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Diese Erfindung bezieht sich auf
die Infrarot-Spektroskopie und insbesondere bezieht sie sich auf
die FT-IR-Spektroskopie basierend auf einem Interferometer vom Michelson-Typ.
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Ein FT-IR-Spektrometer, ein Interferometer des
Michelson-Typs, teilt einen Eingangslichtstrahl in einen reflektierten
Strahl und einen transmittierten Strahl mittels eines Strahlteilers
auf. Jeder geteilte Strahl läuft
entlang seines eigenen Pfads zu einem Rückführspiegel, der ihn zurück zu dem
Strahlteiler entlang desselben Pfads ablenkt. Einer der Rückführspiegel
ist stationär,
während
der andere bewegbar ist, typischerweise entlang eines linearen Pfads zwischen
zwei Grenzen, äquidistant
von einer Bezugsposition. An dem Strahlteiler verbinden sich wieder
die zurückführenden
Teilstrahlen entlang eines gemeinsamen Ausgangspfads, der zu einem
Fotodetektor über
eine Abtaststation führt.
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Wenn sich der bewegbare Spiegel an
einer Bezugsposition befindet, ist der optische Pfad der zwei Teilstrahlen
derselbe, so dass dann, wenn diese Teilstrahlen zu dem Strahlteiler
zurückführen, sie konstruktiv
in Wechselwirkung treten. Dies führt
zu einem großen
Signal, das an dem Fotodetektor erzeugt wird, und dies ist als das
Center- bzw. Mitten-Burst bekannt.
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Falls der bewegbare Spiegel zu dem
ankommenden Teilstrahl hin verschoben wird, verringert sich der
optische Pfad dieses Strahls, und umgekehrt wird, wenn er davon
weg bewegt wird, der optische Pfad vergrößert. Demzufolge werden, wenn
der bewegbare Spiegel von einer Grenze zu einer anderen bewegt wird,
zwei vollständige
Reihen von Differenzwerten des optischen Pfads mit entgegengesetzten Vorzeichen
erzeugt, und dieser Lauf wird als eine OPD-Abtastung bezeichnet.
Das Ausgangssignal des Fotodetektors während einer OPD-Abtastung ist eine
Reihe von übereinandergelegten,
elektrischen Sinuswellen mit unterschiedlichen Frequenzen und Amplituden.
Dieses Signal ist als ein Interterogramm bekannt.
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Solche Interferometer umfassen eine
Referenzlichtquelle, typischerweise einen Laser, der dazu verwendet
wird, die optische Wegdifferenz zu messen. Die Referenz-Ränder, erzeugt während einer OPD-Abtastung,
werden durch einen Fotodetektor erfasst, der ein Referenz-Randsignal
erzeugt, das eine Sinuswelle ist.
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Wenn keine Abtastung an der abgetasteten Position
vorhanden ist, ist das Detektorsignal das Emissionsinterferogramm
der Lichtquelle, typischerweise eine Infrarotquelle. Wenn eine Abtastung
vorhanden ist, ist das Ausgangssignal des Detektors das Interferogramm
der Abtastung, überlagert
auf demjenigen der Lichtquelle. Unter Heranziehen der Fourier-Transformation
des Quellen-Interferogramms und der Fourier-Transformation des Abtast-Interferogramms, überlagert
auf demjenigen der Quelle, ist es möglich, das Spektrum der Probe
zu erhalten.
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf das Erhalten und die Verarbeitung von Interferogrammen,
um solche Spektren zu erhalten. Es ist bei der Verarbeitung von
Interferogrammen bekannt, den Ausgang des Fotodetektors zu einem
Analog-Digital-Wandler zuzuführen,
um eine digitale Darstellung des Interterogramms zu erzeugen. Zeitabstimmungssignale
zum Abtasten des Interferogramms werden typischerweise von den Nulldurchgangspunkten
der Referenz-Ränder
des Lasers, verwendet in dem Interferometer, abgeleitet. In einer
bekannten Anordnung ist der Analog-Digital-Wandler ein Analog-Digital-Wandler vom
Folge-Approximations-Typ, mit einer Probe und einer Halteanordnung,
die bei jedem Referenz-Rand eines Nulldurchgangspunkts abgetastet
wird. Ein Problem mit dem Analog-Digital-Wandler vom Folge-Approximations-Typ
ist dessen relativ schlechtes Signal-zu-Rausch-Verhältnis.
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Eine alternative Anordnung ist in
einem Artikel von Minami und Kawata, veröffentlicht in Applied Optics,
Vol. 32, No. 25, September 1993, Seiten 4822 bis 4826, beschrieben.
Dieser Artikel beschreibt einen Vorschlag zur Verwendung einer Überabtastungstechnik
durch Digitalisieren des Interterogramms unter Verwendung einer
Delta-Sigma(ΔΣ)-Modulationstechnik.
Die Anordnung macht von einer phasenverriegelten Schleife Gebrauch,
um Überabtastimpulse
bei einer Frequenz zu erzeugen, die ein Vielfaches der Referenz-Rand-Frequenz
ist, so dass die Ausgangsrate des Analog-Digital-Wandlers die Referenz-Rand-Frequenz
anpasst. Diese Anordnung leidet unter dem Nachteil, dass die Charakteristika
der phasenverriegelten Schleife zu Ungenauigkeiten in einer Abtastung
führen
können.
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In einem Artikel in Applied Optics
Vol. 35, No. 16, 1. Juni 1996, Seiten 2891–2896, von Brault, „New Approach
to high-precision Fourier Transform Spectrometer Design", schlägt auch
die Verwendung eines Delta-Sigma-Wandlers vor, um das Interferogramm
zu digitalisieren. Der Wandler arbeitet unter einem Takt mit festgelegter
Frequenz, während
die Referenzlaser-Rand-Wellenform zu einem digitalen Zeitgeber zugeführt wird.
Diese Anordnung kann Zeitabstimmungsfehler einführen.
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf eine Technik zum Verarbeiten eines Interferogramms, das
einen Analog-Digital-Wandler, wie beispielsweise einen Delta-Sigma(ΔΣ)-Modulator, überabgetastet
unter einer festgelegten Taktrate, verwendet.
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Demzufolge wird, gemäß der vorliegenden Erfindung,
eine Vorrichtung zum Verarbeiten der Ausgangssignale eines Interferometers
vom Michelsan-Typ geschaffen, verwendet in der Fouriertransformations-Spektroskopie,
dessen Ausgänge eine
Wellenform, aufweisend ein Interferogramm, und eine Wellenform,
Referenz-Interferenz-Ränder darstellend,
umfassen, wobei die Vorrichtung einen Analog-Digital-Wandler zum
Bereitstellen einer digitalen Darstellung der Interferogramm-Wellenform, eine
Einrichtung zum Bereitstellen eines Taktsignals mit festgelegter
Frequenz zu dem Analog-Digital-Wandler und eine Verarbeitungseinrichtung,
aufgebaut so, um die digitale Darstellung der Interferogramm-Wellenform
und eine digitale Darstellung der Referenz-Rand-Wellenform aufzunehmen
und die Eingänge
so zu verarbeiten, um einen digitalen Ausgang zu liefern, der das
Interferogramm darstellt, aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass
die Wellenform, die die Referenz-Ränder darstellt, an einen Eingang eines
zweiten Analog-Digital-Wandlers mit festgelegter Frequenz angelegt
wird, um die digitale Darstellung der Wellenform zu erzeugen.
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Die Abtastsignale für den Analog-Digital-Wandler
können
durch einen oder mehrere Hochgeschwindigkeits-Taktgeber mit festgelegter
Frequenz bereitgestellt werden. Die Frequenz des Taktsignals, zugeführt zu dem
ersten Analog-Digital-Wandler, kann zu der Frequenz des Taktsignals, zugeführt an den
zweiten Analog-Digital-Wandler, unterschiedlich sein.
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Die Verarbeitungseinrichtung kann
so angeordnet sein, um die Zeit zu bestimmen, zu der sich jeder
Referenz-Rand an einem vorbestimmten Bezugspunkt befindet, um die
Interferogramm-Werte von dem Analog-Digital-Wandler zu filtern und
zu interpolieren, um mathematische Funktionen, die Interferogramm-Werte
an Punkten zwischen den Ab tastpunkten darstellen, zu erzeugen, und
um das Interferogramm an den Bezugspunkten von den Funktionen zu
rekonstruieren. Die vorbestimmten Bezugspunkte können einige oder alle der Nulldurchgangspunkte der
Referenz-Ränder
sein. Alternativ können
die Bezugspunkte Punkte zwischen den Nulldurchgangspunkten der Referenz-Ränder sein.
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Der Analog-Digital-Wandler ist vorzugsweise ein
Delta-Sigma-Modulator. In dieser Hinsicht sollte angemerkt werden,
dass es in Bezug auf einen Delta-Sigma-Modulator üblich ist,
dass er mit einem integralen, digitalen Filter ausgeführt ist,
und die Kombination wird gewöhnlich
als ein Delta-Sigma-Wandler bezeichnet. Es sollte ersichtlich werden,
dass die vorliegende Erfindung in ihrem breitesten Sinne die Verwendung
von Delta-Sigma-Modulatoren
ohne das Vorhandensein eines integralen, digitalen Filters vorsieht.
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Die Bestimmung der vorbestimmten
Bezugspunkte kann durch Filtern und Interpolation der Rand-Daten
ausgeführt
werden.
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Die Interpolation der Interferogramm-Werte und
der Rand-Daten kann durch Erzeugen von Daten an zusätzlichen
Punkten unter festgelegten Intervallen zwischen den Abtastpunkten
ausgeführt
werden, dann Anpassen einer Kurve an die zusätzlichen Daten, um Daten kontinuierlich
zwischen den Abtastpunkten zu definieren.
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Die zusätzlichen Punkte können unter
Verwendung einer Mittelpunktinterpolation erzeugt werden.
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Alternativ können die zusätzlichen
Punkte unter Verwendung von Mehrphasen-Filtern erzeugt werden.
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Die Kurvenanpassung kann eine lineare,
kubische oder eine Anpassung einer höheren Ordnung aufweisen.
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Die Erfindung wird nun, anhand nur
eines Beispiels, unter besonderer Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben. In den Zeichnungen:
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1, 1A und 1B zeigen schematische Blockdiagramme
einer ersten Ausführungsform
der Vorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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2 und 2A zeigen Blockdiagramme,
die die Betriebsweise des Verarbeitungsblocks, dargestellt in 1, darstellen, und
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3 zeigt
ein Wellenformdiagramm, das die Betriebsweise der vorliegenden Vorrichtung
darstellt.
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Wie 1 zeigt,
umfasst eine erste Ausführungsform
der Vorrichtung zum Verarbeiten des Interferogrammsignals und des
Referenz-Randsignals eines Interferometers vom Michelson-Typ ein
erstes RC-(Widerstand-Kondensator)-Filter (10), das das Interferogrammsignal
aufnimmt, und ein zweites RC-Filter (11), das das Referenz-Randsignal
aufnimmt. Der Ausgang des RC-Filters (10) wird zu einem
Analog-Digital-Wandler (12) zugeführt, der einen Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
aufweist. Der Delta-Sigma-Wandler weist einen Delta-Sigma-Modulator
(12A) und ein digitales Filter (12B) auf, wie
dies in 1A dargestellt
ist. Der Ausgang des RC-Filters (11) wird zu einem ähnlichen
Delta-Sigma(ΔΣ)-Wandler
(14) zugeführt.
Der Delta-Sigma-Wandler (14) weist einen Delta-Sigma-Modulator (14A)
und ein digitales Filter (14B) auf, wie dies in 14B dargestellt ist. Ein
Hochgeschwindigkeits-Taktgeber (15) liefert Ausgangssignale,
die dazu verwendet werden, Abtastsignale zu dem Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
unter einer vorgeschriebenen Überabtastrate
zu liefern. Es wird ersichtlich werden, dass diese Anordnung eine
festgelegte Taktrate für
jeden Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
liefert. Der Ausgang des Wandlers (12) ist ein zwanzig
Bit niedriges Daten-Raten-Binär-Signal,
das durch das Filter (12B) von dem Ein-Bit-Taktratensignal
von dem Modulator (12A) erzeugt wird, und das zu einem
digitalen Signalprozessor (18) weitergeführt wird,
der auch den Ausgang von dem Wandler (14) aufnimmt. Der
Ausgang des digitalen Signalprozessors (18) ist eine digitalisierte
Darstellung des Interferogramms an den Nulldurchgangspunkten der
Referenz-Ränder.
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Ein wesentliches Merkmal der Anordnung, dargestellt
in 1, ist dasjenige,
dass das Interferogrammsignal unter einer festgelegten Taktrate übertastet
wird, d. h. die Taktrate des Ausgangs des Hochgeschwindigkeitstakts
(15). Dies bedeutet, dass dies die analogen Elektroniken
in dem Interferogrammkanal vereinfacht. Dies bedeutet, dass der Verarbeitungsschwerpunkt
auf eine digitale Datenverarbeitung innerhalb des Blocks (18)
verschoben wird, da das Interferogramm als eine Funktion der Zeit
erhalten ist, im Gegensatz dazu, als eine Funktion einer optischen
Wegdifferenz. Um dies zu bewirken, ist eine Kenntnis der Referenz-Ränder erforderlich,
und dies kann aus einer Digitalisierung des Referenz-Rands erhalten
werden.
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Eine Digitalisierung der Referenz-Ränder durch
den Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
(14) stattet den Prozessor (18) mit zusätzlichen
Informationen aus, um zu ermöglichen,
dass die notwendige Verarbeitung ausgeführt wird. In der Verarbeitung
werden Nulldurchgangswerte von den verfügbaren Daten durch den Prozess
einer Kurvenanpassung rekonstruiert, was unter Bezugnahme auf 2 beschrieben werden wird.
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Der Vorteil ist derjenige, dass die
Elektroniken des Systems relativ einfach sind und die Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
in Fällen
verwendet werden, in denen sie bei ihrem Optimum arbeiten. Es sollte angemerkt
werden, dass, während 1 die zwei Wandler (12)
und (14) so darstellt, dass sie bei derselben Taktfrequenz
arbeiten, sie bei unterschiedlichen, festgelegten Taktfrequenzen
betrieben werden können.
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Allgemein arbeitet der digitale Signalprozessor
(18) so, um das Interferogramm, geliefert durch den Detektor
des Interferometers, entsprechend zu den Referenz-Rand-Nulldurchgangswerten,
zu rekonstruieren, und das betreffende Verfahren weist zwei grundsätzliche
Phasen auf. In einer ersten Phase wird die Zeit, an der jeder Referenz-Rand-Nulldurchgang
auftritt, relativ zu den Zeitpunkten, zu denen die Proben genommen
wurden, bestimmt. In dem Fall einer Referenz-Rand-Digitalisierung
umfasst dies ein Filtern und eine Interpolation der Referenz-Rand-Daten
von dem Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
(14), um einen Satz von mathematischen Funktionen zu erzeugen,
die kontinuierlich die Referenz-Randwerte zwischen Abtastungen definieren. Die
Zeit der Nulldurchgänge
wird aus diesen Funktionen bestimmt.
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In einem kommerziell erhältlichen
Sigma-Delta-Wandler wird der direkte Modulatorausgang gewöhnlich nicht
verfügbar
gemacht und die gefilterte Bandbreite und die Ausgangsdatenrate
von dem Filter sind mit einer Datenrate nahe zu dem Minimum, das
die volle Bandbreite der Ausgangsdaten definieren kann, festgelegt.
Dies stellt Probleme beim genauen Interpolieren der Wandlerdaten
dar, um die kontinuierlichen, mathematischen Funktionen zu erzeugen.
Ein Verfahren zum Erzeugen dieser Funktionen ist dasjenige, einen
Prozess zu verwenden, bei dem zusätzliche Punkte unter festgelegten
Intervallen innerhalb des originalen Abtastintervalls von dem Wandler
erzeugt werden, wobei diese Punkte solche erzeugen, die durch den
Wandler dann erzeugt worden wären,
wenn das digitale Filter in der Lage gewesen wäre, Daten unter einer höheren Rate
auszugeben. Auch ist die Filterbandbreite oftmals zu groß für die Anwendung,
und eine darauffolgende Stufe einer Bandpassfilterung kann erforderlich
sein. Dieses Beispiel nimmt an, dass solche Wandler mit einer festgelegten
Bandbreite und einer minimierten Ausgangsdatenrate verwendet werden,
und dass eine zusätzliche
Filterung und eine Interpolation unter festgelegtem Intervall erforderlich
sind.
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Die Interferogramm-Werte von dem
Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
(12) werden gefiltert und interpoliert, um einen Satz von
mathematischen Funktionen zu erzeugen, der konti nuierlich die Interferogramm-Werte
zwischen Abtastungen definiert. Die Werte der rekonstruierten Interferogramme
den Referenz-Rand-Durchgangszeiten werden dann unter Verwendung
dieser Funktion berechnet. Demzufolge ist die Interpolation ein
Zweistufen-Prozess,
in dem zuerst zusätzliche
Punkte unter festgelegten Intervallen innerhalb des originalen Abtastintervalls
erzeugt werden (d. h. die Datenrate wird erhöht), und zwar unter Verwendung
entweder einer Mittelpunktinterpolation oder von Mehrphasen-Filtern.
Dann wird eine lineare oder kubische Anpassung verwendet, um die Daten
kontinuierlich zwischen diesen Punkten zu definieren.
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Der Vorgang ist in 2 für
das Schema, gezeigt in 1,
dargestellt. In 2 stellen
Blöcke (21, 22)
das Filtern der Interferogramm- und Referenz-Randsignale jeweils
dar, die Blöcke
(23, 24) stellen die Datenratenmultiplikation
dar, der Block (25) stellt eine Bestimmung der Zeit der
Nulldurchgänge
der Referenz-Ränder
dar und der Block (26) stellt die Kurvenanpassung des Interferogramms
dar, um eine digitale Darstellung des Interferogramms an den Nulldurchgangspunkten
zu liefern.
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Die Software-Ausführung, dargestellt in 2, wird nun in weiterem
Detail beschrieben. Zunächst
wird angenommen, dass die ADC's 12 und 14 durch
einen Dual-Kanal-Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler aufgebaut
sind, der zwei analoge Eingänge
besitzt und so synchron jeden Eingang (d. h. das Interferogramm
und das Referenz-Randsignal) unter einer festgelegten Frequenz von
48 kHz abtastet. Die Bandbreite des Ausgangs jedes Kanals reicht
ungefähr
von 0 bis 22 kHz. Der Ausgang von dem Dual-Kanal-Delta-Sigma(ΔΣ)-Wandler
weist dann zwei Datenfolgen an Daten auf, wobei jede unter demselben
Zustand mit einem festgelegten Zeitintervall zwischen den Abtastpunkten
abgetastet wird. Der Datenprozessor berechnet den Wert des IR-Interferogramms
an jedem Punkt, wo der Wert der Referenz-Rand-Sinuswelle durch Null
hindurchführt.
Dies wird als ein zweiteiliger Prozess ausgeführt. Zu Anfang wird, durch
Interpolation der Referenz-Rand-Daten, die Zeit des Nulldurchgangs
relativ zu den Punkten in der Datenfolge bestimmt. Diese Zeit wird
dann bei der Interpolation der IR-Interferogrammdaten verwendet,
um den erforderlichen Nulldurchgang-Interferogrammwert zu erhalten.
Das erhaltene Interferogramm, basierend auf den Nulldurchgangswerten,
kann dann in einer herkömmlichen
Art und Weise einer Fourierransformation unterworfen werden, um
ein Einzelstrahlspektrum zu erzeugen.
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Zwei unterschiedliche Ausführungen
einer Verarbeitung werden nun beschrieben. Eine basiert auf einer
Mittelpunktinterpolation und die andere auf Mehrphasen-Filtern.
In jedem Fall wird die Verarbeitung des IR-Signals und des Referenz-Randsignals ange
passt, um eine Zeitsynchronisation zwischen den Kanälen beizubehalten.
Das Beispiel, das angegeben wird, dient für eine Abtast-OPD-Geschwindigkeit
von 0,2 cm pro Sekunde, wobei die nominale Randfrequenz dahingehend
angenommen wird, dass sie 3 kHz beträgt, und die IR-Signalbandbreite
von 0 bis 2 kHz angenommen wird. Wie erwähnt worden ist, werden die
Daten von jedem Kanal gefiltert, um ein Rauschen zu reduzieren und
ein Aliasing zu vermeiden.
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In einer Ausführung, basierend auf der Mittelpunktinterpolation,
werden die Referenz-Rand-Daten durch das digitale Bandpassfilter 22 hindurchgeführt, das
ein FIR-Typ mit ungefähr
50 Abgriffen bzw. Taps ist. Das Durchlassband beträgt 1 bis
5 kHz. Die Charakteristika dieses Filters bestimmen die Zahl von
Abgriffen, die für
beide Filter verwendet werden. Die IR-Daten werden durch das digitale
Tiefpassfilter 21 hindurchgeführt, das dieselbe Anzahl von
Abgriffen wie das Referenz-Rand-Filter 22 besitzt, und
besitzt eine Bandbreite von 0 bis 2 kHz. In dem nächsten Schritt
werden Zwischenpunkte in den Referenz-Rand-Daten durch Verwendung
einer Mittelpunkt-Interpolationsfunktion erzeugt. Dieser Vorgang kann
wiederholt werden müssen,
bis die Daten ausreichend abgetastet sind.
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Zwischenpunkte in den IR-Daten werden
unter Verwendung einer Mittelpunkt-Interpolationsfunktion erzeugt, um Daten
unter derselben Überabtastrate
wie für
die Referenz-Rand-Daten zu erzeugen. Dies erleichtert eine Datenverarbeitung.
Der nächste Schritt
ist derjenige, eine kontinuierliche Funktion anzupassen, die linear
oder kubisch sein kann, und zwar zu den interpolierten Referenz-Randpunkten auf
jeder Seite eines Nulldurchgangs. Es ist dann möglich, die Zeit zu bestimmen,
unter der die angepasste Funktion gleich zu Null ist.
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Auch wird, wenn eine kontinuierliche
Funktion, die kubisch oder von einer höheren Ordnung sein kann, an
die interpolierten IR-Daten über
dasselbe Lntervall wie dasjenige angepasst, das in dem Referenz-Rand-Nulldurchgang
enthalten ist, und der Wert der Funktion zu der berechneten Nulldurchgangszeit wird
bestimmt. Dies gibt dann den Nulldurchgangs-Interferogrammwert an
dem Ausgang des Blocks (26), dargestellt in 2.
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Der Prozess ist grafisch in 3 der Zeichnungen dargestellt.
In dieser Figur stellt die Kurve (50) die Interferogramm-Wellenform
von dem Detektor dar und die Kurve (51) stellt die Referenz-Rand-Wellenform
dar.
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Die Daten, erhalten an den Abtastpunkten des
Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandlers,
sind mit dem Bezugszeichen (52) für das Interferogramm und dem Bezugszeichen
(53) für
die Referenz-Rand-Wellenform angegeben. Das Bezugszeichen (55)
gibt die zusätzlichen
Punkte an, erzeugt während
der Stufe der Interpolation (Datenratenmultiplikation), und die vorhergesagten
Nulldurchgangspunkte sind bei (56) dargestellt. Die berechneten
Interferogramm-Werte an diesen Nulldurchgangspunkten sind mit dem
Bezugszeichen (57) angegeben.
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Wie vorstehend erwähnt ist,
ist es möglich, ein ähnliches
Ergebnis unter Verwendung einer Ausführung, basierend auf Mehrphasen-Filtern,
zu erhalten. Mehrphasen-Filter sind ein Satz von FIR-Digital-Filtern,
wobei jedes davon ein angepasstes Frequenz-Ansprechverhalten besitzt, allerdings
eine unterschiedliche, fraktionale Gruppenverzögerung. Eine Beschreibung von
Mehrphasen-Filtern kann in „Interpolation
and Decimation of Digital Signals" von R. E. Crochiere und LR. Rabiner,
Proc IEEE, Vol. 69, No. 3, März
1981, Seiten 300–330,
gefunden werden. Diese Maßnahme
hat den Vorteil, dass redundante Berechnungen entfernt werden und
dass ein geringerer Datenspeicher erforderlich ist, um zu arbeiten.
Sie erfordert allerdings mehr Speicher für die Speicherung von Filterkoeffizienten.
Allerdings erzeugen mathematisch diese Ausführung und die Ausführung der Mittelpunktinterpolation
im Wesentlichen identische Prozessdaten. Die Schritte in der Mehrphasen-Filter-Ausführung können wie
folgt zusammengefasst werden:
- (1) Zu Anfang
sagt die Software vorher, wo in der Datenfolge der nächste Referenz-Rand-Nulldurchgang
auftreten wird. Diese Vorhersage basiert auf der bekannten Randperiode
und der Position des letzten Nulldurchgangs. Die Vorhersage bestimmt
die Stelle des Durchgangs zu einem Bruchteil von 1/16 des originalen
Abtastintervalls.
- (2) Die geeigneten Durchlassband-Mehrphasen-Filter werden verwendet,
um interpolierte Werte des Referenz-Rands zu erzeugen, und zwar
auf jeder Seite der erwarteten Nulldurchgangsposition, wobei beide
Punkte angrenzende 1/16 Unterteilungen des originalen Abtastintervalls
sind. Andere Punkte müssen
nicht berechnet werden.
- (3) Die geeigneten Tiefpass-Mehrphasen-Filter (0 bis 2 kHz)
werden verwendet, um zwei Werte der interpolierten IR-Daten auf
jeder Seite der Referenz-Rand-Nulldurchgangsposition
zu erzeugen, wobei die vier Punkte angrenzende 1/16 Un terteilungen
der originalen Abtastrate sind. Andere Punkte müssen nicht berechnet werden.
- (4) Eine kontinuierliche Funktion, die linear sein kann, wird
an die Referenz-Randpunkte
auf jeder Seite des Nulldurchgangs angepasst. Hieraus wird die Zeit,
zu der die Funktion gleich zu Null ist, bestimmt.
- (5) Eine kontinuierliche Funktion, die kubisch sein kann, wird
an die IR-Daten über
dasselbe Intervall wie dasjenige angepasst, das in dem Referenz-Rand-Nulldurchgang enthalten
ist, und der Wert der Funktion zu der berechneten Nulldurchgangszeit
wird bestimmt.
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In einer Ausführung, basierend auf Mehrphasen-Filtern,
ist es möglich,
in einem einzelnen Schritt zu filtern und zu interpolieren, d. h.
die Blöcke
(21) und (23) und die Blöcke (22) und (24)
der 2 zu kombinieren.
Dies ist in 2A dargestellt.
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Die Ausführung mit dem Mehrphasen-Filter erzeugt
ein Signal entsprechend zu dem Nulldurchgang-Interferogramm, dargestellt
an dem Ausgang des Blocks (26) in 2A.
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Es wird demzufolge gesehen werden,
dass Ausführungsformen
der Erfindung durch Überabtasten
der Interferogramm-Wellenform unter einer festgefegten Taktrate
unter Verwendung eines Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandlers arbeiten. Der Wandlerausgang wird
dann digital verarbeitet, um das Interferogramm zu rekonstruieren.
Demzufolge arbeitet der Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
unter einer festgelegten Rate unabhängig einer Abtastgeschwindigkeit.
Die Rekonstruktion des Interferogramms zu Zeiten entsprechend zu
den Nulldurchgängen
der Referenz-Ränder wird
digital in einem Hochgeschwindigkeits-Digital-Signalprozessor unter Verwendung von
Kurvenanpassungs-Algorithmen ausgeführt. Die Referenz-Ränder können durch
einen Delta-Sigma-(ΔΣ)-Wandler
digitalisiert werden.
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Dieser Typ einer Anordnung besitzt
eine Anzahl von Vorteilen. Er ist einfacher herzustellen und besitzt
einen minimalen, analogen Anteil. Er besitzt ein verbessertes Signalzu-Rausch-Verhältnis, ebenso
wie eine verbesserte Linearität
und Stabilität.
Er erfordert keine phasenverriegelte Schleife. Unterschiedliche
Abtastgeschwindigkeiten können
durch Softwareänderungen,
im Gegensatz dazu, zusätzliche,
elektronische Filter vorzusehen, angepasst werden. Eine digitale
Verarbeitung des Interferogramms und der Referenz-Rand-Daten kann zu
einer verbesserten Genauigkeit führen.
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Typische Parameter für die Ausführungsformen,
die vorstehend beschrieben sind, sind wie folgt (für 1 cm/sec
einer Abtastgeschwindigkeit):
| ADC-Abtastrate | 3072 kHz |
| ADC-gefilterte Ausgangsate | 48
kHz |
| erforderliche Daten-Rate | 400 kHz |
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Für
eine 0,2 cm/sec Abtastgeschwindigkeit sind die Angaben wie folgt:
| ADC-
Abtastrate | 3072 kHz |
| ADC-gefilterte Rate | 48
kHz |
| erforderliche Daten-Rate | 80
kHz |
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Wie zuvor angegeben worden ist, haben
die meisten kommerziell erhältlichen
Delta-Sigma-Wandler ein digitales Dezimalfilter, das eine festgelegte
Bandbreite und Datenrate liefert, allerdings keinen Zugriff zu dem
Ausgang des Delta-Sigma-Modulators zulässt. Die Ausgangs-Daten-Rate
von einem davon ist gewöhnlich
niedriger als diejenige, die in der vorliegenden Ausführung erforderlich
ist, während
die Bandbreite gewöhnlich
größer als
diejenige ist, die erforderlich ist. Dies wird durch ein zusätzliches
Filtern und eine Interpolation von Daten korrigiert.
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Es ist auch vorgesehen, dass der
Analog-Digital-Wandler 14 der 1, der die Referenz-Ränder digitalisiert, bei einer
unterschiedlichen, typischerweise höheren Frequenz als der Analog-Digital-Wandler 12 arbeiten
kann, der das Interferogramm digitalisiert. Diese Anordnung kann
bei höheren
Abtastraten wünschenswert
sein, wo eine größere Bandbreite
erforderlich ist.
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In den Ausführungsformen, die beschrieben sind,
wird ein Analog-Digital-Wandler mit einem Standardfilter verwendet,
um eine Datenrate zu erzeugen, die zu niedrig ist, und eine Bandbreite,
die zu hoch ist. Dies wird durch eine darauffolgende Filter- und
Interpolationsstufe korrigiert.
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Alternative Konfigurationen sind
möglich
wie folgt:
- (1) Ein Analog-Digital-Wandler,
umfassend ein Standardfilter, das Daten unter einer geeigneten Rate
erzeugt, allerdings zu hoch in der Bandbreite ist. In diesem Fall
ist ein zusätzliches
Filtern erforderlich, allerdings keine zusätzliche Interpolation. Zum
Beispiel könnte
dies in Verbindung mit einem Interferogramm mit einer Abtastgeschwindigkeit von
0,05 cm/sec verwendet werden.
- (2) Ein Analog-Digital-Wandler mit einer geeigneten Bandbreite,
allerdings mit einer zu geringen Datenrate. In diesem Fall ist eine
zusätzliche Festpunkt-Interpolation
erforderlich, allerdings keine Filterung. Zum Beispiel könnte dies
in Verbindung mit einem Interferogramm mit einer Abtastgeschwindigkeit
von 2,0 cm/sec verwrendet werden.
- (3) Ein Delta-Sigma-Modulator (gewöhnlich 1 Bit) zusammen mit
einem externen, digitalen Filter, so arbeitend, um dezimierte Daten
unter einer geeigneten Rate und Bandbreite zu erzeugen. Das Filter
könnte
elektronisch sein oder könnte
in einer Software ausgeführt
werden, die auf dem digitalen Signalprozessor läuft, oder eine Kombination der
zwei.
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Diese alternativen Konfigurationen
machen es möglich,
Systeme auszuführen,
in denen einer oder mehrere der Blöcke 12B, 21 oder 23 und
der Blöcke 14B, 22 oder 24,
die vorstehend beschrieben sind, weggelassen werden können.