DE69226279T2

DE69226279T2 - Laserdioden Entfernungsmessung

Info

Publication number: DE69226279T2
Application number: DE69226279T
Authority: DE
Inventors: Richard A. Glastonbury Ct 06033 Meinzer; Bruce E. Glastonbury Ct 06033 Zepke
Original assignee: United Technologies Corp
Current assignee: RTX Corp
Priority date: 1991-11-27
Filing date: 1992-11-19
Publication date: 1998-11-19
Anticipated expiration: 2012-11-20
Also published as: RU2111510C1; ES2072241T3; WO1993011448A1; CA2121902A1; JPH07501401A; DE614536T1; US5267016A; EP0614536A1; DE69226279D1; EP0614536B1; ES2072241T1

Description

Die mit-anhängige US-Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen USSN 800,336, zwischenzeitlich veröffentlicht in Form des Dokuments US-A- 5,157,090, und hiermit gleichzeitig eingereicht, enthält Gegenstände, die zu den hier offenbarten Gegenständen in Beziehung stehen.
Die Erfindung betrifft eine lasergestützte Entfernungsmeßvorrichtung, insbesondere basierend auf Laserdioden-Kohärenz-Interferenz, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Es ist bekannt, daß Halbleiterlaser, z. B. Laserdioden für die Messung von Entfernungen eingesetzt werden können, wie dies beschrieben ist in: G. Beheim et al "Range Finding Using Frequency-Modulated Laser Diode", Applied Optics, Vol 25, Nr.9 (1986).
Eine Laserdiode besitzt typischerweise einen optischen Hohlraum mit zwei einander gegenüberstehenden, polierten Stirnflächen (als Facetten bezeichnet), die jeweils einen bekannten Brechungsindex besitzen und zwischen sich ein Lichtverstärkungs-Medium aufnehmen. Im Inneren des Diodenhohlraums wird dadurch Licht erzeugt, daß über den PN-Übergang der Diode elektrischer Strom geleitet wird (wozu typischerweise Seiten der Diode verwendet werden, die verschieden sind von den Facet ten). Das Licht im Inneren des Diodenhohlraums wird von einer ersten (z. B. der Vorder-)Facette und einer zweiten (z. B. der hinteren) Facette jeweils reflektiert, um dadurch zur stimulierten Emission und dem bekannten Laserbetrieb zu führen. Typischerweise sind Vorder- und Hinterfacette teilweise transparent (d. h. nicht 100% reflektierend). Damit verläßt etwas Licht den Laser über die vordere und die hintere Facette. Die Menge des aus einer unbeschichteten Facette austretenden Lichts bestimmt sich durch dessen Brechungsindex.
Das Verhalten einer Laserdiode läßt sich bekanntlich signifikant mit Hilfe einer äußeren optischen Rückkopplung beeinflussen, d. h. einer Rückkopplung eines Teils des Laser-Ausgangslichts zurück in den Laser hohlraum über eine äußere reflektierende Fläche, wie dies beschrieben ist in dem Artikel: R. Lang et al "External Optical Feedback Effects on Semiconductor Injection Laser Properties ", IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol QE-16, Nr.3 (März 1980). Eine Laserdiode läßt sich zusammen mit einer äußeren reflektierenden Fläche, z. B. einem reflektierenden Target, betrachten als Verbund- oder gekoppelter Laserhohlraum, bestehend aus dem Diodenhohlraum und einem externen Hohlraum, der gebildet wird durch das reflektierende Target und die dem Target gegenüberstehende Laserdioden-Facette (z. B. die Vorder- Facette). Der Abstand von dem Laser zu der externen Fläche muß nicht länger als eine halbe Kohärenzlänge (die Strecke, in der die Photonen in Phase bleiben) des Ausgangslichts sein, weil das Licht auf der gesamten zurückgelegten Strecke kohärent bleiben muß (d. h. hin zu dem Target und zurück zu dem Laser). In konventionellen Laser sind sogenannte Effekte aufgrund gekoppelten Hohlraums bekannt und beispielsweise beschrieben in der US-A-4,550,410 mit dem Titel "Coupled Cavity Laser".
Es ist außerdem bekannt, daß, wenn ein Stromfluß durch eine Laserdiode von einer Stärke auf eine andere geändert wird, die optische Frequenz, bei der die Laserdiode arbeitet (oder "schwingt"; auch als "Freilauf"-Frequenz bezeichnet) sich ansprechend darauf ändert. Genauer: wenn der Strom zunimmt, wird die Wellenlänge der Laserdiode größer, folglich nimmt die Frequenz, bei der der Laser arbeitet, ab. Dies geschieht bekanntlich deshalb, weil sich die Temperatur des Laserdioden- Materials durch den Strom ändert, was wiederum Ursache ist für eine Änderung des Brechungsindex' des Materials, welcher eine Änderung der optischen Weglänge Ld des Hohlraums (auch als effektive Diodenhohlraumlänge bezeichnet) bewirkt, bei der es sich um das Produkt des Brechungsindex des Lasermaterials und der baulichen Länge des Laserhohlraums handelt.
Es ist ferner bekannt, daß bei einer Änderung der optischen Betriebsfrequenz des Lasers die Intensität des von der nicht dem Target gegenüberliegenden Facette emittierten Ausgangslichts Welligkeiten oder Undulations-Impulse (auch als "Modensprünge" bezeichnet) zeigt. Diese Intensitätsimpulse sind zurückzuführen auf kohärente Interferenz im Inneren der Laserdiode zwischen dem vom Target reflektierten Licht (welches über die dem Target gegenüberliegende Facette wieder eintritt) und dem Licht im Inneren der Laserdiode (vorausgesetzt, die Entfernung zwischen Laser und Target bleibt unverändert). Bekanntlich kommt es zu Impulsen bei Laser-Betriebsfrequenz-Intervallen gleich der Frequenzdifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Schwingungstypen des externen Hohlraums:
c/2L G1. 1
wobei c die Lichtgeschwindigkeit und L die Strecke von der vorderen Facette zu dem Target ist. Es ist außerdem bekannt, daß diese Impulse sehr leicht nachgewiesen werden können, indem man das von der hinte ren Facette emittierte Lichtintensitäts-Signal differenziert.
Wenn das Target ein ganzzeiliges Vielfaches der optischen Weglängen Ld des Laserdioden-Hohlraums der Laserdiode ist, kommt es zu maximaler aufbauender kohärenter Interferenz, und die Spitzenamplitude der Ausgangs-Intensitätsimpulse sind maximal. In ähnlicher Weise werden, wenn die Entfernung zwischen Target und Laserdiode ein nicht-ganzzeiliges Vielfaches von Ld ist, die Amplituden der Impulse aufgrund auslöschender Interferenz des reflektierten Lichts verkleinert, sind aber noch meßbar. Damit schwankt die Spitzenamplitude der Intensitäts impulse mit der Entfernung, sie sind allerdings noch unabhängig davon meßbar, ob das Target um ein ganzzeiliges Vielfaches von Ld gegenüber dem Laser entfernt ist, wie dies bei Lang et al beschrieben ist.
Bei bekannten Laserdioden-Entfernungsmeßexperimenten, wie sie von Lang et al und Beheim et al beschrieben werden, wurden ein bekannter Photodetektor und dazugehörige Elektronik eingesetzt, um das Licht zu messen, welches aus der hinteren Facette des Lasers austritt, um ein entsprechendes Spannungssignal zu erzeugen. Das Spannungssignal von dem Detektor wird analysiert, um die Entfernungsinformation zu bestimmen.
Die Entfernung L zwischen der vorderen Facette und dem Target ist durch folgende Gleichung gegeben:
L = Nc/2ΔF G1. 2
wobei N die Anzahl von Intensitätsimpulsen (oder Außenhohlraum) - "Modensprüngen" ist, die bei einer Laserfrequenzänderung ΔF auftreten; c die Lichtgeschwindigkeit ist; und ΔF die Änderung der Laserfrequenz ist, zu der es aufgrund der Änderung des Laserdioden-Treiberstroms kommt. L ist (um viele Größenordnungen) größer als die optische Weglänge des Laserdiodenhohlraums. Damit läßt sich die Entfernung L zu dem Target dadurch bestimmen, daß man lediglich die Anzahl N der "Modensprünge" auszählt, die sich aus der Laserfrequenzänderung ΔF ergeben. Die theoretische Auflösung bei der Entfernungsmessung ist bekanntlich die einem "Modensprung" entsprechende Entfernung oder
ΔL = c/2ΔF G1. 3
Bei ΔF = 50 GHz ergibt sich folglich ΔL = 3 mm, was eine gute Auflösung darstellt, wie bei Beheim et al diskutiert.
Allerdings kommt es bei dem Versuch, eine auf Laserdioden-Interferenz basierende Entfernungsmessung in einer realen Umgebung zu implementieren, zu zahlreichen Problemen. Zunächst ist eines der größten Probleme bei dem Nachweis kohärenten Lichts das Speckle-Rauschen. Speckle- Rauschen ist bekanntlich ein optisches Rauschen, welches als Folge der Streuung kohärenten Lichts entsteht, wenn dieses auf eine Oberfläche trifft, die (im Wellenlängen-Maßstab) nicht perfekt eben ist. Außerdem weisen sämtliche Targets einen endlichen Betrag an Oberflächenschwingung auf, welches das Speckle-Rauschen steigert. Wenn sich außerdem das Target dreht, wie es z. B. bei einem Hubschrauber-Rotorblatt der Fall ist (ähnlich, wie es in der anhängigen US-Anmeldung mit dem Aktenzeichen 07/665,061, inzwischen veröffentlicht als US-A-5,229,956, beschrieben ist), existiert ein gewisses Schlagen, welches ebenfalls das Speckle-Rauschen erhöht. Dieses Rauschen stört den Kohärenz-Nachweis und kann Ursache daflir sein, daß die optische Intensität periodisch als Funktion der Entfernung zum Target abfällt und dadurch in gewissen Entfernungen die Intensitätsmessung (d. h. die Messung des Abfalls) verhindert und die Entfernungsmessung unzuverlässig macht.
Außerdem diskutiert Beheim et al die Verwendung einer Aufwärts- Abwärts-Rampen-Stromwellenform (eine Rampe mit positiver Steigung, gefolgt von einer Rampe mit negativer Steigung) zum Treiben der Laserdiode; allerdings erzeugt eine Aufwärts-Abwärts-Rampe einen Gleichstromversatz in der differenzierten Wellenform, der als Funktion der Anzahl von Impulsen schwankt, die in einer gegebenen Rampenzeit auftreten, was Ursache ist für ungleichmäßige Impulsamplituden, die wiederum zu einer ungenauen Entfemungsmessung führen können.
Außerdem kann eine Aufwärts-Abwärts-Rampe Intensitätsimpulse zweier entgegengesetzter Polaritäten hervorrufen, so daß eine zwei Polaritäten nachweisende Elektronik erforderlich ist. Außerdem ist eine Wellenform mit Aufwärts-Abwärts-Rampe Ursache für eine Ungenauigkeit aufgrund der abrupten Änderung der Wellenform-Steigung (von positiv nach negativ).
Ferner ist es bekannt, daß, wenn das Target sich in Bewegung befindet (d. h., eine endliche Geschwindigkeit besitzt), zusätzliche Impulse (mit einem ähnlichen Amplitudengang, wie er oben erläutert wurde) im Laser-Ausgangssignal erscheinen, bedingt durch den bekannten Doppler- Effekt (bezeichnet als Dopplerfrequenz Fd). Hierzu kommt es unabhängig davon, ob der Treiberstrom für die Laserdiode (d. h. die optische Laserfrequenz) sich mit der Zeit ändert. Folglich steht die Gesamtanzahl von Impulsen pro Wobbeldurchgang des Treiberstroms (im folgenden als Rampenzyklus bezeichnet), die von dem Laser abgestrahlt werden, in Beziehung zu der Entfernung (Fx) und der Geschwindigkeit (Fd) des Targets. Genauer gesagt: bei einem Treibersignal in Form einer Aufwärts-Abwärts-Stromrampe beträgt, wenn der Treiberstrom ansteigt und sich das Target auf den Laser zu bewegt, die Anzahl von Impulsen, die im Rückkopplungszweig zu sehen sind, Fx + Fd. Wenn hingegen der Treiberstrom abnimmt und sich das Target auf den Laser zu bewegt, beträgt die Anzahl festgestellter Impulse Fx - Fd. Wenn Fd größer als Fx ist (d. h., sich das Target schneller als mit einer gewissen Geschwindigkeit bewegt), ist das Ergebnis der Relation Fx - Fd negativ, und die Richtung der Impulse bei der abnehmenden Steigung ändert die Polarität und erfordert damit, daß die Elektronik dieses pHänomen kompensiert. Erforderlich wird hierdurch, daß die Elektronik komplexer und kostspieliger wird, oder daß dem Target Geschwindigkeitsbeschrähkungen auferlegt werden. Bewegt sich das Target von dem Laser fort, sind die oben angegebenen Relationen die gleichen, nur daß das Vorzeichen von Fd in beiden Fällen umgekehrt wird.
Aus dem Artikel von Shinohara, 5. et al: "High-resolution range finder with wide dynamic range of 0.2 m to 1 m using a frequency-modulated laser diode", Proc. Annual Conference of IEEE Industrial Electronics Society L5 (1989), Seiten 646 bis 651 ist eine Laser-Entfernungsmeßvorrichtung zum Messen der Entfernung zu einem mitwirkenden Target bekannt, welches vorbestimmte, hochreflektierende Eigenschaften besitzt. Bei dieser bekannten Vorrichtung wird ein von einer Laserdiode emittierter Lichtstrahl durch eine Linse auf ein weißes Kopierpapier- Target fokussiert. Die Laserdiode wird mit einem Dreieckwellen-Strom frequenzmoduliert. Das in den Laser zurückreflektierte Licht ruft Außenhohlraum-Modensprünge hervor, die gewisse Diskontinuitäten in der Lichtausgabe hervorrufen. Ein von einer Photodiode im Inneren des Laserdiodengehäuses erhaltene Signal wird in die Meßschaltung geführt und von einem Mikrocomputersystem verarbeitet, um Daten des gemessenen Bereichs zu liefern. Die Schrift offenbart, daß FN-Rauschen das gemessene Entfernungs-Ausgangssignal beeinflußt, schweigt sich jedoch über Speckle-Rauschen aus.
Aus dem vorerwähnten Artikel von Beheim, G. et al: "Range-finding using frequency modulated laser diode", Applied Optics 25 (1986), Nr. 9, Seiten 1439 bis 1442 ist eine weitere Laser-Entfernungsmeßvorrichtung zum Messen der Entfernung zu einem mitwirkenden Target bekannt, welches vorbestimmte, hochreflektierende Eigenschaften besitzt. Diese bekannte Vorrichtung macht Gebrauch von einer Laserdiode sowohl als frequenzabstimmbare Quelle wie auch als optischer Phasendiskriminator. Die Entfernung zwischen dem Laser und dem reflektieren Target wird anhand der Laserfrequenz-Abweichung ermittelt, die ein vollständiger Zyklus der Phasenänderung in dem vom Target zu dem Laser zurückgeführten Licht hervorruft. Das Erkennen der Laserzyklen des reflektierten Lichts wird erleichtert durch die Neigung der Laserdiode, bei einer der Resonanzfrequenzen des durch das Target geschaffenen Außenhohlraums einzurasten. Das reflektierende Target und die Laser-Vorderfacette bilden einen Außenhohlraum mit einer Länge, die viel größer ist als die optische Länge des Laserdioden-Hohlraums. Bei Beaufschlagung mit dem zurückkommenden Signal von dem Target verrastet die Laserdiode bei der Außenhohlraum-Resonanzfrequenz, die der Frequenz am nächsten ist, bei der der Laser ohne die Rückkopplung arbeiten würde. Wenn die Freilauffrequenz des Lasers abgestimmt wird, indem der Dioden-Treiberstrom moduliert wird, finden "Modensprünge" bei Intervallen der Freilauf-Frequenz statt, die gleich sind den Frequenzdifferenzen zwischen aufeinanderfolgenden Außenhohlraum-Moden. Diese Modensprünge führen Diskontinuitäten in die Laser-Ausgangsleistung ein, die sich mühelos durch Differenzieren des Signals von einem Laser-Leistungsüberwacher nachweisen lassen. Die Laserdiode wird mit einer Rechteck-Stromwelle frequenzmoduliert.
Ziele der Erfindung beinhalten die Schaffüng einer Laser-Entfernungsmessung, die Speckle-Rauschen verringert, die mit minimaler Elektronik auskommt, die Ungenauigkeiten minimiert, die durch Diskontinuitäten des Laser-Treibersignals verursacht werden, und die dem Ziel keine Geschwindigkeits-Beschrähkungen auferlegt.
Die vorliegende Erfindung schafft eine Laser-Entfernungsmeßvorrichtung gemäß Anspruch 1. Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben. Erfindungsgemäß emittiert ein Laser, beispielsweise eine Laserdiode, der eine veränderliche Betriebsfrequenz aufweist, die durch ein Laser-Treibersignal gesteuert wird, ein erstes Ausgangslicht, welches auf ein Target auftrifft; das erste Ausgangslicht wird von dem Target gestreut und dann in den Laser zurückgeleitet; zwischen dem gestreuten Licht und dem Licht im Inneren des Lasers kommt es zu kohärenter Interferenz, so daß ein zweites Ausgangslicht entsteht, dessen Intensität in Beziehung steht zu der Entfernung zwischen dem Laser und dem Target; das zweite Ausgangslicht wird umgewandelt in ein Signal, welches ausschließlich proportional zu der Entfernung bis hin zu dem Target ist; die Laserbetriebsfrequenz wird mit einer Geschwindigkeit moduliert, die optisches Speckle-Rauschen minimiert.
Das Laser-Treibersignal kann eine Form haben, die zwecks Minimierung der Elektronik gewählt wird. Ein Teil des optischen Rückkopplungs signals kann unbenutzt bleiben (ausgeblendet werden), um eine Unterbrechung der Entfernungsmessung aufgrund abrupter Änderung der Stromwellenform (d. h., wenn Intensitäts-Diskontinuitäten auftreten) und/oder aufgrund elektronischen Rauschens (verursacht durch die Signal-Differenzierung oder andere Signalverarbeitung) zu unterbinden.
Die vorliegende Erfindung macht Gebrauch von Meffioden, welche die Genauigkeit und Realisierbarkeit von Laser-Entfernungsmeßsensoren durch Reduzieren von Speckle, Minimieren der Elektronik und Minimieren der Effekte von Treiberstrom-Diskontinuitäten, die möglicherweise Ursache für Ungenauigkeiten bei der Entfernungsmessung sind, verbessern. Die Erfindung kann eingesetzt werden bei jeglicher Entfernungsmessung, z. B. als Auffahr-Detektor für ein Kraftfahrzeug, zum Positionieren eines Aufzugfahrkorbs in einem Aufzugschacht zum Heranfahren an eine Geschoßebene oder zum Ermitteln der Betriebs-Fahrhöhe eines Fahrzeugs. Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht in der Verwendung kohärenten Lichts. Hierdurch erfordert sie minimale optische Rückstreuung (Nanowatt) und ist störungssicher gegenüber inkohärentem Licht, beispielsweise Sonnenlicht, Straßenbeleuchtung und Fahrzeugscheinwerfer.
Die oben genannten sowie weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich deutlicher im Lichte der nachfolgenden, detaillierten Beschreibung von beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung, wie sie in den begleitenden Zeichnungen dargestellt sind.
Fig. 1 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Entfernungsmeßvorrichtung gemäß der Erfindung.
Fig. 2 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Entfernungsmeßschaltung in der Entfernungsmeßvorrichtung nach Fig. 1 mit folgenden Einzeldarstellungen: (a) eine Darstellung 15 von Impulsen, die einer Treiber-Wellenform überlagert sind, (b) eine Darstellung eines beispielhaften Signals aus einem Hochpaßfilter und (c) eine Darstellung eines beispielhaften Signals, welches aus einer Signalkonditionierschaltung kommt.
Fig. 3 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Funktionsgeneratorschaltung innerhalb der Entfemungsmeßschaltung nach Fig. 2.
Fig. 4 ist eine Darstellung von Signalen, die durch die Funktionsgeneratorschaltung nach Fig. 3 erzeugt werden.
Fig. 5 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Strom-Spannungs-(I/U-)Wandlers innerhalb der Entfernungsmeßschaltung nach Fig. 2.
Fig. 6 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Signalkonditionierschaltung innerhalb der Entfemungsmeßschaltung nach Fig. 2.
Fig. 7 ist eine Darstellung beispielhafter Signale von einem Hochpaßfilter nach Fig. 2 mit unterschiedlichen Tastverhältnissen.
Fig. 8 ist eine Darstellung des Speckle-Rauschens in Abhängigkeit der Frequenz und zeigt, daß das Speckle-Rauschen mit zunehmender Frequenz abnimmt.
Fig. 9 ist ein Diagramm, welches eine Konfiguration der Erfindung unter Verwendung mehrerer Targets zeigt.

Bester Weg zur Ausführung der Erfindung

Bezugnehmend auf Fig. 1 enthält eine Laserdioden-Entfernungsmeßvorrichtung eine bekannte Laserdiode 10, beispielsweise vom Typ Mitsubishi ML3101 mit eingebauter Photodiode, die eine vordere Facette 12 (oder polierte Stimfläche), die etwa zu 10% reflektierend ist, und eine hintere Facette 14 aufweist, die zu etwa 40% reflektierend ist. Bekanntlich tritt mehr Licht aus der Seite mit geringerem Reflexionsvermögen aus. Die Laserdiode 10 besteht aus einem Haibleitermaterial, beispielsweise Aluminium-Gallium-Arsenid (AlGaAs) und enthält im wesentlichen einen PN-Übergang, d. h. P-dotiertes AlGaAs, monolithisch benachbart zu N-dotiertem AlGaAs mit unterschiedlichen Konzentrationen der enthaltenen Stoffe. Das Polieren der Stirnflächen des Halbleiters fördert ein als Fresnel-Reflexion bekanntes Phänomen, welches das Reflexionsvermögen anhand des Brechungsindex' des Materials bestimmt. Andere Charakteristika der Laserdiode sind: Wellenlänge = 830 Nanometer; Kohärenzlänge = etwa 4 m; und Ausgangsleistung = etwa 3 Milliwatt. Andere Halbleiterlaser können auf Wunsch verwendet werden, vorausgesetzt, die halbe Kohärenzlänge beträgt weniger als der gewünschte Abstand zu dem Target (wie oben diskutiert wurde), und der Leistungspegel ist in bezug auf die Entfernung zum Target angemessen. Die Laserdiode 10 wird von einem elektrischen Stromsignal über eine Leitung 16 durch eine Entfernungsmeßschaltung 18 (die im folgenden diskutiert wird) betrieben.
Die vordere Facette 12 der Laserdiode 10 emittiert divergierendes Licht 20 auf eine bekannte Linse 22, z. B. eine Gradientenindex-Stab-Mikrolinse (GRIN-Linse) von Nippon Sheet Glass Company (NSG), Teile Nr. W30-0110-078, die einen Durchmesser von 3 mm, eine Länge von 3,3 mm und einen Antireflexions-Überzug aufweist. Typischerweise befindet sich die Linse 22 auf der vorderen Facette 12 der Laserdiode 20 ohne Zwischenraum; allerdings kann auch zwischen den Teilen auf Wunsch ein Zwischenraum vorhanden sind. Die Linse 22 wandelt das divergierende Licht 20 um in einen fokussierten Strahl 24. Der Strahl 24 wird auf eine fixe Distanz L1 von z. B. 2 Fuß im Abstand von der Linse 22 fokussiert. Ein Target 26 besitzt eine veränderliche, nicht bekannte Entfernung L, die von 6" bis 3'6" bezüglich der vorderen Facette 12 reicht, und die durch die Erfindung berechnet wird. Andere Bereiche für die Entfernung L zu dem Target 26 sind auf Wunsch möglich, vorausgesetzt, die Laser-Intensität ist stark genug, um für eine adequate optische Rückkopplung zu sorgen. Alternativ kann man anstelle des fokussierten Strahls 24 ein kollimiertes Strahlenbündel verwenden, vorausgesetzt, dessen Durchmesser ist klein genug, z. B. 1/16", und/oder die Intensität ist hoch genug, um für ein adequates optisches Rückkoppeln zu sorgen. Kohärentes Licht aus der Linse 22 wird von dem Target 26 durch die Linse 22 und die vordere Facette 12 zurück in die Laserdiode 10 reflektiert, wo es zu konstruktiver Interferenz im Inneren der Laserdiode 10 kommt, wie oben diskutiert wurde. Das Target 26 kann aus irgendeinem Material bestehen, beispielsweise Kunststoff, Holz oder Metall, vorausgesetzt, es streut kohärentes Licht der von der Laserdiode 10 erzeugten Wellenlänge.
Die hintere Facette 14 der Laserdiode 10 emittiert divergierendes Licht 28, welches auf einen Photodetektor 30 (oder eine Photodiode) fällt. Das Ausgangslicht 26 aus der hinteren Facette 14 beinhaltet Intensitätsimpulse, die in Beziehung stehen zu der Entfernung L zum Target 26, wie oben erläutert wurde. Die Laserdiode 10 und die Photodiode 30 bilden typischerweise eine Baueinheit, auf Wunsch können allerdings auch getrennte Teile verwendet werden. Der Photodetektor 30 liefert über eine Leitung 32 ein elektrisches Stromsignal, kennzeichnend für die Intensität des auf ihn auftreffenden Lichts 28, an die Entfernungsmeßschaltung 18. Entfernungsmeßschaltung 18 wandelt das Stromsignal auf der Leitung 92 um in ein Spannungssignal auf der Leitung 34, welches bezeichnend ist für die Entfernung L zu dem Target 26.
Bezugnehmend auf Fig. 2 enthält die Entfernungsmeßschaltung 18 einen Funktionsgenerator 100, der ein Spannungssignal auf einer Leitung 102 an einen Laserdiodentreiber 104 gibt, beispielsweise vom Typ Melles Griot, Teile Nr. 06DLD201. Der Laserdiodentreiber 104 wandelt das Spannungs-Rampensignal, welches eine Rampe zwischen 0 und 20 Millivolt auf der Leitung 100 bildet, in ein Strom-Rampensignal um, welches eine Rampe zwischen 29 und 31 Milliampere (Fig. 4, Teil c) auf der Leitung 16 bildet und die Laserdiode 10 treibt. Auf Wunsch können auch andere Laserdiodentreiber sowie andere Spannungs- und Stromrampenbereiche verwendet werden. Die Erfindung treibt die Laserdiode 10 in dem aktiven Bereich der Diode mit einem Stromtreiber-(Aufwärtsrampen-)Wellenformsignal auf der Leitung 16, die eine Rampe mit positiver Steigung enthält, gefolgt von einer Niedrigstufe mit Null Neigung (Fig. 4, Teil c), wobei ein Gleichstrom-Versatz von annähernd 20 Milliampere gegeben ist. Andere Signal-Versetzungen und -Bereiche können auf Wunsch vorhanden sein. Die Wobbelfrequenz der Stromtreiberwellenform auf der Leitung 16 beträgt 1 KHz; auf Wunsch können aber auch andere Frequenzen verwendet werden, wie im folgenden diskutiert wird. Der Funktionsgenerator 100 liefert außerdem ein Sync- Signal auf einer Leitung 106 und ein Austastsignal auf einer Leitung 108 (beide werden unten diskutiert).
Nunmehr auf Fig. 3 bezugnehmend, enthält der Funktionsgenerator 100 einen Dreieckwellen-(Aufwärts-Abwärts-Rampen-)Generator 300, beispielsweise vom Typ Intersil 8038. Der Dreieckwellengenerator liefert ein Dreieckwellensignal (Fig. 4, Teil a) über eine Leitung 302 an einen Eingang eines Schalters 304, beispielsweise vom Typ Analog Devices, Analog Switch, Teile Nr. AD7512. Der andere Eingang des Schalters 304 steht mit einer Leitung 308 in Verbindung, die auf Masse (0V) gelegt ist. Der Dreieckwellenformgenerator 300 liefert außerdem ein Rechteckwellensignal (oder Sync-Signal; Fig. 4, Teil b) über die Leitung 106, welches unter anderem auf den Schalter 304 gegeben wird. Das Sync-Signal ist hoch (z. B. +5V) während der Positiv-Steigung der Rechteckwelle, und ist niedrig (z. B. 0V) während der Negativ-Neigung der Dreieckwellenform (Fig. 4, Teil a). Ist das Sync-Signal auf der Leitung 106 hoch, verbindet der Schalter 304 das Dreieckwellensignal auf der Leitung 302 auf die Leitung 101. Ist das Sync-Signal auf der Leitung 106 niedrig, legt der Schalter 304 auf die Leitung 102 ein 0V- Signal. Das resultierende Spannungssignal (Fig. 4, Teil c) auf der Leitung 102 stellt die gewünschte Laserdioden-Treiberstromwellenform mit einem Gleichstromversatz auf der Leitung 16 (Fig. 1, 2) dar.
Das Sync-Signal auf der Leitung 106 wird auch an den Anstiegsflankeneingang eines ersten Monoflops 310, z. B. vom Typ National Semiconductor, Teile Nr. CD4528B gegeben, welches einen Negativ-Impuls vorbestimmter Zeitdauer von z. B. 10 Mikrosekunden auf einer Leitung 312 gibt, wenn der Zustand des Sync-Signals von niedrig auf hoch wechselt. Die Leitung 312 ist an einem Eingang eines NAND-Gatters 314 angeschlossen. In ähnlicher Weise ist die Leitung 106 an den Rück flankeneingang eines zweiten Monoflops 316 angeschlossen, welches ein Negativimpuls-Ausgangssignal auf einer Leitung 316 gibt, wenn das Sync-Signal von einer hohen auf eine niedrige Spannung wechselt. Die Leitung 318 ist an den anderen Eingang des NAND-Gatters 314 angeschlossen. Das NAND-Gatter 314 gibt ein Ausgangssignal auf die Leitung 108, welches immer dann hoch ist, wenn irgendein Eingangssignal des NAND-Gatters 314 niedrig ist. Somit weist das Signal auf der Leitung 108 einen hohen Impuls immer dann auf, wenn das Monoflop 310 oder 316 einen Negativ-Impuls erzeugt, ansonsten ist das Signal hoch. Die resultierende Wellenform (Fig. 4, Teil d) ist ein schmaler hoher Impuls zu Beginn und am Ende jeder Periode der Aufwärtsrampen-Wellenform (Fig. 4, Teil c) und wird als Austastimpuls bezeichnet (wird unten diskutiert).
Bezugnehmend auf Fig. 2 wird der Strom von der Photodiode 30 auf der Leitung 32 einem bekannten Strom-Spannungs-(I/U-)Wandler 110 zugeführt, der den Eingangsstrom in eine Ausgangsspannung auf der Leitung 112 umsetzt, deren Verhalten ähnlich dem des Eingangsstroms ist, d. h. rampenartig und impulsartig im Verhältnis zu Intensitätsschwankungen verläuft, jedoch in Einheiten der Spannung. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, enthält der I/U-Wandler 110 einen breitbandigen, rauscharmen Operationsverstärker A1 (opamp), beispielsweise vom Typ OP470, die Photodiode 30, einen Widerstand R1 (z. B. 2kohm), einen Kondensator C1 (z. B. 50 Picofarad) und eine Vorspannung V1 (z. B. -3 Volt). Die Ausgangsspannung auf der Leitung 112 steht in Beziehung zu dem Stromfluß durch die Photodiode 30, dem Wert des Widerstands R1 und dem Wert der Vorspannung V1. Der Rückkopplungskondensator C1 dient im Verein mit dem Parallelwiderstand R1 zum Verringern hochfrequenten Rauschens, indem Frequenzen von mehr als 1,6 MHz gedämpft werden. Die Vorspannung V1 verschiebt den Gleichstrompegel der Ausgangsspannung auf den gewünschten Pegel. Die Änderung der Ausgangs-Rampenspannung beträgt etwa 150 Millivolt entsprechend einer Änderung der Treiber-Stromrampe für die Laserdiode 10 (und mithin der Ausgangs-Intensität der Laserdiode) von 29 bis 31 mA. In ähnlicher Weise entsprechen Spannungsimpulse von 1 bis 2 Millivolt Spitzenwert Stromimpulsen, die kennzeichnend sind für die optische kohärente Interferenz, die oben diskutiert wurde. Weitere Ausgestaltungen der Elektronik des I/U-Wandlers 110 können auf Wunsch eingesetzt werden. Das Signal auf der Leitung 112 ist ähnlich einer Wellenform 200 (Fig. 2, Teil a).
Das Spannungssignal auf der Leitung 112 wird auf ein Hochpaßfilter 114 gegeben, welches als Differenzierer dient, um die Hochfrequenzimpulse (Fig. 2, Teil a) aus der niederfrequenten Aufwärtsrampe (Fig. 4, Teil c) zu separieren und zu verstärken. Insbesondere handelt es sich bei dem Hochpaßfilter 114 um ein Einzelpolfilter mit einem positiven Anstieg von 20db/Dekade mit einer Gleichstromverstärkung von Null und einer Eckfrequenz von 120 KHz, oberhalb von der der Betrag der Filterverstärkung bei einer Verstärkung von 10 flach ist. Das Ausgangssignal des Hochpaßfilters 114 stellt ein differenziertes Signal ähnlich demjenigen dar, wie es durch die Wellenform 202 (Fig. 2, Teil b) dargestellt ist. Das Filter 114 ist aus OP-Verstärkern gebildet, beispielsweise OP470, ferner aus Widerständen und Kondensatoren in bekannter Gegenkopplungsschaltung, z. B. mit einem Kondensator von 500 Picofarad in Reihe mit einem 2,7 Kohm-Widerstand an dem negativen Eingang, einem 27 Kohm-Gegenkopplungswiderstand und einer Direktverbindung zwischen positivem Eingang des OP-Verstärkers und Masse. Auf Wunsch können andere Ausgestaltungen von OP-Verstärkern und Bauteilen verwendet werden.
Das differenzierte Signal von dem Hochpaßfilter 114 wird über eine Leitung 116 auf eine Signalkonditionierschaltung 118 gegeben. Die Signalkonditionierschaltung 118 verstärkt das Signal auf der Leitung 116, z. B. um 50, beseitigt aus der Wellenform die Rechteckwellenkomponente, löscht (tastet aus) einen Teil des Signals, verschiebt den Gleichstrompegel des Signals zur Schaffung eines konstanten Werts (0V) für den niedrigen Teil des Signals, und sorgt für eine begrenzte Hochfrequenzfilterung. Das resultierende Signal (Fig. 2, Teil c) auf einer Lei tung 120 enthält eine Reihe von Impulsen, die von einer gemeinsamen Minimumspannung (Referenzebene) von etwa Null Volt ausgehen. Andere gemeinsame Minimumspannungen können auf Wunsch gewählt werden.
Genauer: bezugnehmend auf Fig. 6 enthält die Signalkonditionierschaltung 118 eine Verstärkungsstufe 250 mit bekannter Elektronik, beispielsweise OP-Verstärkern und Widerständen, welche das differenzierte Signal auf der Leitung 116 um 50 verstärkt. Andere Verstärkungsstufen können auf Wunsch eingesetzt werden. Das verstärkte, differenzierte Signal wird über eine Leitung 252 einer Rechteckwellen-Beseitigungsschaltung 254 zugeleitet, die die Rechteckwellenkomponente des differenzierten, verstärkten Signals auf der Leitung 252 beseitigt (vgl. Darstellungen b und c in Fig. 2). Das Signal auf der Leitung 252 wird einem ersten Eingang eines Addierers 255 zugeleitet. Das Sync-Signal (Fig. 4, Teil b) auf der Leitung 106 wird einer Verstärkungsstufe 256 zugeleitet, die den Betrag des Sync-Signals auf den gleichen Betrag bei entgegengesetztem Vorzeichen wie die Rechteckwellenkomponente des verstärkten, differenzierten Signals auf der Leitung 252 verschiebt. Das Ausgangssignal der Verstärkungsstufe 256 wird über eine Leitung 258 an einen zweiten Eingang des Addierers 255 gegeben. Der Addierer 255 addiert die Signale auf den beiden Eingangsleitungen 252 und 258, das resultierende Signal wird auf eine Leitung 260 gegeben und ist dabei von der Rechteckwellenkomponente befreit.
Wir haben herausgefunden, daß, wenn das Diodenstrom-Treibersignal auf der Leitung 16 abrupt seine Neigung ändert (d. h. eine Diskontinuität aufweist), in dem optischen Rückkopplungssignal hochfrequente Oberwellen erzeugt werden, die dazu führen, daß für eine kurze Zeitdauer von z. B. 10 Mikrosekunden zusätzliche Impulse in der Nähe der Diskontinuität auftreten und die Entfemungsmessung stören. Außerdem haben wir herausgefunden, daß das Signal auf der Leitung 116 Signalspitzen 203 (Fig. 2, Teil b) an den Vorder- und Rückflanken des Signals aufweist, bedingt durch die Differentiator-Effekte des HPF 114, Ursache für eine Gesamtverschiebung des Signalpegels, die Ungenauigkeiten bei der Messung der Impulse hervorruft. Außerdem haben wir herausgefunden, daß die Nullstellung oder Austastung des Signals während dieses Zeitraums solche Meßverzerrung beseitigt, ohne daß nennenswert Genauigkeit geopfert wird.
Das Signal auf der Leitung 260 von der Rechteckwellen-Beseitigungsschaltung 254 wird einem Eingang eines Schalters 262 zugeführt (z. B. vom Typ Analog Devices, Analog Switch, Teile Nr. AD7512. Der andere Eingang des Schalters 262 liegt über eine Leitung 264 auf Masse (0V). Das Austastsignal (Fig. 4, Teil d) auf der Leitung 108 von dem Funktionsgenerator 100 wird ebenfalls dem Schalter 262 zugeführt, und es steuert die Auswahl des Ausgangssignals, welches auf die Leitung 270 gelegt wird. Wenn das Austastsignal hoch ist, verbindet der Schalter 262 das Signal von der Rechteckwellen-Beseitigungsschaltung 254 auf der Leitung 260 mit der Leitung 270. In ähnlicher Weise verbindet, wenn das Austastsignal niedrig ist, der Schalter 262 das 0V-Signal auf der Leitung 260 mit der Leitung 270. Wie oben diskutiert, zeigt das Austastsignal (Fig. 4, Teil d) einen Impuls kurzer Dauer bei Diskontinuitäten des Treiberstrom-Aufwärtsrampensignals (Fig. 4, Teil c), d. h. zu Beginn und am Ende des Rampenabschnitts. Somit sieht das Ausgangssignal auf der Leitung 270 aus wie das Eingangssignal auf der Leitung 260, nur daß das Signal für eine kurze Zeitspanne von z. B. 10 Mikrosekunden zu Beginn und am Ende der Stromrampe (aufgrund der Austastsignalimpulse) auf 0V gesetzt wird. Somit blenden diese Impulse tatsächlich das Signal auf der Leitung 260 aus. Möglicherweise ist es nicht nötig, einen Impuls zu Beginn der Rampe vorzusehen, wenn dieser Abschnitt des Rampensignals sich sehr langsam steigert, so daß er keine Hochfrequenzkomponenten in das optische Rückkopplungssignal einbringt, welches von dem Target 26 zurückgestreut wird, und das Hochpaßfilter nicht zum Erzeugen einer Signalspitze veranlaßt.
Die Signalkonditionierschaltung 118 enthält außerdem eine Gleichstrom- Rückstellschaltung, der das Signal auf der Leitung 270 zugeleitet wird, und die das Eingangssignal derart verschiebt, daß der Bereich geringer Stärke des Signais stets der gleiche Wert ist, z. B. 0V. Das Signal auf der Leitung 270 wird dem ersten Eingang eines Addierers 274 und außerdem einem Negativspitzendetektor 278 zugeleitet. Der Negativspitzendetektor 278 liefert ein positives Signal auf der Leitung 280, kennzeichnend für den mittleren niedrigsten Wert (z. B. innerhalb der letzten zwei Millisekunden) des Eingangssignals. Das Signal auf der Leitung 280 wird einem zweiten Eingang des Addierers 274 zugeführt und verschiebt dadurch das Signal auf der Leitung 270 um den Betrag nach oben, um den es unter Null Volt gelegen hat. Das resultierende Signal wird auf eine Leitung 282 gegeben.
Bezugnehmend auf Fig. 7 zum Veranschaulichen der Notwendigkeit für die Gleichstrom-Wiedergewinnungsschaltung 272 ändert sich, wenn das Tastverhältnis (d. h. der Prozentsatz der Zeit, in der der Impuls im Vergleich zu der gesamten Zeitspanne hoch ist) der Wellenform sich ändert, auch der Gleichstrompegel des Signals. Weil allerdings das Hochpaßfilter 114 einen Gleichstromanteil von Null im Ausgangssignal hat, ist der Mittelwert des Ausgangssignals immer Null, unabhängig von dem Tastverhältnis Dies bedeutet, daß ein Impuls mit der gleichen Amplitude mit einer anderen Amplitude in Erscheinung tritt, wenn er mit der gleichen Referenzgröße von z. B. Null Volt gemäß Fig. 7 verglichen wird, so daß dies Ursache für ein nicht korrektes Zählen der Impulse ist. Das Signal auf der Leitung 282 ist ähnlich den in Fig. 7 dargestellten Wellenformen, nur daß der untere Teil der Wellenform auf 0V hochgeschoben ist. Auf Wunsch können andere Signalpolaritäten verwendet werden.
Das Signal von der Gleichstrom-Wiedergewinnungsschaltung 272 auf der Leitung 282 wird einem bekannten Tiefpaßfilter 248 zugeleitet, der OP- Verstärker, Widerstände und Kondensatoren enthält und in bekannter Gegenkopplungsschaltung ausgebildet ist. Die Eckfrequenz des Filters 284 beträgt 1 MHz Das Filter beseitigt unerwünschtes hochfrequentes Rauschen aus dem Signal, bevor dieses dem Rest der Schaltung über die Leitung 120 zugeleitet wird. Auf Wunsch kann ein weiteres oder überhaupt kein Tiefpaßfilter eingesetzt werden, abhängig vom Ausmaß und der Frequenz des vorhandenen Rauschens. Auf Wunsch können andere Schaltungskonfigurationen für die Signalkonditionierschaltung 118 oder einen Teil davon verwendet werden.
Das Signal auf der Leitung 120 von der Signalkonditionierschaltung 118 wird einem ersten Eingang einer Vergleicherschaltung 128 zugeführt. Über eine Leitung 130 wird einem zweiten Eingang der Vergleicherschaltung 128 ein Referenzspannungssignal Vref zugeleitet. Der Betrag des Referenzsignals ist auf einen vorbestimmten Pegel eingestimmt, bspw. mit Hilfe eines Spannungsteilers, und zwar oberhalb des Rauschgrundwerts des differenzierten, gepulsten und ausgetasteten Signals auf der Leitung 126, sowie unterhalb des niedrigsten Spitzenwertes der als Eingangssignal erwarteten Impulse. Der Vergleicher liefert ein Ausgangssignal auf einer Leitung 132, welches entweder einen niedrigen Zustand, z.B. 0V, oder einen hohen Zustand, z.B. 5V aufweist. Wenn der Betrag des Eingangssignals auf der Leitung 126 größer ist als der Betrag der Referenzspannung auf der Leitung 130, ist das Ausgangssignal der Vergleicherschaltung 128 auf der Leitung 132 hoch. Wenn hingegen der Betrag des Eingangssignals geringer ist als der Betrag des Referenzsignals, ist das Ausgangssignal der Vergleicherschaltung 128 auf der Leitung 132 niedrig. Die Vergleicherschaltung 128 enthält einen bekannten Vergleicher, z.B. vom Typ LM211H, mit Mitkopplung zur Schaffung einer Hysterese, bspw. +/- 5 Millivolt an dem durch das Referenzsignal eingestellten Schwellenwert, um dadurch zu verhindern, daß zufälliges Rauschen eine Änderung des Zustands des Ausgangssignals verursacht. Die Vergleicherschaltung 128 liefert außerdem Impulse mit einer gleichförmigeren Ausgangsamplitude von z.B. 5 Volt und weniger Rauschen als das Eingangssignal auf der Leitung 126. Auf Wunsch können andere Konfigurationen für die Vergleicherschaltung 128 verwendet werden.
Das Signal von der Vergleicherschaltung 128 auf der Leitung 132 wird einem bekannten Impulsformer 134 zugeführt, der z.B. einen Schmitt- Trigger-Puffer oder ein Monoflop aufweist. Der Impulsformer 134 liefert ein Signal auf eine Leitung 136, welches sauberer ist als das Signal von dem Vergleicher 128 auf der Leitung 132, d.h., die Impulse sind rechteckiger und die Flanken vertikaler.
Das Ausgangssignal des Impulsformers 134 auf der Leitung 136 wird auf einen bekannten 12-Bit-Aufwärts-Abwärts-Digitalzähler 138 gegeben, bspw. auf drei in Reihe geschaltete 4-Bit-Zähler vom Typ 74LS169B.
Der Auf-Ab-Zähler 140 zählt die Anzahl von Impulsen entweder in der Aufwärtsrichtung Oeder ankommende Impuls erhöht den Zählerstand um einen Wert) oder in Abwärtsrichtung (jeder empfangene Impuls dekrementiert den Zählerstand um 1), wie es festgelegt wird durch das Sync- Signal auf der Leitung 106 von dem Rampengenerator 100. D.h.: ein hohes Signal auf der Leitung 106 veranlaßt den Zähler 138 zum Aufwärtszählen, ein niedriges Signal veranlaßt ihn zum Abwärtszählen. Während der positiven Neigung der Aufwärts-Rampenwellenform (Figur 4, Teil c) ist das Sync-Signal auf der Leitung 106 hoch und der Auf- Ab-Zähler zählt um einen Zählwert für jeden Impuls aufwärts, welcher in dem Signal auf der Leitung 136 von dem Impulsformer 134 erscheint. In ähnlicher Weise wird im Null-Anstiegsbereich der Aufwärts-Rampenwellenform das Sync-Signal auf der Leitung 106 niedrig und der Auf- Ab-Zähler zählt um einen Wert nach unten, bei jedem Impuls, der in diesem Teil der Wellenform erscheint. Somit stellt der resultierende Zählerstand im Zähler nach einer Wobbelperiode der Aufwärts-Rampenwellenform die Differenz dar zwischen der Anzahl von Impulsen an der positiven Neigung des Eingangssignals (Figur 2, Darstellung a, kennzeichnend für den Abstand zu und die Geschwindigkeit des Target 26) auf der Leitung 112, und der Anzahl von Impulsen in dem flachen Abschnitt desselben Signals (kennzeichnend für die Geschwindigkeit des Target 26). Somit liefert der Zähler ein Binärsignal N, welches proportional ist zu dem Abstand L zu dem Target 26, wie oben diskutiert wurde, d.h.: L = Nc/2ΔF). Auf Wunsch können Zähler anderer Größe eingesetzt werden, allerdings muß bei der Wahl der Zählergröße die Maximalanzahl der auftretenden Impulse und die Zeitdauer für jeden Wobbeldurchlauf der Wellenform berücksichtigt werden.
Der Wert des digitalen Binärsignals in dem Zähler wird auf mehrere Leitungen 140 gegeben, eine für jedes Bit, beispielsweise auf zwölf Leitungen, die zu einer D/A-Wandlerschaltung 142 führen, die einen Eingangspuffer, bspw. vom Typ 74LS174, und einen D/A-Wandler, z.B. Analog Devices, Teil DAC80P, enthält. Die D/A-Wandlerschaltung 142 wandelt ein binäres Digitalsignal auf den Leitungen 140 von dem Auf-Ab-Zähler 138 um in ein entsprechendes Analogsignal auf einer Leitung 144. Die D/A-Wandlerschaltung 142 fiilrrt jedes Mal dann eine Umwandlung durch, wenn sie eine Anstiegsflanke des Sync-Signals (Figur 4, Darstellung b) auf der Leitung 106 von dem Rampengenerator 100 empfängt. Wenn die Anstiegsflanke des Sync-Signals auftritt, wird das digitale Binärsignal auf den Leitungen 140 vom Puffer in der D/A- Wandlerschaltung 142 zwischengespeichert, um dadurch zu verhindern, daß nachfolgende Änderungen in dem Auf-Ab-Zähler 138 die D/A-Umwandlung beeinflussen, bis die nächste Anstiegsflanke des Sync-Signals auftritt.
Das analoge Ausgangssignal von der D/A-Wandlerschaltung 142 wird über eine Leitung 144 auf ein bekanntes Tiefpaßfilter 146 gegeben. Das Tiefpaßfilter 146 enthält einen OP-Verstärker, Widerstände und Kondensatoren in einer bekannten Gegenkopplungsanordnung. Die Eckfrequenz des Tiefpaßfilters liegt bei 3 Hz, allerdings können auch auf Wunsch andere Frequenzen gewählt werden. Das Tiefpaßfilter 146 liefert über eine Leitung 148 ein Signal, welches bezeichnend ist für den Mittelwert auf der Leitung 144, um dadurch ein gemitteltes Analogspannungssignal proportional zu der Entfernung L zu dem Target 26 bereitzustellen.
Das Signal auf der Leitung 148 wird einer Verstärkungsstufe 150 zugeleitet, welche den Betrag des Signals auf der Leitung 148 mit einem vorbestimmten Wert multipliziert, z.B. c/2ΔF, um auf einer Leitung 152 ein Signal zu erhalten, welches kennzeichnend für die Entfernung L zu dem Target, und zwar in den gewünschten Einheiten, bspw. Fuß. Nunmehr auf Figur 8 bezugnehmend, ist es bekannt, daß dann, wenn ein konstantes (Gleichstrom) Treiberstromsignal die Laserdiode treibt (d.h., wenn der Laser mit einer konstanten optischen Frequenz arbeitet), der Betrag der Speckle-Rauscnkomponente (in dB/Hz) in der optischen Rückkopplung bei zunehmender Frequenz abnimmt, d.h., die Rauschkomponente des Rückkopplungssignals auf der Leitung 32 (Figur 1) zeigt ein Frequenzspektrum, welches bei niedrigen Frequenzen eine hohe Amplitudenenergie und bei hohen Frequenzen eine niedrige Amplitudenenergie besitzt. Wir haben herausgefunden, daß durch Erhöhung der Wobbelfrequenz der Strom-Rampenwellenform das Speckle-Rauschen in der Amplitude verringert wird (ähnlich dem Frequenzspektrum). Verringertes Speckle-Rauschen verringert den gesamten Rauschgrundwert des Rückkopplungssignals und ermöglicht es der Vergleicherschaltung 128 (Figur 2), die korrekte Anzahl von Impulsen aufgrund der Targetentfernung und/oder -Geschwindigkeit im Rampen- oder flachen Abschnitt der Rückkopplungswellenform nachzuweisen. Derzeitige Anwendungen, bspw. solche, die von einem Aufwärts-Abwärts-Rampentreibersignal Gebrauch machen, verwenden Wobbelfrequenzen von weniger als 100 Hz. Die hier verwendete Rampen-Wobbel-Frequenz beträgt 1 kHz, die auf Wunsch auf 20 kHz und darüber gesteigert werden kann, um eine verstärkte Speckle-Reduzierung zu erzielen. Je höher die Rampenfrequenz ist, desto niedriger ist das Speckle-Rauschen, und desto genauer wird die Entfernungsmessung. Die Geschwindigkeit der Elektronik ist der einzige beschränkende Parameter bei der Steigerung der Wobbel-Frequenz. Das in Figur 8 gezeigte Speckle-Rauschen wurde unter Verwendung eines zeitdurchgängigen Spektrum-Analysators erhalten, der 32 Proben durch ein Hanning-Fenster mittelt.
Nunmehr auf Figur 9 bezugnehmend sollte dem Fachmann ersichtlich sein, daß die Erfindung dazu benutzt werden kann, die Entfernung zu einem von mehreren Targets 300 dadurch zu ermitteln, daß das Licht unter Verwendung 302 mit nicht-reflektierender Oberfläche 304 seitlich gestreut wird. In diesem Fall wird die Linse 22 in einer Entfernung von der Laserdiode plaziert, daß ein kollimierter Strahl 306 auf das Gitter 300 fällt, welches das Licht in mehrere seitlich abgelenkte fokussierte Strahlenbündel 308 umsetzt. Das Ziel mit der geringsten Entfernung von der Linse 22 erzeugt in dem optischen Rückkopplungssignal die Impulse mit der größten Intensität. Deshalb kann man einen Vergleicher mit einem veränderlichen Schwellenwert oder mehrere Vergleicher mit verschiedenen Schwellenwerten dazu benutzen, die Entfernung zu dem nächsten Target zu brechen (ideal für die Verwendung als Kollisionsdetektor). Alternativ kann das Gitter 300 mit der Linse 22 zu einer Einheit zusammengefaßt werden. Anstelle eines Gitters 300 können auch ein oder mehrere Prismen oder Strahlaufspalter oder Drenkomponenten eingesetzt werden, die dazu dienen, das Licht zu streuen. Außerdem können in den Weg der einzelnen Strahlenbundel zum Ein- und Ausschalten der Strahlen optische Schalter eingefügt werden, bspw. elektronisch gesteuerte Polarisatoren.
Wie oben diskutiert, legt die Richtung, in der sich das Target bewegt, die Polarität der Impulse des differenzierten Signals fest (d.h., ob die Impulse in positiver oder negativer Richtung verlaufen). Genauer gesagt, wenn sich ein Target auf den Laser zu bewegt, erscheinen die Impulse aufgrund der Geschwindigkeit in positiver Richtung, bewegt es sich von dem Laser fort, erscheinen die Impulse aufgrund der Geschwindigkeit in negativer Richtung. Selbst wenn also die Erfindung beschrieben wurde in Verbindung damit, daß das Target in einer einzelnen Richtung wandert, d.h. in Richtung auf den Laser, so sollte der Fachmann doch sehen, daß man die Elektronik auch in einfacher Weise so modifizieren kann, daß sie zum Erkennen von Targets eingesetzt werden kann, die in die eine oder die andere Richtung laufen, d.h. sowohl positive als auch negative Impulsen nachweisen kann.
Der Fachmann sollte außerdem sehen, daß es zahlreiche weitere bekannte annehmbare Schaltungskonfigurationen gibt, die zur Verfügung stehen, um die Signalverarbeitungsfünktionen zu implementieren, die von der Entfernungsmeßschaltung 18 ausgeführt werden, d.h. Trennen der Impulse und Kennzeichnen der Anzahl von Impulsen pro Rampenzyklus. Obschon die Erfindung dargestellt wurde in ihrer Realisierung unter Verwendung von elektronischen Hardwareelementen, sollte vom Fachmann auch gesehen werden, daß die Erfindung gleichermaßen gut arbeitet, wenn die Hardwareschaltungen 100, 114, 118, 122, 128, 134 und 138 durch einen Rechner in Software-Form implementiert werden und eine A/D-Wandler hinzugefügt wird, um das Signal auf der Leitung 112 in digitale Bits umzusetzen.
Obschon die Erfindung in Verbindung mit der Benutzung einer Halbleiterdiode erläutert wurde, arbeitet die Erfindung gleichermaßen gut mit irgendeinem Laser, dessen optische Betriebsfrequenz in einem akzeptierbaren Bereich variiert (oder gewobbelt werden kann), und dessen weitere Merkmale mit der (oben diskutierten Entfemungsmessung) kompatibel sind.
Anstatt den Rechteckwellenanteil des differenzierten Signals zu beseitigen, können die Impulse von der Treiberwellenforrn getrennt werden, bevor eine weitere Signalkonditionierung erfolgt, z.B. eine Differenzierung. Anstatt die Impulse zu zählen, kann man das Rückkopplungssignal auch unter Verwendung eines bekannten Frequenzspektrum-Analysators analysieren, um die resultierende Frequenz dann umzusetzen in die Anzahl von Impulsen in dem Rückkopplungssignal, wenn man die Zeit kennt, in der das Signal analysiert wurde. Es sollte allerdings gesehen werden, daß die Impulse dann möglicherweise nicht gleichmäßige Zeitabstände zwischen sich aufweisen, so daß ein breites Frequenzspektrum entsteht, aus dem Impulsfrequenz extrahiert werden muß.
Weitere Patente in Verbindung mit der optischen Kohärenz-Entfernungsmessung beinhalten das US-Patent 4 733 609 von Goodwin et al.

Claims

1.Laser-Entfernungsmeßvorrichtung zum Messen der Entfernung zu einem Target (26), umfassend: a) einen Laser (10);

- der eine veränderliche optische Betriebsfrequenz aufweist,

- der eine erste Facette (12) und eine zweite Facette (14) zum Emittieren eines ersten Ausgangslichts von der ersten Facette (12) in Richtung auf das Target (26) und zum Emittieren eines zweiten Ausgangslichts aus der zweiten Facette (14) aufweist;

- wobei das erste Ausgangslicht auf das Target (26) auftrifft und eine Wellenlänge aufweist, die es ihm ermöglicht, von dem Target (26) zurück in den Laser (10) gestreut zu werden; und

- wobei das zweite Ausgangslicht eine Intensität in Relation zu der Entfernung von der ersten Facette (12) zu dem Target (26) aufgrund von kohärenter Interferenz innerhalb des Lasers (10) zwischen dem Streulicht von dem Target (26) und Licht im Inneren des Lasers (10) aufweist;

b) eine Laser-Treibereinrichtung (104) zum Bilden eines veränderlichen Laser-Treibersignals (16) für den Laser (10), um dessen optische Betriebsfrequenz zu variieren,

c) eine optische Detektiereinrichtung (30),

- die auf das zweite Ausgangslicht anspricht,

- um ein Rückkopplungssignal bereitzustellen, welches kennzeichnend ist für die Intensität des zweiten Lichts; und

d) eine Entfernungsmeßeinrichtung (18),

- die auf das Rückkopplungssignal (32) von der optischen Detektiereinrichtung (30) anspricht,

- um ein Signal (34) zu liefern, welches lediglich proportional zu der Entfernung zwischen der ersten Facette (12) und dem Target (26) ist;

dadurch gekennzeichnet, daß

e) das Laser-Treibersignal (16) eine vorbestimmte periodische Wobbelftequenz aufweist, um Speckle-Rauschen zu minirnieren,

f) und das Laser-Treibersignal (16) eine Sequenz einzelner Rampenabschnitte aufweist, durchsetzt mit herabgesetzten Abschnitten flacher Neigung.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Entfernungsmeßeinrichtung (18) außerdem eine Einrichtung (118, 262) zum Ausbienden eines Abschnitts des Rückkopplungssignals (32) in Übereinstimmung mit Diskontinuitäten des Laser-Treibersignals (16) aufweist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Entfernungsmeßeinrichtung (18) außerdem eine Einrichtung (118, 262) zum Ausblenden eines Teils des Rückkopplungssignals (32) übereinstimmend mit Diskontinuitäten, die durch Verarbeiten des Rückkopplungssignals (32) verursacht sind, aufweist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Entfernungsmeßeinrichtung (18) außerdem eine Einrichtung (138) zum Zählen von Impulsen des Rückkopplungssignals aufweist.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Entfernungsmeßeinrichtung (18) außerdem eine Fokussiereinrichtung (22) aufweist, die sich in dem Pfad des ersten Ausgangslichts befindet und in der Lage ist, das erste Ausgangslicht in einer vorbestimmten Entfernung von der Fokussiereinrichtung (22) zu fokussieren.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der Laser (10) eine Laserdiode aufweist.