DE69013743T2

DE69013743T2 - Ablenkantriebsstufe in einem Videogerät.

Info

Publication number: DE69013743T2
Application number: DE69013743T
Authority: DE
Inventors: Bruno Emanuel Hennig
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1989-04-21
Filing date: 1990-04-19
Publication date: 1995-05-24
Anticipated expiration: 2010-04-20
Also published as: FI98029C; AU5369990A; TR26632A; DE69030821D1; JPH02301371A; JP2903245B2; DK0394024T3; CN1046647A; DK0599823T3; ES2062350T3; GB8909116D0; FI901864A0; SG79892A1; US5089756A; ES2102133T3; EP0394024B1; CN1024620C; KR0155165B1; DE69030821T2; KR900017369A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Transistor-Ansteuerschaltung für eine Ablenkschaltungs-Ausgangsstufe eines Fernsehgeräts oder einer anderen derartigen Darstellungseinrichtung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Treiberschaltung einer Horizontal-Ablenkschaftungs-Ausgangsstufe bei der ein Ausgangs-Schalttransistor, der im Schaltbetrieb arbeitet, einen Ablenkstrom in einer Horizontal-Ablenkwicklung erzeugt.
Die US-A-4,323,825 offenbart eine Elektronenstrahl-Ablenkschaltung, die in Kathodenstrahlröhren-Anzeigen, die Fernseh-Abtastprinzipien einsetzen, verwendbar ist. Die Ablenkschaltung enthält eine Übertragerkopplung zwischen einer Quelle eines Horizontal-Steuersignals und einem Schalttransistor für die Horizontal-Ablenkspule. Während der Abtast- und Rücklaufzeit in dem Übertrager gespeicherte Energie wird während der Abtastzeit dazu genutzt, einen Basisstrom für den Schalttransistor bereitzustellen. Darüber hinaus weist der Übertrager eine zweite Primärwicklung auf, die so im Emitterkreis des Schalttransistors angeschlossen ist, daß positive Rückkopplung ermöglicht wird. Die positive Rückkopplung erhöht und erhält den Basisstrom während der Abtastzeit und steuert seine Größe. Diese Zunahme des Basisstroms folgt jedoch nicht genau der Zunahme des Ablenkstroms, da der Strom in der zweiten Primärwicklung nicht nur den Ablenkstrom beinhaltet, sondern auch, und dies ist wesentlich, den Transistor-Basisstrom.
Eine weitere bekannte Horizontal-Ablenkschaltung, die in verschiedenen Farbfernsehempfängern verwendet wurde, beinhaltet eine Treiberstufe mit einem Übertrager, der mit einem Steueranschluß des Ausgangstransistors der Ablenkschaltungs-Ausgangsstufe gekoppelt ist. Die Treiberstufe beinhaltet weiter einen zweiten Schalttransistor mit einer Kollektorelektrode, die mit einer Primärwicklung des Übertragers gekoppelt ist. Wenn der Schalttransistor der Treiberstufe leitend ist, wird magnetische Energie in der Induktivität der Primärwicklung gespeichert. Zur selben Zeit bewirkt eine übertragergekoppelte Spannung, die an einer Sekundärwicklung des Übertragers erzeugt wird, daß der Ausgangs-Schalttransistor der Ausgangsstufe, der von der Spannung in der Sekundärwicklung des Übertragers angesteuert wird nichtleitend ist. Wenn der Schalttransistor der Treiberstufe nichtleitend wird, erzeugt die gespeicherte magnetische Energie in dem Koppelübertrager in Sperrwandler-Weise einen Wicklungsstrom, der in der Sekundärwicklung des Koppelübertragers fließt, um einen Basisstrom in Vorwärtsrichtung für den Ausgangstransistor zu erzeugen. Der Wicklungsstrom schaltet den Ausgangstransistor ein und hält diesen im wesentlichen bis zum Ende des Horizontal-Hinlaufs eingeschaltet. Ein solcher Basisstrom in Vorwärtsrichtung wird vollständig aus der zuvor in dem Übertrager gespeicherten magnetischen Energie erzeugt. Daher ist nachteilig der Basisstrom in Vorwärtsrichtung während der zweiten Hälfte des Hinlaufs ein rampenförmig abnehmender Strom; wogegen der Ablenkstrom und der Kollektorstrom des Ausgangstransistors rampenförmig zunehmen.
Der Ablenkschaltungs-Ausgangstransistor ist für gewöhnlich ein bipolarer Transistor, der ausreichend stark angesteuert wird, um bis zum Ende des Hinlaufs, an dem der Ablenkstrom seinen Spitzenwert erreicht, gut in der Sättigung zu bleiben. Jeder übermäßige Steuerstrom jedoch kann nachteilig zu einer Zunahme der Abschaltzeit führen und demzufolge zu einer Zunahme von Abschaltverlusten des Ablenkschaltungs-Ausgangstransistors. Dieses Problem vergrößert sich bei höheren Abtastraten.
Da die gesamte zur Erzeugung des Basisstroms in Vorwärtsrichtung, der den Ausgangstransistor steuert, benötigte Energie in der vorstehend erwähnten bekannten Treiberstufe erzeugt wird, können Leistungsverluste in der Treiberstufe nachteilig hoch sein. Ferner wird, wie vorstehend ausgeführt, der Basisstrom in Vorwärtsrichtung zum Ende der zweiten Hälfte des Hinlaufs zunehmend kleiner; wogegen der Bedarf des Ausgangstransistors an Basisstrom in Vorwärtsrichtung zunehmend größer wird, wenn der Kollektorstrom ansteigt. Weiterhin nachteilig kann jegliche Änderung des Tastverhältnisses des Treibertransistors den Wert des Vorwärts-Basisstroms des Ausgangstransistors beeinflussen.
Es kann wünschenswert sein, einen Strom in der Sekundärwicklung des Übertragers szu erzeugen mit einem während der zweiten Hälfte des Hinlaufs rampenförmig ansteigenden Kurvenverlauf, der der rampenförmig ansteigenden Änderung im Kollektorstrom folgt. Auf diese Weise steigt der Basisstrom in Vorwärtsrichtung während der zweiten Hälfte des Hinlaufs rampenförmig an.
Erfindungsgemäß wird eine Fernseh-Ablenkeinrichtung bereitgestellt, mit einer Ablenkwicklung; mit einem ersten Schalttransistor, der mit der Ablenkwicklung in Reihe gekoppelt ist und auf ein Schalt-Steuersignal anspricht, das an einem Steueranschluß des ersten Schalttransistors zum Erzeugen eines Ablenkstroms in der Ablenkwicklung so gebildet wird, daß während eines Teils eines gegebenen Ablenkzyklus der Ablenkstrom und ein Transistorstrom, der in einem Haupt-Strompfad des ersten Schalttransistors fließt, sich rampenförmig ändert; mit einer Quelle eines Eingangssignals mit einer Frequenz, die auf eine Ablenkfrequenz bezogen ist; und mit einem Übertrager, der eine - auf das Eingangssignal ansprechende - erste Wicklung, eine - in Reihe mit dem Emitter des ersten Schalttransistors und der Ablenkwicklung gekoppelte - zweite Wicklung und eine dritte Wicklung enthält, die mit dem Steueranschluß gekoppelt ist und auf das Eingangssignal zum Erzeugen des Schalt- Steuersignals anspricht; dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Wicklung einen ersten Anschluß, der zwischen der zweiten Wicklung und dem Transistor angeschlossen ist, und einen zweiten Anschluß aufweist, der mit dem Steueranschluß verbunden ist, so daß die genannte Wicklung nur einem durch sie fließenden Strom des Transistors und Ablenkstroms ausgesetzt ist, und das Steuersignal während des Hinlauf-Intervalls des Ablenkzyklus sich rampenförmig mit einer Änderungsrate ändert, die von der Änderungsrate des einen des Transistor- und Ablenkstroms bestimmt ist.
Die Erfindung hat das Problem der US-A-4,323,825 durch elektrisches Koppeln der zweiten (W3) und dritten (W2) Wicklung gelöst, so daß der Basisstrom des ersten Schalttransistors nur durch die Wicklung W2 fließt. Auf diese Weise fließt nur der Ablenkstrom durch die Wicklung W3, wodurch eine hochgenaue Nachführung des Basisstroms mit dem Ablenkstrom bereitgestellt wird.
In der Zeichnung zeigt
Figur 1 eine Treiberstufe einer Horizontal-Ablenkschaltungs-Ausgangsstufe gemäß einem Aspekt der Erfindung;
Figuren 2a bis 2f Signalformen, die zur Erklärung der Arbeitsweise der Schaltung aus Figur 1 hilfreich sind;
Figuren 3a bis 3f weitere Signalformen, die zur Erklärung der Arbeitsweise der Schaltung aus Figur 1 hilfreich sind;
Figur 4 eine zu der in Figur 1 ähnliche Treiberstufe, die zum Ansteuern einer Horizontal-Ausgangsstufe einer Bildröhre (GRT) mit 90 Ablenkwinkel verwendet wird;
Figur 5 eine zu der in Figur 1 ähnliche Treiberstufe, die zum Ansteuern einer Horizontal-Ausgangsstufe mit einem Dioden-Modulator verwendet wird;
Figur 6 eine zu der in Figur 1 ähnliche Treiberstufe, die zum Ansteuern einer Horizontal-Ausgangsstufe mit einer geschalteten O-W-Rasterkorrektur-Schaltung verwendet wird;
Figuren 7a bis 7f Signalformen, die zur Erklärung der Arbeitsweise jeder der Schaltungen der Figuren 4 und 6 hilfreich sind; und
Figur 8 eine Treiberstufe einer mit 32 kHz arbeitenden Ablenkschaltung.
Figur 1 zeigt eine Treiberstufe 100 als Beispiel eines Aspekts der Erfindung zum Ansteuern eines Schalt-Ausgangstransistors Q2 einer Horizontal-Ablenkschaltungs- Ausgangsstufe 101 eines Fernsehempfängers. Ein herkömmlicher Horizontal-Oszillator 102, der während normalen Einschaltbetriebs ein Ausgangssignal VOSC mit einer Horizontalfrequenz fH erzeugt, die während normalen Einschaltbetriebs etwa 16 kHz beträgt, ist über einen Kondensator C2 und einen Widerstand R2 an eine Basiselektrode eines Steuertransistors Q1 gekoppelt. Eine an die Basis des Transistors Q1 gekoppelte Diode D1 verhindert, daß die Basisspannung übermäßig negativ wird. Ein Kollektor des Transistors Q1 ist an einen Endanschluß einer Primärwicklung W1 eines Koppelübertragers T1 gekoppelt. Der andere Endanschluß der Wicklung W1 wird über einen Filterkondensator C1 für Wechselstrom zur Masse hin abgeleitet und über einen strombegrenzenden Widerstand R1 so an eine Quelle einer Versorgungsspannung V+ gekoppelt, daß der Widerstand R1 und der Kondensator C1 einen Rippel-Filter bilden.
Eine Sekundär-Wicklung W2 des Übertragers T1 ist parallel zu einem Basis-Emitter- Übergang eines Transistors Q2 und parallel zu einem Widerstand R4 gekoppelt. Ein Verbindungsanschluß 101a der an eine Verbindung der Wicklung W2 des Widerstandes R4 und des Emitters des Transistors Q2 gekoppelt ist, ist an einen Endanschluß einer Wicklung W3 des Übertragers T1 gekoppelt. Der andere Endanschluß der Wicklung W3 ist an Masse gekoppelt.
Der Kollektor des Transistors Q2 ist an eine Dämpfungsdiode D2 einer konventionellen Horizontal-Ablenkschaltung 103 gekoppelt. Der Schaltkreis 103 beinhaltet weiter eine Horizontal-Ablenkwicklung LH einen Rücklauf-Kondensator C4, einen Hinlauf- Kondensator C5, eine Linearitäts-Spule LLIN und einen Linearitäts-Widerstand R5, die in einer gut bekannten Art und Weise gekoppelt sind. Eine Versorgungsspannung B+ ist über eine Wicklung T2a eines Übertragers T2 an die Schaltung 103 gekoppelt. Während des Rücklaufs bildet der Schaltkreis 103 eine Rücklauf-Resonanzschaltung.
Figuren 2a bis 2f und 3a bis 3f zeigen Signalverläufe, die zur Erklärung der Arbeitsweise der Schaltung aus Figur 1 hilfreich sind. Gleiche Symbole und Bezugszeichen in den Figuren 1, 2a bis 2f und 3a bis 3f verweisen auf gleiche Gegenstände oder Funktionen.
Im Betrieb ist der Treibertransistor Q1 aus Figur 1 leitend, als Ergebnis eines Signals VOSC gemäß Figur 2a, welches positiv ist bis zu einer Zeit t&sub1; gemäß Figur 2c, wodurch Transistor Q2 nichtleitend ist. Die durch einen Kollektorstrom Ic1 des Transistors Q1 zugeführte magnetische Energie wird in der Wicklung W1 gemäß Figur 1 gespeichert. Wenn während eines Intervalls t&sub1; bis t&sub3; gemäß Figur 2a der Transistor Q1 abgeschaltet wird, dann erzeugt die gespeicherte Energie in der Wicklung W2 gemäß Figur 1 einen Basisstrom in Vorwärtsrichtung Ib2 des Transistors Q2. Der Strom Ib2 genügt, um den Ablenktransistor Q2 einzuschalten und diesen vor einer Zeit t&sub2; gemäß Figur 2e in Sättigung zu halten.
Die Amplitude des Stroms Ib2 gemäß Figur 2d bleibt während der ersten Hälfte des Hinlaufs, Intervall t&sub1; bis t&sub2;, im wesentlichen konstant. Dies, weil die Wicklungen W2 und W3 durch die niedrige Impedanz des Basis-Kollektor-Übergangs des Transistors Q2, der in Reihe mit der in Vorwärtsrichtung vorgespannten Dämpfungsdiode D2 gekoppelt ist, kurzgeschlossen werden. Zur Zeit t&sub2; hat ein Ablenkstrom IH in der Ablenkwicklung LH aus Figur 1 umgekehrte Polarität. Als Resultat von Stromumkehrungen in der Ablenkwicklung LH des Schaltkreises 103 aus Figur 1 sowie in einer Rücklauf- Übertragerwicklung T2a beginnt ein Kollektorstrom Ic2 in dem Transistor Q2 aus Figur 1 nach der Zeit t&sub2; gemäß Figur 2e rampenförmig ansteigend zu fließen.
In Übereinstimmung mit einem Merkmal der Erfindung wird der rampenförmig ansteigende Kollektorstrom Ic2, der als ein Emitterstrom durch die Wicklung W3 aus Figur 1 fließt, durch den Strom-Übertrager T1 in Übereinstimmung mit einem Windungsverhältnis N2:N3 der Wicklungen W2 bzw. W3 an die Basis des Transistors Q2 übertragergekoppelt. Der übertragergekoppelte Strom Ic2 stellt während der zweiten Hälfte des Hinlaufs, Intetvall t&sub2; bis t&sub3;, einen Hauptanteil des rampenförmig ansteigenden Vorwärts-Basisstroms Ib2 des Transistors Q2 bereit, wenn der Kollektorstrom Ic2 rampenförmig ansteigt. Der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q2 bildet eine sehr niedrige Impedanz parallel zu der Wicklung W2. Daher wird zum Koppeln des Stroms in der Wicklung W3 an die WickIung W2 eine Eigenschaft im Übertrager T1 erhalten, die ähnlich der für einen idealen Stromübertragerbetrieb ist.
Das erforderliche WindungsverhäItnis wird in Übereinstimmung mit einem Stromverstärkungsparameter hFE des Transistors Q2 gewählt. Wenn der Parameter hFE beispielsweise 4 ist, so kann das gewähIte Windungsverhältnis N2:N3 gleich 4 sein. Das WindungsverhäItnis zwischen den Wicklungen W2 und W3 wird durch die 3< )Stromverstärkung hFE des Transistors Q2 bestimmt. Sollte der für den Übertrager T1 gewählte Kern enge magnetische Kopplung bereitstellen, wie z.B. dann, wenn ein E- förmiger Kern verwendet wird, so können solche Windungsverhältnisse gleich dem Wert der Stromverstärkung hFE des Transistors Q2 sein. Falls andererseits die magnetische Kopplung nicht eng ist, so kann ein kleineres Windungsverhältnis gewählt werden.
Der rampenförmig ansteigende Basisstrom, der zu dem Strom Ic2 proportional ist, wird in der Wicklung W2 aus Figur 1 nur nach der Zeit t&sub2; gemäß Figur 2d induziert. Der übertragergekoppelte, rampenförmig ansteigende Strom Ic2 gemäß Figur 2e wird zu dem vorstehend erwähnten, bereits durch die im Übertrager T1 gespeicherte magnetische Energie bereitgestellten Strom addiert, um den rampenförmig ansteigenden Basisstrom Ib2 zu bilden. Vorteilhaft folgt die Änderungsrate des Stroms Ib2 aus Figur 1 eng der Basisstromanforderung des Ablenktransistors Q2 nach, der den rampenförmig ansteigenden Kollektorstrom Ic2 führt, auf eine Art und Weise, die den Transistor Q2 während der zweiten Hälfte des Hinlauf-lntervalls t&sub2; bis t&sub3; in der Sättigung hält, ohne die Basis der Transistors Q2 wesentlich zu übersteuern. In der vorstehend erwähnten bekannten Treiberstufe fällt demgegenüber ein bereitgestellter Basisstrom während des Hinlaufs rampenförmig ab. Folglich kann der Basisstrom während eines Intervalls, welches analog zu Intervall t&sub1; bis t&sub3; gemäß Figur 2d ist, unnötig hoch sein, wie in Figur 2d in gestrichelter Linie dargestellt ist.
Die Abschaltung des Transistors Q2 aus Figur 1 beginnt zur Zeit t&sub3; gemäß Figur 2e, wenn der Transistor Q1 aus Figur 1 in die Sättigung geschaltet wird. Der Pegel der Kollektorspannung Vc1 aus Figur 2b zur Zeit t&sub3; und das Windungsverhältnis zwischen den Wicklungen W1 und W2 aus Figur 1 bestimmen die Amplitude der negativen Abschaltspannung, die parallel zu dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q2 gebildet wird. Diese Spannung und die Streuinduktivität des Übertragers T1 bestimmen die negative Steigung dlb2idt aus Figur 2d während eines Speicher- oder Abschaltverzögerungs-Intervalls t&sub3; bis t&sub4; des Transistors Q2 aus Figur 1. Durch Auswahl eines geeigneten Windungsverhältnisses der Wicklungen W1 und W2, d. h. zum Beispiel zwischen 5 und 10, kann die gewünschte negative Steigung dlb2/dt zum Optimieren der Entladung der Basis-Ladungsträger erhalten werden. Dies, weil das Windungsverhältnis zwischen den Wicklungen W1 und W2 des Übertragers T1 die Streuinduktivität des Übertragers T1 bestimmt. Die Signalform des Kollektorstroms Ic1 aus Figur 2c zeigt den negativen Spitzen-Basisstrom, der zum Abschalten des Transistors Q2 zur Zeit t&sub4; gemäß Figur 2c, dem Beginn des Horizontal-Rücklaufs, verwendet wird.
Während eines wesentlichen Abschnitts der zweiten Hälfte des Hinlaufs, Intervall t&sub2; bis t&sub3; aus Figur 2d, verursacht der zunehmende Basisstrom in Vorwärtsrichtung eine zunehmende Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q2 aus Figur 1, welche parallel zur Wicklung W3 übertragergekoppelt wird. Diese übertragergekoppelte Spannung wird parallel zur Wicklung W3 und in Reihe mit dem Ablenktransistor Q2 gekoppelt. Eine solche in Reihe gekoppelte Spannung ist jedoch vernachlässigbar klein. Daher beeinträchtigt die Spannung parallel zur Wicklung vV3 die Linearität des Ablenkstroms und des Stroms Ic2 aus Figur 2e nicht merklich.
Vorteilhaft dient der Widerstand R3 aus Figur 1 dazu, einen Basisstrom zuzuführen, der den Transistor Q1 unmittelbar in die Sättigung steuert, nachdem der Oszillator 102 abgeschaltet oder außer Betrieb gesetzt wird. Der Oszillator 102 kann in Antwort auf sein Ausgangssignal ON/OFF eines nicht gezeigten Fernbedienungs-Empfängers, der zum Abschalten des Fernsehempfängers verwendet wird, um den Empfänger in einem Standby-Modus zu betreiben, abgeschaltet werden. Vorteilhaft verhindert der Transistor Q1 durch sein Leiten eine Eigenschwingung der Ablenkschaltungs- Ausgangsstufe 101 während des Übergangs in den Standby-Betrieb. Eine solche Eigenschwingung hätte bei Fehlen "on Steuerimpulsen aus dem Oszillator 102 auftreten können und hätte schädliche hohe Strom- und Spannungsspitzen in der Ausgangsstufe 101 bewirken können. Derart hohe Spitzen hätten auftreten können, wenn der Steuertransistor Q1 nicht leitend gehalten worden wäre, solange Energie in der Ablenkschaltungs-Ausgangsstufe 101 nach dem Übergang in den Standby-Modus zirkuliert. Die gespeicherte Energie in dem Treiberübertrager hätte bewirken können, daß der Ausgangstransistor Q2 eingeschaltet, jedoch nicht korrekt ausgeschaltet wird. Der Transistor Q2 könnte nicht korrekt abschalten, weil die in negativer Richtung verlaufende Steigung des Basisstroms Ib2, der im Normalbetrieb bewirkt, daß der Transistor Q2 abschaltet nicht erzeugt wird, nachdem der Oszillator 102 abgeschaltet wird. Durch Erhalten des Transistors Q1 im leitenden Zustand während des Übergangs zum Standby-Modus wird jede Verlängerung des letzten Ablenkzyklus, auftretend nachdem der Oszillator 102 abgeschaltet ist, vermieden. Eine solche Verlängerung hätte nachteilig den Ablenktransistor Q2 überlasten können.
Der Widerstand R1 begrenzt den Kollektorstrom und die Verlustleistung in dem Transistor Q1 während des Übergangs in den Standby-Modus. Die Verwendung eines ziemlich hohen Werts für den Widerstand R1, wie beispielsweise 180 Ohm, ist vorteilhaft möglich. Dies, weil der Treibertransistor Q1 auf einem niedrigeren Leistungsniveau arbeitet als der analoge Transistor in der vorstehend erwähnten bekannten Schaltung. Demzufolge wird der Kollektorstrom des Transistors Q1, der während eines Übergangs in den Standby-Modus in der Sättigung ist, den Transistor Q1 nicht beschädigen. Weil der Widerstand R1 einen hohen Wert besitzt, sind der Kollektorstrom und die Verlustleistung in dem Transistor Q1 im Falle eines Fehlers in dem Oszillator 102 begrenzt.
Vorteilhaft wird ein Hauptanteil des Vorwärts-Basisstrnms Ib2 des Ablenktransistors Q2 von dessen Kollektorstrom Ic2 ab geleitet und steigt linear an. Demgegenüber wird in der vorstehend erwähnten, bekannten Treiberschaltung der gesamte Steuerstrom durch die in dem Steuerübertrager gespeicherte Energie zugeführt. Demzufolge treten in der Steuerstufe 100 aus Figur 1 geringere Verluste auf. Das Resultat ist, daß der erforderliche Pegel der Spannung V+ vorteilhaft niedriger sein kann als in einer derartigen, bekannten Steuerschaltung.
Das Steuern des Signalverlaufs und der Spitzenamplitude des Basisstroms Ib2 auf eine präzise Weise ist wünschenswert, um die Sättigung des Ablenktransistors Q2 während der zweiten Hälfte des Hinlaufs sicherzustellen. Dieses Merkmal wird in der Schaltung gemäß Figur 1 vorteilhaft erreicht durch Übertragerkoppeln des Emitterstroms des Transistors Q2, der über die Wicklung W3 rampenförmig linear ansteigt. In der vorstehend erwähnten bekannten Schaltung wird im Vergleich hierzu typisch ein RG- Dämpfungsnetzwerk, parallel zu einer Primärwicklung des Koppelübertragers gekoppelt, zum Steuern der Kurvenform des Steuerstroms verwendet. Toleranzen des RC-Dämpfungsnetzwerks erzeugen jedoch nachteilig eine entsprechende Toleranzspanne der Werte des Steuerstroms.
Die Figuren 3a und 3c zeigen Kurvenformen des Signals Vosc aus Figur 1 mit unterschiedlichen Tastverhältnissen und derselben Frequenz sowie die resultierenden Kurvenformen des Basisstroms Ib2 aus den Figuren 3b bzw. 3f. Wie ersichtlich ist, ist in beiden Fällen die Spitzenamplitude des Basisstroms Ib2 gleich. Der Kollektorstrom Ic2 ist ebenso unbeeinflußt durch die Tastverhältnis-Änderung des Signals VOSC.
Figur 4 zeigt eine Ablenkschaltung für eine nadelfreie 900-Bildröhre (CRT), die eine Treiberstufe beinhaltet, die ähnlich zu der in Figur 1 gezeigten ist. Die entsprechenden Signalverläufe sind in den Figuren 7a bis 7d gezeigt. In ähnlicher Weise zeigt Figur 5 eine Ablenkschaltung für eine 110º-Bildröhre, die einen Dioden-Modulator verwendet. Die entsprechenden Kurvenformen sind in den Figuren 2a bis 2f und 3a bis 3f gezeigt.
Figur 6 zeigt eine Ablenkschaltung für eine 110º-Bildröhre, die eine Ost-West- Rasterkorrektur-Schaltung verwendet. Die zugehörigen Signalverläufe sind in den Figuren 7a bis 7d gezeigt. Gleiche Symbole und Nummern in den Figuren 1, 2a bis 2f, 3a bis 3f, 4 bis 6 und 7a bis 7d verweisen auf gleiche Gegenstände oder Funktionen.
Der Grund dafür, daß sich die Kurvenformen der Figuren 7b und 7c von denen in den Figuren 2d bzw. 2e und von denen in den Figuren 3b bzw. 3c unterscheiden ist, daß in den Figuren 4 und 6 die Dämpfungsdiode D2 parallel zu dem Transistor Q2 gekoppelt ist. Die Dämpfungsdiode aus Figur 4 z. B. bildet mit dem Transistor Q2 eine integrierte Schaltung. Dies führt dazu, daß der Ablenkstrom in der Wicklung LH auch durch die Wicklung W3 fließt. Demgegenüber fließt in Figur 1 der Ablenkstrom 1H während der ersten Hälfte des Hinlaufs nicht durch die Wicklung W3, weil die Kathode der Diode D2 direkt und nicht über die Wicklung W3 mit der Masse gekoppelt ist. Der Übertrager T1 saus Figur 6 kann bevorzugt eine niedrigere Primärwicklungs-Induktivität und ein geringfügig höheres Windungsverhältnis zwischen den Wicklungen W2 und W3 haben als in der Schaltung gemäß Figur 1 mit einer diskreten Dämpfungsdiode D2.
ln einer Anordnung, in der ein Anfangs-Standby-Modus erhalten wird durch Abschalten der Spannung V+ aus Figur 1, kann der Widerstand R3 bevorzugt an eine positive Spannung V+' gekoppelt sein, wie in gestrichelter Linie dargestellt ist. Die Spannung V+' wird von einer Sekundärwicklung T2b eines Sperrwandler-Übertragers T2 abgezweigt, durch eine Diode 77 gleichgerichtet und mit einem Kondensator 78 gefiltert. Dies wird einen fehlerfreien Übergang aus dem Normal- in den Standby- Betrieb gewährleisten, indem der Transistor Q1 während des vorstehend erwähnten Übergangs in den Standby-Modus in der Sättigung gehalten wird.
Figur 8 zeigt eine Ablenkschaltung für eine Bildröhre, die mit einer Ablenkfrequenz von 2 fH, d. h. etwa 32 kHz, arbeitet. Entsprechende Symbole und Nummern in den Figuren 1 und 8 verweisen auf entsprechende Gegenstände oder Funktionen. Die Treiberstufe der Figur 8 ist ähnlich zu der in Figur 1 gezeigten.
Wie in den Figuren 1, 4 bis 6 und 8 gezeigt, kann die Treiberstufe 100 auf einfache Weise an viele Arten von Horizontal-Ausgangstransistoren und an verschiedene Joch-Impedanzen angepaßt werden und ist gut geeignet für Anwendungen mit höheren Abtastraten. Die Anzahl der zum Erzeugen des rampenförmig ansteigenden Basisstroms benötigten Bauteile ist in Bezug auf die in einigen bekannten Schaltungen erforderliche Anzahl verringert. Der rampenförmig ansteigende Basisstrom verbessert den Wirkungsgrad der Treiberstufe. Der gut gesteuerte Basis-Signalverlauf bewirkt geringere Verluste in der Ausgangsstufe sowie erhöhte Zuverlässigkeit.

Claims

1. Fernseh-AbIenkeinrichtung, mit

- einer AbIenkwickIung (LH);

- einem ersten Schalttransistor (Q2), der mit der Ablenkwicklung (LH) in Reihe gekoppelt ist und auf ein Schalt-Steuersignal (Ib2) anspricht, das an einem Steueranschluß des ersten Schalttransistors (Q2) zum Erzeugen eines Ablenkstroms (1H) in der Ablenkwicklung (LH) so gebildet wird, daß während eines Teils eines gegebenen Ablenkzyklus der Ablenkstrom (1H) und ein Transistorstrom (Ic2), der in einem Haupt-Strompfad des ersten Schalttransistors (Q2) fließt, sich rampenförmig ändern;

- einer Quelle (102) eines Eingangssignals (VOSC) mit einer Frequenz, die auf eine Ablenkfrequenz bezogen ist;

- einem Übertrager (T1), der eine - auf das Eingangssignal (Vosc) ansprechende - erste Wicklung (W1), eine - in Reihe mit dem Emitter des ersten Schalttransistors (Q2) und der Ablenkwicklung (LH) gekoppelte - zweite Wicklung (W3) und eine dritte Wicklung (W2) enthält, die mit dem Steueranschluß gekoppelt ist und auf das Eingangssignal (Vosc) zum Erzeugen des Schalt-Steuersignals (Ib2) anspricht;

dadurch gekennzeichnet,

daß die dritte Wicklung (W2) einen ersten Anschluß (101a), der zwischen der zweiten Wicklung (W3) und dem Transistor (Q2) angeschlossen ist, und einen zweiten Anschluß aufweist, der mit dem Steueranschluß verbunden ist, so daß die genannte WickIung (W3) nur einem durch sie fließenden Strom des Transistors und Ablenkstroms ausgesetzt ist, und das Steuersignal (Ib2) während des Hinlauf-lntervalls des Ablenkzyklus sich rampenförmig mit einer Änderungsrate ändert, die von der Änderungsrate des einen des Transistor-(Ic2) und Ablenk-(IH)Stroms bestimmt ist.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der erste Schalttransistor ein Bipolar-Transistor (Q2) ist und die dritte Wicklung (W2) an eine Basiselektrode des ersten Schalttransistors (Q2) gekoppelt ist, um das Steuersignal (Ib2) als rampenförmigen Basisstrom während einer zweiten Hälfte des HinIauf-Intervalls zu erzeugen.

3. Einrichtung nach Anspruch 1, weiter beinhaltend ein erstes Schaltmittel (D2), das zu dem ersten Schalttransistor (Q2) parallel geschaltet ist, um zumindest einen wesentlichen Teil des Ablenkstroms (IH) in einer Weise zu führen, die den ersten Schalttransistor (Q2) während eines ersten Teils des Hinlauf-Intervalls des Ablenkzyklus umgeht, so daß während eines zweiten Teils des Hinlauf-lntervalls der zumindest wesentliche Teil des Ablenkstroms (IH) stattdessen in dem ersten Schalttransistor (Q2) geführt wird, dadurch gekennzeichnet,

daß das Steuersignal (Ib2) am Steueranschluß des ersten Schalttransistors (Q2) vor einem Zeitpunkt innerhalb des Hinlauf-lntervalls gebildet wird, wenn der Ablenkstrom (IH) von der Stromführung in dem ersten Schaltmittel (D2) zur Stromführung in dem Schalttransistor (Q2) wechselt.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertrager (T1) das Eingangssignal (VOSC) zu dem Steueranschluß (Basis von Q2) über die erste Wicklung (W2) des Übertragers (T1) koppelt, um eine Abschalt-Operation in dem ersten Schalttransistor (Q2) zu veranlassen, wobei der Ablenkstrom (IH) zu der zweiten Wicklung (W3) des Übertragers (T1) zum transformatorischen Koppeln des Ablenkstroms (IH) zu dem Steueranschluß des ersten Schalttransistors (Q2) über die zweite Wicklung (W3) während eines ersten Teils des Hinlauf-Intervalls gekoppelt wird.

5. Ablenkeinrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zweiten Schalttransistor (Q1) mit einem Steueranschluß (Basis), der auf das Eingangssignal anspricht, und mit einem Haupt-Stromführungs-Anschluß (Kollektor), der mit der ersten Wicklung (W1) gekoppelt ist, zum Speichern magnetischer Energie in dem Übertrager/Transformator (T1) während eines zweiten Teils des Ablenkzyklus, wenn der zweite Schalttransistor (Q1) leitend ist, und zum Erzeugen eines Stroms in der dritten Wicklung (W2) des Übertragers (T1) in einer Sperrwandler-Weise während eines ersten Teils des Ablenkzyklus, wenn der zweite Schalttransistor (Q1) nichtleitend ist.