DE69409410T2

DE69409410T2 - Datenübertragungssystem mit Fehlerkorrektur ohne Vergrösserung der benutzten Frequenzbandbreite

Info

Publication number: DE69409410T2
Application number: DE69409410T
Authority: DE
Inventors: Ichiro Tsujimoto
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-01-14
Filing date: 1994-01-13
Publication date: 1998-11-19
Anticipated expiration: 2014-01-14
Also published as: JPH0817339B2; US5479417A; DE69409410D1; JPH06216806A; EP0606916A1; EP0606916B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Fehlerkorrekturvorrichtung zur Verwendung in einem Digitalfunksystem sowie einen Sender und einen Empfänger, die beide in der Fehlerkorrekturvorrichtung enthalten sind.
Die EP-A-0 051 725 beschreibt ein Übertragungssystem für Digitalsignale. Insbesondere überträgt das System zwei Digitalsignale, die verschiedene Bitraten aufweisen, und die beiden Digitalsignale werden als zwei voneinander verschiedene Digitalsignalfolgen erkannt, die jedoch nicht als eine einzige Digitalsignalfolge verarbeitet werden.
Im allgemeinen führt eine Fehlerkorrekturvorrichtung des beschriebenen Typs eine Fehlerkorrektur in einem Digitalfunksystem mit Hilfe eines Blockcodes aus, wie z. B. eines BCH-Codes oder dergleichen. Als Ergebnis wird ein Fehler, der in einem Übertragungsweg oder dergleichen auftreten könnte, als Reaktion auf den Blockcode auf eine in der JP-A-63- 2433/1988 erwähnte Weise durch einen Empfänger der Fehlerkorrekturvorrichtung erkannt und korrigiert.
Genauer gesagt, Eingangsdatenbitsignale werden in Form kontinuierlicher Datensignale, die sich von einem Datenpaketsignal unterscheiden, nacheinander einem Sender der Fehlerkorrekturvorrichtung zugeführt. Im Sender wird für eine vorgegebene Bitzahl, d. h. für eine Folge der Eingangsdatenbitsignale, eine Folge von Prüfbitsignalen berechnet und zusammen mit der Eingangsdatenbitsignalfolge durch einen Multiplexer zu einem multiplexierten Signal mit einer Bitrate multiplexiert, die sich jeweils von derjenigen der Eingangsdatenbitsignalfolge und der Prüfbitsignalfolge unterscheidet. Das multiplexierte Signal wird über den Übertragungsweg zum Empfänger der Fehlerkorrekturvorrichtung übertragen.
Hierbei ist zu beachten, daß jedes Bit des multiplexierten Signals, d. h. des Blockcodes, eine kürzere Periode aufweist als jedes Bit der Eingangsdatenbitsignale mit der in dem Blockcode enthaltenen Prüfbitsignalfolge. Eine solche Hinzufügung der Prüfbitsignalfolge führt zwangsläufig zur Verbreiterung einer Frequenzbandbreite des Blocksignals gegenüber einer Frequenzbandbreite der Eingangsdatenbitsignale. Ein solcher Blockcode wird schließlich vom Sender auf dem Übertragungsweg als Funkübertragungssignal zum Empfänger übertragen.
Bei dieser Struktur hat das Funkübertragungssignal eine große Frequenzbandbreite, um den Blockcode mit einer großen Frequenzbandbreite, wie oben beschrieben, zu übertragen. Mit anderen Worten, die Frequenzbandbreite des Funkübertragungssignals wird durch Hinzufügen der Prüfbitsignalfolge zur Eingangsdatenbitsignalfolge stark verbreitert.
Andererseits erfordert ein digitaler Mikrowellenkanal im allgemeinen eine strenge Begrenzung der Frequenzbandbreite, wodurch die Redundanz begrenzt wird. Eine solche Begrenzung der Redundanz erschwert in dem Digitalfunksystem die Verwendung eine Codes, der eine starke Korrekturfähigkeit aufweist.
Außerdem sollte auch das Auftreten eines schwerwiegenden Mehrwegeschwunds in Betracht gezogen werden, der nicht adaptiv entzerrt werden kann. Wird dies berücksichtigt, dann ist eine Bandbreitenvergrößerung in dem Funkübertragungssignal nicht wünschenswert. Daher ist es bei dem Digitalfunksystem vorzuziehen, die Vergrößerung der Bandbreite des Funkübertragungssignals zu vermeiden. Unter diesen Umständen kann das Funkübertragungssignal weder eine erwünschte Korrekturfähigkeit ohne Bandbreitenvergrößerung des Funkübertragungssignals aufweisen noch die Korrekturfähigkeit verstärken, um den schwerwiegenden Mehrwegeschwund zu bewältigen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Fehlerkorrekturvorrichtung zu schaffen, welche die erwünschte Korrekturfähigkeit ohne eine Vergrößerung oder Ausdehnung einer Bandbreite erreichen kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen in der Fehlerkorrekturvorrichtung enthaltenen Sender zu schaffen, der einen Blockcode von starker Korrekturfähigkeit ohne Vergrößerung oder Ausdehnung einer Bandbreite übertragen kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Empfänger zu schaffen, der den obenerwähnten Blockcode empfangen und reproduzieren kann, wenn er in Verbindung mit dem Sender benutzt wird.
Eine erfindungsgemäße Fehlerkorrekturvorrichtung weist einen Sender und einen Empfänger zur Übertragung einer Folge von Datenbitsignalen und einer Folge von Prüfbitsignalen zwischen dem Sender und dem Empfänger auf. Der Sender weist auf: eine erste Einrichtung zum Berechnen der Prüfbitsignalfolge für die Datenbitsignalfolge, eine zweite Einrichtung, die mit der Prüfbitsignalfolge gespeist wird, um eine Rate der Prüfbitsignalfolge zu konvertieren und eine konvertierte Prüfbitsignalfolge zu erzeugen, deren Zeitintervall gleich dem vorgegebenen Zeitintervall der Datenbitsignalfolge ist, und eine dritte Einrichtung, die mit der konvertierten Prüfbitsignalfolge und der Datenbitsignalfolge gespeist wird, um die konvertierte Prüfbitsignalfolge bzw. die Datenbitsignalfolge un ter Verwendung einer vorgegebenen Trägerfrequenz individuell zu einer prüfbitmodulierten Welle bzw. einer datenbitmodulierten Welle zu modulieren. Die datenbitmodulierte Welle weist eine Daten-Mittenfrequenz und ein um die Daten-Mittenfrequenz herum angeordnetes Datenfrequenzband auf, während die prüfbit modulierte Welle eine Prüfbit-Mittenfrequenz aufweist, die gleich der Daten-Mittenfrequenz ist. Der Sender weist ferner auf: eine vierte Einrichtung, die mit der datenbitmodulierten Welle gespeist wird, um die Daten-Mittenfrequenz der datenbitmodulierten Welle abzuschwächen und eine abgeschwächte datenbitmodulierte Welle zu erzeugen, eine fünfte Einrichtung, die mit der abgeschwächten datenbitmodulierten Welle und der prüfbitmodulierten Welle gespeist wird, um die abgeschwächte datenbitmodulierte Welle mit der prüfbitmodulierten Welle zu kombinieren und eine kombinierte Welle zu erzeugen, welche die abgeschwächte datenbitmodulierte Welle und die prüfbitmodulierte Welle aufweist, und eine sechste Einrichtung, die mit der kombinierten Welle gespeist wird, um die kombinierte Welle als Übertragungssignal zu erzeugen. Der Empfänger weist auf: eine siebente Einrichtung zum Empfang des Übertragungssignals als Empfangswelle, um das Empfangssignal zu erfassen und ein Detektionssignal zu erzeugen, das die Empfangswelle darstellt, eine achte Einrichtung, die mit dem Detektionssignal gespeist wird, um eine Entscheidungsrückführungsoperation des Detektionssignals auszuführen und eine Folge von erfaßten Datenbitsignalen zu erzeugen, die man durch Ausführen einer Entzerrung des Detektionssignals mit Entscheidungsrückführung erhält, eine neunte Einrichtung, die mit dem Detektionssignal gespeist wird, um die Prüfbitsignalfolge zu extrahieren und eine extrahierte Prüfbitsignalfolge zu erzeugen, eine zehnte Einrichtung, die mit der erfaßten Datenbitsignalfolge und der extrahierten Prüfbitfolge gespeist wird, um die erfaßte Datenbitsignalfolge bzw. die extrahierte Prüfbitfolge in jeder Bitrate in eine umgekehrte Datenbitsignalfolge bzw. eine umgekehrte Prüfbitfolge zurückzukonvertieren und die umgekehrte Datenbitsignalfolge sowie die umgekehrte Prüfbitfolge in einen multiplexierten Blockcode zu multiplexieren, und eine elfte Einrichtung, die mit dem multiplexierten Blockcode gespeist wird, um mindestens einen Fehler des multiplexierten Blockcodes zu korrigieren und eine fehlerkorrigierte Datenbitsignalfolge zu erzeugen, welche die Datensignalfolge darstellt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Senders zur Verwendung in einer herkömmlichen Fehlerkorrekturvorrichtung;
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Empfängers zur Verwendung in Verbindung mit dem in Fig. 1 dar gestellten Sender;
Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild eines Senders zur Verwendung in einer Fehlerkorrekturvorrichtung nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers zur Verwendung in Verbindung mit dem in Fig. 3 dargestellten Sender;
Fig. 5 zeigt ein Beispiel eines Blockcodes, der in der erfindungsgemäßen Fehlerkorrekturvorrichtung verwendet wird; und
Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild zur Verwendung bei der detaillierten Darstellung eines Teils des Empfängers.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 und 2 wird nachstehend eine herkömmliche Fehlerkorrekturvorrichtung beschrieben, die einen Sender 10 bzw. einen Empfänger 11 aufweist, die in Fig. 1 bzw. 2 dargestellt sind. In Fig. 1 wird der Sender 10 nacheinander von einer externen Vorrichtung (nicht dargestellt) mit Eingangsdatensignalen IN gespeist, die in mehrere Eingangsdatenbitsignalfolgen unterteilbar und nicht in Form von Paketen vorgegeben sind. Jede der Eingangsdatenbitsignalfolgen besteht aus einer vorgegebenen Anzahl von Bits, zum Beispiel aus einundzwanzig Bits, und wird einerseits an einen Prüfbitrechner 21 und andererseits an einen Multiplexer 22 übergeben.
Der mit jeder der Eingangsdatensignalfolgen gespeiste Prüfbitrechner 21 berechnet die Folge von Prüfbitsignalen für jede Eingangsdatenbitsignalfolge gemäß einem vorgegebenen Algorithmus, der für einen Blockcode festgelegt wird, welcher z. B. ein BCH(31, 21)-Code sein kann. Zum Abkürzen der Beschreibung wird angenommen, daß der BCH(31, 21)-Code in der dargestellten Fehlerkorrekturvorrichtung als Blockcode verwendet wird. In diesem Falle berechnet der Prüfbitrechner 21 auf bekannte Weise die Prüfbitfolge von zehn Bits für jede Eingangsdatenbitsignalfolge von einundzwanzig Bits und übermittelt die Prüfbitsignalfolge zum Multiplexer 22.
Der Multiplexer 22 multiplexiert jede Eingangsdatenbitsignalfolge und die Prüfbitsignalfolge zu einem multiplexierten Signal von einunddreißig Bits, das einer Bitratenumwandlung unterworfen wird und als Blockcode bezeichnet werden kann. Als Ergebnis der Bitratenumwandlung ist eine Bitrate des Blockcodes höher als die der Eingangsdatenbitsignalfolge. Andernfalls kann die folgende Eingangsdatenbitsignalfolge in dem dargestellten Sender 10 ohne Verzögerung nicht hintereinander verarbeitet werden. In diesem Zusammenhang ist auf Grund einer Hinzufügung der Prüfbitsignalfolge von zehn Bits ein Zeitintervall jedes Bits des Blockcodes kürzer als ein Zeitintervall jedes Bits der Eingangsdatenbitsignalfolge.
Wie den Fachmann bekannt, führt eine Zunahme der Bitrate im Blockcode zur Erweiterung einer Bandbreite, wenn der Blockcode in Form eines Funkübertragungssignals OUT übertragen wird, wie weiter unten erwähnt.
Auf jeden Fall wird das multiplexierte Signal in einen Modulator 23 eingespeist, dem von einem lokalen Oszillator 24 ein lokales Frequenzsignal mit einer Zwischenfrequenz zugeführt wird. Der Modulator 23, der zum Beispiel eine Phasenumtastung ausführen kann, moduliert das multiplexierte Signal durch das lokale Frequenzsignal zu einer modulierten Welle, die zu einer Sendereinheit 25 übermittelt wird. Die modulierte Welle wird durch die Sendereinheit 25 in das Funkübertragungssignal OUT umgewandelt.
In Fig. 2 wird das Funkübertragungssignal OUT als Empfangssignal RIN an den Empfänger 11 übergeben. In dem darge stellten Empfänger 11 wird das Empfangssignal RIN durch eine Empfängereinheit 26 empfangen und durch die Empfängereinheit 26 in ein Zwischenfrequenzsignal umgewandelt. Das Zwischenfrequenzsignal wird in einen Multiplikator oder Mischer 27 eingespeist, dem von einem lokalen Oszillator 28 ein lokales Fre quenzsignal mit einer Zwischenfrequenz zugeführt wird. Der Multiplikator 27 führt unter Verwendung des lokalen Frequenzsignals eine plesiochrone oder quasichrone Erfassung des Zwischenfrequenzsignals aus, um ein erfaßtes Signal zu erzeugen, das ein Detektionsergebnis darstellt.
Das erfaßte Signal wird an einen Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29 übermittelt. Der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29 entzerrt adaptiv eine unerwünschte Wellenformverzerrung des erfaßten Signals, die vom Mehrwegeschwund herrührt, und erzeugt infolgedessen ein entzerrtes er faßtes Signal. Das entzerrte erfaßte Signal wird als reproduzierter Blockcode einem Fehlerkorrekturdecodierer 30 zugeführt. Als Reaktion auf den reproduzierten Blockcode berechnet der Fehlerkorrekturdecodierer 30 auf bekannte Weise ein Syndrom, um unter Bezugnahme auf das Syndrom einen oder mehrere Fehler in dem reproduzierten Blockcode zu korrigieren und einen fehlerkorrigierten Blockcode als Ausgangsdatensignal DO zu erzeugen.
Die dargestellte Fehlerkorrekturvorrichtung weist Nachteile auf, wie in der Einleitung zur vorliegenden Beschreibung erwähnt.
Wie aus Fig. 3 und 4 erkennbar, weist eine Fehlerkorrekturvorrichtung nach einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen Sender 10 und einen Empfänger 11 auf, die beide in Fig. 3 bzw. 4 dargestellt sind. Wie in Fig. 1 wird angenommen, daß der in Fig. 3 dargestellte Sender 10 intern einen BCH (31, 21)-Code als Blockcode erzeugt und mit Eingangsdatenbitsignalen IN gespeist wird, die sequentiell erzeugt werden, aber nicht die Form eines Datenpakets haben. Die Eingangsdatenbitsignale IN weisen eine vorgewählte Bitrate und eine vorgeschriebene Bandbreite oder ein vorgeschriebenes, durch die vorgewählte Bitrate festgelegtes Frequenzspektrum auf. Die Eingangsdatenbitsignale IN sind in mehrere Eingangsdatenbitsignalfolgen unterteilbar, deren jede aus beispielsweise einundzwanzig Bits bestehen kann. Jede der Eingangsdatenbitsignalfolgen wird einem ersten Modulator 31 und einem Prüfbitrechner 32 zugeführt, die dem Modulator 23 bzw. dem Prüfbitrechner 21 (Fig. 1) ähnlich sein können.
Aus dieser Tatsache läßt sich leicht entnehmen, daß der dargestellte Prüfbitrechner 32 entsprechend einem vorgegebenen erzeugenden Polynom für jede Eingangsdatenbitsignalfolge eine Prüfbitsignalfolge von zehn Bits erzeugt. Die Prüfbitsignalfolge von zehn Bits weist eine Prüfbitrate auf, die gleich der vorgewählten Bitrate der Eingangsdatenbitsignale ist, und wird einem Ratenwandler 33 zugeführt, der die Prüfbitrate der Prüfbitsignalfolge auf die folgende Weise umwandelt.
Wie dem Fachmann bekannt und in Fig. 5 dargestellt, besteht ein gewöhnlicher BCH (31, 21)-Code aus der Eingangsdatenbitsignalfolge IN von einundzwanzig Bits und der Prüfbitsignalfolge CB von zehn Bits und hat eine bei L abgebildete Blocklänge, wie in Fig. 5 dargestellt, selbst wenn die Eingangsdatenbitsignalfolge von einundzwanzig Bits ein Zeitintervall aufweist, das gleich der Blocklänge L ist. Dies zeigt, daß die Eingangsdatenbitsignalfolge IN und die Prüfbitsignalfolge CB jeweils auf bekannte Weise innerhalb der Blocklänge L komprimiert werden, und als Ergebnis wird eine Frequenzband breite oder ein Frequenzspektrum des gewöhnlichen BCH (31, 21)-Codes gegenüber der Frequenzbandbreite der Eingangsdatenbitsignalfolge verbreitert.
Berücksichtigt man den obigen Sachverhalt, dann wird die dargestellte Eingangsdatenbitsignalfolge auf die vorgege bene Blocklänge L ausgedehnt, auch wenn eine Länge der Eingangsdatenbitsignalfolge kürzer ist als die Blocklänge L, wie bei IN in Fig. 5 dargestellt. Eine solche Ausdehnung ist durch die Anwendung eines üblichen Verfahrens möglich und ist nicht immer notwendig, wenn die Eingangsdatenbitsignalfolge die gleiche Länge wie die Blocklänge L hat. Außerdem wird auch die Prüfbitsignalfolge CB durch den in Fig. 3 dargestellten Ratenwandler 33 auf die vorgegebene Blocklänge L ausgedehnt, wie in Fig. 5 dargestellt, und als ratenkonvertierte Prüfbitsignalfolge erzeugt. Dies bedeutet, daß die Bitrate der Prüfbitsignalfolge CB reduziert wird und daß jedes Bit der ratenkonvertierten Prüfbitsignalfolge eine Dauer von zehn Bits/L (Sekunden) hat.
Da die Bitzahl der ratenkonvertierten Prüfbitsignalfolge annähernd gleich der halben Bitzahl der Eingangsdatenbitsignalfolge IN in dem BCH (31, 21)-Code ist, hat die ratenkonvertierte Prüfbitsignalfolge eine Frequenzbandbreite, die annähernd gleich einer halben Bandbreite der Eingangsdatenbitsignalfolge IN ist. Die ratenkonvertierte Prüfbitsignalfolge wird an einen zweiten oder Prüfbitmodulator 34 übergeben und in dem zweiten Modulator 34 durch ein von einem lokalen Oszillator 35 gesendetes lokales Frequenzsignal zu einer prüfbitmodulierten Signalfolge moduliert.
Andererseits wird die Eingangsdatenbitsignalfolge IN zum ersten Modulator 31 übermittelt, der von dem lokalen Oszillator 35 mit dem lokalen Frequenzsignal gespeist wird. Der erste Modulator 31 moduliert die Eingangsdatenbitsignalfolge IN durch das lokale Frequenzsignal zu einem datenbitmodulierten Signal, das einem Kerbfilter 36 zugeführt wird. Praktisch ist die Mittenfrequenz des datenbitmodulierten Signals gleich der Frequenz des lokalen Frequenzsignals. Das Kerbfilter 36 weist eine solche Frequenzcharakteristik auf, daß innerhalb eines Frequenzbereichs, der die Mittenfrequenz einschließt und eine größere Frequenzbandbreite als diejenige der prüfbitmodulierten Signalfolge aufweist, eine Frequenzkerbe oder Abschwächung vorliegt. Als Ergebnis erzeugt das Kerbfilter 36 ein gefiltertes oder abgeschwächtes Datenbitsignal, das eine Frequenzbandbreite gleich derjenigen des datenbitmodulierten Si gnals und ein im Bereich der Mittenfrequenz teilweise abgeschnittenes Frequenzspektrum aufweist. Die prüfbitmodulierte Welle weist eine schmalere Frequenzbandbreite auf als die datenbitmodulierte Welle, und ihre Mittenfrequenz ist gleich der Kerbfrequenz des Kerbfilters 36.
Das gefilterte oder abgeschwächte Datenbitsignal und die prüfbitmodulierte Signalfolge werden einem Addierer oder Kombinator 37 zugeführt und zu einer kombinierten modulierten Welle vereinigt. Die kombinierte modulierte Welle weist ein Frequenzspektrum auf, das so beschaffen ist, daß die modulierte Prüfbitsignalfolge in dem vom Frequenzspektrum des gefilterten Signals abgeschnittenen Bereich liegt oder eingefügt ist. Dies zeigt, daß das gefilterte Datenbitsignal und die prüfbitmodulierte Signalfolge durch den Kombinator 37 frequenzmultiplexiert werden und daß die kombinierte modulierte Welle ein frequenzmultiplexiertes Signal ist. Die kombinierte modulierte Welle wird zu einer Sendereinheit 38 übermittelt und in ein Funkübertragungsausgangssignal OUT umgewandelt.
Wie wieder aus Fig. 4 erkennbar, wird das Funkübertragungsausgangssignal OUT in Fig. 3 als hochfrequentes Empfangseingangssignal RIN durch den in Fig. 4 dargestellten Empfänger empfangen. Der in Fig. 4 dargestellte Empfänger 11 weist ähnliche Teile auf, die durch die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 bezeichnet werden. Ebenso wie in Fig. 2 wird das Empfangseingangssignal RIN an die Empfängereinheit 26 übermittelt und durch die Empfängereinheit 26 in ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Zwischenfrequenz umgewandelt. Das Zwischenfrequenzsignal wird in dem Multiplikator 27 mit einem lokalen Frequenzsignal mit einer Zwischenfrequenz, das von dem lokalen Oszillator 28 zugeführt wird, gemischt oder multipliziert. In folgedessen führt der Multiplikator 27 eine plesiochrone Erfassung des Zwischenfrequenzsignals aus, um ein erfaßtes Signal DT zu erzeugen, das einerseits dem Entzerrer mit Entscheidungsrückführung (DFE) 29a und andererseits einem Bandpaßfilter (BPF) 41 zugeführt wird.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 6 und nochmals auf Fig. 4 der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung (DFE) 29a näher erläutert. Der in Fig. 6 dargestellte Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29a wird mit dem erfaßten Signal DT gespeist, das ein Empfangsspektrum oder ein Empfangsfrequenzband aufweist, wie bei A1 in Fig. 6 dargestellt. Das Empfangsspektrum A1 weist einen in Fig. 6 schraffierten Mittenfrequenzbe reich und ein Paar Seitenbandfrequenzbereiche auf. Der Mittenfrequenzbereich dient zum Übertragen der Prüfbitsignalfolge in Form von Prüfsymbolen, während die Seitenbandfrequenzbereiche zum Übertragen der Eingangsdatenbitsignalfolge in Form von Datensymbolen dient, wie leicht aus der obigen Beschreibung in bezug auf Fig. 3 zu entnehmen ist. Hierbei ist zu beachten, daß eine Summe aus dem Mittenfrequenzbereich und den Seitenbandfrequenzbereichen gleich einem Frequenzband ist, das für die Eingangsdatenbitsignalfolge erforderlich ist. Die Periode der Datensignalsymbole wird mit T angenommen, und die Periode der Prüfbitsignalsymbole wird länger als T, da die Prüfbitsymbolrate niedriger ist als die der Datensignale.
In Fig. 6 weist der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29a ein Vorwärtsfilter 45 und ein Rückwärtsfilter 46 auf, deren jedes durch ein Transversalfilter strukturiert ist. Genauer gesagt, das Vorwärtsfilter 45 weist erste bis dritte Verzögerungselemente 45a1 bis 45a3 auf, deren Verzögerungszeit jeweils gleich der Übertragungssymbolperiode T ist und die eine Verzögerungsleitung mit ersten bis vierten Abgriffen bilden. Zusätzlich weist das Vorwärtsfilter 45 ferner erste bis dritte komplexe Multiplikatoren 45b1 bis 45b3, die mit Ausgangsanschlüssen verbunden sind, nämlich mit den zweiten bis vierten Abgriffen der ersten bis dritten Verzögerüngselemente 45a1 bis 45a3, und einen Addierer 45c auf, der über den ersten Abgriff mit dem erfaßten Signal DT und Multiplikator- Ausgangssignalen der ersten bis dritten Multiplikatoren 45b1 bis 45b3 gespeist wird.
Ebenso weist das Rückwärtsfilter 46 erste bis dritte Verzögerungselemente 46a1 bis 46a3, jeweils mit einer Verzögerungszeit τ, erste bis dritte komplexe Multiplikatoren 46b1 bis 46b3, die mit Ausgangsanschlüssen verbunden sind, d. h. mit Abgriffen der ersten bis dritten Verzögerungselemente 46a1 bis 46a3, und einen Addierer 46c auf, der mit den ersten bis dritten komplexen Multiplikatoren 46b1 bis 46b3 verbunden ist. Die Ausgangsanschlüsse der ersten bis dritten Verzögerungselemente 46a1 bis 46a3 können jeweils als erste bis dritte Abgriffe bezeichnet werden.
Ferner weist der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29a einen Subtrahierer 47, der mit dem Vorwärts- und dem Rückwärtsfilter 45 und 46 verbunden ist, eine mit dem Subtrahierer 47 verbundene Entscheidungsschaltung 48 und einen mit den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen der Entscheidungsschaltung 48 verbundenen Subtrahierer 49 auf.
Im allgemeinen ist ein Entzerrer mit Entscheidungsrückführung als eine Schaltung zur Beseitigung einer Intersymbol- Störung bekannt, die durch Mehrwegeschwund entsteht.
Darüberhinaus ist auch bekannt, daß der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung zur Beseitigung einer Dauerstrich (CW)-Störung dient, wenn das erfaßte Signal DT über den ersten Abgriff des Vorwärtsfilters 45 direkt dem Addierer 45c zugeführt wird, wie in Fig. 6 dargestellt. Da ein Verfahren zur Beseitigung oder Unterdrückung der CW-Störung in einem Beitrag von Loh-Ming Li u. a. in den IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS Bd. COM 31, Nr. 4, April 1983, mit dem Titel "Rejection of CW Interference in QPSK Systems Using Decision-Feedback Filters" (Beseitigung einer CW-Störung in QPSK-Systemen unter Verwendung von Filtern mit Entscheidungsrückführung), beschrieben wird, wird diese Beseitigung der CW-Störung hier nicht näher erläutert.
Wie bereits erwähnt, wird das erfaßte Signal DT dem Vorwärtsfilter 45 zugeführt und über den ersten Abgriff der Verzögerungsleitung direkt zum Addierer 45c übermittelt, wie in Fig. 6 dargestellt.
Angenommen, in Fig. 6 wird das erfaßte Signal DT am ersten bzw. am zweiten Abgriff als erstes bzw. zweites erfaßtes Signal bezeichnet, das bei r0 bzw. bei r1 abgebildet ist.
Außerdem weist das erfaßte Signal DT eine digitale modulierte Welle als erwünschte Welle und eine unerwünschte Welle auf, nämlich eine Störwelle, von der angenommen werden kann, daß sie in Form einer ungedämpften Welle bzw. eines Dauerstrichs (CW) auftritt. Hierbei wird unterstellt, daß ein Symbol der digitalen modulierten Welle durch Si dargestellt wird, während die Störwelle durch J.exp(jΩt) dargestellt wird, unter der Annahme, daß die Störwelle der Dauerstrich bzw. die ungedämpfte Welle mit einer Kreisfrequenz Ω ist, wobei J die CW-Störkomponente darstellt.
Wenn unter diesen Umständen ein Entscheidungsdaten- Ausgangssignal in dem Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29a durch So dargestellt wird, dann sind das erste bzw. das zweite erfaßte Signal r0 bzw. r1 am ersten bzw. zweiten Abgriff gegeben durch:
r0 = S&sub0; + J exp(jΩt) bzw. (1)
r1 = S&submin;&sub1; + J exp(jΩt) exp(jΩt) (2)
Unter der Voraussetzung, daß ein Abgriffskoeffizient des ersten Multiplikators 45bl durch C1 = -exp(jΩt) gegeben ist und die Abgriffskoeffizienten des zweiten und des dritten Multiplikators 45b2 und 45b3 gleich null sind, ist ein Ausgangssignal y des Addierers 45c gegeben durch:
y = r0 + Cl r1
= So - exp(jΩt) S&submin;&sub1;
wobei S&submin;&sub1; ein Symbol darstellt, das einem gewünschten Symbol S&sub0; um ein Symbol vorausgeht.
Aus Gleichung 3 ist leicht zu entnehmen, daß die CW- Störkomponente J aus dem Ausgangssignal y des Addierers 45c entfernt wird, aber eine unerwünschte Komponente, nämlich S&submin;&sub1;, in dem Ausgangssignal y mit dem erwünschten Symbol vermischt ist. Dies zeigt, daß das Ausgangssignal y einer Intersymbol- Störung von einem vorhergehenden Symbol und infolgedessen einer Wellenformverzerrung ausgesetzt ist.
Hierbei ist zu beachten, daß ein Entscheidungsergebnis für das vorhergehende Symbol S&submin;&sub1; am ersten Abgriff des ersten Verzögerungselements 46a1 im Rückwärtsfilter 46 übrigbleibt. Unter Berücksichtigung dessen wird das Entscheidungsergebnis am ersten Abgriff des ersten Verzögerungselements 46a1 zum ersten Multiplikator 46b1 übermittelt und mit einem Abgriffskoeffizienten multipliziert, der durch d1 = -exp(jΩt) gegeben ist. Ein Produkt aus dem Entscheidungsergebnis und dem Abgriffskoeffizienten d1 ist durch d1 S&submin;&sub1; gegeben und wird an den Addierer 46c übermittelt. In dem in Fig. 6 dargestellten Beispiel wird angenommen, daß die übrigen Abgriffskoeffizienten gleich null sind. Als Ergebnis erzeugt der Addierer 46c ein Addiererausgangssignal, das durch d1 &submin;&sub1; dargestellt wird, und speist das Addiererausgangssignal in den Subtrahierer 47 ein, damit es von dem Ausgangssignal y des Vorwärtsfilters 45 subtrahiert wird. Dadurch wird eine Beseitigung der Intersymbol-Störung ermöglicht, da der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29a ein entzerrtes Ausgangssignal erzeugt, das durch
Z = y - d1 S&submin;&sub1; = S&sub0;
gegeben ist.
Auf diese Weise kann der Entzerrer mit Entscheidungs rückführung 29a die CW-Störung beseitigen oder unterdrücken, ohne das erwünschte Wellensymbol S&sub0; einer Wellenformverzerrung auszusetzen.
In der obenerwähnten Beschreibung ist nur die Beseitigung der CW-Störung, nicht aber die Beseitigung irgendwelcher anderer Störwellen betrachtet worden. Däher ist es schwer zu beurteilen, ob durch Verwendung des in Fig. 6 dargestellten Entzerrers mit Entscheidungsrückführung der Mittenbereich des Empfangsspektrums A1 (Fig. 6) allein vom Empfangsspektrum A1 abgetrennt oder daraus entfernt werden kann.
In einer Arbeit B-331 mit dem Titel "Wide Band Interference Cancellation by a Decision Feedback Equalizer" (Unterdrückung einer Breitbandstörung durch einen Entzerrer mit Entscheidungsrückführung), die zur Herbsttagung (1992) des Electronic Information Communication Institute in Japan veröffentlicht wurde, sind jedoch vom Erfinder und anderen bereits Überlegungen zur Beseitigung oder Unterdrückung einer Breitbandstörwelle unter Verwendung eines Entzerrers mit Entscheidungsrückführung angestellt worden. In der Arbeit wird darauf hingewiesen, daß die Störwelle unterdrückt werden kann, wenn es sich nicht um eine ungedämpfte Welle bzw. ein Dauerstrichsignal, sondern um eine modulierte Welle handelt, die beispielsweise eine bestimmte Frequenzbandbreite aufweist. So wird in der Arbeit aufgezeigt, daß nicht nur eine einzelne CW oder mehrere CWS, sondern auch eine modulierte Welle mit einer bestimmten Bandbreite durch Verlegen oder Verschieben einer Bezugsabgriffsposition eines Vorwärtsfilters von einer letzten Abgriffsposition zu einer anderen Abgriffsposition unterdrückt werden kann. Mit anderen Worten, eine solche Unterdrückung einer modulierten Welle ist möglich, indem eine andere als die letzte Abgriffsposition als Bezugsabgriffsposition gewählt wird.
In einer Arbeit B-418 mit dem Titel "CW Interference Cancellation Characteristic in Multipaths of a Decision Feedback Equalizer" (CW-Störungsunterdrückungscharakteristik bei Mehrwegübertragung eines Entzerrers mit Entscheidungsrückführung), veröffentlicht vom Erfinder zur Nationalen Frühjahrstagung 1992 des Electronic Information Communication Institute in Japan, hat der Erfinder auch berichtet, daß eine Unterdrükkung sowohl von Störwellen als auch einer Mehrwegeverzerrung durch Verwendung eines Entzerrers mit Entscheidungsrückführung mit verschobenem Bezugsabgriff sogar beim Auftreten von Mehrwegeschwund möglich ist.
Bei Berücksichtigung der obigen Tatsachen ist bekannt, daß, wenn ein Empfangssignal bei Mehrwegübertragung einer Anzahl von M CW-Störungen mit Kreisfrequenzen Ωi ausgesetzt ist, die normalen Gleichungen eines Entzerrers mit Entscheidungsrückführung bei verschobenern Bezugsabgriff durch die folgenden Beziehungen gegeben sind:
wobei S bzw. Ji die elektrische Empfangsleistung einer erwünschten Welle bzw. von CW-Störungen; h(i) einen Abtastwert einer Impulsantwort auf einem Übertragungsweg; c und d Abgriffskoeffizientenvektoren der Vorwärts- und Rückwärtsfilter und 46 in dem Entzerrer mit Entscheidungsrückführung; H(m) eine Matrix, die h(m) als Elemente enthält; und ein Sternchen (*) eine komplexe Konjugation bedeuten. In Gleichung 3 stellt der erste Term auf der linken Seite eine Korrelationsmatrix Φ dar, während Gleichung 4 so umgeformt werden kann, daß sie den obenerwähnten Gleichungen 1 und 2 entspricht, und R(m) daher in Übereinstimmung mit der Korrelationsmatrix Φ gebracht werden kann. Außerdem kann berücksichtigt werden, daß der erste bzw. der zweite Term auf der rechten Seite von Gleichung 4 Korrelationsmatrizen Φs bzw. Φj der erwünschten Welle bzw. der CW-Störungen entsprechen und der dritte Term einer Empfängerrauschkomponente entspricht. Die übrigen Faktoren oder Symbole in den Gleichungen 3 und 4 sind dem Fachmann gewöhnlich bekannt und werden nicht weiter beschrieben.
Auf jeden Fall ist aus den Gleichungen 1 und 4 zu entnehmen, daß die Korrelationsmatrix Φ auf der linken Seite von Gleichung 4 als Summe der Korrelationsmatrix Φs der erwünsch ten Welle und der Korrelationsmatrix Φj bezüglich der CW- Störungen angesehen werden kann. Dies bedeutet, daß Lösungen der Gleichung 1 sowohl Lösungen für die Entzerrung der Mehrwegeverzerrung als auch Lösungen für die Beseitigung der CW- Störungen sind.
Hierbei ist zu beachten, daß Gleichung 4 auch für eine Störung durch eine modulierte Welle gilt, mit Ausnahme von mehreren CW-Störungen, wenn für den zweiten Term in Gleichung 4 eine Korrelationsmatrix E[J*J] einer gewollten Störwelle eingesetzt wird. In diesem Falle führt der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung keine Kerbfilteroperation, sondern eine Bandsperrfilteroperation aus, um eine unerwünschte Bandbreite einer unerwünschten Welle zu beseitigen.
Nachstehend wird eine Überlegung zur physikalischen Bedeutung der obenerwähnten Tatsachen angestellt. Wie bereits erwähnt, ist es möglich, eine sehr schmalbandige Kerbe zu bilden, indem Ausgangssignale, die vom Bezugsabgriff, d. h. vom ersten Abgriff des Vorwärtsfilters 45 in Fig. 6, und vom zweiten Abgriff des Vorwärtsfilters 45 übermittelt werden, linear synthetisiert werden. Eine solche lineare Syntheseoperation kann in Verbindung mit Ausgangssignalen ausgeführt werden, die vom ersten Abgriff und vom vierten Abgriff des Vorwärtsfilters 45 zur Bildung einer Kerbe übermittelt werden. Auf diese Weise ist es möglich, eine schmale Bandbreite der Kerbe durch Auswahl unabhängiger Kerbcharakteristiken zu steuern, die linear synthetisiert werden.
Aus dieser Tatsache ist ohne weiteres zu entnehmen, daß eine modulierte Störwelle, die eine Bandbreite aufweist, durch Minimieren eines quadratischen Mittelwerts eines Fehlers &epsi; unterdrückt werden kann, den man von dem Subtrahierer 49 als Reaktion auf Ausgangssignale der Entscheidungsschaltung 48 und des Subtrahierers 47 erhält. Dies bedeutet, daß die Bandsperrfilteroperation durch Steuerung oder Kombination mehrerer Kerbfilteroperationen ausgeführt werden kann.
Wie wiederum aus Fig. 6 erkennbar, kann der Entzerrer mit Entscheidungsrückführung 29a den Mittenbereich aus dem Empfangsspektrum A1 durch die obenerwähnte Bandsperrfilterope ration unterdrücken oder entfernen. Mit anderen Worten, die prüfbitmodulierte Welle wird aus dem Empfangsspektrum Al entfernt. Als Ergebnis erzeugt das Vorwärtsfilter 45 ein gefiltertes oder abgeschwächtes Ausgangssignal mit einem Frequenzspektrum, das in Fig. 6 bei A2 abgebildet ist.
Andererseits führt das Rückwärtsfilter 46 eine Entfernungsoperation einer Intersymbol-S:örung aus, und als Ergebnis wird ein normales Datenbitspektrum als Ausgangssignal des Subtrahierers 47 reproduziert, wie in Fig. 6 bei A3 dargestellt, und ist frei von der Wellenformverzerrung und den Störungen. Infolgedessen erzeugt die Entscheidungsschaltung 48 nach einer Beurteilung der Ausgangssignale des Subtrahierers 47 durch die Entscheidungsschaltung 48 eine Folge von reproduzierten oder erfaßten Datenbitsignalen, wie in Fig. 6 bei A4 dargestellt.
Wie in Fig. 6 dargestellt, weist das erfaßte Signal DT das Empfangsspektrum A1 auf, in dem ein Prüfsignalspektrum im Mittenbereich zwischen Datensignalspektren für die Datenbitsignalfolge liegt. Dies zeigt, daß die Datensignalspektren teilweise weggeschnitten sind, um das Prüfsignalspektrum in einem weggeschnittenen Bereich anzuordnen. Auf diese Weise wird ein Frequenzmultiplex ausgeführt, so daß keine Störung zwischen dem Prüfsignalspektrum und dem Datensignalspektren auftritt.
In Fig. 4 und 6 wird das erfaßte Signal DT mit dem in Fig. 6 dargestellten Empfangsspektrum A1 an das Bandpaßfilter (BPF) 41 übergeben, das nur das Prüfsignalspektrum B1 (Fig. 6) durchläßt. Das Prüfsignalspektrum B1 wird einem Demodulator 51 zugeführt und auf bekannte Weise zu einer Folge von reproduzierten Prüfbitsignalen B2 demoduliert. So wird die reproduzierte Prüfbitsignalfolge aus dem erfaßten Signal DT als extrahierte Prüfbitsignalfolge extrahiert.
Die reproduzierte Datenbitsignalfolge A4 wird zusammen mit der reproduzierten Prüfbitsignalfolge B2 einem Ratenumwandlungsmultiplexer 52 zugeführt. Sowohl die reproduzierte Datenbitsignalfolge A4 als auch die reproduzierte Prüfbitsignalfolge B2 weisen eine Zeitbeziehung auf, die mit derjenigen der Eingangsdatenbitsignalfolge IN und der Prüfbitsignalfolge CB identisch ist, wie bereits in Fig. 5 dargestellt. Unter diesen Umständen führt der Ratenumwandlungsmultiplexer 52 eine Ratenumwandlung der reproduzierten Datenbitsignalfolge A4 aus, um eine konvertierte Datenbitsignalfolge zu erzeugen, deren Rate gleich dem 31/21-fachen der Rate der reproduzierten Datenbitsignalfolge A4 ist. Andererseits wandelt der Ratenumwandlungsmultiplexer 52 die Rate der reproduzierten Prüfbitsi gnalfolge in eine konvertierte Rate um, die gleich dem 31/10- fachen der Rate der reproduzierten Prüfbitsignalfolge ist. Jedenfalls wird innerhalb des Ratenumwandlungsmultiplexers 52 eine konvertierte Prüfbitsignalfolge erzeugt. Eine solche Ratenumwandlung wird unter Verwendung von zwei verschiedenen, dem Fachmann bekannten Ratenwandlern ohne weiteres ausgeführt. Nach beendeter Ratenumwandlung multiplexiert der Ratenumwandlungsmultiplexer 52 die konvertierte Datenbitsignalfolge und die konvertierte Prüfbitsignalfolge auf bekannte Weise, um ein multiplexiertes Signal zu erzeugen, das mit dem in Fig. 5 dargestellten BCH (31, 21)-Code identisch ist und daher als reproduzierter BCH (31, 21)-Code bezeichnet wird.
Wie wiederum aus Fig. 4 erkennbar, wird der reprodu zierte BCH (31, 21)-Code einem Fehlerkorrekturdecodierer 53 zugeführt, der als Reaktion auf den reproduzierten BCH (31, 21)-Code Syndrome berechnet und in der konvertierten Datenbitsignalfolge unter Bezugnahme auf die Syndrome eine Fehlerkorrektur ausführt.
Mit dieser Struktur wird die Rate der Datenbitsignalfolge in einem Funkübertragungsweg im Vergleich zur Rate des BCH (31, 21)-Codes auf das 21/31-fache reduziert. Außerdem wird die Prüfbitsignalfolge parallel zur Datenbitsignalfolge innerhalb eines einzigen Frequenzbereichs übertragen, ohne einen überflüssigen Frequenzkanal zu benutzen. Dementsprechend wird durch das Hinzufügen der Prüfbitsignalfolge zur Datenbitsignalfolge zur Bildung des Blockcodes die Bandbreite nicht vergrößert oder ausgedehnt.
Wie bereits erwähnt, werden die Datenbitsignalfolge und die Prüfbitsignalfolge für die Fehlerkorrektur auf das gleiche Zeitintervall ausgedehnt und im Sender unabhängig moduliert, so daß die prüfbitmodulierte Welle innerhalb des Signalbandes für die datenbitmodulierte Welle liegt. Daher erfolgt auch dann keine Ausdehnung der Bandbreite, wenn die Prüfbitsignal folge zur Datenbitsignalfolge hinzugefügt wird. Dies bedeutet, daß durch Verwendung der Fehlerkorrekturvorrichtung eine erwünschte Fehlerkorrekturfähigkeit ohne Ausdehnung oder Vergrößerung der Bandbreite erreicht werden kann.
Obwohl in der herkömmlichen digitalen Mikrowellenkommu nikation, die einer strengen Bandeinschränkung unterliegt, ein Fehlerkorrekturcode mit niedriger Fehlerkorrekturfähigkeit verwendet wird, kann die vorliegende Erfindung eine hohe Fehlerkorrekturfähigkeit ohne Ausdehnung des Frequenzbandes, eine hohe Übertragungsgüte und eine verbesserte Frequenzausnutzung erreichen.
Präzise ausgedrückt, die erfindungsgemäße Fehlerkorrekturvorrichtung überträgt erfolgreich einen Blockcode mit einer Rate von mehreren Megahertz oder einer höheren Rate.
Die vorliegende Erfindung ist zwar bisher in Verbindung mit einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben worden, aber für den Fachmann wird es ohne weiteres möglich sein, diese Erfindung auf verschiedene andere Arten in die Praxis umzuset zen. Zum Beispiel können die verschiedensten BCH-Codes in der Fehlerkorrekturvorrichtung verwendet werden, während anstelle des BCH-Codes der Reed-Solomon-Code als Blockcode verwendet werden kann. Außerdem braucht die prüfbitmodulierte Welle nicht im Mittenbereich des vorgegebenen Frequenzbandes zu he gen, sondern kann in einem vom Mittenbereich verschiedenen Bereich innerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes angeordnet werden. Das prüfbitmodulierte Signal kann von der datensignalmodulierten Welle getrennt werden, ohne den Entzerrer mit Entscheidungsrückführung zu benutzen.

Claims

1. Sender (10), der als Reaktion auf eine Folge von Datenbitsignalen (IN), die in einem vorgegebenen Zeitintervall angeordnet sind, ein Übertragungssignal sendet, welches die Datenbitsignalfolge und eine für die Datenbitsignalfolge berechnete Folge von Prüfbitsignalen aufnimmt, wobei der Sender aufweist:

eine erste Einrichtung (32) zum Berechnen der Prüfbitsignalfolge für die Datenbitsignalfolge;

eine zweite Einrichtung (33), die mit der Prüfbitsignalfolge gespeist wird, um eine Rate der Prüfbitsignalfolge zu konvertieren und eine konvertierte Prüfbitsignalfolge zu erzeugen, deren Zeitintervall gleich dem vorgegebenen Zeitintervall der Datenbitsignalfolge ist;

eine dritte Einrichtung (34), die mit der konvertierten Prüfbitsignalfolge und der Datenbitsignalfolge gespeist wird, um die konvertierte Prüfbitsignalfolge bzw. die Datenbitsignalfolge unter Verwendung einer vorgegebenen Trägerfrequenz individuell zu einer prüfbitmodulierten Welle bzw. einer datenbitmodulierten Welle zu modulieren, wobei die datenbitmodulierte Welle eine Daten-Mittenfrequenz und ein um die Daten- Mittenfrequenz herum angeordnetes Datenfrequenzband aufweist, während die prüfbitmodulierte Welle eine Prüfbit-Mittenfrequenz aufweist, die gleich der Daten-Mittenfrequenz ist;

eine vierte Einrichtung (31), die mit der datenbitmodulierten Welle gespeist wird, um die Daten-Mittenfrequenz der datenbitmodulierten Welle abzuschwächen und eine abgeschwächte datenbitmodulierte Welle zu erzeugen;

eine fünfte Einrichtung (37), die mit der abgeschwächten datenbitmodulierten Welle und der prüfbitmodulierten Welle gespeist wird, um die abgeschwächte datenbitmodulierte Welle mit der prüfbitmodulierten Welle zu kombinieren und eine kombinierte Welle zu erzeugen, welche die abgeschwächte datenbitmodulierte Welle und die prüfbitmodulierte Welle aufweist; und

eine sechste Einrichtung (38), die mit der kombinierten Welle gespeist wird, um die kombinierte Welle als Übertragungssignal zu erzeugen.

2. Empfänger (11) zur Verwendung in Kombination mit dem Sender (10) nach Anspruch 1, wobei der Empfänger aufweist:

eine siebente Einrichtung (26, 27) zum Empfang des Übertragungssignals als Empfangswelle, um das Empfangssignal zu erfassen und ein Detektionssignal (DT) zu erzeugen, das die Empfangswelle darstellt;

eine achte Einrichtung (29a), die mit dem Detektionssignal (DT) gespeist wird, um eine Entscheidungsrückführungsoperation des Detektionssignals auszuführen und eine Folge von erfaßten Datenbitsignalen zu erzeugenä die man durch Ausführen einer Entzerrung des Detektionssignals mit Entscheidungsrückführung erhält;

eine neunte Einrichtung (41, 51), die mit dem Detektionssignal (DT) gespeist wird, um die Prüfbitsignalfolge zu extrahieren und eine extrahierte Prüfbitsignalfolge zu erzeugen, die eng mit der erfaßten Datenbitsignalfolge verbunden ist;

eine zehnte Einrichtung (52), die mit der erfaßten Datenbitsignalfolge und der extrahierten Prüfbitfolge gespeist wird, um die erfaßte Datenbitsignalfolge bzw. die extrahierte Prüfbitfolge in jeder Rate in eine umgekehrte Datenbitsignalfolge bzw. eine umgekehrte Prüfbitfolge zurückzukonvertieren und die umgekehrte Datenbitsignalfolge sowie die umgekehrte Prüfbitfolge in einen multiplexierten Blockcode zu multiplexieren; und

eine elfte Einrichtung (53), die mit dem multiplexierten Blockcode gespeist wird, um mindestens einen Fehler des multiplexierten Blockcodes zu korrigieren und eine fehlerkorrigierte Datenbitsignalfolge zu erzeugen, welche die Datensignalfolge darstellt.

3. Fehlerkorrekturvorrichtung mit einem Sender nach Anspruch 1 und einem Empfänger nach Anspruch 2 zum Übertragen einer Folge von Datenbitsignalen und einer Folge von Prüfbitsignalen zwischen dem Sender und dem Empfänger.