten wieder her, die über die Trennbarriere hinweg getrieben wurden, und stellt den verschiedenen Schaltungen im Empfangssystem ein synchronisiertes Taktsignal 730 bereit. Der wiederhergestellte Takt dient als die Zeitbasis für den Dekodierer 708 und den Delta-Sigma-Digital-Analog-Wandler 709. Der Dekodierabschnitt 708 trennt die zeitmultiplexten Daten und die Steuerinformation, wobei eine digitale Steuerungsausgabe 732 für andere Schaltungen bereitgestellt wird, und wobei ein synchrones Datensignal 734 als eine Eingabe für den Delta-Sigma-DAC 709 bereitgestellt wird. Der Delta-Sigma-DAC 709 mit der Digitaleingabe 734, die von dem Dekodierer 708 geliefert wird, und dem Taktsignal 730, das von dem Taktwiederherstellungsabschnitt 707 geliefert wird, arbeitet synchron mit dem Delta-Sigma-ADC 701 des Sendesystems und stellt eine Analogausgabe 736 auf der Empfangsseite der Trennbarriere bereit. Die aktive Dioden-Brücke 710 ist an die Isolationskondensatoren 705 und 706 angeschlossen und liefert eine Gleichspannungs-Energieversorgung an die Taktwiederherstellungsschaltung 707 und die Dekodierschaltung 708 durch Ziehen von Strom aus dem Digitalsignal, das über die Trennbarriere hinweg übertragen wird, wie es oben ausführlich beschrieben wird. Der Treiber 713 muss in einem Tristate-Zustand bleiben, bis der Dekodierer 708 einen gültigen Rahmen detektiert hat, was ein erfolgreiches Einschalten der Empfangsschaltungsabschnitte anzeigt.
  • [0083]
    Die in 7 gezeigte Ausführungsform ermöglicht auch eine Übertragung von dem Empfangssystem zu dem Sendesystem, oder von rechts nach links über die Isolationskondensatoren hinweg, wie dargestellt. Die Empfangssystem-Kodierschaltung 712 und die Treiberschaltung 713 kooperieren zum Übertragen von Information zurück von dem Empfangssystem zu der Dekodierschaltung 714 in dem Sendesystem. Der Empfangssystem-Kodierabschnitt 712 empfängt eine Takteingabe 730 vom Taktwiederherstellungsabschnitt 707 und ist dadurch mit dem Sendesystem-Oszillator 704 und dem -Kodierer 702 synchronisiert. Diese Synchronisation erlaubt, dass eine Übertragung in jeder Richtung in bestimmten Zeitschlitzen auftritt. In Zeitschlitzen, in denen der Sendetreiber 703 zum Übertragen von Informationen von dem Sendesystem zu dem Empfangsystem betriebsbereit ist, ist der Empfangstreiber 713 in einem Tristate-Zustand oder gesperrt. Alternativ ist in Zeitschlitzen, in denen der Empfangstreiber 713 zum Übertragen von Informationen zurück vom Empfangssystem zum Sendesystem betriebsbereit ist, der Sendetreiber 703 in einem Tristate-Zustand oder gesperrt. Auf diese Weise kann eine bidirektionale Übertragung über ein einzelnes Paar von Hochspannungs-Isolationskondensatoren eingerichtet werden.
  • [0084]
    Die digitale Steuerungseingabe 738 des Empfangssystems ist ein Digitalsignal, das Informationen aufweist, die über die Trennbarriere hinweg zu übertragen sind, einschließlich Steuerinformationen für Analogschaltungen auf der Sendesystemseite der Barriere. Das Empfangssystem weist auch einen Delta-Sigma-ADC 711 auf, der mit einem analogen Eingangssignal 740 arbeitet, so dass die in dem Analogsignal 740 auf der Empfangssystemseite der Trennbarriere enthaltene Information über die Barriere hinweg in digitaler Form übertragen werden kann und dann präzise auf der Sendesystemseite der Barriere wiederhergestellt werden kann. Der Empfangssystem-Delta-Sigma-ADC 711 empfängt seine Takteingabe von der Taktwiederherstellungsschaltung 707 und ist dadurch mit dem Sendesystemoszillator 704 synchronisiert. Das digitale Ausgangssignal 742, das von dem Empfangssystem-ADC 711 erzeugt wird, kann zeitmultiplext mit der digitalen Empfangssystem-Steuerungseingabe 738 im Kodierabschnitt 712 sein.
  • [0085]
    In dem Sendesystem ist die Dekodierschaltung 714 mit den Isolationskondensatoren 705, 706 verbunden, um von dort Signale zu empfangen, um Signale zu identifizieren, die Informationen repräsentieren, die von dem Empfangssystem kommen. Der Dekodierer 714 extrahiert dann die digitalen Steuerinformationen von dem Datenstrom, der von der Empfangsschaltung empfangen wird, und leitet das Datensignal 744, das von dem Delta-Sigma-ADC 711 erzeugt wurde, an den Sendesystem-Delta-Sigma-DAC 715 weiter. Der Dekodierer 714 speichert und stimmt auch die Daten, die über Barriere empfangen wurden, erneut zeitlich ab, um sie mit dem Taktsignal 722 zu synchronisieren, das vom Oszillator 704 – erzeugt wird, wodurch die Effekte der Phasenrauschstörung und anderer Quellen von Jitter in dem synchronen Digitalsignal eliminiert werden. Schaltungen, die zum Durchführen dieser Dekodierfunktionen geeignet sind, sind in der Technik gut bekannt.
  • [0086]
    Der Sendesystem-Delta-Sigma-DAC 715 empfängt seine Takteingabe vom Oszillator 704 und ist dadurch mit dem Empfangssystem-ADC 711 synchronisiert. Der Sendesystem-DAC 715 stellt ein rekonstruiertes Analogdaten-Ausgangssignal 746 bereit, wodurch die Übertragung von Analoginformationen vom Empfangssystem zurück zum Sendesystem vervollständigt wird.
  • [0087]
    In der Zusammenfassung beschreibt 7 ein bidirektionales Übertragungssystem zum Übermitteln von analogen und digitalen Informationen über eine kapazitive Trennbarriere hinweg. Die Barriere selbst ist kostengünstig, da nur zwei Hochspannungs-Isolationskondensatoren zur synchronen bidirektionalen Übertragung benötigt werden. Die Barriere ist ein zuverlässiger Übertragungskanal, da die Digitalsignale, die über die Barriere hinweg übertragen werden, unempfindlich gegenüber einer Amplituden- und Phasenrauschstörung sind, die an der Trennbarriere eingeführt werden kann.
  • [0088]
    Eine ausführlichere Beschreibung einer Taktwiederherstellungsschaltung, die zur Verwendung in dieser Erfindung mit dem Kodierschema von 4 geeignet ist, wird jetzt unter Bezugnahme auf 8 vorgestellt. Die Taktwiederherstellungs-PLL-Schaltung 805 hat einen Dateneingang 530, einen Datenausgang 546 und einen Ausgang 544 des wieder hergestellten Taktsignals. Ein Phasendetektor 810 hat Eingänge DATA 530 und ein Rückkopplungs-Taktsignal CK2 545. Die Ausgänge des Phasendetektors 810 sind BESCHLEUNIGEN 1 und VERZÖGERN 1 -Signale, wobei beide mit Eingängen einer Phasendetektor-Ladungspumpe 816 verbunden sind. Ein Frequenzdetektor 818 hat Eingänge DATA 530 und Ausgangstaktsignal CK4 544. Die Ausgänge des Frequenzdetektors 818 sind Signale, die mit BESCHLEUNIGEN 2 und VERZÖGERN 2 bezeichnet sind, die mit den Eingängen einer Frequenzdetektor-Ladungspumpe 824 verbunden sind. Die Ausgänge des Phasendetektor-Ladungspumpe 816 und der Frequenzdetektor-Ladungspumpe 824 sind miteinander verbunden und sind auch mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators ("VCO") 535 und einem Anschluss des Widerstands 533 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands 533 ist mit einem Anschluss eines Kondensators 534 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators 534 ist mit Masse verbunden. Die Ausgabe des VCO 535 ist das CK2-Signal 545. Der Takteingang des Flip-Flop 826 ist mit CK2 545 verbunden. Der Q-Komplement-Ausgang des Flip-Flop 826 ist mit dem D-Eingang des Flip-Flop 826 verbunden. Die Q- und Q-Komplement-Ausgänge des Flip-Flop 826 sind mit den Eingängen eines Multiplexers (MUX) 828 verbunden. Der Steuerungseingang 830 des MUX 828 wird MUX-STEUERUNG genannt und kommt von der Rahmenlogik, die in dieser Beschreibung an anderer Stelle beschrieben ist. Die Ausgabe des MUX 828 ist das CK4-Signal 544. Der D-Eingang des Flip-Flop 542 ist mit dem Dateneingang 530 verbunden. Der Takteingang des Flip-Flop 542 ist mit dem CK4-Signal 544 verbunden. Der Q-Ausgang des Flip-Flop 542 ist das resynchronisierte DATAOUT-Signal 546, das zu der Rahmendetektionslogik gesendet wird.
  • [0089]
    Der Frequenzdetektor 818 dominiert über den Phasendetektor 810, wenn die Frequenz des DATA-Signals und des CK4-Signals unterschiedlich ist. Wenn die Frequenz des DATA-Signals und des CK4-Signals im Wesentlichen gleich ist, werden das BESCHLEUNIGEN 2-Signal und das VERZÖGERN 2-Signal inaktiv und der Phasendetektor 810 wird dominant. Getrennte Ladungspumpen für den Phasendetektor und den Frequenzdetektor erlauben eine unabhängige Steuerung der Verstärkung der Phasendetektor- und der Frequenzdetektorschaltung. Alternativ, falls unabhängige Verstärkungen nicht benötigt werden, könnten dann das BESCHLEUNIGEN 1-Signal und das BESCHLEUNIGEN 2-Signal zum Antreiben einer Ladungspumpe logisch ODER-verknüpft werden. Und ähnlich könnten das VERZÖGERN-1- und das VERZÖGERN-2-Signal zum Antreiben des anderen Eingangs der Ladungspumpe logisch ODER-verknüpft werden.
  • [0090]
    Die Ausgabe des VCO 535 ist das CK2-Signal, dessen Frequenz von dem Flip-Flop 826 durch zwei geteilt wird. Da CK2 zum Erzeugen des Bitratentaktsignals CK4 durch zwei geteilt ist, kann es zwei Phasen von CK4 bezüglich des Beginns einer Bitperiode geben. Die Phase von CK4, die den richtigen Betrieb des Frequenzdetektors ergibt, ist diejenige, bei der die steigende Flanke von CK4 mit dem Start einer Bitperiode übereinstimmt. Die Rahmendetektionslogik ist notwendig, um den Start eines Bitintervalls zu detektieren, und sie wird verwendet, um die geeignete Phase von CK4 unter Verwendung des MUX 828 auszuwählen.
  • [0091]
    Es ist zu erkennen, dass eine Taktwiederherstellungsschaltung gemäß dieser Erfindung, wie zum Beispiel diejenige, die in 8 oder 15 dargestellt ist, vorteilhaft zum Wiederherstellen und Stabilisieren eines Taktsignals auf der isolierten Seite der Barriere verwendet werden kann, wo das Taktsignal über Isolationselemente übermittelt wird, die von den Isolationselementen getrennt sind, die zum Übertragen des Datensignals verwendet werden.
  • [0092]
    Eine bevorzugte Ausführungsform einer Dekodierschaltung 708 ist in 11 gezeigt. Ein Schieberegister 840 hat einen Eingang, der mit dem DATAOUT-Signal 546 von der Taktwiederherstellungsschaltung 805 verbunden ist, und es wird durch das wiederhergestellte Taktsignal CK4 getaktet. Der Multibitausgang 842 des Schieberegisters 840 ist mit der Rahmendetektionslogik 844 und der DEMUX-Logik 846 verbunden. Die Rahmendetektionslogik 844 hat einen Ausgang, der mit der MUX-Steuerlogik 848 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit der DEMUX-Logik 846 verbunden ist. Die DEMUX-Logik 846 wird von CK4 getaktet. Ein Zähler 850 wird auch durch CK4 getaktet. Der Ausgang des Zählers 850 ist mit der MUX-Steuerlogik 848 verbunden. Die Ausgabe der MUX-Steuerlogik 848 ist das MUX-Steuersignal 830, das zu der Taktwiederherstellungs-PLL-Schaltung 805 gesendet wird, um die richtige Phase für das CK4-Signal zu wählen. Die Ausgaben der DEMUX-Logik 848 sind das DEMULTIPLEXTE DATEN-Signal und das STEUERUNG-Signal.
  • [0093]
    Das Schieberegister 840 speichert eine vorbestimmte Anzahl von Bits des seriellen DATAOUT-Signals 546. Die Rahmendetektionslogik 844 bearbeitet diese Daten und detektiert, wenn ein Rahmensignal empfangen wird. Viele mögliche Rahmensignalformate können verwendet werden. Ein Format, das in einer vorliegend bevorzugten Ausführungsform verwendet werden kann, ist in 12 gezeigt. Die Daten 860 wechseln sich mit Rahmensignalen 862 und Steuersignalen ab. In dem Rahmenformat, das in dieser Figur gezeigt ist, wird ein Steuersignal (Abheben) 864 alle acht Datenbits gesendet. Die übrigen sieben Bits in dem Rahmen der sechzehn werden zur Rahmensynchronisation verwendet. Das dargestellte Rahmensignal hat sechs Einsen, gefolgt von einer Null in dem Steuersignalfeld. Es kann garantiert werden, dass das Datensignal nicht mehr als fünf Einsen in einer Reihe hat, so dass es nicht als ein Rahmensignal missverstanden wird. Viele andere Rahmenformate sind möglich, um unterschiedliche Datensignaleigenschaften zu erlauben und den Gebrauch von zusätzlichen Steuerbits zu gestatten.
  • [0094]
    Wenn die Rahmendetektionslogik 844 sechs Einsen gefolgt von einer Null in dem Steuersignalfeld detektiert, wird die MUX-Steuerlogik 848 zum Aufrechterhalten der Phase des CK4-Siganls eingestellt. Falls nach einer vorbestimmten Anzahl von CK4-Taktzyklen ein Rahmensignal nicht detektiert wird, dann bewirkt der Zähler 850, dass die MUX-Steuerlogik 848 die Phase des CK4 unter Verwendung des MUX 828 ändert (8). Der Zähler 850 wird dann zurückgesetzt, und die Rahmendetektionslogik 844 wird wieder versuchen, das gewählte Rahmensignal zu detektieren, um eine Synchronisation zu erreichen. Nur die richtige Phase von CK4 erreicht die Rahmensynchronisation. Wenn eine Rahmensynchronisation erreicht ist, kann die DEMUX-Logik 846 Steuer- und Datensignale richtig dekodieren.
  • [0095]
    Die spezifische Struktur und die Funktion der Rahmendetektionslogik 844, der DEMUX-Logik 846, und der MUX-Steuerlogik 848 ist von dem ausgewählten Rahmenformat, dem ausgewählten Multiplexschema und anderen Entwurfswahlen abhängig. Der detaillierte Entwurf dieser Schaltungen liegt innerhalb der gewöhnlichen technischen Fähigkeiten und wird in dieser Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform weggelassen.
  • [0096]
    Beispielhafte Ausführungsformen des Phasendetektors- und des Frequenzdetektors 810, 818 sind in den 9 und 10 gezeigt. Unter Bezugnahme auf 9 weist der Phasendetektor 810 Eingangssignale CK2 und DATA und Ausgangssignale BESCHLEUNIGEN 1 und VERZÖGERN 1 auf. Ein NAND-Gatter 860 mit zwei Eingängen weist Eingänge DATA und CK2 auf, und sein Ausgang ist mit einem Eingang des NAND-Gatters 862 verbunden. Ein NOR-Gatter 864 mit zwei Eingängen weist auch Eingänge DATA und CK2 auf, und sein Ausgang ist mit dem Eingang eines Inverters 866 verbunden. Ein NAND-Gatter 868 mit zwei Eingängen weist einen Eingang, der mit dem Ausgang des Inverters 866 verbunden ist, und einen Eingang auf, der mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 verbunden ist. Das NAND-Gatter 862 weist einen Eingang auf, der mit dem Ausgang des NAND-Gatters 860 verbunden ist, und der andere Eingang ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 868 verbunden. Ein AND-Gatter 870 mit drei Eingängen weist einen Eingang auf, der mit dem Ausgang des Inverters 872 verbunden ist, ein anderer Eingang ist mit dem DATA-Signal verbunden, und ein anderer Eingang ist dem Ausgang des NAND-Gatters 862 verbunden. Die Ausgabe des AND-Gatters 870 ist das VERZÖGERN 1-Signal. Der Eingang des Inverters 872 ist mit dem CK2-Signal verbunden. Ein AND-Gatter 874 mit drei Eingängen weist einen Eingang auf, der mit dem Ausgang des NAND-Gatters 862 verbunden ist, ein anderer Eingang ist mit dem CK2-Signal verbunden, und ein anderer Eingang ist mit dem Ausgang des Inverters 876 verbunden. Die Ausgabe des AND-Gatters 874 ist das BESCHLEUNIGEN 1-Signal. Der Eingang des Inverters 876 ist zum Empfangen des DATA-Signals angeschlossen.
  • [0097]
    In der dargestellten Ausführungsform vergleicht der Phasendetektor 810 die Phase an der fallenden Flanke von DATA und CK2, nachdem beide Signale zur selben Zeit auf High sind. Die NAND-Gatter 862 und 868 bilden ein Setz-Rücksetz-Latch. Das Latch erhält ein "Setzen" so, dass der Ausgang des NAND- Gatters 862 auf High ist, wenn sowohl das DATA-Signal als auch das CK2-Signal auf High sind. Das Latch erhält ein "Rücksetzen" so, dass der Ausgang des NAND-Gatters 862 auf Low ist, wenn sowohl DATA als auch CK2 auf Low sind. Wenn das Latch auf "Setzen" ist (das heißt, sowohl DATA als auch CK2 sind auf High), sind die AND-Gatter 870 und 874 eingeschaltet. Wenn die AND-Gatter 870 und 874 eingeschaltet sind, können sie die fallenden Flanken von CK2 und DATA vergleichen, um zu bestimmen, welches Signal zuerst auf Low geht. Falls DATA zuerst auf Low geht, dann geht das BESCLEUNIGEN 1-Signal auf High, bis CK2 auch auf Low geht, wodurch angezeigt wird, dass der Oszillator 535 schneller oszillieren muss, um eine Phasenanpassung mit dem DATA-Signal zu erreichen. Falls zuerst das CK2-Signal auf Low geht, dann wird das VERZÖGERN 1-Signal auf High gehen, bis DATA auch auf Low geht, wodurch angezeigt wird, dass der Oszillator 535 langsamer oszillieren sollte, um eine Phasenanpassung mit dem DATA-Signal zu erreichen. Das BESCHLEUNIGEN 1- und das VERZÖGERN1-Signal sind mit der Phasendetektor-Ladungspumpe 816 verbunden.
  • [0098]
    Eine bevorzugte Ausführungsform des Frequenzdetektors 818 ist in 10 gezeigt. Die Eingaben in den Frequenzdetektor 818 sind das DATA-Signal und CK4-Signal und die Ausgaben sind das BESCHLEUNIGEN 2-Signal und VERZÖGERN 2-Signal. Der Eingang eines Verzögerungselements 880 ist mit CK4 verbunden, und der Ausgang ist mit einem Eingang des NOR-Gatters 882 verbunden. Das Verzögerungselement 880 weist eine gerade Anzahl von kapazitiv belasteten Inverterstufen oder andere, eine Verzögerung erzeugende Schaltungen auf, und ist in der Technik gut bekannt. Der Ausgang des Inverters 884 ist mit dem anderen Eingang des NOR-Gatter 882 verbunden, und der Eingang des Inverters 884 ist mit CK4 verbunden. Die Ausgabe 886 des NOR-Gatters 882 ist ein Rücksetzimpuls, der an der steigenden Flanke von CK4 auftritt, und ist mit den Rücksetzeingängen von D-Flip-Flops 888, 890 und 892 verbunden. Der Eingang des Inverters 895 ist an DATA angeschlossen. Der Ausgang des Inverters 895 ist mit dem Takteingang der D-Flip-Flops 888, 890 und 892 verbunden. Der D-Eingang des Flip-Flops 888 ist an VDD angeschlossen. Der D-Eingang des Flip-Flops 890 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 888 verbunden. Der D-Eingang des Flip-Flops 892 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 890 verbunden. Die Takteingänge der D-Flip-Flops 894 und 896 sind mit CK4 verbunden. Der D-Eingang des Flip-Flops 894 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 888 verbunden. Der D-Eingang des Flip-Flops 896 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 890 verbunden. Der Eingang des Inverters 898 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 894 verbunden, und die Ausgabe des Inverters 898 ist das VERZÖGERN 2-Signal. Ein OR-Gatter 900 liefert das BESCHLEUNIGEN 2-Signal. Ein Eingang des OR-Gatters 900 ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 896 verbunden, und der andere Eingang ist mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 892 verbunden. Das BESCHLEUNIGEN 2-Signal und das VERZÖGERN 2-Signal sind mit der Frequenzdetektor-Ladungspumpe 824 verbunden.
  • [0099]
    Die dargestellte Ausführungsform des Frequenzdetektors 818 zählt die Anzahl von DATA-Impulsen innerhalb eines CK4-Zyklus. Die Frequenz von CK4 sollte gleich der Bitrate der DATA-Struktur sein. Geeignetes Kodieren, das für das DATA-Signal verwendet wird, sichert, dass es nur eine CK4-steigende Flanke für jede Datenimpuls-fallende Flanke gibt, falls die Frequenz von CK4 gleich der Datenrate ist. Falls die CK4-Frequenz gleich der Datenrate ist, dann ist der Q-Ausgang des Flip-Flops 888 vor jeder steigenden Flanke von CK4 auf High, und die Q-Ausgänge der Flip Flops 890 und 892 sind vor jeder steigenden Flanke von CK4 auf Low. Falls der Q-Ausgang des Flip-Flops 888 vor der steigenden Flanke von CK4 auf Low ist, dann geht das VERZÖGERN 2-Signal für die Dauer der nächsten CK4-Zyklus auf High, wodurch angezeigt wird, dass der Oszillator 535 langsamer werden soll. Falls der Q-Ausgang des Flip-Flops 890 vor der steigenden Flanke von CK4 auf High ist, dann wird das BESCHLEUNIGEN 2-Signal für die Dauer des nächsten CK4-Zyklus auf High gehen, wodurch angezeigt wird, dass der Oszillator schneller werden soll.
  • [0100]
    Ein anderes beispielhaftes Datenkodierschema, dass in einem Isolationssystem verwendet werden kann, das gemäß dieser Erfindung konstruiert ist, ist in 14 gezeigt. In diesem Schema ist jede Bitperiode 570 in vier Felder unterteilt. Das erste Feld 572 wird als das Taktfeld bezeichnet und ist unabhängig von den übertragenen Daten immer auf High. Das zweite Feld 574, welches das zweite Viertel der Bitperiode 570 belegen kann, weist das vorwärtsgehende (von der Sendeseite zur Empfangsseite) Datenbit auf. Dieses Datenbit kann entweder dass Delta-Sigma-Datenbit oder ein Steuerbit oder irgendein gewünschter Typ eines kodierenden Bits in Übereinstimmung mit den Anforderungen der Anwendung sein, in der die Erfindung verwendet wird. Das dritte Feld 576, welches das dritte Viertel der Bitperiode belegen kann, ist immer auf Low, um genug Signalübergänge sicherzustellen, um für eine Energieübertragung in dem Vorwärtspfad entlang der ersten zwei Felder zu sorgen, von denen in jeder Bitperiode wenigstens eines auf High ist. Die Vorwärts- (Sendeseite) Treiberschaltung ist während des vierten Feldes 578 in einem Tristate-Zustand, so dass eine Datenübertragung in der entgegengesetzten Richtung über den Isolationskondensator hinweg erlaubt wird. Natürlich ist dieses spezielle Kodierschema als ein Beispiel gedacht, und viele andere Kodierschemata können ausgearbeitet werden, die in den verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betrieben werden können.
  • [0101]
    Es ist wünschenswert, die logische "1", die am Anfang jeder Bitperiode vorhanden ist, zur Taktwiederherstellung zu verwenden, da sie immer in periodischen Intervallen vorhanden ist. Falls jedoch das Rückwärts-Datenbit von der vorherigen Bitperiode eine Eins ist, wird die steigende Flanke am Anfang der nächsten Bitperiode von einem Logik-Gatter nicht leicht erkannt, und daher wird es zur Taktwiederherstellung nicht nützlich sein. Zum Abschwächen dieses Effekts und zum Erlauben einer zuverlässigen Taktwiederherstellung kann von dem Kodieralgorithmus, der angewendet wird, garantiert werden, dass jedes vierte Bit in dem Rückwärtsfeld eine Null ist. Die gesamte Rahmenlänge kann erhöht werden, falls mehr Steuerbits über die Barriere hinweg in der Rückwärtsrichtung gesendet werden müssen. Jede vierte Taktflanke (diejenige, die mit einer Null in dem vorherigen Rückwärts-Bitfeld verbunden ist) kann dann zur Taktwiederherstellung verwendet werden.
  • [0102]
    Ein Blockdiagramm einer beispielhaften PLL-Schaltung, die eine Taktwiederherstellung gemäß dem Kodierschema von 14 durchführen kann, ist in 15 gezeigt. Die Vorwärts-Daten (übermittelt von der Sendeseite zu der Empfangsseite) sind mit dem Geteilt-durch-4-Zähler 800 verbunden. Der Ausgang des Zählers 800 ist mit dem Phasen-Frequenz-Detektor 801 verbunden. Der Ausgang des Phasen-Frequenz-Detektors 801 ist mit der Ladungspumpe 802 verbunden. Der Ausgang der Ladungspumpe 802 ist mit dem Eingang eines Schleifenfilters 803 verbunden. Der Ausgang des Schleifenfilters 803 ist mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 804 verbunden. Der Ausgabe des VCO 804 ist der Bittakt, der zum Synchronisieren des empfangenen Datensignals und zum Bereitstellen eines Taktsignals an die empfangsseitigen Schaltungen verwendet wird. Der Ausgang des VCO 804 ist auch mit dem Eingang des Geteilt-durch-4-Zählers 805 verbunden. Der Ausgang des Zählers 805 ist mit dem anderen Eingang des Phasen-Frequenz-Detektors 801 verbunden. Der Phasen-Frequenz-Detektor 801 und die anderen Schaltungen in der dargestellten Taktwiederherstellungsschaltung von 15 sind in der Technik gut bekannt, und die spezifischen Schaltungen, die für eine bestimmte Anwendung ausgewählt werden, sind ein Gegenstand der regelmäßigen Entwurfswahl.
  • [0103]
    16 ist ein allgemeines Blockdiagramm einer digitalen DAA-Schaltung 110, die eine fernsprechleitungsseitige Schaltung 118, eine Trennbarriere 120, und eine speiseseitige Schaltung 116 gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist. Die Trennbarriere 120 kann einen oder mehrere Kondensatoren aufweisen und gestattet die Übertragung von digitalen Informationen zwischen der Isolationsschnittstelle 1614 in der fernsprechleitungsseitigen Schaltung und der Isolationsschnittstelle 1610 in der speiseseitigen Schaltung. Die fernsprechleitungsseitige Schaltung 118 kann an Fernsprechleitungen eines Telefonnetzsystems angeschlossen sein, und die speiseseitige Schaltung 116 kann an externe Steuergeräte, wie zum Beispiel digitale Signalprozessoren (DSP), angeschlossen sein, die Teil einer Kommunikationsvorrichtung, wie zum Beispiel eines Telefons oder Modems, sein können.
  • [0104]
    Die speiseseitige Schaltung 116, die als ein integrierter Schaltkreis (IC) implementiert sein kann, kann mit dem externen Steuergerät durch eine Digitalschnittstelle 1606 und einer Steuerschnittstelle 1608 kommunizieren. Zum Beispiel kann die Digitalschnittstelle 1606 eine Anzahl von externen Anschlüssen aufweisen, die eine serielle Anschlussschnittstelle zu dem externen Steuergerät bereitstellen, wie zum Beispiel einen Taktgeber-Eingang-Anschluss (MCLK), einen Serielle-Schnittstelle-Bittakt-Ausgang (SCLK) einen Serielle-Schnittstelle-Daten-Eingangs-Anschluss (SDI), einen Serielle-Schnittstelle-Daten-Ausgangs-Anschluss (SDO), einen Rahmensynchronisationsausgang-Anschluss (FSYNC-Komplement), und einem zweiten Übertragungsanfrageeingang-Anschluss (FC). Ähnlich kann die Steuerschnittstelle 1608 eine Anzahl von externen Anschlüssen aufweisen, die Steuer- und Statusinformationen zu und von dem externen Steuergerät bereitstellen, wie zum Beispiel einen Anrufdetektionsstatus-Anschluss (RGDT-Komplement), einen Abhebestatus-Anschluss (OFHK-Komplement), einen Rücksetz-Anschluss (RESET-Komplement) und Multimodeauswahl-Anschlüsse (MODE). (Es wird angemerkt, dass der Suffix "Komplement" verwendet wird, um ein Signal zu bezeichnen, das typischerweise aktiv ist, wenn es auf einem logischen Low-Pegel ist.) Zusätzlich sind die Digitalschnittstelle 1606 und die Steuerschnittstelle 1608 mit der Isolationsschnittstelle 1610 verbunden, so dass Steuer-, Status-, Signal- und andere gewünschte Informationen zu und von der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 über die Trennbarriere 120 hinweg gesendet und empfangen werden können.
  • [0105]
    Die fernsprechleitungsseitige Schaltung 118, die als ein integrierter Schaltkreis (IC) implementiert sein kann, kann mit den Fernsprechleitungen durch eine Hybridschaltung 1616 kommunizieren, kann Gleichstromleistung empfangen und eine interne Speisespannung durch eine Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 bereitstellen, und kann Anruferkennungs- und Abhebestatusinformationen durch den Abhebe-/Anrufdetektions-Block 1620 bestimmen. Zusätzlich sind die Hybridschaltung 1616, der Abhebe-/Anrufdetektions-Block 1620, und die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 mit der Isolationsschnittstelle 1614 verbunden, so dass Steuer-, Status-, Signal- und andere gewünschte Informationen zu und von der speiseseitigen Schaltung 116 über die Trennbarriere 120 hinweg gesendet und empfangen werden können.
  • [0106]
    In der abgebildeten Ausführungsform weist die Hybridschaltung 1616 einen Ausgangs-Anschluss (TX) und einen Eingangs-Anschluss (RX) auf, die an eine externe Telefon-Schnittstellenschaltung, wie zum Beispiel eine Gabelumschalter-Schaltung oder eine Diodenbrücke, angeschlossen werden können. Die Hybridschaltung 1616 kann arbeiten, um das Differenzsignal, dass beim Telefon existiert, welches typischerweise sowohl analoge Sende- als auch Empfangsinformationen aufweist, in ein internes Sendesignal (TXINT) und Empfangssignal (RXINT) aufzusplitten. Es wird angemerkt, dass der TX-Ausgangs-Anschluss gekennzeichnet wird zum Anzeigen, dass er zum Übertragen analoger Informationen an die Fernsprechleitungen verwendet wird, und das der RX-Anschluss gekennzeichnet wird zum Anzeigen, dass er zum Empfangen analoger Informationen von den Fernsprechleitungen verwendet wird. Diese externen Anschlusssignale unterscheiden sich von dem internen analogen Sendesignal (TXINT) und dem analogen Empfangssignal (RXINT).
  • [0107]
    Die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 kann eine Anzahl von externen Anschlüssen aufweisen, die auch mit der externen Telefon-Schnittstellenschaltung, wie zum Beispiel einer Gabelumschalter-Schaltung oder einer Diodenbrücke, verbunden sind. Zum Beispiel kann die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 einen Gleichstromabschluss-Anschluss (DCT), einen Spannungsregler-Anschluss (VREG), einen Vorschaltwiderstand-Anschluss (REXT) und einen Isolierte-Masse-Anschluss (IGND) aufweisen. Die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 schließt die Gleichspannung auf der Fernsprechleitung ab und stellt eine interne Energieversorgung für die fernsprechleitungsseitige Schaltung 118 bereit. Der Gleichstromabschluss-Anschluss (DCT) empfängt den Fernsprechleitungs-Gleichstrom. Der Spannungsregler-Anschluss (VREG) erlaubt, dass eine externe Reglerschaltung, wie zum Beispiel ein Kondensator, an die Gleichstrom-Abschlussschaltung 1618 angeschlossen werden kann. Ein externer Verlustleistungswiderstand kann an den Vorschaltwiderstand-Anschluss (REXT) angeschlossen werden. Und der Isolierte-Masse-Anschluss (IGND) kann mit der Systemmasse für die speiseseitige Schaltung 116 durch einen Kondensator innerhalb der Trennbarriere 120 verbunden werden und kann auch mit der Fernsprechleitung durch eine Masseverbindung innerhalb der externen Dioden-Brückenschaltung verbunden werden.
  • [0108]
    Der Abhebe-/Anrufdetektions-Block 1620 kann externe Eingangs-Anschlüsse aufweisen, die es erlauben, dass Statusinformation bereitgestellt werden, die Fernsprechleitungs-Statusinformation betreffen (RNG1, RNG2), wie zum Beispiel Anruf- und Anrufer-Identifikationssignale. Zum Beispiel kann der erste Anrufdetektionsanschluss (RNG1) mit der Tip (T)-Ader der Fernsprechleitung durch einen Kondensator (2200 pF) verbunden werden, und der zweite Anrufdetektionsanschluss (RNG2) kann mit der Ring (R)-Ader der Fernsprechleitung durch einen Kondensator (2200 pF) verbunden werden. Zusätzlich kann der Abhebe-/Anrufdetektionsblock 1620 externe Ausgangsanschlüsse (QB, QE) aufweisen, die eine externe Abhebeschaltung steuern, um zum Beispiel einen Abhebezustand oder einen Begrenzte-Leistung-Modus einzugeben, um Anrufer- Identifizierungsinformationen zu erhalten. Zusätzlich können die Ausgangsanschlüsse (QB, QE) mit der Basis beziehungsweise dem Emitter eines Bipolartransistors innerhalb der externen Gabelumschalter-Schaltung verbunden werden.
  • [0109]
    17 ist ein allgemeines Blockdiagramm von internen Sende- (TX) und Empfangs- (RX) Signalpfaden innerhalb der digitalen DAA-Schaltungsanordnung 110 gemäß der vorliegenden Erfindung. In der abgebildeten Ausführungsform können Informationen in beiden Richtungen über die Trennbarriere 120 hinweg übertragen werden. Es wird angemerkt, dass die 17 nicht alle der Funktionsblöcke innerhalb der speiseseitigen Schaltung 116 und der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 abbildet. Es wird auch angemerkt, dass die abgebildeten Blöcke als zahlreiche zusätzliche Blöcke eingerichtet sein können, die ähnliche Funktionen ausführen.
  • [0110]
    In der Ausführungsform von 17 werden Übertragungen von der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 zur speiseseitigen Schaltung 116 als Empfangssignale betrachtet. Innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 empfängt ein Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler (ADC) 1710 ein internes analoges Empfangssignal (RXINT), dass zum Beispiel durch die Hybridschaltung 1616 bereitgestellt werden kann. Der Ausgang des Delta-Sigma-ADC 1710 ist ein überabgetasteter Digitaldatenstrom in einem Pulsdichte-Modulationsformat. Die Dekodier-/Kodierschaltung 1708 verarbeitet und formatiert diese Digitalinformation wie gewünscht, bevor sie über die Trennbarriere 120 hinweg als kodierte Digitalinformation gesendet wird. Zum Beispiel kann der Dekodierer/Kodierer 1708Steuerdaten mit dem Digitalstrom multiplexen, bevor er über die Trennbarriere 120 hinweg gesendet wird. Diese Steuerdaten können jede gewünschte Information darstellen, wie zum Beispiel Anrufdetektionssignale, Abhebedetektionssignale oder andere Fernsprechleitung-Statusinformationen. Innerhalb der speiseseitigen Schaltung 116 dekodiert der Dekodierer/Kodierer 1706 diese kodierten Digitalinformationen, die über die Trennbarriere 120 hinweg empfangen werden. Das Digitalfilter 1702 verarbeitet diesen dekodierten Digitalstrom und wandelt ihn in interne digitale Empfangsdaten (RXD) um, die durch die Digitalschnittstelle 1606 an ein externes Steuergerät bereitgestellt werden können.
  • [0111]
    Übertragungen von der speiseseitigen Schaltung 116 zu der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 werden als Sendesignale betrachtet. Innerhalb der speiseseitigen Schaltung 116 empfängt ein Delta-Sigma-Modulator 1704 ein internes digitales Sendesignal (TXD), das zum Beispiel von einem externen Steuergerät durch die Digitalschnittstelle 1606 bereitgestellt werden kann. Die Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators 1704 ist ein überabgetasteter Digitaldatenstrom in einem Pulsdichte-Modulationsformat. Die Dekodier-/Kodierschaltung 1706 verarbeitet und formatiert diese Digitalinformationen wie gewünscht, bevor sie über die Trennbarriere 120 hinweg als kodierte Digitalinformation gesendet werden. Zum Beispiel kann der Dekodierer/Kodierer 1706 Steuerdaten mit dem Digitalstrom multiplexen. Diese Steuerdaten können jede gewünschte Informationen darstellen, wie zum Beispiel Anrufdetektionssignale, Abhebedetektionssignale oder andere Fernsprechleitung-Statusinformationen. Zusätzlich kann der Dekodierer/Kodierer 1706 Rahmeninformationen für Synchronisationszwecke zu dem Digitalstrom hinzufügen, bevor er über die Trennbarriere 120 hinweg gesendet wird. Ferner kann der Dekodierer/Kodierer 1706 den Digitaldatenstrom noch formatieren, so dass zum Beispiel ein Taktsignal innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 wiederhergestellt werden kann, wie es mit Bezug auf 14 oben diskutiert wird. Innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung 118 kann der Dekodierer/Kodierer 1708 ein Taktsignal wiederherstellen und kann die kodierten Digitalinformationen dekodieren, die über die Trennbarriere 120 hinweg empfangen werden, um Rahmen-, Steuer- oder Statusinformationen zu erhalten. Der Digital-Analog-Wandler (DAC) 1712 konvertiert den dekodierten Digitalstrom und wandelt ihn in interne analoge Sendedaten (TXINT) um, die als ein analoges Signal durch die Hybridschaltung 1616 und schließlich an die Fernsprechleitungen bereitgestellt werden können.
  • [0112]
    18 ist ein allgemeiner Schaltplan der digitalen DAA-Schaltungsanordnung 110, die mit zwei integrierten Schaltkreisen (IC) und einer kapazitiven Trennbarriere 120 gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert ist. Insbesondere kann die speiseseitige Schaltung 116 einen speiseseitigen integrierten Schaltkreis (IC) 1802A aufweisen, und die fernsprechleitungsseitige Schaltung 118 kann einen fernsprechleitungsseitigen Schaltkreis IC 1802B aufweisen. Externe Schaltungen, wie zum Beispiel eine Gabelumschalter-Schaltung 1804 oder eine Dioden-Brückenschaltung 1806, die an externe Anschlüsse des fernsprechleitungsseitigen IC 1802B angeschlossen sind, werden auch gezeigt. In der abgebildeten Ausführungsform sind die externen Anschlüsse 1810 des speiseseitigen IC 1802A an einen externen digitalen Signalprozessor (DSP) angeschlossen, und die externen Anschlüsse 1808 sind an einen externen anwendungsspezifischen IC (ASIC) oder ein Steuergerät angeschlossen. Die Trennbarriere 120 kann einen ersten Kondensator (C1) aufweisen, der einen externen Signalanschluss (C1A) an dem speiseseitigen IC 1802A mit einem externen Signalanschluss (C1B) an dem fernsprechleitungsseitigen IC 1802B verbindet. Zusätzlich kann die Trennbarriere 120 einen zweiten Kondensator (C2) aufweisen, der den Isolierte-Masse-Anschluss (IGND) an dem fernsprechleitungsseitigen IC 1802B mit dem Systemmasse-Anschluss (GND) an dem speiseseitigen IC 1802A verbindet. Zusätzlich kann der Isolierte-Masse-Anschluss (IGND) an den Knoten 1812 innerhalb der Diodenschaltung 1806 angeschlossen werden und dadurch mit der Fernsprechleitung verbunden werden.
  • [0113]
    Weitere Modifikationen und alternative Ausführungsformen der Erfindung werden Fachleuten in Hinblick auf diese Beschreibung offenbar werden. Entsprechend ist diese Beschreibung nur als erläuternd auszulegen und hat den Zweck, dem Fachmann die Art und Weise des Ausführens der Erfindung beizubringen. Es versteht sich, dass die Formen der Erfindung, die hier gezeigt und beschrieben sind, als die gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen zu betrachten sind. Viele Veränderungen können hinsichtlich Form, Größe und Anordnung von Teilen durchgeführt werden.

Claims (21)

  1. Verfahren zum Betreiben einer digitalen Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) zum Beenden einer Fernsprechleitungsverbindung, aufweisend: Bereitstellen einer fernsprechleitungsseitigen Schaltung (110), die derart betrieben werden kann, dass sie mit einer kapazitiven Trennbarriere (120) und der Fernsprechleitungsverbindung gekoppelt ist; und Empfangen eines digitalen Signals in der fernsprechleitungsseitigen Schaltung (118), wobei das digitale Signal durch die kapazitive Barriere (120) hindurch übertragen wird; gekennzeichnet durch Extrahieren von Strom aus dem durch die kapazitive Barriere (120) übertragenen digitalen Signal, so dass eine Stromversorgung (220) für zumindest einen Teil der fernsprechleitungsseitigen Schaltung (118) bereitgestellt wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, weiter aufweisend ein bidirektionales Übertragen von Daten durch zumindest einen Kondensator der kapazitiven Trennbarriere (120).
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, weiter aufweisend ein Wiederherstellen eines Taktsignals (730) innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung (118) aus dem digitalen Signal.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, bei dem die zum Extrahieren des Stroms aus dem digitalen Signal verwendete Schaltungsanordnung mit zumindest einem ersten Knoten der fernsprechleitungsseitigen Schaltung (118) gekoppelt ist, wobei der erste Knoten derart betrieben werden kann, dass er mit zumindest einem Kondensator der kapazitiven Trennbarriere (120) gekoppelt ist, wobei Taktinformation auch durch den ersten Knoten hindurch übermittelt wird.
  5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das durch die kapazitve Trennbarriere (120) hindurch übertragene digitale Signal weiter Daten aufweist, die an die Fernsprechleitungsverbindung übermittelt werden sollen.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das digitale Signal ein Taktsignal (730) aufweist.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, weiter aufweisend ein Encodieren von Steuerinformationen in ein durch die kapazitive Barriere (120) hindurch übertragenes Datensignal, wobei das Datensignal Information aufweist, die an die Fernsprechleitungsverbindung übermittelt werden soll.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem Steuersignale in das Datensignal encodiert sind.
  9. Verfahren nach Anspruch 1, weiter aufweisend ein Empfangen des digitalen Signals an einem bidirektionalen Knoten in der Schaltungsanordnung auf der mit Strom versorgten Seite, wobei die bidirektionale Verbindung zum bidirektionalen Übertragen von Information zwischen der kapazitiven Trennbarriere (120) und der fernsprechleitungsseitigen Schaltung (118) mit zumindest einem Kondensator der kapazitiven Trennbarriere (120) gekoppelt ist.
  10. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem die Daten ein Pulsdichtemodulationsformat aufweisen.
  11. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) zum Beenden einer Fernsprechleitungsverbindung, aufweisend: eine fernsprechleitungsseitige Schaltung (110), die derart betrieben werden kann, dass sie mit einer kapazitiven Trennbarriere und der Fernsprechleitungsverbindung gekoppelt ist; gekennzeichnet durch eine in der fernsprechleitungsseitigen Schaltung angeordnete Stromversorgungsschaltung (640), wobei die Stromversorgungsschaltung aus einem durch die kapazitive Trennbarriere (120) hindurch empfangenen digitalen Signal eine Gleichstromversorgung (220) für zumindest einen Teil der fernsprechleitungsseitigen Schaltung erzeugt.
  12. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach Anspruch 11, weiter aufweisend: Mittel zum Erzeugen von zumindest einem Taktsignal (730) in der fernsprechleitungsseitigen Schaltung, wobei das Taktsignal (730) aus Taktinformation erzeugt worden ist, die durch die kapazitive Trennbarriere (120) hindurch übertragen worden ist.
  13. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach Anspruch 11 oder 12, bei der die fernsprechleitungsseitige Schaltung (118) derart betrieben werden kann, dass sie durch zumindest einen bidirektionalen Knoten hindurch mit der kapazitiven Trennbarriere (120) gekoppelt ist.
  14. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach einem der Ansprüche 11, 12 oder 13, bei der die fernsprechleitungsseitige Schaltung (118) weiter zumindest eine Digital-Analog-Wandler-Schaltung (709) aufweist, die derart betrieben werden kann, dass sie durch die kapazitive Trennbarriere (120) hindurch übertragene Daten in einem Pulsdichtemodulationsformat empfängt.
  15. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach Anspruch 11, weiter aufweisend eine Taktschaltung (707) innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung, wobei die Schaltung zum Erzeugen einer Stromversorgung (710) und die Taktschaltung (707) mit zumindest einem Eingangsknoten der fernsprechleitungsseitigen Schaltung gekoppelt sind, wobei der zumindest eine Eingangsknoten derart eingerichtet ist, dass er mit einem kapazitiven Element der kapazitiven Trennbarriere (120) gekoppelt ist.
  16. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach Anspruch 15, bei der die fernsprechleitungsseitige Schaltung (118) derart betrieben werden kann, dass sie durch zumindest einen bidirektionalen Knoten hindurch mit der kapazitiven Trennbarriere (120) gekoppelt ist.
  17. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach einem der Ansprüche 11, 12, 13 oder 14, weiter aufweisend zumindest ein Steuersignal innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung, wobei das Steuersignal durch die kapazitive Trennbarriere (120) hindurch übertragen werden kann.
  18. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach Anspruch 17, bei der das Steuersignal für die Übertragung durch die kapazitive Trennbarriere (120) hindurch in digitale Daten encodiert ist, welche digitalen Daten Information repräsentieren, die von der Fernsprechleitungsverbindung übertragen worden ist.
  19. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach einem der Ansprüche 11, 12, 13 oder 14, weiter aufweisend eine Encodierschaltung (712) innerhalb der fernsprechleitungsseitigen Schaltung (118), wobei die Encodierschaltung (712) ein encodiertes Signal für die Übertragung durch die Trennbarriere (120) hindurch erzeugt, wobei das encodierte digitale Signal zumindest ein Steuersignal aufweist.
  20. Digitale Direktzugriffs-Schaltungsanordnung (110) nach Anspruch 12, bei der die Stromversorgung und das Taktsignal (730) aus durch zumindest einen normalen Kondensator der kapazitiven Trennbarriere (120) hindurch übertragener Information erzeugt worden sind.
  21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, bei der das digitale Signal ein Taktsignal aufweist.
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