DE60124521T2 - Rahmenbasierte übertragung von nutzdaten mit veränderlicher datenrate - Google Patents

Rahmenbasierte übertragung von nutzdaten mit veränderlicher datenrate

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DE60124521T2
DE60124521T2 DE2001624521 DE60124521T DE60124521T2 DE 60124521 T2 DE60124521 T2 DE 60124521T2 DE 2001624521 DE2001624521 DE 2001624521 DE 60124521 T DE60124521 T DE 60124521T DE 60124521 T2 DE60124521 T2 DE 60124521T2
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H. Edward Sunnyvale FRANK
Raymond Sunnyvale HAYES
T. John Sunnyvale HOLLOWAY
D. Tracy Sunnyvale MALLORY
Eric Sunnyvale OJARD
Jay Sunnyvale PATTIN
H. Kevin Sunnyvale PETERSON
S. Henry Sunnyvale PTASINSKI
Alexander Jason Sunnyvale TRACHEWSKY
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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • [0001]
    Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Kommunikationen und insbesondere ein auf Rahmen basierendes Kommunikationsnetz.
  • [0002]
    Während Computer für den Alltagsverbraucher und für kleine Unternehmen immer kosteneffektiver werden, werden solche Computer für die Verwendung in Lokalbereichsumgebungen wie Haushalten, Bürogebäuden und dergleichen immer zahlreicher. Beispielsweise kann es sein, dass in einem Haushalt eine Person mit einem Computer im Schlafzimmer und einem Anderen im Wohnzimmer allgemeine Dateien gemeinsam nutzen möchte, eine gemeinsame Digital Subscriber Line (DSL) verwenden möchte, oder anderweitig Informationen zwischen den Computern übertragen möchte. Entsprechend werden verschiedene Technologien für die Computerzwischenverbindung von mehreren, in solchen Umgebungen befindlichen Computern entwickelt. Ein Beispiel für solche Technologien sind die Home Phoneline Network Alliance (HPNA)-Spezifikationen für eine Local Area Network (LAN)-Computerzwischenverbindung, die bereits vorhandene Telefonleitungen in der örtlichen Umgebung für die Übertragung von Datenpaketen zwischen den Computern verwenden.
  • [0003]
    1a zeigt in Form eines Blockdiagramms eine allgemeine Hausnetzumgebung, in der die vorliegende Erfindung implementiert werden kann. Das Hausnetz 10 umfasst eine bereits vorhandene (installierte) konventionelle Fernsprechdienst ("Plain Old Telephone Service"; POTS)-Verdrahtung 12, Netz-Clients 14, die Computeranschlussseite des Modems 16 und das Fax 18. Die POTS-Verdrahtung 12 stellt eine Verdrahtungsinfrastruktur zur Verfügung, die verwendet wird, um mehrere Clients am Ort eines Kunden (z.B. Haushalt) 20 zu vernetzen. Die POTS-Verdrahtung 12 kann eine herkömmliche, nicht abgeschirmte verdrillte Paarleitung ("Unshielded Twisted Pair"; UTP)-Verdrahtung sein, die allgemein in den Wänden des Kundengebäudes 20 zu verschiedenen Orten (z.B. Räumen) innerhalb des Kundengebäudes verlegt ist. Die Teilnehmerleitung 22 (auch als "Lokalschleife" bezeichnet) ist eine physische Verdrahtungsverbindung, die einzelne Kundengebäudee 20 direkt mit der Fernsprechvermittlungsstelle durch die Telefonnetzschnittstelle 24 verbindet, einem Demarkationspunkt zwischen dem Inneren und dem Äußeren des Kundengebäudes 20. Von besonderer Wichtigkeit für Wohnhausnetze sind Systeme, die eine Kommunikation zwischen Computern möglichst zuverlässig und mit einer möglichst hohen Datenrate verbinden. Die Kommunikation über eine Wohnhaustelefonverdrahtung wird durch einen erfinderischen rahmenorientierten Link, Medienzugang und Bitübertragungsschicht-Protokolle sowie damit in Verbindung stehende Implementierungstechniken zur Verfügung gestellt, die vorliegend beschrieben werden.
  • [0004]
    Unter Bezugnahme auf 1b ist für den Fachmann erkennbar, dass eine Haustelefonleitung-Netzkonfiguration 10 auch eine Schnittstelle 6010 verwenden kann, um Signale nach ausserhalb des Kundengebäudes 20 zu liefern. Beispielsweise kann die Schnittstelle 6010 ein V.90-Modem wie oben beschrieben aufweisen, das durch die Fernsprechvermittlungsstelle mit einem Internet-Dienstleistungsanbieter verbunden ist. Die Schnittstelle 6010 kann ein ADSL-Modem, ein VDSL-Modem oder eine ähnliche Transportschnittstelle aufweisen.
  • [0005]
    Eine andere erwünschte Lösung für Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikationen scheinen Kabelmodemsysteme zu sein. Kabelmodems sind in der Lage, Datenraten bis zu 56 Mbps zur Verfügung zu stellen, und sind daher für einen Hochgeschwindigkeits-Dateitransfer geeignet. In einem Kabelmodemsystem befindet sich eine Kopfstelle oder ein Kabelmodem-Abschlusssystem (CMTS) typischerweise am Ort einer Kabelfirma und dient als ein Modem, das eine große Anzahl von Teilnehmern bedient. Jeder Teilnehmer hat ein Kabelmodem (CM). Somit erleichtert das CMTS die bidirektionale Kommunikation mit einem jeden gewünschten der Mehrzahl von CMs. Unter Bezugnahme auf 1c erleichtert ein Hybrid-Faser-Koaxial (HFC)-Netz 1010 die Übertragung von Daten zwischen einer Kopfstelle 1012, die mindestens ein CMTS aufweist, und einer Mehrzahl von Haushalten 1014, von denen jeder ein CM enthält. Solche HFC-Netze werden üblicherweise von Kabelanbietern verwendet, um Internetzugang, Kabelfernsehen, Pay-per-View und dergleichen für Teilnehmer zur Verfügung zu stellen. Annähernd 500 Haushalte 1014 stehen in elektrischer Kommunikation mit jedem Knoten 1016, 1034 des HFC-Netzes 1010, typischerweise über Koaxialkabel 1029, 1030, 1031. Die Verstärker 1015 erleichtern die elektrische Verbindung der weiter entfernten Haushalte 1014 mit den Knoten 1016, 1034, indem sie die elektrische Signale so verstärken, dass sie auf gewünschte Weise das Signal-Rausch-Verhältnis solcher Kommunikationen verbessern, und daraufhin die elektrischen Signale über Koaxialleiter 1030, 1031 übertragen. Die Koaxialleiter 1029 verbinden die Haushalte 1014 elektrisch mit den Koaxialleitern 1030, 1031, welche sich zwischen den Verstärkern 1015 und den Knoten 1016, 1034 erstrecken. Jeder Knoten 1016, 1034 ist elektrisch mit einer Hub 1022, 1024 verbunden, typischerweise über einen Lichtwellenleiter 1028, 1032. Die Hubs 1022, 1024 stehen mit der Kopfstelle 1012 über die Lichtwellenleiter 1020, 1026 in Verbindung. Jede Hub ist typischerweise in der Lage, die Kommunikation mit ca. 20.000 Haushalten 1014 zu erleichtern. Der Lichtwellenleiter 1020, 1026, der sich zwischen der Kopfstelle 1012 und jeder Hub 1022, 1024 erstreckt, definiert einen Faserring, der typischerweise in der Lage ist, die Kommunikation zwischen ca. 100.000 Haushalten 1014 und der Kopfstelle 1012 zu erleichtern. Die Kopfstelle 1012 kann Videoserver, Satellitenempfänger, Videomodulatoren, Telefon-Switches und/oder Internet-Router 1018 sowie das CMTS aufweisen. Die Kopfstelle 1012 kommuniziert über die Übertragungsleitung 1013, bei der es sich um eine T1- oder T2-Leitung handeln kann, mit dem Internet, anderen Kopfstellen und/oder jeder anderen gewünschten Vorrichtungen) oder jedem anderen gewünschten Netz.
  • [0006]
    Angesichts der HPNA-Umgebung und der Kabelmodemsystem-Umgebung existiert eine Möglichkeit für einen Systemanbieter, jeweils jede Umgebung mit Stimmdiensten zu integrieren. 1d zeigt eine solche integrierte Umgebung. Wie in 1d zu sehen ist, könnte ein Verbindungspunkt in dem Haushalt zu der Welt der Telefonie (z.B. der Welt von Video, Stimme, Hochgeschwindigkeits-Datennetzverkehr) für einen Heimanwender durch das Kabelmodem 1046 zur Verfügung gestellt werden, das dann einen HPNA-Transceiver aufweisen würde. Der Kabelmodem-Systemanbieter kann auch wünschen, das Vorsehen der Telefondienstleistung zusammen mit einem Hochgeschwindigkeits-Datendienst zu bewältigen. Ein Heimcomputeranwender würde es an Stelle der Verwendung eines herkömmlichen Modems für die Verbindung mit einem Internet-Dienstleistungsanbieter eher praktisch finden, das Kabelmodem 1046 zu verwenden und den Vorteil des sehr schnellen Datendienstes zu nutzen, der von dem Kabelmodem zur Verfügung gestellt wird. Bei einem Kabelmodemkunden kann es der Kabelmodemanbieter auch kommerziell nützlich finden, Video-Zuführungen und den Telefondienst über das gleiche Kabelmodemnetz anbieten.
  • [0007]
    Ein Kabelmodem mit einem darin enthaltenen HPNA V2-Transceiver kann durch die Telefonbuchse in dem Haushalt problemlos eine Schnittstelle in das Haustelefonleitungsnetz zur Verfügung stellen. Computer, die mit dem Hausnetz gekoppelt sind, kommunizieren dann durch das Kabelmodem mit der äusseren Telefonwelt, wie oben beschrieben wurde. Der von ausserhalb des Kundengebäudes über das Kabelmodemsystem kommende Telefondienst wäre dann in einem digitalen, paketisierten Format. Er würde dann über das HPNA-Netz in dem gleichen digitalen Paketformat weiter laufen. Falls der Anwender zusätzlich zu der Anbindung von Computern und dergleichen an das HPNA-Netz die Verbindung eines Analogtelefons bzw. von Analogtelefonen mit dem HPNA wünschte, würde das Analogsignal des Telefons oder der Telefone eine digitale Konvertierung durchlaufen und die digitalen Informationen in Paketform bringen, um die Pakete über das Netz hin und her zu leiten. Das analoge Telefonsignal wird mit einer angemessenen Paketrate abgetastet und paketisiert, was nach einer bestimmten Anzahl von Abastproben die Pakete erzeugt.
  • [0008]
    Die Schrift US 5,970,107 zeigt einen Diensttakt-Regenerierer, der einen Lokaltakt aus Zeitmarken eines Ferntaktes regeneriert, der über ein Netz durch Bestimmen der Flanke von (bzw. der Differenz zwischen aktuellen und früheren) Zeitmarken des Ferntaktes und der Flanke von Zeitmarken des Lokaltaktes übertragen wird. Eine Phasendifferenz wird als die Differenz zwischen der Flanke der Zeitmarken des Ferntakt und der Flanke der Zeitmarken des Lokaltaktes gebildet, und diese Phasendifferenz wird akkumuliert, um ein Phasenfehlersignal zu erzeugen.
  • [0009]
    Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Verfügung zu stellen, um einen synchronen Transport von Paketen zwischen Asynchronnetzknoten zur Verfügung zu stellen, der in Kommunikationsnetzumgebungen effizient arbeiten kann.
  • [0010]
    Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß den Angaben in Anspruch 1 gelöst.
  • [0011]
    Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • [0012]
    1a, 1b, 1c und 1d sind vereinfachte Blockdiagramme einer Hausnetzumgebung, in der die vorliegende Erfindung implementiert werden kann.
  • [0013]
    2 ist ein Siebenschicht-Netzstapelmodell gemäß dem ISO-Siebenschicht-Netzstandard bei Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0014]
    3a und 3b zeigen ein Broadcast/Multipoint-Netz bzw. ein Punkt-zu-Punkt-Netz für die Verwendung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0015]
    4a und 4b zeigen einen integrierten MAC/PHY-Aspekt bzw. einen Analog-Front-End-Aspekt einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • [0016]
    5 stellt in Form eines Blockdiagramms einen Senderaspekt einer Ausführungsform einer PHY gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0017]
    6 zeigt das Rahmenformat gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0018]
    7 stellt das Rahmensteuerfeld gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0019]
    8 zeigt die Rahmensteuerfelder-Übertragungsreihenfolge gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0020]
    9 stellt die Nutzlastcodierwerte gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0021]
    10 zeigt Felder gemäß der Beschreibung in dem IEEE-Standard 802.3.
  • [0022]
    11 stellt den rahmensynchronisierten Scrambler gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0023]
    12a12g zeigen das Bit-Symbol-Mapping, das von dem Konstellationscodierer gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird.
  • [0024]
    13 stellt die relative Skalierung verschiedener Konstellationen bei einer einzelnen Baudrate gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0025]
    14 veranschaulicht 2MBaud zu 4MBaud- und 4MBaud zu 2MBaud-Übergänge gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0026]
    15 zeigt in vereinfachter Blockdiagrammform eine beispielhafte QAM-Implementierung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0027]
    16 stellt die Kompatibilitätsmodus-Rahmenformatierung gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0028]
    17 zeigt den Senderaspekt der PHY-Ausführungsform, die im Kompatibilitätsmodus gemäß der vorliegenden Erfindung arbeitet.
  • [0029]
    18 stellt das Format von jedem Teilrahmen und die Lücke für den 2Mbaud-Header im Kompatibilitätsmodus gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0030]
    19 zeigt das Format für alle der letzten 4Mbaud-Nutzlastteilrahmen und Lücken im Kompatibilitätsmodus gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0031]
    20 zeigt die EOF/EOP-Symbolsequenz für den Fall einer 2Mbaud-Nutzlast im Kompatibilitätsmodus gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0032]
    21 zeigt die EOF/EOP-Symbolsequenz für den Fall einer 4Mbaud-Nutzlast im Kompatibilitätsmodus gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0033]
    22 stellt den Kompatibilitätsmodus-Rahmen in Verbindung mit dem Access ID-Intervall gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0034]
    23a und 23b stellen die Metallleistung-Spektraldichte im Zusamenhang mit dem Sender gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0035]
    24 zeigt die Größe des Senderausgangs gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0036]
    25 und 26 stellen maximale Spitze-zu-Spitze-Interfererpegel über dem Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0037]
    27 zeigt die minimale Impedanz über dem Frequenzbereich.
  • [0038]
    28 zeigt ein Beispiel für die Eingangsimpedanz angesichts einer Untergrenzenmaske über dem Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0039]
    29 stellt die MAC-Logikschichten und entsprechende Funktionen gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0040]
    30 zeigt in Funktionsblockdiagrammform eine Ausführungsform eines Transceivers gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0041]
    31 stellt eine gültige Rahmenübertragung im Hinblick auf die Leitungsüberwachungsfunktion dar.
  • [0042]
    32 und 33 stellen Signal- und Prioritätsschlitze im Zusammenhang mit Übertragungs- und Kollisionsaspekten gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0043]
    34a und 34b zeigen Übertragungsaspekte ohne und mit Prioritätszugang.
  • [0044]
    35 zeigt die Länge von Kollisionen und Nicht-Kollisionen.
  • [0045]
    36 gibt verschiedene MAC-Parameter gemäß der vorliegenden Erfindung an.
  • [0046]
    37 und 38 stellen grundlegende Formate für Link-Steuerrahmen, langer Untertyp bzw. kurzer Untertyp, gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0047]
    39 zeigt Zustandsinformationen für eine Leitungsüberwachungs-Entscheidungslogik gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0048]
    40 stellt eine Ausführungsform des verzögerungsarmen Detektors des Trägersensors gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0049]
    41 zeigt ein Beispiel für eine Durchschnittbildungsschaltung für L*n=16 Abtastproben des Trägersensors gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0050]
    42 stellt den robusten Detektor des Trägersensors gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0051]
    43 zeigt die erste Prüfung des Trägerende-Detektors des Trägersensors gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0052]
    44 stellt ein Zustandsdiagramm im Zusammenhang mit einer Ausführungsform des Trägersensors dar.
  • [0053]
    45a und 45b zeigen Werte der Grob-dB-Tabelle bzw. der Fein-dB-Tabelle einer beispielhaften Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0054]
    46a, 46b und 46c zeigen ein Präambel-, Kanal- und Charakterisierungssignal gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0055]
    47 gibt eine grafische Darstellung eines Schablonensignals gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0056]
    49 zeigt eine Vergleichsschaltung zum Liefern einer Abgleich/kein Abgleich-Bewertung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0057]
    49a und 49b zeigen 7.2-Werte ohne Vorzeichen bzw. 3.2-Werte ohne Vorzeichen gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0058]
    50 zeigt eine Ausführungsform einer Leistungsschätzung-Teilschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0059]
    51 zeigt eine MMSE FSE/DFE-Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0060]
    52 stellt einen Transformator mit verteilter Wicklung gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0061]
    53 zeigt ein VoIP-System gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0062]
    54 zeigt Paketankunftstakt-Beziehungen gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0063]
    55a und 55b zeigen Übertragungswarteschlangen vor bzw. nach Prioritäts-Rahmenneuordnung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0064]
    56 stellt ein VoIP-System gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0065]
    57 und 58 zeigen Upstream- und Downstream-Latenzkomponenten gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0066]
    59 stellt die Spezifikation ITU G. 712 für die Gesamtverzerrung gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
  • [0067]
    60a, 60b und 60c zeigen verschiedene SNRs (Signal-Geräusch-Abstände) gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0068]
    61 zeigt Jittertakt-Characteristiken gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • [0069]
    62 und 63 zeigen ADC- bzw. DSC-Datenpfade eines analogen Testchips gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • [0070]
    Vor einer Befassung mit den Voice-Aspekten der vorliegenden Erfindung sollen zuerst die Hausvernetzungs-Implementierungsaspekte angesprochen werden.
  • Hausvernetzungs-Implementierungsaspekte
  • [0071]
    Ein Kommunikationsnetz umfasst typischerweise eine Gruppe von Knoten, die durch ein Übertragungsmedium untereinander verbunden sind. Der Betriff "Knoten" bezieht sich auf jede Vorrichtung, die Datenrahmen gemeinsam mit anderen Knoten in dem Netz nutzt. Vorrichtungen, die einen Knoten bilden können, sind Computer, Drucker, Scanner usw. Ein Knoten kann auch ein Telefon, ein Fernsehgerät, eine Settop-Box für Fernsehgeräte, eine Kamera oder eine andere elektronische Sensor- oder Kommunikationsvorrichtung sein. Jede Vorrichtung, die mit anderen Vorrichtungen über ein Kommunikationsmedium Datenrahmen senden und/oder empfangen kann, kann ein Knoten für die Zwecke der vorliegenden Erfindung sein.
  • [0072]
    Das Übertragungsmedium, das jeden Knoten in einem Netz verbindet, ist ebenfalls eines aus einer vielfältigen Familie von Medien. Üblicherweise verwendete Medien umfassen nicht abgeschirmte verdrillte Paarleitungen (z.B. Telefondraht, CAT-5-Verkabelung), Stromleitungen, Lichtwellenleiter, Koaxialkabel und drahtlose Übertragungsmedien. Die Operationen, die jeder individuelle Knoten durchführt, um auf Daten vom Rest des Netzes zuzugreifen und um Daten in den Rest des Netzes zu übertragen, können logisch in sieben Schichten gemäß dem ISO Open Systems Interconnection (OSI)-Siebenschicht-Netzmodell unterteilt werden, das auch als der "Netzstapel" bezeichnet wird. Die sieben Schichten sind von unten nach oben: 1) die PHYSICAL-Schicht, 2) die DATA LINK-Schicht, 3) die NETWORK-Schicht, 4) die TRANSPORT-Schicht, 5) die SESSION-Schicht, 6) die PRESENTATION-Schicht, und 7) die APPLICATION-Schicht. 2 veranschaulicht das ISO-Siebenschicht-Referenzmodell.
  • [0073]
    Die PHYSICAL-Schicht oder physikalische Verbindungsschicht bzw. PHY ist mit der Übertragung von nicht-strukturiertem Bitstromverkehr über physikalische Medien befasst und betrifft die mechanischen, elektrischen, funktionalen und prozeduralen Merkmale für den Zugriff auf sowie den Empfang von Daten von dem physikalischen Medium. Die DATA-Schicht, die manchmal als die Datenverbindungsschicht bzw. Sicherungsschicht bezeichnet wird, sorgt für die zuverlässige Übermittlung von Informationen über die physikalische Verbindung.
  • [0074]
    Sie ist mit dem Senden von Rahmen oder Datenblöcken mit der erforderlichen Synchronisierung, Fehlersteuerung und Flusssteuerung befasst. Die NETWORK-Schicht trennt die obersten Schichten von den Übertragungs- und Vermittlungstechnologien, die verwendet werden, um Knoten zu verbinden. Sie betrifft das Herstellen, Aufrechterhalten oder Beenden einer Verbindung zwischen Knoten.
  • [0075]
    Die TRANSPORT-Schicht betrifft die Zuverlässigkeit und Transparenz in Datenübermittlungen zwischen Knoten, und stellt eine durchgehende Fehlerkorrektur und Flusssteuerung zur Verfügung. Die SESSION-Schicht stellt eine Steuerung für Kommunikationen zwischen Anwendungen zur Verfügung und erstellt, verwaltet und beendet Verbindungen zwischen kooperierenden Anwendungen. Die PRESENTATION-Schicht stellt Unabhängigkeit von Unterschieden in Datensyntax oder Protokollen für die Anwendungsprozesse zur Verfügung. Die höchste Schicht schließlich, die APPLICATION-Schicht, stellt Anwendern einen Zugang zu der OSI-Umgebung zur Verfügung. Es wurde viel über die Vorteile und die verteilte Funktionalität einer solchen Schichtenanordnung geschrieben und braucht hier nicht erneut dargestellt zu werden.
  • [0076]
    In rahmenbasierenden Netzen gibt es zwei grundlegende Modelle oder Topologien: 1) Broadcast/Multipoint-Netze, in denen alle Knoten physisch an das gleiche Netzmedium angeschlossen sind und einen einzelnen, gemeinsam genutzten Kanal verwenden, und in denen auf dem Netz übertragene Rahmen für alle Knoten sichtbar sind; und 2) Punkt-zu-Punkt-Netze, in denen Knotenpaare miteinander über Kommunikationskanäle verbunden sind, die nicht mit anderen Knoten auf dem Netz verbunden sind. Rahmen, die auf einem Kanal übertragen werden, sind für Knoten auf anderen Kanälen nur dann sichtbar, wenn die Rahmen auf die anderen Kanäle durch einen Knoten übertragen werden, der mit mehreren Kanälen verbunden ist. Jeder Kanal kann ein separates Segment des Netzmediums verwenden, oder mehrere Kanäle können sich ein einzelnes Segment unter Verwendung z.B. von Frequenzmultiplex (Frequency Division Multiplexing)- oder Zeitmultiplex (Time Division Multiplexing)-Techniken teilen. Ein übliches Beispiel für eine solche Punkt-zu-Punkt-Netztopologie ist diejenige, die für IEEE 10BaseT 802.3-Netze verwendet wird, mit Netzknoten, die durch Punkt-zu-Punkt Category 5 Kabel mit nicht abgeschirmten verdrillten Paarleitungen verbunden sind, unter Verwendung von als Hubs bezeichneten Mehrfachanschluss-Vorrichtungen zum erneuten Übertragen von Rahmen, die von einem Netzsegment empfangen wurden, an alle anderen Segmente.
  • [0077]
    3a und 3b zeigen ein Broadcast/Multipoint-Netz bzw. ein Punkt-zu-Punkt-Netz für die Verwendung mit der vorliegenden Erfindung. In 3a sind repräsentative Knoten 140a, 140b, 140c mit einem gemeinsamen Übertragungsmedium 250 jeweils durch individuelle Segmente 240a, 240b, 240c kommunikationsmäßig gekoppelt. Somit wird eine Nachricht, die eine Broadcast-Bestimmungsadresse enthält, die von einem Knoten gesendet wird, an alle anderen Knoten gesendet, die mit dem Übertragungsmedium 250 gekoppelt sind. In 3b sind die Knoten 140d, 140e, 140f jeweils durch individuelle Segmente 260d, 260e, 260f der Übertragungsmedien und die Hub 255 kommunikationsmäßig miteinander gekoppelt. Nachrichten, die von einem Knoten zu einem anderen Knoten auf einem Segment gesendet werden, sind für Knoten auf anderen Segmenten nur dann sichtbar, wenn sie von einem Knoten, der mit mehreren Segmenten verbunden ist, wie etwa der Hub 255 in einem Netz, erneut übertragen werden. Die Segmente 240a, 240b, 240c und das gemeinsame Übertragungsmedium 250 können (müssen aber nicht ausschließlich) eine Telefonleitung, eine Stromleitung, ein Drahtlosmedium, Koaxialkabel, oder ein faseroptisches Medium sein. Bezug auf die 3a und 3b sollte hinsichtlich der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindung genommen werden.
  • [0078]
    Jeder Knoten in jedem Netztyp enthält eine Vorrichtung, die es ermöglicht, dass die Knoten Datenrahmen in Form von elektrischen, elektromagnetischen oder optischen Signalen senden und empfangen. Die Vorrichtung ist herkömmlicherweise eine Halbleitervorrichtung, welche die PHYSICAL-Schicht der Netzverbindungsfähigkeit implementiert, und der Medienzugangsteuerungs ("Medium Access Control"; MAC)-Abschnitt der DATA-Schicht der Netzverbindungsfähigkeit. Unter erneuter Bezugnahme auf 2 ist dort ein grundlegendes Netz gezeigt, das ein Netzkommunikationsprotokoll zwischen einem ersten Knoten 102, der eine Anwendung ("APP X") betreibt, und einem anderen Knoten 104, der die gleiche oder eine andere Anwendung ("APP Y") betreibt, veranschaulicht. Die Knoten 102 und 104 übertragen eine Nachricht 108 über das Übertragungsmedium 106. Wenn der Knoten 102 bei dem in 2 gezeigten Beispiel eine Nachricht 108 hat, die er an den Knoten 104 senden soll, transfereriert er die Nachricht durch seinen Netzstapel auf der linken Seite von Schicht zu Schicht hinab. Der Anwendungs-Header (AH) 103 wird an die Nachricht 108 in der APPLICATION-Schicht angehängt, um die Anwendung zu identifizieren, die von dem Knoten 102 ausgeführt wird. Die ursprüngliche Nachricht 108 plus den Anwendungs-Header AH wird an die PRESENTATION-Schicht geleitet, wo ihr wiederum ein Darstellungsschicht-Header (PH) 105 angehängt wird. Dieser Vorgang geht weiter, indem entsprechend ein Sitzungs-Header (SH) 107, Transport-Header (TH) 109 und Netz-Header (NH) 111 angehängt werden, bis hinunter in die DATA-Schicht, wo die Nachricht und die angehängten Header mit dem Datenschicht-Header (DH) 112 und Rahmenanfang ("Start of Frame"; SOF)-Indikator 113 verkapselt werden. Die DATA-Schicht kann auch einen Daten-Trailer (DT) 114 und Rahmenende ("End of Frame"; EOF)-Indikator 115 hinzufügen. Der Datenschicht-Header 112 kann eine Ursprungsadresse (SA) umfassen, um den Knoten 102 zu identifizieren, der die Nachricht sendet, und kann auch eine Bestimmungsadresse (DA) umfassen, um den vorgesehenen Empfänger bzw. eine Gruppe von Empfängern zu identifizieren.
  • [0079]
    Die Nachricht mit angehängten Headern, Trailern und Indikatoren wird dann an die PHYSICAL-Schicht geleitet, wo sie an das Netzübertragungsmedium 106 weiter gegeben wird. Beim Empfang durch den Knoten 104 findet der umgekehrte Vorgang im Netzstapel des Knotens 104 statt. In jeder Schicht werden die Header- und/oder Trailer-Informationen entfernt, während die Nachricht 108 in dem Netzstapel aufsteigt.
  • [0080]
    Die Details des Netzstapels in 2 werden nur als Referenz angegeben, und die vorliegende Erfindung ist nicht auf den Betrieb mit Netzstapelausführungen, die genau mit 2 überein stimmen, beschränkt.
  • [0081]
    Immer noch unter Bezugnahme auf 2 werden die unteren zwei Schichten ausführlicher beschrieben. Es wird angemerkt, dass diese Schichten typischerweise als eine Kombination aus Logik und Speicherinhalt implementiert sind, die dazu konfiguriert ist, die Aufgabe der Schicht auszuführen. Die Logik kann die Form von Hardware, Software, Firmware, oder einer Kombination aus diesen besitzen. Jede Schicht kann auch unter Verwendung von Programmable Gate Array (PGA)-Technologie wie etwa systemprogrammierbaren Gate-Anordnungen (SPGA) und feldprogrammierbaren Gate-Anordnungen (FPGA) implementiert sein. Auch kann jede Schicht oder eine Kombination der Schichten als eine integrierte Schaltung oder als ein Softwareprogramm implementiert sein. Es dürfte daher für den Fachmann ersichtlich sein, dass es viele Wege zur Implementierung der vorliegend beschriebenen Erfindungen gibt.
  • [0082]
    2 zeigt DATA-Schichten 120a, 120b und PHYSICAL-Schichten 220a, 220b für ein repräsentatives Paar von Knoten 140a, 140b gemäß der Erfindung. Jeder Knoten weist (eine) Halbleitervorrichtungen) darin auf, welche die PHYSICAL-Schicht sowie die Medienzugangsteuerung (MAC) und Link Layer-Abschnitte der DATA-Schichtimplementieren, wie etwa der von der Broadcom Corporation implementierte Controller Modell BCM 4210. Gemäß der oben stehenden Erläuterung ist die PHYSICAL-Schicht mit dem Senden und Empfangen von Bitstromverkehr zu und von dem Übertragungsmedium befasst. Sender und Empfänger, die weiter unten ausführlicher beschrieben sind, bilden eine Übertragungsmedium-Schnittstelle und können als eine einzelne Vorrichtung oder als separate Vorrichtungen implementiert sein.
  • [0083]
    Unter Bezugnahme auf die 4a und 4b ist dort eine Ausführungsform veranschaulicht, welche die Grundgedanken der Erfindung verwirklicht, wobei z.B. eine Vorrichtung wie etwa ein Computer 14 durch sie mit der Gebäude-UTP-Verdrahtung gemäß der Darstellung in 1a verbunden sein kann, und durch die das in 2 gezeigte Protokoll verarbeitet wird. 4a zeigt in Blockdiagrammform die Controller-Aspekte der Ausführungsform, während 4b typische Netzschnittstellenvorrichtung ("Network Interface Device"; NID) Analog-Front-End-Aspekte der Ausführungsform zeigt.
  • [0084]
    Unter Bezugnahme auf 4a ist der Controller 300 eine vollintegrierte MAC/PHY-Vorrichtung, die Daten sendet und empfängt (z.B. 10Mbps und mehr, wie durch durch die erwähnten Broadcom Corporation-Controller, Modell BCM 4210, 4211, 4413 implementiert wird). Der Controller 300 weist eine Busschnittstelle 310 wie etwa eine PCI- oder MSI-Busschnittstelle für die Kommunikation gemäß allgemein bekannten, PC-basierenden und/oder peripheren/Internet-Vorrichtungsarchitekturen auf. Der Controller 300 weist auch Digital PHY 320 mit einem FDQAM/QAM-Sender und -Empfäng auf, welche mit dem Analog-Front-End und der MAC 330 eine Schnittstelle bilden, welche durch den Sende (TX)-FIFO 340 und den Empfangs (RX)-FIFO 350 mit der Busschnittstelle 310 gekoppelt ist. Die Busschnittstelle 310 besitzt auch die Fähigkeit, auf ähnliche Weise mit anderen Vorrichtungen 360 zu kommunizieren, wie etwa einem v.90-Modem durch eine v.90-Modemschnittstelle oder einem 10/100 Fast Ethernet-Bus durch eine 10/100 Fast Ethernet-Schnittstelle, und ihren jeweiligen Sende (TX)-FIFO 370 und Empfangs (RX)-FIFO 380. Die Operationen solcher Busschnittstellen und TX/RX FIFOs sind auf diesem Fachgebiet allgemein bekannt und werden nicht näher beschrieben. Die Operationen der MAC/PHY-Aspekte der Ausführungsform sind nachfolgend ausführlicher beschrieben.
  • [0085]
    Unter Bezugnahme auf 4b verbindet das NID-Analog-Front-End 400 den in 4a dargestellten Controller 300 mit einem Übertragungsmedium 106 wie etwa einer Gebäude-UTP-Verdrahtung gemäß der Darstellung in den 1a, 1b und 1c.
  • [0086]
    Das Analog-Front-End 400 weist eine digitale Eingangs-/Ausgangs (I/O)-Schaltung 410 zum Übertragen von Abtastproben auf und ist mit einem Sendepfad und einem Empfangspfad gekoppelt. Die digitale I/O 410 weist einen Zeitgeber 412 zum Ansteuern des Controller 300 mit einem 64MHz +/– 100 ppm-Takt auf, der von einem 64 Mhz-Quarz 414 erzeugt wird. Der Sendepfad umfasst einen Digital-Analog-Umsetzer 420 zum Umsetzen von 10Bit-Abtastdaten in ein Analogsignal, einen automatischen Verstärkungsregler 425 zum Einstellen von Verstärkungen auf der Grundlage eines von der digitalen I/O 410 empfangenen Eingangs, ein Filter 430, einen Sende-Auschalter 435, und ist mit einem Telefonleitungsverbinder 450, wie etwa einem UTP-Verdrahtungs-RJ11-Verbinder, durch eine elektronische Hybridschaltung 440 zum Zwischenspeichern von Signalen und einer Filter/Transformator/Elektronikschutzschaltung 445 gekoppelt. Der Empfangspfad umfasst einen Analog-Digital-Wandler 460 zum Senden von gültigen Abtastdaten, einen Variable Gain-Verstärker (VGA) 470, ein Filter 480 für Tiefpass-Anti-Aliasing, einen VGA 490, und ist auf ähnliche Weise mit dem Telefonleitungsverbinder 450 durch eine Elektronikhybridschaltung 440 und eine Filter/Transformator/Elektronikschutzschaltung 445 gekoppelt. Die Elektronikhybridschaltung 440 und die Filter/Transformator/Elektronikschutzschaltung 445 sind dazwischen durch eine Mehrzahl von Sende- und Empfangsleitungen (z.B. TX, RX1, RX2) 495 verbunden. Die Operationen des Analog-Front-End sind auf diesem Fachgebiet allgemein bekannt.
  • Übersicht über die Hausvernetzungs-PHY-Schicht
  • [0087]
    Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet die PHY 320 4 MBaud QAM-Modulation und 2 MBaud Frequency Diverse QAM (FDQAM) mit einer 2 bis 8-Bits-pro-Baud-Konstellationscodierung, was in einer PHY-Schicht-Nutzlastmodulationsrate in einem Bereich von 4 Mb/s bis 32 Mb/s resultiert. Informationen werden auf dem Übertragungsmedium/Kanal in Bursts übertragen. Jeder Burst oder PHY-Schicht-Rahmen besteht aus PHY-Schicht-Nutzlastinformationen, die mit einer PHY-Präambel, einem Header und einer Postambel verkapselt sind. Die PHY-Schicht-Nutzlast in jedem physischen Rahmen ist derjenige Teil des Ethernet Link Level-Rahmens, der dem Ethertype-Feld über die Frame Check Sequence (FCS) folgt, plus ein CRC-16 und ein Auffüllfeld für die 4 Mbaud-Rate. Im Nachfolgenden bezieht sich "Nutzlast", falls nicht anders angegeben, auf die PHY-Schicht-Nutzlast,.
  • [0088]
    Unter Bezugnahme auf 5 ist ein Senderaspekt der PHY 320 in Funktionsblockdiagrammform gezeigt. Der Sender 500 weist einen Rahmenprozessor 510, einen Datenscrambler 520, einen Bit-auf-Symbol-Mapper (Konstellationscodierer) 530 und einen QAM/FDQAM-Modulator 540 auf. Das Rahmenformat, das von dem Sender 500 übertragen wird, ist in 6 gezeigt. Das Rahmenformat 600 besteht aus einer Low Rate-Headersektion 610, einer Variable Rate-Nutzlastsektion 620 und einem Low Rate-Trailer 630. Einige Teile des Rahmens werden nicht verwürfelt, wie nachstehend beschrieben ist. Falls nicht anders angegeben, sind alle Felder mit dem höchstwertigen Oktett zuerst, niedrigstwertigen Bit zuerst in jedem Oktett codiert. Die Bitzahl 0 ist das lsb in einem Feld. Diagramme in den Figuren dazu zeigen MSB-Bits oder Oktetts auf der linken Seite. Der Header 610 weist eine Präambel (PREAMBLE64) 612 auf und ist definiert als eine Wiederholung von vier 16 Symbolsequenzen (TRN16), die aus dem Codieren von Oxfc483084 in der oben beschriebenen Reihenfolge bei 2 MBaud, 2 Bits-pro-Baud mit dem Scrambler abgeschaltet resultieren. TRN16 ist eine weisse Konstantamplituden-QPSK-Sequenz. Die Präambel erleichtert die Leistungsschätzung und Verstärkungssteuerung, Baud-Frequenzversatzschätzung, Equalizer-Training, Trägererfassung und Kollisionserfassung, wie nachfolgend ausführlicher beschrieben ist. Der Header 610 umfasst auch ein Rahmensteuerfeld 614. Das Rahmensteuerfeld 614 is ein 32Bit-Feld, das in der in 7 gezeigten Tabelle definiert ist, und mit der oben definierten Bitordnung werden die Rahmensteuerfelder in der Reihenfolge übertragen, die in 8 gezeigt ist. Der Frame Type (FT) 616 ist ein Acht-Bit-Feld, das Flexibilität zum Definieren anderer Rahmenformate in zukünftigen Versionen der Ausführungsform zur Verfügung stellen soll. Gegenwärtige Vorrichtungen übertragen 0 in diesem Feld und verwerfen alle Rahmen mit einem von Null verschiedenen FT. Alle anderen Werte sind reserviert. Die Felddefinitionen in der vorliegenden Ausführungsform sind für FT=0.
  • [0089]
    Das FT-Feld soll einen Mechanismus für die Vorwärtskompatibilität zur Verfügung stellen, der es ermöglicht, dass Erweiterungen Rahmenformate verwenden, die von der vorliegenden Ausführungsform verschieden sind. Ein nächstes Feld ist das Scrambler-Initialisierung (SI)-Feld 618. Ein 4Bit-Feld ist auf den Wert eingestellt, der zum Initialisieren des Scramblers 520 verwendet wird, wie nachfolgend beschrieben wird. Ein nächstes Feld ist das Priorität (PRI)-Feld 620, das sich auf einen Medienzugang-Prioritätsmechanismus bezieht, wie nachfolgend beschrieben wird. Der 3Bit-PHY-Prioritätswert (PRI) bezieht sich auf die absolute Priorität, die ein bestimmter Rahmen erhält, wenn der Medienzugang bestimmt wird, und ist der Wert, der in der nachfolgend beschriebenen MAC-Ausführungsform verwendet wird. Priority 7 hat bevorzugten Zugriff vor Priority 0. Das PRI-Feld 620 ist ein Feld, das bei der Übertragung des PHY-Level-Rahmens übertragen wird und eine 3Bit-PHY-Level-Priorität oder Class-of-Service-Angabe für den Empfängerlinkpegel-Prozessor für die Verwaltung der Priorität und Class of Service (Teilnehmerbetriebsklasse) des empfangenen Rahmens angeben soll. Der PRI-Wert wird nicht von dem Empfänger-PHY-Prozessor verwendet. Bei Stationen, die keine Class-of-Service implementieren, wird das PRI-Feld beim Empfang ignoriert und wird mit einer Einstellung von 1 gesendet. Das nächste Feld 622 ist für eine zukünftige Verwendung reserviert (RSVD) und wird vom Empfänger ignoriert. Benachbart zum Feld 622 befindet sich das Nutzlastcodierung (PE)-Feld 624, das die Konstellationscodierung der Nutzlastbits bestimmt. Die PE-Werte sind gemäß der Darstellung in 9 definiert. Bestimmte PE-Werte sind reserviert. Reservierte PE-Werte sollen für höhere Baudraten und Trägerfrequenzen codieren, die in späteren Versionen der Ausführungsform eingeführt werden. Das nächste Feld ist eine Header-Prüfsequenz (HCS) 626. Die HCS 626 ist eine 8Bit-zyklische Redundanzprüfung ("Cyclic Redundancy Check"; CRC), die als eine Funktion der 128Bit-Sequenz in der Übertragungsreihenfolge berechnet wird, die mit den FT-Bits beginnt und mit den Ethernet Ursprungsadresse (SA)-Bits endet, wobei Nullen für das noch nicht berechnete HCS-Feld ersetzt werden. Die Codierung ist durch das folgende Erzeugungspolynom definiert. G(x) x8 + x7 + x6 + x4 + x2 + 1
  • [0090]
    Mathematisch gesehen ist der CRC-Wert, der einem bestimmen Rahmen entspricht, durch die folgende Prozedur definiert:
    • a) Die ersten 8 Bits der Eingabe-Bitsequenz in der Sendereihenfolge werden vervollständigt.
    • b) Die 128 Bits der Sequenz in der Sendereihenfolge werden dann als die Koeffizienten eines Polynoms M(x) des Grades 127 betrachtet. (Das erste Bit des FT-Feldes entspricht dem Term x127, und das letzte Bit des SA-Feldes entspricht dem Term x0.)
    • c) M(x) wird mit x8 multipliziert und durch G(x) dividiert, wodurch ein Rest R(x) des Grades <= 7 erzeugt wird.
    • d) R(x) wird mit H(x) multipliziert, um N(x) zu erzeugen, wobei H(x) als H(x) = x7 + x6 + x5 + x4 + x2 + x + 1 definiert ist
    • e) N(x) wird durch G(x) dividiert, wodurch ein Rest R'(x) des Grades <= 7 erzeugt wird.
    • f) Die Koeffizienten von R'(x) werden als eine 8Bit-Sequenz betrachtet.
    • g) Die Bitfolge wird vervollständigt, und das Resultat ist die CRC'.
  • [0091]
    Die 8 Bits der CRC' werden so in dem HCS-Feld platziert, dass x7 das niedrigstwertige Bit des Oktett ist, und der Term x0 das höchstwertige Bit des Oktetts ist. (Die Bits der CRC' werden somit in der Reihenfolge x7, x6, ..., x1, x0 übertragen.) Obgleich die HCS 626 in dem geschützten Bitstrom eingebettet ist, wird sie so berechnet, dass der resultierende 128Bit-Strom Fehlererfassungsfähigkeiten zur Verfügung stellt, die mit denjenigen eines 120Bit-Stroms mit einer angehängten 8Bit-CRC identisch sind. Die resultierende 128Bit-Sequenz, die als die Koeffizienten eines Polynoms des Grades 127 aufgefasst wird, erzeugt bei Division durch G(x) immer einen Rest, der gleich x7 + x6 + x + 1 ist. Die Eingangsbits werden nicht verwürfelt. Da alle Felder, die von der HCS abgedeckt werden, mit 2 MBaud und 2 Bits pro Baud übertragen werden, wie nachfolgend beschrieben wird, sollten diese Felder in vielen Fällen, in denen die Nutzlast fehlerhaft empfangen wird, korrekt empfangen werden. Die HCS kann in Verbindung mit Weichentscheidungs-Fehlerstatistiken verwendet werden, um mit einer hohen Wahrscheinlichkeit zu bestimmen, ob der Header korrekt empfangen wurde. Dieses Wissen kann zum Optimieren von ARQ und/oder der nachfolgend beschriebenen Ratenverhandlungsalgorithmen nützlich sein.
  • [0092]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 6 ist ersichtlich, dass die Bitfelder, die mit dem Bestimmungsadresse (DA)-Feld 628 beginnen und mit dem FCS-Feld 630 enden, mit den entsprechenden Feldern identisch sind, die in IEEE Std 802.3 beschrieben sind, wie in 10 dargestellt ist, und als Link-Level Ethernet Frame (Paket) 632 bezeichnet werden. Die Bits eines PHY-Level Ethernet Rahmen haben eine Ethernet-Präambel 634 und Start-Frame-Delimiter (SFD) 636 Bits vor dem Link Level-Rahmen angehängt; diese Bits sind in den Rahmen der vorliegenden Ausführungsform nicht vorhanden. Es ist beabsichtigt, dass IEEE zugeordnete Ethernet MAC-Adressen als die Bestimmungsadresse (DA) 628 und die Ursprungsadresse (SA) 638 verwendet werden. Der Ethernet Rahmen besteht aus einer ganzzahligen Anzahl von Oktetts. Im Anschluss an das Ethertype-Feld 640 befindet sich das Ethernet-Datenfeld 642, das FCS-Feld 630 und das zyklische Redundanzprüfung (CRC)-Feld 644. Das CRC-Feld 644 ist eine 16Bit-zyklische Redundanzprüfung, die als Funktion des Inhalts des (nicht verwürfelten) Ethernet-Rahmens in der Sendereihenfolge berechnet wird, beginnend mit dem ersten Bit des DA-Feldes und endend mit dem letzten Bit des FCS-Feldes. Die Codierung ist durch das nachfolgende Erzeugungspolynom definiert. G(x) = x16 + x12 + x5 + 1
  • [0093]
    Mathematisch gesehen ist der CRC-Wert, der einem bestimmen Rahmen entspricht, durch die folgende Prozedur definiert:
    • h) Die ersten 16 Bits des Rahmens in der Sendereihenfolge werden vervollständigt.
    • i) Die n Bits des Rahmens in der Sendereihenfolge werden dann als die Koeffizienten eines Polynoms M(x) des Grades n-1 betrachtet. (Das erste Bit des Bestimmungsadresse-Feldes entspricht dem Term xn-1, und das letzte Bit des FCS-Feldes entspricht dem Term x0.)
    • j) M(x) wird mit x16 multipliziert und durch G(x) dividiert, wodurch ein Rest R(x) des Grades < = 15 erzeugt wird.
    • k) Die Koeffizienten von R(x) werden als eine 16Bit-Sequenz betrachtet.
    • l) Die Bitfolge wird vervollständigt, und das Resultat ist die CRC.
  • [0094]
    Die 16 Bits der CRC werden so in dem CRC-16 Feld platziert, dass x15 das niedrigstwertige Bit des ersten Oktett ist, und der Term x0 das höchstwertige Bit des letzten Oktetts ist. (Die Bits der CRC werden somit in der Reihenfolge x15, x14, ..., x1, x0 übertragen.)
  • [0095]
    Die CRC-16 in Verbindung mit der Ethernet-FCS stellt einen besseren Schutz gegen unentdeckte Fehler zur Verfügung als nur die FCS. Dies ist durch Umgebungsfaktoren motiviert, die oft zu einer mehrere Größenordnungen über der von Ethernet liegenden Rahmenfehlerrate (FER) führen, so dass die FCS alleine nicht ausreicht. Bei 4 MBaud-Nutzlasten folgt ein PAD-Feld 646 mit variabler Länge auf das CRC-Feld 644 und besteht aus einer ganzzahligen Anzahl von Oktetts. Das letzte Oktett des PAD-Feldes (PAD_LENGTH) gibt die Anzahl von Zero-Oktetts (0x00) an, die vor PAD_LENGTH kommen. Der Wert von PAD_LENGTH muss gleich oder höher als die Anzahl von Zero-Oktetts sein, die erforderlich ist, um sicher zu stellen, dass die Mindestlänge der Übertragung, von dem ersten Symbol von PREAMBLE64 bis zum letzten Symbol des Endes des Frame-Delimiters 92,5 Mikrosekunden beträgt. Bei 2 MBaud Nutzlasten gibt es kein PAD-Feld. Das PAD-Feld ist bei einem Compatibility Mode-Rahmen nicht vorhanden, wie nachfolgend beschrieben wird. Ein Beispiel für eine passende Formel zum Erzeugen von PAD_LENGTH ist max(102-N,0), wobei N die Anzahl von Oktetts von DA bis einschließlich FCS ist. Dies stellt sicher, dass ein Kollisionsfragment von einem gültigen Rahmen durch die Übertragungslänge unterschieden werden kann, die durch die Leitungsüberwachungsfunktion erfasst wird, wie nachfolgend beschrieben wird. Das nächste Feld ist das Rahmenende (EOF)-Begrenzerfeld 648. Die Rahmenende-Sequenz besteht aus den ersten 4 Symbolen der TRN-Sequenz, oder Oxfc codiert als 2 Bits-pro-Baud bei 2 Mbaud. Diese Feld wird vorgesehen, um eine präzise Trägerende-Erfassung unter niedrigen SNR-Bedingungen zu erleichtern. Eine Station, die einen Rahmen demoduliert, kann dieses Feld verwenden, um genau zu bestimmen, wo das letzte Nutzlastsymbol aufgetreten ist.
  • [0096]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 5 und 11 wird der Scrambler 520 ausführlicher beschrieben. Es werden zwei schwierige Probleme in CSMA/CD-Netzen angesprochen, die eine ungeregelte Verdrahtung verwenden (z.B. Telefonleitungs- oder Stromleitungsnetze). Das erste Problem ist eine verfrühte Trägerende-Erfassung, und das zweite Problem ist Radiofrequenz-Egress. Hinsichtlich einer verfrühten Trägerende-Erfassung in Stromleitung- und Telefonleitung-CSMA/CD-Netzen besteht die Notwendigkeit, das Ende eines Rahmens in Gegenwart einer schweren Kanalverzerrung zuverlässig zu erfassen. Es gibt auch eine Wechselwirkung zwischen der durchschnittlichen Zeit, die benötigt wird, um das Rahmenende (ab dem tatsächlichen Rahmenende) zu erfassen, und der Zuverlässigkeit der Erfassung (Wahrscheinlichkeit eines Falschalarms und Wahrscheinlichkeit einer verfehlten Erfassung). Zwei Effekte machen eine Rahmenende-Erfassung schwierig, insbesondere wenn der Rahmenbegrenzungs-Detektor von dem Demodulator abgekoppelt ist: (1) die Möglichkeit einer langen Abfolge von innersten Konstellationspunkten, insbesondere bei großen Konstellationen (z.B. QAM hoher Ordnung oder PAM); und (2) die Möglichkeit einer langen Abfolge von konstanten oder nahezu konstanten (nächste Nachbarn in einer großen Konstellation) Symbolen.
  • [0097]
    Eine lange Abfolge von innersten Punkten kann eindeutig ein Problem darstellen, wenn ein Energie- oder angepasstes Filter-Detektor verwendet wird, um Rahmengrenzen zu erfassen, und konstante/nahezu konstante Symbolsequenzen (die tonale übertragene Sequenzen erzeugen) sind problematisch, da sie von dem Kanal, über den sie sich ausbreiten, stark gedämpft werden können. Große Konstellationen werden in dem System verwendet, um eine hohe spektrale Effizienz und somit hohe Datenraten zu erzielen. Verwürfeln ist allgemein ein wirksames Hilfsmittel bei der Bekämpfung dieser Probleme. Es gibt jedoch immer noch eine Wahrscheinlichkeit von ungleich Null von entweder einer ausreichend langen Abfolge von innersten Punkten oder einer ausreichend langen Abfolge von konstanten/nahezu konstanten Symbolen, um einen Rahmenverlust zu verursachen. Gewöhnlich gäbe es keine Besorgnis wegen solcher Ereignisse, die eine geringe Wahrscheinlichkeit besitzen. Ein Rahmenverlust in Folge einer fehlgeschlagenen Rahmenende-Erfassung ist jedoch deterministisch: falls der Kanal sich zwischen Übertragungen nicht ändert und das SNR hoch ist, wird jede Übertragung zum Opfer des gleichen Problems einer verfrühten Trägerende-Erfassung. Hinsichtlich Radiofrequenz (RF)-Egress wird in fest verdrahteten Netzen stets Energie von den Drähten abgestrahlt, die Informationen übertragen. Dieser Egress kann andere Dienste stören, von denen einige (z.B. Amateurfunk) spezifisch von Behörden geschützt sind. Im "Hochfrequenz"-Bereich ist eine Störung von Amateurfunkempfängern ein besonderes Anliegen. Diese Empfänger besitzen typischerweise eine Kanalbandbreite von weniger als 3 kHz. Auch wenn Verwürfeln auch ein wirksames Hilfsmittel für die Ausbreitung von Paketenergie über ein breites Band ist, wodurch die Wahrscheinlichkeit einer schädlichen Störung verringert wird, enthalten viele Netzpakete (z.B. TCP-Rückmeldungen) identische oder nahezu identische Daten. Kollisionen zwischen Sendungen verschiedener Stationen können auch dazu führen, dass genau die gleichen Daten viele Male innerhalb eines kurzen Zeitfensters übertragen werden. Die Verwendung der gleichen Scramblergeschwindigkeit (Verzögerungsleitung-Initialisierung) für jeden übertragenen Rahmen kann in Bursts von Schmalband-Energie resultieren, von denen es wahrscheinlicher ist, dass sie Dienste wie etwa Amateurfunk stören. Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine gemeinsame Lösung für beide Probleme durch zwei sehr einfache Schaltungen zum Mildern dieses Problems zur Verfügung gestellt, eine am Sender und eine andere am Empfänger. Entweder wird ein NBit-Zähler am Sender für jeden aktiven Pfad (Kombination aus Ursprungs- und Bestimmungsadresse) implementiert, über den ein Rahmen auf dem Netz gesendet werden kann, oder ein NBit-pseudozufälliger Zahlengenerator wird implementiert. Ein einfaches lineares Feedback-Schieberegister kann verwendet werden, um die pseudozufällige Zahl zu erzeugen, wenn dieser Lösungsansatz gewählt wird. Auf jedem übertragenen Rahmen erzeugt die Scrambler-Initialisierungsschaltung entweder eine pseudozufällige NBit-Zahl, oder sie inkrementiert den Zähler für den Pfad, über den sich der Rahmen bewegt, modulo-2N. Jede dieser Vorgehensweisen ist ausreichend. Die Scrambler-Initialisierungsschaltung setzt die N Bits in jedes der M (> = N) Bits einer Scrambler-Verzögerungsleitung ein. Es sei angemerkt, dass die N Bits in der MBit-Verzögerungsleitung nicht unmittelbar aufeinander folgen müssen. Für eine ausreichende Implementierung, N >= 2. Die Scrambler-Initialisierungsschaltung setzt einen gleichen NBit-Wert in einen nicht verwürfelten Teil des Headers des übertragenen Rahmens ein, so dass der Empfänger die übertragene Bitfolge richtig wieder herstellen kann, indem er den Descrambler mit dem gewählten Wert initialisiert. Bei einer Ausführungsform ist der Scrambler der in 11 gezeigte rahmensynchronisierte Scrambler, der das folgende Erzeugungspolynom verwendet: G(x) = x23 + x18 + 1. Die Bits 15 bis 18 eines Schieberegister werden mit einer 4Bit-pseudozufälligen Zahl (bzw. pro-Pfad-Zählerwert) initialisiert. Alle anderen Werte werden auf 1 initialisiert. Der gleiche Wert wird in dem nicht verwürfelten "SI"-Feld des Frame Control-Teils des Headers platziert, so dass der Empfänger die gewählte Scrambler-Initialisierung wieder herstellen kann. Die oben beschriebene 6 zeigt ein beispielhaftes Rahmenformat, das die "SI" (Scrambler-Initialisierung)-Bits an den Empfänger weitergeben kann. Die oben beschriebene 8 zeigt die Bestandteile des "Frame Control"-Feldes des vorausgegangenen Diagramms bei diesem Beispiel. Alle Bits bis und einschließlich "SI" sind gemäß der vorliegenden Erfindung nicht verwürfelt. Alle Bits, die auf das SI-Feld folgen, werden unter Verwendung dieser Technik nicht verwürfelt.
  • [0098]
    Um nun die in 11 gezeigten Scrambler-Initialisierungsaspekte weiter zu beschreiben, ist der Scrambler 520 ein rahmensynchronisierter Scrambler, der das Erzeugungspolynom G(x) = x23 + x18 + 1 verwendet. Die Bits 15 bis 18 des Schieberegisters 650 werden mit einer 4Bit-pseudozufälligen Zahl initialisiert. Dieser Wert wird in dem oben definierten SI-Feld 618 in einer solchen Reihenfolge platziert, dass die Registerposition 15 das MSB (Bit 19 der Rahmensteuerung) und Bit 18 das LSB (Bit 16 der Rahmensteuerung) ist. Der Scrambler 520 wird während des Präambelbit-Feldes und der ersten 16 Bits der Frame Control umgangen. Der Scrambler 520 wird initialisiert und beginnend mit dem 17. Bit von Frame Control-Feld 614 freigegeben. Der Scrambler 520 wird nach dem letzten Bit der CRC-16 644, oder dem letzten Bit des PAD-Feldes 646, falls vorhanden, umgangen. Die EOF-Sequenz wird nicht verwürfelt. Die Verwendung eines pseudozufälligen anfänglichen Scramblerzustandes resultiert in einer gleichförmigeren Leistungs-Spektraldichte (PSD) gemessen über mehrere ähnliche Rahmen. Dies beseitigt das Problem von Tönen in der PSD von stark korrelierten, aufeinander folgenden Paketen.
  • [0099]
    Wie in 11 zu sehen ist, ist der Eingangsrahmen 5010 der Ausgang der Rahmenbildung 510 gemäß der Darstellung in 5, die auch den SI-Wert 618 gemäß der Darstellung in 8 erzeugt. Bitwerte von 1 5002 werden in die Registerbitstellen 1-14 5004 eingesetzt. Weitere Bitwerte von 1 5006 werden in die Registerbitstellen 19-23 5008 eingesetzt. Der SI-Wert 618 wird in die Bitstellen 15, 16, 17, 18 5009 des Registers 650 eingesetzt. Alle Additionen sind modulo2, d.h., ein Bit, ausschließliches Oder, ein anderes Bit, und so weiter. Die Eingabebits 5010 werden mit den Ausgabebits des Registers 650 ausschließlich Oder-verarbeitet. Die Ausgabebits 5012 werden gemäß der Darstellung in 5 an den Konstellationscodierer 530 geliefert, wobei Bit 1 das am kürzesten zurückliegende Bit ist.
  • [0100]
    Was die Descrambler-Initialisierungsschaltung betrifft, so extrahiert die Descrambler-Initialisierungsschaltung am Empfänger die N Bits des "SI"-Feldes aus dem empfangenen Rahmen. Sie setzt dann die N Bits in die gleichen Positionen der Descrambler-Verzögerungsleitung, die in dem scrambler initialisiert wurden, in der gleichen Reihenfolge ein. (Es wird angemerkt, dass die Descrambler- und Scrambler-Verzögerungsleitungen in Bits genau die gleiche Länge haben.) Bei der beispielhaften Ausführungsform werden alle anderen Bits in der Descrambler-Verzögerungsleitung auf "1" gesetzt. Das erste, in den Descrambler eingeführe Bit ist genau das erste Bit, das in den Scrambler im Sender eingeführt wird.
  • [0101]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 5 folgt auf den Scrambler 520 der Konstellationscodierer 530. Alle Bits bis einschließlich das Ethertype-Feld werden mit 2 MBaud, 2 Bits pro Baud, codiert. Beginnend mit dem 1. Bit nach dem Ethertype-Feld werden die Bits gemäß dem PE-Feld 624 bis zum letzten Bit of die CRC-16 644, oder dem letzten Bit of PAD 646, falls vorhanden, codiert. Die EOF-Sequenz 648 wird mit 2 MBaud, 2 Bits pro Baud, codiert.
  • [0102]
    Der Konstellationscodierer 530 führt Bit-auf-Symbol-Mapping durch. Die ankommenden Bits werden in NBit-Symbole gruppiert, wobei N die in dem PE-Feld 624 angegebene Anzahl von Bits pro Baud ist. Das Bit-auf-Symbol-Mapping ist in 12a bis 12g gezeigt. Die Symbolwerte sind mit den Bits geordnet gezeigt, so dass das Bit ganz rechts das erste, von dem Scrambler 520 empfangene Bit ist, und das Bit ganz links das letzte, von dem Scrambler 520 empfangene Bit ist. Alle Konstellationen mit Ausnahme von 3 Bits-pro-Baud liegen auf einem gleichförmig quadratischen Gitter, und alle Konstellationen sind um die reale und imaginäre Achse symmetrisch. Die relative Skalierung von verschiedenen Konstellationen mit einer einzigen Baud-Rate ist in 13 gezeigt. Die Konstellationspunkte sind so skaliert, dass die Bezugspunkte die gezeigten Werte mit einer Minimaldistanz-Toleranz von plus oder minus 4% besitzen. Die Konstellationspunkte sind so skaliert, dass die äussersten Punkte eine annähernd gleiche Größe haben. Symbole mit 4 MBaud werden mit 0,707 der Amplitude der Symbole bei 2 MBaud übertragen. Bei einem Übergang von 2 MBaud zu 4 MBaud tritt das erste 4 MBaud-Symbol 0,5 Mikrosekunden nach dem letzten 2 MBaud-Symbol auf. Bei einem Übergang von 4 MBaud zu 2 MBaud tritt das erste 2 MBaud-Symbol 0,5 Mikrosekunden nach dem letzten 4 MBaud-Symbol auf. Dies ist in 14 veranschaulicht. Falls die Anzahl von Bits in einer Sequenz bei einer bestimmten Codierrate (d.h. Baud-Rate und Bits pro Baud) kein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl von Bits pro Baud ist, werden genügend Null-Bits am Ende des Bitstroms eingesetzt, um das letzte Symbol zu vervollständigen. Die Anzahl von eingesetzten Null-Bits ist die Mindestanzahl, damit die Länge des angehängten Bitstroms ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl von Bits pro Baud ist. Die Anzahl von Oktetts in dem ursprünglichen Eingabe-Bitstrom kann eindeutig aus der Anzahl von übertragenen Symbolen bestimmt werden. Dies ist zutreffend, weil die maximale Codiergröße 8 Bits pro Baud beträgt, was impliziert, dass die Anzahl von angehängten Null-Bits immer weniger als acht betragen muss.
  • [0103]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 5 werden komplexe Symbole von dem Konstellationscodierer 540 an den QAM/FDQAM-Modulator 540 eingegeben. Der QAM/FDQAM-Modulator implementiert eine Quadrature Amplitude Modulation (QAM). 15 zeigt eine beispielhafte QAM-Implementierung. Die Trägerfrequenz und die Sendefilter sind die Gleichen für Baud-Raten von 2 MHz und 4 MHz. Somit ist ein 2 MBaud-Signal gleichwertig mit einem angemessen skalierten 4 MBaud-Signal, in dem jedes andere Symbol Null ist. Der im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung verwendete QAM/FDQAM-Modulator ist in der oben genannten, anhängigen Anmeldung ausführlicher beschrieben.
  • [0104]
    Zusätzlich zu der oben beschriebenen Rahmenformatierung stellt die vorliegende Erfindung ein Compatibility Frame-Format zur Verfügung, das für die Verwendung durch HPNA V2-Knoten definiert ist, wenn sie die Telefonleitung gemeinsam mit HPNA V1-Knoten verwenden. In diesem Fall ist es wichtig, dass die V2-Übertragungen für ein korrektes Trägererfassungs- und Kollisionserfassungsverhalten gültige V1-Rahmen vorstellen können, selbst wenn die V1-Knoten nicht in der Lage sind, die Daten aus den Rahmen wieder herzustellen. Bei diesem Format, unter Bezugnahme auf 16, beginnt der Rahmen 700 mit einem modifizierten V1 AID-Feld 710, gefolgt von einer V2-Symbolsequenz, die so modifiziert ist, dass sie periodische Lücken 720 aufweist, so dass ein V1-Empfänger dieses Signal als eine Serie von Impulsen erfasst. Der Rahmen endet mit dem Trailer 730, der ein 4-Symbol V2-EOF 740 umfasst sowie einen einzelnen Impuls, EOP 750, der durch das Hindurchleiten eines QPSK-Symbols durch den Sendepfad erzeugt wird.
  • [0105]
    Unter Bezugnahme auf 17 ist der Senderaspekt der PHY 320 bei Betrieb im Kompatibilitätsmodus in Funktionsblockdiagrammform gezeigt. Der Sender 800 weist die Rahmenbildung 810 auf, welche die oben beschriebene Kompatibilitätsmodus-Rahmenbildung implementiert. Der Scrambler 820 spricht auf die Rahmenbildung 810 an und ist identisch mit dem Scrambler 520, der oben in Verbindung mit 5 beschrieben wurde. Der Scrambler 820 wird an dem gleichen Punkt im Rahmensteuerfeld initialisiert. Mit dem Scrambler 820 gekoppelt ist der Konstellationscodierer 830. Der Konstellationscodierer 830 ist mit dem Konstellationscodierer 530, der oben in Verbindung mit 5 beschrieben wurde, identisch.
  • [0106]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 16 ist die Preamble48 760 als eine Wiederholung von drei aufeinander folgenden 16-Symbol-Sequenzen (TRN16) definiert, die aus Oxfc483084-Codierung bei 2 MBaud, 2 Bits pro Baud, mit dem Scrambler 820 ausgeschaltet, resultiert. Der 72-Symbol-Header, einschließlich des Rahmensteuerfeldes (gemäß Definition in 7) und des Ethernet DA-, SA-, und Ethertype-Feldes, ist in vier aufeinander folgenden Teilrahmen enthalten. Er wird nicht verwürfelt und vor der Lückeneinfügung auf Konstellationspunkte gemappt, wie vorausgehend beschrieben wurde. In dem Header besteht ein Teilrahmen aus: einem keine Information tragenden Symbol (dem Lead-Symbol), das von dem Lückeneinfügungsblock 840 erzeugt wurde, und 18 Datensymbolen (Header). Eine Lücke von 6 2-Mbaud Null-Symbolen (Stille) folgt jedem Teilrahmen von 19 Nicht-Null-Symbolen. Das Format von jedem Teilrahmen und Lücke für den 2-Mbaud-Header ist in 18 veranschaulicht. Auf den Teilrahmen 0 und 2 des Headers ist das Lead-Symbol definiert als das erste Symbol von PREAMBLE48 (Bitsequenz 00, codiert als QPSK). Auf den Teilrahmen 1 und 3 des Header ist das Lead-Symbol definiert als die Negation des ersten Symbols von PREAMBLE48 (Bitsequenz 11, codiert als QPSK). Die in 18 gezeigte Spitzensymbolamplitude wurde vorausgehend in Verbindung mit der Konstellationsskalierung definiert. Das Vorzeichen des Lead-Symbols alterniert, so dass der Ausgang des QAM/FDQAM-Modulators am Anfang jedes Teilrahmens gleich ist. Das Negieren des Lead-Symbol jedes zweiten Teilrahmens erklärt die 180°-Rotation, die von dem (7 MHz-Trägerfrequenz-) Modulator eingeführt wird und die ungerade Anzahl von Symbolen zwischen den ersten Symbolen von zwei benachbarten Teilrahmen. Die besondere Beziehung zwischen der Trägerphase des ersten Symbols der Präambel und von jedem Lead-Symbol ist spezifisch für den V2-Kompatibilitätsmodus. Im nativen V2-Modus gibt es keine solchen Anforderungen.
  • [0107]
    Mit Bezug auf die 2-Mbaud- und 4-Mbaud-Nutzlasten in Verbindung mit dem Kompatibilitätsmodus wird die 2-Mbaud-Nutzlast in Teilrahmen verkapselt, bestehend aus: einem keine Information tragenden Symbol (dem Lead-Symbol), erzeugt vom Lückeneinfügungsblock 840, zwischen 1 and 18 Datensymbolen (Nutzlast). Eine Lücke von 6 2 Mbaud-Null-Symbolen (Stille) folgt jedem Teilrahmen. Auf den Teilrahmen 2*k, k > 1, ist das Lead-Symbol definiert als das erste Symbol von PREAMBLE48. Auf den Teilrahmen 2*k+1, k > 1, ist das Lead-Symbol definiert als die Negation des ersten Symbols von PREAMBLE48. Die First Floor[N*8/(r*18)]-Teilrahmen der Nutzlast, wobei N die Anzahl von Nutzlast-Bytes und r die Anzahl von Bits pro Baud ist, enthalten genau 18 Informationen tragende Symbole. Der letzte Teilrahmen der Nutzlast enthält die übrigen Nutzlastsymbole, zwischen 1 und 18. Auf den letzten Teilrahmen folgt eine Lücke von 6 Null-Symbolen. Das Format für alle ausser den Letzten der 2-Mbaud Nutzlast Teilrahmen und Lücken ist identisch mit dem Header-Teilrahmen und der Lücke gemäß der Darstellung in 18. Bei 3, 5 und 7 Bits pro Baud ist das Lead-Symbol kein gültiger Punkt in dem Konstellationscodierer. Die 4-Mbaud Nutzlast ist in Teilrahmen verkapselt, bestehend aus: einem keine Information tragenden Symbol (dem Lead-Symbol), erzeugt von dem Lückeneinfügungsblock 840, einem Null-Symbol, und zwischen 1 und 35 Datensymbolen (Nutzlast). Eine Lücke von 13 4 Mbaud Null-Symbolen (Stille) folgt auf jeden Teilrahmen. Auf den Teilrahmen 2*k, k > 1, ist das Lead-Symbol definiert als das erste Symbol von PREAMBLE48. Auf den Teilrahmen 2*k+1, k > 1, ist das Lead-Symbol definiert als die Negation des ersten Symbols von PREAMBLE48. Die First Floor[N*8/(r*35)]-Teikahmen der Nutzlast, wobei N die Anzahl von Nutzlast-Bytes und r die Anzahl von Bits pro Baud ist, enthalten genau 35 Informationen tragende Symbole. Der letzte Teilrahmen der Nutzlast enthält die übrigen Nutzlastsymbole, zwischen 1 und 35. Auf den letzten Teilrahmen folgt auch eine Lücke von 13 4-Mbaud Null-Symbolen. Das Format für alle ausser den Letzten der 4-Mbaud Nutzlastteilrahmen und Lücken ist in 19 dargestellt. Die Spitzensymbolamplitude und die Amplitude der anderen, in der Figur gezeigten Symbole sind vorausgehend in Verbindung mit 4 Mbaud-Konstellationsskalierung definiert. Bei 3, 5 und 7 Bits pro Baud ist das Lead-Symbol kein gültiger Punkt in dem Konstellationscodierer.
  • [0108]
    Es gibt auch zwei mögliche EOF/EOP-Sequenzen im Anschluss an eine 2 Mbaud-Nutzlast und vier mögliche EOF/EOP-Sequenzen im Anschluss an eine 4 Mbaud-Nutzlast. Die EOF/EOP-Symbolsequenz für den Fall der 2 Mbaud-Nutzlast ist in der Tabelle definiert, die in 20 gezeigt ist. P ist die Anzahl von Informationen tragenden Symbolen in dem letzten Nutzlast-Teilrahmen, und M ist die Anzahl von Nutzlast-Teilrahmen in dem Rahmen. Die gesamte EOF/EOP-Sequenz ist als QPSK bei 2 Mbaud unter Umgehung des Scramblers codiert. Das letzte Symbol (ähnlich V1-EOP) wird für genaues Trägerende-Timing in allen V1-Empfängern verwendet. Die EOF/EOP-Symbolsequenz für den Fall der 4-Mbaud-Nutzlast ist in der Tabelle definiert, die in 21 gezeigt ist. P ist die Anzahl von Informationen tragenden Symbolen in dem letzten Nutzlast-Teilrahmen, und M ist die Anzahl von Nutzlast-Teilrahmen in dem Rahmen. Die gesamte EOF/EOP-Sequenz ist als QPSK bei 2 Mbaud unter Umgehung des Scramblers codiert. Das letzte Symbol (ähnlich V1-EOP) wird für ein genaues Trägerende-Timing in allen V1-Empfängern verwendet.
  • [0109]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 17 ist ein Modified AID Generator 850 vorgesehen. Ein modifiziertes V1 AID wird jedem Rahmen vorangestellt. Die modifiziert AID ist definiert als ein V1 AID, bei dem jeder Impuls in dem AID durch einen weiter unten definierten Impuls ersetzt ist. Die AID-Zahl wird von der sendenden Station gewählt, und Konflikte werden aufgelöst, indem eine neue AID-Zahl gewählt wird. Das Steuerwort gibt immer eine Hochgeschwindigkeits- und Niedrigleistungs-Übertragung an. Die Verwendung des AID-Mechanismus für eine Kollisionserfassung impliziert, dass V2 die gleiche Beschränkung der maximalen Anzahl von Knoten besitzt, wie wenn V1 im Kompatibilitätsmodus ist. 22 zeigt den ersten Teil eines Kompatibilitätsmodus-Rahmens. Der modifizierte AID-Impuls wird erzeugt durch Hindurchleiten des ersten Symbols von PREAMBLE48 durch den QAM/FDQAM-Modulator mit der gleichen anfänglichen Modulatorphase wie das erste Symbol von PREAMBLE48. Der modifizierte AID-Impuls wird auch für die JAM-Sequenz verwendet.
  • [0110]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 17 arbeitet der QAM/FDQAM-Modulator kontinuierlich ab dem ersten Symbol von PREAMBLE48, wie für den QAM/FDQAM-Modulator 540 von 5 beschrieben ist.
  • [0111]
    Im Hinblick auf die elektrischen Charakteristiken des Senders sind Stationen zumindest in der Lage, 2 MBaud-modulierte Rahmen in nativem V2-Rahmenformat zu übertragen und zu empfangen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform sind Stationen in der Lage, 2 Mbaud Compatibility V2-Rahmenformat zu übertragen und zu empfangen. Stationen sind mindestens in der Lage, alle Konstellationen von 2 Bits pro Baud bis 8 Bits pro Baud (PE-Werte 1-7) zu übertragen und alle Konstellationen von 2 Bits pro Baud bis 6 Bits pro Baud (PE-Werte 1-5) zu empfangen. Die RMS-Differentialsendespannung übersteigt –15 dBVrms in keinem 2 ms-Fenster zwischen 0 und 30 MHz, gemessen über eine 135 Ohm-Last zwischen Spitze und Ring für jegliche Nutzlastcodierung. Die Spitzendifferentialsendespannung übersteigt 580 mVpeak für keine Nutzlastcodierung bei entweder 2 Mbaud oder 4 Mbaud. Stationen, die nicht senden, geben weniger als –65 dBVrms aus, gemessen über eine 100-Ohm-Last zwischen Spitze und Ring. Die nachfolgend beschriebenen elektrischen Charakteristiken im Hinblick auf die Spektralmaske beziehen sich sowohl auf den nativen V2-Modus als auch auf den V2-Kompatibilitätsmodus. Die V2 Metallleistung-Spektraldichte (PSD) wird durch die in den 23a und 23b dargestellte Obergrenze beschränkt, wobei die Messung über eine 100-Ohm-Last über Spitze und Ring an der Senderdraht-Schnittstelle vorgenommen wurde. Die Maske bezieht sich auf alle Nutzlastcodierungen bei sowohl 2 als auch 4 Mbaud. Die für diese Messung verwendete Auflösungsbandbreite beträgt 10 kHz für Frequenzen zwischen 2,0 und 30,0 MHz und 3 kHz für Frequenzen zwischen 0,015 und 2,0 MHz. Ein verwendetes Durchschnittbildungsfenster von 213 Sekunden und 1500 Oktett-MTUs getrennt durch eine IFG-Stilledauer werden angenommen. Insgesamt 50 kHz von möglicherweise nicht aneinander grenzenden Bändern können die Grenzlinie unter 2,0 MHz überschreiten, wobei kein Teilband von mehr als 20 dB über der Grenzlinie liegt. Insgesamt 100 kHz von möglicherweise nicht aneinander grenzenden Bändern können die Grenzlinie zwischen 13,0 und 30,0 MHz überschreiten, wobei kein Teilband von mehr als 20 dB über der Grenzlinie liegt. Die 10 dB-Kerben bei 4,0, 7,0 und 10,0 MHz sind dazu ausgelegt, RFI-Egress in den Amateurfunkbändern zu reduzieren. Die Maske wird bei PE-Werten von 1 und 2 (2 und 3 Bits/Symbol) geprüft, da diese Nutzlastcodierungen in der maximal übertragenen Leistung resultieren. Die absolute Leistungsgenauigkeit beträgt +0/–2,5 dB relativ zu –7 dBm, integriert von 0 bis 30 MHz. Die Passbandwelligkeit zwischen 4,75 und 6,25 MHz und zwischen 8,0 und 9,25 MHz beträgt weniger als 2,0 dB. Die Größe des V2-Senderausgangs ist nach oben begrenzt durch die in 24 gezeigte temporale Maske für einen Kompatibilitätsmodus-Impuls (die Symbolantwort des 2,0-Senders). Die Antwort wird über eine 100 Ohm-Last zwischen Spitze und Ring an der WIRE-Schnittstelle des Senders gemessen. Der Ausgang vor t = 0 und nach t = 5,0 Mikrosekunden ist < 0,032% der Spitzenamplitude. Der erste Kompatibilitätsmodus-Impuls in dem modifizierten AID ist genau die Symbolantwort des Senders. Der C-gewichtete Ausgang des Senders in das Band, das sich von 200 Hz bis 3000 Hz erstreckt, übersteigt nicht 10 dBrnC, wenn er mit einer Widerstandslast von 600 Ohm abgeschlossen ist. Der Sender gibt nicht mehr als –55 dBVrms über eine 50 0hm-Last zwischen dem Mittelabgriff eines Balun mit CMRR > 60 dB und die Transceivermasse in das Band aus, das sich von 0,1 MHz bis 50 MHz erstreckt. Die Sendertaktfrequenz ist genau bis innerhalb von +/–100 ppm über alle Betriebstemperaturen für die Vorrichtung. Der minimale Betriebstemperaturbereich für diese Charakteristik ist 0 bis 70°C. Im Allgemeinen erfüllt ein +/–50 ppm-Quarz diese Charakteristik. RMS-Jitter des Sendertaktes beträgt weniger als 70 ps im Durchschnitt über ein 10 μs-Gleitfenster. Der Differentialgeräuschausgang übersteigt nicht –65 dBVrms über eine 100-Ohm-Last, gemessen von 4 bis 10 MHz mit leer laufendem Sender. Es gibt keine Verstärkung und kein Phasenungleichgewicht in dem Sender, ausser im Hinblick auf die oben beschriebene Konstellationsskalierung.
  • [0112]
    Hinsichtlich der elektrischen Charakteristiken eines vergleichbaren Empfängers erfasst der Empfänger Rahmen mit einer Spitzenspannung von bis zu –6 dBV über Spitze und Ring bei einer Rahmenfehlerrate von nicht mehr als 10–4 mit additivem weissem Gaußschen Rauschen bei einer PSD von weniger als –140 dBm/Hz, gemessen am Empfänger. Der Empfänger erfasst 1518-Oktett-Rahmen, die als 2 Bits/Symbol und 2 Mbaud mit einer RMS-Spannung von nicht mehr als 2,5 mV codiert sind, mit einer Rahmenfehlerrate von nicht mehr als 10–4. Die RMS-Spannung wird nur über die Zeit berechnet, wenn der Sender aktiv ist. Der Empfänger erfasst nicht mehr als 1 von 104 1518-Oktett, 2 Bits/Symbol, 2 Msymbol/s-Rahmen mit einer RMS-Spannung von weniger als 1,0 mV. Beide Kriterien sind unter der Annahme von additivem weissem Gaußschen Rauschen bei einer PSD von weniger als –140 dBm/Hz, gemessen am Empfänger, und eines flachen Kanals. Der Empfänger demoduliert Rahmen mit Nutzlast, die mit 6 Bits/Symbol, 2 oder 4 Mbaud (falls implementiert) codiert sind, und einer Differential-RMS-Spannung von nicht mehr als 20 mV (gemessen über den Header) bei einer Rahmenfehlerrate von weniger als 10–4 unter den folgenden Bedingungen: (1) Weisses Gaußsches Rauschen mit PSD von weniger als –130 dBm/Hz wird am Empfänger hinzugefügt, und (2) Ein Einzelton-Interferer mit jeder der Frequenzband- und Eingangsspannungskombinationen, die in 25 angegeben sind. Die angelegte Spannung wird über Spitze und Ring am Eingang zum Transceiver gemessen. Der Empfänger demoduliert Rahmen mit Nutzlast, die bei 6 Bits/Symbol, 2 oder 4 Mbaud (falls implementiert) codiert sind, und Differential-RMS-Spannung von nicht mehr als 20 mV (gemessen über den Header) bei einer Rahmenfehlerrate von weniger als 10–4 unter den folgenden Bedingungen: (1) Weisses Gaußsches Rauschen mit PSD von weniger als –130 dBm/Hz wird am Empfänger hinzugefügt, Differentialmodus, und (2) Ein Einzelton-Interferer, gemessen zwischen dem Mittelabgriff eines Testübertragers und Masse am Eingang zum Transceiver, mit jeder der folgenden Frequenzband- und Eingangsspannungskombinationen, die in 26 angegeben sind. Die Gleichtaktunterdrückung des verwendeten Testübertragers zum Einfügen des Signals sollte 60 dB bis 100 MHz übersteigen.
  • [0113]
    Die durchschnittliche Echodämpfung des Transceivers im Hinblick auf eine 100 Ohm-Widerstandslast übersteigt 12 dB zwischen 4,75 und 9,25 MHz. Diese Charakteristik trifft zu, wenn ein Transceiver mit Leistung versorgt eingeschaltet oder im Niedrigleistungsmodus (Sender ohne Leistungszufuhr). Die durchschnittliche Echodämpfung im Hinblick auf eine 100 Ohm Widerstandslast übersteigt 6 dB zwischen 4,75 und 9,25 MHz, wenn der Transceiver von einer Leistungsquelle abgenommen ist. Die Größe der Eingangsimpedanz ist > 10 Ohm von 0-30 MHz und stimmt mit der Untergrenzenmaske überein, die in 27 angegeben ist. Diese Charakteristik trifft zu, wenn der Transceiver mit Leistung versorgt eingeschaltet, im Niedrigleistungsmodus (Sender ohne Leistungszufuhr), oder von einer Leistungsquelle abgenommen ist. 28 zeigt ein Beispiel für die Eingangsimpedanz einer entsprechenden Vorrichtung mit einer Untergrenzenmaske.
  • [0114]
    Im Hinblick auf die Empfängeraspekte gemäß dem PHY-Schicht-Protokoll wird auf 30 Bezug genommen, wobei die Empfängerfunktionalität 900 in Blockdiagrammform gezeigt ist. Die Empfängerfunktionalität 900 führt das Umgekehrte davon durch, was oben für den Sender 500 beschrieben wurde, d.h., bei Empfang eines Signals von einem 2-4-Drahthybrid und Durchführung einer Vorfeldverarbeitung, wie in Verbindung mit 4b beschrieben ist, findet folgendes statt: QAM/FDQAM Demodulator-Lückenentfernung, Konstellationsdecodierung, Entwürfeln und Rahmenauflösung, wie für die oben definierte Senderfunktionalität auf diesem Fachgebiet allgemein bekannt ist.
  • Übersicht über Hausvernetzungs-MAC-Layer
  • [0115]
    Unter Bezugnahme auf die MAC-Layer wird nun die Stations-Medienzugangsteuerung (MAC)-Funktion bei Betrachtung an der Drahtschnittstelle ausführlicher beschrieben. Der HPNA V2-MAC ist nach der Trägererfassung-Mehrfachzugang mit Kollisionserfassung (CSMA/CD) MAC-Funktion von Ethernet (IEEE Std 802.3, 1998 Edition) modelliert, auf die V2 PHY angepasst und mit Quality-of-Service (QoS)-Merkmalen verbessert. Die nachfolgend beschriebenen MAC-Funktionen sind nicht mit Funktionen der Host-Schnittstelle und anderer Schichten zu verwechseln, die typischerweise in einem "MAC-Chip" implementiert sind. Ferner sollte die MAC-Steuerfunktion nicht mit IEEE 802.3 Clause 31 MAC Control verwechselt werden.
  • [0116]
    Unter Bezugnahme auf 29 sind die MAC-Logikschichten und -Funktionen dargestellt. Obgleich die MAC-Funktion ein wesentlicher Teil der Charakteristiken der Drahtschnittstelle ist, ist die Systempartitionierung der PHY- und MAC-Funktionen von der Implementierung abhängig. Insbesondere ist es beabsichtigt, dass die vorliegende Ausführungsform in einem integrierten PHY+MAC-Chip implementiert sein kann, sowie in einem Nur-PHY-Chip, der unter Verwendung der Media Independent Interface (MII), die in IEEE Std 802. 3-1998, clause 22 beschrieben ist, an einen standardmäßigen "MAC-Chip" gekoppelt sein kann.
  • [0117]
    Wenn sich Vorrichtungen im Compatibility Mode V2 befinden, übertragen sie je nach dem Typ der Bestimmungsstation entweder V1 Format-Rahmen oder V2 Compatibility Format-Rahmen. Die MAC-Operation in diesem Modus ist IEEE Std 802. 3-1998 CSMA/CD MAC mit BEB-Kollisionsauflösung und ohne Zugriffspriorität. Im Kompatibilitätsmodus ist die MAC-Operation gemäß den Angaben in IEEE Std. 802. 31998, Clause 4, für eine MAC-Teilschicht, die im Halbduplex-Modus bei Geschwindigkeiten von 100 Mb/s und darunter arbeitet. Die im Compatibility Mode zu verwendenden Taktparameter sind gemäß der V1 PHY Specification, Version 1.1. Im Kompatibilitätsmodus taktet die MAC die Zwischenrahmenlücke ausgehend von der Nichtdurchsetzung (deassertion) des Leitungsüberwachungssignals, CAR-SENS. Der Takt von CAR-SENS in Bezug auf die Drahtschnittstelle befolgt die Taktung, die in HPNA V1 PHY Specification rev 1.1, Clause 3.3 angegeben ist.
  • [0118]
    Eine Implementierung kann verschiedene individuelle CAR_SENS/MAC-Taktparameter haben, vorausgesetzt, die Gesamttaktung an der Drahtschnittstelle ist die Gleiche wie CAR_SENS/MAC mit spezifizierten Parametern. Ferner ist im Kompatibilitätsmodus die Erfassung von Kollisionen gemäß den Angaben in HPNA V1 PHY Specification rev 1.1, Clause 2.5.3, wobei ein JAM-Signal gemäß den Angaben in Clause 2.5.4 ausgegeben wird. ACCESS ID-Werte werden gemäß den Angaben in Clause 2.5.5 eingehalten.
  • [0119]
    Unter Bezugnahme auf die V2 Mode MAC-Operation führt jede Station auf einem V2-Netzsegment, wenn sie sich nicht im Compatibility Mode befindet, die V2 MAC-Funktion aus, um den Zugriff auf die gemeinsam genutzten Medien zu koordinieren. Die Umschaltung zwischen Compatibility Mode und nativem V2 Modus ist nachfolgend beschrieben. Die MAC-Taktparameter für V2-Modus sind ebenfalls nachfolgend definiert.
  • [0120]
    Das Trägererfassung-Mehrfachzugang/Kollisionserfassung (CSMA/CD) Medienzugangverfahren ist das Mittel, mit dem zwei oder mehr Stationen sich in einen gemeinsamen Übertragungskanal teilen. Um zu senden, wartet eine Station ("defer") auf eine Stilleperiode auf dem Kanal (d.h. keine andere Station sendet) und sendet dann die beabsichtigte Nachricht moduliert gemäß den PHY-Charakteristiken. Der Übertragungsrücktritt ("deferral") wird durch bis zu acht Prioritätsniveaus geordnet, die eine absolute Priorität zwischen Stationen implementieren, welche um Zugang konkurrieren. Falls die Nachricht nach dem Initiieren einer Sendung mit derjenigen einer anderen Station kollidiert, hört jede Sendestation auf zu übertragen und löst die Kollision auf, indem sie ein Backoff-Level wählt und vor anderen Stationen, die ein niedrigeres Backoff-Level gewählt haben, zurücksteht. Der verteilte Algorithmus für das Wählen eines Backoff-Levels stellt sicher, dass die Zugriffslatenz streng begrenzt ist. Jeder Aspekt dieses Zugriffsverfahrensvorgangs ist nachfolgend ausführlich dargestellt.
  • [0121]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 30 ist ein Transceiverfunktions-Blockdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt, das einen Sendefunktionalität-Abschnitt 500, einen entsprechenden Empfangsfunktionalität-Abschnitt 900, V1-Kompatabilität-Sende- und Empfangsfunktionalitätsabschnitte 910, 920, MAC-Funktionalität-Abschnitt 1000 für sowohl den V1- als auch V2-Modus, und 2-4 Drahthybrid-Abschnitt 930 aufweist. In der MAC 1000 enthalten ist ein Leitungsüberwachungsfunktionalität-Abschnitt 1100, ein Kollisionserfassungsfunktionalität-Abschnitt 1200, und CSMA/CD Kollisionsauflösung/rx-Rahmensynchronisierungsfunktionalität-Abschnitt 1300. Die Trägererfassung 1100 erfasst die Beginn- und Endzeiten einer gültigen Rahmenübertragung auf dem Draht. Dies wird verwendet, um zu bestimmen, wann Rahmen auf dem Kanal/Übertragungsmedium vorhanden sind, und auch, um das Vorhandensein eines Backoff-Signals in einem Signalschlitz zu bestimmen. Die Kollisionserfassung 1200 erfasst das Vorhandensein einer gültigen Rahmenübertragung von einer anderen Station während einer aktiven Übertragung, und erfasst für alle Stationen, einschließlich nicht übertragender Stationen, das empfangene Fragment, das eine durch eine Kollision abgerundete Übertragung darstellt. Die Kollisionsauflösung 1300 implementiert den verteilten Algorithmus, der Backoff steuert. Obgleich die Leistungsmerkmale der Blöcke in der MAC-Funktion von der Implementierung abhängen, sind bestimmte minimale Leistungsanforderungen nötig, um ein gemeinsames Operieren und kompatibles gemeinsames Nutzen des Kanals sicher zu stellen, und werden nun ausführlicher beschrieben.
  • [0122]
    Unter Bezugnahme auf 31 ist eine Rahmenübertragung gezeigt, die im Hinblick auf die spezifizierte Trägererfassungs (CS)-Funktion (Valid CS Frame) gültig ist. Ein übertragener Valid CS Frame wird von jeglichem Empfänger aus betrachtet durch verschiedene Signalstörungen beeinträchtigt. Ein Valid CS Frame an der Sender-Draht-Schnittstelle besteht aus: (1) Einer Sequenz von Symbolen, deren Dauer eine Dauer von gleich oder größer als 92,5 Mikrosekunden (TX_FRAME minimum), aber weniger als die unten beschriebene, Maximale ist; (2) deren erste (64+16+24+24+8) Symbole mit der Basisrate (2 MBaud QPSK, 2 Bits pro Symbol) moduliert sind, wobei die anfänglichen 64 Symbole aus der Präambelsequenz 1110 bestehen, wobei die nächste 64 Symbol-Sequenz (andere) 1120 für die Sendestation unverwechselbar ist, und wobei die nächsten 8 Symbole die (möglicherweise nicht unverwechselbaren) Bits des Ethertype-Feldes sind; (3) einem beliebigen Minimalsignal 1140, das definiert ist als eine Sequenz von Symbolen, deren RMS-Wert über irgend ein 8 μs-Fenster nie mehr als 9 dB weniger als 100mVrms über 100 Ohm (NOMINAL_RMS_VOLTAGE) sein soll; (4) 4 Symbolen der EOF-Sequenz 1150; (5) einem nachfolgenden Transienten, dessen Spitzenspannung nicht mehr als 0,1 % der absoluten Spitzenspannung ist, die über eine 100-Ohm-Last an der WIRE-Schnittstelle zu jeglichem Zeitpunkt > 5 Mikrosekunden nach dem letzten übertragenen Symbol des EOF übertragen wird; und (6) einer Lücke vor der nächsten Übertragung dieser Station von CS_IFG Mikrosekunden ab dem letzten Symbol des EOF bis zu dem ersten Symbol von PREAMBLE der nächsten Übertragung, gemessen an der Drahtschnittstelle des Senders. Wenn eine Station etwas erfasst, das eine Kollision sein könnte, beendet sie die Übertragung vorzeitig, wie nachfolgend beschrieben wird.
  • [0123]
    Ein Valid Collision Fragment an der Sender-Drahtschnittstelle besteht aus: (1) einer Sequenz von Symbolen mit einer Dauer von 70,0 Mikrosekunden (CD_FRAG); (2) bestehend aus (64+16+24+24+8) Symbolen, moduliert mit der Base Rate (2 MBaud QPSK, 2 Bit pro Symbol), wobei die anfänglichen 64 Symbole aus der Präambelsequenz bestehen, und wobei die nächste 64 Symbol-Sequenz für die Sendestation unverwechselbar ist, gefolgt von 8 mehr Symbolen; (3) 4 Symbolen der EOF-Sequenz; (4) einem nachfolgenden Transienten, dessen Spitzenspannung nicht mehr als 0,1 % der absoluten Spitzenspannung ist, die über eine 100-Ohm-Last an der WIRE-Schnittstelle zu jeglichem Zeitpunkt > 5 Mikrosekunden nach dem zuletzt übertragenen Symbol des EOF übertragen wird; und (5) eine Lücke von mindestens CS_IFG + CD_FRAG Mikrosekunden ab dem ersten Symbol von PREAMBLE64 des Valid Collision Fragment bis zum ersten Symbol des BACKOFF20-Signals in dem ersten Backoff-Signalschlitz (falls vorhanden), gemessen an der Drahtschnittstelle des Senders. Empfänger brauchen nur Valid CS Frames, Valid Collision Fragments, und das nachfolgend beschriebene Backoff-Signal korrekt zu erfassen. Die Zwischenrahmenlücke (Interframe Gap) beträgt 29,0 Mikrosekunden (CS_IFG), wobei die Lücke an den Punkten definiert ist, an denen der vorherige Rahmen unter 50% seiner Spitze abfällt und der aktuelle Rahmen über 50% seiner Spitze abfällt. Die Taktung nachfolgender Sendungen im Anschluss an einen Valid CS_Frame oder ein Valid Collision Fragment ist auf der Grundlage einer MAC-Taktreferenz, die vom Empfänger hergestellt wird.
  • [0124]
    Unter Bezugnahme auf die 32 und 33 ist die Zeit im Anschluss an eine Übertragung TX in Schlitze unterteilt: (1) eine Interframe Gap (IFG) 1400; (2) drei Backoff-Signalschlitze 1500 (im Anschluss an Kollisionen 1600); und (3) 8 Prioritätsschlitze 1700. Während dieser Zeitperioden ist die MAC synchronisiert, und der Schlitztakt ist durch die oben dargestellten Regeln für gültige Übertragungen definiert. Nach dem Prioritätsschlitz 0 kann es eine beliebig lange Periode ohne Übertragungen geben, gefolgt von dem Versuch einer oder mehrerer Stationen, zu senden. In diesem letzteren Fall ist die MAC unsynchronisiert. Wenn der MAC-Takt synchronisiert ist, beginnen Stationen eine jegliche Übertragung nicht früher als 0 und nicht später als 4 Mikrosekunden (TX_ON) nach einem Schlitzursprung, gemessen an der Sender-Drahtschnittstelle. Die Empfänger-Trägererfassungsfunktion 1100 gemäß der Darstellung in 30 erfasst einen Valid CS Frame mit maximaler Amplitude über einen Bereich von 0 bis mindestens 38 dB (CS_RANGE) Flachkanal-Einfügungsdämpfung und additivem Geräusch mit einer flachen PSD von –140 dBm/Hz am Empfänger mit einer Rahmenverfehlungsrate von weniger als 10–4 und einer verfrühten Rahmenendeerklärungsrate von weniger als 10–4. Wenn additives weisses Gaußsches Rauschen an dem Eingang mit einer PSD von –110 dBm/Hz anliegt, beträgt die Trägerfalscherfassungsrate nicht mehr als 1 pro Sekunde. Wenn die MAC nicht synchronisiert ist, ist der späteste Zeitpunkt, an dem eine Station mit dem Senden beginnen kann, nachdem ein möglicher Valid CS Frame an der Drahtschnittstelle aufgetreten ist, 12 Mikrosekunden (CS_DEFER) ab dem ersten Symbol von PREAMBLE64 des erfassten Rahmens bei Messung an der Drahtschnittstelle der Station. CS_DEFER ist die maximal erlaubte Leitungsüberwachungsverzögerung.
  • [0125]
    Die V2-Ausführungsform kann zum Übertragen von Medienströmen wie etwa Video und Audio verwendet werden (wie nachfolgend ausführlicher beschrieben ist). Um die Latenzvariation in diesen Strömen zu verringern, wird ein Prioritätsmechanismus implementiert, der es höheren Schichten erlaubt, abgehende Rahmen mit Priorität zu etikettieren, und sicher stellt, dass diese Rahmen bevorzugten Zugang zu dem Kanal vor Rahmen mit niedrigerer Priorität besitzen. Das implementierte Zugangsprioritätsverfahren ist es, Übertragungen zu einem Schlitz über die minimale Zwischenrahmenlücke hinaus zu verzögern, auf der Grundlage des Prioritätsniveaus des Rahmens, der auf seine Übertragung wartet. Unter erneuter Bezugnahme auf 32 sind Schlitze in abnehmender Priorität nummeriert, beginnend mit Priorität 7. Übertragungen mit höherer Priorität beginnen mit der Übertragung in früheren Schlitzen und akquirieren den Kanal, ohne mit dem Verkehr der geringeren Priorität zu konkurrieren. Der Prioritätschlitz einer Station beruht auf der PHY-Prioritätsnummer in Verbindung mit dem für die Übertragung bereiten Rahmen (TX_PRI), die durch den Netzstapel bestimmt wird und dem MAC mitgeteilt wird. Die Station verwendet jeglichen Schlitz mit einer Zahl von weniger als oder gleich TX_PRI, normalerweise den Schlitz, der genau mit TX_PRI nummeriert ist. 32 zeigt den relativen Takt von Prioritätsschlitzen. Nach dem Prioritätsschlitz 0 gibt es keine weiteren Prioritätsschlitze, und jegliche Station mit einem Verkehr auf einem jeglichen Prioritätsniveau kann auf einer Basis von "zuerst gekommen, zuerst bedient" konkurrieren. Es wird angenommen, dass sich alle Kollisionen nach dem Prioritätsschlitz 0 bei PRI=0 ereignen. Die Breite des Prioritätschlitz beträgt 21 Mikrosekunden (PRI_SLOT). Keine Station überträgt in einem Prioritätschlitz mit einer höheren Nummer als der TX_PRI, die dem zu übertragenden Rahmen zugewiesen wurde. Stationen, die keine Priorität implementieren, verstoßen gegen TX_PRI mit einem Wert von 1, wenn sie senden. Stationen, die auf Übertragung warten, überwachen die Trägererfassung, und treten zurück, wenn CS vor dem Beginn des Prioritätschlitzes der Station zutraf, oder falls über Prioritätschlitz 0 hinaus, tritt die Station zurück, wenn CS vor dem Beginn der Übertragung zutraf. Jede Station, die bereit ist, am Beginn ihres Prioritätschlitzes zu senden, überträgt, wenn CS vor dem Beginn ihres Prioritätschlitz nicht zutraf, ohne zurückzutreten, falls CS vor dem Beginn der Übertragung durchgesetzt wurde. Siehe 34a und 34b, welche Übertragungsaspekte ohne bzw. mit Prioritätszugriff darstellen. Wenn der Prioritätszugriff auf Priöritätsniveau 7 ist, erhält Videoverkehr Zugang vor dem Best Effort Traffic, der auf Niveau 1 eingeteilt ist. Der Schlitzzeitgeber wird erneut gestartet, falls eine andere Übertragung vorhanden ist, die den Kanal erhält, während eine Station mit einer niedrigeren Priorität wartet.
  • [0126]
    Der TX_PRI-Wert ist die Priorität, die MAC verwendet, um eine Übertragung einzuteilen, und ist der Wert, der im PRI-Feld des Rahmen-Headers vorhanden ist. Dieser Wert wird von ein höheren Schicht im Netzstapel bestimmt. Das PRI-Feld wird dazu verwendet, das Prioritätslabel von Ursprungs, bis Bestimmungsort zu transportieren, um den Bestimmungsort beim Verwalten der Empfangsschlange zu unterstützen. Die 3 Bit-Prioritätswerte, von denen die Rede ist, sind "PHY-Prioritäten". PRI=7 besitzt die höchste Priorität, PRI=0 die niedrigste. Es kann ein Mapping geben zwischen PHY-Prioritäten und den Link Layer (LL)-Prioritätswerten, die von der NETWORK-Schicht an die Link-Schicht geliefert werden. Dieses Mapping ist nachfolgend unter Bezugnahme auf die Link Layer Protocols für V2 beschrieben. Im Allgemeinen bestimmt die NETWORK-Schicht oder die APPLICATION-Schicht, welche Vorgehensweise verwendet wird, um Verkehr auf LL-Prioritäten zu mappen. Beispielsweise definiert IETF Integrated Services gegenwärtig Priorität 0 als die standardmäßig vorgesehene "Best Effort" Priorität, und Priorität 1 als die nachteilige "Worse than Best Effort" Priorität – und die meisten Implementierungen mappen Best Effort auf PHY PRI=1, und Worsethan-Best-Effort auf PHY PRI=0. Der PHY-Prioritätsmechanismus ist eine strikte Priorität (im Vergleich mit Methoden, die geringeren Prioritäten einen minimalen Prozentanteil an Netzkapazität zuweisen) – Verkehr mit einer höheren Priorität kommt immer vor Verkehr mit einer niedrigeren Priorität. Verkehr mit einer höheren Priorität wird von einer Zulassungssteuerung oder einem anderen Link-Schicht-Behandlungsmechanismus eingeschränkt, um eine Überbelegung zu verhindern.
  • [0127]
    Zwei oder mehr Stationen können im Anschluss an die IFG-Periode beginnen, in dem gleichen Prioritätsschlitz zu übertragen. Alle Stationen überwachen den Kanal, um die kollidierenden Übertragungen anderer Stationen zu erfassen. Kollidierende Rahmen werden über einen Kanal mit Beeinträchtigungen empfangen. 35 zeigt die Länge von Kollisionen und Nicht-Kollisionen. Passive Stationen können Kollisionen erfassen, indem sie die Länge des Übertragungsfragments und die Gültigkeit des empfangenen PREAMBLE64 beobachten. Ein Valid CS Frame hat garantiert eine unverwechselbare Symbolsequenz in den ersten 128 Symbolen (die mit der Basisrate übertragen werden). Die Ethernet MAC-Ursprungsadresse (SA) wird verwendet, um Eindeutigkeit zu garantieren. Dieses Feld ist nicht verwürfelt, aber das [verwürfelte SA-, SI-] Tuple ist eindeutig. SI ist das 4Bit-Scrambler-Initialisierungsfeld, wie vorausgehend beschrieben wurde. Nach dem Erfassen einer Kollision überträgt eine Station weiter durch das Ethertype-Feld, gefolgt von einer EOF-Sequenz (Symbol 139), und beendet dann die Übertragung. Somit hört eine Station, die eine Kollision erfasst, nicht später als 70,0 Mikrosekunden (CD_FRAG) nach dem Anfang des Rahmens bei Messung an der Drahtschnittstelle mit dem Senden auf. Die minimale Größe eines Valid CS Frame ist 92,5 Mikrosekunden (TX_MIN). Bei Kollisionen wird kein Stausignal übertragen. Passive Stationen, die nicht senden, überwachen die Länge von Trägererfassungsereignissen und erzeugen eine Collision Fragment-Angabe an die Collision Resolution-Funktion, falls die Trägerdauer weniger als 92 Mikrosekunden (CD_THRESHOLD) beträgt. Stationen erkennen Trägerereignisse, die kürzer als 32,0 Mikrosekunden (CD_MIN) sind, nicht als Kollisionen. Alle sendenden und passiven Stationen sind in der Lage, die Kollision einer jeglichen Valid CS Frame-Übertragung mit maximaler Amplitude zu erfassen, die über einen Bereich von 0 bis 36 dB (CD_RANGE) Flachkanal Kanaleinfügungsdämpfung und additivem Geräusch bei einer PSD von –140 dBm/Hz am Empfänger mit einer missed-Kollision Fehlerrate von weniger als 10–4 und einer Falschkollisions-Fehlerrate von weniger als 10–3 empfangen wurde, falls der Ursprung des kollidierenden Rahmens bezogen auf das erste Symbol des übertragenen Rahmens um einen Betrag von bis um 12 Mikrosekunden früher (CD_OFFSET_EARLY) bis um bis zu 15 Mikrosekunden später (CD_OFFSET_LATE) versetzt ist. Falls eine verfehlte Kollision vorliegt, erhöht sich die Wahrscheinlichkeit von erfassten und nicht erfassten Fehlern in den Nutzlastdaten, so dass Kollisionserfassung-Implementierungen zu falschen Kollisionsfehlern tendieren, die weniger schädlich sind.
  • [0128]
    Eine Kollision tritt auf, wenn zwei oder mehr Stationen mit bereiten Rahmen aktiv sind und zu annähernd der gleichen Zeit um Zugang zu dem Kanal konkurrieren. Im Allgemeinen ereignen sich Kollisionen zwischen Rahmen auf einem gleichen Prioritätsniveau. Eine verteilter Kollisionsauflösungs (CR)-Algorithmus wird abgearbeitet, der dazu führt, dass Stationen in Backoff-Niveaus geordnet werden, wobei sich nur eine Station auf Backoff-Level 0 befindet und somit den Kanal akquirieren kann. Nachdem die gewinnende Station ihre Übertragung beendet, setzen alle Stationen ihr Backoff-Level um Eins herab, wenn es größer als Null ist, und die neue(n) Station(en) mit Backoff-Level 0 versucht/versuchen eine Übertragung. Alle Stationen, selbst diejenigen, die keine Rahmen zu übertragen haben, überwachen die Aktivität auf dem Medium. Auch wird der Kollisionsauflösungszyklus geschlossen, so dass Stationen, die nicht kollidiert sind, um Zugang zu dem Medium konkurrieren dürfen, bis alle Stationen, die kollidiert waren, einen Rahmen erfolgreich übertragen haben oder auf das Recht zum Übertragen ihrer wartenden Rahmen verzichtet haben. Letztendlich erhalten alle Stationen, die bei der anfänglichen Kollision um einen Zugang konkurrierten, Zugang zum Draht, und der Kollisionsauflösungszyklus ist beendet. Dies führt dazu, dass die Zugriffslatenz eng begrenzt ist. Dieser Mechanismus unterscheidet sich von Binary Exponential Backoff (BEB), das in anderen Versionen von Ethernet verwendet wird, dadurch, dass der Backoff-Level nicht den Konkurrenzschlitz bestimmt, der von einer Station gewählt wird -- alle Stationen mit einer bestimmten Priorität konkurrieren immer in dem Schlitz, der der Zugangspriorität entspricht. Statt dessen treten Stationen, die auf Nicht-Null-Backoff-Levels sind, von der Konkurrenz zurück, bis Stationen, die sich auf Backoff-Level Null befinden, übertragen. Das verwendete Verfahren wird als Distributed Fair Priority Queuing (DFPQ) bezeichnet, wie in der ebenfalls anhängigen Anmeldung Nr. 09/0267,884 beschrieben ist, auf deren Offenbarungsgehalt hiermit ausdrücklich Bezug genommen wird. Jede Station führt acht Backoff-Level (BL)-Zähler, einen für jede Priorität. Die Backoff-Level-Zähler sind auf 0 initialisiert. Der Prioritätsstufe einer Kollision lässt sich aus dem Prioritätsschlitz ableiten, an dem die Kollision auftritt. Es wird ein Fall betrachtet, in dem Stationen nur auf einer Priorität konkurrieren. Nach einer Kollision und einer IFG sind drei spezielle Backoff-Signalschlitze (S0 ... S2) vorhanden, bevor die normal Sequenz von Prioritätskonkurrenzschlitzen auftritt. Signalschlitze treten nur nach Kollisionen auf, sie folgen nicht auf erfolgreiche Übertragungen. Jede aktive Station wählt pseudozufällig einen der Schlitze und überträgt ein Backoff-Signal. Mehr als eine Station können ein Backoff-Signal in dem gleichen Schlitz übertragen. Die aktiven Stationen übertragen Backoff-Signale, um ordnende Informationen anzugeben, welche die neuen zu verwendenden Backoff-Levels bestimmen. Alle Stationen (selbst diejenigen, bei denen kein Rahmen für eine Übertragung bereit ist) überwachen Kollisionsereignisse und die Backoff-Signal-Schlitze, um den Backoff-Level zu berechnen. Falls eine aktive Station ein Backoff-Signal in einem Schlitz vor dem von ihr Gewählten sieht, erhöht sie ihren Backoff-Level. Diejenigen Stationen auf Backoff-Level 0 (die aktiv konkurrieren), die keine Backoff-Signale vor dem von ihnen Gewählten sehen, bleiben auf Backoff-Level 0 und konkurrieren um eine Übertragung in dem Prioritätsschlitz gleich TX_PRI, der unmittelbar auf die Backoff-Signalsequenz folgt. Schließlich verbleibt nur eine Station auf Backoff-Level 0 und erhält erfolgreich Zugang zu dem Kanal. Stationen mit wartenden Rahmen höherer Priorität können die Kollisionsauflösung vorwegnehmen, indem sie in einem höheren Prioritätsschlitz übertragen. Alle Stationen, selbst diejenigen, die nicht um Zugang zum Draht konkurrieren, führen ebenfalls einen Maximum Backoff-Level (MBL)-Zähler pro Priorität, der für jedes gesehene Backoff-Signal inkrementiert wird, und der dekrementiert wird, wenn eine erfolgreiche Übertragung stattfindet. Die MBL ist nicht Null, wenn ein Kollisionsauflösungszyklus im Gange ist. Wenn eine Station zuerst aktiv wird, falls MBL nicht Null ist, wird BL auf Inhalt [MBL] initialisiert, ansonsten wird BL auf 0 initialisiert. Dies stellt sicher, dass alle gegenwärtig aktiven Stationen Zugang zu dem Kanal erhalten, bevor Stationen wieder in die Warteschlange eintreten können. Das BACKOFF20-Signal ist eine Symbolsequenz bestehend aus 16 Symbolen der übertragenen Präambelsequenz (TRN16), gefolgt von der 4 Symbol-EOF-Sequenz. Eine Erfassung des BACKOFF20-Signals/der BACKOFF20-Signale in einem Backoff-Signalschlitz muss selbst dann möglich sein, wenn mehr als eine Station den gleichen Schlitz wählt. Die Stationen implementieren sättigende 4Bit-BL- und MBL-Zähler. Die Breite des Signalschlitzes beträgt 32 Mikrosekunden (SIG_SLOT). Stationen implementieren die MAC-Funktion mit Kollisionsauflösung, deren Verhalten zu dem nachfolgend beschriebenen Prozedurmodell passt.
  • [0129]
    Das Prozedurmodell verwendet einen Pseudo-Code, der nach Concurrent Pascal modelliert ist. IEEE Std 802.3 1998 Clause 4.2. 2 gibt eine Übersicht über diesen Pseudo-Code. Der nachfolgend angegebene Code modelliert drei unabhängige gleichzeitige Prozesse (Deference, Transmitter, Receiver), die durch gemeinsam verwendete Variable interagieren. Der Deference-Vorgang wird durch die Erfassung von Übertragungen auf dem Kanal angesteuert und taktet die Begrenzungen für Signalschlitze und Prioritätschlitze. Die gemeinsam genutzte, variable gegenwärtige Priority gibt den Transmitter-Vorgang, wenn ein Übertragungsschlitz vorhanden ist.
  • Figure 00460001
  • Figure 00470001
  • Figure 00480001
  • Figure 00490001
  • Figure 00500001
  • Figure 00510001
  • [0130]
    Unter Bezugnahme auf 36 werden bestimmte Mac-Parameter angegeben. Falls eine Toleranz angegeben ist, Δ = 63 Nanosekunden. Der Link-Level Rahmen besteht aus den DAn bis FCS-Feldern vor der PHY-Level-Rahmen-Verkapselung. Alle V2-Stationen übertragen Link Level-Rahmen mit einem Minimum von 64 Oktetts. Das Nutzlastfeld von Link Level-Rahmen, das kleiner als minFrameSize ist, wird mit Oktetts jeglichen Wertes aufgefüllt, die nach der gelieferten Nutzlast angehängt werden, um den Rahmen minFrameSize lang zu machen. Der maximale Standard-Ethernet-Rahmen ist 1518 Oktetts, jedoch können einige V2 Link-Layer-Verkapselungen zusätzliche Oktetts hinzufügen. Alle V2-Stationen sind in der Lage, Link Level-Rahmen mit bis zu 1526 Oktetts zu senden und empfangen. Keine V2-Station überträgt Link Level-Rahmen mit mehr als (PE+1)*1024 Oktetts bei 2 MBaud und nicht mehr als (PE-7)*2048 Oktetts bei 4 MBaud. Die spezifierte Anzahl von Oktetts zählt DA bis einschließlich FCS, und zählt Präambel, Header, CRC-16 oder PAD oder EOF nicht. Dies resultiert in einer maximalen Rahmendauer von 4166 Mikrosekunden für einen Rahmen mit PE=15. Eine V2-Station stellt standardmäßig den Rahmen mit maximaler Länge, den es an eine gegebene DA sendet, auf 1526 Oktetts ein, bis sie bestimmen kann, dass der Empfänger größere Übertragungseinheiten unterstützen kann (z.B. durch Verwendung der CSA-Ankündigung von CSA_MTU, wie nachfolgend im Hinblick auf Link-Protokolle beschrieben wird. Diese Maxima erstellen eine obere Begrenzung für die Dauer einer gegebenen Übertragung und eine obere Begrenzung auf die maximale Rahmengröße, welche Empfänger bewältigen müssen.
  • Übersicht über Hausvernetzung-Link-Layer
  • [0131]
    Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die folgenden Link-Steuerfunktionen implementiert: (1) Rate Negotiation; (2) Link Integrity; (3) Capability Announcement; (4) Limited Automatic Repeat reQuest (LARQ). Diese Link-Funktionen verwenden Steuerrahmenn, um Protokollnachrichten zwischen Stationen zu übertragen. V2 umfasst einen standardisierten Mechanismus für Link Layer-Netzsteuerung und Verkapselung. Steuerrahmen sind Datenlinkschicht-Rahmen, die durch einen zugeordneten IEEE Ethertype-Wert (Ox886c für die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung zugeordnet) im Type/Length Feld des Rahmens identifiziert sind, und ferner durch individuelle Untertypen unterschieden sind. Die Link-Steuereinheiten können als Hardware oder Treibersoftware implementiert sein. Link-Steuerrahmen werden von der Schicht 3 (IP) des Netzstapels nicht gesehen und werden zwischen Netzsegmenten nicht überbrückt.
  • [0132]
    Es ist anzumerken, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung von Minimal Link Protocol Support Profile für HPNA V2 Link Protocols weniger komplexe Implementierungen der HPNA V2-Charakteristiken ermöglichen. Während jedes der vier Steuerprotokolle eine wichtige Funktion im Betrieb des Netzes erfüllt, ist es möglich, eine minimale Unterstützung für CSA und LARQ zu implementieren, die mit voll funktionsfähigen Implementierungen kompatibel ist und die Leistungsfähigkeit insgesamt anderer Stationen nicht verringert. Im Nachfolgenden wird der kürzere Name, Minimal Profile, verwendet. Volle Unterstützung aller Link-Protokolle, als Full Link Protocol Support Profile oder kurz Full Profile bezeichnet, wird immer angenommen, wenn Minimal Profile nicht ausdrücklich erwähnt ist.
  • [0133]
    Unter Bezugnahme auf die 37 und 38 gibt es zwei grundlegende Formate für einen Link Control Frame, einen langen Untertyp und einen kurzen Untertyp. Das lange Untertypformat ist für zukünftig zu spezifizierende Steuerrahmen vorgesehen, bei denen die Menge der Steuerinformationen 256 Oktetts übersteigt. Die vorliegend beschriebenen Steuer- und Verkapselungsrahmen verwenden das kurze Untertypformat. Bei den nachstehend definierten Rahmenformaten ist anzumerken, dass vor der Übertragung der Link Control Frame in einen Physical-Schicht-Rahmen konvertiert wird, indem Präambel, Frame Control, CRC-16, PAD und EOF wie obenstehend beschrieben hinzugefügt werden.
  • [0134]
    Zuerst wird das in 37 gezeigte Kurzformat beschrieben, wobei das SSVersion-Feld für alle Protokolle empfohlen wird, welche den Short Form Link Control Frame-Header verwenden, und angibt, welche Formatversion der Steuerinformationen verwendet wird. Dies ermöglicht eine zukünftige Erweiterung jedes SSTyps. SSLength wird nur überprüft, um sicher zu stellen, dass genügend Steuerinformationen vorhanden sind. Neue, rückwärtskompatible Rahmenformate können zusätzliche feste Datenfelder enthalten, enthalten aber immer die in früheren Formaten spezifizierten festen Felder, so dass Protokollimplementierungen einfach die letzte Version verwenden, die weniger als oder gleich der SSVersion ist. Das Next Ethertype-Feld ist für alle SS-Header implementiert. Unter Anderem unterstützt es die Rückwärtskompatibilität, indem es ermöglicht, dass Empfänger stets Kurzformat-Link-Layer-Header entfernen. Falls das Next Ethertype-Feld Null ist, ist der Rahmen ein grundlegender Steuerrahmen und wird nach dem Verarbeiten der darin enthaltenen Steuerinformationen fallen gelassen. Das Next Ethertype ist stets die letzten zwei Oktetts des Steuer-Headers. Die Position von Next Ethertype in dem Rahmen wird unter Verwendung des SSLength-Feldes bestimmt, um Vorwärtskompatibilität sicher zu stellen. V2-Empfänger sind in der Lage, mindestens einen Verkapselungs-Header von einem unbekannten Untertyp aus jedem empfangenen Datenrahmen zu entfernen. Zukünftige Ausführungsformversionen können das Verarbeiten mehrerer Header erfordern, was etwa vorkommen könnte, wenn ein Rate Request Control Frame in einen regulären Datenrahmen mit einem LARQ-Header eingesetzt ("piggybacked") ist. Der Header und der Trailer für standardmäßige Ethernet-Rahmen sind in 37 schraffiert, um die Formate der Steuerungsinformationenrahmen hervor zu heben.
  • [0135]
    Es wird nun das lange Format beschrieben, das in 38 gezeigt ist; eine LSVersion ähnlich der SSVersion wird für alle Long Format-Untertypen empfohlen. Ein Next- Ethertype-Feld ist für alle Long Format-Untertypen implementiert. Im Allgemeinen, falls Long Format-Untertypen vom Empfänger nicht verstanden werden (ein Umstand, der möglicherweise über zukünftige CSA-Optionen angekündigt wird), werden sie fallen gelassen. Die Verarbeitungserfordernisse im Hinblick auf Vorwärtskompatibilität, Fallenlassen von unbekannten Rahmentypen mit Next_Ethertype=0, und Entfernen von Long Format-Headern mit Next_Ethertype!=0 sind identisch mit denen für Short Format Control Frame-Header. Die Netzübertragungsreihenfolge von Rahmenfeldern ist von oben nach unten in jeder Figur. In einem Feld ist das MSByte des Feldes das erste Oktett des Feldes, das übertragen werden soll, wobei das LSBit jedes Oktetts zuerst übertragen wird. Nachfolgende Bytes in einem Feld werden in abnehmender Reihenfolge der Wertigkeit übertragen. Wenn Unterfelder in den Figuren dargestellt sind, ist die gezeigte Ordnung eine abnehmende Wertigkeit von oben nach unten in der Figur.
  • [0136]
    Der Trägersensor, beispielsweise die Leitungsüberwachung 1100 von 30, besteht aus zwei Komponenten: einer, die den Beginn des Rahmens erfasst, und einer, die das Ende des Rahmens erfasst. Die Leitungsüberwachungsschaltung nimmt einen Eingang von dem Medium Access Controller (MAC) auf, der ein Rückstellen erzwingt. Die Entscheidungslogik hängt von den Zustandsinformationen ab; siehe die Tabelle in 39.
  • [0137]
    Im Hinblick auf den Start-of-Preamble-Detektor, der nachfolgend in Verbindung mit 42 beschrieben ist, sind komplexe Abtastproben mit L-mal der nominalen übertragenen Symbolrate der Eingang an diesen Detektor. Typischerweise ist L 2, 4, 8 oder 16. Die komplexen Abtastproben werden von einem Filter erzeugt, das nahezu eine Hilbert-Transformierung an seinem Eingang durchführt. Zusätzlich werden die Eingangsabtastproben bandpass- und sperrgefiltert, um Rauschen und Störungen zu dämpfen, und verringern gleichzeitig die Kanalkapazität nur minimal. Die Schaltungsausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung besteht aus einem speziellen Filter, dessen Koeffizienten an die Präambel-Symbolsequenz angepasst sind, und einem Detektor, der eine fast-optimale Erfassung der Präambel in Gegenwart von additivem weissen Gaußschen Rauschen durchführt. Der Filter/Detektor ist kein echter angepasster Filterdetektor im Lehrbuchsinne, da: (1) das Filter nicht an die eingegebene Abtastprobensequenz, sondern eher an die eingegebene Symbolsequenz angepasst ist, und (2) das Filter zusätzliche Verzögerungselemente aufweist, um die Wahrscheinlichkeit einer Falschauslösung unmittelbar vor dem korrekten Start der Burstposition zu minimieren. Es gibt zwei Möglichkeiten für den Start des Präambeldetektors: einen einfachen Detektor mit geringer Verzögerung und einen komplexeren, robusten Detektor. Beide sind nachstehend in der Beschreibung der Ausführungsformen enthalten. Die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist dazu ausgelegt, in Netzen zu arbeiten, bei denen die Einfügungsdämpfung zwischen jeglichen zwei Punkten weniger als 38 dB beträgt. Da die Leitungsüberwachungsfunktion in Betrieb sein muss, bevor die Verstärkung eingestellt werden kann, berechnet sich das minimale SNR, bei dem das System arbeiten muss, wie folgt: SNR > PSNR (10Bit-ADC) – PAR (4-QAM-Präambel)-Linsert
  • [0138]
    PSNR ist das Spitzen-SNR + Verzerrung für den Analog-Digital-Wandler (ADC), die etwa 60 dB beträgt. Der PAR des schlechtesten Falles für die Präambel ist ca. 10 dB. Es ist anzumerken, dass die maximal tolerierte Einfügungsdämpfung weniger als 38 dB beträgt, wenn der Leitungsstörpegel über dem ADC Rausch- + Verzerrungsgrund liegt,. Daher muss der Beginn der Präambelerfassungsfunktion bis hinunter zu ca. 12 dB SNR zuverlässig arbeiten. Ein zuverlässiger Betrieb ist definiert als nicht mehr als eine verfehlte Erfassung in 105 tatsächlichen Rahmen und nicht mehr als ein falscher Alarm in 10 Sekunden unter additivem weissen Gaußschen Rauschen (keine gültigen Rahmen). Die Leistungsfähigkeit bei verfehlter Erfassung sollte sich bei zunehmendem SNR verbessern. Eine zuverlässige Erfassung tendiert dazu, längere Filter und mehr Durchschnittbildung zu erfordern. Leider hat eine zunehmende Zuverlässigkeit den Nebeneffekt, dass sie die Mediumzugang-Schlitzzeiten erhöht. Wegen der Notwendigkeit, die Schlitzzeit zu minimieren, kann der Beginn des Präambeldetektors aus zwei abgestimmten Filterdetektoren bestehen. Einer ist ein "Erstdurchgang"-, kurzer abgestimmter Filterdetektor, der für die Bestimmung von Schlitzbegrenzungen verwendet wird (um die Schlitzdauer zu minimieren). Der zweite verwendet ein abgestimmtes Filter, das eine gesamte Kopie der Trainingspräambel abdeckt, für eine zuverlässige Erfassung. Der Erstdurchgang-Detektor erzeugt ein "Übertragung aufschieben" ("transmit holdoff')-Signal, das nur verwendet wird, um eine Übertragung zu hemmen, bis der Zweitdurchgang (längeres Filter)-Detektor eine zuverlässigere Bestimmung des Mediumzustandes vornimmt. Der Zweitdurchgang-Start des Präambeldetektors verwendet ein abgestimmtes Filter mit Durchschnittbildung und einer durchschnittlichen Leistungsabschätzung, um den Beginn des Rahmens in +/–1-Mikrosekundenintervallen zu bestimmen. Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung sowohl eine Schaltung vorgesehen, bei der die robusten Detektoren mit geringer Verzögerung in Verbindung verwendet werden, als auch eine Schaltung, bei der nur der robuste Detektor verwendet wird.
  • [0139]
    Was den Detektor mit geringer Verzögerung betrifft, so verwendet er ein Filter, das an die ersten n Symbole der Präambel angepasst ist. Die Filterkoeffizienten sind die ersten n Symbole der Präambel in umgekehrter Reihenfolge, komplex-konjugiert, daraufhin mit eingestreuten L Nullen pro Symbol. Falls die ersten n Symbole [s0, s1, ... s(n–1)] sind, so sind die Filterkoeffizienten [s(n–1)*, 0, 0, 0, s(n–2)*, 0, 0, 0, ... s0*, 0, 0, 0], wenn L = 4. "*" zeigt eine komplexe Konjugation des Symbolwertes an. Die in 40 als r, r+1, q usw. gezeigten Bitbreiten sind lediglich Beispiele in einer bestimmten Ausführungsform, und die Erfindung ist nicht auf irgend welche Datenpfadbreiten beschränkt. "j" ist der Abtast(zeit)index in 40. Es wird angemerkt, dass keine Multiplikationen (nur Additionen und Subtraktionen) nötig sind, weil die Präambel nur aus QPSK-Symbolen besteht. Der Ausgang des MA-Blocks wird als max(xi, xq) + 1/2*min(xi, xq) berechnet, wobei xi die phasengleiche Komponente der komplexen Abtastprobe ist, und xq die Quadraturkomponente mit Rundung ist. Der Ausgang des abgestimmten Filters bei dieser einen Ausführungsform sättigt bei r+1 Bits in Zweierkomplementen, es sind jedoch im Umfang dieser Erfindung auch andere Ausgänge möglich. AVG kann entweder ein einfacher gleitender Durchschnittswert von L*n Abtastproben oder ein Einpol-Glättungsfilter mit alpha = 1/(L*n) sein.
  • [0140]
    Unter kurzer Bezugnahme auf 41, die nachfolgend ausführlicher beschrieben ist, ist dort ein Schaltungsblockdiagramm gezeigt, das ein Beispiel für eine Durchschnittbildungsschaltung für L*n=16 Abtastproben gibt. Die (grob) äquivalente gleitende Durchschnittswertbildung würde die 16 Abtastproben summieren und dann das Resultat um 4 Bits mit Rundung nach rechts verschieben. Somit wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Schaltung zur Verfügung gestellt, die eine schnelle Erfassung des Beginns eines Burst unter Verwendung der ersten n Symbole der Präambel und keiner Multiplikationsoperationen ermöglicht. Dies ermöglicht eine Darstellung der mittleren Zugangsschlitzbegrenzungen.
  • [0141]
    Was den robusten Detektor betrifft, so verwendet dieser ein Filter, das an die ersten k*n Symbole der Präambel angepasst ist, wie oben beschrieben wurde. Die Filterkoeffizienten sind die ersten k*n Symbole der Präambel in umgekehrter Reihenfolge, komplex-konjugiert, mit daraufhin eingestreuten L Nullen pro Symbol. Falls die ersten k*n Symbole [s0, s1, ... s(k*n-1)] sind, dann sind die Filterkoeffizienten [s(k*n-1)*, 0, 0, 0, s(k*n-2)*, 0, 0, 0, ... s0*, 0, 0, 0], wenn L = 4. "*" gibt eine komplexe Konjugation des Symbolwertes an. Die in 42 als r, r+1, q, usw. gezeigten Bitbreiten sind nur Beispiele in einer bestimmten Ausführungsform, und die Erfindung ist nicht auf jegliche bestimmten Datenpfadbreiten beschränkt. Auf ähnliche Weise werden die in der Figur dargestellten Schwellwerte als "gute Werte" angesehen, sind jedoch keine Erfordernis der Erfindung. Die Schwellwerte sind einstellbar. Die Verzögerungen zwischen dem hmatch-Pfad und dem Leistungsschätzungspfad, Dv1 und Dv2, werden verwendet, um die Unterschiede der Gruppenverzögerung zwischen den Pfaden zu berücksichtigen. Falls diese Verzögerungen nicht enthalten sind, kann sich die Wahrscheinlichkeit einer Falschauslösung kurz vor dem Beginn eines Rahmens erhöhen. Es wird angemerkt, dass keine Multiplikationen (nur Additionen und Subtraktionen) erforderlich sind, weil die Präambel nur aus QPSK-Symbolen besteht. Der Ausgang des MA-Blocks wird als max(xi, xq) + 1/2*min(xi, xq) berechnet, wobei xi die phasengleiche Komponente der komplexen Abtastprobe ist, und xq die Quadraturkomponente mit Rundung ist. Der Ausgang des abgestimmten Filters bei dieser einen Ausführungsform sättigt bei r-1 Bits in Zweierkomplementen, es sind jedoch im Umfang dieser Erfindung auch andere Ausgänge möglich. AVG1 kann entweder ein einfacher gleitender Durchschnittswert von L*k*n Abtastproben oder ein Einpol-Glättungsfilter mit alpha = 1/(L*k*n) und einem variablen Ausgangsskalierer sein. AVG2 kann entweder ein gleitender Durchschnittswert von L*n Abtastproben oder ein Einpol-Glättungsfilter mit alpha = 1/(L*n) und einem variablen Ausgangsskalierer sein. Es wird erneut angemerkt, dass das "angepasste Filter" in diesem Detektor nicht ein echtes "angepasstes Filter" ist, da es nicht auf die zu erwartende Eingangs-Abtastprobensequenz abgestimmt ist: es gibt im Vorneherein keine Kenntnis der Impulsantwort des Drahtnetzes. Somit wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Schaltung zur Verfügung gestellt, die eine sehr robuste Erfassung des Beginns eines Burst unter Verwendung der ersten k*n Symbole der Präambel und keiner Multiplikationsoperation ermöglicht. Dies ermöglicht eine effiziente Kanalschätzung (weniger Koeffizienten), eine zuverlässige Erfassung des Beginns eines Burst bei SNRs von nicht mehr als 3 dB, und eine genaue automatische Verstärkungssteuerung.
  • [0142]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 42 werden spezifische betriebliche Aspekte des Beginns einer Rahmenerfassung ausführlicher beschrieben. Ein Aspekt ist die Erfassung des Rahmenbeginns. Im oberen Abschnitt 3010 sind die ersten Stufen der Leitungsüberwachung/Präambelbeginnerfassung gezeigt. Im unteren Abschnitt 3012 sind die übrigen Stufen gezeigt. Somit beginnt die Leitungsüberwachungsverarbeitung im oberen linken Abschnitt von 42 und endet im unteren rechten Abschnitt von 42. Der Eingang 3014 hat r Bits, was bei einer bevorzugten Ausführungsform bei 8Msamples/s ist. Das Abstimmungsfilter/Korrelator 3016 empfängt die r Bits und filtert den Eingang unter Verwendung von Filterkoeffizienten, die eine Kopie der Präambelsequenz in zeitlicher Umkehr sind. Der Ausgang des Filters 3016 wird an den Größenannäherer 3018 und die Quadratbildungsfunktion 3020 geliefert. Der Größenannäherer 3018 liefert einen realen Ausgang, für den nur eine Quadratbildungsoperation erforderlich ist, so dass keine Multiplizierfunktion benötigt wird. Der Ausgang der Quadratbildungsfunktion 3020 wird an das Tiefpassfilter 3022 eingegeben. Das Tiefpassfilter 3022 glättet den erhaltenen Eingang und liefert einen Ausgang Zj. Am Eingang 3014 wird auch r an eine Energieerfassungsberechnung gelegt, wo die Größenannäherung 3024 durchgeführt wird, dann eine Quadratbildungsoperation 3026, dann ein länger dauerndes Tiefpassfiltern 3028, und dann die Durchführung einer Tiefpassfilteroperation 3030, die mit derjenigen des Tiefpassfilters 3022 vergleichbar ist und einen Ausgang zhj liefert. Zj wird dann durch die Logarithmusfunktion 3032 geleitet, um die Messung von Verhältnissen unter Vermeidung von Divisionsoperationen zu ermöglichen. Zhj wird auf ähnliche Weise durch die Logarithmusfunktion 3034 geleitet. Der Ausgang von der Logarithmusfunktion 3032. Zwei Prüfungen werden während der Leitungsüberwachungsberechnung an den Vergleichsfunktionen 3036 und 3038 durchgeführt. Falls die Eingänge A und B jeweils auf der Grundlage eines Schwellwertes verglichen werden, wird z.B. ein 9 dB-Schwellwert in die Vergleichsfunktion 3036 eingegeben, und ein 3 dB-Schwellwert in die Vergleichsfunktion 3038 eingegeben. Mit anderen Worten wird eine Berechnung durchgeführt, um zu bestimmen, ob A-B > als der Schwellwert ist. Die Verzögerungen 3040, 3042, 3044 werden zwischen den Logarithmusfunktionen und den Vergleichsfunktionen zur Verfügung gestellt. Im Wesentlichen wird im Hinblick auf die Zj-Verarbeitung des Abschnitts 3012 der geglättete, tiefpassgefilterte Ausgang des angepassten Filters mit einer verzögerten Kopie seiner selbst verglichen, die von der Verzögerung 3040 geliefert wird. Zusätzlich wird die Verzögerungsfunktion 3044 auf den Ausgang der Logarithmusfunktion 3032 angewendet, was einen geringfügig verzögerten Eingang an die Vergleichsfunktion 3038 ermöglicht. Im Hinblick auf die zhj-Verarbeitung werden die Verzögerungsfunktion 3042 und die Maximierungsfunktion 3046 auf den Ausgang der Logarithmusfunktion 3034 angewendet, um ein abgetastetes Maximum zu liefern und den Erhalt einer Falschauslösung zu vermeiden. Daher vergleicht die Vergleichsfunktion 3038 darauf hin, dass der geglättete tiefpassgefilterte Ausgang größer als der Zhj-Ausgang des Energiedetektors ist. Der Ausgang der Komparatorfunktionen 3036 und 3038 wird dann an die AND-Funktion 3040 geliefert, ein Abgleich, falls beide Eingänge wahr sind, und kein Abgleich, falls keiner wahr ist.
  • [0143]
    Unter Bezugnahme auf 41 ist die Tiefpassfilterfunktion 3022 (und ihre Entsprechungsfunktion 3030) ausführlicher dargestellt und wird als eine Implementierung eines Infinite Impulse Response (IIR)-Filters angesehen. Eine Linksverschiebung um 4 Bit 3042 wird auf die eingegebenen Signale N angewendet, wovon der Ausgang an den Addierer 3044 gelegt wird. Der Ausgang des Addierers 3044 wird zur Verfügung gestellt, um die nächstliegende ganzzahlige Funktion 3046 zu runden, was ein Signal liefert, das an die Rechtsverschiebung um 4 Bit 3048 gesendet wird, und dann an die Ein-Takt-Verzögerung 3050. Der Ausgang von der Ein-Takt-Verzögerung 3050 wird an die Linksverschiebung um 4 Bit 3052 geliefert, wovon der Ausgang zusammen mit einem Ausgang der Verzögerung 3050 an den Subtrahierer 3054 gelegt wird. Der Wert des rekursiven Pfades wird dann damit eingestellt. Der Runder 3056 nimmt das N+8-Signal vom Addierer 3044 und liefert seinen Ausgang an die Rechtsverschiebung um 8 Bit 3058, um einen Ausgang mit N Bits zu liefern. Andererseits ist das Filter 3028 ein gleitender-Durchschnittswert-Filter, das N Eingänge nimmt, sie summiert, und die Summe durch N dividiert.
  • [0144]
    Was den Rahmenende-Detektor betrifft, so wird die Rahmenende-Erfassung erschwert durch die Notwendigkeit, eine verfrühte Erfassung des Endes eines Burst zu vermeiden, und die Möglichkeit, dass folgendes vorliegen kann: (1) eine lange Abfolge von innersten Konstellationspunkten in einer großen übertragenen Konstellation – in diesem Fall kann es sein, dass der Empfänger, der versucht, das Rahmenende zu bestimmen, nicht in der Lage ist, das Signal zu demodulieren, da das SNR nicht ausreichend ist (die innersten Punkte gehen in Rauschen verloren); und (2) eine lange Abfolge der gleichen oder von nahezu gleichen Konstellationspunkten -- in diesem Fall ein Kanal mit einer Null an genau der falschen Stelle diese Symbolsequenz wesentlich dämpfen. Der Rahmenende-Detektor verwendet ein kurzes Filter, das auf die n letzten Symbole des Rahmens (den Rahmenende-Begrenzer) abgestimmt ist, s. oben. Wiederum ist der Eingang komplex bei L-mal der nominalen übertragenen Symbolrate. Das angepasste Filter besteht in diesem Fall aus L*n Koeffizienten, bei denen es sich um die n "Rahmenende"-Markiersymbole handelt, die komplex-konjugiert, zeitlich umgekehrt, und um L aufwärtsabgetastet mit Nullauffüllung ist. Der Eingang wird an das angepasste Filter gelegt, und der Ausgang des Filters wird in eine Größenannäherungsschaltung geleitet. Von dem Ausgang der Größenannäherungsschaltung wird das Quadrat gebildet und an das gleiche Einpol-Tiefpassfilter oder gleitender-Durchschnittswert-Filter gelegt, das in den vorausgehenden Absätzen beschrieben ist. Der gemittelte Ausgang wird dann auf die gleiche annähernde 10*log10(.)-Funktion gelegt. Dieser Ausgang kann als z(j) bezeichnet werden, wobei j der Abtastprobenindex ist. Das erste Kriterium zum Erfassen des Endes eines Rahmens ist: z(j) –z (j-L*p) < thd_off
  • [0145]
    Ein vernünftiger Wert für thd_off bei einer Ausführungsform ist 8 dB. Ein vernünftiger Wert für L*p in Mikrosekunden ist 12. Daher liegen gemäß der vorliegenden Erfindung andere Werte für thd_off und L*p innerhalb des Bereiches der vorliegenden Erfindung. Wenn diese Prüfung bestanden ist, wird der z(j-L*p)-Wert gespeichert, und die gleiche Prüfung wird auf die nachfolgenden L*k*n Abtastproben angewendet, wobei z(j-L*p) mit diesem gespeicherten Wert ersetzt wird. Falls k1 dieser Prüfungen bestanden sind, wird das Ende des Rahmens erklärt. Der vorliegend beschriebene Trägerende-Detektor ist in der Lage, das Ende eines empfangenen Rahmens innerhalb eines Intervalls von +/–2 Mikrosekunden zu bestimmen, und kann als eine Schaltung betrachtet werden, die zwei Prüfungen hinter einander durchführt. Somit wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Schaltung zur Verfügung gestellt, die eine schnelle Erfassung des Trägerendes unter Verwendung der n letzten Symbole des Bursts und ohne Multiplikationsoperationen zur Verfügung stellt. Dies ermöglicht eine effiziente Verwendung des Mediums, indem Mediumzugangsschlitze kurz gehalten werden.
  • [0146]
    Unter Bezugnahme auf 43 verwendet die erste Prüfung des Trägerende-Detektors ein n-Symbol-angepasstes Filter, fast genau wie die Erstdurchgang-Leitungsüberwachung. Es wird jedoch angemerkt, dass zwar die Koeffizienten identisch sind, dass aber die Verzögerung zwischen verglichenen Ausgängen des angepassten Filters nicht 2*n-1 Symbole, sondern p > (2*n-1) Symbole beträgt. Dies ist erforderlich, weil die Kanalnachläufer-ISI typischerweise die Dauer der Vorläufer-ISI auf einer Telefonleitung, Stromleitung, oder Drahtlosnetzen weit übersteigt. Wie schon zuvor sind die Datenpfadbreiten strikt angegeben, um eine bestimmte Ausführungsform zu zeigen. Die genauen Werte in dem Diagramm schränken den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung nicht ein. AVG ist entweder ein gleitender Durchschnittswert von L*n Abtastproben oder ein Einpolfilter mit alpha = 1/(L*n) und einem variablen Ausgangsskalierer.
  • [0147]
    Im Hinblick auf die zweite Prüfung, wenn der Ausgang der ersten Prüfung aktiv wird, wird der verzögerte Wert rj-L*p gespeichert. Bei den darauf folgenden L*k*n Abtastproben wird der gespeicherte Wert mit dem nicht-verzögerten rj-Wert verglichen. Falls der thd_off-Schwellwert an k1 dieser Abtastproben überschritten wird, wird das Ende des Rahmens erklärt. Eine bestimmte Ausführungsform erfordert es, dass der thd_off-Schwellwert an allen L*k*n Abtastproben überschritten wird. Das in 44 gezeigte Zustandsdiagramm stellt einen solchen Fall dar.
  • [0148]
    Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Rahmen bis zu einem spezifischen Punkt nach dem Beginn des Rahmens nicht abgeschlossen sein. Bei einer Ausführungsform ist dieser Punkt das Ende des Ethertype-Feldes eines verkapselten Ethernet-Rahmens. Die vorliegende Erfindung umfasst einen Zeitgeber, um sicher zu stellen, dass die Vorrichtung nicht eine unbestimmte Dauer im BUSY-Zustand verbleibt. Die vorliegende Erfindung umfasst ferner die Fähigkeit, eine Drittpartei- Kollision zu jeglichem Zeitpunkt zu erfassen, wenn die Zeit zwischen der Zweitdurchgang-Präambelbeginnerfassung und der Rahmenende-Erfassung weniger als ein bestimmter Zeitdauerschwellwert beträgt. Eine "Drittpartei-Kollision" ist eine, bei der die erfassende Station kein Sender war. Eine Ausführungsform der Erfindung kann optional eine dB-Funktion umfassen, die mit zwei 1-Eintrag-Nachschlagetabellen, einer grob-10*log10(.)-Tabelle und einer fein-10*log10(.)-Tabelle implementiert wird. Die Tabellen umfassen Werte ohne Vorzeichen mit m0 fraktionalen Bits. Eine beispielhafte Ausführungsform könnte anhand der Tabellen beschrieben werden, die in den 45a und 45b dargestellt sind und grobe dB-Tabellenwerte bzw. feine dB-Tabellenwerte zeigen. Der Algorithmus ist:
    • 1. x = max (x, 2)
    • 2. Finde das höchstwertige Nichtnull-Bit im Eingang, x. Nenne die Position von diesem Bit (0 .. 31) b.
    • 3. d1 = coarse_tb1[b]
    • 4. falls b > 3, k = (x-2b) << (b-5), ansonsten k = (x-2b) (5-b).
    • 5. d2 = ime_tb1[k]
    • 6. Ausgang = d1 + d2
  • [0149]
    Der Ausgang in der beispielhaften Ausführungsform ergibt 96 dB dynamischen Bereich mit einer Auflösung von bis zu 0,25 dB.
  • [0150]
    Was den Trägerende-Detektor betrifft, so gibt es zwei Aspekte, die erneut unter Bezugnahme auf die 43 und 44 ausführlicher beschrieben sind. In 43 ist anzumerken, dass der Pfad von Eingang r bis Ausgang Abgleich/kein Abgleich ähnlich dem Korrelatorpfad in 42 ohne den Energieerfassungspfad ist. Am Ende der Präambel sind vier aufeinander folgende Symbole der Trainingspräambel vorhanden. Daher wird das angepasste Filter auf der Suche nach Spitzen auf den gesamten Rahmen angewendet. Gegen Ende des Rahmens gibt es eine kleine Spitze und einen Abfall. Der Ablauf in 43 stellt eine vorläufige Abgleich/kein Abgleich- Entscheidung ähnlich derjenigen des Korrelatorpfades von 42 zur Verfügung. Die Entscheidung ist vorläufig, um ein verfrühtes Abrunden des Rahmens zu vermeiden. Eine Zustandsmaschine gemäß der Darstellung in 44 ist vorgesehen, welche die vorläufige Abgleich/kein Abgleich-Entscheidung gemäß der Darstellung in 43 aufnimmt. Wie oben beschrieben ist, ist die Prüfung 1 Abgleich/kein Abgleich. Falls die Entscheidung aus Test 1 "ja" ist, geht der Zustand weiter zu Test 2,0. Beim Übergehen von Test 1 zu Test 2,0 wird der letzte Wert der erfassten Spitze zwischengespeichert. Daraufhin wird jede nachfolgende Abtastprobe mit dem zwischengespeicherten Wert verglichen. Wenn nach einer Anzahl von Vergleichen bestimmt wird, dass das Signal größer als der Schwellwert ist, wird die Erfassung des Rahmenendes bestimmt.
  • [0151]
    Unter erneuter Bezugnahme auf die 45a und 45b können die Logarithmusfunktionen 3032 und 3034 gemäß der oben stehenden Beschreibung unter Verwendung des Index und der Werte von 45a und 45b implementiert werden.
  • -- Kollisionsdetektor für stark verzerrte Netze
  • [0152]
    Der Entwurf eines Kollisionsdetektors für die Vernetzung auf Telefonleitungen wird durch die Notwendigkeit erschwert, Kollisionen selbst dann zu erfassen, wenn sich die Eingangsimpedanz der Leitung im Zeitrahmen eines übertragenen Rahmens ändert. Änderungen der Leitungseingangsimpedanz treten bei Telefon Gabelschalterübergängen, Tastenwählen, und dem Hinzufügen/Herausnehmen von Vorrichtungen im Netz auf. Da darüber hinaus die Hybridschaltung nicht genaue mit der Leitungs-Eingangsimpedanz überein stimmt, liegt ein wesentlicher Betrag von Hybridschaltungsleckage (Echo) vor; weshalb es nicht möglich ist, einfach eine Trägererfassung als ein Kriterium für eine Kollision beim Senden zu verwenden. Da der Störpegel in Folge von Übersprechen und Impulsgeräusch über die Zeit wesentlich variieren kann, und weil ein kollidierendes Signal um bis zu 38 dB mehr als das Echosignal abgeschwächt werden kann, wird eine Schätzung des Störpegels für eine optimale Erfassung von kollidierenden Signalen benötigt. Diese Rauschabschätzung wird entweder unmittelbar vor dem übertragenen Rahmen oder während der Präambel vorgenommen. Die beanspruchte Erfindung führt diese Abschätzung während der Präambel durch. Die Kollisionsdetektorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst drei funktionale Aspekte: (1) einen Kanalschätzer, dessen Konzepte in der ebenfalls anhängigen Anmeldung Nr. 09/585,774 mit der Bezeichnung "Method and Apparatus for Efficient Determination of Channel Estimate and Baud Frequency Offset Estimate" beschrieben sind; (2) einen Störpegelschätzer; und (3) einen eindeutigen Feldabgleich (entweder SRC oder SI+SRC oder SRC+DST oder SI+SRC+DST).
  • [0153]
    Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen einer Präambelsequenz zum Erleichtern einer Kanalschätzung und einer Störpegelschätzung zur Verfügung gestellt. Eine Sequenz b ist definiert als die 16 nachfolgend gezeigten Symbole.
  • Figure 00650001
  • [0154]
    Diese Sequenz besitzt insofern eine wichtige Eigenschaft, als
    Figure 00660001
  • [0155]
    Alle Symbole in dieser Sequenz gehören zu einer 4-QAM (oder QPSK)-Konstellation. Die Präambelsequenz wird als vier sequentielle Kopien der oben definierten 16-Symbol-Sequenz b erzeugt. Die Kanalschätzung zum Zweck der Erfassung von Kollisionen wird entweder an der ersten, zweiten und dritten Kopie der Präambel und/oder an der zweiten, dritten und vierten Kopie der Präambel durchgeführt. Während des gesamten nachfolgenden Abschnitts über die Kanalschätzung werden die in einer Schätzung verwendeten Kopien als die erste, zweite bzw. dritte Kopie bezeichnet. Das Charakterisierungssignal ist der Teil des Empfangssignals, der für die Kanalschätzung verwendet wird. Dieses Signal ist definiert als die zweite und dritte oder dritte und vierte Kopie der Präambel im Empfangssignal. Der Beginn dieses Signals an der Empfängereingangs-Schnittstelle wird gefunden, indem man einfach ein festgelegtes Zeitintervall nach dem Beginn der Übertragung wartet (um feste Laufzeitverzögerungen zu berücksichtigen). Unter Bezugnahme auf die 46a46c sind die oben beschriebenen Größen gezeigt, unter der Annahme, dass es sich bei dem Charakterisierungssignal um die dritte und die vierte Kopie der Präambelsequenz handelt.
  • [0156]
    Ferner wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Berechnen einer komplexen Kanalschätzung zur Verfügung gestellt, die mit der vierfachen Symbolfrequenz des Präambelsignals abgetastet ist. Das komplexe Eingangssignal wird ebenfalls mit der vierfachen Symbolfrequenz des Präambelsignals abgetastet. Hierbei steht B für die Matrix des Präambel-Symbolwertes, um vier aufwärtsabgetastet und mit Nullen aufgefüllt:
    Figure 00670001
    hierbei sei ()H die Hermitische Transponierte oder konjugierte Transponierte, und "*" zeigt die Konjugation eines skalaren Elementes an. y1, y2, und y seien Spaltenvektoren von empfangenen Abtastproben in dem Charakterisierungssignal:
    Figure 00670002
    h sei ein komplexer 64-Abtastprobenkanal, abgetastet mit der vierfachen Symbolrate.
  • Figure 00670003
  • [0157]
    A sei eine Matrix, die definiert ist als
    Figure 00680001
  • [0158]
    Das Empfangssignal y ist angegeben durch y = Ah + n, wobei n ein Vektor von zufälligen Rauschwerten ist. Das Ziel ist, eine Kanalschätzung h zu finden, welche e2 = ||Ah ^-y||minimiert.
  • [0159]
    Es kann gezeigt werden (Referenz Haykin), dass die optimale Kanalschätzung angegeben wird durch h ^ = (AHA)–1 AHy
  • [0160]
    Die oben definierte Präambelsequenz wurde so entworfen, dass sie die wichtige Eigenschaft AH A = 64 I64 aufweist, wobei IN für eine N×N-Identitätsmatrix steht. Somit
    Figure 00680002
    Figure 00690001
  • [0161]
    Die Störpegelschätzung wird über die zweite und die dritte Kopie der Trainingspräambel und auch über die dritte und die vierte Kopie der Trainingspräambel berechnet. Es werden zwei Rauschschätzungen berechnet, weil ein kollidierendes Signal, das mehr als 16 Symbole vor oder nach dem Beginn der Übertragung empfangen wird, entweder die zweite oder die letzte Kopie der Trainingspräambel korrumpiert. Würde beispielsweise nur die dritte und die vierte Kopie der Trainingspräambel verwendet, könnte ein kollidierendes Signal, das mehr als 16 Symbole nach dem Beginn einer Übertragung empfangen wird, in einem überschätzten Störpegel und einer möglichen Unfähigkeit der Erfassung der Kollision resultieren. Der Rauschvektor ist einfach die Differenz zwischen der empfangenen Abtastprobensequenz (über einen bestimmten Teil der Trainingspräambel) minus Schätzung dessen, was empfangen werden sollte:
    Figure 00700001
    wobei:
    Figure 00700002
    und
    Figure 00710001
  • [0162]
    A ist eine 128×64-Matrix; und AH ist die Hermitische (komplex-konjugierte) Transponierte der Matrix A. S0 ... S15 sind die Symbole der weissen Trainingspräambel-Untersequenz (in Reihenfolge), und "*" bezeichnet die komplexe Konjugation. Es ist anzumerken, dass (AH . A)1– die 64×64 Identitätsmatrix (I64) multipliziert mit der Konstanten 1/(2*Ltrn) ist. Bei der Erfindung ist Ltrn 16 (Symbolintervalle). Schreibt man y1 und y2 explizit als den empfangenen Abtastprobenvektor y aus, ist koffset der relative Abtastprobenindex ab dem Beginn der Übertragung):
    Figure 00710002
  • [0163]
    Es stellt sich heraus, dass die Matrix ((2-Ltrn)-I128-A-AH) einfach die tri-diagonale Matrix ist:
    Figure 00720001
  • [0164]
    Somit können die Rauschschätzungen auf die folgenden einfachen Berechnungen reduziert werden: E1(k) = y(k + koffset + N·Ltrn) – y(k + koffset + 2·N·Ltrn), k = 0 ... N·Ltrn – 1 E2(k) = y(k + koffset + 2·N·Ltrn) – y(k + koffset + 3·N·Ltrn), k = 0 ... N·Ltrn – 1
  • [0165]
    Bei einer vorgeschlagenen Ausführungsform sind die Fehlervektoren S0,9-Werte. Wenn ein Überlauf einer Zwischenberechnung auftritt, wird eine Kollision erklärt. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden ein Verfahren und eine Vorrichtung für die Berechnung der Varianz einer jeden Rauschschätzung zur Verfügung gestellt.
  • Figure 00720002
  • [0166]
    Für die Festpunktberechnung bei einer vorgeschlagenen Ausführungsform wird eine Rundung in der Rechtsverschiebung (um 7 Bits) verwendet; der Ausgang ist eine 19Bit-Menge. Es kann jedoch eine jegliche Datenpfadbreite verwendet werden. Falls η1 < η2, dann η = η1, und die Kanalschätzung wird unter Verwendung der zweiten und der dritten Kopie der Trainingspräambel berechnet; ansonsten η1 = η2, und die Kanalschätzung wird unter Verwendung der dritten und der vierten Kopie der Trainingspräambel berechnet. Der resultierende Wert wird dann so beschnitten, dass er innerhalb von ηlow und ηhigh (dem niedrigen und dem hohen Rauschpunkt) liegt. Bei einer vorgeschlagenen Ausführungsform sind diese Werte beide 9Bit-"dB"-Werte, die zum Regeln des Bereiches von zulässigen Rauschvarianzschätzungen verwendet werden, d.h.: η > ηhigh → η = ηhigh η < ηlow → η = ηlow
  • [0167]
    Falls |10*log101) – 10*log102)η| > cd_threshold_1, dann wird eine Kollision erklärt. Diese Prüfung wird sehr selten bestanden, wenn keine Kollision aufgetreten ist, und erfasst den Fall eines kollidierenden Signals, das mehr als 16 Symbole vor oder nach dem Beginn der Übertragung empfangen wird.
  • [0168]
    Der letzte Aspekt der Kollisionserfassung ist ein eindeutiger Feldabgleich. Gemäß der vorliegenden Erfindung sendet ein Sender Bursts mit einer eindeutigen Ursprungs ("SRC")-Adresse. Zusätzlich gibt es andere Header-Felder, die in einer eindeutigen Symbolschablone nützlich sein können. In den nachfolgenden Abschnitten wird eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben, welche das "SRC"-Feld als die eindeutige Symbolschablone verwendet. Kombinationen aus anderen Feldern, z.B. SRC und Bestimmungsadresse ("DST"), dem "Scrambler-Initialisierung" (SI)-Feld und den SRC- und DST-Feldern, und den SI- und SRC-Feldern, können verwendet werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist das SRC-Feld in der Schablone enthalten. Unter erneuter Bezugnahme auf die 6 und 8 ist dort das übertragene Burst (Rahmen)-Format veranschaulicht. "DA" und "SA" entsprechen im übrigen Text "DST" und "SRC". Die SRC-Abtastprobenschablone (im Unterschied zu der SRC-Symbolschablone) ist eine Sequenz von Abtastprobenwerten mit der vierfachen Symbolrate (T/4), welche die 24 Symbole (12 Bytes) der Ursprungsadresse und 4 zusätzliche Symbole "Schutz" im Anschluss an das SRC-Feld überspannt. Der "Schutz"abschnitt erklärt die Kanalimpulsantwort. Wenn nur das SRC-Feld als eindeutig betrachtet wird (wie bei der bevorzugten Ausführungsform), wird die SRC-Abtastprobenschablone als die lineare Faltung des 9. Symbols des DST-Feldes durch die vier Symbole im Anschluss an das SRC-Feld mit der Kanalschätzung berechnet. Es sind andere Abtastprobenschablonen möglich, einschließlich solcher, die als die lineare Faltung einer eindeutigen Symbolschablone und der Kanalschätzung erzeugt werden. Die Kanalschätzung wird entweder aus der zweiten und der dritten oder aus der dritten und der vierten Kopie der Präambel berechnet, wie oben beschrieben wurde. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die lineare Faltung in drei Teilen berechnet, und die drei Komponenten der Schablone werden summiert, um das Ergebnis zu erzeugen. Die erste Komponente, die Bestimmungsort-Symbolkomponente, wird wie folgt berechnet (63×63-Matrix mal 63×1-Spaltenvektor):
    Figure 00740001
  • [0169]
    Die "Schutz"symbolkomponente wird wie folgt berechnet (16×16-Matrix mal 16×1-Spaltenvektor):
    Figure 00750001
  • [0170]
    Die Ursprungs-Symbolkomponente wird wie folgt berechnet (112×96-Matrix mal 96×1-Spaltenvektor):
    Figure 00750002
  • [0171]
    Das Schablonensignal wird berechnet als:
    Figure 00760001
  • [0172]
    Grafisch ist die Schablone gemäß der Darstellung in 64 aufgebaut.
  • [0173]
    Die SRC-Abgleichfehlersequenz ist dann einfach die 112-Punkt-Sequenz, die definiert ist durch: e(k) = ŷ(k) – (2·Ltrn)·y(k + koffset + N·(4· _Ltrn + Ldst)), k = 0 ... N·(Lsrc + Lgrd) – 1
  • [0174]
    Die Schablone ist in der folgenden Reihenfolge aufgebaut:
    • 1. die Schablone auf die Negierung der eingegebenen Abtastprobensequenz (um 6 Bits nach links verschoben) initialisieren
    • 2. den Term yDST addieren
    • 3. den Term yGRD addieren
    • 4. den Term ySRC addieren
  • [0175]
    Falls ein Überlauf des Schablonenakkumulators an irgend einem Punkt in diesen Berechnungen auftritt, wird eine Kollision erklärt. Die Größe des Akkumulators kann bei der vorliegenden Erfindung variieren, aber die bevorzugte Ausführungsform verwendet r+5 Bits, wobei r die Anzahl von Analog-Digital-Wandlerausgangsbits ist. Der SRC-Abgleichfehler ohne Vorzeichen ist der Eingang an eine Größenannäherung, die als max(xj, xq) + 1/2 * min(xj, xq) berechnet wird, wobei xi die phasengleiche Komponente der komplexen Abtastprobe und xq die Quadraturkomponente mit Rundung ist. Unter Bezugnahme auf 48 wird das Maximum über der Größe aller N*(Ltm+Lgd) = 112 Fehlerausgang-Abtastproben gefunden; dies wird als |emax| bezeichnet. Der maximale Fehler zwischen den empfangenen SRC-Feld-Abtastproben und den geschätzten SRC-Feld-Abtastproben wird mit einem Schwellwert verglichen, der mit der Störpegelschätzung variiert. Die Datenpfadbreiten sind diejenigen, die in der bevorzugten Ausführungsform verwendet werden, jedoch können gemäß der vorliegenden Erfindung andere Datenpfadbreiten implementiert werden. Falls ein "kein Abgleich"-Resultat erhalten wird, ist eine Kollision aufgetreten. Bei einer Ausfihrungsform ist koffset ein 8Bit-Wert ohne Vorzeichen (in Einheiten von T/4 Abtastproben), der anzeigt, wo die Hybridleckage relativ zum Beginn der Übertragung empfangen wird. koffset + 76 Abtastproben wären der Index, auf dem das "Start"signal durchgesetzt würde, falls die Leitungsüberwachung in Betrieb wäre. Es muss von der äusseren Schnittstelle schreibbar sein. Bei einer Ausführungsform wird die die 20*log10(.)-Funktion mit zwei 16-Einträge-Nachschlagetabellen, einer groben 20*log10(.)-Tabelle und einer feinen 20*log10(.)-Tabelle implementiert. Unter Bezugnahme auf 49a und 49b enthält die in 49a angegebene Tabelle 7.2 Werte ohne Vorzeichen, und die in 49b angegebene Tabelle enthält 3.2 Werte ohne Vorzeichen. Der Algorithmus ist:
    • 1. x = max(x, 2)
    • 2. Finde das höchstwertige Nicht-Null-Bit in der Eingabe, x. Nenne die Position dieses Bits (0...15) b.
    • 3. d1 = coarse_tb1[b]
    • 4. falls b > 3, k = (x-2b) << (b-4), ansonsten k = (x-2b) >> (4-b).
    • 5. d2 = fine_tb1[k]
    • 6. Ausgang = d1 + d2
  • [0176]
    Der Ausgang ist im 7.2-Format, das für bis zu 96 dB dynamischen Bereich mit bis zu 0,25 dB Auflösung steht.
  • -- Verstärkungsschätzungsschaltung für Burst-Modem
  • [0177]
    Unter Bezugnahme auf den Aspekt einer Verstärkungsschätzungsschaltung der vorliegenden Erfindung wird bei digitalen Burst-Modem-Empfängerentwürfen entweder ein Analog-Digital-Wandler (ADC) verwendet, der ausreichend ist, um die Anforderungen in Bezug auf den dynamischen Bereich des Signalausbreitungspfades zu erfüllen, oder es kann ein weniger genauer ADC in Verbindung mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung verwendet werden. Bei vielen Anwendungen, z.B. Telefonleitung, Stromleitung, oder Drahtlosvernetzung, sind die Anforderungen in Bezug auf den dynamischen Bereich hoch (oftmals mehr als 60 dB), da der Pfadausbreitungsverlust zwischen 0 dB und 40 bis 70 dB variieren kann. Um bei der ersteren Vorgehensweise die Systemanforderungen zu erfüllen, würde ein sehr großer und kostspieliger ADC benötigt. Daher wählen Designer oft einen weniger genauen ADC mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung und irgend eine Steuerschaltung. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Schaltung zur Verfügung gestellt, welche die erforderliche Verstärkung aus einer sorgfältig entworfenen Präambel am Beginn eines Burst (Paketes) schätzt. Eine Präambel mit einer Symboldauer von M*N wird vorausgesetzt. Die Präambel ist so strukturiert. dass M identische Kopien einer N-Symbol-Untersequenz sequentiell übertragen werden. Jede N-Symbol-Untersequenz besitzt die Eigenschaft, dass sie spektral weiss ist (d.h. zyklische Nicht-Null-Autokorrelation bei nur einem der N möglichen Verzögerungswerte). Gemäß der Erfindung wird der Beginn eines Burst (Paketes) am Empfänger erfasst. Diese Funktion wird üblicherweise als "Leitungsüberwachung" bezeichnet. Die vorliegend dargestellte Schaltung nimmt eine binäre Rahmenbeginn-/keine Rahmenbeginn-Angabe von der Leitungsüberwachung ab. Die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung weist zwei Teilschaltungen auf. Die Erste schätzt die Empfangssignalleistung über ein N-Symbol-Fenster. Diese Teilschaltung arbeitet kontinuierlich. Die Zweite schätzt die Verstärkung, die erforderlich ist, um das Signal-Rausch-Verhältnis angesichts der Leistungsschätzung und der binären Leitungsüberwachungsangabe zu maximieren. Sie arbeitet nur, nachdem die Leitungsüberwachung den Beginn eines Bursts angegeben hat, und beendet den Betrieb, nachdem sie einen Verstärkungscode berechnet, bis zur nächsten Angabe des Beginns eines Burst. Der Eingang an die Leistungsschätzungsschaltung ist ein k-Bit-Empfangssignal-Größenwert. Dieser Wert ist der Ausgang des ADC mit wenig oder keiner frequenzselektiven (z.B. Tiefpass- oder Bandpass-) Filterung. Der Leistungsakkumulator, der aus 2*k+log2(L*N) Bits ohne Vorzeichen besteht, wird auf Null initialisiert. N ist die Anzahl von Symbolen in einer Kopie der Präambel, und L ist der ADC-Überabtastungsfaktor (Abtastfrequenz dividiert durch Symbolfrequenz). Der Überabtastungsfaktor L wird so gewählt, dass er ausreichend groß ist, um Aliasing zu vermeiden. Bei den ersten L*N Abtastproben nach der Initialisierung wird das Quadrat jedes neuen kBit-Größenwertes (nk) zu dem Akkumulator hinzuaddiert. Keine Werte werden von dem Leistungsakkumulator subtrahiert. Bei der, und im Anschluß an die (N*L-1)-te Abtastprobe nach der Initialisierung wird die Leistungsakkumulatorberechnung zu:
    Figure 00790001
  • [0178]
    Ein Blockdiagramm einer möglichen Ausführungsform, bei der k = 7 Bits, ist in 50 gezeigt. Die Verstärkungscode-Aktualisierung wird durch den Beginn der Burstangabe von der Leitungsüberwachung ausgelöst. Zu diesem Zeitpunkt werden die oberen 2*k Bits des Leistungsakkumulators (aufgerundet) an die Verstärkungscodeberechnung geleitet. Die Kombination aus der Präambelstruktur und der Leistungsschätzungsschaltung ergibt eine nahezu konstante Leistungsschätzung für jegliche weniger-als-N-Symbolverschiebung des Beginns der Burstangabe. Diese Eigenschaft ermöglicht es, dass der Beginn der Burstangabe etwas ungenau ist (wegen der Kanalcharakteristiken usw.). Der Verstärkungssteuerungsblock arbeitet einmal pro Beginng eines Burstübergangs und nimmt die Leistungsschätzerausgang-Abtastprobe (2*k Bits) als seinen Eingang. Eine im Handel verfügbare Ausführungsform liefert einen Steuerbereich von 22,5 dB für den variablen Verstärker der zweiten Stufe mit einer Schrittgröße von ungefähr 0,75 dB, aber es sind viele andere Steuerbereiche und Schrittgrößen möglich. Es gibt zwei programmierbare Tabellen und einen programmierbaren Backoff-Wert. Der programmierbare Backoff-Wert ermöglicht feste Verstärkungsvariationen in Folge von bestimmten Implementierungen und ermöglicht es auch, dass Variationen in dem Spitze-Durchschnitt-Verhältnis des Empfangssignals von dieser Schaltung ohne unakzeptable Sättigung des Empfängers toleriert werden. Die erste programmierbare Tabelle, rough_gain_table, ist eine r0-Einträge mal 10Bit-Array von Codes, die auf sehr grobe Verstärkungswerte mappen. Bei einer Ausführungsform ist sie eine 8-Einträge-Tabelle mit 8Bit-Werten, die Verstärkungswerten von {0, 3, 6, 9, 12, 15, 18, 21, 24} dB entsprechen. Die zweite Tabelle, fine_gain_table, ist eine r1-Einträge mal 11-Bit-Array von Codes, die auf eine Verfeinerung dieser groben Werte mappen. Eine Ausführungsform könnte eine 4-Einträge mal 8Bit-Array von Codes verwenden, die auf Verstärkungswerte 0,75 dB, 1,5 dB, 2,25, und 3 dB mappen. Der 10Bit-Backoff-Wert ermöglicht festgelegte Verstärkungsvariationen während des Hochfahrens des Systems und Spitze-Durchschnitt-Verhältnis-Variationen. Es gibt auch eine r2-Einträge mal 12Bit, dünn belegte festgelegte Tabelle, die als fine_log_map bezeichnet wird und ganzzahlige 0..(r2-1) auf die entsprechende fine_gain_table bin mappt. Bei einer Ausführungsform kann dies eine 32-Einträge mal 4Bit, dünn belegte festgelegte Tabelle sein, die ganze Zahlen 0...31 auf eine entsprechende fine_gain_table-Bin mappt. Sie könnte als ein Beispiel die Werte {0,0,0,0,0,0,0,1,1,1,1,1,1,1,2,2,2,2,2,2,2,2,3,3,3,3,3,3,3,3,3,3} in aufsteigender Reiehfolge enthalten. Die Verstärkungssteuerungsberechnung kann in den folgenden Schritten zusammengefasst werden: Stelle b auf das Minimum von 2(k-1)-1 und den 2*k-Bit-Durchschnitt-Leistungseingabewert ein; Bestimme die höchste Nicht-Null-Bitposition in b; d.h. r = max[floor(log2(b)), log2 (r2)]; Falls r > log2(r2)-1,
    bin Index = 2*k-1-r, b' = bitand(floor(b(r-log2 (r2))), 31); ansonsten bin _ndex = 2*k-1 – log2(r2), b' = 1; bin_gain = rough_gain_table[bin_index, step...gain = fine_gain_table[fine_log_map[b']]; G = max(bin_gain – step_gain – back_off, 0). Der G-Ausgang ist garantiert eine r0-Bitmenge. Wenn die Leitungsüberwachung keinen Burstbeginn-Zustand angibt (kein Signal am Empfänger vorhanden), wird G immer auf die nominale Verstärkungseinstellung (0 dB) eingestellt. Der berechnete Verstärkungscodewert wird verwendet, um den variablen Analog-Front-End-Verstärkungswert einzustellen.
  • [0179]
    Wie aus 50 hervorgeht, ist eine Leistungsschätzung vorgesehen. Die Verzögerungsleitung 4010 ist 64 Abtastproben tief. 10 Bits in Phasen- und Quadraturkomponenten 4012 gehen in den Verzögerungspuffer 4010 und in den Multiplexer 4014. Der Größenapproximator 4106 liefert einen 10Bit-Ausgang, der an den Bitwähler 4018 geliefert wird, der 7 Bits mit Rundung herausnimmt. Die Quadratbildungsoperation 4020 wird dann durchgeführt, um eine Leistungsschätzung als Ausgang zu liefern. Der Leistungsschätzungsausgang wird an den Demultiplexer 4022 geliefert. Der Akkumulator 4024 nimmt den Ausgang von dem Demultiplexer 4024 und liefert ihn an den Bitwähler 4026, der wiederum eine durchschnittliche Leistungsschätzung 4028 liefert.
  • -- Ratenverhandlung und Ratenwahl
  • [0180]
    Wie oben beschrieben ist, wird gemäß der vorliegenden Erfindung die dynamische Wahl der Codierung von Datenrahmen auf einem Netz zur Verfügung gestellt, auf dem Knoten Rahmen mit verschiedenen Codierungen übertragen können. Die Codierungen können in mehreren Parametern variieren, einschließlich, jedoch nicht beschränkt auf, die Anzahl von Bits pro Symbol, die Anzahl von Symbolen pro Sekunde, oder das verwendete Frequenzband bzw. die verwendeten Frequenzbänder. Ein Knoten, der Datenrahmen empfängt, trifft eine Bestimmung darüber, welche Codierungen für die Verwendung auf dem Kanal zwischen dem Sender und dem Empfänger geeignet sind. Es können mehrere Codierungen gewählt werden. Der Datenrahmenempfänger setzt dann den Datenrahmensender über einen Steuerrahmen von den gewählten Codierungen in Kenntnis, mit einer Angabe der relativen Verwendbarkeit der gewählten Codierungen. Der Sender hat die Freiheit, jede der angegebenen Codierungen zu verwenden, oder er kann gemäß zusätzlichen Auswahlkriterien eine verwenden, die nicht in der Liste enthalten ist. Das Protokoll toleriert den Verlust von Steuerrahmen und stellt einen Mechanismus für die Neuübertragung von verlorenen Steuerrahmenn ohne eine übermäßige Belastung des Netzes zur Verfügung. Das Protokoll stellt auch einen Mechanismus für die adaptive Selektion der Codierung zur Verwendung für die Übertragung an eine Gruppe von Knoten (eine "Multicast-Gruppe") zur Verfügung. Insbesondere sammelt ein Knoten, der Datenrahmen empfängt, zuerst Statistiken von Rahmen, die bei jeglicher Codierung verwendet wurden, und extrapoliert diese Statistiken, um die zu erwartende Rahmenfehlerrate aller möglichen Codierungen zu schätzen. Unter Verwendung der geschätzten Rahmenfehlerraten berechnet der Datenempfangsknoten eine Leistungsfähigkeitsmetrik für alle möglichen Codierungen. Unter Verwendung der Leistungsfähigkeitsmetrik wählt der Datenempfangsknoten eine Codierung für die Verwendung auf dem Kanal zwischen dem Sender und dem Empfänger, um den Netzdurchsatz bedingt durch Rahmenfehlerrate-Einschränkungen zu maximieren.
  • [0181]
    Im Hinblick auf die Ratenverhandlungs- und Ratenwahl-Algorithmen sei das oben beschriebene Paketdatennetz betrachtet, in dem eine Serie von Paketen Pi, die jeweils aus einem Header mit einer festgelegten Länge und einer Nutzlast mit variabler Länge zusammengesetzt sind, von einer Datensenderstation, A, an eine Datenempfängerstation, B, übertragen werden. Die Header werden unter Verwendung von FDQAM-Modulation mit der Symbolrate Smin und der Konstellationsgröße bi Bits pro Symbol übertragen. Die Nutzlasten werden unter Verwendung von QAM- oder FDQAM-Modulation mit der Symbolrate Si und der Konstellationsgröße bi von den Apparaten S bzw. R übertragen, um den Netzdurchsatz bedingt durch zusätzliche Einschränkungen, in Gegenwart von zeitlich variierenden Beeinträchtigungen zu maximieren. Es wird angenommen, dass es einen Mechanismus zur Fehlererfassung, aber nicht zur Fehlerkorrektur gibt. Es wird auch angenommen, dass es einen Mechanismus für B gibt, A von Paketfehlern in Kenntnis zu setzen, und für A, solche fehlerhafte Pakete bei Empfang einer Benachrichtung von B erneut zu senden. Die Ratenverhandlungs- und Ratenwahl-Algorithmen müssen in dynamischen Umgebungen mit zeitlich variierenden Beeinträchtigungen arbeiten. Einige dieser Beeinträchtigungen sind definiert, um die Algorithmen gemäß der vorliegenden Erfindung zu entwickeln:
    • Channel Frequency Selectivity: Spectral Nulls oder schwere Dämpfung in isolierten Abschnitten des interessierenden Bandes führen zu einer Paketfehlerrate (PER)-Leistungsfähigkeit, die mit der Symbolrate variiert. Auch wenn angenommen wird, dass der Kanal quasi-statisch ist (fest während der Dauer einiger übertragener Pakete), kann er sich zwischen Paketen Pi ändern.
    • Time Invariant White Noise: Rauschen am Eingang zu B mit flacher Power Spectral Density (PSD) über das interessierende Band. Diese Beeinträchtigung ist auch quasi-statisch.
    • Time Varying White Noise: Rauschen am Eingang zu B mit flacher PSD über das interessierende Band, aber mit veränderlichem Pegel zwischen Paketen Pi auf einer Zeitskala, die ähnlich der Paketdauer ist.
    • Periodic Impulse Noise: Periodische Hochamplitudenimpulse am Eingang zu B.
    • Colored Noise: Rauschen am Eingang zu B mit frequenzabhängiger PSD über das interessierende Band. Diese Beeinträchtigung können entweder quasi-statisch sein oder auf einer Zeitskala variieren, die ähnlich der Paketdauer ist.
  • [0182]
    Der Prozess zum Wählen von (si, bi) ist aufgeteilt in Funktionen, die von dem Datensender A und von dem Datenempfänger B durchgeführt werden. B sammelt Statistiken über Pakete, die von A empfangen wurden, indem es einen Rate Selection Algorithmus durchführt, um (si,desired, bi,desired) zu wählen. B überträgt Rate Request Control Frames (RRCFs) an A, typischerweise unter Verwendung von (smin, bmin), um Änderungen in (si,desired, bi,desired) anzuzeigen. A entspricht der Anforderung von B und ändert (si, bi) zu (si,desired, bi,desired) im Ansprechen auf RRCFs von B. RRCFs sind vollwertige legale Rahmen, die von der MAC-Schicht genau wie Datenrahmen behandelt werden. Sie können mit einer anderen Priorität als Best-Effort-Datenrahmen gesendet werden, um eine schnellere Anpassung zur Verfügung zu stellen. RRCFs werden gesendet, wenn Knoten B eine gewünschte Rate wählt, die von der gegenwärtigen Rate verschieden ist, mit einem Backoff-Algorithmus, um zu verhindern, dass das Netz mit Ratenänderungsanforderungen überschwemmt wird, und um Zeit zu schaffen, damit Rateninformationen eintreffen und an A verarbeitet werden können. Es können verschiedene Backoff-Algorithmen verwendet werden, einschließlich: (1) abgerundeter binär exponentieller Backoff (BEB), mit Backoff auf der Grundlage eines Zählwertes von empfangenen Rahmen, (2) abgerundeter BEB mit Backoff auf der Grundlage von zeitgewichtetem abgerundetem Backoff (auf der Grundlage eines Zählwertes von empfangenen Rahmen oder Zeit), wobei die Backoff-Funktion von der gewünschten und der aktuellen Nutzlastcodierungsrate abhängt und keine binäre Exponentialfunktion zu sein braucht.
  • [0183]
    Rate Selection bezieht sich auf den Algorithmus, mit dem B (si,desired, bi,desired) wählt. Alle der vorgestellten Algorithmen verwenden einige oder alle der folgenden Eingangsstatistiken bei Empfang eines Pakets Pi, (Quadratfehler bezieht sich auf Quadrat-Entscheidungspunktfehler): Headerrate, (smin, bmin); Headerfehlerindikator, Xhdr,i ∊ {0,1}, 0 zeigt einen fehlerfreien Header an, 1 zeigt einen Headerfehler an; Headersumme des Quadratfehlers, Ehdr,i; Header-Maximalquadratfehler, Ehdr,1 Headerlängensymbole), nhdr; Nutlazstraten, (Si bi); Nutzlastfehlerindikator, Xhdr,i ∊ {0,1}, 0 zeigt eine fehlerfreie Nutzlast an, 1 gibt einen Nutzlastfehler an; Nutzlastsumme des Quadratfehlers, ∊pld,i; Nutzlast-Maximalquadratfehler, ∊pld,i; Payload-Länge (Symbole), npld,i; FSE-Leistung für jede Symbolrate in S, PFSEs,i; und normalisierte, pro-Symbol-ISI-Leistungsschätzung für jede Symbolrate in S, PISIS,i· Angesichts dieser Eingabestatistiken führt jeder Algorithmus Zustandsvariable, indem er Berechnungen auf der Grundlage der eingegebenen Statistiken und Zustandsvariablen durchführt, zuerst um die neue gewünschte Konstellationsgröße aus Rs für jede Symbolrate in S zu wählen, und dann, um die neue gewünschte Symbolrate aus all denen in S zu wählen. Zwei Algorithmen werden vorgestellt, die sehr unterschiedliche Mengen von Zustandsspeicherung und -berechnung erfordern: (1) Mean Squared Error-Algorithmus und (2) Maximum Squared Error-Algorithmus. Für die Zwecke der Konstellationsgrößenwahl wird anfänglich angenommen, dass nur eine einzige Symbolrate, s, betrachtet wird, und dass si = x für alle i.
  • [0184]
    Was den Mean Squared Error-Algorithm betrifft, so werden Fehlerraten von Kandidatenkonstellationen geschätzt, wobei die Konstellation gewählt wird, um den Durchsatz bedingt durch Paket mit maximaler Länge, maximale PER-Beschränkung zu maximieren. Nimmt man an, dass: Wahrscheinlichkeit von Symbolfehler ist von Symbol zu Symbol unabhängig, dann:
    Figure 00840001
    wobei:
  • Nmax
    = maximale Paketlänge (Bits)
    b
    = Größe der Kandidatenkonstellation (Bits pro Symbol)
    SNR
    = Symbolentscheidungspunkt Signal-Rausch-Verhältnis, normalisiert durch Verlust an mittlerer Symbolenergie der Konstellationsgröße b relativ zur Konstellationsgröße bmin
    SER
    = Symbolratenfehler
  • [0185]
    Rauschen ist additiv, weiss und Gaussisch, daher:
    Figure 00850001
    wobei:
    Figure 00850002
    (s. J. G. Proakis, Communications Systems Engineering, section 9.2-9.3, 1994). Dann ist es möglich, vorausgehend SNR-Schwellwerte, SNRmin,b, jede Konstellationsgröße b in R zu berechnen, so dass: PER(SNRmin,b) = PERmax. Somit ist PER < PERmax für SNR > SNRmin,b mit b monoton zunehmend. Falls jedoch entweder die Annahme eines unabhängigen SER oder die Annahme eines weissen Rauschens nicht zutrifft, wird SNRmin,b mit anderen Mitteln berechnet, so dass PER < PERmax immer noch für SNR > SNRmin,b erfüllt ist. Im Anschluss an jedes empfangene Paket pi mit fehlerfreiem Header, Xhdr,i = 0, und fehlerfreier Nutzlast, Xpld,i = 0, wird eine SNR-Schätzung, SNRi, berechnet. Ein Gleitfensterdurchschnitt der Länge N wird verwendet, um die maximale Ansprechzeit auf N empfangene Pakete zu begrenzen, so dass der Zustand benötigt wird, um die letzten N-1 Werte von εhdr, εpld, und npld zu speichern:
    Figure 00860001
    wobei
    Figure 00860002
    die mittlere Energie pro Symbol für Konstellationsgröße bmin ist.
  • [0186]
    Falls die Implementierung speicherbeschränkt ist, wird ein Einpoldurchschnitt verwendet, und der Zustand wird nur gebraucht, um den letzten Wert des Fehlerdurchschnitts, i-1, zu speichern:
    Figure 00860003
    wobei τ eine Zeitkonstante ist, welche die Gewichtung neuer Messungen im Durchschnitt beschreibt. Es wird angemerkt, dass die oben gezeigte Implementierung inhärent Nutzlastmessungen stärker gewichtet als Headermessungen. Falls es wünschenswert ist, stärkeres Gewicht auf Headermessungen zu legen, werden die folgenden Ersetzungen vorgenommen für nhdr und npld,i; n' > nhdr und n'pld,i < npld,i. Es wird angemerkt, dass die oben erwähnten Leistungs- und Multiplizieroperationen ohne bemerkenswerte Auswirkung auf die Leistungsfähigkeit durch eine Vorgehensweise mit festgelegter Präzision und geringerer Genauigkeit implementiert werden können. Im Anschluss an jedes empfangene Paket Pi wird SNRi mit der Schwellwertmenge SNRmin,b verglichen, um die neue Konstellationsgröße, bi+1,desired, zu wählen.
  • Figure 00870001
  • [0187]
    Der Versatz, Δ, sorgt für Entscheidungsstabilität, wenn SNRi einen Wert nahe einem Schwellwert SNRmin,b hat.
  • [0188]
    Im Hinblick auf den Maximum Squared Error-Algorithmus werden Fehlerraten von Kandidatenkonstellationen geschätzt, wobei die Konstellation gewählt wird, um den Durchsatz unter der Bedingung eines minimalen Prozentsatzes einer Einschränkung der Verbesserung zu maximieren. Es sei angenommen, dass ein Symbolfehler bei der Kandidatenkonstellationengröße b auftritt, wenn der Entscheidungspunktfehler die halbe Konstellationsminimaldistanz, dmin,b, übersteigt. Es sei auch angenommen, dass dmin,b mit b monoton abnimmt. Angesichts einer Serie von ni Symbolen, die unter Verwendung der Konstellation bi übertragen werden, mit Fehlerindikator χi = 1, ist es möglich zu erklären, ob statt dessen mindestens ein Symbolfehler für ni Symbole aufgetreten wäre, die unter Verwendung der Konstellation b > bi übertragen werden, falls Ei > (dmin,b/2)2. Somit lässt sich sagen, dass Symbolfehler für Kandidatenkonstellationsgrößen b ≥ bi "beobachtbar" sind. Im Anschluss an jedes empfangene Paket Pi wird die durchschnittliche Nutzlastlängenschätzung, Ni, aktualisiert: falls χhdr,i = 0, und χpld,i = 0: Ni = Ni-1·(1-1/τ) + npld,i·bi·1/τ,ansonsten: Ni = Ni-1 wobei τ eine Zeitkonstante ist, welche die Gewichtung der neuen Messungen im Durchschnitt beschreibt. Im Anschluss an jedes empfangene Paket Pi wird die längenunabhängige Erfolgsrate, Z1b,i, für alle Konstellationsgrößen b > bmin aktualisiert: falls χhdr,i = 0:
    Figure 00880001
    ansonsten: Z1b,i = Z1b,i-1
  • [0189]
    Es wird angemerkt, dass Z1b,i nicht aktualisiert werden kann, wenn χhdr,i = 1, falls man annimmt, dass der Header die Paketquelladresse enthält, da B nicht sicher sein kann, dass pi von A übertragen wurde. Somit ist Z1b,i für b = bmin tatsächlich nicht beobachtbar. Als nächstes werden die konditionale längenabhängige Erfolgsrate, Z2b,i, und die entsprechende durchschnittliche Messungslänge, Lb,i, für beobachtbare Konstellationsgrößen b ≥ bi aktualisiert: falls χhdr,i = 0, und Ehdr,i < (dmin,b/2)2:
    Figure 00880002
    ansonsten: Z2b,i = Z2b,i-1 Lb,i = Lb,i-1
  • [0190]
    Als nächstes wird die zusammengesetzte Erfolgsratenschätzung Zb,i berechnet:
    Figure 00890001
  • [0191]
    Als nächstes wird die erwartete Zeit-auf-Medium-Metrik, Mb,i, berechnet:
    Figure 00890002
    wobei ρ der durchschnittliche Paketoverhead in Sekunden einschließlich Konkurrenzzeit und fester Header-Dauer ist, und s die betreffende Symbolrate ist. Es wird angemerkt, dass 1/zb,i für die durchschnittliche Anzahl von Malen steht, die ein Paket übertragen werden muss, bis es erfolgreich empfangen wird, unter der Annahme, dass jedes Paket mit einer unabhängigen Wahrscheinlichkeit Zb,i erfolgreich empfangen wird. Ferner belegt der zweite Term in dem Ausdruck für Mb,i die Zeit, die von den Anfragen für Neuübertragung von B an A eingenommen wird, unter Annahme einer symmetrischen Erfolgswahrscheinlichkeit. Auch wenn diese Annahme nicht streng genommen gültig ist, soll der Neuübertragungsterm einfach eine stärkere Abhängigkeit von Z1b,i für den Fall zur Verfügung stellen, dass Pakete überwiegen kurz sind, (Ni/s·b ~ p). Als nächstes wird der Haltezählwert hb,i aktualisiert:
    Figure 00890003
    wobei Δbenefit die minimal erforderliche prozentuale Verbesserung des Durchsatzes ist, um eine Ratenänderung zu rechtfertigen. Schließlich wird die neue Konstellationsgröße, bi+1,desired, gewählt: bi+1,desired = b, so dass
    Figure 00900001
    wobei hmin die minimale Anzahl von aufeinander folgenden Paketen ist, bei denen die Konstellationsgröße b zumindest Δbenefit Prozentuale Verbesserung des Durchsatzes zur Verfügung stellen muss, um eine Ratenänderung zu rechtfertigen.
  • [0192]
    Es ist anzumerken, dass eine Veringerung der Zeitkonstante, r, die Ansprechzeit auf eine schrittweise Änderung des Eingangs verringert, aber auch den effektiven maximalen, messbaren, nicht-einheitlichen Wert von Zb,i, Zb,MAX, verringert. Zb,MAX ≡ 1-1/τ
  • [0193]
    Wenn angenommen wird, dass Anwendungen mit PER größer als PERmax schlechte Leistung erbringen, wird τ groß genug gewählt, um den betreffenden Wert Zbmax, 1-PERmax, zu messen. Somit ist τ ~ 1/PERmax. Die Wahl von τ mit diesem Verfahren für ein kleines PERmax kann zu einer unannehmbar langen Ansprechzeit in der Größenordnung von Hunderten von Paketen oder mehr führen. In diesem Fall kann die Empfindlichkeit für PER erhöht werden, während eine kurze Ansprechzeit beibehalten wird, unter Verwendung einer "effektiven" Konstellationsminimaldistanz an Stelle der vorausgehend beschriebenen tatsächlichen minimalen Distanz: dmin,b,effective = dmin,b+1. Da Z2b,i für Kandidatenkonstellationsgrößen b < bi nicht zu beobachten ist, gibt es einige Kombinationen von früherer Eingabe und aktueller Eingabe, welche den oben erwähnten Algorithmus am Wählen von b < bi hindern, obgleich ein höherer Durchsatz erzielt würde. Dies trifft nicht zu, wenn die gegenwärtigen Beeinträchtigungen are nicht-impulsartig sind, da diese Beeinträchtigungen über Z1b,i immer noch beobachtet werden können. Falls die gegenwärtigen Beeinträchtigungen jedoch impulsartig oder intermittierend sind, ist es weniger wahrscheinlich, dass sie während eines Headers auftreten, und Z1b,i ist dann weitgehend nicht betroffen. Unter diesen Umständen ist es nicht wahrscheinlich, dass sich bi,desired ändert, ausser wenn genügend Nutzlastfehler auftreten, um Z2b,i für die beobachtbaren Raten relativ zu den nicht beobachtbaren Raten zu verringern. Da viele Anwendungen gegen Bursts von aufeinander folgenden Fehlern empfindlich sind, und es wahrscheinlich ist, dass ein Burst von Fehlern auftritt, bevor sich bi,desired durch den oben erwähnten Mechanismus ändert, ist es wünschenswert, eine maximal zu tolerierende Anzahl von aufeinander folgenden Nutzlastfehlern zu erzwingen, wonach bi,desired auf bprobe gesetzt wird. Eine natürliche Wahl für bprobe ist bmin, wodurch alle b in R beobachtbar werden. Allgemeiner gesagt, bprobe wird gewählt als bi,desired-K, was es ermöglicht, dass eine variable Anzahl von Konstellationsgrößen b beobachtbar wird. Daraufhin bleibt bi,desired auf bprobe gesetzt, bis eine minimale Anzahl von Paketen unter Verwendung der Konstellationsgröße bprobe empfangen wurde. Nachdem diese Bedingung erfüllt ist, wird bi,desired gemäß der obenstehenden Beschreibung gewählt, bis die maximal tolerierte Anzahl von aufeinander folgenden Nutzlastfehlern das nächste Mal überschritten wird. Auch wenn bi,desired auf bprobe heruntergesetzt werden kann, um Statistiken für zuvor unbeobachtbare Raten aufzufrischen, kann dies tatsächlich zu einer höheren PER in Gegenwart von Beeinträchtigungen wie etwa periodischem Impulsgeräusch führen. Statt dessen kann eine Protokollunterstützung zum "Sondieren" mit Steuerpaketen verwendet werden, um Statistiken aufzufrischen, ohne Datenpakete aufs Spiel zu setzen. In diesem Fall könnte B eine alternative Version der Metrik Mb,i berechnen, indem Einheitlichkeit für Z2b,i ersetzt wird. Dies stellt eine optimistische Untergrenze für Mb,i dar. Wenn die optimistische Untergrenze für Mb,i ausreichend kleiner als Mb,i selbst ist, kann B anfordern, dass A unter Verwendung einer spezifischen Konstellationsgröße, bprobe Periodische nicht-data-beating-probe-Steuerpakete sendet. Eine natürliche Wahl für bprobe ist wieder bmin. Es ist ferner anzumerken, dass die Zeit auf Mediummetrik nach mehreren empfangenen Paketen und nicht nach jedem empfangenen Paket berechnet werden kann, um den Rechenaufwand einzuschränken.
  • [0194]
    Im Hinblick auf Symbol Rate Selection wird die Annahme, dass man auf eine einzelne Symbolrate beschränkt ist, gelockert. Es sei angenommen, dass B Pakete von A unter Verwendung der in 51 dargestellten MMSE FSE/DFE-Struktur für eine gegebene Symbolrate s demoduliert. Unter Annahme einer festgelegten Kanalantwort, hk, festgelegter MMSE FSE und DFE-Koeffizienten für eine gegebene Symbolrate, ws,k und bs,k, und additivem weissen Gaußschen Rauschen, nk, wird der für die Symbolrate s zu erwartende mittlere Quadratfehler, MSEs, zu demjenigen in Beziehung gesetzt, der für die Symbolrate smin zu erwarten ist, MSEsmin, und zwar wie folgt:
    Figure 00920001
    wobei:
    Figure 00920002
  • [0195]
    Ferner wird der maximale Quadratfehler über einen Satz von ni Symbolen, der für die Symbolrate s zu erwarten ist, Es,i, zu demjenigen in Beziehung gesetzt, der für die Symbolrate smin zu erwarten ist, MSEsmin, und zwar wie folgt:
    Figure 00920003
  • [0196]
    Da die Kanalantwort, die FSE- und DFE-Koeffizienten, und der Rauschpegel von Paket zu Paket variieren können, wird der Quadratfehlerverhältnis-Schätzer, λs,i, eingeführt: λs,i = λs,i – 1·(1 – 1/τ) + λnew·1/τ wobei:
    Figure 00930001
    und
    Figure 00930002
    die mittlere Energie pro Symbol bei Konstellationsgröße bmin ist.
  • [0197]
    Im Hinblick auf den Mean Squared Error-Algorithmus wird das vorausgehend beschriebene Verfahren zum Berechnen von SNRi wiederholt, aber mit der folgenden Ersetzung für εpld,i:
    Figure 00930003
    bs,i-1,desired wird gewählt wie vorausgehend für bi-1,desired beschrieben wurde, aber unabhängig für jede Symbolrate s in S, unter Verwendung der folgenden Ersetzung für SNRi SNRs,i = SNRi·λs,i.
  • [0198]
    Für eine gegebene Symbolrate s>smin, falls SNRs,i < SNRmin,b für alle b in R, wird bs,i-1,desired = 0 eingestellt.
  • [0199]
    Schließlich wird (si+1,desired, bi+1,desired) wie folgt gewählt: Si+1,desired = S, so dass s·bs,i+1,desired = max(s·bs,i+1,desired) bi+1,desired = bs,i+1,desired, wobei s = si+1,desired
  • [0200]
    Im Hinblick auf den Maximum Squared Error-Algorithmus, anstatt wie vorausgehend beschrieben Z1b,i, Z2b,i, Zb,i, Mb,i und hb für eine einzige Symbolrate s zu berechnen, wird Z1s,b,i, Z2s,b,i, Zs,b,i, Ms,b,i und hs,b,i für alle s in S berechnet. Der Hauptunterschied bei diesen Berechnungen ist, dass die folgenden Ersetzungen für Ehdr,i und Epld,i vorgenommen werden:
    Figure 00940001
  • [0201]
    Ferner wird die Definition von "beobachtbar" erweitert, indem die folgende Ersetzung für die Bedingung b ≥ bi vorgenommen wird:
    Figure 00940002
  • [0202]
    Es wird angemerkt, dass sich diese Bedingung zu b ≥ bi verringert, wenn s = si. bs,i+1,desired wird wie vorausgehend beschrieben für bi+1,desired gewählt, aber s ist S unabhängig für jede Symbolrate, unter Verwendung von Z1s,b,i, Z2s,b,i, Zs,b,i, Ms,b,i und hs,b,i, an Stelle von Z1,b,i, Z2b,i, Zbi,, Mb,i und hb,i. Zusätzliche Haltezählwerte Hs,i für jede Symbolrate s in S werden nun aktualisiert:
    Figure 00940003
    wobei: βs = bs,i+1,desired σ = Si,desired
  • [0203]
    Schließlich wird (si+1,desired, bi+1,desired) wie folgt gewählt:
    Figure 00950001
  • [0204]
    Gemäß der vorliegenden Erfindung dürften sowohl der Mean Squared Error-Algorithm als auch der Maximum Squared Error-Algorithm in Gegenwart von quasistatischen Kanälen und weissem Rauschen gute Leistungen erbringen. Da der Mean Squared Error-Algorithmus quasi-statisches weisses Gaußsches Rauschen annimmt, erbringt er gute Leistungen Gegenwart von Time Invariant White Noise. Die Leistung dürfte schlecht sein in Gegenwart von Time Varying White Noise, da der Rauschpegel auf der gleichen Zeitskala variiert, auf der er gemessen wird, was zu einer hohen Varianz in der Schätzung SNR i und einer hohen Variabilität der gewählten Rate führt. Da er Pakete mit Nutzlastfehlern beim Berechnen der Schätzung SNR i verwirft, erbringt er auch gute Leistungen in Gegenwart von hochpegeligem Impulsgeräusch, da er in Folge von Impulsereignissen fehlerhafte Messungen von Paketen ignoriert und die angesichts des Störpegels höchste beibehaltbare Rate wählt. Dies verringert die Wahrscheinlichkeit, mit der ein individuelles Paket einem Impulsereignis ausgesetzt wird. Die Leistungsfähigkeit ist jedoch weniger eindeutig bei weniger eindeutigem Impulsgeräusch mit einem mäßigen Pegel, da Impulsereignisse mit einem mäßigen Pegel gelegentlich Paketmessungen belasten können, ohne Fehler zu verursachen. Dies führt zu einer größeren Varianz in der Schätzung SNR i und einer größeren Variabilität bei der gewählten Rate. Die Leistungsfähigkeit dürfte auch in Gegenwart von Nicht-Gaußschem Rauschen schlecht sein, wenn der Algorithmus Gaußsches Rauschen annimmt und die Schwellwerte SNRmin,b entsprechend berechnet. Falls die Schwellwertberechnung verallgemeinert wird, um eine repräsentativere Rauschverteilung zu verwenden, könnte die Leistungsfähigkeit verbessert werden. Da der Maximum Squared Error-Algorithmus stets das längenunabhängige Z1b,i beobachten kann, erbringt er gute Leistungen in Gegenwart von Time Invariant White Noise. Die Leistungsfähigkeit dürfte in Gegenwart von Time Varying White Noise gut sein, da sowohl Z1b,i als auch Z2b,i unmittelbar die Wahrscheinlichkeit von hohen Rauschpegeln messen, selbst wenn der Rauschpegel über einen Bereich von Rauschpegeln schnell variiert. Die längenunabhängige Messung Z1b,i ist von Impulsereignissen weitgehend nicht beeinträchtigt, da sie aus Headern gesammelt wird, die wenig Zeit auf dem Medium einnehmen. Die längenabhängige Messung Z2b,i wird jedoch durch einen Fehler, der Impulsereignisse verursacht, direkt beeinflusst. Zusammen wägen die zusammengesetzte Erfolgsratenschätzung, Zb,i und die Zeit auf Mediummetrik, Mb,i, den Nutzen einer Verringerung der Zeit auf dem Medium und die Beeinflussung durch Impulsereignisse, gegen den Nachteil, empfindlicher zu sein, wenn diese doch auftreten. Somit erbringt der Maximum Squared Error-Algorithmus gute Leistungen in Gegenwart von Impulsereignissen sowohl mit einem hohen als auch mit einem mäßigen Pegel. Leider kann Z2b,i wegen des Problems der Nichtbeobachtbarkeit unter bestimmten Bedingungen ungenau werden. Um diese Fälle kümmert sich der vorausgehend vorgestellte Burstfehler-Begrenzungsmechanismus. Der Maximum Squared Error-Algorithmus erbringt gute Leistungen, da er Paketfehler direkt misst, ohne eine bestimmte Rauschverteilung anzunehmen.
  • -- Transformator mit verteilter Wicklung für S/N-Optimierung des Modem-Transceivers
  • [0205]
    Erneut unter Bezugnahme auf das in 4b gezeigte NIDAnalog-Front-End und einen in 52 gezeigten Abschnitt davon wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Transformator mit verteilter Wicklung zur Verfügung gestellt, dessen Wicklungsverhältnisse für ein maximales Transceiversignal-zu-Geräusch-Verhältnis optimiert sind. Allgemeiner gesagt wird ein Transformator mit verteilter Wicklung zur Verfügung gestellt, der in einer Modemanwendung von Nutzen ist. Der Sender-Ausgangssignalpegel für typische Modems ist nominal in einem Schutzband mit einer Leistungsgrenze der FCC oder einer anderen Regulierungsagentur festgelegt. Der Signalpegel am Empfängereingang ist jedoch in hohem Maße von der Kanaldämpfung im Pfad von einem fernen Sender abhängig. Folglich ist das ideale Leitungisolations-Transformatorwicklungenverhältnis vom Senderausgang zur Leitung von wt:1 für den Empfänger nicht optimal. Bei mäßigen zusätzlichen Kosten für eine zusätzliche Transformatorwicklung können die Wicklungsverhältnisse für den Sender und den Empfänger unabhängig eingestellt werden, wobei immer noch eine Hybrid-Echounterdrückung möglich ist. Da das Empfänger-Eingangssignal für gewöhnlich kleiner als das Senderausgangsignal ist, ist das optimale Wicklungsverhältnis wt:1 von Eingang zu Leitung, wobei wr > wt. Diese Hochstufung von dem übertragenen Signal stellt eine "geräuschlose" Verstärkung zur Verfügung, welche das erzielbare Empfänger-S/N-Verhältnis verbessert. Die maximale Trennung zwischen wt und wr ist begrenzt durch die verringerte Kopplung zwischen Sende- und Empfangswicklungen, die bei großen Unterschieden auftritt. Dies führt eine Phasenverschiebung ein, welche die Wirksamkeit üblicher Unterdrückungsverfahren kompromittiert. Praktische Zahlen für das Verhältnis wr:wt sind von 1 bis 4. Voiceband- oder ADSL-Modems des Standes der Technik ziehen keinen Vorteil aus diesem Verfahren. Im Fall von ADSL ist die Situation insofern besonders hervorstechend, als es üblich ist, Aufwärtstransformatoren von Modem zur Leitungsseite zu verwenden, um die übertragenen Signale auf Niveaus zu verstärken, die für eine Langstreckenkommunikation erforderlich sind. Dies bedeutet, dass tatsächlich eine Dämpfung der Empfangssignale vorliegt. Wie aus 52 ersichtlich ist, ist die Filter/Transformator/Schutzkomponente 445, die typischerweise die Filter/Schutzkomponente 451 und den Transformator 453 umfasst, in den Sende- und Empfangspfad 495 gekoppelt und sorgt beispielsweise dafür, dass der TX-Pfad 455 und der RX-Pfad 457 mit TIP und RING des Telefonleitung-RJ11-Verbinders 450 durch den Transformator 453 gekoppelt sind. Wt:1 ist das Sendewicklungsverhältnis; Wr:1 ist das Empfangswicklungsverhältnis; hierbei ist der Bezugspunkt die verdrillte Paarleitung 1. Der Transformator 453 koppelt die TIP-Leitung mit dem TX-Signalpfad der elektronischen Hybridschaltung 440 über wt:1-Wicklungen. Der Transformator 453 koppelt ebenfalls die RING- Leitung mit dem RX-Signalpfad über die wr:1-Wicklungen. Daher kann gemäß der vorliegenden Erfindung ein kleines Signal auf der empfangenen Leitung hochgestuft werden, während andererseits auf der Sendeseite eine Niederstufung stattfinden kann. Daher liefert gemäß der vorliegenden Erfindung ein Wr von 2 eine Hochstufung von 1 bis 2, während auf der Sendeseite ein Wt 2/3 im Wesentlichen ein Verhältnis von 3 zu 1 zwischen den Sende- und Empfangs-Transformatorwicklungen zur Verfügung stellen würde. Wie in 52 dargestellt ist, ist der gemeinsame Kern 459 mit drei Wicklungen darauf versehen, nämlich der Spitze-/Ringwicklung 461a, der Sendeseitewicklung 461b und der Empfangsseitewicklung 461c. Der Transformator kann dadurch so optimiert werden, dass er das beste Signal-zu-Geräusch-Verhältnis für den Transceiver zur Verfügung stellt.
  • -- Sende-Ausschalter für die Geräuschverringerung des Modemempfängers
  • [0206]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 4B wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Beseitigen oder Verringern des Einkoppelns von Senderrauschen in den Empfänger eines Modems während Perioden, in denen keine Übertragung stattfindet, zur Verfügung gestellt. Ein Modem, das im Halbduplexmodus arbeitet, lässt den Sender typischerweise Vollzeit mit der Hybrid- und Transformatorvorrichtung verbunden, die eine 4-Draht-zu-2-Drahtumsetzung von Modem zu Leitung durchführen, obwohl es nicht aktiv ist, während ein Signal empfangen wird. Unter dem Gesichtspunkt des Signals hat dies keine Konsequenz. Der Rauschbeitrag vom Senderausgang zum Empfängereingang kann jedoch in einer Niedrigleistungs-Signalumgebung beträchtlich sein. Das Hinzufügen eines einfachen Schalters 435 (z.B. eines Zweitransistor-Übertragungsgates in CMOS-Technologie) zwischen den Ausgang des Senders (z.B. Filter 430) und die Hybridschaltung 440 verringert am Empfängereingang eingeführtes Rauschen und verbessert dadurch das Empfänger-S/N-Verhältnis wesentlich. Die Aktivierung des Schalters kann in eine automatische Verstärkungssteuerungsschleife eingefügt sein, wobei die Einstellung für die minimale Verstärkungssteuerung den Schalter zum Abschalten veranlasst. Als Alternative kann ein spezifischer Verstärkungssteuerungscode zum Aktivieren des Schalters zugewiesen werden, der kann auf direkte Weise abgeschaltet (disabled) und eingeschaltet (enabled) werden kann.
  • [0207]
    Wie bei dem in 4B dargestellten, typischen NID ersichtlich ist, führt die elektronische Hybridschaltung 440 das Signal von dem Sender zurück in den Empfänger. Der VGA 470 hat zwei Paare von Eingängen, einen vom Sender zurückgeführten, und das andere einen Empfangseingang von der Leitung 106. Jedes aus dem Sender kommende Signal verursacht einen Eigenecho-Pfad (z.B. durch den in 52 dargestellten Transformator) in den Empfänger, der unterdrückt werden sollte, damit der Empfänger nicht verwirrt wird, ob ein solches Eigenecho ein von der Leitung 106 kommendes Signal ist. Rauschen kann auch in den Empfänger von der Senderseite eingeführt werden, sogar während Zeiten, in denen keine Übertragung stattfindet, da die Elektronikomponenten im Sendepfad auch im Leerlauf Rauschen beisteuern können.
  • [0208]
    Gemäss der vorliegenden Erfindung wird daher, wenn der Sender nicht überträgt, ein im Sendepfad vorgesehener Sende-Auschalter 435 abgeschaltet, wodurch verhindert wird, dass Rauschen, das die Leistungsfähigkeit des Empfängers verschlechtern würde, zurück in den Empfangspfad eingeführt wird. Wie aus 4B ersichtlich ist, befindet sich der Schalter bei der bevorzugten Ausführungsform in der Nähe des Endes des Sendepfades, d.h., unmittelbar vor der kombinierten elektronischen Hybridschaltung 440.
  • Aspekte der Voice-Implementierung
  • [0209]
    Angesichts der obenstehend beschriebenen Hausvernetzungs-Implementierungsaspekte der vorliegenden Erfindung gehen wir nun über zu Voice-Implementierungsaspekten im Zusammenhang damit, welche Konzepte umfassen, welche die Voice over IP (VoIP)-Paketlatenz auf Hausvernetzungs-LANs, Taktsynchronisierung, Taktsynchronisierungsschaltung, Erfordernisse für die Implementierung der VoIP-Head of Line (HOL)-Blockierungslösung, und Kollisionssignal-Schlitzzuweisung beinhalten.
  • [0210]
    Der Wunsch, einen qualitativ hochwertigen VoIP-Dienst zu erzeugen, geht auf eine Initiative mit mehreren Zielsetzungen zurück, einschließlich der Verringerung der Kosten zum Unterhalten von Trägernetzen durch Umstellen von einem leitungsvermittelten to einem paketvermittelten Modell, und indem zugelassen wird, dass Voice und Daten sich in eine gemeinsame Infrastruktur teilen. Existierende Kabel-Provider sehen diesen evolutionären Schritt als eine Gelegenheit, in einem Versuch, ihre Kernaktivitäten zu erweitern, neue Voice-Dienstleistungen zur Verfügung zu stellen. Existierende Voice-Carrier erkennen die Bedrohung durch potentielle neue Voice-Dienstleistungen-Provider und möchten ihre Voice-Netze mit Datennetzen verschmelzen, um wettbewerbsfähig zu bleiben. Die Verbraucher werden erwarten, dass diese Veränderungen in der Bereitstellung von mindestens einem Äquivalent ihrer gegenwärtigen Voice-Dienstleistung zu verringerten Kosten resultiert. Um die Anforderungen aller Beteiligten zu befriedigen, ist das bevorzugte Resultat der VoIP-Initiative, Voice-Anrufe mit einer Qualität zur Verfügung zu stellen, die mindestens derjenigen gleichwertig ist, die von heutigen leitungsvermittelten Netzen geliefert wird. Die Qualität eines Voice-Anrufs wird durch mindestens zwei Metriken beeinflusst: (1) Audio-Wiedergabegüte und (2) Audio-Verzögerungscharakteristiken. Die Audio-Wiedergabegüte von paketisierter Stimme wird von mehreren Parametern beeinträchtigt. Zu diesen gehören: (1) Wahl des Codec – allgemein gesprochen, je niedriger die Kompressionsrate in dem Codec ist, desto höher ist die Mean Opinion Score (MOS) der resultierenden Wiedergabe, und desto besser ist die wahrgenommene Sprachqualität; und (2) Verlorene Abtastproben in Folge von Staus und Übertragungsfehlern, sowie durch übermäßige Pfadlatenz verlorene Abtastproben resultieren in verzerrter Sprache und anderen hörbaren Artefakten sowie in einem schlechten Durchsatz für Sprachband-Datengeräte wie etwa FAX.
  • [0211]
    Die Audioverzögerung in einem VoIP-System wird durch die Summe der einzelnen Verzögerungen bestimmt, die in dem gesamten Kommunikationspfad für den Anruf auftreten. Der Pfad umfasst Codec-Verzögerung, Paketisierungsverzögerung, LAN- Warteschlangenbildung und Übertragungsverzögerung, IP-Netz-Warteschlangenverzögerung, Verarbeitungs- und Übertragungsverzögerungen, Far-End-LAN-Verzögerung und schließlich Entpaketisierungsverzögerung. Wenn diese gesamte Verzögerung ca. 150 ms in einer Richtung übersteigt, besteht eine Tendenz, dass die wahrgenommene Ansprechzeit des Teilnehmers am anderen Ende die normalerweise erwartete menschliche Ansprechzeit übersteigt. Im Ergebnis tendieren Sprecher dazu, ungeduldig zu werden, sich zu wiederholen, und unabsichtlich den anderen Sprecher zu unterbrechen. Das Ergebnis ist allgemeine Verärgerung, Verwirrung und Frustration bei beiden Sprechern. Jeder, der einen internationalen Anruf über lange Übertragungsverbindungen gemacht hat, mag solches Verhalten erlebt haben. Die Verwendung von Simplexkanal-Handshaking (d.h. "Roger" sagen, um anzudeuten, wann man mit dem Sprechen fertig ist und auf eine Antwort wartet), ist keine akzeptable Lösung.
  • [0212]
    Unter erneuter Bezugnahme auf die 1b und 1d kann das Kabelnetz ein DOCSIS-Netz mit vollständig strukturierten Zeitperioden sein. Das Kabelmodem-Abschlusssystem ist im Wesentlichen ein "Master" auf dem Kabelnetz und diktiert den verschiedenen Kabelmodems ("Slaves") in den Haushalten genau, wer wann an der Reihe ist, um auf das Kabelsystemnetz zuzugreifen, wodurch Konkurrenz vermieden wird. Der Betrieb des Kabelmodem-Abschlusssystems in Verbindung mit (einem) Kabelmodems) ist in der vorausgehend erwähnten Patentanmeldung beschrieben, auf deren Inhalt hiermit Bezug genommen wird. Das oben beschriebene, gemeinsam genutzte HPNA-Netz weist jedoch keinen zentralisierten Master auf, der die Taktung auf dem Netz diktiert. Die gemeinsam genutzte Hausvernetzung verwendet den Randomisierungsprozess zum Aussortieren des Zugangs. Es ist möglich, den Verkehr mit der höchsten Priorität (z.B. Stimme) spezifisch zu takten, um die Zeit zu minimieren, die erforderlich ist, damit ein Paket von einem Ende des Kabels zu dem anderen gelangt. Dies ist nötig, um die Qualität von Voice bewahren, sonst gibt es Schwierigkeiten beim Kommunizieren über das Telefon. Wenn das Stimmpaket im Haushalt eintrifft, muss es vom Gateway zum Handapparat transferiert werden, und es ist nötig, sich mit den anderen Vorrichtungen zu befassen, die auf dem Hausnetz arbeiten (z.B. PCs, Druckern usw.), oder ebenso mit Handapparaten, auf denen zur gleichen Zeit mehrere Anrufe im Gange sein können.
  • [0213]
    Ein komplettes VoIP-System umfasst das IP-Backbone, Dienstleistungs-Provider Kopfstellenausrüstung, ein lokales Übergabenetz, und schließlich ein Haushaltsverteilungsnetz. Unter kurzer Bezugnahme auf 70 ist dort ein Diagramm des Netzes gezeigt, das eine Mehrzahl von POTS-Telefonen 2016a2016c aufweist (mit einer Analogverbindung zu jeweiligen Umsetzervorrichtungen 2017a2017c, welche die analogen Anrufe in Abtastproben konvertieren und sie zum Versenden über das Netz paketisieren) und einem HPNA VoIP-Telefon 2016d (einem Telefon mit einem eingebauten HPNA-Transceiver). Die Umsetzervorrichtung muss genau mit dem 8 kHz-Takt arbeiten, der durch das Protokoll gemäß der vorliegenden Erfidung beschrieben ist. Falls kontinuierlich Abtastproben mit 8 kHz genommen werden, ergibt sich zusätzlich ein ein Problempunkt, ab welchem Zeitpunkt ein Satz dieser genommenen Abtastproben als Paket zu bezeichnen ist und mit seinem Senden begonnen wird. Dies steht in Bezug zu dem Kabelmodemsystem-Netz mit seinem deterministischen Übertragungasalgorithmus, so dass das CMTS (Kopfstelle) 2020 allen Knoten diktiert und Zuteilungen verarbeitet, die Anfragen von den Gruppen von Haushalten mit ihren Kabelmodems zugeordnet sind. Die Kopfstelle sendet ein einzelnes Paket aus, das beschreibt, welcher Haushalt in der Rotation als nächstes in der Lage ist, ein Paket abzugeben. Das Gateway 2018 erstellt mit der Kopfstelle die Tatsache, dass es die unaufgeforderten DOCSIS-Zuteilungen (in 10 ms-Intervallen) erhalten möchte. Die Kopfstelle hat die unaufgeforderten Zuteilungen zugewiesen. Die Vorrichtungen auf dem HPNA-LAN haben jedoch an diesen Informationen, die auf dem DOCSIS-Netz hin und her übertragen werden, keinen Anteil. Insofern wissen die Vorrichtungen nicht, wann die Zuteilungen stattfinden. Es wird daher ein Paketsynchronisierungsmechanismus benötigt, um zu bestimmen, wann die Zuteilungen auf dem Netz stattfinden, und der Abtastproben-Rahmenbildung dann mitzuteilen, den Satz von Abtastproben so einzurichten, dass sie auf dem HPNA- Netz gesendet werden können und genau rechtzeitig für die von dem Haushalt-Gateway empfangene Zuteilung eintreffen. Im Wesentlichen wird die Zuteilungsinformation von dem Kabelmodem erhalten und auf dem HPNA LAN-Netz an den geeigneten Knoten geliefert (wobei jeder Knoten möglicherweise eine Zuteilung auf dem DOCSIS-Netz mit einer verschiedenen zeitlichen Platzierung hat). Sobald der einzelne Knoten über seine individuellen Informationen verfügt, nimmt er dann einen Strom von Abtastproben von einem Telefon (z.B. wird alle 125 μs eine andere Abtastprobe erhalten, wobei 80 × 125 μs gleich 10 ms sind). Ein Satz von 80 aufeinander folgenden Abtastproben muss an einem bestimmen Zeitpunkt aufgenommen werden, und der Umsetzerknoten muss wissen, wann die Zuteilung die Paket am Kabelmodem braucht, und eine gewisse Zeit davor muss das 80-Abtastproben-Paket über das HPNA-LAN an das Kabelmodem geliefert werden, damit es nicht zu spät für die Zuteilung ist, wenn es am Kabelmodem ankommt. Falls es zu spät ankommt, muss es auf die nächste Zuteilung warten, die 10 ms entfernt ist, wodurch sich die Zeit zum Durchqueren des gesamten Netzes um weitere 10 ms verlängert. Unter kurzer Bezugnahme auf 54 ist dort eine Upstream-Übertragung eines VoIP-Rahmens #N zu sehen. Dies zeigt an, wann die Zuteilung eintrifft. Eine weitere Zuteilung findet mit einer Zeitspanne von 10 ms zwischen den Zuteilungen statt. Was somit benötigt wird, ist eine Bestimmung, damit der Umsetzer die Abtastprobe zeitlich genügend weit zurück als Rahmen erstellt, so dass sie rechtzeitig zum Erreichen der Zuteilung über das HPNA-Netz gesendet wird. Die vorliegende Erfindung stellt eine solche Bestimmung zur Verfügung.
  • -- VoIP-Paketlatenz auf Haushalt-LANs
  • [0214]
    Es ist daher wichtig, die Latenz von Paketen zu minimieren, die sich über das Netz bewegen. Es ist auch wichtig, die Varianz in der Taktung der Abtastproben, die an einem Ende genommen und am anderen Ende austreten, zu minimieren. Die vorliegende Erfindung löst beide dieser Aufgaben. Entsprechend spielt Rahmenschlupf eine Rolle bei der Differenz zwischen dem Abtastende und dem Ausgabeende im Hinblick auf den an der Kopfstelle verwendeten Takt, und bezieht sich auf eine einzelne Abtastprobe, die mit einer 8 kHz-Rate genommen wurde. In diesem Zusammenhang bedeutet Rahmenschlupf dass, falls Abtastproben mit einer Rate von geringfügig höher als 8 kHz genommen und mit der 8 kHz-Rate ausgegeben werden, gibt es letztendlich mehr Abtastproben als Zeit, um sie auszugeben, was eine Verringerung der Abtastproben erforderlich macht, um aufzuholen, wobei eine solche Verringerung als Rahmenschlupf bezeichnet wird, und ein Rahmen eine Abtastprobe bei 8 kHz ist. Die Idee ist es, die Rahmenschlupfzahl zu minimieren, wobei bevorzugt ein tolerierbarer Betrag 0,25 Rahmenschlupf pro Minute ist. Um diesen tolerierbaren Betrag zu erzielen, muss es irgende einen Mechanismus für das Befördern der Taktinformationen über das Netz geben, so dass der gleiche 8 kHz-Takt verwendet wird, und nicht ein etwas schnellerer oder etwas langsamerer. Die vorliegende Erfindung stellt einen solchen Mechanismus zur Verfügung.
  • [0215]
    Im Hinblick auf Pfadlatenz und Jitter bei dieser Latenz ist es nicht wünschenswert, wenn Pakete an einem Ende des Netzes zusammengestellt und gemächlich am anderen Ende geliefert werden. Die allgemein akzeptierte Zahl für die längste Zeit, die bei der Verzögerung eines Paketes angenommen werden kann, wenn es durch das gesamte Netz befördert wird (d.h. vom Anwender-Heimtelefon, durch das Hausnetz, die Kabel hinauf, durch das Internet, und auf ähnliche Weise zurück hinunter zu dem anderen Ende zum Anwender-Heimtelefon) beträgt 150 ms. Alles, was diese Latenz übersteigt, erzeugt eine unnatürliche Unterhaltung. Um den Latenzbetrag niedrig zu halten, müssen in einem gemeinsam genutzten Netz mehrere mehrere Problempunkte angegangen werden. Falls standardmäßiges Ethernet verwendet wird, erzeugt die Varianz in der Latenz, die durch den standardmäßigen Backoff-Algorithmus erzeugt wird, hohe Kosten im Hinblick darauf, was für eine Voice-Übertragung tolerierbar ist. Bei dem HPNA V2-Protokoll, das ebenfalls einen randomisierten Backoff-Algorithmus implementiert, ist es insofern von dem standardmäßigen Ethernet verschieden, als Gewinner nicht dafür belohnt werden, wenn sie gewonnen haben. Ein Gewinner muss anwarten, bis jeder Verlierer der Konkurrenzrunde an die Reihe gekommen ist, bevor der Gewinner wieder mit einer neuen Übertragung an die Reihe kommt. Im Endeffekt verringert dies die Latenz bei der Kollisionsauflösung stark und stellt eine gute Basis für die Voice-Übertragung zur Verfügung.
  • [0216]
    Komponenten einer Latenz können die Möglichkeit beinhalten, dass jemand anders das Netz verwendet, wenn das Netz verwendet werden soll, und HPNA hat eine eingebaute Prioritätsvergabe, wobei Stimmverkehr die höchste Priorität erhält. Dies kann jedoch niemanden daran hindern, als Erster am Netz einzutreffen, und der Spätere muss warten, bis er an der Reihe ist, ein Paket abzusenden, obgleich es höchste Priorität besitzt. Wenn der frühere Absender fertig ist, hat der Spätere höchste Priorität für das leerlaufende Netz. Eine Kollision kann sich auch mit anderen Knoten ereignen, die Verkehr mit höchster Priorität aufweisen. Die Kollisionsauflösung kann im schlechtesten Fall bis zu 2,7 ms dauern, mit einer spezifischen Auflösungswahrscheinlichkeit. Falls die Wahrscheinlichkeit auf immer höhere Zahlen erweitert wird, dauert es immer länger. Diese Zahl von 2,7 ms wird als die Vorgabezahl für die Leistungsfähigkeit genommen, die gegenwärtig in der Industrie allgemein akzeptiert ist. Eine andere allgemeine Erfordernis in der Industrie ist es, dass insgesamt vier Telefone unterstützt werden müssen, die alle zu einer gleichen Zeit unter Verwendung des gleichen Netzes zu dem gleichen Gateway das Gleiche tun. Eine weitere Annahme ist, dass die Übertragung durch einen Fehler ruiniert wird und ganz von Neuem durchgeführt werden muss. Die benötigte Gesamtzeit beträgt im schlechtesten Fall 11,8 ms. In der anderen Richtung hat das Gateway eine Warteschlange von Paketen (die Daten für vier Knoten übertragen) in der stromabwärtigen Richtung, jedoch stellt es nur einen Punkt der Anbindung an das Netz dar. Wenn der Verkehr des Gateway mit allen vier hochkommenden kollidiert, ereignet sich eine Fünfweg-Kollision, und falls das Gateway das letzte ist, das bei dieser Kollision gewinnt, muss das Gateway abwarten, bis alle anderen Upstream-Knoten fertig sind, bevor es weitermacht. Alles wird wieder durch Geräusch zunichte gemacht, und nur das Stimmpaket von einem Knoten gelangt nach draussen. Die anderen drei müssen warten, um in der stromabwärtigen Richtung nach draussen zu gelangen. Mit 11,8 ms auf einer Seite des Anrufs und 14,9 ms auf der anderen Seite des Anrufs sind dies insgesamt 26,7 msec. Bei 150 ms zum Durchlaufen der gesamten Strecke von Ende zu Ende verbleiben 114,3 ms für den Rest des Weges. Gemäß der vorliegenden Erfindung wurden Verbesserungen gemacht, um die Latenz zu verbessern und den Takt zu synchronisieren.
  • [0217]
    Zusätzlich zu den oben erwähnten Voice-Qualitätproblempunkten muss jede Haushalt-Vernetzungslösung für die Verteilung von VoIP-Anrufen eine vertretbare Anzahl von gleichzeitigen Anrufen unterstützen und muss zu vernünftigen Kosten verfügbar gemacht werden. Jedes dieser Erfordernisse stellt Einschränkungen für die Anstrengung dar, die Zielsetzung der Anrufqualität insgesamt zu erreichen. Die qualitativen Leistungsfähigkeits-Aufgabenstellungen sind wie folgt in den spezifischeren technischen Anforderungen für das gesamte System zusammengefasst:
    • 1. Die Rahmenschlupfrate (Stimmabtastproben-Verlustrate) des gesamten VoIP-Pfades sollte 0,25 Schlupf pro Minute nicht übersteigen.
    • 2. Die Pfadlatenz von Ende zu Ende für jeglichen Voice-Anruf sollte 150 ms nicht übersteigen – der Haushalt-LAN-Anteil an dieser Gesamterfordernis ist 10 ms.
    • 3. Das Haushalt-LAN sollte 4 gleichzeitige VoIP-Anrufe unterstützen, um ein adäquates und konkurrenzfähiges Diensleistungsniveau für die Endanwender zur Verfügung zu stellen.
    • 4. Die Installationskosten müssen zumutbar sein.
  • [0218]
    Wie bereits erwähnt wurde, handelt es sich bei Rahmenschlupf um den Verlust einer einzelnen 8 kHz-Audioband-Abtastprobe. Indem Rahmenschlupf minimiert wird, wird der Paketverlust minimiert, und die Sprachqualität wird aufrecht erhalten. Zusätzlich zu Problemen, die bei Sprache auftreten, erleidet Sprachband-Datenverkehr eine schwere Verschlechterung des Durchsatzes, wenn auch nur eine geringe Anzahl von Codec-Abtastproben verloren geht. Da jedes VoIP-Paket, das im Hausnetz läuft, für gewöhnlich mindestens 80 Stimmabtastproben umfasst, verursacht der Verlust eines einzigen VoIP-Paketes 80 Rahmenschlupfe. Nur ein solcher Verlust in 320 Minuten ist zulässig, wenn das Ziel von 0,25 Rahmenschlupf pro Minute eingehalten werden soll. Dies stellt eine sehr strikte Anforderung für den Betrieb des Hausnetzes im Hinblick auf Paketverlust dar. Paketverlust in einem Hausnetz könnte von einem jeglichen von mehreren Faktoren verursacht sein, darunter:
    • 1. Verluste in Folge nicht korrigierten Bitfehlern in der übertragenen Nachricht.
    • 2. Taktfehlanpassung zwischen der 8 kHz-Codecabtastung am Sender und den Taktschlitzen, die auf einem synchronen Netz vorhanden sind (einige VoIP-Anrufe können ein synchrones Netz für mindestens einen Abschnitt der Route durchqueren), was letztlich zu Puffer-Overruns oder -Underruns führt.
    • 3. Verspätete Paketankunft – Zu spät eintreffende Pakete werden verworfen und sind im Endeffekt verloren. Beispielsweise werden an der Haushalt-LAN/WAN-Schnittstelle verspätet eintreffende Upstream-VoIP-Pakete verworfen, da nicht zu erwarten steht, dass sie rechtzeitig irgendwo sonst entlang des Pfades eintreffen, nachdem sie an der WAN-Schnittstelle zu spät sind.
    • 4. Stauverlust – einige LAN-Protokolle können aufgereihte Pakete in Folge von Staus oder anderen Ausfällen verwerfen, z.B. exzessive Kollisionen in einem IEEE 802.3-Netz führen dazu, dass ein Paket fallen gelassen wird.
  • [0219]
    Wie auch vorausgehend erwähnt wurde, sind 150 ms für den gesamten VoIP-Anrufpfad zugewiesen. Der Abschnitt der Anrufpfadlatenz, der für die Hausnetzzustellung zugewiesen ist, beträgt 10 ms. Nimmt man an, dass beide Ende des Anrufs in einem Haushalt-LAN abgeschlossen werden, dann ist die Paketlieferlatenz, die dem Hausnetz an jedem Ende des Anrufs zugewiesen ist, ungefähr 5 ms. Es ist anzumerken, dass jegliches VoIP-Paket, das später als innerhalb der zulässigen Latenz von 5 ms eintrifft, im Endeffekt verloren ist, selbst wenn das Paket möglicherweise ohne Fehler angekommen ist. Ein verspätetes Paket kann nicht bei einer Sprachrekonstruktion verwendet werden. Daher beeinflusst die Fähigkeit eines Netzes, das erforderliche Lieferlatenzziel einzuhalten, nicht nur die Audio-Verzögerungszahl, sondern hat auch einen direkten Einfluss auf die Rahmenschlupfrate. Eine Untersuchung dieser Beziehung zeigt ferner die folgende Latenzbegrenzung: (1) Das Netz kann den Verlust eines einzelnen Paketes in 320 Minuten tolerieren; (2) Eine Richtung einer VoIP-Verbindung leitet 320*60/10 ms = 1,92E6 Pakete in 320 Minuten; (3) Daher beträgt die zulässige Rate von verlorenen Paketen 1/1,92E6 = 0,52 Pakete pro Million. Für die Latenzanforderung bedeutet dies, dass die Latenzzahl von 5 ms in einer Richtung 99,99995% der Zeit erfüllt sein muss. Die meisten LAN-Protokolle, die vorschlagen, to den Hausnetzraum zu füllen, dürften nicht in der Lage sein, sicher zu stellen, dass eine solche Zahl eingehalten wird, weil herkömmliche Asynchronnetze eine stark variable Latenz zur Verfügung stellen. Einige Netze mögen in der Lage sein, eine durchschnittliche Latenz von 5 ms zu erzielen, jedoch führt der Jitter in der Latenzzahl dazu, dass ein beträchtlicher Prozentsatz von Rahmen (d.h. >>0,0001 %) mit einer Latenz geliefert wird, die über der Zahl von 5 ms liegt. Dieser Pegel der Leistungsfähigkeit ist mit den Zielsetzungen eines qualitativ hochwertigen VoIP-Systems nicht in Übereinstimmung zu bringen.
  • [0220]
    Standard Ethernet-Protokoll wäre eine mögliche Wahl für ein Haushalt-LAN, wenn es an ein haushaltsfreundliches Medium wie etwa eine Telefonleitung oder einen drahtlosen Träger angepasst ist. Das HPNA V1-Protokoll wurde auf eben diese Weise erstellt. Das HPNA V1-Protokoll ist das IEEE 802.3 MAC-Protokoll, das auf Haushaltstelefonleitungen arbeitet, mit einer neuen PHY-Implementierung. Aber der Kollisionsauflösungsalgorithmus des IEEE 802.3-Protokolls liefert eine sehr unzufriedenstellende Latenzleistungsfähigkeit, wenn die zusammengesetzte Netzlast mäßig bis hoch ist. Eines der am häufigsten genannten Probleme, die sich bei einer hohen Angebotslast auf dem IEEE 802.3-Protokoll ergeben, ist der Netzeinnahmeeffekt ("network capture effect"), bei dem konkurrierende Stationen sich während relativ langer Zeitperioden so zu sagen in Dominanz über das Netz abwechseln. Alles in Allem ist das Netzverhalten fair, aber während kurzer Zeitspannen ist das Netz ziemlich unfair. Die Dauer der unfairen Zugangszeiten ist viel länger als die erforderliche Lieferlatenz von 5 ms für ein einzelnes VoIP-Paket. Es stellt sich die Frage, ob VoIP-Verkehr ausreichend hohe Netzlasten erzeugen kann, um zu veranlassen, dass der Netzeinnahmeeffekt auftritt. Falls das Netz auch für Datenverkehr mit benutzt werden soll, ist die Antwort sehr klar: Eine hohe Last kann mit der Einführung einer einzigen Netzsitzung erzielt werden, die versucht, eine mittelgroße Datei oder Webseite zu transferieren. Ein solcher Dateitransfer verursacht eine augenblickliche Lastzunahme, die ausreicht, um die 99,99994%-ige Vertrauenseinhüllende für Jitter weit über die Zahl von 5 ms zu verschieben. Die folgende Erläuterung gibt hierfür ein Beispiel: Der IEEE 802.3-Netzeinnahmeeffekt ist das Resultat der Genehmigung für den Gewinner einer Kollisionsauflösung, mit dem nächsten Rahmen in seiner Übertragungswarteschlange in das Netz zurückzukehren, mit einem inhärenten Vorteil über die vorherigen Verlierer für die nächste Runde einer Kollisionsauflösung. Wegen des inhärenten Vorteils besteht eine relativ hohe Chance, dass der Verlierer während einer längeren Zeitdauer aus dem Netz ausgesperrt wird, die im Durchschnitt ungefähr: 3,5x2^10 X 51,2 μs (Netzschlitzzeit) = 184 ms bei einem 10Mbit-Netz beträgt. Im Anschluss an diese durchschnittliche Einnahmezeit wird der Verlierer den aktuellen Übertragungsrahmen aufgrund von übermäßigen fehl geschlagenen erneuten Versuchen verwerfen. Während des Netzeinnahmeereignisses erzeugt die Verliererstation dann zusätzliche 18 VoIP-Pakete. Jedes von diesen wird wiederum an der LAN/WAN-Schnittstelle verworfen, weil sie alle lange nach ihrer jeweiligen Latenzbegrenzung von 5 ms eintreffen. Durch diese völlige Unfähigkeit entfernt sich das IEEE 802.3-Protokoll weit von der erforderlichen Zielsetzung für die Leistungsfähigkeit. Das HPNA V1-Protokoll verwendet die IEEE 802.3 MAC-Funktion, und es spezifiziert eine Schlitzzeit für Backoff-Zwecke von ca. 300 μs. Bei HPNA V1-Systemen resultiert dies in einer durchschnittlichen Netzeinnahmeereignisdauer dauer von mehr als 1 Sekunde. Es wurde eindeutig ein ausgefeilteres Protokoll benötigt. Innerhalb des IEEE 802.3 MAC-Protokolls können einige Vorkehrungen getroffen werden, um den Netzeinnahmeeffekt zu verringern, wie etwa die Anwendung einer Verkehrszeitplanung, um die Dauer von Einnahmeeereignissen zu minimieren. Wenn die Zeitplanungsoperation nicht im Vorrichtungstreiber durchgeführt wird, der reale Kenntnis der MAC TX-Warteschlange und der Netzlast insgesamt besitzt, ist das Ergebnis ineffektiv. Selbst bei einer effizienten Zeitplanung gibt es keine Garantie, dass der nächste Gewinner ein Knoten mit VoIP-Verkehr statt des neuesten Downloads von ZDNET ist. Die durchschnittliche Latenz kann verringert werden, aber Extreme liegen immer noch jenseits der erforderlichen Maxima, und der gegen Latenz am empfindlichste Verkehr erhält keinerlei Priorität. Eine bessere Alternative ist die von HPNA V2 vorgestellte, wie vorausgehend beschrieben wurde.
  • [0221]
    Das HPNA V2-Protokoll löst das Problem der Netzeinnahme, indem es einen einfachen und doch eng gebundenen Kollisionsauflösungsmechanismus anwendet, der nicht auf einem als DFPQ bekannten zentralen Arbiter zum Auflösen von Netzteilungsansätzen beruht, wie vorausgehend beschrieben wurde. Der Schlüssel zu dem Protokoll ist die Anwendung einer RX-basierten Kollisionserfassungsmethode, die es ermöglicht, dass alle Netzknoten beständig Kenntnis über den Netzzustand besitzen. Basierend auf dem Netzzustand kann jeder Knoten bestimmen, ob er mit dem Übertragen eines Paketes an der Reihe ist. Sobald ein Knoten übertragen hat, muss er warten, bis alle anderen Knoten, die übertragen möchten, ebenfalls an der Reihe waren, bevor er erneut an die Reihe kommt. Da mehrere Knoten um die gleiche Übertragungsgelegenheit konkurrieren, führen sie einen Randomisierungsschritt durch, der dazu dient, eine Sendefolgeordnung unter den konkurrierenden Knoten zu definieren. Da die Ordnungsentscheidung zufällig und dezentralisiert ist, gibt es einige Folgeerscheinungen einer Größe Nicht-Null für die Zeit, die zum Auflösen einer nicht-kollidierenden Reihenfolge benötigt wird, aber die Folgeerscheinungen sind gering im Vergleich mit dem Verhalten traditionellerer Kollisionsauflösungs-Protokolle. Durch Verwendung der DFPQ-Kollisionsauflösung wird der Netzeinnahmeeffekt vollständig vermieden. Die Beseitigung des Netzeinnahmeeffekt ist nicht genug, um das Problem der Abgabe von Garantien für eine begrenzte Latenz vollständig zu lösen. Weil einige konkurrierende Knoten relativ zeitunempfindliche Pakete in ihren Warteschlangen haben können (wie etwa Dateitransferdaten oder Webseitendaten), könnte die Lieferlatenz für die zeitempfindlichen VoIP-Pakete durch die variierende Last von zeitunempfindlichen Paketen stark geändert werden. Schlimmer noch, falls es eine große Zahl von Nicht-VoIP-Knoten in dem Netz gäbe und jeder vor dem VoIP-Knoten an die Reihe käme, könnte der zusammengesetzte Nicht-VoIP-Verkehr sich zu mehr als 5 ms summieren. Dies würde wiederum dazu führen, dass die gewünschte Latenzbegrenzung verletzt würde. DFPQ stellt jedoch wieder eine Lösung zur Verfügung. Dieses Mal besteht die Lösung dann, zuzulassen, dass mehrere Instanzen des MAC-Protokolls parallel arbeiten, mit einer Instanz für jedes von 8 verschiedenen Prioritätsniveaus. Jede MAC-Instanz (Prioritätsniveau) arbeitet mit einem zunehmend längeren Abstand zwischen Rahmen ("Inter-Frame Space"; IFS). Paketen mit niedrigeren Prioritätsniveaus wird Zugang zum Netz nur gewährt, wenn keine Pakete auf höheren Niveaus vorhanden sind. Dieser Mechanismus verhindert, dass zeitunempfindlicher Verkehr die Lieferlatenz von Paketen mit höheren Prioritätsniveaus beeinträchtigt. VoIP-Verkehr wird dem höchsten Prioritätsniveau zugewiesen, weil er die engsten Leistungsfähigkeit-Zielsetzungen des gesamten Netzverkehrs hat. Daher kann sich VoIP-Verkehr stets vor Verkehr mit einer niedrigeren Priorität "vordrängeln".
  • [0222]
    Um den Vorteil der mehrfachen Prioritätsniveaus des HPNA V2-Protokolls voll nutzen zu können, weist ein MAC-Controller mehrere Übertragungswarteschlangen auf. Falls nur eine Übertragungswarteschlange existiert, kann der Vorrichtungstreiber einen Rahmen mit niedriger Priorität in die Warteschlange laden, nicht wissen, dass kurze Zeit später vielleicht ein Rahmen mit hoher Priorität aufgereiht werden muss. Wenn der Rahmen mit hoher Priorität dann am Vorrichtungstreiber eintrifft, muss dieser Rahmen warten, bis der Rahmen mit niedriger Priorität vom MAC übertragen worden ist. Das HPNA V2-Protokoll wendet absolute Priorität an, so dass Rahmen mit niedrigerer Priorität vollständig am Netzzugang gehindert werden, bis alle Rahmen mit höherer Priorität von allen Knoten des Netzes übertragen worden sind. Daher wird ein Rahmen mit hoher Priorität, der in einer Übertragungswarteschlange hinter einem Rahmen mit niedriger Priorität wartet, möglicherweise eine lange Zeit warten, bevor er übertragen wird. Da die längste zulässige Rahmenübertragungszeit 3,2 ms beträgt, kann die Übertragung von nur 1 Rahmen mit höherer Priorität dazu (ihren, dass die blockierten Rahmen verspätet werden. Unter Bezugnahme auf 55a und 55b werden alle Rahmen mit höherer Priorität von den Knoten B, C und D übertragen, und zwar vor dem PRI=0 Rahmen von Knoten A. Die blockierende Tätigkeit des PRI=0 Rahmens führt dazu, dass der Rahmen mit der höchsten Priorität unter allen aufgereihten Rahmen (der VoIP-Rahmen mit PRI=7 an Knoten A) hinter 8 Rahmen mit niedrigerer Priorität wartet. Dieses Verhalten ist nicht akzeptabel und verursacht eine Latenz für VoIP-Rahmen über der 5 ms-Grenze. Die Lösung für das Problem ist es, mehrere Übertragungswarteschlangen am MAC zuzulassen, so dass die Warteschlange mit PRI=7 vor anderen bedient wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine einzelne physische Warteschlange mit einer Warteschlangenverwaltungssteuerung verwendet, die eine Neuordnung von zuvor aufgereihten Rahmen zulässt, um es zu ermöglichen, dass der Rahmen mit der höchsten Priorität am Kopf der Warteschlange auftaucht. Nun ist der VoIP-PRI=7-Rahmen der Erste mit Zugang zum Netz vor allen anderen Rahmen auf dem Netz. Weitere Einzelheiten hinsichtlich der Implementierungserfornisse für die VoIP-HOL-Blockierung werden nachfolgend erläutert.
  • [0223]
    Im Hinblick auf Qualität ist die Latenz der Lieferung von Rahmen unter Verwendung von DFPQ gegenüber früheren Verfahren stark verbessert. Gemäß der Definition in den HPNA V2-Charakteristiken erfüllt die von DFPQ zur Verfügung gestellte Latenz jedoch das Leistungsfähigkeitsziel von 5 ms nicht ganz, so dass ein paar zusätzliche Merkmale definiert wurden, um das letztlich erwünschte Resultat zu erzielen.
  • [0224]
    Unter Bezugnahme auf 56, die Aspekte von 51 ausführlicher zeigt, ist stratum3 Bezugstakt 2044 zu sehen, bei dem es sich um einen hochgenauen Takt handelt, der beim Dienstleistungs-Provider an die Kopfstelle 2020 und das Kabel hinunter an das Kabelmodem 2012 geliefert wird. Der Kabelmodemtakt 2013 wird am Kabelmodem-Gateway an den HPNA-Transceiver 2015 geliefert. Der HPNA-Transceiver weist dann einen Mechanismus zum Liefern des Taktes an einen repräsentativ dargestellen HPNA-POTS-Umsetzer 2017a auf. Der Voice-Codec 2050 nimmt das Analogsignal 2019 und konvertiert es in digitale Abtastproben. Die digitalen Abtastproben werden an den HPNA MAC 2015 geliefert, in ein Paket verwandelt, und werden an das Netz hoch geliefert. Beim Liefern der Taktinformationen über das DOCSIS-System geschah dies durch ein spezielles Paket, das von einer speziellen Schaltung erfasst wurde. Die CMTS- und CM-Taktkoordination konnten sich jedoch auf die Lieferlatenz verlassen, weil das DOCSIS-Netz einen Mechanismus zur Verfügung stellt, der bestimmt, wie weit das CM auf dem Draht von dem CMTS entfernt ist. Dies wird für jeden Knoten durchgeführt. Wenn das CM eine Taktmarke empfängt, justiert es sie gemäß seinem Abstand von dem CMTS. Ferner weiss das CMTS genau, wann der Takt relativ zu der Zeit ist, wenn es das Signal tatsächlich auf das Netz aussendet. Da das HPNA-Netz ein gemeinsam genutztes Netz ist, hat es diese Justierung nicht. Daher wird gemäß der vorliegenden Erfindung der Takt von dem Kabelmodem zu dem Transceiver gebracht, und der Transceiver nimmt die Taktinformation und verwendet intern einen Takt, der auf der Taktinformation von dem Kabelmodem basiert. Zu einem geeigneten Zeitpunkt wird ein spezieller Rahmen erzeugt, der diesen Takt erfasst und ihn über das HPNA V2-Netz 2014 liefert, wobei das Transceiver-Gateway als ein "Master" betrachtet wird, und jeder HPNA-VoIP-Umsetzer-Transceiver als ein "Slave" aller anderen Slaves betrachtet wird. Die Slaves korrelieren ihren Takt nicht direkt. Sie entdecken nur die Differenz zwischen ihrem Takt und dem anderen (Master-) Takt. Die Slaves nehmen ihre eigene, lokale Zeitmarke auf der Grundlage ihrer lokalen Version des Taktes und betrachten die Zeit. Sie führen dies über mehrere Perioden durch, um die Abdrift zwischen ihrem Takt und dem Master-Takt herauszufinden. Sobald dies geschehen ist, können sie die Information nehmen und dazu verwenden, die Geschwindigkeit ihres Taktes mit einer DPLL-Schaltung zu justieren.
  • [0225]
    Um die neuen Merkmale ausführlicher zu erläutern, wird zur Veranschaulichung ein Beispiel verwendet. Unter erneuter Bezugnahme auf 53 und 56 gibt es mehrere Komponenten der Latenz in dem HPNA LAN-Abschnitt 2010 des VoIP-Paket-Übertragungspfades. CM CPE 2012 ist eine Kabelmodemvorrichtung. Bei dem beispielhaften Netz verbindet das HPNA LAN 2014 4 VoIP-Endgeräte 2016a, 2016b, 2016c, 2016d mit dem Haushalt-Gateway 2018. Die POTS-Telefone 2016a, 2016b und 2016c sind mit dem HPNA LAN 2014 über jeweilige Umsetzer 2017a, 2017b, 2017c verbunden. Das VoIP-Endgerät 2016d kann einen eingebauten Umsetzer aufweisen und über diesen direkt mit dem HPNA LAN 2014 verbunden sein. Das Haushalt-Gateway 2018 stellt eine Verbindung mit dem CMTS 2020 über eine HFC-Leitung 2021 unter Verwendung des DOCSIS-Protokolls dar, das sich beispielsweise in der Vermittlungszentrale 2024 der Telefongesellschaft befinden kann. Das CMTS 2020 kann das PSTN-Netz ("Cloud") 2026 durch den PSTN-Switch 2028 bedienen. Das CMTS 2020 kann auch das Internet-Netz ("IP-Cloud") 2030 über IP durch den IP-Router 2032 bedienen. Das CM 2012 ist auch durch den HPNA MAC 2015 mit dem HPNA LAN 2014 gekoppelt. Die Unterstützung von 4 gleichzeitigen VoIP-Verbindungen wurde als das benötigte Niveau der Unterstützung ursprünglichen Gruppe von Leistungsfähigkeit-Zielsetzungen angegeben. Innerhalb des HPNA LAN-Abschnitts des Systems gibt es mehrere Komponenten, die zur Gesamtlatenz des LAN beitragen. Diese Komponenten und ihre individuellen Beiträge sind in der Tabelle aufgeführt, die in 57 gezeigt ist. Es wird angemerkt, dass Upstream-Verkehr einer kürzeren Latenz unterliegt als Downstream-Verkehr. Der Grund dafür ist, dass der Downstream-Verkehr von einer einzelnen MAC-Quelle ausgeht (d.h. dem HPNA MAC in der Kabelmodemvorrichtung) und daher vor jeder seiner dritten und darauf folgenden Übertragungen möglicherweise warten muss, bis alle Knoten übertragen haben. Die Latenzkomponenten in 57 sind folgendermaßen definiert:
    Access Delay Dies ist die maximale Zeit, die ein VoIP-Knoten warten muss, wenn ein VoIP-Rahmen aufgereiht ist, während soeben eine Übertragung mit maximaler Länge mit der niedrigst möglichen HPNA V2-Übertragungsrate (= 4Mbit/s) beginnt. Es gibt keine Netz-Vorrechtszuteilung, falls ein Rahmen bereits mit der Übertragung begonnen hat.
    Collision Resolution Dies ist der Overhead, der benötigt wird, um eine SWeg-Kollision unter 5 VoIP-Sendern (Upstream-Rahmen von 4 Handapparaten + einen CM Downstream-Rahmen) je nach der Spaltenüberschrift auf dem Unsicherheitsniveau von 10E-6 oder 10E-1 aufzulösen. Der Wert 10E-6 basiert auf der Latenz von 13 Kollisionsauflösungszyklen. Der Overhead umfasst die Zeit, die für Kollisionsereignisse benötigt wird, vermischt mit IFS-Zeiten und der Kollisionsauflösungs-Signalisierungsfunktion. Die Übertragung von Paketen von Gewinnerknoten ist separat aufgeführt.
    3 Up, 1 Down Dies ist die Zeit, die benötigt wird, um 3 VoIP-Pakete in der stromaufwärtigen Richtung plus einen VoIP-Rahmen in der stromabwärtigen Richtung zu übertragen. Diese Aktivität würde normalerweise in die Collision Resolution Overhead-Zeit eingestreut stattfinden.
    Last Up Dies ist die Zeit, die benötigt wird, um das letzte VoIP-Paket in der stromaufwärtigen Richtung zu übertragen.
    3 down Dies ist die Zeit, die benötigt wird, um die letzten drei VoIP-Pakete in der stromabwärtigen Richtung zu übertragen.
  • [0226]
    Die Einträge 3 Up, 1 Down, Collision Resolution und 3 down werden auf dem HPNA LAN wiederholt, um die Zuverlässigkeit der Lieferung aller VoIP-Pakete auf ein akzeptables Niveau zu bringen. Die verschiedenen Spalten geben die unterschiedlichen Wahrscheinlichkeiten der Ereigniskombinationen an. Es wird angenommen, dass Head of Line-Blockierung in der Tabelle aufgelöst wird. Falls es nicht vorher aufgelöst wurde, wäre der Beitrag dieser Komponente potentiell sehr groß. Die verschiedenen Spalten repräsentieren verschiedene Wahrscheinlichkeitsfälle. Die Spalte 10E-6 beinhaltet die Zeit, die benötigt wird, um eine t-Weg-Kollision aufzulösen, mit einer Wahrscheinlichkeit von 10E-6, dass alle Stationen eine Gelegenheit zum Übertragen hatten. Diese Spalte ist ferner unter der Annahme, dass der Verkehr in einem Haushalt stattfindet, in dem die Netzübertragungsraten für alle 5 Knoten auf 4Mbit/s verhandelt wurden. In der Spalte 91% ist die Kollisionsauflösung immer noch mit einer Wahrscheinlichkeit von 10E-6, aber die Übertragungsraten für alle Knoten wurden auf 10Mbit/s verbessert. Der Fall der 90%-igen Wahrscheinlichkeit ist unter der Annahme einer Kollisionsauflösungszeit mit 90% Wahrscheinlichkeit und Netzraten von Mbit/s. Wie aus der Tabelle ersichtlich ist, übersteigt die Gesamtlatenz für einen Pfad in einer Richtung das 10 ms-Budget, das dem HPNA LAN Abschnitt des gesamten Pfades zugewiesen ist. Mehrere zusätzliche Merkmale sind definiert, um die Latenz des Haushalt-LAN auf ein geeigneteres Niveau zu bringen.
  • [0227]
    Der Kollisionsauflösungsmechanismus von HPNA V2 kann mehr als 2 ms benötigen, um in dem extremen Wahrscheinlichkeitsfall aufzulösen, wenn 5 Knoten kollidieren. Verbesserte Algorithmen zum Verringern des Kollisionsauflösungs-Overhead wurden vorausgehend beschrieben. Eine Analyse dieser Mechanismen zeigt eine starke Verbesserung bei der für die Auflösung von Kollisionen erforderlichen Zeit unter Verwendung der neuen Verfahren. Die Tabelle in 57 zeigt eine VoIP-Rahmenlänge von 160 Bytes für 80 Abtastproben. Dies läuft auf eine 16Bit-lineare PCM-Codierung der Stimme vom Handapparat hinaus. (Ein 16Bit-PCM-Code würde nur 14 Bits Auflösung aufweisen, aber die beiden zusätzlichen Bits werden gebraucht, um eine Anpassung an Byte-Begrenzungen zu ermöglichen.) Falls statt dessen PCM-/-μLaw als Codec verwendet wird, verringert sich die Anzahl von Nutzlastbytes pro Paket von 160 auf 80. Dies eliminiert weitere 2,4 ms Verzögerung aus der Downstream-Seite und 1,5 ms aus der Upstream-Seite. PCM-μLaw ist der Codec, der gegenwärtig als der Standard für jeden US-PSTN-Verkehr verwendet wird. Obgleich die BER für das HPNA V2-Netz durch die Anwendung eines Ratenverhandlungsmerkmals auf sehr gute Werte gebracht werden kann, gibt es immer noch potentielle Impulsrauschereignisse, die einen Paketverlust verursachen können. Die einfachste Korrektur solcher Ereignisse ist es, auf jeden Fall zwei separate Kopien von jedem Paket zur Verfügung zu stellen. Andere Mechanismen zum Schutz gegen Rahmenverlust in Folge von Impulsgeräusch sind entweder nicht wirksam gegen gegen Impulsgeräusch (z.B. FEC) oder verursachen eine exzessive zusätzliche Latenz (z.B. Niederpegel-ARQ). Somit zeigt die Tabelle, dass jedes VoIP-Paket zwei Mal übertragen wird, um gegen Rahmenverlust in Folge von Impulsereignissen zu schützen. Dies bringt zwar die HPNA V2 LAN BER-induzierte Rahmenschlupfleistungsfähigkeit auf die erforderlichen Niveaus, erhöht aber die Latenz des Systems. Die Lieferlatenz muss für Voice gering sein (< 5 ms), weil die gesamte Pfadlatenz in einer Richtung 150 ms nicht übersteigen sollte. Rahmenschlupf must selten sein, weil dadurch eine Resynchronisierungsprozedur in Sprachband-Datenverbindungen verursacht wird, was einen vollständigen Stillstand des Transfers von nützlichen Informationen verursacht, wodurch der Durchsatz drastisch verringert wird. Stimmverkehr ist nicht so empfindlich gegen Rahmenschlupf wie Sprachbanddaten. Voiceband-Daten sind nicht so empfindlich gegen Latenz wie Stimmverkehr. Falls es möglich ist, echten Stimmverkehr von reinem Sprachband-Datenverkehr zu trennen, kann der Sprachbandverkehr daher mit einer niedrigeren Priorität gesendet werden, bei der die Lieferlatenz nicht so eng eingegrenzt ist. Dies verringert die Einschränkungen der HPNA LAN-Leistungsfähigkeit, weil die Rahmenschlupfrate für die reinen Voice-Anrufe wahrscheinlich gelockert werden kann, wodurch die Notwendigkeit einer Doppelübertragung von Rahmen entfällt und im Ergebnis die Latenz verringert wird. Unter Verwendung dieses Verfahrens werden Stimmpakete, die in Folge von Impulsereignissen verloren gehen, nicht zurückgewonnen. Voiceband-Datenpakete, die in Folge von Impulsereignissen verloren gehen, werden unter Verwendung von HPNA V2 Standard LARQ-Prozedureen (Niederpegel-ARQ) zurück gewonnen, wie vorausgehend beschrieben wurde. Eine andere Option ist es, die redundante Übertragung auf nicht konzentrierte Weise zuzulassen -- d.h. einen sehr kurzen IFS zum Übertragen des gesamten Rahmens zwei Mal hinter einander zu verwenden. Dies beseitigt den zweiten Kollisionsauflösungsdurchgang, wodurch weitere 0,4 ms von jedem Ende des Pfades abgenommen werden. Das in 58 dargestellte Diagramm zeigt die Latenz, wenn PCMμ-Codierung statt 14Bit-linear PCM verwendet wird, und die redundanten VoIP-Paketübertragungen fallen gelassen werden. Ein Mechanismus zum Verbessern der Kollisionsauflösungszeit ist ebenfalls enthalten. Diese Zahlen sind sehr nahe an der erforderlichen Latenz-Leistungsfähigkeit des VoIP-End-to-End-Systems.
  • [0228]
    Es gibt eine zusätzliche Systemlatenzkomponente. Diese Komponente ergibt sich aus dem Mangel an Koordination der Rahmenbildung von Stimmabtastproben am Handapparat, so dass ein VoIP-Paket auf dem LAN gesendet wird und genau rechtzeitig eintrifft, um den nächsten verfügbaren Upstream-Übertragungschlitz auf dem WAN zu benutzen. Wenn eine solche Koordination nicht durchgeführt wird, können bis zu 10 ms Latenz auf dem Upstream-Pfad hinzukommen. Als ein Beispiel weist das DOCSIS-Netz für Kabelmodems dem Upstream-Abschnitt jedes Stimmanrufs einen festen Bandbreitenbetrag zu. Die Bandbreite wird in periodischen Intervallen zugewiesen, welche an die Rahmenbildungsrate der VoIP-Rahmen angepasst sind. Beispielsweise erhält ein Anruf unter Verwendung einer 10 ms VoIP-Paketrate eine DOCSIS Upstream-Bandbreitenzuweisung, die es ihm erlaubt, alle 10 ms einen Rahmen zu übertragen. Die anfängliche Taktung der Upstream-Übertragungsgelegenheiten ist bezogen auf die potentielle Rahmenbildung einer Gruppe von Abtastproben am Handapparat zufällig. Falls der Handapparat einen VoIP-Rahmen erzeugt und ihn an das Kabelmodem sendet, wobei die Ankuft einen Upstream-Übertragungsschlitz gerade verpasst, dann muss der VoIP-Rahmen 10 ms warten, bis er an die Fernsprechvermittlungsstelle geleitet wird. Vor der Ankunft am Kabelmodem hat der VoIP-Rahmen bereits die 5 ms zugeteilte LAN-Latenz erfahren. Unter erneuter Bezugnahme auf 54 ist dieses Taktungsverhältnis veranschaulicht, wobei die Paketankunft am Kabelmodem zu spät für den aktuellen Upstream-Übertragungsschlitz ist, was in einer zusätzlichen Latenz von 10 ms für die Lieferung aller VoIP-Rahmen in diesem Strom resultiert. Wie aus der Darstellung ersichtlich ist, beträgt die gesamte Latenz der Paketisierung am Handapparat bis Lieferung auf dem DOCSIS-Netz für dieses Beispiel ca. 15 ms. Dies is weit jenseits der Zielsetzung von 5 ms. Falls die Paketisierung am Handapparat so synchronisiert werden kann, dass die HPNA LAN-Lieferlatenz und die Kabelmodem-Verarbeitungsverzögerung mit aufgenommen werden, so dass der VoIP-Rahmen für die Übertragung auf dem nächsten Upstream-Schlitz bereit ist, kann der zusätzliche 10 ms Latenznachteil vermieden werden. Der Mechanismus für das Koordieren der Handapparatrahmenbildung wrid durch ein Protokoll zum Kommunizieren des Upstream-Schlitztaktes von dem Kabelmodem an den Handapparat bewerkstelligt. Eine solche Koordination wird über einen Taktsynchronisierungsmechanismus zwischen dem Kabelmodem und dem Handapparat zur Verfügung gestellt. Der Taktsynchronisierungsmechanismus umfasst eine Taktungsschaltung in dem HPNA MAC-Controller und ein HPNA LAN-Protokoll für den Austausch von Taktinformationen. Durch den Austausch von Taktinformationen entdeckt der Handapparat, wann die nächste Gelegenheit für eine Upstream-Übertragung enitritt. Er stellt das anfängliche VoIP-Paket zu einem solchen Zeitpunkt zusammen, dass das Paket unter Berücksichtigung von HPNA LAN-Lieferlatenz und Kabelmodem-Verarbeitungslatenz rechtzeitig für den nächsten verfügbaren Upstream-Übertragungsschlitz eintrifft.
  • [0229]
    Unter erneuter Bezugnahme auf 53 und 56, selbst wenn alle VoIP-Pakete von dem HPNA-freigegebenen Handapparat fehlerfrei und rechtzeitig geliefert werden, kann ein VoIP-Anruf immer noch Rahmenschlupf in Folge einer Fehlsynchronisierung des A/D-Abtaktes des Handapparates und des Bezugstaktes des synchronen Netzes erfahren, das einen Abschnitt für den Transport der VoIP-Pakete darstellt. Bei dem bisher in 53 und 56 dargestellten Beispiel ist das DOCSIS-Netz synchron, und ebenso das PSTN, über das der Anruf letztlich geroutet werden kann. In beiden Fällen gibt es schließlich, falls die VoIP-Paket-Abtastproben mit einer Rate gesammelt werden, die langsamer oder schneller als die standardmäßige 8 kHz-Rate ist, ein akkumuliertes Defizit oder einen Überschuss von Abtastproben. Das Ergebnis wird letztlich sein, dass ein gesamtes VoIP-Paket verloren geht. Wegen der Erfordernis von 0,25 Rahmenschlupf pro Minute muss der 8 kHz-Abtasttakt am Handapparat bis innerhalb von 0,52 ppm der Zeitreferenz des Taktes des synchronen Netzes genau sein. Die Synchronisierung des Handapparat-Abtasttaktes mit dem Bezugstakt des synchronen Netzes wird durch das gleiche Protokoll erreicht, das die Übermittlung von Upstream-Schlitz-Taktinformationen ermöglicht. Das Protokoll wendet einen Zeitmarkengenerator im Kabelmodem und im Handapparat an. Das Kabelmodem 2012 führt bereits einen Takt in der Taktsynchronisierungsschaltung 2040, die mit der DOCSIS-Kopfstellen-Taktsynchronisierungsschaltung 2042 verriegelt ist und auch mit dem Bezugstakt 2044, weil jegliche DOCSIS-Netzaktivität synchron mit diesem Bezugstakt ist. Das Kabelmodem 2012 stellt diesen synchronisierten Takt der HPNA MAC-Vorrichtung 2015 zur Verfügung, die ihn dann dazu verwendet, die Zeitmarkenschaltung 2046 anzusteuern. Die HPNA MAC-Zeitmarke wird von dem Kabelmodem 2012 an die Handapparatvorrichtungen 2017a über das HPNA LAN 2014 geliefert. Handapparat-MAC-Vorrichtungen verwenden diese Zeitmarken, um ihre Lokaltakte in ihrer jeweiligen Zeitmarkenrückgewinnungsschaltung 2048 zu synchronisieren. Sie stellen wiederum einen Ausgangstakt zur Verfügung, der von der A/D-Abtastschaltung im Stimm-Codec 2050 verwendet wird. Die HPNA-Taktinformation-Austauschnachrichten enthalten absolute Zeitbezüge, die verwendet werden, um den Handapparattakt mit stratum 3-Taktbezug 2044 zu synchronisieren, und enthalten Upstream-Übertragungschlitz-Informationen, die es den VoIP-Paketen ermöglichen, dass sie zum am besten geeigneten Zeitpunkt zu Paketen zusammengestellt und geliefert werden.
  • -- Taktsynchronisierung
  • [0230]
    Signalisierungsrahmen und -prozeduren sind definiert, um eine Zeitsynchronisierung zwischen dem Haushalt-Gateway 2018 und dem repräsentativen HPNA-POTS-Umsetzer 2017a zu ermöglichen, wie in 56 veranschaulicht ist. Die Zeitsynchronisierungsprozeduren ermöglichen zwei Arten von Zeitsynchronisierung: (1) Die 8 kHz-Abtastrate des analogen Voice-Codec am Handapparat ist mit einem Bezugstakt am Haushalt-Gateway synchronisiert; und (2) Die Erzeugung von codierten Stimmpaketen am HPNA-POTS-Umsetzer ist mit der Ankuft des zugewiesenen Upstream-Zeitschlitzes am Haushalt-Gateway von dem digitalen Trägernetz synchronisiert, wodurch jegliche Verarbeitungsverzögerung oder Jitter berücksichtigt werden, die durch Zugang zum HPNA-Netz eingeführt werden. In dem DOCSIS/PacketCable-System ist dies die Ankunft einer Upstream-Zuteilungs-Sync für den Dienstfluss, der dem spezifischen Voice-Strom zugeteilt ist.
  • [0231]
    Unter Bezugnahme auf 56 implementiert das Haushalt-Gateway 2018 einen Zähler/Zeitgeber, der mit der Netz-stratum-Referenzquelle sync-verriegelt ist. Der HPNA MAC-Sender im Haushalt-Gateway implementiert eine Funktion zum Lesen und Zwischenspeichern des Wertes des Zählers/Zeitgebers im Master Timestamp-Register 3011 zum exakten Zeitpunkt der Übertragung eines Rahmens, der mit dem "Latch Timestamp" (LTS)-Beschreiberbit markiert ist. Der HPNA-POTS-Umsetzer implementiert einen Zähler/Zeitgeber, der zum Ableiten des Codec-Taktes unterteilt ist. Der HPNA MAC-Empfänger im HPNA-POTS-Umsetzer implementiert eine Funktion zum Lesen und Zwischenspeichern des Wertes des Zählers/Zeitgebers in das Receive Timestamp-Register 3013 bei Empfang eines Rahmens. Das Receive Timestamp-Register 3013 ist ein logischer Teil des Empfangstatuswortes jedes empfangenen Rahmens. Die Taktinformationen werden an den HPNA-POTS-Umsetzer über ein Paar von Nachrichten geleitet. Das Haushalt-Gateway überträgt periodisch einen Timestamp Sync (TSM)-Rahmen mit der LTS-Beschreibergruppe und liest und überträgt dann den zwischengespeicherten Master Timestamp-Registerwert in einen darauf folgenden Timestamp Report (TRM)-Rahmen. Der HPNA-POTS-Umsetzer liest und speichert die Receive Timestamp-Registerwerte der Timestamp Sync-Rahmen und erstellt eine Datenbank von entsprechenden Receive- und Master- Zeitmarkenpaaren aus den empfangenen TSM- und TRM-Rahmen. Der HPNA-POTS-Umsetzer berechnet periodisch: Frequenzfehler = [(R2-R1)/M2-M1)]-1. Die Frequenzfehlerjustierung wird dann auf den lokalen Codec-Takt des HPNA-POTS-Umsetzers angewendet.
  • [0232]
    Das Haushalt-Gateway implementiert eine Funktion zum Lesen und Zwischenspeichern des Wertes des Bezugszählers/Zeitgebers in das Grant Timestamp-Register 3030 bei Auftreten eines ausgewählten Zeitschlitzzuteilung-Sync-Signals vom Upstream-Netz (d.h. SID-Abgleich und Grant-Sync). Das Haushalt-Gateway kennt das Mapping der Upstream-timeslot Zuteilung auf die spezifischen HPNA-POTS-Umsetzer und Leitungs-ID. Der HPNA-POTS-Umsetzer implementiert einen Zeitgeber, der ein lokales Rahmen-Sync-Signal mit der zu erwartenden Stimmrahmenrate erzeugt. Dieser Zeitgeber ist von dem lokalen Codec-Takt abgeleitet. Die relative Taktung des Upstream-Zuteilung-Sync-Signals wird vor der Freigabe des Stimmcodierers, aber nach der Herstellung des Upstream-Dienstflusses an den HPNA-POTS-Umsetzer geleitet. Der Taktversatz wird so eingestellt, dass interne Verarbeitungszyklen berücksichtigt sind, die jeweils von dem Haushalt-Gateway und dem HPNA-POTS-Umsetzer benötigt werden, und den schlimmsten Fall einer Voice-Rahmenlatenz auf den HPNA-Medien berücksichtigen. Wenn das Haushalt-Gateway die Zeitschlitzzuteilung-Sync-Taktinformationen senden muss, speichert es den Zuteilungszeitmarkenwert und justiert den Wert so, dass die interne Verarbeitungszeit zum Empfangen und Weiterleiten von Voice-Rahmen an die Upstream-Netzschnittstelle berücksichtigt sind. Die justierte Zuteilungszeitmarke wird an den HPNA-POTS-Umsetzer in einem Timestamp Report (TRM)-Rahmen übertragen. Der HPNA-POTS-Umsetzer berechnet einen absoluten Zeitversatz aus der Differenz in der Receive- und der Master-Zeitmarke und berechnet eine zukünftige lokale Rahmen-Sync-Zeit als: Frame Sync = Grant Zeitmarke + Versatz + Voice-Rahmenperiodenlatenz; wobei Latenz = HPNA-POTS-Umsetzer interne Verarbeitungszeit + schlimmster Fall der HPNA-Medienübertragungslatenz. Das Verfahren, mit dem die Frame Sync-Justierung dann auf den Voice-Codierer des HPNA-POTS-Umsetzers angewendet wird, ist implementierungsabhängig.
  • -- Implementierungserfordernisse der VoIP-HOL-Blockierungslösung
  • [0233]
    Wie vorausgehend erörtert wurde, ist es nötig, von dem Randomisierungsprozess der Kollisionsauflösung abzurücken, um die bestmögliche Qualität für einen Voice-Dienst zur Verfügung zu stellen. Im Wesentlichen stellt die vorliegende Erfindung einen Mechanismus zum Wählen und Verteilen eines vordefinierten Ordnens der Kollisionsauflösung und nicht ein zufällig abgeleitetes Ordnen zur Verfügung. Wenn es auf diese Weise durchgeführt wird, wird im Wesentlichen eine diktierte, deterministische Auflösung auf das verteilte Netz überlagert. Dies wird nur im Voice-Zusammenhang durchgeführt. Ein anderer Typ von Verkehr hat unter gegenwärtigen Verhältnissen nichts mit Auflösung zu schaffen. Dieser Abschnitt beschreibt die allgemeinen Erfordernisse des Betriebs der HOL-Blockierung in einem VoIP-System gemäß der vorliegenden Erfindung. VoIP-Rahmen werden nicht specifisch für den Vorrichtungstreiber identifiziert -- es werden jedoch alle VoIP-Rahmen durch eine höhere Schicht identifiziert und erhalten die LL Priorität 6, mit der Konsequenz von DFPQ PRI=7 für alle möglichen Mapping-Kombinationen. Daher werden alle Regeln zum Aufreihen von VoIP-Rahmen so verallgemeinert, dass sie alle DFPQ PRI=7 Rahmen umfassen. DFPQ PRI=7 Rahmen haben Prioritätszugang zum Netz. DFPQ PRI=7 Rahmen haben Prioritätszugriff vor allen TX-Warteschlangen, die auf dem Pfad zum Netz liegen. Dies beinhaltet alle und jede TX-Warteschlangen, die im Vorrichtungstreiber liegen. Wenn ein Fall existiert, in dem mehrere Treiberwarteschlangen DFPQ PRI=7 Rahmen enthalten, werden diese Rahmen an die MAC Vorrichtung in der Reihenfolge geleitet, in der sie in der Ansammlung empfangen werden. HW-basierende LICF-Rahmenerzeugung ist nicht freigegeben, wenn DFPQ PRI=7 Rahmen in der TX-Warteschlange sein können, oder zu erwarten steht, dass sie zum Aufreihen von einer Software einer höheren Schicht kommen. Der FLUSH-Befehl entfernt HW-erzeugte DFPQ PRI=6 LICF-Rahmen nicht aus der TX-Warteschlange in der Hardware. Weil HW-erzeugte LICF-Rahmen nicht ausgeräumt werden, blockieren sie weiterhin Rahmen mit höheren Prioritäten. Es ist jedoch zu beachten, dass der FLUSH-Befehl Software-erzeugte DFPQ PRI=6 LICF-Rahmen aus der Hardware TX-Warteschlange ENTFERNT ("WILL REMOVE"). Sobald eine Verbindung hergestellt ist, ist die Ankunft von DFPQ PRI=7 Rahmen periodisch. Es kann vorkommen, dass kein DFPQ PRI=7 Rahmen in irgend einer Warteschlange (d.h. Software-Warteschlangen und Hardware-Warteschlangen) vorhanden ist. Falls die Software erwartet, dass zusätzliche DFPQ PRI=7 Rahmen innerhalb der nächsten 1 Sekunde eintreffen können, darf eine HW-basierende LICF-Erzeugung nicht freigegeben werden. Der einfachste Test würde die HW LICF-Erzeugung deaktiviert lassen, ausser wenn der Vorrichtungstreiber bestimmt hat, dass das System in den Ruhezustand versetzt werden soll. DFPQ PRI=7 Rahmen werden neu geordnet. Dies ist eine allgemeine Regel, die auf jeden Verkehr zutrifft (mit Ausnahme von LARQ-Neuübertragungen). Diese Regel ist für VoIP-Verkehr weiterhin gültig. DFPQ PRI=7 Rahmen enthalten einen LARQ-Header. DFPQ PRI=7 Rahmen werden zwei Mal pro einen Steuer-Switch übertragen. Der zweite Rahmen erscheint im Endeffekt als eine LARQ-induzierte Neuübertragung, selbst wenn NO NACK empfangen wurde, um ihn zu prompten, d.h. die zweite Übertragung hat die gleiche Sequenznummer wie die erste Übertragung, aber das LARQ_RTX-Bit ist auf 1 gesetzt. Die zweite Übertragung wird aber zur gleichen Zeit in der abgehenden TX-Warteschlange platziert, wie der erste Rahmen in der Warteschlange platziert wird -- d.h. es gibt keine Verzögerung zwischen dem Aufreihen der ersten Kopie und der zweiten Kopie des Rahmens. Zum Zweck des Ordnens relativ zu anderen DFPQ PRI=7 Rahmen werden das Original und die Kopie als ein nicht-trennbares Paar behandelt. Ein Steuer-Switch ist vorhanden, der es ermöglicht, dass diese Funktion freigegeben oder gesperrt wird. Jeder empfangene LARQ NACK-Rahmen, der einen Verweis auf einen vorausgehend übertragenen DFPQ PRI=7 Rahmen aufweist, wird pro einen Steuer-Switch ignoriert. Rahmen, die ausgeräumt wurden (blockierende Rahmen) werden erneut aufgereiht, falls der zurückgeleitete Status anzeigt, dass die Ausräumung effektiv war. Rahmen, die nicht ausgeräumt wurden, werden nicht erneut aufgereiht. Software trifft die Bestimmung der Anordnung aller Rahmen in der Warteschlange gemäß dem zurückgeleiteten Status jedes Rahmens. Jeder Rahmen, von dem bestimmt wurde, dass er ausgeräumt wurde, wird erneut aufgereiht. Wenn ausgeräumte Rahmen erneut aufgereiht werden, wird die ursprüngliche Warteschlangenordnung innerhalb eines bestimmten Niveaus der DFPQ-Priorität beibehalten. Ein Neuordnen von Rahmen mit unterschiedlichen Prioritäten ist zulässig und wird ermutigt. Die TTU G. 712-Spezifikation für die Gesamtverzerrung ist in 59 gezeigt, die den von dem nichtlinearen Quantifizierer (Compander) eingeführten Fehler enthält. Unter Verwendung einer Matlab-Simulation des Companders und eines idealen gleichförmigen Quantifizierers hat sich gezeigt, dass das SNR im Zusammenhang mit dem Compander und dem gleichförmigen Quantifizierer bei voller Skalierung und bei –30 dB Eingangspegel 38,5 dB bzw. 36 dB betragen. Das Compander-SNR ist annähernd unabhängig von der Eingangssignalstärke von voller Skalierung bis –45 dB, weil die Quantifizierungsleistung zur Signalstärke proportional ist. Daher muss das SNR des ADC und des DAC hoch genug sein, um zu vermeiden, dass das Companderrauschen dominiert wird. 59 gibt an, dass das gesamte SNR größer als oder gleich 35 dB sein muss bei einem Eingangsbereich von 0 dB bis –30 dB. 60a zeigt das SNR des ADC/DAC auf der Grundlage unserer Matlab-Simulationen, das erforderlich ist, um die ITU G. 712-Spezifikation zu erfüllen. Obgleich das erforderliche ADC- und DAC-SNR weniger als 60 dB bei voller Eingangsskalierung ist, ist dennoch zu ersehen, dass der ADC/DAC mindestens 14 Bits Auflösung besitzen muss, da ein Störpegel von –84 dB erforderlich ist. Dies ist in Übereinstimmung mit der Wahl des ITU eines 14Bit-Eingangsbereichs für den Compander. Unsere Simulation hat gezeigt, dass das SNR für einen –40 dBm-Eingang mit 13 Bits Auflösung 25,4 dB betrug, wobei das erforderliche SNR 29 dB ist. Bei 14 Bits Quantifizierung ist das resultierende SNR 30 dB. Falls ein Jittertakt für die Abtastung des Eingangssignals verwendet wird, ist es erforderlich, dass das SNR im Zusammenhang mit dem Jittertakt viel weniger als 60 dB ist. Der Effekt des Jittertaktes kann als ein sinusförmiges Zeitjitter mit Amplitude K und Frequenz W betrachtet werden. Dies verursacht ein Abtasten des Eingangssignals bei T+K*sin (WT) statt mit Zeit%. Falls das Eingangssignal ein sinusförmiges Signal A*cos (woT) ist, dann ist der Effekt des Jittertaktes der Gleiche, als wenn der Eingang A*cos {W0(T+K*sin(WT)} wäre.
  • [0234]
    Ferner ist A*cos{Wo(T+K*sin(WT)} = A*cos{(WoT)+T*K*sin(WT)};
    Falls T*K << 1, dann führt der Jitter dazu, dass der Ausgang Seitenbänder bei Wo+W und bei Wo-W mit einer Amplitude von A*K*W0/2 aufweist.
  • [0235]
    Somit ist das SNR A*K*Wo/A=K*Wo, das auf den Eingangssignalpegel A normalisiert ist. Bei K=5 ns und Wo=2*pi*4 kHz ist K*Wo=1,2566e-4(-78,0158 dB) der Rauschpegel relativ zu jeglichem Eingangspegel.
  • [0236]
    60b und 60c zeigen das gesamte SNR im Zusammenhang mit dem sinusförmigen bzw. dem zufälligen Rauschmodell des Jittertaktes. Es ist zu sehen, dass die Zunahme des Gesamt-SNR für entweder das sinusförmige oder das Weisse Rauschen-Jittermodell weniger als 0,15 dB beträgt.
  • [0237]
    Der Effekt des Jittertaktes (24 MHz) auf der Grundlage seiner Charakteristiken und der Art, wie er in einem analogen Testchip verwendet wird, wird nun beschrieben. Dieser Jittertakt ist von einem NCO in dem DOCSIS-MAC und -Transceiver abgeleitet. Seine Charakteristiken sind in 90 abgetragen. Die grundlegende Frequenz dieser Wellenform ist ca. 200 kHz auf der Grundlage von 1000 Zyklen des an den NCO eingegebenen 200 MHz-Taktes. Der Effekt des Jitter kann als ein 200 kHz-Sägezahn-Zeitjitter mit Amplitude +/2,5 ns angesehen werden. Der Jitterausgang eines sinusförmigen Eingangs A*cos (2*pi*Wo) kann wiederum in der Form A*cos{WoT+Wo*F(T)} geschrieben werden, wobei F(t) die Sägezahnwellenform ist. Für K*WO << 1 liefert der Jitter sinusförmige Signale bei Frequenzen nahe 200 kHz und ihre harmonischen Komponenten. Die 62 und 63 zeigen jeweils den ADC- und DAC-Datenpfad des analogen Testchips. Auf dem ADC-Datenpfad kann der Jittertakt mit dem 200 kHz-Sägezahnsignal als Eingang an den digitalen CIC-Dezimator modelliert werden. Auf ähnliche Weise kann der Jittertakt auf dem DAC-Datenpfad auch mit dem Sägezahnsignal als der Ausgang des geräuschformenden digitalen Modulators modelliert werden. Der CIC-Dezimator eliminiert alle Signale mit einer Frequenz von mehr als 48 kHz. Es wird angemerkt, dass der Eingang an den CIC-Dezimator und der Ausgang des digitalen Modulators geräuschformende Signale sind. Eine Simulation in Matlab mit einem sinusförmigen Eingang von 3 kHz zeigte, dass jedes Signal ausserhalb des 48 kHz-Frequenzbandes als Ausserbandrauschen betrachtet wird. Daher wird die Jitter-Sägezahnwellenform bei 200 kHz in dem ADC-Pfad von dem CIC-Dezimator vollständig entfernt. Aus dem gleichen Grund wird die Jitter-Sägezahnwellenform auf dem DAC-Pfad von dem analogen Tiefpassfilter vollständig ausgefiltert.
  • -- Kollisionsignalschlitzzuweisung
  • [0238]
    Die Verzögerung im Zusammenhang mit dem Übertragen eines Rahmens auf einem HPNA V2-Netz hat drei Hauptkomponenten: Serialisierungsverzögerung (die Zeit, die für die eigentliche Übertragung von Rahmenheader und Daten benötigt wird), Rücktrittverzögerung(en) durch Warten auf zu übertragende Rahmen (jeglicher Priorität), und Kollisions-Overhead, wenn mehrere Stationen bei gleicher Priorität senden möchten (was eine oder mehr Rücktritte beinhalten kann). Um einen Voice over IP(VoIP)-Dienst mit hoher Qualität zur Verfügung zu stellen, ist es nötig, die maximale Latenz von Rahmen zu steuern, die Voice-Abtastdaten enthalten. Rahmen enthalten normalerweise Daten für 10 ms und werden daher alle 10 ms gesendet. Gemäß den ATT VoIP-Anforderungen muss die End-to-End-Verzögerung insgesamt für Voice-Abtastdaten von Mikrofon zu Lautsprecher 150 ms oder weniger betragen. Eine theoretische Zuweisung des End-to-End-Verzögerungsbudgets für ein System, das Voice über einen Kabeldienst über die Kundengebäude-Kabelmodems hinaus zur Verfügung stellt, stellt eine Verzögerung von (höchstens) 10 ms zur Verfügung, was in höchstens 5 ms für die Übertragung von Stimmdaten über ein lokales Netz wie etwa ein HPNA V2-Netz resultiert. Falls VoIP-Rahmen die einzigen Rahmen sind, die auf dem höchsten Prioritätsniveau (7) gesendet werden, dann muss ein gegebener VoIP-Rahmen für höchstens einen Rahmen mit niedrigerer Priorität warten, die er für die Erledigung benötigt, plus die Zeit, die erforderlich ist, um Kollisionen zwischen mehreren VoIP-Stationen für um das Übertragungsrecht aufzulösen. Die Verzögerung beim Warten, bis eine frühere Übertragung abgeschlossen ist, kann bis zu 3,2 ms betragen (die Zeit zum Senden eines Rahmens mit maximaler Größe mit der minimalen Rate von 4 mbps), obgleich Feldversuche zeigen, dass die meisten Haushalte Nutzlastraten von 10 mbps mit einer entsprechenden maximalen Rahmenübertragungszeit von 1,2 ms unterstützen Bei einer Standard-HPNA V2-Implementierung ist es jedoch nicht möglich, eine strikte obere Begrenzung für die Zeit zu erstellen, die das Senden eines Frames dauert, selbst auf dem höchsten Prioritätsniveau. Die Standard-Implementierung des Kollisionsauflösungsmechanismus beinhaltet eine "Zufalls"-Funktion für die Auswahl von einem von drei Signalisierungsschlitzen, die verwendet werden, um eine Präzedenz für die nächste Übertragung unter den kollidierenden Stationen zu erstellen. Falls zwei oder mehr Stationen im Anschluss an eine Kollision den gleichen Signalschlitz wählen, dann erfolgt eine weitere Kollision, gefolgt von einem weiteren Kollisionsauflösungszyklus. Das Ergebnis dieses Mechanismus ist, dass es keine obere Begrenzung für die maximale Anzahl von Kollisionen gibt, die sich ereignen können, bevor alle Knoten, die in der ursprünglichen Kollision konkurriert haben, eine erfolgreiche Übertragung abschließen. Eine Lösung für dieses Problem ist relativ einfach. Unter Verwendung des im Nachfolgenden definierten Protokolls wird Stationen, die beabsichtigen, VoIP- (und ähnlichen) Verkehr mit einer geringen Latenz zu erzeugen, ihre Signalschlitzwahl für bis zu acht Kollisionsauflösungsrunden im voraus zugewiesen, um nur für Rahmen mit Priorität 7 verwendet zu werden. Eine sorgfältige Zuweisung dieser Werte garantiert eine minimale obere Begrenzung für die Anzahl von Kollisionen: eine für zwei oder drei Stationen, zwei für bis zu fünf Stationen, drei für bis zu sieben Stationen, und vier für bis zu neun Stationen. (Es wird angemerkt, dass nur zwei Runden von Signalschlitzwerten für bis zu neun Stationen benötigt werden).
  • [0239]
    Ein Satz von Werten für Collision Signaling Slots wird als eine CSS-Sequenz bezeichnet. Der Satz von CSS-Sequenzen kann nummeriert werden, und jede Sequenz hat einen expliziten "Rang" in einer geordneten Baumstruktur, welche die Reihenfolge der Rahmenübertragung bestimmt, wenn sich eine Kollision mit einer oder mehr Stationen ereignet, die ebenfalls [eindeutige] CSS-Sequenzzuweisungen haben. Obgleich die grundlegende Funktion es einfach ist, Stationen, die VoIP-Verkehr senden, CSS-Sequenzen zuzuweisen, muss sich das Protokoll um eine Anzahl von Zielsetzungen kümmern: (1) Spezielle Behandlung für Mehrkanalstationen zu Verfügung stellen. Bis zu drei Mehrkanalstationen sollten CSS-Sequenzen zugewiesen werden, die sich in der ersten Schlitz-ID unterscheiden, so dass, wenn Verkehr für zusätzliche Kanäle im Anschluss an die erste Runde von Kollisionen gesendet wird, zusätzliche Kollisionen (in Folge von zwei oder mehr Mehrkanalstationen) minimiert werden. (2) Das Protokoll sollte optimierte CSS-Sequenzzuweisungen für Stationen mit aktiven Kanälen behandeln. Es kann oder kann auch nicht vorteilhaft sein, allen VoIP-fähigen Knoten CSS-Sequenzen zuzuweisen. Da jedoch die Gesamtzahl von VoIP-Stationen die Anzahl von Stationen mit aktiven Kanälen (das Entwurfsziel für Haushaltsoperation ist vier aktive Vollduplex-VoIP-Kanäle) weit übertreffen kann, ist eine dynamische Zuweisung und/oder Neuzuweisung sehr wünschenswert. (3) Das Protokoll sollte einen Betrieb in Abwesenheit einer zentralisierten Sequenzzuweisungsautorität (d.h. eines CSS-Master-Knotens ermöglichen).
  • [0240]
    In dieser Umgebung dürfen individuelle Client-Knoten ihre eigenen CSS-Sequenzwerte zuweisen, sie bekannt machen, und sie – falls nötig – erneut zuweisen, um die Verwendung identischer Sequenzen zu vermeiden.
  • [0241]
    Zusätzlich zum eigentlichen CSS-Protokoll ist eine neue Bit-Flag (CSS-Masterfähigkeit) für die Bekanntmachung über das CSA-Protokoll definiert. Die Flag macht bekannt, dass eine Station als CSS-Master-Knoten arbeiten kann. Sie gibt nicht an, dass der bekanntmachende Knoten unbedingt der gegenwärtige CSS-Master ist. Sie dient nur dazu, die Fähigkeit anzuzeigen. Es ist auch anzumerken, dass VoIP-Knoten das CSA-Protokoll implementieren, um die Verwendung von Link Layer (LL)-Priorität 6 bekannt zu machen, die einem Verkehr mit sehr niedriger Latenz (< 10 ms) Verkehr entspricht und auf physikalische Priorität 7 für die Übertragung über die Telefonleitung gemappt ist. CSS-Client-Knoten verwenden das Vorhandensein oder Fehlen der CSA-Master-Knoten-Flag in dem aktuellen Satz von empfangenen Flags, um das Verfahren zu bestimmen, mit dem CSS-Sequenzen zugewiesen werden. Wenn kein Master-Knoten vorhanden ist, senden Clients ein Anfrage-Broadcast um die aktuellen CSS-Sequenzen anderer Clients (die als Anworten gesendet werden) und senden dann eine Ankündigung unter Auswahl einer ungenutzten CSS-Sequenz. Mit einem Master-Knoten auf dem Netz fordern Clients CSS-Sequenzzuweisungen an und warten auf die Antwort durch einen Master-Knoten. Zusätzlich zu der CSS-Masterfähigkeits-Flag wird die CSA-Nachricht modifiziert durch Einfügen einer TLV (Type/Length/Value)-Erweiterung zu den bereits vorhandenen, festgelegten Feldern. Die TLV-Erweiterung wird dazu verwendet, den Austausch von CSS-Sequenzwerten zwischen Knoten anzufordern und zu bestätigen.
  • [0242]
    Im Hinblick auf das Kollisionssignalisierungs-Schlitzzuweisungsprotokoll ist eine CSS-Sequenz acht Zweibit-Werte verschachtelt: Zweibit-Werte in dem Bereich [0,2] geben einen spezifischen Signalisierungsschlitz, der im Anschluss an eine Kollision verwendet werden soll, während ein Wert von 3 die Verwendung eines zufällig gewählten Wertes durch den Client zum Zeitpunkt der Kollision anzeigt. Falls ein Knoten 9 Kollisionen mitmacht, wendet sich die Auswahl einem Zufallsalgorithmus zu, bis der entweder übertragen oder fallen gelassen wird. Ein CSS-Master (auch CSS Current Master) ist ein Knoten, der die Verantwortung für die Zuweisung von CSS-Sequenzwerten zu CSS-Clients übernimmt. Einige Knoten können eine CSS-Masterfähigkeit besitzen, können aber nicht zu jedem gegebenen Zeitpunkt als der CSS-Master fungieren. Nur ein CSS-Master darf jeweils die Kontrolle über das Netz übernehmen. Es kann überlappende Übergangsperioden zwischen mehreren Mastern geben. Ein CSS-Client ist ein Knoten, der die Zuweisung einer CSS-Sequenz anfordern kann. Ein CSS-Client kann in Abwesenheit eines CSS-Masters seine eigene CSS-Sequenz wählen. Ein CSS-Master kann auch als ein Client fungieren. In einem solchen Fall wird die Anfrage nach einer CSS-Sequenz nicht an andere Knoten gesendet, sondern die Bestätigung der CSS-Sequenz wird an andere Knoten gesendet.
  • [0243]
    Zukünftige Spezifikationen können die Frame Type (FT)- und Payload Encoding (PE)-Felder zum Definieren neuer Rahmenformate und neuer Modulationstypen/-raten verwenden. Die Etikette zum gemeinsamen Nutzen des 4,5–59,5 MHz-Kanals sind durch die obenstehend beschriebene gültige Trägererfassungsrahmendefinition definiert.
  • [0244]
    Es wird erwartet, dass alle zukünftigen Spezifikationen diese Spezifikation als Basisstandard enthalten, den alle zukünftigen Spezifikationen unterstützen. Der beschriebene Ratenverhandlungsmechanismus ermglicht es, dass Stationen bis zu zukünftigen Spezifikationen eine Kommunikation im Basisstandard initiieren und aushandeln.
  • [0245]
    Für den Fachmann dürfte ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung zwar konkret in Verbindung mit Telefonleitungen in einer Hausnetzumgebung beschrieben wurde, dass aber ein anderes äquivalentes Übertragungsmedium verwendet werden könnte, um die vorliegende Erfindung zu implementieren. Beispielsweise könnte das Übertragungsmedium für das rahmenbasierende Kommunikationsnetz Stromleitungen oder sogar Drahtlosmedien umfassen, die Sende- und Empfangsstationen unter einander verbinden.

Claims (2)

  1. Verfahren zum Zurverfügungstellen eines synchronen Transportes von Paketen zwischen Asynchronnetzknoten (140a, 140b, 140d, 140e, 255), wobei jeder Asynchronnetzknoten (140a, 140b, 140d, 140e, 255) einen Lokaltakt aufweist und gemäß einem Asynchronnetz-Medienzugangsprotokoll Pakete an das asynchrone Netz überträgt und von diesem empfängt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Bezeichnen eines Asynchronnetzknotens (140a, 140b, 140d, 140e, 255), der in der Lage ist, Pakete auf dem asynchronen Netz zu übertragen und zu empfangen, als Master-Knoten; Bezeichnen eines jeden Nicht-Master-Asynchronnetzknotens (140a, 140b, 140d, 140e, 255), der Pakete auf synchrone Weise über das asynchrone Netz zu transportieren wünscht, als Slave-Knoten; Synchronisieren eines Master-Knotentaktes des Master-Knotens (140a, 140b, 140d, 140e) mit einem Slave-Knotentakt eines jeden Slave-Knotens (140a, 140b, 140d, 140e); gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: Bestimmen an dem Master-Knoten einer besten Ankunftszeit für den Empfang durch den Master-Knoten eines jeden bestimmten Paketes, das von jedem bestimmten Slave-Knoten übertragen wird; Mitteilen von besten Ankunftszeiten für Pakete, die von Slave-Knoten an den Master-Knoten übertragen werden, von dem Master-Knoten an die Slave-Knoten; Bestimmen an jedem Slave-Knoten (140a, 140b, 140d, 140e) von besten Paketzusammenstellungszeiten für Pakete, die zukünftig von dem bestimmten Slave-Knoten an den Master-Knoten übertragen werden sollen, damit die Pakete von dem Master-Knoten an zukünftigen, auf den Master-Takt bezogenen besten Ankunftszeiten empfangen werden; kontinuierliches Korrigieren eines jeden Slave-Knotentaktes im Vergleich mit dem Master-Knotentakt, um einen Slave-Taktfehler im Ansprechen auf eine Nachricht von dem Master-Knoten im Vergleich mit dem Master-Takt als Bezug auf einen Durchschnitt von Null zu glätten; Vorbereiten von Paketen an Slave-Knoten (140a, 140b, 140d, 140e) zur Übertragung gemäß einer bestimmten Information über eine zukünftige beste Paketzusammenstellungszeit; und Übertragen von Paketen an Slave-Knoten gemäß der bestimmten Information über eine zukünftige beste Paketzusammenstellungszeit.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Synchronisieren ferner umfasst: paarweises Senden von Zeitmarkenberichtnachrichten von dem Master-Knoten an Slave-Knoten in periodischen Zeitabständen durch: Senden einer ersten Zeitmarkenberichtnachricht von dem Master-Knoten an die Slave-Knoten; Aufzeichnen einer Master-Zeitmarkeninformation an dem Master-Knoten zu einem definierten Zeitpunkt während der Übertragung der ersten Zeitmarkenberichtnachricht eines Paares, der der Übertragung der ersten Zeitmarkenberichtnachricht eines Paares entspricht; und Senden einer zweiten Zeitmarkenberichtnachricht, welche die Master-Zeitrnarkeninformation enthält, von dem Master-Knoten an die Slave-Knoten; und paarweises Empfangen von Zeitmarkenberichtnachrichten durch die Slave-Knoten von dem Master-Knoten mittels: Aufzeichnen einer Slave-Zeitmarke an den Slave-Knoten zu einem festgelegten Zeitpunkt während des Empfangs einer jeden Zeitmarkenberichtnachricht, um an den Slave-Knoten eine aufgezeichnete Zeitmarke der ersten Zeitmarkenberichtnachricht zur Verfügung zu stellen; Vergleichen der aufgezeichneten Zeitmarke der ersten Zeitmarkenberichtnachricht eines jeden Paares an dem bestimmten Slave-Knoten mit der Master-Zeitmarkeninformation von innerhalb der zweiten Zeitmarkenberichtnachricht des gleichen Paares, um einen Master-Taktversatz von dem Slave-Takt der Slave-Knoten zu bestimmen; und Einstellen des Slave-Taktes der mit dem Master-Takt zu synchronisierenden Slave-Knoten auf der Grundlage des Master-Taktversatzes.
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