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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Diese
Erfindung betrifft elektronische Schaltungen und insbesondere Schutzschaltungen
für elektrostatische
Entladung (ESD-Schutzschaltungen).
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
Verwendung von Schutzschaltungen für elektrostatische Entladung
(ESD-Schutzschaltungen)
zum Schützen
von Eingangs- und Ausgangsschaltungsanordnungen vor ESD ist wohlbekannt, wie
in den zum Stand der Technik gehörenden
Patenten US-A-5 268 588, US-A-4 896 243, US-A-5 077 591, US-A-5 060 037, US-A-5
290 317, US-A-5 225 702 und US-A-5 290 724, die alle auf Texas Instruments
Incorporated, den Erwerber der vorliegenden Anmeldung, übertragen
sind, dargelegt ist.
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Das
europäische
Patent 0 413 054 sieht eine vertikale Transistorvorrichtung für den ESD-Schutz vor.
Ein Bereich, der den gleichen Leitfähigkeitstyp aufweist wie der
Emitterbereich, stellt einen Pinch-Widerstand zwischen dem Basiskontakt
und dem Basisbereich zusätzlich
zu einer Feldhomogenisierungswirkung bereit.
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US-A-5
166 764 sieht einen Bipolartransistor für den ESD-Schutz vor, der potentialfreie
Elektroden zum Definieren eines auf gleichem Potential liegenden
Basisbereichs aufweist, um die effektive Größe des Transistors zu erhöhen.
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US-A-5
170 240 sieht eine Doppeltransistorstruktur für den ESD-Schutz vor, wobei
ein Transistor ein Eingangstransistor ist und ein zweiter Transistor ein
Triggertransistor ist. Die beiden Transistoren sind in Kaskade geschaltet
und haben eine gemeinsame Kollektorkonfiguration.
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Viele
ESD-Schutzschaltungen verwenden ein zweistufiges Schutzschema an
Schaltungseingängen,
wie in der bekannten Technik in 1 dargestellt
ist. Typischerweise durchläuft
der Hochstromimpuls eines ESD-Ausschlags die Primärklemme, welche
die Spannung an der Kontaktstelle klemmt. Diese Spannung ist jedoch
noch zu hoch, damit die Schaltungsanordnung sie empfangen könnte, weshalb
die Sekundärklemme
die Spannung auf einen sicheren Wert klemmt. Die Strombegrenzungsstruktur beschränkt den
Stromfluss, so dass die Sekundärklemme
nicht übermäßig groß zu sein
braucht.
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Während sich
Komplementär-Oxidhalbleiterprozesse
(CMOS-Prozesse) zu kürzeren
Transistorkanälen
und Gateoxiden entwickeln, wird es schwieriger, sowohl Eingangs-
als auch Ausgangsschaltungen vor Schäden durch ESD zu schützen. Wenn
das Gateoxid von Transistoren dünner
wird, wird die Durchbruchspannung des Gateoxids beispielsweise niedriger
als die Durchbruchspannungen der Standard-CMOS-Prozessflussdiffusionen.
Daher schützen
die Standard-ESD-Klemmen aus dem Stand der Technik das Gateoxid
nicht mehr vor ESD, weil das Gateoxid versagt, bevor die ESD-Klemme
das Klemmen des ESD-Impulses einleitet.
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Primärklemmen
aus dem Stand der Technik weisen auch Beschränkungen auf. Sie weisen hohe Klemmspannungen
auf, welche wenig Spielraum für "IR-Abfälle" bieten, welche infolge
der großen
Ströme und
des kleinen Metallisierungswiderstands in Schutzschaltungen für elektrostatische
Entladung auftreten. Eine Primärklemmenschaltung,
die ESD-Impulse bei niedrigeren Spannungspegeln klemmen könnte, wäre vorteilhaft.
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Ausgangsschaltungen
erleiden auch Niederpegel-ESD-Schäden. Falls die Ausgangsvorrichtung gleichmäßig durchbricht,
absorbiert sie die ESD-Energie. Die Ausgangsvorrichtung schaltet
jedoch möglicherweise
nicht vollständig
oder gleichmäßig ein, sondern
sie leitet vielmehr in lokalisierten Bereichen bei einem Spannungswert,
der niedriger ist als der Vorrichtungsdurchbruch. Wenn dies geschieht,
wird ein "Hot Spot" erzeugt, und die
Vorrichtung erleidet Schäden.
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Wenn
NPN-Transistoren für
den ESD-Schutz bei Submikrometer-BiCMOS- und -CMOS-Anwendungen verwendet werden,
skaliert der ESD-Schwellenpegel weiterhin typischerweise mit der
Länge des
Emitterfingers und nicht mit der Anzahl der bereitgestellten Finger.
Beispielsweise haben NPN mit einem 100 μm langen Emitter eine ESD-Schwelle
von etwa 3,6–3,9
kV für
Submikrometer-BiCMOS-Prozesse. Weil geringe Kontaktstellenabstände in VLSI-
und ULSI-Produkten die Länge und
die Größe des schützenden
NPN-Transistors
beschränken
und die ESD-Grenzschwelle festlegen, wäre es wünschenswert, eine ESD bereitzustellen, welche
die Herausforderungen einer verringerten räumlichen Verfügbarkeit,
einer erhöhten
Spannungsschwelle, einer niedrigen Parallelkapazität und eines
niedrigen Reihenwiderstands, der an Eingangs- und Ausgangskontaktstellen
vorzugsweise kleiner als etwa 0,5 Ohm ist, erfüllt.
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Die
vorliegende Erfindung sieht eine Schutzstruktur-Schaltung für elektrostatische
Entladung mit mehreren Emittern vor, welche aufweist: eine erste Halbleiterschicht
eines ersten Leitfähigkeitstyps,
eine zweite Halbleiterschicht eines zweiten Leitfähigkeitstyps,
der demjenigen der ersten Halbleiterschicht entgegengesetzt ist,
wobei sie im Wesentlichen über der
ersten Halbleiterschicht liegt, eine dritte Halbleiterschicht des
zweiten Leitfähigkeitstyps,
die über der
zweiten Halbleiterschicht liegt, mehrere erste Bereiche des zweiten
Leitfähigkeitstyps,
wobei sich die ersten Bereiche durch die dritte Halbleiterschicht
erstrecken, so dass eine elektrische Verbindung mit der zweiten
Halbleiterschicht hergestellt wird, mehrere zweite Bereiche, die
seitlich von den mehreren ersten Bereichen beabstandet sind, wobei
die zweiten Bereiche den ersten Leitfähigkeitstyp aufweisen und die zweiten
Bereiche körperlich
mit der dritten Halbleiterschicht verbunden sind, mehrere dritte
Bereiche und mehrere vierte Bereiche, die zwischen den zweiten Bereichen
angeordnet sind, wobei die dritten und vierten Bereiche alternierend
angeordnet sind, die dritten und die vierten Bereiche den ersten
Leitfähigkeitstyp
aufweisen, die vierten Bereiche stärker dotiert sind als die dritten
Bereiche und die vierten Bereiche elektrisch mit den zweiten Bereichen
verbunden sind, und mehrere seitlich beabstandete fünfte Bereiche,
die jeweils zumindest teilweise innerhalb eines jeweiligen dritten
Bereichs liegen, wobei die fünften
Bereiche jeweils einen Emitterbereich des zweiten Leitfähigkeitstyps
bilden.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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Weitere
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden beim Lesen
der Beschreibung in Zusammenhang mit der Zeichnung verständlich werden,
in der gleiche Bezugszahlen in den verschiedenen Ansichten entsprechende
Teile bezeichnen und in der bestimmte Aspekte der dargestellten Strukturen
im Interesse der Klarheit übertrieben
gezeigt sind, wobei:
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1 ein
Blockdiagramm ist, in dem eine herkömmliche ESD-Schutzschaltung dargestellt ist,
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2 eine
Graphik von NPN-Transistor-Basisvorspannungen ist,
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3 eine
schematische Darstellung einer ESD-Schutzschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung ist,
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4 ein
Querschnitt der in 3 schematisch dargestellten
Schaltung ist,
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5 eine
weitere schematische Darstellung der ESD-Schutzschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung ist,
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6 eine
Schnittansicht einer ESD-Schaltung vom Typ II ist,
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7 eine
Graphik ist, in der die Schwellenspannung für verschiedene Typen von NPN-Transistorschaltungen
in Bezug zur Anzahl der Emitterfinger dargestellt ist,
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8 eine
Graphik ist, in der die ESD-Wirksamkeit für verschiedene Typen von NPN-Transistorschaltungen
in Bezug zur Anzahl der Emitterfinger dargestellt ist, und
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9 eine
Schnittansicht einer ESD-Schaltung vom Typ III ist.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
ESD-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
stellt die verhältnismäßig niedrige
Parallelkapazität
(typischerweise < 0,5
pF) und den verhältnismäßig niedrigen
Reihenwiderstand (typischerweise < 0,5
Ohm) an Eingangs- und Ausgangskontaktstellen der Schaltung bereit,
welche für
die gegenwärtig
und künftig
vorgesehenen Generationen von bipolaren bzw. BiCMOS-Submikrometer-Schaltungsschutzschemata
erwünscht
sind. Um bei 0,8-μm-BiCMOS-Prozessen
eine ESD-Schwelle von 4 kV zu erhalten, ist ein einziger 110-μm-NPN-Transistor
erforderlich. Ein solcher NPN-Transistor belegt etwa 15 μm × 116 μm (= 1740 μm2) an Siliciumfläche, woraus sich eine ESD-Wirksamkeit von etwa
2,3 V/μm2 ergibt (gemessen in ESD-Volt je Einheit
der Schutzfläche).
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Wie
nachstehend in weiteren Einzelheiten erklärt wird, stellt die ESD-Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung eine ESD-Schaltung mit einer höheren Wirksamkeit und einer
besseren Platzausnutzung bereit, die durch gleichmäßiges Einschalten von
Mehremitterfingern von einer internen Zenerdioden-Stromquelle erreicht
wird. Die Zenerdiode ist auch dazu in der Lage, die Auslösespannung
der Schutzschaltung von den typischen ~18 V auf ~7 V zu verringern,
ohne eine zusätzliche
Reihenimpedanz in den Signalweg einzubringen, wodurch eine NPN-Struktur
erzielt wird, die besonders gut geeignet ist, um bipolare und CMOS-Ein-
und Ausgabepuffer zu schützen.
Die Flächenanforderungen
für die ESD-Schutzschaltung
gemäß der vorliegenden
Erfindung betragen nur etwa 39 μm × 28,5 μm (= 1111 μm2), um eine ESD-Schwellenspannung von 4 kV zu erhalten,
woraus sich ein Wirksamkeitsgewinn von ~3,6 V/μm2 ergibt
(verglichen mit ~2,3 V/μm2 für
typische Einzelemitterentwürfe).
Die vorstehend erwähnte
Flächenverringerung
führt zu
einer Verringerung der Parasitärkapazität von ~56%
im Vergleich zu Einzelemitterentwürfen.
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Die
vorstehend erwähnten
Schwierigkeiten und Beschränkungen
von ESDs aus dem Stand der Technik sind in 2 dargestellt,
worin eine typische Hochstrom-Spannung-Kurve für einen NPN-Transistor mit
verschiedenen Basisvorspannungen dargestellt ist. Durch Erden der
Basis triggert der NPN-Transistor an der Kollektor-Basis-Durchbruchspannung
("BV") BVcbo und
springt zum Lawinenmodus zurück,
um den hohen ESD-Strom zu leiten. Die Triggerspannung der Basisspannungs-Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung
BVceo ist jedoch zu hoch, um Eingabe- und
Ausgabepuffer bei Submikrometerprozessen zu schützen. Wie in 2 angegeben
ist, kann der NPN-Transistor, wenn die Basis vorgespannt ist, in
den Lawinenmodus eintreten, ohne dass ein Zurückspringen auftritt. Demgemäß kann, wie
allgemein in 3 dargestellt ist, eine Zener-Triggerschaltung 30 in
die vorgeschlagene Schutzstruktur aufgenommen werden, um die Triggerspannung
zu verringern. Die Zener-Triggerschaltung 30 weist eine
Zenerdiode 32 auf, die seriell zwischen eine Kontaktstelle 34 und
einen Widerstand 36 geschaltet ist. Eine Anode der Zenerdiode 32 ist
an den Basisanschluss eines NPN-Transistors 38 angeschlossen,
der auch zwischen die Kontaktstelle 34 und Masse geschaltet
ist. Die Zenerschaltung 30 ist in der Lage, die Verlustleistung
zu verringern, wenn sie durch Nebenschließen des Stroms durch den NPN-Transistor 38 nach
dem Durchbruch der Zenerdiode 32 als eine Primärklemme
verwendet wird.
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Die
Zener-Durchbruchspannung sollte so ausgelegt werden, dass sie etwas
höher ist
als die Versorgungsspannung, so dass die Schutzschaltung nicht während des
normalen Schaltungsbetriebs "einschaltet". Bei einem ESD-Ereignis
leitet die Zenerdiode 32 Strom zum Vorspannen der Basis,
um den NPN-Schutztransistor 38 "durchzuschalten", wenn die Spannung
an der Kontaktstelle die Zener-Durchbruchspannung übersteigt.
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Vor
der Entwicklung der vorliegenden Erfindung war nur bekannt, dass
die ESD-Schwellenspannung als Funktion der Emitterfingerlänge und nicht
als Funktion der Anzahl oder der Dichte der Emitterfinger skalierbar
ist. Gemäß den nachstehend dargelegten
Lehren der vorliegenden Erfindung kann die ESD- Schwellenspannung entsprechend der Bereitstellung
einer Zenerdiode und der Anzahl der Emitterfinger skaliert werden,
wodurch erheblich kompaktere und wirksamere ESD-Schaltungen für Vorrichtungen
mit einer weiter verkleinerten Geometrie ermöglicht werden.
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Eine
ESD-Schutzschaltung 40 mit einer hohen Wirksamkeit, die
eine NPN-Struktur
mit vier Emittern gemäß den Lehren
der vorliegenden Erfindung aufweist, ist in 4 dargestellt.
Die dargestellte Schaltung 40 wurde in einem 0,8-μm-BiCMOS-Prozess
hergestellt, es ist jedoch zu verstehen, dass die Grundgedanken
und Lehren der vorliegenden Erfindung in geeigneter Weise für die Verwendung
mit anderen Prozessen, wie Submikrometer-Bipolarprozessen, aufwärts- oder
abwärtsskaliert
werden können.
Die Schaltung 40 besteht aus einem P-Substrat 42,
das unter einer vergrabenen N+-Schicht 44 liegt.
Das P-Substrat besteht
aus einem geeigneten Material, wie Bor, das durch Gitterzwischenstellen
diffundiert.
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Die
vergrabene N+-Schicht besteht aus einem
Material, wie Antimon, das durch Gitterfehlstellen diffundiert.
Eine N-Wanne 46 liegt über
der vergrabenen N+-Schicht 44 und
ist mit einem durch Gitterzwischenstellen diffundierenden Material,
wie Phosphor, dotiert. Verhältnismäßig schmale
P-Bereiche oder Bänder 48,
die mit Bor oder anderen geeigneten durch Zwischenstellen diffundierenden
Medien bei typischerweise höheren
Konzentrationen als jenen des P-Substrats dotiert sind, sind angrenzend
an die Enden der vergrabenen N+-Schicht 44 und
der N-Wanne 46 positioniert. Verhältnismäßig schmale N+-Zonen 50,
welche als der Kollektor der NPN-Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung
dienen, erstrecken sich von der vergrabenen N+-Schicht 44 durch
die N-Wanne 46 bis über
eine obere Fläche der
N-Wanne. Eine geeignete Oxidschicht 52, beispielsweise
aus SiO2, ist über den P-Bereichen 48 entwickelt
und erstreckt sich zusammen mit der seitlichen Begrenzung der N+-Zonen 50. Oxidschichten 54 sind
auch über
der N-Wanne 46 entwickelt, so dass sie zwischen der N+-Schicht 44 und
einer P+-Zone 56 liegen, welche
als die Basis der NPN-Vorrichtung 40 dienen.
Demgemäß sind die
NPN-Kollektor/N+-Zonen 50 durch die
Oxidschichten 52 und 54 elektrisch von den P+-Bereichen/der NPN-Basis 56 isoliert,
jedoch elektrisch miteinander und mit der Kontaktstelle 34 verbunden,
wie durch eine elektrische Zuleitung 58 angegeben ist.
Die NPN-Basis/die P+-Bereiche 56 sind durch eine
elektrische Zuleitung 60 elektrisch miteinander verbunden.
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Zwischen
der NPN-Basis/den P+-Bereichen 56 befindet
sich eine alternierende Anordnung einer Anzahl "N + 1" von P-dotierten Abschnitten 62 und
einer Anzahl "N" von P+-Bereichen 64,
wobei "N" der Anzahl der bereitzustellenden
NPN-Emitter 65 entspricht. Gemäß der erläuterten Ausführungsform
und wie nachstehend in weiteren Einzelheiten erklärt wird,
beträgt
die Anzahl der NPN-Emitter 65 vier. Dementsprechend
beträgt
der Wert von N 4. Es ist jedoch zu verstehen, dass die Grundgedanken
und Lehren der vorliegenden Erfindung in gleichem Maße auf ESD-Schaltungsstrukturen
anwendbar sind, die eine größere oder
kleinere Anzahl von NPN-Emittern aufweisen.
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Jeder
NPN-Emitter 65 besteht aus einer N+-Diffusion 66,
die unter einer Polysiliciumschicht 68 liegt und damit
verbunden ist. Für
die dargestellte Vorrichtung des Typs I ist die Polysiliciumschicht 68 als
eine Anzahl "N +
1" diskreter Bereiche
konfiguriert, um die Dotierung der P+-Implantationszonen 64 in
einer auf dem Fachgebiet wohlbekannten Weise zu ermöglichen.
Jede eigenleitende Basis eines einzelnen NPN-Transistors ist durch
ein Paar störstellenleitender
Basiswiderstände 70a und 70b (in 5 gemeinsam
als Rb1 bezeichnet) mit einem benachbarten P+-Bereich 56/64 verbunden,
wenngleich in der Zeichnung zur Vereinfachung nur ein solches Paar
von Widerständen 70a und 70b dargestellt
ist. Die Emitter 65 sind voneinander getrennt und von P+-Diffusionsbereichen 56/64 umgeben.
Alle P+-Bereiche 56/64 sind
durch eine zusammenhängende Silicidschicht 74 über dem
P+-Bereich elektrisch mit den Basiskontakten 56 des
NPN-Transistors verbunden, wie durch eine Leitung 76 angegeben
ist. Durch Bereitstellen der Silicidschicht 74 an Stelle
von Metallkontakten wird die Raumausnutzung der Schaltung erhöht, weil
die Schicht 74 alle P+-Diffusionsbereiche
mit der Transistorbasis elektrisch verbindet.
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Weiterhin
ermöglicht
die Verwendung von Silicid zur Herstellung der elektrischen Verbindung
eine Verringerung des Abstands zwischen Emitterfingern, weil sperrige
Metallkontakte nicht erforderlich sind.
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Der
Schaltungswiderstand 36 ist parallel zu jedem der geerdeten
Emitter-Polysiliciumbereiche 68 geschaltet,
wie durch eine Leitung 78 angegeben ist. Eine Zenerdiode 80 ist
durch den Emitter-Basis-Übergang
gebildet und dient als die Stromquelle der Schaltung, und sie ist
durch die vorstehend erörterte
elektrische Zuleitung 58 elektrisch mit den seitlichen
N+-Bereichen verbunden. Durch die interne Herstellung
der Zenerdiode 80 im selben Tank, in dem sich der NPN-Transistor
befindet, wird die Raumausnutzung der Schaltung weiter erhöht, wodurch
der Bedarf an Siliciumplatz verringert wird.
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Während eines
ESD-Schaltungsschutzereignisses, welches auftritt, wenn die Spannung
an der Kontaktstelle 34 die Durchbruchspannung für die Zenerdiode 80 übersteigt
(4), leitet die Zenerdiode 80 Strom, um
die Basis 56 und 64 des NPN-Transistors vorzuspannen
und dadurch den Transistorschutz "einzuschalten". Bei einer in einem 0,8-μm-BiCMOS-Prozess
hergestellten ESD-Schaltung 40 beträgt der externe
Basiswiderstand ~1 kOhm, der durch eine Schicht mit einem hohen
Widerstandswert (typischerweise > 500
= 1 kOhm/m2) gebildet ist. Ein Strom von
~1 mA führt
zu einer Spannung von ~1 V am Basisanschluss. Weil die Basiskontakte
(durch die Silicidschicht 74) gleichmäßig von jedem Emitterfinger 65 beabstandet
sind, ist der Widerstand zwischen dem Emitter und der Basis jedes
Emitterfingers gleich (d.h. Rb1 = Rb2 = Rb3 = Rb4 für die in 5 schematisch
dargestellte Schaltung mit 4 Emittern). Wie in dem Schaltungsschema
aus 5 und in dem Schaltungsquerschnitt aus 4 angegeben
ist, kann davon ausgegangen werden, dass jeder Emitterfinger zusammen
mit der Basis und dem Kollektor des Transistors als ein diskreter
NPN-Transistor wirkt. Dementsprechend ist die in dieser Beschreibung
angegebene Erörterung
einer Anzahl von NPN-Emitterfingern und einer parallelen Anordnung von
NPN-Transistoren in der ESD-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
als gleichbedeutend anzusehen, weil jeder Emitterfinger einen vertika len N-P-N-Bereich
einschließt.
Dabei sind die Basis-Emitter-Spannungen aller Emitterfinger-NPN-Transistoren
gleich, was zu einer gleichmäßigen Aktivierung
der parallelen Anordnung von NPN-Transistoren führt. Dagegen stellen Strukturen aus
dem Stand der Technik nicht im Wesentlichen gleiche Basis-Emitter-Spannungen an allen
Emitterfingern bereit. Daher liegen an den Emitterfingern unterschiedliche
Spannungen an, was zu einer ungleichmäßigen Aktivierung der NPN-Transistoren führt, wodurch
die Wirksamkeit der ESD-Schutzschaltungsanordnung verringert wird.
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Die
Funktionscharakteristika der NPN-ESD-Schutzschaltung mit 4 Emittern
gemäß der vorliegenden
Erfindung übertreffen
jene anderer ESD-Schaltungen. In 6 ist eine
ESD-Schaltung 140 vom Typ II mit 4 Emittern dargestellt,
die nicht Teil der beanspruchten Erfindung ist. Dieser Entwurf mit
einer geringen Wirksamkeit unterscheidet sich von der ESD-Schaltung 40 gemäß der vorliegenden Erfindung
(4 und 5) in erster Linie dadurch, dass
er eine externe Stromquelle (180) an Stelle einer internen
Stromquelle aufweist. Weiterhin sind getrennte Transistor-Emitterausläufer nicht
mit diskreten P+-Bereichen 64 (4)
versehen, weil das Polysilicium 168 als eine zusammenhängende Schicht aufgebracht
ist, welche keine Fenster für
die Aufbringung von P+-Bereichen aufweist.
Daher können
die Leistungsfähigkeit
und die Wirksamkeit der Schaltung 140 nicht an jene der
vorliegenden Erfindung herankommen. Diese Mängel sind in den 7 und 8 graphisch
dargestellt, welche sowohl niedrigere Schwellenspannungen als auch
eine (im Allgemeinen) abnehmende Wirksamkeit für die NPN-Struktur sowohl von 6 (Typ
II) als auch von 9 (Typ III) zeigen, welche nicht
Teil der beanspruchten Erfindung sind. Wie in 9 dargestellt
ist, unterscheidet sich die Schaltungsanordnung 240 vom
Typ III von derjenigen gemäß der vorliegenden
Erfindung dadurch, dass eine externe Zenerdiode 280, nicht
beabstandetes Polysilicium 268 (so dass keine Fenster zur
Aufbringung von P+-Bereichen 64 vorhanden
sind (4)) und nur ein einziger N+-Transistorkollektor 250 an
Stelle der gemäß der vorliegenden
Erfindung bereitgestellten zwei Kollektoren 50 bereitgestellt sind.
Weiterhin stellt weder der Entwurf des Typs II (6)
noch des Typs III (9) eine Anzahl von P+-Diffusionsbereichen 64 bereit.
Dementsprechend können
diese Bereiche nicht durch eine Silicidschicht 74 mit Basiskontakten 56 verbunden
werden. Daher sind die Schwellenspannung, die Wirksamkeit und die
Gesamtleistungsfähigkeit
der Schaltung, verglichen mit der ESD-Schutzschaltung 40 gemäß der vorliegenden
Erfindung, beeinträchtigt.
Insbesondere weist die Schaltung 40 vom Typ I (4)
eine günstigere
Schwellenspannungsskalierung auf, als dies mit einem der Entwürfe vom
Typ II oder vom Typ III möglich
ist, weil die Schwellenspannung nahezu linear mit einem Anstieg
der Anzahl der Transistoremitterfinger ansteigt. Eine verbesserte
Schwellenspannungsfunktionsweise vom Typ I ist der Funktion der Emitterfinger
als eine parallele Anordnung von vier äquivalenten NPN-Transistoren mit
einem einzigen Emitter, die gleiche oder nahezu gleiche Basiswiderstandswerte
aufweisen, wobei ihre jeweiligen Kollektoren miteinander verbunden
sind, zuzuschreiben. Folglich löst
ein ESD-Ereignis alle vier (4 und 5)
NPNs gleichzeitig aus. Der ESD-Strom erhöht die Kontaktstellenspannung
kontinuierlich, bis die parallele NPN-Anordnung in den Lawinenmodus
eintritt, um den Strom mit einem Widerstand von nur 1–2 Ohm zu
leiten.
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Das
Bereitstellen eines gleichen oder nahezu gleichen Basiswiderstands
für jeden
der virtuellen NPN-Transistoren ist ein wichtiges Attribut, das
es ermöglicht,
die Schwellenspannung mit der Anzahl der Transistoremitter zu skalieren.
Bei Submikrometer-Bipolar/BiCMOS-Prozessen ist die zweite Durchbruchspannung
(Vt2) eines NPN-Transistors normalerweise
höher als
die "Rücksprungspannung" (BVceo),
wie in 2 dargestellt ist. Das Abgleichen des Basiswiderstands
gewährleistet,
dass alle NPNs "durchschalten", bevor die Spannung
an einem der NPNs Vt2 erreicht.
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Die
Schwellenspannung skaliert infolge der verschiedenen Basiswiderstandswerte
für die
Emitterfinger nicht mit der Anzahl der Emitterfinger für die Struktur
vom Typ III. Das Gleiche gilt, ungeachtet ihrer symmetrischen Doppelkollektorkonfiguration,
für die
Struktur vom Typ II.