DE69324962T2

DE69324962T2 - Bild-Höheneinstellungsvorrichtung für Videoanzeige

Info

Publication number: DE69324962T2
Application number: DE69324962T
Authority: DE
Inventors: James Albert Wilber
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1992-07-10
Filing date: 1993-07-02
Publication date: 1999-09-16
Anticipated expiration: 2013-07-03
Also published as: SG81191A1; EP0891079A2; JP3520099B2; US5264762A; EP0578142A2; JPH06105179A; EP0578142A3; EP0578142B1; KR940003318A; EP0891079A3; DE69324962D1; CN1082796A; MY108823A; KR100279166B1; CN1046832C; JP2004007718A; JP3696605B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Video-Wiedergabevorrichtung. Insbesondere betrifft die Erfindung die Einstellung der Bildhöhe bei einer Ablenkschaltung.
Im allgemeinen arbeitet ein Vertikal-Sägezahngenerator einer Vertikalablenkschaltung in einem Fernsehempfänger mit einem einen Strom integrierenden Kondensator, der von einer Gleichstromquelle zum Erzeugen eines rampenförmigen Hinlaufteils eines Ausgangs-Sägezahnsignals aufgeladen wird, das auf ein Vertikalsynchronsignal synchronisiert ist. Der Hinlaufteil des Sägezahnsignals steuert einen Hinlaufteil eines Vertikalablenkstroms, der die Vertikalablenkung in einer Kathodenstrahlröhre (CRT) bewirkt.
Die US-A-3 646 393 beschreibt eine Ablenkschaltung, in der ein Größeneinstell- Potentiometer die Größe der an einem Kondensator gebildeten Sägezahnspannung einstellt. Eine Zentrier-Kompensationsschaltung ermöglicht, daß das Größeneinstell- Potentiometer ohne Beeinflussung der Zentrierung eingestellt werden kann. Ein mit dem Größen-Potentiometer verbundener Spannungsteiler liefert ein geteiltes Potential an den nicht-invertierenden Eingang eines integrierenden Verstärkers, dessen invertierendem Eingang das Potential von dem Größeneinstell-Potentiometer zugeführt wird.
Die EP-A-0 180 761 zeigt eine Vertikalablenkschaltung mit einem Kondensator, einem Verstärker, einer ersten Stromquelle, einer zweiten Quelle für einen Steuerstrom und einer ersten und einer zweiten Vergleichsschaltung. Die erste Stromquelle lädt den Kondensator zur Bildung eines Sägezahnsignals auf. Die jeweilige Spannung an dem Kondensator wird in der ersten Vergleichsschaltung mit einer Referenzspannung verglichen. Die zweite Vergleichsschaltung vergleicht die Spannung an dem Kondensator mit einer zweiten Referenzspannung, die der Spannung entspricht, die für die Ablenkung des Elektronenstrahls auf die Bildmitte benötigt wird. Die zweite Vergleichsschaltung wird durch einen Zähler aktiviert, wenn die Spannung an dem Kondensator über eine bestimmte Zeitdauer von einem festgelegten Punkt abweicht. Die Amplitude des Ablenkstroms kann durch Änderung der ersten Refe renzspannung geändert werden, und die Zentrierung kann durch Änderung der zweiten Referenzspannung geändert werden.
Die vorliegende Erfindung ist im Anspruch 1 angegeben.
In einer Vertikalablenkschaltung mit einem Aspekt der Erfindung ist die Änderungsrate oder die Steilheit des Hinlaufteils des Sägezahnsignals zum Bilden eines Zoom- Betriebsmodus wählbar. Das Sägezahnsignal wird über eine Gleichspannungskopplung einem Eingang eines Vertikalablenkverstärkers zugeführt. Dadurch wird eine gleichspannungsgekoppelte Vertikalablenkschaltung gebildet, die in Form einer Gegenkopplung mit einem Eingang des Verstärkers verbunden ist. Während der Herstellung und des Zusammenbaus des Fernsehempfängers kann es notwendig oder erwünscht sein, die Amplitude des Vertikalablenkstroms für die Einstellung der vertikalen "Höhe" des Rasters einzustellen. Es kann erwünscht sein, die Vertikalhöhe durch Einstellung des Sägezahnsignals der gleichspannungsgekoppelten Vertikalablenkschaltung in einer solchen Weise einzustellen, daß die Einstellung der Vertikalhöhe nur einen minimalen Einfluß auf die Vertikalzentrierung hat.
Eine Video-Wiedergabevorrichtung mit einem Aspekt der Erfindung enthält einen Kondensator und eine Quelle für einen ersten Strom, der dem Kondensator zugeführt wird und von einem Steuersignal abhängig ist, wodurch ein rampenförmiger Hinlaufteil einer Sägezahnspannung an dem Kondensator gebildet wird. Die Sägezahnspannung hat eine Änderungsrate oder Steilheit, die durch den ersten Strom derart eingestellt wird, daß eine Änderung in dem Steuersignal auch eine Änderung in dem Mittelwert der Spannung an dem Kondensator bewirkt. Ein Rücklaufteil der Sägezahnspannung wird bei einer Frequenz erzeugt, die mit einer Ablenkfrequenz verknüpft ist. Eine Ablenkwicklung ist auf der Kathodenstrahlröhre angeordnet, um ein Raster auf einem Wiedergabeschirm der Kathodenstrahlröhre zu erzeugen. Ein Verstärker wird durch das Sägezahnsignal und das Steuersignal gesteuert und erzeugt einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung entsprechend der Sägezahnspannung und dem Steuersignal. Bezüglich der Spannung an dem Kondensator wird eine gleichspannungsgekoppelte Ablenkschaltung gebildet. Eine Quelle für einen zweiten Strom wird durch das Steuersignal gesteuert und ist mit einer Impedanz verbunden, um in der Impedanz den zweiten Strom zu erzeugen. Die Größe des zweiten Stroms wird durch das Steuersignal bestimmt, um in der Impedanz ein drittes Signal zu erzeugen. Das dritte Signal zeigt die Vertikalgröße des Rasters an. Der Verstärker erzeugt den Ablenkstrom entsprechend einer Differenz zwischen der Sägezahnspannung und dem dritten Signal, um dadurch die Vertikalzentrierung des Rasters zu stabilisieren, wenn die Änderungsrate oder die Steilheit der Sägezahnspannung geändert wird.
Fig. 1a, 1b und 1c zeigen eine Vertikalablenkschaltung mit einem Aspekt der Erfindung,
Fig. 2a-2e zeigen idealisierte Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 1,
Fig. 3a-3d zeigen Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 1, wenn eine Schwenkbewegung nach oben erfolgt, und
Fig. 4a und 4b zeigen Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 1, wenn eine Schwenkbewegung nach unten erfolgt.
Die Fig. 1a, 1b und 1c zeigen eine Vertikalablenkschaltung mit einem Aspekt der Erfindung mit einem Sägezahngenerator 100. Ein Vertikalsynchronsignal SYNC von Fig. 1a wird einem Vertikal-Steuergenerator 10 zugeführt. Das Signal SYNC wird durch einen Videodetektor 9 eines Fernsehempfängers erzeugt, der ein Basisband- Fernsehsignal SNTSC, zum Beispiel nach der NTSC-Norm, verarbeitet. Das Signal SNTSC enthält zwischen den aufeinanderfolgend auftretenden Signalen SYNC 262 1/2 horizontale Videozeilen, die ein bestimmtes Bildintervall BILD des SNTSC- Signals bilden. Bei einem NTSC-Signal enthält das Bildintervall die Bildinformationen eines einzelnen Halbbildes. Jedoch kann in einem nicht dargestellten Fernsehsignal mit hoher Auflösung das Bildintervall die Bildinformationen von zum Beispiel eines vollständigen Vollbildes enthalten.
Der Generator 10 enthält einen Mikroprozessor 10a, der ein vertikalfrequentes Synchronimpulssignal A erzeugt. Unter der Steuerung durch einen Benutzer erzeugt der Mikroprozessor 10a ein Impulssignal A von Fig. 2a, das relativ zu dem Impulssignal SYNC von Fig. 2e um einen einstellbaren Betrag TD verzögert ist. Gleiche Symbole und Bezugszeichen in den Fig. 1a, 1b, 1c und in den Fig. 2a-2e, die idealisierte Kurvenformen zeigen, bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen. Der Betrag, um den das Impulssignal A von Fig. 2a verzögert wird, ändert sich entsprechend dem Maß einer Schwenkbewegung, die von dem Benutzer gefordert wird. Zur Erzeugung des Signals A werden die Informationen des Synchronimpulses SYNC, der unmittelbar vor der Wiedergabe der Bildinformationen des jeweiligen vertikalen Halbbildes auftritt, verwendet.
Das Signal A von Fig. 1a wird einem Impulsdehner 10b in Form eines monostabilen Multivibrators oder Flip-Flop zugeführt, der über einen Transistor Q03 ein vertikalfrequentes Impulssignal VRESET erzeugt, das in Fig. 2c dargestellt ist. Das Signal VRESET hat eine Impulsbreite von ungefähr der Dauer von 14 horizontalen Videozeilen. Das Signal VRESET wird einer Basis eines Transistorschalters U01A von Fig. 1b zugeführt. Der Transistorschalter U01A liegt parallel zu einem Kondensator C03, dessen eine Anschlußklemme auf Erdpotential liegt. In jeder Vertikalablenkperiode bewirkt das Signal VRESET, daß eine Spannung VSAW über dem Kondensator C03 auf null Volt geklemmt wird und die Spannung VSAW bei dem Pegel von null Volt aufrechterhält, solange das Impulssignal VRESET erzeugt wird. Eine Vorderflanke LEVRESET des Signals VRESET von Fig. 2c löst den Vertikalrücklauf aus, wie später beschrieben wird.
Unmittelbar nach dem Auftreten der Rückflanke TEVRESET wird der Transistor U01A von Fig. 1b nichtleitend. Ein Gleichstrom IURAMP, der in einem Kollektor eines Transistors U06A eines Spannung/Strom (V/I)-Konverters 21 erzeugt wird, lädt den Kondensator C03 auf und erzeugt einen rampenförmigen Hinlaufteil HINLAUF der hier dargestellten Sägezahnspannung VSAW. Die Änderungsrate oder die Steilheit der Spannung VSAW ist durch die Größe des steuerbaren Kollektorstroms IU- RAMP des Transitors U06A bestimmt.
Der V/I-Konverter 21 wird durch eine analoge Spannung ZOOM gesteuert, die in einem Digital/Analog (D/A)-Konverter 10a1 von Fig. 1a erzeugt wird. Der D/A- Konverter 10a1 wird von dem Mikroprozessor 10a gesteuert. Die Spannung ZOOM bestimmt das Maß des Zoomvorgangs, das von dem Benutzer gefordert wird, und zwar derart, daß die Ändarungsrate oder die Steilheit eines Vertikalablenkstroms iy von Fig. 1c geändert wird.
Die Spannung ZOOM von Fig. 1b wird über einen Widerstand R49 von Fig. 1b einem Emitter eines Strom-Steuertransistors Q07 zugeführt. Eine einstellbare Spannung V-SIZE, die durch ein nicht dargestelltes Potentiometer manuell eingestellt werden kann, wird für eine Serviceeinstellung der Bildhöhe über einen Widerstand R22 dem Emitter des Transistors Q07 zugeführt. Zusätzlich wird eine Gleich- Betriebsspannung von +12 V über einen Widerstand R21 dem Emitter des Transistors Q07 zugeführt. Die Basis des Transistors Q07 ist mit einer Diode CR02 verbunden, die eine temperaturkompensierende Basisspannung gleich der Flußspannung der Diode CR02 liefert. Die über die Widerstände R21, R22 und R49 zugeführten Spannungen erzeugen einen Kollektorstrom in dem Transistor Q07, der eine Basisspannung an der Basis des Stromquellen-Transistors U06A bildet. Die Basisspannung des Transistors U06A, die durch den Kollektorstrom des Transistors Q07 bestimmt ist, entsteht in einer Reihenschaltung eines temperaturkompensierenden Transistors U06C, der als Diode geschaltet ist, und eines Widerstands R14.
Ein Widerstand R16 liegt zwischen dem Emitter des Transistors U06A und einer Betriebsspannung von -9 V. Ein Transistor U06B hat eine Basisspannung, die gleich ist der Basisspannung des Transistors U06A. Ein Potentiometerwiderstand R43 liegt zwischen dem Emitter des Transistors U06B und der Spannung von -9 V. Ein Widerstand R18 liegt zwischen dem Emitter des Transistors U06A und einem Schleifer TAP des Widerstands R43.
Wenn der Schleifer TAP in die Nähe einer Verbindung des Emitters des Transistors U06B mit einem Widerstand R43 eingestellt ist, hat der Widerstand R18 keinen Einfluß auf den Emitterstrom in dem Transistor U06A, weil die Emitterspannung des Transistors U06B gleich der des Transistors U06A ist. Andererseits liegt, wenn der Schleifer TAP in die Nähe des anderen Endes des Widerstands 43 eingestellt ist, der Widerstand R18 parallel zu dem Widerstand R16. Die Einstellung des Potentiometerwiderstands R43 ändert den Emitterstrom des Transistors U06A und die Stromverstärkung des V/I-Konverters 21.
Gemäß einem erfindungsgemäßen Merkmal haben die durch Temperatur bedingten Änderungen und Toleranzen des Widerstands R43, wenn der Schleifer TAP in Kontakt mit einem der Endanschlüsse des Widerstands R43 steht, keinen Einfluß auf den Emitterstrom in dem Transistor U06A. Nur wenn der Schleifer TAP zwischen den Endanschlüssen des Widerstands R43 liegt, kann der Widerstand R43 den Emitterstrom in dem Transistor U06A beeinflussen. Auf diese Weise wird die Gesamt- Temperaturstabilität über den gesamten Bereich der Stellungen des Schleifers in vorteilhafter Weise verbessert. Daher können Toleranzen des die Sägezahnspannung erzeugenden Kondensators C03 in vorteilhafter Weise kompensiert werden.
Die Spannung VSAW wird der Basis eines Transistors U01B eines Differenzpaares zugeführt, das auch einen Transistor U01C enthält. Die Basisspannung des Transistors U01C entsteht an einem Widerstand R09, dessen eine Anschlußklemme mit Erdpotential verbunden ist. Die Werte des Widerstands R09 und eines in ihm fließenden Stroms 10 bestimmen die Basisspannung des Transistors U01C.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung paßt sich die Basisspannung des Transistors U01C an Änderungen der Spannung V-SIZE für die Höheneinstellung derart an, daß die Vertikalzentrierung unbeeinflußt bleibt. Der Strom 10 bestimmt den Wert der Spannung VSAW, die etwa einen Vertikalablenkstrom mit der Ablenkung null erzeugt, wie später beschrieben wird.
Zum Bilden des Stromes 10 dient ein V/I-Konverter 21A, der ähnlich ist zu dem V/I- Konverter 21. Ein Transistor Q09 erzeugt einen Kollektorstrom, der an einen Kollektorstrom in dem Transistor Q07 angepaßt ist, wenn eine Einstellung der Spannung V- SIZE für die Höheneinstellung erfolgt. Die Spannung V-SIZE wird über Widerstände R22 bzw. R56 den Emittern der Transistoren Q07 und Q09 zugeführt. Die Basisspannungen der Transistoren Q09 und Q07 sind gleich. Der Transistor U02B und der Widerstand R06 bilden eine temperaturkompensierte Hauptlast für den Kollektorstrom des Transistors Q09. Eine ähnliche Last für den Kollektorstrom des Transistors Q07 wird durch das Netzwerk aus dem Transistor U06C und dem Widerstand R14 gebildet. Ein Transistor U02A des V/I-Konverters 21A erzeugt einen Strom I0. Bei der Durchführung eines erfindungsgemäßen Merkmals paßt sich der Strom I0 den Änderungen in dem Strom IURAMP des Transistors U06A derart an, daß die Vertikalzentrierung unbeeinflußt bleibt, wenn eine Änderung in der Spannung V-SIZE für die Höheneinstellung erfolgt. Diese Anpassung erfolgt wegen der Schaltungssymmetrie, zum Beispiel der Symmetrie bezüglich der Transistoren U06A und U02A.
Ein Transistor U02C erzeugt die Emitterströme der Transistoren U01C und U01B. Ein Emitterwiderstand R17' bildet den Wert für ein Verhältnis zwischen der Basisspannung und dem Kollektorstrom in dem Transistor U02A. Ein Widerstand R49A liefert eine Spannung CENTER, die in einem DIA-Konverter 10a2 von Fig. 1A erzeugt wird, zu dem Emitter des Transistors Q09. Die Spannung CENTER wird derart gesteuert, daß in den Transistoren Q09 und Q07 annähernd gleiche Kollektorströme erzeugt werden, wenn der Zoom-Modus nicht gewählt wird. Die Spannung CENTER kompensiert einen von null abweichenden Offsetwert der Spannung ZOOM, wenn der Zoom-Modus nicht gewählt wird.
Die Basisspannung des Transistors U01C von Fig. 1b wird durch den Strom I0 gesteuert. Die Werte des Widerstands R09 und des Stroms I0 sind derart gewählt, daß die Basisspannung des Transistors U01C gleich dem Wert der Spannung VSAW an der Basis des Transistors U01B in der Vertikalmitte ist, wenn der normale, Nicht- Zoom-Modus gewählt wird.
Bei der Durchführung eines anderen erfindungsgemäßen Merkmals hat aufgrund der Anpassung zwischen den V/I-Konvertern 21 und 21A jegliche Änderung in der Spannung V-SIZE für die Einstellung der Größe und in der Betriebsspannung von 12 V keinen Einfluß auf das Verhältnis zwischen den Strömen I0 und IURAMP. Die sich ergebenden Änderungen in den Strömen I0 und IURAMP halten die Basisspannung des Transistors U10C bei dem Wert der Sägezahnspannung VSAW, der für jeden Wert der Spannung V-SIZE und der Betriebsspannung von 12V der Vertikalmitte entspricht. Daher bleibt in vorteilhafter Weise die Zentrierung durch die Einstellung der Spannung V-SIZE, die für die Einstellung der Bildhöhe dient, unbeeinflußt.
Die Emitter der Transistoren U01B und U01C sind über Emitterwiderstände R07 bzw. R08 mit einem Kollektor eines Transistors U02C verbunden, der die Summe der Emitterströme steuert. Die Basisspannung des Transistors U02C ist dieselbe wie die des Transistors U02A. Während des Vertikalhinlaufs erzeugt die Emitterspannung des Transistors U02C, die gleich ist der des Transistors U02B, in dem Transistor U02C einen Emitterstrom, der durch eine Parallelschaltung eines Widerstands R05 und eines Widerstands R05A bestimmt ist.
Der Widerstand R05A von Fig. 1b liegt über einen Schalttransistor Q2C parallel zu dem Widerstand R05. Dieser Transistor ist im Zoom-Betriebsmodus von Fig. 2d während des Zeitraums t1-t2 nichtleitend. Während des Vertikalhinlaufs, wie zum Beispiel des Zeitraums t0-t1, für den Zoom-Betriebsmodus bilden die Transistoren U01B und U01C einen Differenzverstärker. Die Kollektorströme der Transistoren U01B und U01C bilden in den entsprechenden Kollektorwiderständen Spannungen, die über Emitterfolger-Transistoren 71 und 70 geführt werden und Sägezahnsignale VRAMP2 bzw. VRAMP1 liefern.
Die Fig. 3a-3d zeigen Kurvenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung von Fig. 1. Gleiche Symbole und Bezugsziffern in den Fig. 1a-1c, 2a- 2c und 3a-3d bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen.
Die Signale VRAMP1 und VRAMP2 der Fig. 3b bzw. 3c sind komplementäre Signale, die sich während des Vertikal-Hinlaufintervalls t0-t1 in entgegengesetzte Richtungen ändern. Die Kurvenformen der Fig. 3b und 3c, die in vollausgezogenen Linien dargestellt sind, gelten für den Zoom-Betriebsmodus. Hingegen gelten die in gestrichelten Linien dargestellten Kurvenformen für den regulären oder Nicht- Zoom-Betriebsmodus. Der Vertikalhinlauf erfolgt zum Beispiel zwischen den Zeitpunkten t0 und t1, wenn der Zoom-Modus gewählt wird, und zwischen den Zeitpunkten t0 und t2, wenn der Zoom-Modus nicht gewählt wird, wie es in den Kurvenformen der Fig. 3a-3c dargestellt ist.
Bei der Durchführung eines erfindungsgemäßen Merkmals wird eine gleichspannungsgekoppelte Ablenkschaltung 11 von Fig. 1c durch Signale VRAMP1 und VRAMP2 gesteuert. In der Schaltung 11 bewirkt eine Ablenkwicklung Ly die Vertikalablenkung in einer Kathodenstrahlröhre (CRT) 22 vom Typ W86EDV093X710 mit einem Seitenverhältnis von 16 · 9.
Die Wicklung Ly liegt in Reihe mit einem Abtastwiderstand R80 für den Ablenkstrom. Die Wicklung Ly und der Widerstand R80 von Fig. 1c bilden eine Reihenanordnung, die zwischen einem Ausgangsanschluß 11b eines Verstärkers 11a und einem Verbindungspunkt 11c eines Kondensators Cb zur Tennung von der Betriebsspannung liegt. Ein Widerstand R70 führt der Klemme 11c über einen Emitterfolger-Transistor Q46 eine Betriebsspannung V+ von zum Beispiel +26 V zu. Der Transistor Q46 er zeugt eine Gleichspannung an der Klemme 11c, die etwa gleich der Hälfte der Betriebsspannung V+ ist. Ein Verbindungspunkt 11d zwischen der Wicklung Ly und dem Widerstand R80 ist über einen Rückkopplungs-Widerstand R60 mit einer invertierenden Eingangsklemme des Verstärkers 11a verbunden. Die Klemme 11c des Widerstands R80 ist über einen Widerstand R30 mit der nicht-invertierenden Eingangsklemme des Verstärkers 11a verbunden. Auf diese Weise wird eine negative Rückkopplungs-Spannung, die über dem Widerstand R80 entsteht, den Eingangsklemmen des Verstärkers 11a zugeführt. Die komplementären Sägezahnsignale VRAMP1 und VRAMP2 werden über Widerstände R40 bzw. R50 der nicht- invertierenden bzw. der invertierenden Eingangsklemme des Verstärkers 11a zugeführt und steuern den Ablenkstrom iy. Unterschiede zwischen den Signalen VRAMP1 und VRAMP2 zum Beispiel aufgrund von Fehlanpassungen der Bauteile oder Toleranzen in der Offsetspannung, werden durch ein Potentiometer 88 kompensiert, das zwischen den Kollektoren der Transistoren U01B und U01C liegt. Der Vertikal- Hinlaufteil des Ablenkstroms iy in der Wicklung Ly beginnt im Zeitpunkt t0 von Fig. 2c der Signale VRAMP1 und VRAMP2 von Fig. 1c.
In vorteilhafter Weise bewirken die Transistoren U01C und U01B von Fig. 1b die Vertikal-S-Korrektur in der CRT 22. Die S-Korrektur erfolgt durch einen Betrieb der Transistoren U01C und U01B in einem nichtlinearen Bereich. Die Transistor- Kennlinien bewirken, daß die Signalverstärkung des durch die Transistoren U01C und U01B gebildeten Verstärkers zu Beginn und am Ende des Vertikalhinlaufs, wenn der Strom in einem entsprechenden Transistor klein ist, geringer ist als in der Mitte des Hinlaufs.
Wenn eine Schwenkbewegung nach oben erfolgt, wird das Signal VRESET von Fig. 2c, das den Beginn des Hinlaufteils der Signale VRAMP1 und VRAMP2 von Fig. 1b steuert, aus einem Vertikalsynchronimpuls SYNC von Fig. 2e erzeugt oder durch diesen synchronisiert. Das Signal SYNC gehört zu den Bildinformationen, die unmittelbar auf das Signal SYNC in dem Signal SNTSC folgen. Das Signal SYNC erscheint unmittelbar vor einem Bildintervall IMAGE des Signals SNTSC. Das Bildintervall IMAGE von Fig. 2e enthält zum Beispiel die Bildinformationen, die gegenwärtig in der CRT 22 von Fig. 1c wiedergegeben werden. Das INTERVALL IMAGE von Fig. 2e wird hier als das derzeit wiedergegebene Bildintervall bezeich net. Nur das Signal SYNC von Fig. 2e, das unmittelbar vor dem Intervall IMAGE auftritt, ist gemäß der Definition des Signals NTSC von Fig. 1a nach der NTSC- Norm dem Intervall IMAGE zugeordnet. Somit beginnt der Vertikal-Hinlaufteil des Ablenkstroms iy nach derselben Verzögerungszeit gegenüber dem Vertikalsynchronimpuls, die in jedem Halbbild oder Bildintervall zu dem entsprechenden derzeitig wiedergegebenen Bildintervall gehört. Daher wird der Ablenkstrom iy von Fig. 1c in jeder Periode einwandfrei synchronisiert. Daher bewirken in vorteilhafter Weise Änderungen des Synchronsignals SYNC von Halbbild zu Halbbild keine Änderungen in der Vertikallage des wiedergegebenen Bildes.
Fig. 3a zeigt in voll ausgezogenen Linien ein Beispiel für die Kurvenform des Ablenkstroms iy, wenn ein Zoom-Betriebsmodus gewählt wird. Fig. 3d zeigt schematisch ein Beispiel des Zeitdiagramms des Signals SNTSC von Fig. 1a. Ein Intervall 301 des Intervalls IMAGE von Fig. 3d enthält die Bildinformationen der oberen Hälfte des Bildes, die in einem Nicht-Zoom-Betriebsmodus wiedergegeben würden. Ein Intervall 300 enthält die Bildinformationen der unteren Hälfte eines derartigen Bildes.
Ein Schwenk-Betriebsmodus nach oben ergibt sich, wenn ein unterer Teil des wiedergegebenen Bildes um einen größeren Betrag als ein oberer Teil beschnitten wird. Das Beispiel der Fig. 3a und 3d zeigt somit die maximale Schwenkbewegung nach oben. Das ist der Fall, weil eine Videozeile TOP, die die erste Videozeile des Intervalls 301 von Fig. 3d ist und die Bildinformationen in dem Nicht-Zoom-Modus wiedergeben kann, auch die erste Videozeile für die Lieferung der Bildinformationen in dem maximalen Schwenkmodus nach oben der Fig. 3a und 3d ist.
Zur Bildung des regulären, Nicht-Zoom-Betriebsmodus kann der Anfangszeitpunkt des Hinlaufteils des Stroms iy von Fig. 3a, dargestellt in gestrichelten Linien, etwas weniger verzögert werden, damit dasselbe Videoelement an der Oberkante des Bildschirms zu liegen kommt. Der Unterschied in der Verzögerung kompensiert den Unterschied, der in dem Beginn des Vertikalhinlaufs auftritt, zwischen der Änderungsrate des Stroms iy von Fig. 3a in dem Zoom-Betriebsmodus und dem in dem regulären, Nicht-Zoom-Betriebsmodus.
Das Signal SYNC, zum Beispiel von Fig. 3d, steuert den Beginnzeitpunkt des Vertikalhinlaufs. Der Vertikalhinlauf beginnt in jedem vertikalen Halbbild zum Zeitpunkt t0 der Fig. 3a-3d. Somit wird zum Beispiel der Vertikalhinlauf auf der Basis des Signals SYNC von Fig. 3d synchronisiert, das unmittelbar vor dem Intervall 301 des Bildintervalls IMAGE auftritt. Das Signal SYNC gehört zu dem derzeit wiedergegebenen Bildintervall IMAGE. Im Gegensatz dazu wird in der obengenannten Anordnung von Rodriguez-Cavazos, et al. das Synchronsignal, das zu dem vorangehenden und nicht zu dem derzeit wiedergegebenen Bildintervall gehört, für die Synchronisierung des Vertikal-Hinlaufs verwendet, wenn eine Schwenkbewegung nach oben erfolgt. Daher wird die obengenannte Möglichkeit einer Fehlausrichtung des Bildes in vorteilhafter Weise verhindert.
Das Beispiel der Fig. 4a und 4b zeigt den Fall, wenn eine Videozeile an der Unterkante des Rasters, die die letzte Videozeile des Intervalls 300 des Bildintervalls IMAGE von Fig. 4b und in der Lage ist, die Bildinformationen in dem Nicht-Zoom- Betriebsmodus zu liefern, auch die letzte wiedergegebene Videozeile ist, um eine maximale Schwenkbewegung nach unten zu bewirken. Gleiche Symbole und Bezugsziffern in den Fig. 4a, 4b, 3a-3d, 2a-2e und 1a-1c bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen. Die Verzögerung des Stroms iy von Fig. 4a relativ zu dem Signal SNTSC von Fig. 4b ist nennenswert größer als die Verzögerung des Stroms iy von Fig. 3a relativ zu dem Signal SNTSC von Fig. 3d.
In vorteilhafter Weise verwendet die Ablenkschaltung 11 von Fig. 1c eine positive Betriebsspannung V+ und benötigt keine negative Betriebsspannung für die Erzeugung des Wechselstroms iy. Auf diese Weise wird die nicht dargestellte Betriebsspannungserzeugung vereinfacht. Ein strombegrenzender Widerstand R70 ist an die Betriebsspannung V+ angeschlossen, um über den Transistor Q46 an der Klemme 11c die halbe Betriebsspannung zu erzeugen.
Es kann erwünscht sein, den mittleren Strom oder Gleichstrom über den strombegrenzenden Widerstand R70 zu verringern, so daß ein Widerstand R70 mit einem großen Wert verwendet werden kann. Der große Wert für den Widerstand R70 ist erwünscht, um eine Strombegrenzung zu bilden, so daß ein übermäßiger Ablenk strom verhindert wird, wenn ein fehlerhafter Zustand auftritt. Ein derartiger fehlerhafter Zustand kann zum Beispiel auftreten, wenn die Ausgangsklemme 11b des Verstärkers 11a kurzgeschlossen wird und Erdpotential annimmt. Es kann auch erwünscht sein, einen übermäßig hohen Ablenkstrom zu verhindern, um dadurch eine Beschädigung des Halses der CRT 22 durch ein Auftreffen des Strahlstroms zu vermeiden.
Daher wird in vorteilhafter Weise der Ablenkstrom iy in dem Zoom-Betriebsmodus zwischen dem Zeitpunkt t1 von Fig. 3a und dem Ende des Vertikalhinlaufs und dem Zeitpunkt t2 unmittelbar vor dem Beginn des nächsten Vertikalrücklaufs verringert oder begrenzt. Zur Verringerung des Stroms iy erzeugt der Mikroprozessor 10a von Fig. 1a ein Impulssignal B von Fig. 2b mit einer Vorderflanke LEB, die auftritt, wenn der Ablenkstrom iy von Fig. 1c einen Spitzenwert -Ip von Fig. 3a entsprechend der Unterkante des Rasters erreicht. In einer nicht dargestellten Weise dient das Signal B außerdem für Austastzwecke während der Zeitdauer t1-t2.
Das Signal B und ein Ausgangssignal des Flip-Flop 10b von Fig. 1a werden einem Flip-Flop 12 zugeführt, um über einen Transistor Q2C ein Impulssignal D an der Basis eines Schalttransistors Q2C von Fig. 1b zu erzeugen. Das Signal D hat eine Vorderflanke LED, die etwa zusammenfällt mit der Vorderflanke LEB des Impulssignals B von Fig. 2b und eine Rückflanke TED, die etwa zusammenfällt mit einer Vorderflanke LEA des Impulssignals A. Wenn sich das Signal D von Fig. 2d bei dem Zustand WAHR oder der logischen "1" befindet, wird der Transistor Q2C von Fig. 1c leitend. Wenn der Transistor Q2C leitend ist, ändern sich die Sägezahnsignale VRAMP1 und VRAMP2 in Übereinstimmung mit dem Signal VSAW.
Das Signal D ist zwischen seiner Vorderflanke LED und seiner Rückflanke TED bei dem Zustand FALSCH oder der logischen "0" und bewirkt, daß der Transistor Q2C von Fig. 1b nichtleitend ist. Wenn der Transistor Q2C nichtleitend ist, nimmt der Kollektorstrom des Transistors U02C ab, eine Kollektorspannung des Transistors U02C nimmt zu, und der Transistor U01B wird abgeschaltet. Daher fließt der verringerte Kollektorstrom des Transistors U02C vollständig über den Emitter des Transistors U01C. Da der Kollektorstrom in dem Transistor U02C verringert wird, wird die Spannungsdifferenz zwischen den Signalen VRAMP1 und VRAMP2 von Fig. 3b bzw. 3c während des Zeitraums t1-t2 wesentlich kleiner als vor dem Auftreten der Vorderflanke des Impulssignals B von Fig. 1a. Daher wird der Ablenkstrom iy von Fig. 3a, der der Spannungsdifferenz zwischen den Signalen VRAMP1 und VRAMP2 der Fig. 3b bzw. 3c proportional ist, gering, wie zum Beispiel 25% von -Ip.
Wegen der schnellen Änderung in dem Signal VRAMP1 in der Nähe des Zeitpunktes t1 von Fig. 3b hört der Ablenkverstärker 11a auf, in einem linearen Rückkopplungsmodus zu arbeiten, und eine Spannung VB an der Betriebsspannungsklemme wird der Ablenkwicklung Ly zugeführt. Eine Rücklaufspannung V11b wird unmittelbar nach dem Zeitpunkt t1 und auch unmittelbar nach dem Zeitpunkt t2 von Fig. 3a oder zweimal in einer bestimmten Ablenkperiode erzeugt. Ein Schalter 11f1 von Fig. 1c einer Boosterstufe 11f bewirkt, daß ein Kondensator 11g in Reihe mit einem Boosterkondensator 11e geschaltet wird. Der Kondensator 11e wird während des Vertikalhinlaufs über eine Diode X und einen Schalter 11f2 von der Betriebsspannung V+ von +26 Volt aufgeladen. Eine Betriebsspannung über einem Siebkondensator 11g wird zu einer Spannung an dem Boosterkondensator 11e addiert, wodurch eine Boosterspannung VB entsteht. Die Spannung VB wird durch die Diode X von der Betriebsspannung V+ mit +26 Volt getrennt, wenn die Boosterspannung VB entsteht.
Während eines kurzen Intervalls t1-t1' von Fig. 3a wird ein erster Rücklaufteil RÜCKLAUF1 des Stromes iy erzeugt. Während dieses Intervalls erfolgt ein erster teilweiser Rücklaufvorgang. Während eines folgenden Intervalls t1'-t2 arbeitet der Ablenkverstärker 11a von Fig. 1c wieder in einem linearen Rückkopplungs- Betriebsmodus. Der lineare Betrieb wird wieder aufgenommen, weil die Signale VRAMP1 und VRAMP2 eine genügend lange Zeit bei konstanten Werten liegen, um einen eingeschwungenen Rückkopplungs-Betriebsmodus zu erhalten.
Während eines zweiten Teils RÜCKLAUF2 erfolgt ein zweiter teilweiser Rücklaufvorgang. Im Zeitpunkt t2 ist die in der Wicklung Ly von Fig. 1c gespeicherte magnetische Energie durch die relativ geringe Größe des Stroms iy von Fig. 3a in der Ablenkwicklung Ly von Fig. 1c bestimmt. Die obengenannte gespeicherte magnetische Energie im Zeitpunkt t2 von Fig. 3a dient zur Betätigung des Schalters 11f1 zum Erzeugen der Vertikal-Rücklaufspannung V11b an der Klemme 11b von Fig. 1c, die größer ist als die Spannung V+. Wie oben erläutert, erzeugt der Schalter 11f1 die Boosterspannung VB, wenn die Rücklaufspannung V11b an der Klemme 11b größer wird als die Spannung V+.
In vorteilhafter Weise hat der Strom iy im Zeitpunkt t2 von Fig. 3a einen niedrigen, aber von null abweichenden negativen Wert. Die negative Polarität des Stroms is im Zeitpunkt t2 bewirkt, daß die Rücklaufspannung V11b von Fig. 1c die notwendige Polarität für die Betätigung des Schalters 11f1 hat. Die Boosterspannung VB, die etwa gleich dem doppelten Wert der Spannung V+ ist, wird der nicht dargestellten Transistor-Ausgangsstufe des Verstärkers 11a zugeführt. In vorteilhafter Weise verringert die Spannung VB die Dauer des zweiten Rücklaufteils RÜCKLAUF2 von Fig. 3a, die für den Ablenkstrom iy benötigt wird, um den positiven Spitzenwert +lp anzunehmen, der nach der Voderflanke LEA von Fig. 2b auftritt.
Ohne die Spannungs-Booster-Rücklauf-Beschleunigungs-Funktion, wenn kein Zoom oder ein geringes Maß an Zoom gewählt wird, könnte die für den Rücklaufteil RÜCK- LAUF2 von Fig. 3a verfügbare Zeit nicht ausreichen, um den Rücklaufvorgang durchzuführen. Wenn das geringe Maß an Zoomen gewählt wird, ist die für den Rücklaufteil RÜCKLAUF2 verfügbare Zeit kürzer, als wenn ein höheres Maß an Zoomen gewählt wird. Auf diese Weise erfolgt in vorteilhafter Weise die Verringerung in dem Mittelwert des Stroms iy von Fig. 3a, ohne auf die vorteilhafte Anwendung der Spannungs-Booster-Funktion zu verzichten.
Die Spannungs-Booster-Funktion wird auch während des Intervalls t1-t1' in dem Rücklaufteil RÜCKLAUF1 angewendet. Das Intervall t1-t1' liegt unmittelbar hinter dem Hinlaufintervall t0-t1. Auf diese Weise wird jeder der Rücklaufteile RÜCKLAUF1 und RÜCKLAUF2 durch die Wirkung der Boosterstufe 11f beschleunigt.

Claims

1. Video-Wiedergabevorrichtung, enthaltend:

eine auf einer Kathodenstrahlröhre angeordnete Vertikal-Ablenkwicklung (Ly),

einen ersten Differenzverstärker (11a), der auf ein Paar von Signalen anspricht und mit der Ablenkwicklung zum Erzeugen eines Vertikal-Ablenkstroms (iy) in dieser Wicklung verbunden ist,

Mittel (R80) die mit der Ablenkwicklung und dem Verstärker verbunden sind und einen Rückkopplungsweg zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals (Spannung an der Klemme 11d) bilden, das den Ablenkstrom anzeigt,

dadurch gekennzeichnet, daß

das Paar von Signalen ein Paar von komplementären Sägezahnsignalen (VRAMP1, VRAMP2) ist und daß die Vorrichtung außerdem einen Sägezahngenerator (100, U01B, U01C) enthält, der auf ein Vertikalsynchronsignal (VRESET) anspricht und die komplementären Sägezahnsignale (VRAMP1, VRAMP2) erzeugt, die dem Eingang des Verstärkers derart zugeführt werden, daß die Sägezahnsignale außerhalb des Rückkopplungsweges des Verstärkers erzeugt werden.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

eine Quelle für ein Steuersignal (V-SIZE) für die Vertikalgröße, Mittel (U06A, U02A), die auf das Steuersignal ansprechen und einen ersten (IU- RAMP) und einen zweiten (10) Strom mit Größen erzeugen, die sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal derart ändern, daß die Änderungen des ersten und des zweiten Stroms aneinander angepaßt sind,

wobei der Sägezahngenerator (U01C, U01B, 100) auf den ersten Strom anspricht und ein Sägezahnsignal (VSAW) mit einer Amplitude erzeugt, die durch das Steuersignal bestimmt ist,

einen zweiten Differenzverstärker (U01B, U01C), der in dem Sägezahngenerator enthalten ist und auf ein Referenzsignal (Basisspannung von U01C) und das Sägezahnsignal anspricht und das Paar von komplementären Sägezahnsignalen derart erzeugt, daß der erste Differenzverstärker (11a) ein erstes Ausgangssignal (V11b) erzeugt, das der Vertikalablenkwicklung (Ly) zugeführt wird und darin den Vertikalablenkstrom (iy) erzeugt, und

Mittel (R09), die auf den zweiten Strom ansprechen und das Referenzsignal bei einem Gleichspannungswert erzeugen, der durch das Steuersignal bestimmt ist, um die Vertikalzentrierung der Wiedergabe bei Änderungen der Vertikalgröße der Wiedergabe zu stabilisieren.