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Die vorliegende Erfindung, so wie sie in den beigefügten Ansprüchen definiert ist,
betrifft flächeneffiziente Rekonstruktionsfilter, insbesondere für stromgesteuerte
Digital-Analog-Wandler bzw. digital-to-analog converters (DAC).
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Digital-Analog-Wandler werden herkömmlicherweise sehr häufig in integrierten
Schaltungen verwendet.
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Da diese Konverter Abtastwert-Schaltungen sind, erzeugen sie, zusätzlich zur
Erzeugung des beabsichtigen Analogsignals in dem korrekten Frequenzbereich
oder Basisband, auch am Ausgang eine unerwünschte duplizierte Abbildung des
Signals, das allgemein als "Abbildung" bzw. "Imaging" bezeichnet wird, wie in
Fig. 1 gezeigt, die den Ausgang des DAC als eine Funktion der Frequenz f
grafisch darstellt.
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Das Diagramm zeigt, dass zusätzlich zum Ausgangssignal, das als "S"
bezeichnet wird (wobei B das Basisband ist), auch eine duplizierte Abbildung des Signals
S auftritt, welche um die Abtastfrequenz fS des DAC zentriert ist.
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Um diese duplizierte Abbildung zu eliminieren, wird üblicherweise ein
zeitkontinuierliches Tiefpäss-Rekonstruktionsfilter eingefügt und dem DAC nachgeschaltet
angeordnet, wie in Fig. 2 gezeigt.
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In dieser Figur bezeichnet die Bezugsziffer 1 ein N-Bit-DAC, wobei b&sub0;, b&sub1;, ..., bn-1
die Eingangsbits des DAC sind und VDAC und IDAC jeweils die Ausgangsspannung
und der Ausgangsstrom des DAC bezeichnen; die Bezugsziffer 2 bezeichnet
hingegen ein zeitkontinuierliches Tiefpass-Rekonstruktionsfilter, das dem DAC
nachgeschaltet angeordnet ist; VO ist die Ausgangsspannung:
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Das Rekonstruktionsfilter 2 muss eine hohe Dämpfung für Frequenzen nahe der
Abtastfrequenz fS des DAC bereitstellen, jedoch muss es zugleich im Hinblick auf
die Flächenbelegung effizient sein, falls der DAC in einer integrierten Schaltung
verwendet werden soll, wo natürlich das Erfordernis minimaler Flächenbelegung
einer der wichtigsten Faktoren ist.
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Es ist den Fachleuten bekannt, dass dies zwei einander entgegengerichtete
Erfordernisse sind.
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Es ist daher nötig, einen Kompromiss zu erzielen, wie in den Fig. 3a und 3b
gezeigt. Die in diesen Figuren gezeigten Filter sind Tiefpassfilter zweiter Ordnung;
die in Fig. 3b gezeigte Lösung ist jedoch diejenige, die praktisch zwingend ist,
wenn man mit Versorgungsspannungen von weniger als 3 V arbeitet.
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Diese Lösung ist ziemlich flächeneffizient, wenn das Eingangssignal eine
Spannung ist, jedoch sehr ineffizient, wenn das Eingangssignal ein Strom sein muss,
wie in Fig. 3c gezeigt durch Anlegen nur des Norton-Äquivalents an den Eingang
von Fig. 3b.
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Ein numerisches Beispiel wird nun beschrieben, um die obige Erläuterung zu
verdeutlichen.
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Angenommen, dass ein DAC entwickelt wurde, der einen Endwert-
Spannungsausgang bzw. maßstäblichen Spannungsausgang ViFS hat, und dass
eine Endwert-Spannung bzw. eine maßstäbliche Spannung am Ausgang des
Rekonstruktionsfilters erforderlich ist. Es sei ebenfalls angenommen, dass für das
Filter eine Grenzfrequenz von ungefähr 270 kHz ausgewählt wurde.
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Die Werte der Komponenten von Fig. 3b sind wie folgt:
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R&sub1; = R&sub2; = R&sub3; = 50 kohm C&sub1; = 25,2 pF C&sub2; = 5,6 pF
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Es sei auch angenommen, dass man beabsichtigt, einen DAC mit einem
Endwert-Stromausgang bzw. maßstäblichen Stromausgang IDACFS = 160 uA zu
verwenden und dass man auch nach einer Endwert-Ausgangsspannung bzw.
maßstäblichen Ausgangsspannung VOFS = 0,5 V von dem Rekonstruktionsfilter mit
einem Frequenzgang strebt, der identisch ist, mit dem des zuvor mit dem
Spannungsausgang-DAC verwendeten Filters.
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Da R&sub3;IDACFS = VOFS gelten muss, ist R&sub3; = 3,125 kohm und daher R&sub1; = R&sub2; = R&sub3; =
3,125 kohm.
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Daher müssen, um den gleichen Frequenzgang wie bei dem vorhergehenden
Filter zu haben, jeweils die Werte von C&sub1; und C&sub2; 403,2 pF und 89,6 pF betragen.
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Demgemäß ist die Fläche, die auf dem Silizium belegt wird, um die Werte dieser
Komponenten zu integrieren, ungefähr 16 mal größer als die Fläche, die belegt
wird, um die Komponenten von Fig. 3b zu integrieren, infolge der relativ kleinen
spezifischen Kapazität, die in integrierten Schaltungen bereitgestellt werden
kann.
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Daher ist das Rekonstruktionsfilter im Falle eines Stromeingangs (und daher
eines Stromausgangs am DAC) vom Standpunkt der auf dem Siliziumwafer bzw.
der Siliziumscheibe belegten Fläche sehr verschwenderisch.
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Das Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein flächeneffizienten
Rekonstruktionsfilter bereitzustellen, insbesondere für stromgesteuerte Digitäl-Analog-
Wandler.
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Im Rahmen dieses Ziels ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein
Rekonstruktionsfilter für stromgesteuerte Digital-Analog-Wandler bereitzustellen,
das im Hinblick auf seine Integration in einen integrierten Schaltkreis optimiert ist.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Rekonstruktionsfilter
für stromgesteuerte Digitäl-Analog-Wandler bereitzustellen, in dem das
Rekonstruktionsfilter mit Stromeingang die gleiche Flächenbelegung hat, wie das
entsprechende Rekonstruktionsfilter mit Spannungseingang.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Rekonstruktionsfilter
mit einem Stromeingang bereitzustellen, das die gleiche Transferfunktion, wie ein
entsprechendes Rekonstruktionsfilter mit Spannungseingang hat.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Rekonstuktionsfilter
bereitzustellen, das sehr zuverlässig ist, relativ leicht herzustellen ist und einen
konkurrenzfähigen Preis hat.
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Dieses Ziel, diese und weitere Aufgaben, welche nachfolgend aufgezeigt werden,
werden erreicht durch ein flächeneffizientes, zeitinvariantes Tiefpass-
Rekonstruktionsfilter zweiter Ordnung, insbesondere für stromgesteuerte Digital-
Analog-Wandler, das aufweist: einen ersten Widerstand und eine erste Kapazität,
welche parallel geschaltet sind; einen Operationsverstärker; einen Anschluss
eines zweiten Widerstandes, der mit dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers verbünden ist, einen weiteren Anschluss des zweiten
Widerstandes, der mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt des ersten Widerstandes
und der ersten Kapazität verbunden ist; eine zweite Kapazität, die zwischen dem
Ausgang des Operationsverstärkers und dem Invertierenden Eingang rückgeführt
ist; dadurch gekennzeichnet, dass es aufweist: ein zusätzliches Paar von
Widerständen, die derart angeordnet sind, um zwischen dem Ausgang und dem
invertierenden Eingang rückgeführt zu werden, ein Stromsignal, das von einem Strom
aufwärts bzw. aufwärts dies Rekonstruktionsfilters angeordneten Digital-Analog-
Wandler eintrifft und einem gemeinsamen Verbindungspunkt des zusätzliches
Paars von Widerständen zugeführt wird.
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Weitere Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus
der Beschreibung eines bevorzugten, jedoch nicht ausschließlichem
Ausführungsbeispiel des Rekonstruktionsfilters gemäß der Erfindung, das nur als
nichtbeschränkendes Beispiel in dem beigefügten Zeichnungen dargestellt ist, in
denen:
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Fig. 1 ein Diagramm ist, in das das Signal am Ausgang eines DAC
eingezeichnet ist;
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Fig. 2 ein Blockdiagramm eines DAC mit einem diesem nachgeschalteten
Rekonstruktionsfilter ist;
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Fig. 3a und 3b Schaltungsdiagramme eines herkömmlichen zeitkontinuierlichen
Tiefpass-Rekonstruktionsfilters zweiter Ordnung mit Spannungseingang
sind, die den DACs nachgeschaltet sind, wie in Fig. 2 gezeigt;
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Fig. 3c ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen zeitkontinuierlichen
Tiefpass-Rekonstruktionsfilters zweiter Ordnung mit Stromeingang ist, das
konzeptionell dem in Fig. 3b gezeigten Filter entspricht; und
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Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines zeitkontinuierlichen
Tiefpass-Rekonstruktionsfilters zweiter Ordnung mit Stromeingang gemäß der vorliegenden
Erfindung ist.
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Bezugnehmend auf die obigen Figuren werden die Fig. 1 bis 3c nachfolgend
nicht weiter beschrieben, da auf diese bereits in der Beschreibung des Standes
der Technik und der diesbezüglichen Probleme Bezug genommen worden ist.
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In den verschiedenen Figuren bezeichnen identische Bezugsziffern und.
Buchstaben identische Elemente.
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Die einzige Bezugnahme auf die Fig. 3a-3c betrifft die Definition der
Transferfunktionen dieser Filter, die jeweils wie folgt sind.
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Für das Filter von Fig. 3a:
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VO(s)/Vi(s) = 1/[1 + sC&sub1;(R&sub1; + R&sub2;) + s²C&sub1;C&sub2;R&sub1;R&sub2;]
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Für das Filter von Fig. 3b:
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VO(s)/Vi(s) = (R&sub3;/R&sub1;)/[1 + sC&sub2;(R&sub2; + R&sub3; + R&sub2;R&sub3;/R&sub1;) + s²C&sub1;C&sub2;R&sub2;R&sub3;]
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Und schließlich für das Filter von Fig. 3c:
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VO(s)/IDAC(s) = R&sub3;/[1 + sC&sub2;(R&sub2; + R&sub3; + R&sub2;R&sub3;/R&sub1;) + s²C&sub1;C&sub2;R&sub2;R&sub3;]
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wobei R&sub1;IDAC = Vi(s).
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Das in Fig. 4 gezeigte Rekonstruktionsfilter gemäß der Erfindung ist vom
zeitkontinuierten Tiefpass-Typ zweiter Ordnung und weist einen Operationsverstärker 3
auf, der vorteilhafterweise in einer invertierende Konfiguration vorgesehen ist,
wie in Fig. 3a-3c, und wobei dessen nicht-invertierender Eingang mit Masse
verbunden ist.
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Ein erster Widerstand R&sub1; ist einem ersten Kondensator (C&sub1;) parallelgeschaltet
und ein zweiter Widerstand (R&sub2;) ist mit einem Anschluss mit einem gemeinsamen
Verbindungspunkt des ersten Widerstandes und des ersten Kondensators
verbunden und mit seinem anderen Anschluss mit dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers 3.
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Ein zweiter Kondensator C&sub2; ist zwischen dem Ausgang VO des
Operationsverstärkers 3 und dem invertierenden Eingang rückführend angeschlossen und zwei
Widerstände R3A und R3B sind jeweils parallel zu diesem zweiten Kondensator
geschaltet; diese Widerstände sind miteinander in Reihe geschaltet und der
Strom 1DAC wird einem gemeinsamen Verbindungspunkt derselben zugeführt. Der
Vergleich zwischen dieser Schaltungslösung (die in Fig. 4 gezeigt ist) und der
Schaltungslösung von Fig. 3c zeigt, dass der Widerstand R&sub3; von Fig. 3c in die
Reihenschaltung von zwei Widerständen R3A und R3B aufgeteilt ist (jeweils dritte
und vierte Widerstände), so dass die Summe dieser letzten beiden Widerstände,
die in Reihe geschaltet sind, in ihrem Wert gleich dem Widerstand R&sub3; ist.
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Der Strom IDAC tritt direkt in den gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen den
Widerständen R3A und R3B ein.
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Berechnung der Transferfunktion des Filters gemäß der Erfindung zeigt, dass
auch in dem Fall eines Rekonstruktionsfilters mit Stromeingang (IDAC) sich die
Transferfunktion des Filters nicht ändert und immer gleich der des Filters von Fig.
3b ist; vor allem ist jedoch die Flächenbelegung wesentlich kleiner als die des
Filters von Fig. 3c (tatsächlich entspricht sie der des Filters von Fig. 3b).
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Die Transferfunktion ist deshalb
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VO(s)/IDAC(s) = R3B/[1 + sC&sub2;(R&sub2; + R3A + R3B + R&sub2;(R3A + R3B)/R&sub1;) + s²C&sub1;C&sub2;R&sub2;(R3A + R3B]
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und daher ist R3A + R3B = R3 und R3BIDAC = VOFS.
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In der Praxis wurde beobachtet, dass das Rekonstruktionsfilter gemäß der
Erfindung vollständig die beabsichtigten Ziele erreicht und Aufgaben löst, da es
ermöglicht, die von dem Filter mit Stromeingang belegte Fläche zu optimieren und
zwar in einer Weise, die einem Spannungseingang-Rekonstruktionsfilter
entspricht, so dass auf diese Weise eine effiziente Verwendung derselben in einem
integrierten Schaltkreis ermöglicht wird.
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Das auf diese Weise erhaltene Rekonstruktionsfilter kann verschiedenen
Modifikationen und Änderungen unterzogen werden, von denen einige innerhalb des
Schutzbereichs des erfindungsgemäßen Konzepts, wie dieses in den
anliegenden Ansprüchen definiert ist, liegen können; alle Details können auch durch
andere technisch äquivalente Elemente ersetzt werden.
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In der Praxis sind die verwendeten Materialien entsprechend den Anforderungen
und dem Stand der Technik beliebig, solange sie mit der besonderen
Verwendung sowie den Dimensionen kompatibel sind.
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Wo technische Merkmale, die in einem der Ansprüche genannt sind, von
Bezugszeichen gefolgt werden, wurden diese Bezugszeichen zum alleinigen Zweck
der Erhöhung der Verständlichkeit der Ansprüche eingefügt und demgemäß
haben derartige Bezugszeichen keinen beschränkenden Effekt auf die
Interpretation von einem Element, das beispielhaft durch derartige Bezugszeichen
gekennzeichnet ist.