DE69033248T2 - Schaltung zur Leistungsabgabe mit Stromerfassung - Google Patents

Description

Technisches Gebiet
• Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Stromabfühlschaltung und insbesondere auf eine Stromabfühlschaltung in Kombination mit einer Strom- Steuervorrichtung in einer Schaltung zur Leistungsabgabe, insbesondere von der Bauart mit einem Schalter auf der hohen Seite. Die Erfindung bezieht sich noch konkreter auf eine Stromabfühlschaltung, die zum Erfassen von Überstromzuständen in Schaltungen zur Leistungsabgabe vom "H"-Brückentyp für bidirektionale Motoren nützlich ist und in der die Strom- Steuervorrichtungen durch Stromabfühl-Halbleiter ausgebildet sind.
Hintergrund der Erfindung
• Das Aufkommen von Festkörper-Leistungstreibern hat es notwendig gemacht, für einen Vorrichtungsschutz und andere Funktionen Laststrom zu überwachen oder abzufühlen. Die Schaltungen zur Leistungsabgabe zum Liefern von Laststrom an eine Last, welche ferner Fähigkeiten zum Abfühlen von Strom einschließen, sind allgemein bekannt und von verschiedenen Bauarten. In US-A-4 654 568 von Mansmann ist ein Schaltkreis mit einem H-Brückenschalter für eine Last, wie z. B. einen Motor, offenbart. Im einzelnen sind die verschiedenen Schalter der H-Brücke MOSFET-Halbleiter, wobei zwei dieser MOSFETs Stromabfühl-MOSFETs umfassen. In dieser beschriebenen Ausführungsform sind die Stromabfühl-MOSFETs in der "niedrigen" Seite der Schaltung zur Leistungsabgabe mit dem Motor verbunden. Die Stromabfühl-MOSFETs sind multizellulare Vorrichtungen, in denen ein Majoritätsstrom-führender bzw. - tragender Zellularabschnitt aus einer großen Zahl von parallel verbundenen Zellen zum Leiten bzw. Tragen des Hauptlaststroms besteht und in denen ein Minoritätsstromführender Zellularabschnitt aus einer relativ kleinen Zahl von Zellen besteht, die dazu im wesentlichen parallel sind und einen separaten Anschluß aufweisen, der einen zu diesem Laststrom proportionalen Strom trägt bzw. führt. Dieser separate Anschluß wird "Stromabfühl"-Anschluß genannt und kann zum Entwickeln eines Signals nützlich sein, das für durch den Stromabfühl-MOSFET geführten Hauptstrom kennzeichnend.
• In US-A-4 654 568 wird der über den Stromabfühlanschluß geleitete Strom als Spannungspegel gestaltet, der an einen Eingang eines Operationsverstärkers zur Verstärkung und anschließenden Auswertung angelegt wird. Die Stromabfühlschaltung, die den am Stromabfühlanschluß geführten Strom in einen entsprechenden Spannungspegel umwandelt, erscheint in dem Patent als mindestens ein Abfühlwiderstand, der zwischen den Stromabfühlanschluß und eine Erdung funktionsmäßig gekoppelt ist. Der Operationsverstärker ist mit dem Stromabfühlanschluß verbunden und verstärkt die über diesen Widerstand entwickelte Spannung (Abfühlschaltung). Ein Abfühlen von Strom in dieser Art und Weise erzeugt inhärent Fehler bei der Verhältnisbildung des Majoritätsstroms und des Abfühlstroms in dem Stromabfühl-MOSFET. Konkret nehmen der Prozentanteil oben erwähnter induzierter Fehler und gleichfalls der Prozentanteil zugeordneter Fehler der Abfühlspannung zu, während die Temperatur des Stromabfühl-MOSFET wie unter Bedingungen zunehmender Last ansteigt.
• Aus Gründen der Sicherheit, die bei Automobilanwendungen verlangt wird, müssen ferner ein Leistungsschalterschutz und ein Abfühlen von Strom in einer "Hohe-Seite"-Konfiguration implementiert sein. Diese Konfiguration ordnet den Stromschalter oder Leistungsschalter zwischen der positiven Zufuhr und der Last an. Falls das in US-A-4 654 568 demonstrierte Stromabfühlverfahren in einer Hohe-Seite- Konfiguration verwendet werden würde, würde es alle vorher beschriebenen Probleme aufweisen. Die Versorgungsspannung des Operationsverstärkers müßte ferner höher als die Summe der Spannung des Stromabfühlanschlusses und des verstärkten Spannungsabfalls über den Abfühlwiderstand sein. Da die Spannungsabfälle über die Stromabfühl-MOSFETs (Leistungs- MOSFETs) sehr niedrig sind, würde dies erfordern, daß eine Spannungsversorgung des Operationsverstärkers höher als die mit dem Stromabfühl-MOSFET verbundene Spannungsversorgung ist, die in Automobilanwendungen typischerweise die Batterie VBATT ist. Dieses Verfahren ist ferner kompliziert, da es verlangt, daß auf die Schwellenbezugsspannung, die zum Vergleichen des verstärkten Spannungsabfalls am Widerstand mit irgendeiner Schwelle zum Schutz erzeugt und verglichen werden muß, oberhalb des Potentials am Stromabfühlanschluß wirksam bezogen wird, das sich mit variierenden Lastzuständen und einer variierenden Batteriespannung ändert.
• Alternativ dazu könnte ein Operationsverstärker in einer die manchmal virtueller Erdungsbezug genannten Stromverstärkerkonfiguration anstelle einer Spannungsverstärkerkonfiguration angeschlossen sein. Dies würde erfordern, daß der Operationsverstärker eine hohe Gleichtakteingangsspannung aufweist, die nahezu gleich der Versorgungsspannung ist, auf eine Schwellenbezugsspannung unterhalb des Potentials des Stromabfühlanschlusses funktionsmäßig Bezug genommen wird, das sich mit variierenden Lastzuständen und einer variierenden Batteriespannung ändert, und würde verlangen, daß ein Operationsverstärker bei hohen Spannungssprüngen arbeitet, die in Automobilanwendungen vorliegen (typischerweise auf 45 Volt gefiltert).
Offenbarung der Erfindung
• Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Leistungsabgabe, wie sie in Anspruch 1 definiert ist. Bevorzugte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
• Eine Schaltung zur Leistungsabgabe gemäß der Erfindung weist eine Leistungs-Schaltvorrichtung auf, die auf einer Seite mit hohem Potential der Last liegen kann, und umfaßt eine einfache und zuverlässige Schaltungseinrichtung, um einen Stromzustand, wie z. B. einen Überstromzustand in der Last, abzufühlen. Die Schaltung zur Leistungsabgabe kann eine Einrichtung enthalten, um den Strom durch den Schalter bei Erfassung eines Überstromzustandes auszuschalten, um eine Zerstörung des Schalters oder der Last zu verhindern. Der vorerwähnte Schaltungstyp ist besonders nützlich zum Gebrauch bei einer einpoligen Spannungsversorgung, wie sie z. B. typischerweise in Automobilen vorgesehen ist.
• Eine Schaltung zur Leistungsabgabe gemäß der Erfindung kann eine einfache und zuverlässige Schaltungseinrichtung bereitstellen, um den Zustand eines Stroms durch einen Stromschalter zu einer Last zu erfassen, die innerhalb eines relativ schmalen Toleranzbereichs und über einen relativ breiten Arbeitsbereich genau arbeitet.
• Eine Schaltung zur Leistungsabgabe gemäß der Erfindung kann einen Überstromschutz liefern, der trotz großer Änderungen in der Umgebungstemperatur, wie man sie typischerweise in einem Automobil antrifft, genau und zuverlässig arbeitet.
• Eine Schaltung zur Leistungsabgabe gemäß der Erfindung kann einen Überstromschutz liefern, der unter Verwendung von ohne weiteres verfügbaren diskreten Komponenten kostengünstig hergestellt werden kann.
• Außerdem kann eine Schaltung zur Leistungsabgabe gemäß der Erfindung eine verbesserte Stromerfassungsschaltung zur Verwendung in Verbindung mit einer Strom-Steuereinrichtung wie z. B. einem Stromabfühl-MOSFET aufweisen, die mit jeweiligen von zwei, mit dem Stromabfühl-MOSFET verbundenen Hilfsanschlüssen verbunden ist. Gemäß der Erfindung kann ferner eine Schaltung zur Leistungsabgabe mit einer Stromerfassungsschaltung mit einem konstanten Umwandlungsverhältnis von Laststrom (IL) zu Abfühlspannung (VS) vorgesehen sein, das von Variationen in dem Versorgungspotential und in dem Laststrom unabhängig ist.
• Gemäß der Erfindung kann ferner eine Schaltung zur Leistungsabgabe mit einer Stromerfassungsschaltung der beschriebenen Art vorgesehen sein, die insbesondere zur Verwendung mit einer Stromabfühlvorrichtung oder einem Schalter in einer "Hohe-Seite"-Konfiguration geeignet ist und eine verbesserte Genauigkeit zeigt.
• Derartige Verbesserungen in der Genauigkeit und Stabilität können mit einer gleichzeitigen Minimierung der Kosten und Komplexität erhalten werden, die mit der Zahl erforderlicher Widerstände verbunden sind.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1 ist eine schematische Veranschaulichung, teilweise im Blockdiagrammform, die einen Überblick über eine sogenannte "H"-Brückenschaltung gibt.
• Fig. 2A ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, teilweise in Blockform, eines Stromschalters S&sub1; und eines Überstromdetektors 24 von Fig. 1.
• Fig. 2B ist eine schematische Veranschaulichung einer alternativen Stromabfühlschaltung, die in dem Überstromdetektor von Fig. 2A verwendet werden kann.
• Fig. 3 ist eine vereinfachte schematische Darstellung eines Multizellular-Stromschalters, der vorzugsweise verwendet wird, um den Schalter S&sub1; in Fig. 1 und Fig. 7 zu implementieren.
• Fig. 4 ist ein Blockdiagramm von Teilschaltungen, die in einer Gate-Übersteuerschaltung 26 von Fig. 1 enthalten sind.
• Fig. 5 ist eine schematische Veranschaulichung, teilweise in Blockform, einer verallgemeinerten Form einer Schaltung zur Leistungsabgabe.
• Fig. 6 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer anderen Stromabfühlschaltung.
• Fig. 7 ist eine schematische Veranschaulichung, teilweise im Blockdiagrammform, die eine verallgemeinerte Darstellung einer Ausführungsform der Erfindung in einer H-Brückenschalteranordnung liefert.
• Fig. 8 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform der Stromabfühlschaltung von Fig. 7 detailliert darstellt.
• Fig. 9 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer zweiten Ausführungsform des Typs einer Stromabfühlschaltung von Fig. 7.
• Fig. 10 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer dritten Ausführungsform des Typs einer Stromabfühlschaltung von Fig. 7.
• Fig. 11 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer vierten Ausführungsform des Typs einer Stromabfühlschaltung von Fig. 7.
• Fig. 12 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm einer fünften Ausführungsform des Typs einer Stromabfühlschaltung von Fig. 7.
Beste Methoden zum Ausführen der Erfindung
• In den Zeichnungen verweisen gleiche Bezugsziffern auf gleiche Teile, wenn nichts anderes besonders erwähnt ist.
• Fig. 1 zeigt einen allgemeinen Überblick einer Schaltung zur Leistungsabgabe und einer Stromerfassungsschaltung, wie sie in Verbindung mit einer beispielhaften H-Brückenschaltung 10 verwendet wird. Die Schaltung zur Leistungsabgabe von Fig. 1 enthält zusätzlich eine mit der H-Brückenschaltung 10 verbundene Steuerschaltungsanordnung 12.
• Betrachtet man zunächst eine erste H-Brückenschaltung 10, verläuft ein Lastschenkel L&sub0; horizontal und enthält eine Last 14, wie z. B. einen elektrischen Motor. Ein vertikaler Schenkel L&sub1; verläuft zwischen einem linken Endknoten 16 des Lastschenkels L&sub0; und einem oberen Knoten 18, der für Automobilanwendungen typischerweise bei einem nominellen Potential von 12 Volt liegt. Ein Lastschenkel L&sub2; verläuft zwischen dem Knoten 16 und einem Knoten 20, der typischerweise auf einem Erdungsbezugspotential liegt.
• Zwischen einen rechten Endknoten 22 des Lastschenkels L&sub0; und einen oberen Knoten 18' ist ein Lastschenkel L&sub3; geschaltet. Ein Lastschenkel L&sub4; ist zwischen den Endknoten 22 und einen Erdungsknoten 20' geschaltet.
• Die Bezugnahme auf "vertikale" und "horizontale" Orientierungen der verschiedenen Schenkel der H- Brückenschaltung 10 geschieht natürlich nur zu Beschreibungszwecken und kann die Anordnung einer tatsächlichen H-Brückenschaltung genau beschreiben oder auch nicht.
• Wie durch die gestrichelten Linien angegeben ist, sind die Knoten 18 und 18' mit hohem Potential typischerweise miteinander verbunden, und die Erdungsknoten 20 und 20' sind ferner ähnlich miteinander verbunden.
• Innerhalb der Lastschenkel L&sub1; bis L&sub4; sind jeweils in dieser Reihenfolge Stromschalter S&sub1; bis S&sub4; enthalten. Diese Schalter werden durch jeweilige Signale an ihren Gates G&sub1; bis G&sub4; gesteuert. Wie hierin verwendet umfaßt der Ausdruck "Gate" allgemein jede Form einer Steuerleitung zum Ändern des Schaltzustandes eines Stromschalters. Als solcher soll der Ausdruck "Gate" z. B. synonym zur "Basis" eines bipolaren Transistors sein.
• Um Strom durch die Last 14 in der durch einen gekrümmten Pfeil 25 dargestellten Richtung zu leiten, werden entsprechende Signale an den Gates G&sub1; und G&sub4; des Schalters S&sub1; bzw. S&sub4; angelegt, um diese Schalter einzuschalten, während entsprechende Signale an den Gates G&sub2; und G&sub3; der Schalter S&sub2; bzw. S&sub3; angelegt werden, um während dieser Zeit diese Schalter ausgeschaltet zu halten. Um einen Strom durch die Last 14 in der durch einen gekrümmten Pfeil 27 dargestellten Richtung zu leiten, werden umgekehrt die Schalter S&sub2; und S&sub3; durch eine entsprechende Steuerung ihrer Gates leitend gemacht, während die anderen Schalter S&sub1; und S&sub4; während dieser Zeit ausgeschaltet gehalten werden.
• Um zu verhindern, daß ein Überstromzustand die Last 14 oder die Schalter S&sub1; und S&sub3; zerstört, die sich in den Schenkeln mit hohem Potential der H-Brückenschaltung 10 ("Schalter auf der hohen Seite") befinden, sprechen als Teil der Steuerschaltungsanordnung 12 dargestellte Überstromdetektoren 24 und 30 auf elektrische Zustände in den Schenkeln mit hohem Potential L&sub1; bzw. L&sub3; an. In einer bevorzugten Anordnung spricht der Überstromdetektor 24 auf elektrische Zustände innerhalb des Schalters S&sub1; an, der im folgenden in Verbindung mit Fig. 2A und 3 beschrieben wird.
• Mit Fig. 1 fortfahrend übersteuert, falls durch den Detektor 24 ein Überstromzustand festgestellt wird, eine Gate- Übersteuerschaltung 26 eine herkömmliche Gate-Steuerfunktion 23, um sicherzustellen, daß die Schalter S&sub1; und S&sub4; ausgeschaltet bleiben. Bei Erfassung eines Überstromzustandes im Schalter S&sub3; durch den Detektor 30 verhindert ähnlich eine Gate-Übersteuerschaltung 32, daß eine herkömmliche Gate- Steuerfunktion 34 die Schalter S&sub2; und S&sub3; einschaltet.
• Der Schalter S&sub1; und der Überstromdetektor 24 sind in Fig. 2A ausführlicher beschrieben. Der Schalter S&sub3; und der Überstromdetektor 30 sind geeigneterweise von einer dem Schalter S&sub1; und dem Detektor 24 entsprechenden Konstruktion. Wendet man sich Fig. 2A zu, ist der Schalter S&sub1; durch ein Symbol für eine MOSFET-Vorrichtung dargestellt, wie z. B. die von International Rectifier unter dem Warenzeichen "HEXSense" verkaufte. Die Hauptlastanschlüsse von der HEXSense- Vorrichtung S&sub1; sind als Anschlüsse 16 und 18 veranschaulicht. Der Anschluß 16 ist der Haupt-Source-Anschluß des Schalters S&sub1;, und der Anschluß 18 ist der einzige Drain-Anschluß des Schalters. Das Gate G&sub1; entspricht dem Gate G&sub1; des Stromschalters S&sub1; von Fig. 1.
• Die HEXSense-Vorrichtung S&sub1; enthält zwei weitere Hilfsanschlüsse 40 und 42. Die Wechselbeziehung der Hilfsanschlüsse 40 und 42 mit den Hauptanschlüssen 16 und 18 des Schalters S&sub1; wird in Verbindung mit der schematischen Darstellung des Schalters S&sub1; in Fig. 3 erläutert. Zellen C&sub1; bis Cn, die in Fig. 3 dargestellt sind, repräsentieren einzelne Zellen der HEXSense-Vorrichtung S&sub1;. Ein gemeinsames Gate G&sub1; liefert ein gemeinsames Gate-Signal für die einzelnen Gates der Zellen C&sub1; - Cn. Eine Drain-Elektrode 18 dient als eine gemeinsame Drain-Elektrode für alle Zellen C&sub1; - Cn. Ein Source-Anschluß 16 dient als eine gemeinsame Source für eine Mehrheit der Zellen des Schalters S&sub1;, nämlich die Zellen C&sub3; - Cn, während ein Anschluß 42 (auf den im allgemeinen als der Kelvin-Anschluß K verwiesen wird) als eine Hilfs-Source- Elektrode dient, die mit der Source-Elektrode 16 bis auf einen (nicht dargestellten) kleineren Metallisierungswiderstand gemeinsam verbunden ist. Der Hilfsanschluß 40 (der manchmal als "C. S." für eine Strom- Abfühlelektrode (current sensing electrode) bezeichnet wird) dient als eine Source-Elektrode für nur eine Minderheit der Zellen des Schalters S&sub1;, nämlich die Zellen C&sub1; - C&sub2;. In einer tatsächlichen Vorrichtung mit mehreren tausend oder mehr Zellen könnte der Hilfsschalter 40 als eine Source für vielleicht mehrere hundert Zellen dienen.
• Die HEXSense-Vorrichtung S&sub1; ist als eine integrierte Schaltung ausgebildet, wobei jede ihrer Zellen zu ihren anderen Zellen ähnliche Charakteristiken aufweist. Aus diesen Gründen ist ein Strom, der von dem Drain 18 zur Hilfs-Source 40 fließt, ungefähr proportional zu dem Strom, der von dem Drain 18 zur Haupt-Source 16 fließt, wobei eine solche Proportionalität durch das Verhältnis der mit dem Anschluß 49 verbundenen Minoritätszahl von Zellen zur mit dem Anschluß 16 verbundenen Majoritätszahl von Zellen bestimmt ist.
• Weitere Einzelheiten der HEXSense-Vorrichtung S&sub1; sind in Power MOSFET Application Notes, Nr. AN-959 enthalten, das von International Rectifier 1986 veröffentlicht wurde.
• Im Hinblick auf die obige Beschreibung der Multizellular- Konstruktion ist es für Fachleute offensichtlich, daß hierin anstelle einer HEXSense-Vorrichtung andere Arten von Multizellular-Schalteinrichtungen verwendet werden könnten. Beispielsweise würde eine Multizellular-Thyristoreinrichtung eine geeignete Ersetzung darstellen.
• Zu Fig. 2A zurückkehrend sind die Hilfsanschlüsse 40 und 42 mit einer Stromabfühlschaltung 43 verbunden dargestellt, die zwei Zweige und bipolare PNP-Transistoren 44 und 46 und Widerstände 48 und 50 aufweist. Ein Strom von S&sub1;, der durch den Hilfsanschluß 40 fließt, wird durch einen Vorspannungssignal-gesteuerten Transistor 44 in einen Zweig geleitet, um über den Widerstand 48 einen Spannungsabfall hervorzurufen. Der Transistor 44 und der Widerstand 48 sind in dem einen Zweig in Reihe geschaltet, wobei in der veranschaulichten Ausführungsform der Transistor mit dem Hilfsanschluß 40 verbunden ist und der Widerstand ein mit einer Erdung verbundenes Ende aufweist. Vernachlässigt man das Vorspannungssignal oder den Basisstrom im Transistor 44, ist der Spannungsabfall über den Widerstand 48 zu dem durch den Anschluß 40 fließenden Strom und daher zu dem durch den Anschluß 16 fließenden Laststrom proportional. Die Spannung am Knoten 52 ist folglich zu dem Laststrom proportional. Der Transistor 44 arbeitet als eine Transimpedanzvorrichtung, um den Strom von dem Hilfsknoten 40 auf der Seite mit hohem Potential zu dem Widerstand 48 auf der Seite mit niedrigem Potential zu koppeln. Dies gestattet, daß der Widerstand 48 ausgewählt wird, um eine gewünschte Abfühlspannung zu liefern, die für einen bestimmten Laststrom kennzeichnend ist.
• Im anderen Zweig liefert der Transistor 46 der Schaltung 43 mit einem Kurzschluß über dessen Basis und Kollektor, um als eine P-N-Diode zu arbeiten, ein Vorspannungssignal (hier einen Basisstrom) für den Transistor 44. Der Transistor 46 und der Widerstand 50 sind in diesem anderen Zweig in Reihe geschaltet, wobei der Transistor mit dem Hilfsanschluß 42 verbunden ist und der Widerstand zwischen den Kollektor und die Erdung des Transistors geschaltet ist.
• Für eine optimierte Leistung wird bevorzugt, daß die Transistoren 44 und 46 aus angepaßtem Silizium gebildet und die Basisströme dieser Transistoren im wesentlichen die selben sind. Auf diese Weise sind die Spannungsabfälle über die Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren 44 und 46 nahezu gleich. Folglich bildet die Abfühlschaltung 43 einen Impedanz-Abstimmpuffer und wird am Anschluß 40 die gleiche Spannung wie die Spannung am Anschluß 42 aufrechterhalten. Es ist offensichtlich, daß dies eine kritische Anforderung ist, um die Genauigkeit des Stromverhältnisses der HEXSense- Vorrichtung aufrechtzuerhalten. Kleine Abweichungen in der Spannung zwischen den Anschlüssen 40 und 42 erzeugen große Fehler im Stromverhältnis der HEXSense-Vorrichtung.
• Die Widerstände 48 und 50 der Stromabfühlschaltung 43 werden vorzugsweise, nicht aber notwendigerweise ausgewählt, um gleiche Ströme durch diese zu erreichen, wenn in der Last ein Überstromzustand auftritt. Die Widerstände 48 und 50 können so ausgewählt werden, daß die Spannung am Knoten 52 um einen bestimmten Wert des Laststroms gemäß dem Verhältnis der mit dem Hilfsanschluß 40 verbundenen Zahl von Zellen im HEXSense- Schalter S&sub1; zur Zahl von Zellen in einem solchen, mit der Last 14 verbundenen Schalter mit dem Laststrom in etwa linear variiert. Ein Schaltungsentwickler kann jedoch Widerstände 48 und 50 so auswählen, daß die Spannung am Knoten 52 wie oben mit dem Laststrom, aber gemäß einem Verhältnis variiert, das sich von dem vorhergehenden Verhältnis unterscheidet. Folglich kann ein Schaltungsentwickler Widerstände 48 und 50 auswählen, um die relative Änderung einer Spannung am Knoten 52 zur Änderung eines Strompegels in der Last 14 zu ändern.
• Beträgt die Leitungsspannung am Knoten 18 (Fig. 2A) nominell 12 Volt, weisen die PNP-Transistoren 44 und 46 typischerweise jeweils einen Beta-Wert von 200 und eine Durchbruchsspannung von 60 Volt auf, und die Widerstände 48 und 50 haben typischerweise Werte von 487 bzw. 9,1k Ohm. Zusätzlich ist über den Widerstand 48 vorzugsweise ein (in gestrichelten Linien dargestellter) Kondensator 49 mit 0,001 oder 0,01 Mikrofarad angeordnet, um etwaige mögliche Stromspitzen während des Einschaltens zu filtern.
• Die oben beschriebene Anordnung einer Stromabfühlschaltung 43 ist relativ genau und stabil, wobei sie gut geeignet ist, um eine Spannung am Knoten 52 zu liefern, die in dem Bereich eines bestimmten Wertes eines Laststroms über einen relativ breiten Bereich von Betriebsmerkmalen, auf die man oft in z. B. einer Automobilumgebung trifft, dem tatsächlichen Strom durch den verbundenen Stromschalter (und der Last) innerhalb einer Toleranz von etwa ± 3% proportional ist. Dieser Betriebsbereich, über den diese Schaltungskonfiguration bis auf ± 3% genau ist, umfaßt Variationen von ± 25% im Versorgungspotential von den nominellen 12 Volt, Variationen in den Verstärkungen (β) der Transistoren 44 und 46 im Bereich von 100 bis 500 oder mehr und/oder Variationen der Temperatur von ± 60ºC von einer Umgebung mit etwa 25ºC. Derartige Variationen im Versorgungspotential werden durch eine induktive Belastung an der Batterieversorgung und/oder Dissipation über Alter und/oder Belasten hervorgerufen. Variationen in den Transistorverstärkungen (β) treten durch eine anfängliche Fehlabstimmung auf, und insbesondere während sich Betriebstemperaturen ändern, wobei niedrigere Verstärkungen (d. h. 100 oder weniger) bei relativ kalten Umgebungstemperaturen und die höheren Verstärkungen (d. h. 500 oder mehr) bei heißen Betriebstemperaturen vorliegen.
• Die Spannung am Knoten 52 der Stromabfühlschaltung 43 kann als eine Eingabe in eine Vielzahl von "Gebrauchs"- Vorrichtungen dienen, und in der beschriebenen Ausführungsform wird sie an einen Eingangsknoten 60 eines Komparators 62 angelegt, dessen andere Eingabe ein Bezugsspannungspegel 64 ist, der ausgewählt wird, um den Überstrompegel zu bestimmen. Die Ausgabe des Komparators 62 wird dann durch einen 12-Volt-5-Volt-Pegelumsetzer 66 verarbeitet, so daß eine Weiterverarbeitung zweckmäßigerweise mit einer standardmäßigen 5-Volt-Logikschaltung stattfinden kann. Wenn die Spannung am Knoten 60 die Bezugspegelspannung 64 übersteigt, liefert der Komparator 62 eine durch den Spannungspegelumsetzer 66 verarbeitete Ausgabe, die an die in Verbindung mit Fig. 1 und 4 beschriebene Gate- Übersteuerschaltung 26 angelegt wird.
• Die Stromabfühlschaltung 63 kann mit möglicherweise größerer oder geringerer Genauigkeit und höheren oder niedrigeren Kosten durch eine der anderen, im folgenden beschriebenen Schaltungen ersetzt werden, die eine Spannung am Knoten 60 des Komparators 62 liefern, die zu dem Laststrom ungefähr proportional ist.
• Eine alternative Stromabfühlschaltung ist in Fig. 2B als Schaltung 70 veranschaulicht. Wie die Schaltung 43 von Fig. 2A umfaßt die Schaltung 70 von Fig. 2B vorzugsweise zwei bipolare PNP-Transistoren 44' und 46' und Widerstände 48' und 50'. Der Transistor 44' und der Widerstand 48' der Schaltung 70 arbeiten in der gleichen Weise wie die gleich numerierten Elemente der Schaltung 43 von Fig. 2A. In Verbindung mit dem Transistor 46' ist jedoch ein zusätzlicher bipolarer PNP- Transistor 72 vorgesehen. Die Hinzufügung des Transistors 72 liefert eine Maßnahme zur Verstärkungsstabilisierung, die bewirkt, daß die Schaltung 70 bei Variationen in der Umgebungstemperatur und Versorgungsspannung etwas gleichmäßiger arbeitet.
• Beide Stromabfühlschaltungen 43 und 70 (Fig. 2A und 2B) können bis auf die mögliche Ausnahme der abgestimmten Silizium-Transistoren 44 und 46 vorteilhaft durch kostengünstige diskrete Elemente gebildet sein.
• In der Stromabfühlschaltung 70 weisen die PNP-Transistoren 44', 46' und 72 vorzugsweise jeweils einen typischen Beta- Wert von 200 und eine typische Durchbruchsspannung von 60 Volt auf, und die Widerstände 48' und 50' weisen vorzugsweise Werte von 240 bzw. 6,5k Ohm auf. Über den Widerstand 48' wird zusätzlich ein (in gestrichelten Linien dargestellter) Nebenschlußkondensator 49' verwendet, um etwaige mögliche Stromspitzen während des Einschaltens zu filtern. Typische Werte sind 0,001 oder 0,01 Mikrofarad.
• In Fig. 4 ist die oben in Verbindung mit Fig. 1 beschriebene Gate-Übersteuerschaltung 26 ausführlicher dargestellt. Betrachtet man Fig. 4, kann ein Überstromsignal vom Überstromdetektor 24, typischerweise bei einem Pegel von 5 Volt an den Rückstellanschluß einer Rückstell/Einstell- Verriegelung (reset/set latch) 80 geliefert werden, die herkömmlicherweise durch zwei (nicht dargestellte) CMOS-NAND- Gatter gebildet sein kann. Ein an den Rückstellanschluß der Verriegelung 80 angelegtes Signal wird jedes Signal von der Gate-Steuerfunktion 28 übersteuern, das an den Einstelleingang der Rückstell/Einstell-Verriegelung 80 geliefert wird und typischerweise ein Signal mit 5 Volt von einem Mikroprozessor ist. Die Ausgabe der Rückstell/Einstell- Verriegelung 80 wird dann durch eine Vor-Treiberschaltung 82 verarbeitet, um entsprechende Vorspannungssignale für die Gates G&sub1; und G&sub4; der Schalter S&sub1; bzw. S&sub4; (Fig. 1) zu liefern.
• Die Gates G&sub1; und G&sub3; auf der Seite mit hohem Potential werden vorzugsweise mit einer Vorspannung von etwa 12 Volt über der Versorgungsspannung versorgt, die mit einer herkömmlichen (nicht dargestellten) Spannungsverdopplungsschaltung erzeugt werden kann. Dies steht im Gegensatz zu den Gates G&sub2; und G&sub4; auf der Seite mit niedrigem Potential, die vorzugsweise mit einer Vorspannung beim Pegel der Versorgungsspannung, typischerweise 12 Volt, beliefert werden. Die Vor- Treiberschaltung 82 arbeitet mit einem (nicht dargestellten) Gegenstück der Vor-Treiberschaltung der Gate- Übersteuerschaltung 32 (Fig. 1) zusammen, um die vorerwähnten Vorspannungen zu liefern. Die vorerwähnten Vor- Treiberschaltungen können wie veranschaulicht entworfen sein, um eine logische Eingabe von der Verriegelung 80 die Schalter S&sub2; und S&sub3; steuern zu lassen und die (nicht dargestellte) andere logische Eingabe die anderen beiden Schalter steuern zu lassen. Alternativ dazu können die Vor-Treiberschaltungen entworfen sein, um eine logische Eingabe die Schalter S&sub1;, S&sub2; umschalten zu lassen, oder umgekehrt, und die andere logische Eingabe gleichfalls die anderen Schalter umschalten zu lassen.
• Die Vor-Treiberschaltung 82 und ihr (nicht dargestelltes) Gegenstück für die Schalter S&sub2; und S&sub3; kann ferner entworfen sein, um Verzögerungszeiten zu den Steuersignalen an den Gates G&sub1; - G&sub4; zu liefern, um sicherzustellen, daß ein Strom in einer Richtung durch die Last ganz ausgeschaltet ist, bevor ein Stromfluß in der anderen Richtung veranlaßt wird. Alternativ dazu können die Gate-Steuerfunktionen 28 und 34 (Fig. 1), die typischerweise durch einen Mikroprozessor implementiert sind, solche Verzögerungszeiten liefern.
• Fig. 5 zeigt eine verallgemeinertete Form einer Schaltung zur Leistungsabgabe, in der ein einziger Stromschalter S&sub1;' auf der Seite mit hohem Potential einer Last 14' angeordnet ist. Der Überstromdetektor 24', die Gate-Übersteuerschaltung 26' und Gate-Steuerfunktion 28' entsprechen den gleich numerierten Teilen, die in Verbindung mit der oben beschriebenen Schaltung zur Leistungsabgabe des H-Brückentyps dargestellt sind.
• Fig. 6 zeigt noch eine andere Ausführungsform einer Stromabfühlschaltung, in der alle denjenigen von Fig. 2A ähnlichen Komponenten gleiche kennzeichnende Ziffern aufweisen. Fig. 6 unterscheidet sich von Fig. 2A dadurch, daß zwischen die Basen der Transistoren 44 und 46 und die Erdung ein Widerstand 90 geschaltet ist und der Kollektor des Transistors 46 direkt zur Erdung geht. Man hat festgestellt, daß die Schaltung von Fig. 6 merkliche Variationen im Stromverhältnis mit Änderungen in der Spannung, dem Strom, einer Beta-Fehlanpassung des Transistors und einer Temperaturänderung erfährt. Diese Probleme, insbesondere als Reaktion auf Änderungen in der Versorgungsspannung, der Beta- Fehlanpassung und Temperaturänderungen, werden in der Schaltung von Fig. 2A weitgehend vermieden. Die Schaltung von Fig. 6 veranschaulicht in einigen Gesichtspunkten das Arbeitsprinzip der Schaltungen von Fig. 2A und 2B. Obgleich sie für einige Anwendungen mit konstanten Betriebsbedingungen, oder in denen keine signifikante Genauigkeit erforderlich ist, zufriedenstellend sein kann, ist sie im allgemeinen für typische Automobilanwendungen nicht geeignet, die eine Genauigkeit innerhalb von ± 3% über die früher erwähnten Arbeitsbereiche verlangen. In der Schaltung von Fig. 6 kann der Widerstand 48 einen Widerstandswert von 1000 Ohm und der Widerstand 90 einen Widerstandswert von 100 k bis 1 Megaohm aufweisen.
• Obgleich die Stromabfühlschaltungen, die mehrere abgestimmte Transistoren in einer invertierten Stromspiegelkonfiguration verwenden, bestimmte Vorteile gegenüber der mit dem oben erwähnten US-Patent 4 654 568 verbundenen Stromabfühlschaltung liefern, zeigen sie noch bestimmte Beschränkungen, wenn die Versorgungsspannung in der Schaltung zur Leistungsabgabe variiert, so daß sie über nur einen beschränkten Laststrombereich eine konstante Strom- Proportionalität zwischen dem Abfühlstrom und dem Laststrom aufrechterhalten. Diese Beschränkungen manifestieren sich als Fehler im Verhältnis oder der Proportionalität des (der) Stromabfühl-MOSFET(s) und in den damit verbundenen Abfühlschaltungen. Die Schaltungsanordnung der Fig. 7-12 überwindet jedoch die meisten dieser Beschränkungen.
• Nun wird auf Fig. 7-12 Bezug genommen, die die vorliegende Erfindung darstellen, wobei gleiche Bezugsziffern sich auf gleiche Teile beziehen.
• Fig. 7 stellt die Schaltung zur Leistungsabgabe der Erfindung dar, die eine Stromabfühlschaltung in einer verallgemeinerten Blockdiagrammform zeigt, und welche mit einer oder mehr Strom-Steuereinrichtungen und konkret Stromabfühlschaltern funktionsmäßig verbunden ist, die wiederum in einer Schaltung zur Leistungsabgabe mit einer Last verbunden sind. Insbesondere sind die Stromabfühlschalter Teil einer H- Brückenschaltanordnung zum Liefern einer bidirektionalen Steuerung der Lastvorrichtung. Noch konkreter und mit signifikanter Bedeutung für die Erfindung erscheint jeder Stromabfühlschalter, mit dem die Stromabfühlschaltung der Erfindung verbunden ist, in bezug auf die Lastvorrichtung auf der "hohen" oder relativ positiveren Seite der Schaltung zur Leistungsabgabe.
• In Fig. 7 umfaßt eine H-Brückenschaltung 110 eine Last 14, wie z. B. einen bidirektionalen elektrischen Motor. Die oberen Arme oder Arme auf der "hohen" Seite der H-Brückenschaltung 110 sind mit einem relativ positiven Stromversorgungspotential, in diesem Fall VBATT, verbunden, das mit der Batterieversorgungsspannung übereinstimmen kann. Die unteren Arme oder Arme auf der "niedrigen" Seite der H- Brückenschaltung 110 sind mit der entgegengesetzten Polarität der Stromversorgung verbunden, die in diesem Fall mit dem Erdungspotential verbunden ist. Das Erdungspotential dient als das Bezugspotential für die Stromversorgungsschaltung.
• In die oberen linken und oberen rechten Arme der H-Brücke 110 sind Strom-Steuervorrichtungen mit einer Fähigkeit zum Abfühlen von Strom und insbesondere stromabfühlende Leistungsschalter S&sub1; bzw. S&sub3; geschaltet. Die Stromabfühlschalter S&sub1; und S&sub3; repräsentieren den Typ eines leistungstragenden Feldeffekttransistors, der multizellular ist und einen Majoritätsstrom-führenden Zellularabschnitt und einen Minoritätsstrom-führenden Zellularabschnitt, wie vorher beschrieben, aufweist. Die Stromabfühl-MOSFETs S&sub1; und S&sub3; enthalten einen Gate-Anschluß G für eine Steuerung, Majoritätsstrom-führende Anschlüsse, die durch die Drain- Elektrode D und die Source-Elektrode S repräsentiert werden, einen ersten Hilfsanschluß C. S., der an einem Ende mit der Minorität von Zellen in dem Abfühl-MOSFET S&sub1; verbunden ist, um einen zu dem Hauptvorrichtungsstrom im wesentlichen proportionalen Strom zu liefern, und einen zweiten Hilfsanschluß, der im allgemeinen als der Kelvin-Anschluß K bezeichnet wird und an einem Ende mit der Majorität der Zellen des Schalters S&sub1; und mit dem Source-Anschluß im wesentlichen elektrisch gemeinsam verbunden ist.
• Typischerweise wird die Drehrichtung des Motors 14 gesteuert, indem ein Stromfluß durch diesen in der einen oder anderen Richtung veranlaßt wird. Zum Beispiel wird somit der Stromabfühlschalter S&sub1; im oberen linken Schenkel und der Schalter S&sub4; im unteren rechten Schenkel veranlaßt, für eine Motordrehung in einer Richtung gleichzeitig zu leiten. In einem solchen Fall fließt Strom von der Quelle VBATT über den Drain-Anschluß D des Stromabfühlschalters S&sub1; und enthält die Hauptkomponente des Stroms, der über den Leistungsschalter S&sub4; und den Motor 14 von dem Source-Anschluß S und der Majorität von Zellen im Stromabfühlschalter S&sub1; der anderen Polarität (d. h. Erdungspotential) der Stromversorgung zugeführt wird. Ein zu dem Hauptstrom am Anschluß S proportionaler, nicht aber geringerer Strom wird wiederum über die Minoritätszellen beim Stromabfühlanschluß C. S. geliefert. Typischerweise kann das Verhältnis von Zellen oder eines Majoritätsstrom führenden Zellularabschnitts zu einem Minoritätsstromführenden Zelluarabschnitt und somit von Strömen in der Größenordnung von 1000 : 1 liegen.
• Um ein Signal zu liefern, das zu dem durch den Source- Anschluß S getragenen Hauptstrom proportional ist, ist es notwendig oder wird zumindest sehr bevorzugt, daß das Potential am C. S. -Anschluß das gleiche wie das am Source- Anschluß S ist. Dementsprechend ist ein als Kelvin-Kontakt K bezeichneter Hilfskontakt mit dem Source-Anschluß S elektrisch verbunden und liefert ein Signal, das das Potential am Source-Anschluß repräsentiert. Wie im folgenden offensichtlich sein wird, versucht die mit dem Stromabfühl- MOSFET S&sub1; verbundene Stromabfühlschaltung, das Potential an dem Kelvin-Anschluß K und dem Stromabfühlschaltung C. S. einander gleich zu halten.
• Um das Signal zu entwickeln, das für den durch den Stromabfühlschalter S&sub1; getragenen Strom repräsentativ ist, ist eine innerhalb des gestrichelten Blocks 120 von Fig. 7 allgemein dargestellte Stromabfühlschaltung funktionsmäßig mit den Kelvin- und Stromabfühlanschlüssen des Stromabfühlschalters S&sub1; und mit einem entsprechenden Potential verbunden, das der Schaltung zur Leistungsabgabe zugeordnet ist. Die Schaltung 120 liefert ein Ausgangssignal 125 an einen Komparator 127 zum anschließenden Gebrauch in bekannter Art und Weise.
• Konkret ist das von der Abfühlschaltung 120 erscheinende Signal 125 ein Spannungspegel, der für den Strom im Anschluß C. S. des Schalters S&sub1; repräsentativ ist, der wiederum zu dem Hauptstrom im Schalter S&sub1; und somit normalerweise auch durch die Last 14 proportional ist. Eine Bezugsspannung VREF wird ausgewählt und mit dem "+"-Eingang des Komparators 127 für einen Vergleich mit dem Strom-Spannung-umgewandelten Signal 125 verbunden, das am "-"-Eingang dieses Komparators erscheint. Das Potential von VREF wird in Verbindung mit der Schaltung 120 so ausgewählt, daß es für einen gewissen Schwellenwert eines Stroms in der Stromabfühl-MOSFET- Schaltung repräsentativ ist, der erfaßt und über den Ausgang des Komparators auf der Leitung 129 angezeigt werden soll. Solange die Spannung auf der Leitung 125 geringer als die von VREF ist, wird somit angenommen, daß der Strom im Stromabfühl-MOSFET und normalerweise durch die H-Brücke geringer als der überwachte Schwellenwert ist; wohingegen falls die Spannung auf der Leitung 125 die VREF übersteigt, der Komparator 127 eine Ausgabe 129 liefert, die angibt, daß der Strom in der H-Brücke oder zumindest durch den Stromabfühl-MOSFET den überwachten Schwellenwert übersteigt. Es ist offensichtlich, daß das Signal 125 mit einem A-D- Wandler oder mehreren Komparatoren verbunden werden könnte, um kontinuierliche oder mehrere Strompegel zu überwachen.
• Damit das Signal 125 von der Stromabfühlschaltung 120 für den Strom in der H-Brücke oder zumindest durch den Stromabfühl- MOSFET soweit möglich repräsentativ ist, ist es notwendig, daß dessen Ableitung auf eine Art und Weise ausgeführt wird, die durch Ausschläge im Stromversorgungspotential VBATT und/oder durch Temperaturausschläge in der Schaltungsanordnung und/oder durch Laststromausschläge nicht nachteilig beeinflußt wird. In dieser Hinsicht ist man der Meinung, daß die Stromabfühlschaltungsanordnung 120 der vorliegenden Erfindung besonders gut geeignet ist. Es sei bemerkt, daß eine weitere Stromabfühlschaltung, die ebenfalls mit 120 bezeichnet ist, mit dem Kelvin-Anschluß K und dem Stromabfühlanschluß C. S. des Stromabfühl-MOSFET S&sub3; im oberen rechten Arm der H-Brücke 110 verbunden ist. Sie hat einen identischen Aufbau wie die Stromabfühlschaltung 120, die mit dem Stromabfühl-MOSFET S&sub1; verbunden ist.
• Nun auf die Stromabfühlschaltung 120 Bezug nehmend, die in sehr allgemeiner Form an der linken unteren Seite von Fig. 7 in Blockform dargestellt ist, erkennt man darin zwei serielle Zweige BR&sub1; und BR&sub2;, von denen jeder mindestens zwei Halbleitervorrichtungen enthält, wie z. B. bipolare Transistoren oder dergleichen, wobei einer in einem Transimpedanz-Betriebsmodus verwendet wird. Der serielle Zweig BR&sub1; ist mit einem Ende des Stromabfühlanschlusses C. S. des Stromabfühlschalters S&sub1; verbunden und an seinem anderen Ende mit einem Bezugspotential in der Schaltung zur Leistungsabgabe, in diesem 1 all dem Erdungspotential, verbunden. Der serielle Zweig BR&sub2; ist ebenso an einem Ende mit dem Kelvin-Anschluß K des Stromabfühlschalters S&sub1; verbunden und an seinem anderen Ende mit dem gleichen Bezugspotential in der Schaltung zur Leistungsabgabe, in diesem Fall dem Erdungspotential, verbunden.
• Im Zweig BR&sub1; gibt es zwei Halbleitervorrichtungen Q&sub1; und Q&sub3;, die in einer seriellen Schaltung verbunden sind. Im Zweig BR&sub2; gibt es ebenso zwei weitere Halbleitervorrichtungen Q&sub2; und Q&sub4;, die darin in einer seriellen Schaltung verbunden sind. Die Halbleitervorrichtungen, die im folgenden der Zweckmäßigkeit halber als Transistoren bezeichnet werden, sind weiter insbesondere quer- bzw. kreuzverbunden, um eine spezielle Vorspannungssteuerung zu liefern. Konkret ist der Transistor Q&sub2; über eine Leitung CC&sub1;&sub2; mit dem im Transimpedanzmodus arbeitenden Transistor Q&sub1; kreuzverbunden, um eine Vorspannungssteuerung für den letztgenannten zu liefern. Der Transistor Q&sub3; ist ähnlich über eine Leitung CC&sub3;&sub4; mit dem im Transimpedanzmodus arbeitenden Transistor Q&sub4; kreuzverbunden, um für den letztgenannten eine Vorspannungssteuerung zu liefern.
• Ein Meß- bzw. Abfühlwiderstand RS ist in serieller Schaltung mit den Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; im Zweig BR&sub1; zum Entwickeln des Spannungssignals 125 dargestellt, das zum Komparator 127 geführt wird. Obgleich in der Darstellung der allgemeinen Schaltung von Fig. 7 der Abfühlwiderstand als der einzige Widerstand in der Stromabfühlschaltung 120 dargestellt ist und ferner zwischen den Transistor Q&sub3; und die Erdung geschaltet ist, versteht es sich, daß andere Widerstände anderswo in den Zweigschaltungen BR&sub1; und BR&sub2; enthalten sein könnten und ferner daß der Abfühlwiderstand RS zwischen die Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; in der Zweigschaltung BR&sub1; geschaltet sein könnte. Es versteht sich ferner, daß ein Kondensator elektrisch parallel zum Abfühlwiderstand RS enthalten sein kann, der mögliche Stromspitzen umleitet, die durch Einschalten und Ausschalten des Stromabfühl-MOSFET verursacht werden.
• Die beschriebenen Zweigschaltungen BR&sub1; und BR&sub2; dienen dazu, über die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; einen Impedanz-Abstimmpuffer oder einen Pseudo- oder invertierten Stromspiegel im oberen Abschnitt der Schaltung 120 zu liefern, der oder die mit den Anschlüssen C. S. und K verbunden ist, wohingegen die Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; im unteren Abschnitt der Schaltung 120 einen herkömmlicheren Stromspiegel definieren. Die untersten beiden Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; arbeiten in einer Stromspiegelweise, um nahezu gleiche Kollektorströme und daher Basis-Emitter-Spannungen durch die oberen Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; aufrechtzuerhalten.
• Für ein besseres Verständnis der in Fig. 7 allgemein dargestellten Stromabfühlschaltung 120 wird auf mehrere alternative spezielle Ausführungsformen von ihr verwiesen, wie sie in Fig. 8, 9, 10, 11 bzw. 12 dargestellt sind. Um etwaige Unterschiede zwischen diesen Schaltungen hervorzuheben, ist die Stromabfühlschaltung von Fig. 8 als 120' bezeichnet, ist die von Fig. 9 als 120" bezeichnet, ist die von Fig. 10 als 120''' bezeichnet, ist die von Fig. 11 als 120"" und ist die von Fig. 12 als 120''''' bezeichnet. Andererseits tragen die Transistoren Q&sub1; - Q&sub4; jeweils die gleichen kennzeichnenden Bezugszeichen und werden typischerweise von einer Schaltung zur nächsten die selben sein, obgleich eine gewisse Variation innerhalb des Umfangs der Erfindung erwogen bzw. zugelassen wird. Zusätzlich weisen die Fig. 11 und 12 Transistoren Q&sub5; und Q&sub6; auf. In jedem Fall ist es wichtig, daß die Betas (β) der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; die gleichen sind und die Betas der Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; die gleichen sind. Folglich sind die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; vorzugsweise zwei abgestimmte PNP-Transistoren, und die Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; sind zwei abgestimmte NPN- Transistoren. In einigen Fällen kann es auch wünschenswert sein, daß die Betas (β) der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; die gleichen wie diejenigen der Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; sind. Höhere Werte von Beta haben ein genaueres Stromspiegeln zwischen Q&sub1; und Q&sub2; und zwischen Q&sub3; und Q&sub4; zur Folge. Das Endergebnis ist, daß die Basis-Emitter-Spannungen von Q&sub1; und Q&sub2; und somit die Spannungen an den C. S. - und Kelvin- Anschlüssen mehr gleich werden. Die Transistoren in diesen beispielhaften Ausführungsformen sind in einer integrierten Schaltung enthalten.
• Die Abfühlimpedanz oder der Abfühlwiderstand, über den die Abfühlspannung entwickelt wird, wurde in Fig. 8 als RS', in Fig. 9 als RS", in Fig. 10 als RS''', in Fig. 11 als R5"" und in Fig. 12 als RS''''' bezeichnet. Obgleich die Funktion des Abfühlwiderstands RS' - RS''''' in jeder dieser Ausführungsformen ähnlich ist, kann dessen tatsächlicher Wert und tatsächliche Anordnung innerhalb der Schaltung in gewisser Weise verschieden sein. Dementsprechend wurden zur einfachen Kennzeichnung die hochgestellten Apostrophzeichen verwendet. In jedem Fall erscheint der Abfühlwiderstand RS' - RS''''' in einer seriellen Schaltung mit den Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; im Zweig BR&sub1;, der wiederum mit dem Stromabfühlanschluß C. S. des Stromabfühlschalters S&sub1; verbunden ist.
• Bezugnehmend auf Fig. 8 umfaßt die Stromabfühlschaltung 120' Transistoren Q&sub1; und Q&sub3;, die zwischen dem Stromabfühlanschluß C. S. und der Erdung in einer seriellen Schaltung verbunden sind. Sie umfaßt ferner Transistoren Q&sub2; und Q&sub4;, die zwischen dem Kelvin-Anschluß und der Erdung in einer seriellen Schaltung verbunden sind. Der Transistor Q&sub2; ist in einer Kurzschlußkonfiguration von Basis und Kollektor angeschlossen, und seine Basis ist über eine Kreuzverbindung CC&sub1;&sub2; mit der Basis des Transistors Q&sub1; kreuzverbunden. Der Transistor Q&sub2; liefert effektiv ein Vorspannungssignal zum Steuern des Transistors Q&sub1;. Auf diese Weise verbunden wirkt der Transistor Q&sub2; wie eine Diode, wodurch die Basis-Emitter- Spannung des Transistors Q&sub1; geregelt und somit der Basisstrom des Transistors Q&sub1; gesteuert wird. In dieser Konfiguration bilden die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; einen Impedanz- Abstimmpuffer, der mit dem Kelvin-Anschluß K und dem Stromabfühlanschluß C. S. des Abfühlschalters S&sub1; verbunden ist.
• Der Transistor Q&sub3; ist in einer Kurzschlußkonfiguration mit Basis und Kollektor angeschlossen, und seine Basis ist über eine Kreuzverbindung CC&sub3;&sub4; mit der Basis des Transistors Q&sub4; kreuzverbunden. Der Kollektor des Transistors Q&sub3; ist mit dem Kollektor des Transistors Q&sub1; verbunden, und der Kollektor des Transistors Q&sub4; ist mit dem Kollektor des Transistors Q&sub2; verbunden. Der Transistor Q&sub3; dient dazu, über die Kreuzverbindung CC&sub3;&sub4; ein Vorspannungssteuersignal an den Transistor Q&sub4; zu liefern. Die Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; arbeiten als Stromspiegel, um beinahe gleiche Kollektorströme und daher Basis-Emitter-Spannungen durch die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; aufrechtzuerhalten.
• Es ist offensichtlich daß man die Emitterbereiche der Transistoren in BR&sub1;, d. h. Q&sub1; und Q&sub3;, gegen die Emitterbereiche der Transistoren in BR&sub2;, d. h. Q&sub2; und Q&sub4;, ins Verhältnis setzen kann, um die Leistungsdissipation in einem Schenkel der Stromabfühlschaltung zu verringern. Der Kollektorstrom im Transistor Q&sub3; wird nicht gleich, sondern durch die selbe proportionale Differenz im Emitterbereich der beiden Transistoren dem Kollektorstrom im Transistor Q&sub4; proportional sein. Der gleiche Effekt tritt für die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; auf. Das Endergebnis ist, daß die Basis-Emitter-Spannungen von Q&sub1; und Q&sub2; gleich sein werden, während die Leistungsdissipation in der Stromabfühlschaltung verringert sein wird.
• Ein Vorspannungswiderstand RB ist mit den Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; in Reihe geschaltet, wobei ein Ende mit dem Emitter des Transistors Q&sub4; und das andere mit dem Erdungspotential verbunden ist. Der Einschluß des Widerstands RB hilft, die Leistungsdissipation durch den Transistor Q&sub4; zu minimieren, die ansonsten signifikant werden könnte, falls hohe Ströme abgefühlt bzw. erfaßt werden und/oder die Transistoren in einer integrierten Schaltung enthalten sind. Der Abfühlwiderstand RS' ist in der ersten Zweigschaltung zwischen den Emitter des Transistors Q&sub3; und die Erdung geschaltet. Die Abfühlspannung wird an einem Ausgangsknoten bereitgestellt, wobei sie an der Verbindung zwischen dem Widerstand RS' und dem Emitter des Transistors Q&sub3; auftritt. Die Abfühlspannung ist somit die differentielle Spannung, die über den Abfühlwiderstand RS' auftritt. Änderungen in dem "An-Widerstand" der Stromabfühl-MOSFETs haben keinen merklichen Einfluß auf die Stabilität des Abfühlstromverhältnisses. Der Abfühlstrom RS' ist auf die Erdung bezogen, was zur Folge hat, daß die Abfühlspannung von dem tatsächlichen Potential der Versorgungsspannung VBATT unabhängig ist. Es versteht sich, daß man erwarten kann, daß das Potential von VBATT, das nominell 12 Volt beträgt, während Übergängen zwischen einem Potential von 6 Volt und 45 Volt oder mehr variiert. Diese Schaltung ist ferner relativ unempfindlich gegen Änderungen im Laststrom. Für Ansteuerungen auf der hohen Seite oder Situationen, in denen die Stromabfühlschaltung mit einem Schalter auf der hohen Seite verbunden ist, gibt es keine Anforderung an den Komparator, eine Gleichtaktspannung nahezu gleich dem Potential der Versorgungsspannung VBATT aufzuweisen, und der Spannungsbezug ist von dieser Versorgungsspannung unabhängig. Die Abfühlspannung kann ferner eine Größenordnung oder mehr größer als Schaltungen nach dem Stand der Technik sein, wie z. B. US 4 654 568, so daß eine Verstärkung nicht erforderlich ist.
• Eine Alternative zur Stromabfühlschaltungsanordnung von 120' von Fig. 8 ist in der Stromabfühlschaltungsanordnung von 120" von Fig. 9 dargestellt. Diese Schaltung ist bezüglich der Anordnung der vier Transistoren Q&sub1; - Q&sub4; ähnlich der von Fig. 8 strukturiert; sie verzichtet jedoch auf die Verwendung eines separaten Vorspannungswiderstandes RB im zweiten Zweig. Statt dessen erscheint ein Abfühlwiderstand RS" nicht nur in einer seriellen Schaltung mit den Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; des ersten Zweiges, sondern wird auch in einer seriellen Schaltung mit den Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; des zweiten Zweiges gemeinsam benutzt. Die Verwendung eines einzigen Widerstands RS" liefert zumindest zwei Vorteile gegenüber der Schaltungsanordnung von Fig. 8, wobei der erste darin besteht, daß ein Eingabe/Ausgabe-(I/O)-Stift weniger benötigt wird, falls angenommen wird, daß die Transistoren Teil einer integrierten Schaltung sind und die Widerstände externe diskrete Vorrichtungen sind. Zweitens gibt es keine Abhängigkeit von einem Stromverhältnis infolge einer Widerstandsabstimmung zwischen RS' und RB. Natürlich muß der Wert von RS" so ausgewählt werden, daß er den erforderlichen Abfühlspannungspegel für erwartete Bedingungen bereitstellt. Die Toleranz des Widerstands RS" beeinflußt weiterhin die Fähigkeit, genau abzufühlen, weil tatsächlich eine Spannung und nicht der Strom abgefühlt wird. Es ist jedoch offensichtlich, daß sehr geringe Toleranzen in RS" mit einer sehr niedrigen Kosten-Penale verbunden sind.
• Nun auf die Stromabfühlschaltungsanordnung 120''' in Fig. 10 Bezug nehmend ist eine weitere Alternative zu den Anordnungen von Fig. 8 und Fig. 9 dargestellt. Bezüglich der Stromabfühlschaltungen 120' und 120" von Fig. 8 bzw. 9 arbeiten der invertierte Stromspiegel Q&sub1; und Q&sub2; und der Stromspiegel Q&sub3; und Q&sub4; der Schaltung 120''' im wesentlichen in ähnlicher Weise. Andererseits verwendet die Schaltungsanordnung 120''' einen einzigen Abfühlwiderstand RS''', der sich im ersten Zweig in serieller Verbindung zwischen dem Kollektor von Q&sub1; und dem Kollektor von Q&sub3; befindet. Im zweiten Zweig mit den Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; ist kein separater Widerstand enthalten. Obgleich das Vertrauen auf einen einzigen Widerstand RS''' in der Stromabfühlschaltung 120''' dazu dienen kann, die Zahl verwendeter Widerstandselemente zu reduzieren, kann es nicht die Zahl von I/O-Stiften reduzieren, falls die Transistoren Teil einer integrierten Schaltung sind, da ein Ende des Widerstands RS''' mit dem Transistor Q&sub3; und das andere Ende mit dem Kollektor des Transistors Q&sub1; verbunden sein müßte. Außerdem kann im Fall hoher Abfühlströme das Weglassen eines Widerstands in dem seriellen Zweig mit Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; durch den Transistor Q&sub4; eine größere Leistungsdissipation als erwünscht zur Folge haben. Weiterhin führt ferner das Anordnen des Abfühlwiderstandes RS''' zwischen den Transistoren Q&sub3; und Q&sub1; außerdem eine Offsetspannung ein, die durch die VBE des Transistors Q&sub3; hervorgerufen wird. Aus dem letztgenannten Grund kann es wünschenswerter sein, die differentielle Spannung über den Abfühlwiderstand abzufühlen bzw. zu erfassen, was in den Ausführungsformen der Fig. 8 und Fig. 9 zweckmäßiger vorgenommen wird.
• In Fig. 11 ist eine weitere Weiterentwicklung der Erfindung dargestellt, in der die Stromabfühlschaltung 120"" zusätzlich zu den oben beschriebenen Transistoren Q&sub1; bis Q&sub4; fünfte und sechste Transistoren Q&sub5; bzw. Q&sub6; aufweist. Die Basis des PNP-Transistors Q&sub5; ist mit den Kollektoren der Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; verbunden. Der Emitter des Transistors Q&sub5; ist mit der Basisschaltung CC&sub1;&sub2; der Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; verbunden, und der Kollektor des Transistors Q&sub5; ist mit dem Bezugspotential verbunden. Der Transistor Q&sub5; ersetzt den kurzgeschlossenen Basis/Kollektoranschluß des Transistors Q&sub2;. Die Basis des NPN-Transistors Q&sub6; ist gleichfalls mit den Kollektoren der Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; verbunden. Der Emitter des Transistors Q&sub6; ist mit der Basisschaltung der Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; verbunden, und der Kollektor des Transistors Q&sub6; ist mit dem Emitter des Transistors Q&sub1; verbunden. Der Transistor Q&sub6; ersetzt den kurzgeschlossenen Basis/Kollektoranschluß des Transistors Q&sub3;. Die Hinzufügung von Transistoren Q&sub5; und Q&sub6; in dieser Art und Weise hat eine Stromabfühlschaltung 120"" zur Folge, die für Variationen von Beta und somit der Temperatur in den Transistoren Q&sub1; bis Q&sub4; weniger anfällig ist. Wie in der Ausführungsform von Fig. 9 ist ein Abfühlwiderstand RS"" an einem Ende mit dem Bezugspotential und am anderen Ende mit dem Transistor Q&sub3; von Zweig 1 und mit dem Transistor Q&sub4; von Zweig 2 verbunden. Das Abfühlspannungssignal 25 erscheint am Knoten zwischen dem Widerstand RS"" und den Emittern der Transistoren Q&sub3; und Q&sub4;.
• In Fig. 12 ist noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt, in der die Stromabfühlschaltung 120''''' fünfte und sechste Transistoren Q&sub5; bzw. Q&sub6; enthält, die in einer zu der von Fig. 11 anderen Konfiguration verbunden sind. Die Transistoren Q&sub1; und Q&sub2; und die Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; sind an ihren jeweiligen Basen durch CC&sub1;&sub2; bzw. CC&sub3;&sub4; wie in der Ausführungsform von Fig. 9 kreuzverbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q&sub2; und Q&sub3; sind ähnlich an ihren jeweiligen Basen kurzgeschlossen. Ferner ist der Abfühlwiderstand RS''''' in ähnlicher Weise nicht nur in einer seriellen Schaltung mit Transistoren Q&sub1; und Q&sub3; des ersten Zweiges angeordnet, sondern wird ferner in einer seriellen Schaltung mit Transistoren Q&sub2; und Q&sub4; des zweiten Zweiges gemeinsam benutzt. Die Abfühlspannung 125 wird am Verbindungsknoten zwischen dem Widerstand RS''''' und den Emittern der Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; erhalten. Die Transistoren Q&sub5; und Q&sub6; sind jedoch in dem zweiten bzw. dem ersten Zweig seriell verbunden.
• In Fig. 12 ist konkreter der Transistor Q&sub5; vom PNP-Typ, ist sein Emitter mit dem Kollektor des Transistors Q&sub2; verbunden und ist sein Kollektor mit dem Kollektor des Transistors Q&sub4; verbunden. Der Transistor Q&sub6; ist vom NPN-Typ, und sein Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors Q&sub3; verbunden, und sein Kollektor ist mit dem Kollektor des Transistors Q&sub1; verbunden. Die Basis des Transistors Q&sub5; ist darüber durch eine Kreuzverbindung CC&sub5;&sub6; mit dem Kollektor des Transistors Q&sub6; im ersten Zweig verbunden. Die Basis des Transistors Q&sub6; ist darüber über eine Kreuzverbindung CC&sub6;&sub5; mit dem Kollektor des Transistors Q&sub5; im zweiten Zweig verbunden.
• Aufgrund des sogenannten Early-Spannungseffektes können Änderungen in der Spannung über einen Transistor eine Änderung in seinem Beta (β) hervorrufen. Bei Änderungen in der Versorgungsspannung VBATT ändern und beeinflussen folglich die Spannungen über die im Transimpedanzmodus arbeitenden Transistoren, d. h. Q&sub1; und Q&sub4;, ihre Betas (β) in bezug auf die Betas (β) ihrer jeweiligen spiegelnden Transistoren Q&sub2; und Q&sub3; und bewirken somit Variationen in den Verhältnissen. Die Hinzufügung von Transistoren Q&sub5; und Q&sub6;, die wie in Fig. 12 dargestellt verbunden sind, dient jedoch dazu, den Großteil der Spannung über diese beiden Transistoren abfallen zu lassen, wodurch Spannungsänderungen über die Transistoren Q&sub1; und Q&sub4; minimiert und somit die unerwünschten Early-Spannungseffekte minimiert werden. Dies hat eine verbesserte Leistung über den Bereich einer möglichen Variation in der Versorgungsspannung zur Folge, da die Spannungen über die Transistoren Q&sub3; und Q&sub4; sich ungeachtet der Versorgungsspannung um nur einen Diodenabfall unterscheiden. Die Schaltung 120''''' zeigt jedoch einen geringfügig größeren Spannungsabfall über die aktiven Elemente jedes Zweiges, als es die anderen Ausführungsformen tun, was eine gewisse Abnahme in einem Betriebsspannungsbereich für einen gegebenen Abfühlstrom zur Folge hat.
• Es versteht sich, daß die Erfindung nicht auf die hierin dargestellten und beschriebenen speziellen Ausführungsformen beschränkt ist, sondern daß verschiedene Änderungen und Abwandlungen vorgenommen werden können, ohne vom Schutzumfang dieses neuartigen Konzepts abzuweichen, wie es durch die folgenden Ansprüche definiert ist. Beispielsweise könnten die Stromabfühl-MOSFETs als lineare Steuervorrichtungen statt als Schalter verwendet werden; die Majoritäts- und Minoritätsstrom-führenden Zellularabschnitte der Strom- Abfühlvorrichtungen könnten einfach eine relativ große Zelle einer größeren Strom-führenden Kapazität und eine kleinere Zelle einer viel geringeren Kapazität sein; das Ausgangssignal 125 könnte in linearer Art und Weise statt bezüglich nur einer Schwelle genutzt oder überwacht werden; und die Stromabfühlschaltungsanordnung könnte entweder in Form einer vollständig integrierten Schaltung vorliegen, oder sie könnte ganz oder teilweise aus diskreten Komponenten bestehen.

Claims (17)

1. Eine Schaltung zur Leistungsabgabe zum Liefern eines Laststroms an eine Last (14) mit einer Leistungs- Schalteinrichtung (S1), die eine Majoritäts-Stromeinrichtung (C&sub3; - Cn) zum Liefern einer Majoritäts-Stromausgabe an die Last (14), eine Minoritäts-Stromeinrichtung (C1,C2) zum Liefern einer Minoritäts-Stromausgabe an einem ersten Hilfsanschluß (C. S.), und einen zweiten Hilfsanschluß (K) aufweist, der mit dem Ausgang der Majoritäts-Stromeinrichtung (S), dessen Spannung repräsentativ für die Spannung am Ausgang der Majoritäts-Stromeinrichtung ist, gekoppelt ist, wobei die Schaltung zur Leistungsabgabe ferner eine Strom- Erfassungsschaltung zum Erhalten eines Signals aufweist, das repräsentativ für die Majoritäts-Stromausgabe ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Strom-Erfassungsschaltung umfaßt:

eine Pufferschaltung zum Anpassen bzw. Abstimmen der Spannungen der ersten (C. S.) und zweiten (K) Hilfsanschlüsse, wobei die Pufferschaltung erste (Q&sub1;) und zweite (Q&sub2;) Halbleitereinrichtungen umfaßt, von denen die erste Halbleitereinrichtung (Q&sub1;) mit dem ersten Hilfsanschluß (C. S.) und die zweite Halbleitereinrichtung (Q&sub2;) mit dem zweiten Hilfsanschluß (K) gekoppelt ist, und eine Stromsteuerschaltung mit dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) Halbleitereinrichtungen, die als ein Stromspiegel konfiguriert sind, um die Pufferschaltung so anzutreiben, daß erste und zweite Ströme durch die ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) Halbleitereinrichtungen hindurch gezogen werden, wobei die ersten und zweiten Ströme in einem vorbestimmten Verhältnis vorliegen, und

einen Ausgangsknoten (125) zum Liefern eines zu dem Majoritäts-Strom proportionalen Signals.

2. Die Schaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basen der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) Halbleiter verbunden sind (CC&sub1;&sub2;).

3. Die Schaltung gemäß Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, daß diese einen weiteren Transistor (Q&sub6;) aufweist, um einen Stromweg für die Basis-Ströme der dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) Halbleitereinrichtungen zu liefern.

4. Die Schaltung gemäß Anspruch 1 bis 3, ferner dadurch gekennzeichnet, daß diese einen fünften Transistor (Q&sub5;) aufweist, um einen Stromweg für die Basis-Ströme der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) Halbleitereinrichtungen zu liefern.

5. Die Schaltung gemäß Anspruch 1, weiterhin mit fünften (Q&sub5;) und sechsten (Q&sub6;) Halbleitereinrichtungen, wobei die fünfte Halbleitereinrichtung in Reihe zwischen die zweiten und vierten Halbleitereinrichtungen, und die sechste Halbleitereinrichtung in Reihe zwischen die ersten und dritten Halbleitereinrichtungen geschaltet ist.

6. Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei die ersten (Q&sub1;), die zweiten (Q&sub2;), die dritten (Q&sub3;) und die vierten (Q&sub4;) Halbleitereinrichtungen erste (Q&sub1;), zweite (Q&sub2;), dritte (Q&sub3;) bzw. vierte (Q&sub4;) bipolare Transistoren umfassen, wobei die ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) bipolaren Transistoren eine Leitfähigkeit vom PNP-Typ und die dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) bipolaren Transistoren eine Leitfähigkeit vom NPN-Typ aufweisen.

7. Die Schaltung gemäß Anspruch 6, wobei die Basen der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) bipolaren Transistoren der Pufferschaltung (Q&sub1;, Q&sub2;) miteinander verbunden sind (CC&sub1;&sub2;), und die Basen der dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) bipolaren Transistoren der Stromsteuerschaltung miteinander verbunden sind (CC&sub3;&sub4;).

8. Die Schaltung gemäß Anspruch 7, wobei die miteinander verbundenen Basen (CC&sub1;&sub2;) der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) bipolaren Transistoren mit dem Kollektor des zweiten (Q&sub2;) bipolaren Transistors gekoppelt sind.

9. Die Schaltung gemäß Anspruch 7, wobei die miteinander verbundenen Basen (CC&sub3;&sub4;) der dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) bipolaren Transistoren mit dem Kollektor des dritten (Q&sub3;) bipolaren Transistors gekoppelt sind.

10. Die Schaltung gemäß Anspruch 7, weiterhin mit einem weiteren Transistor (Q&sub6;), der Basis-Ströme zu den dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) Transistoren liefert.

11. Die Schaltung gemäß Anspruch 7, weiterhin mit einem fünften Transistor (Q&sub5;), der einen Stromweg für die Basis- Ströme der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) bipolaren Transistoren liefert, wobei sich der Stromweg zwischen den miteinander verbundenen Basen (CC&sub1;&sub2;) der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) bipolaren Transistoren und einem Bezugspotential erstreckt.

12. Die Schaltung gemäß Anspruch 7, weiterhin mit fünften (Q&sub5;) und sechsten (Q&sub6;) Halbleitereinrichtungen, wobei die fünfte Halbleitereinrichtung (Q&sub5;) in Reihe zwischen die zweiten (Q&sub2;) und die vierten (Q&sub4;) Halbleitereinrichtungen, und die sechste Halbleitereinrichtung (Q&sub6;) in Reihe zwischen die ersten (Q&sub1;) und die dritten (Q&sub3;) Halbleitereinrichtungen geschaltet ist.

13. Die Schaltung gemäß Anspruch 6, wobei die Betas (β) der ersten (Q&sub1;) und zweiten (Q&sub2;) Transistoren im wesentlichen identisch sind, und die Betas (β) der dritten (Q&sub3;) und vierten (Q&sub4;) Transistoren im wesentlichen identisch sind.

14. Die Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei die dritten (Q&sub3;) und die vierten (Q&sub4;) Halbleitereinrichtungen und die Stromsteuerschaltung (Q&sub3;, Q&sub4;) bipolare Transistoren umfassen.

15. Die Schaltung gemäß Anspruch 14, wobei die Stromsteuerschaltung (Q&sub3;, Q&sub4;) weiterhin eine weitere Halbleitereinrichtung (Q&sub6;) umfaßt, die zur Bildung eines Stromspiegels mit den dritten (Q&sub3;) und die vierten (Q&sub4;) Halbleitereinrichtungen gekoppelt ist.

16. Die Schaltung gemäß Anspruch 1, weiterhin mit fünften (Q&sub5;) und sechsten (Q&sub6;) Halbleitereinrichtungen, die in Reihe zwischen die Pufferschaltung (Q&sub1;, Q&sub2;) und die Stromsteuerschaltung (Q&sub3;, Q&sub4;) geschaltet sind.

17. Eine Schaltung zur Leistungsabgabe gemäß irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Leistungs- Schalteinrichtung (S1) eine MOSFET-Stromsteuereinrichtung, wobei die MOSFET-Stromsteuereinrichtung multizellular mit einem Majoritäts-Strom-tragenden Zellularabschnitt (C&sub3; - Cn) und einem Minoritäts-Strom-tragenden Zellularabschnitt (C&sub1;, C&sub2;) aufgebaut ist, einen ersten Hauptstromanschluß (D) für eine Verbindung mit einer Stromquelle, einen Gate- Anschluß (G) zum Empfangen eines Steuersignals, einen zweiten Hauptstromanschluß, der den Majoritäts-Strom-tragenden Zellularabschnitt verbindet, einen ersten Hilfsanschluß (C. S.), der an einem Ende mit dem Minoritäts-Strom-tragenden Zellularabschnitt verbunden ist, um einen allgemein zum Hauptvorrichtungsstrom proportionalen Strom zu liefern, und einen zweiten Hilfsanschluß (K) umfaßt, der an einem Ende mit dem Majoritäts-Strom-tragenden Zellularabschnitt verbunden ist.