DE4447174A1

DE4447174A1 - Electronic safety device for vehicle occupants

Info

Publication number: DE4447174A1
Application number: DE4447174A
Authority: DE
Inventors: Bernhard Dipl Ing Mattes; Werner Dipl Phys Nitschke; Hartmut Dipl Ing Schumacher; Klaus Dipl Ing Oswald; Norbert Dipl Ing Crispin; Werner Dipl Ing Dr Weber
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1994-09-24
Filing date: 1994-12-30
Publication date: 1996-03-28
Also published as: KR970706144A; DE59506396D1; KR100371248B1

Abstract

In an electronic safety device for motor vehicle passengers (1) with an acceleration-sensitive sensor (200), a control device (201), a plurality of retaining means (31/1, ..., 31/6) and final stages (30/1, ..., 30/6) allocated to said retaining means, the reliable operation of the safety device is ensured in that characteristic fault statuses can be stored together with control strategies compensating them and, in the event of a fault, the relevant control strategy is applied to activate the retaining means.

Description

State of the art

Die Erfindung betrifft eine elektronische Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to an electronic Safety device for vehicle occupants after the Preamble of claim 1.

Eine elektronische Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen ist beispielsweise aus dem Zeitschriftenartikel 1141 Ingenieur de l′Automobile (1982) No. 6, Seiten 69 bis 77 bekannt. Derartige Sicherheitseinrichtungen müssen ständig funktionsbereit sein, um im Falle eines schweren Unfalles das Leben von Fahrzeuginsassen schützen zu können. Diese ständige Funktionsbereitschaft muß durch geeignete Prüfungsverfahren, die möglichst viele Bauteile der Sicherheitseinrichtung einschließen, ständig überwacht werden.An electronic one Safety device for vehicle occupants is for example from the journal article 1141 engineer de l′Automobile (1982) No. 6, pages 69 to 77. Such safety devices have to be constantly be operational to in the event of a serious accident to protect the lives of vehicle occupants. These permanent operational readiness must be ensured by suitable Examination procedure that as many components of the Include safety device, constantly monitored will.

Aus EP 0 284 728 ist eine Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen bekannt, die mehrere Sicherungsmittel für Fahrzeuginsassen, wie Airbag, Gurtstraffer und/oder dergleichen und mehrere Zündpillen zum Auslösen jedes dieser Sicherungsmittel umfaßt. Um den Stromfluß durch jede dieser Zündpillen zu begrenzen, der aus einer begrenzten Energiereserve zur Verfügung gestellt wird, ist zu jeder Zündpille ein Kondensator in Serie geschaltet. Dieser Kondensator läßt nur solange einen Stromfluß durch die Zündpille zu, bis er auf das Spannungsniveau der Energiereserve aufgeladen ist.A safety device for is known from EP 0 284 728 Vehicle occupants are known to have multiple belay devices for Vehicle occupants, such as airbags, belt tensioners and / or the like and multiple squibs to trigger each of these Protection means included. To the flow of electricity through each of these Limit squibs from a limited one Energy reserve is made available to everyone Squib a capacitor connected in series. This The capacitor only allows current to flow through the Squib until it reaches the voltage level of the Energy reserve is charged.

Aus der auf die Anmelderin zurückgehenden US-PS 5, 146, 104 ist weiter eine elektronische Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen bekannt, die ebenfalls einen in Serie zu einer Zündpille geschalteten Kondensator aufweist. Dieser Kondensator hat jedoch einen derart kleinen Kapazitätswert, daß die bei Maximalspannung in ihm befindliche Ladungsmenge nicht zur Zündung der Zündpille ausreicht. Zur Zündung der Zündpille bedarf es vielmehr eines höheren Stroms, der erst durch mehrfaches Auf- und Entladen bzw. Umladen des in Serie zu der Zündpille geschalteten Kondensators durch die Zündpille getrieben wird. Eine Sicherheitseinrichtung der zuletzt beschriebenen Art ist besonders gefeit gegen ungewollte Fehlauslösungen, da ein einmaliger Stromfluß mit der in dem Kondensator befindlichen Ladungsmenge nicht zur Zündung der Zündpille ausreicht. Darüberhinaus ist es auch noch möglich, einen bereits schon eingeleiteten Zündvorgang der Zündpille wieder abzubrechen, wenn sich beispielsweise herausstellt, daß wegen eines vergleichsweise geringen Unfallrisikos der Airbag doch nicht hätte ausgelöst werden müssen.From U.S. Patent 5, 146, 104 attributed to the applicant is also an electronic security device for Vehicle occupants are known to also have one in series a squib switched capacitor. This However, capacitor has such a small capacitance value that the amount of charge in it at maximum voltage not sufficient to ignite the squib. To ignite the Rather, the squib requires a higher current by multiple loading and unloading or reloading the in series to the squib switched capacitor through the Squib is driven. A safety device from last described type is particularly safe against unwanted false tripping, since a single current flow with the amount of charge in the capacitor Ignition of the squib is sufficient. Furthermore, it is too still possible, an already initiated ignition process stop the squib again if, for example turns out that because of a comparatively small Risk of accident of the airbag would not have been triggered have to.

Advantages of the invention

Die erfindungsgemäße Lösung gemäß den Merkmalen des Anspruchs 1 ermöglicht eine besonders effektive Überwachung der Sicherheitseinrichtung und kann dadurch eine hohe Betriebsbereitschaft sicherstellen. Eine besonders schnelle Diagnosefähigkeit und eine trotz Fehlererkennung dennoch mögliche Aktivierung des Sicherungsmittels wie Airbag und/oder Gurtstraffer wird insbesondere dadurch erreicht, daß charakteristische Fehlermerkmale in einer Tabelle abgespeichert werden, und zwar zusammen mit Steueranweisungen, die trotz des Auftretens eines bestimmten Fehlers dennoch eine zuverlässige Auslösung des Airbags sicherstellen.The solution according to the features of Claim 1 enables a particularly effective monitoring the safety device and can be high Ensure operational readiness. A particularly quick one Diagnostic capability and one despite error detection possible activation of the safety device such as airbag and / or belt tensioners is achieved in particular by that characteristic error characteristics in a table can be saved together with Tax statements that occur despite the occurrence of a particular Failure nevertheless reliable deployment of the airbag to ensure.

Durch die Ausgestaltung einer Sicherheitseinrichtung gemäß Blockschaltbild nach Fig. 1 wird die Verfügbarkeit eines Airbagsystems auch bei einer Vielzahl von schwierigen Fehlerzuständen erheblich gesteigert, was zur Folge hat, daß auch unter sehr ungünstigen Betriebsbedingungen immer noch eine sichere Auslösung des Airbags erreichbar ist. So können beispielsweise Kurzschlüsse nach Fahrzeugmasse bzw. zu dem positiven Anschluß der Spannungsversorgung nicht das korrekte Zünden der Zündpillen verhindern. Durch die aufgrund der Schaltungsauslegung ermöglichte Betriebsweise der Schaltelemente T1, T2 und T3, T4 bzw. T5, T6 im Gegentaktbetrieb kann auch bei vergleichsweise kleiner zur Verfügung stehender Versorgungsspannung noch ein ausreichend hoher Spannungshub an den Zündkreiskondensatoren CF, CBF erzielt werden. Dadurch ist eine sichere Aktivierung des Sicherungsmittels Airbag auch noch bei der vergleichsweise geringen Batteriespannung zwischen 9 Volt und 16 Volt ohne weiteres möglich. Weiterhin ist es möglich, Sicherungseinrichtungen auch ohne zusätzliche Energiereserve und ohne zusätzlichen Spannungswandler zu konstruieren, wenn dies aus Kostengründen gefordert wird. Durch Erfassung der Versorgungsspannung EV zum Beispiel vor Beginn eines Zündvorganges und gegebenenfalls in weiteren zweckmäßigen Zeitabständen während eines laufenden Zündvorganges, zum Beispiel im Abstand von jeweils einer Millisekunde, läßt sich auf besonders vorteilhafte Weise auch noch die Ansteuerung der Schaltelemente den dann jeweils vorliegenden aktuellen Gegebenheiten anpassen. D.h. man erzielt dadurch eine Beaufschlagung der Zündpille mit einem weitgehend konstanten Zündstrom, wodurch die Sicherheit gegen Fehlauslösungen wesentlich erhöht wird. Da nämlich der mittlere Zündstrom durch die Zündpille pro Arbeitstakt T auf einen günstigen mittleren Wert von ungefähr 2 Ampere gehalten werden kann, kommt es selbst dann noch nicht zu einer unerwünschten Auslösung, wenn eine Zündpille fälschlicherweise mit bis zu 20 Taktzyklen angesteuert wird. Andererseits ermöglicht die vorgeschlagene Sicherheitseinrichtung aber auch einen extrem verschwenderischen Umgang mit Zündenergie, um bei bestimmten Fehlerzuständen eine Ansteuerung der Zündpille und eine sichere Auslösung des Airbags mit Gewalt zu erzwingen. Dies ist insbesondere bei Kurzschlüssen der Zündpille der Fall, bei denen man noch versucht, Nebenschlüsse in der Größenordnung von etwa 0,5 Ohm bis 1 Ohm abzufangen, um der Zündpille dennoch genügend Zündenergie zuzuführen. In diesem Fehlerfall ermöglicht die vorgeschlagene Schaltungsauslegung durch die entsprechend geeignete Betriebsart eine erhebliche Vergrößerung des Stromdurchsatzes, um die Zündung dennoch herbeizuführen. Einen weiteren Sonderfall stellt auch die Zündkreisunterbrechung dar, die bei einem Widerstand von etwa 10 Ohm angenommen wird. Hierbei ist es sinnvoll, frühzeitig durch geeignete Betriebsweise einen genügend hohen Spannungshub an den Kondensatoren CF, CBF des Zündkreises zu bewirken, um eine sichere Auslösung zu erzielen. Zur Erfassung des aktuellen Fehlerzustandes der Sicherheitseinrichtung selbst noch im Auslösezeitpunkt kann durch die Auswahl einer geeigneten Steuerstrategie die günstigste Betriebsart ausgewählt werden, um die der vorhandenen Situation entsprechende günstigste Auslösewirkung zu erreichen. Besonders vorteilhaft ist weiter, daß eine bereits ausgewählte Steuerstrategie erforderlichenfalls noch überprüfbar ist und beispielsweise wieder abgeändert werden kann, wenn sich eine andere Steuerstrategie als günstiger erweisen sollte. Beispielsweise kann nach Auswahl einer bestimmten Steuerstrategie in einem Abstand von etwa 1 Millisekunde überprüft werden, ob eine für eine festgestellte Fehlersituation ausgewählte Steuerstrategie optimal geeignet ist oder nicht. Bei Nichteignung kann noch vor Ablauf des nächsten Arbeitstaktes gegebenenfalls auf eine besser angepaßte Steuerstrategie umgeschaltet werden. Demzufolge ermöglicht die erfindungsgemäße Sicherheitseinrichtung die optimale Ausnutzung von Zündenergie, was von besonderer Wichtigkeit ist, wenn die Fahrzeugbatterie bereits abgerissen ist und nur noch die außerordentlich begrenzte Energiereserve zur Verfügung steht. Ferner ergibt sich der außerordentliche Vorteil, daß selbst bei sogenannten Doppelfehlern im Bereich der Zündkreise die Möglichkeit besteht, für eine bestimmte Zeitdauer des Auslösevorgangs eine optimale Steuerstrategie für die Kompensation des ersten Fehlers und während einer weiteren Zeitdauer des Auslösevorgangs eine optimale Steuerstrategie für die Kompensation des zweiten Fehlers einzusetzen. Beispielsweise kann eine erste Strategie für eine Zeitdauer von etwa 1 Millisekunde zur Behebung eines ersten Fehlerzustandes und eine weitere Steuerstrategie für eine Zeitdauer von einer weiteren Millisekunde für die Behebung eines zweiten Fehlerzustandes eingesetzt werden.Due to the design of a safety device in accordance with the block diagram of Fig. 1, the availability of an airbag system is considerably increased even with a variety of difficult fault conditions, with the result that even under very unfavorable operating conditions is still a safe release of the airbag can be achieved. For example, short circuits to vehicle ground or to the positive connection of the power supply cannot prevent the squibs from firing correctly. The operating mode of the switching elements T1, T2 and T3, T4 or T5, T6 in push-pull mode, which is made possible by the circuit design, enables a sufficiently high voltage swing to be achieved at the ignition circuit capacitors CF, CBF even with a comparatively small available supply voltage. As a result, the airbag securing device can be safely activated even with the comparatively low battery voltage between 9 volts and 16 volts. Furthermore, it is possible to design safety devices without an additional energy reserve and without an additional voltage converter if this is required for cost reasons. By detecting the supply voltage EV, for example before the start of an ignition process and, if appropriate, at further appropriate time intervals during an ongoing ignition process, for example at intervals of one millisecond, the activation of the switching elements can also be adapted in a particularly advantageous manner to the current conditions then prevailing . This means that a largely constant ignition current is applied to the squib, which significantly increases the security against false tripping. Because the mean ignition current through the squib per working cycle T can be kept at a favorable average value of approximately 2 amperes, there is still no undesirable triggering if a squib is incorrectly controlled with up to 20 clock cycles. On the other hand, the proposed safety device also enables extremely wasteful use of ignition energy, in order to force control of the squib and safe deployment of the airbag by force in certain fault conditions. This is particularly the case with short-circuits of the squib, in which attempts are still made to intercept shunts in the order of magnitude of approximately 0.5 ohm to 1 ohm in order to nevertheless supply the squib with sufficient ignition energy. In the event of a fault, the proposed circuit design enables the current throughput to be increased considerably by means of the correspondingly suitable operating mode, in order to still cause the ignition. Another special case is the ignition circuit interruption, which is assumed with a resistance of approximately 10 ohms. In this case, it makes sense to achieve a sufficiently high voltage swing at the capacitors CF, CBF of the ignition circuit at an early stage by means of a suitable mode of operation in order to achieve safe tripping. To determine the current fault status of the safety device even at the time of triggering, the most favorable operating mode can be selected by selecting a suitable control strategy in order to achieve the most favorable triggering effect corresponding to the existing situation. It is also particularly advantageous that an already selected control strategy can still be checked if necessary and can be changed again, for example, if another control strategy should prove to be more favorable. For example, after selecting a specific control strategy, it can be checked at a distance of approximately 1 millisecond whether a control strategy selected for a determined error situation is optimally suitable or not. If it is not suitable, it is possible to switch to a better adapted control strategy before the next work cycle. Accordingly, the safety device according to the invention enables the optimal use of ignition energy, which is of particular importance if the vehicle battery has already been torn off and only the extremely limited energy reserve is available. There is also the extraordinary advantage that even with so-called double faults in the area of the ignition circuits, there is the possibility of an optimal control strategy for the compensation of the first fault for a certain period of time of the triggering process and an optimal control strategy for the compensation of the second for a further period of time of the triggering process Error. For example, a first strategy can be used for a period of approximately 1 millisecond to correct a first fault condition and a further control strategy for a period of another millisecond to rectify a second fault condition.

In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung können, durch regelmäßige Überprüfung der Sicherheitseinrichtung erkannte Fehlerzustände auch in einem Speicherbereich des Mikrocontrollers abgespeichert werden. Falls dann zeitlich später, im Zusammenhang mit einer Unfallsituation, eine Auslösung der Sicherungsmittel erforderlich wird, können diese abgespeicherten Fehlerzustände wieder aufgerufen und bei der Auswahl der geeigneten Steuerstrategie zur Ansteuerung der Zündpillen noch mit berücksichtigt werden. So könnte beispielsweise ein während des Auslösevorgangs akut auftretender Fehler dazu führen, daß zunächst, beispielsweise für eine Zeitdauer von etwa 4 Millisekunden, eine erste Steuerstrategie ausgewählt wird, die den akut auftretenden Fehlerzustand kompensiert; in einem nachfolgenden Zeitintervall könnte dann eine abweichende Steuerstrategie gewählt werden, die auch noch die früher abgespeicherten Fehlerzustände berücksichtigt.In a particularly advantageous embodiment of the invention can, by regular review of the Safety device also recognized fault conditions in one Memory area of the microcontroller can be saved. If later than that, in connection with a Accident situation, a triggering of the means of protection required, these can be saved Error states are called up again and when selecting the suitable control strategy for controlling the squibs still be taken into account. For example, a In addition, errors that occur acutely during the triggering process cause that initially, for example for a period of about 4 milliseconds, a first control strategy selected that compensates for the acute error condition; in a subsequent time interval, a different tax strategy can be chosen, too the previously saved error conditions are taken into account.

drawing

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigenEmbodiments of the invention are in the drawing shown and in the following description explained. Show it

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Sicherheitseinrichtung, Fig. 2 eine Tabelle mit Fehlerzuständen und fehlerabhängigen Steueranweisungen, Fig. 3 bis Fig. 7 Funktionsdiagramme zur Erläuterung bestimmter Fehlerzustände und daraus resultierender Steuervorgänge, Fig. 8 ein Ablaufdiagramm zur Erläuterung der Fehlererkennung und der sich aus der Fehlererkennung ergebenden Steuerung der Airbagauslösung, Fig. 9 als Blockschaltbild, eine Sicherheitseinrichtung mit einer Vielzahl von Rückhaltemitteln und diesen zugeordneten Endstufen, Fig. 10 ein erstes Ausführungsbeispiel einer in integrierter Technik ausgeführten Endstufe, bei der die Zündpille in einer Vollbrückenschaltung angeordnet ist, Fig. 11 ein zweites Ausführungsbeispiel einer in integrierter Technik ausgeführten Endstufe, bei der die Zündpille in einer 3/4-Brücke angeordnet ist, Fig. 12 ein drittes Ausführungsbeispiel einer in integrierter Technik ausgeführten Endstufe mit einer in einer 1/2-Brücke angeordneten Zündpille, Fig. 13 ein dazu gehörendes Funktionsdiagramm, Fig. 14 bis 16 weitere Ausführungsbeispiele mit einem Referenzweig. Fig. 1 is a block diagram of the safety device according to the invention, Fig. 2 is a table of error conditions and error-dependent control instructions, Fig. 3 to Fig. 7 are functional diagrams to explain certain error conditions and resulting control operations, FIG. 8 is a flowchart for explaining the error detection and which is composed of the error detection resulting control of the air bag is deployed, Fig. 9 as a block diagram, a security device having a plurality of restraining means and their associated power amplifiers, Fig. 10, a first embodiment of an output stage executed in integrated technology, in which the firing cap is arranged in a full bridge circuit, Fig. 11 shows a second exemplary embodiment of an output stage implemented in integrated technology, in which the squib is arranged in a 3/4 bridge, FIG. 12 shows a third exemplary embodiment of an output stage implemented in integrated technology with one in a 1/2 bridge arranged squib, FIG. 13 shows an associated functional diagram , FIGS. 14 to 16 further exemplary embodiments with a reference branch.

Description of the embodiments

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Sicherheitseinrichtung für Fahrzeuginsassen dargestellt. Sie ist in einem Fahrzeug, vorzugsweise in einem Landfahrzeug, wie einem Personenkraftwagen oder Lastkraftwagen angeordnet und dient zum Schutz der Insassen bei schweren Unfällen durch Aktivierung eines Sicherungsmittels wie Airbag und/oder Gurtstraffer oder dergleichen. Die Sicherheitseinrichtung ist mit der Batterie 10 des Kraftfahrzeuges verbunden, von der sie mit Strom versorgt wird. Parallel zu der Batterie 10 ist eine die Widerstände R1, R2 umfassender Spannungsteiler geschaltet. Der Abgriff des Spannungsteilers R1, R2 ist über eine Leitung UBM mit einem Eingangsanschluß (Analog/Digital-Eingang) eines Mikrorechners 20 verbunden. Über diese Leitung UBM kann an dem Spannungsteiler R1, R2 ein Spannungswert zwecks Kontrolle der Spannung der Fahrzeugbatterie 10 abgegriffen werden. Üblicherweise ist die Fahrzeugbatterie 10 mit ihrem negativen Anschluß mit dem Masseanschluß des Fahrzeugs verbunden. An den positiven Anschluß der Fahrzeugbatterie 10 ist ein Eingangsanschluß eines Gleichspannungswandlers 11 angeschlossen, dessen Ausgangsanschluß mit dem positiven Anschluß einer Energiereserve 12 verbunden ist, deren negativer Anschluß ebenfalls mit dem Masseanschluß verbunden ist. Als Energiereserve 12 eignet sich ein Kondensator vergleichsweise großer Kapazität, zum Beispiel einige Tausend Mikrofarad. Diese Energiereserve 12 ist für den Fall vorgesehen, daß die elektronische Sicherheitseinrichtung auch dann noch zumindest für eine begrenzte Zeit mit Strom versorgt wird und funktionsfähig bleibt, wenn bei einem Unfall die Verbindung zu der Fahrzeugbatterie 10 unterbrochen wird. Zweckmäßigerweise wird die Energiereserve 12 vermittels des Gleichspannungswandlers 11 auf eine Spannung aufgeladen, die ein Mehrfaches der Spannung der Fahrzeugbatterie 10 beträgt. Wenn beispielsweise das Bordnetz des Fahrzeugs für etwa 12 Volt Gleichspannung ausgelegt ist, wird die Energiereserve 12 beispielsweise auf einen Spannungswert von 45 bis 50 Volt aufgeladen. Der positive Anschluß der Fahrzeugbatterie 10 ist ebenfalls wie der positive Anschluß der Energiereserve 12 über eine in Flußrichtung gepolte Diode 13, 14 mit dem Hochpunkt eines zweiten Spannungsteilers R3, R4 verbunden, dessen Fußpunkt ebenfalls auf Nasse liegt. Der Abgriff des Spannungsteilers R3, R4 ist über eine Leitung EVM mit einem zweiten Eingangsanschluß (Analog/Digital-Wandlung) des Mikrocontrollers 20 verbunden. Über diese Leitung EVN kann zwecks Kontrolle der an dem Spannungsteiler R3, R4 anliegenden Spannung eine Teilspannung abgegriffen werden. An dem Verbindungspunkt der Dioden 13, 14 sind erste Schaltanschlüsse je eines Schaltelements T1, T2 angeschlossen, deren jeweils zweiter Schaltanschluß an die miteinander verbundenen Anodenanschlüsse von jeweils zwei Dioden 15, 16 bzw. 17, 18 geführt ist. Zwischen die Kathodenanschlüsse der Dioden 15, 17 sind in Serie hintereinander eine erste Zündpille ZPF (beispielsweise für den Fahrerairbag) und ein erster Kondensator CF geschaltet. Zwischen die Kathodenanschlüsse der Dioden 16, 18 ist eine zweite Zündpille ZPBF (z. B. für den Beifahrer) und ein zweiter Kondensator CBF in Serie eingeschaltet. An den Verbindungspunkt zwischen dem Kathodenanschluß der Diode 15 und der Zündpille ZPF ist ein erster Schaltanschluß eines weiteren Schaltelements T3 angeschlossen, dessen zweiter Schaltanschluß auf Masse gelegt ist. An den Verbindungspunkt zwischen den Kathodenanschluß der Diode 17 und des Kondensators CF ist ebenfalls ein erster Schaltanschluß eines weiteren Schaltelements T5 angeschlossen, dessen zweiter Schaltanschluß ebenfalls mit Masse verbunden ist. An den Verbindungspunkt zwischen dem Kathodenanschluß der Diode 16 und der Zündpille ZBPF ist ein erster Schaltanschluß eines Schaltelements T4 angeschlossen, dessen zweiter Schaltanschluß auf Masse liegt. Weiterhin ist an den Verbindungspunkt zwischen dem Kathodenanschluß der Diode 18 und dem Kondensator CBF ein erster Schaltanschluß des Schaltelements T6 angeschlossen, dessen zweiter Schaltanschluß auf Masse liegt. Die Steueranschlüsse aller Schaltelemente T1, T2, T3, T4, T5, T6 sind über Leitungsverbindungen PushR1, PushR2, Pull1F, Pull1BF, Pull2F und Pull2BF mit entsprechend bezeichneten Ausgangsanschlüssen einer Treiberschaltung 21 verbunden, die über entsprechende Busleitungen 19 mit Ausgangsanschlüssen des Mikrocontrollers 20 verbunden sind und von diesem angesteuert werden. Die Zündpillen ZPF, ZPBF stehen in thermischer Wirkverbindung mit nicht im einzelnen dargestellten Treibladungen der als Sicherungsmittel für Fahrzeuginsassen vorgesehenen Airbags 22, 23. Thermische Wirkverbindung bedeutet in diesem Zusammenhang, daß die Zündpillen ZPF, ZPBF, die durch Stromdurchgang aufheizbar sind, in erhitztem Zustand eine Treibladung zu aktivieren vermögen, die die Airbags 22, 23 aufbläst. In Fig. 1 a block diagram of the safety device according to the invention for vehicle occupants. It is arranged in a vehicle, preferably in a land vehicle, such as a passenger car or truck, and is used to protect the occupants in the event of serious accidents by activating a safety device such as an airbag and / or belt tensioner or the like. The safety device is connected to the battery 10 of the motor vehicle, from which it is supplied with current. A voltage divider comprising resistors R1, R2 is connected in parallel with battery 10 . The tap of the voltage divider R1, R2 is connected via a line UBM to an input connection (analog / digital input) of a microcomputer 20 . Via this line UBM, a voltage value can be tapped at the voltage divider R1, R2 for the purpose of checking the voltage of the vehicle battery 10 . Usually, the vehicle battery 10 is connected with its negative connection to the ground connection of the vehicle. An input terminal of a DC / DC converter 11 is connected to the positive terminal of the vehicle battery 10 , the output terminal of which is connected to the positive terminal of an energy reserve 12 , the negative terminal of which is also connected to the ground terminal. A capacitor of comparatively large capacity, for example a few thousand microfarads, is suitable as the energy reserve 12 . This energy reserve 12 is provided in the event that the electronic safety device is still supplied with power at least for a limited time and remains functional when the connection to the vehicle battery 10 is interrupted in the event of an accident. The energy reserve 12 is expediently charged to a voltage by means of the DC-DC converter 11 which is a multiple of the voltage of the vehicle battery 10 . If, for example, the vehicle electrical system is designed for approximately 12 volts DC, the energy reserve 12 is charged, for example, to a voltage value of 45 to 50 volts. The positive connection of the vehicle battery 10 is also connected, like the positive connection of the energy reserve 12, via a diode 13 , 14 polarized in the direction of flow to the high point of a second voltage divider R3, R4, the base of which is also wet. The tap of the voltage divider R3, R4 is connected via a line EVM to a second input connection (analog / digital conversion) of the microcontroller 20 . A partial voltage can be tapped off via this line EVN for the purpose of checking the voltage present at the voltage divider R3, R4. At the connection point of the diodes 13 , 14 , first switching connections of one switching element T1, T2 are connected, the second switching connection of which is connected to the interconnected anode connections of two diodes 15 , 16 and 17 , 18 , respectively. A first squib ZPF (for example for the driver's airbag) and a first capacitor CF are connected in series between the cathode connections of the diodes 15 , 17 . A second squib ZPBF (e.g. for the front passenger) and a second capacitor CBF are connected in series between the cathode connections of the diodes 16 , 18 . A first switching connection of a further switching element T3 is connected to the connection point between the cathode connection of the diode 15 and the squib ZPF, the second switching connection of which is connected to ground. A first switching connection of a further switching element T5, the second switching connection of which is also connected to ground, is also connected to the connection point between the cathode connection of the diode 17 and the capacitor CF. A first switching connection of a switching element T4 is connected to the connection point between the cathode connection of the diode 16 and the squib ZBPF, the second switching connection of which is connected to ground. Furthermore, a first switching connection of the switching element T6 is connected to the connection point between the cathode connection of the diode 18 and the capacitor CBF, the second switching connection of which is connected to ground. The control connections of all switching elements T1, T2, T3, T4, T5, T6 are connected via line connections PushR1, PushR2, Pull1F, Pull1BF, Pull2F and Pull2BF to correspondingly designated output connections of a driver circuit 21 , which are connected to output connections of the microcontroller 20 via corresponding bus lines 19 and be controlled by it. The squibs ZPF, ZPBF are thermally operatively connected to propellant charges, not shown in detail, of the airbags 22 , 23 provided as safety devices for vehicle occupants. In this context, an active thermal connection means that the squibs ZPF, ZPBF, which can be heated by passage of current, are capable of activating a propellant charge in the heated state, which inflates the airbags 22 , 23 .

Die Funktionsweise der in Fig. 1 als Blockschaltbild dargestellten Sicherheitseinrichtung wird im folgenden unter Bezug auf die weiteren Figuren erläutert. In Fig. 2 sind zunächst in Gestalt einer Tabelle mögliche Fehlerzustände der Sicherheitseinrichtung und fehlerabhängige Steueranweisungen dargestellt, durch die trotz des Fehlerzustandes noch eine sichere Auslösung der Airbags 22, 23 erreicht werden soll. Fehlerzustände und fehlerabhängige Steueranweisungen sind zweckmäßig in Speichermitteln 202 abgespeichert, die auch Bestandteil des Mikrorechners 20 sein können. Die diversen Fehlerzustände sind in der ersten Zeile der Tabelle aufgelistet. Im einzelnen handelt es sich dabei um folgende Fehlerzustände:The mode of operation of the safety device shown as a block diagram in FIG. 1 is explained below with reference to the other figures. In FIG. 2, possible error states of the safety device and error-dependent control instructions are initially shown in the form of a table, by means of which a reliable deployment of the airbags 22 , 23 is to be achieved despite the error state. Error states and error-dependent control instructions are expediently stored in storage means 202 , which can also be part of the microcomputer 20 . The various error states are listed in the first line of the table. The individual error states are as follows:

- Short circuit (KS) for positive connection of the vehicle battery 10 or the energy reserve 12 at the circuit points FP or BFP;
- Short circuit to the positive connection of the vehicle battery 10 or the energy reserve 12 at the switching points FM or BFM;
- Short circuit to ground in circuit points FP or BFP;
- Short circuit to ground in circuit points FM or BFM;
- Short circuit of the capacitors CF and CBF;
- Short circuit of the squib ZBF or ZPBF;
- Interruption of ZKF or ZKBF;
- no current error.

In den darunterliegenden drei Zeilen sind jedem Fehlerzustand zugeordnete Steueranweisungen aufgelistet, die jeweils noch von der aktuell zur Verfügung stehenden Versorgungsspannung EV abhängig sind, also beispielsweise davon, ob die Versorgungsspannung zwischen 9 und 24 Volt, zwischen 24 und 30 Volt, oder zwischen 30 und 45 Volt liegt. Es handelt sich praktisch um ein von den Eingangsparametern Fehlerzustand und Höhe der Versorgungsspannung EV abhängiges Kennfeld, das sowohl eine extrem schnelle Fehlerdiagnose als auch eine äußerst effektive, von Fehlerzustand und Höhe der Versorgungsspannung abhängige Ansteuerung der Zündpillen ZPF, ZPBF und damit Aktivierung der Airbags 22 und 23 ermöglicht. Zur Erläuterung werden beispielsweise zwei Matrixfelder der Tabelle gemäß Fig. 2 herausgegriffen. Beispielsweise werde ein Kurzschluß zum positiven Pol der Fahrzeugbatterie 10 bzw. der Energiereserve 12 am Schaltungspunkt FP oder BFP festgestellt (siehe Fehlerzustand in Spalte 1, Zeile 1 der Tabelle). Je nach aktuell vorhandener Höhe der Versorgungsspannung EV werden dann unterschiedliche Steuerstrategien verfolgt, um trotz des erkannten Fehlerzustandes dennoch zu einer hinreichenden Beaufschlagung der Zündpillen ZPF, ZPBF mit Zündstrom zu gelangen, um die Airbags 22, 23 mit Sicherheit auszulösen. Im Spannungsbereich der Versorgungsspannung EV zwischen 9 Volt und 24 Volt wird beispielsweise eine Steuerstrategie MOD 3.1. verfolgt (vgl. Spalte 1, Zeile 4 der Tabelle in Fig. 2) die später noch anhand von Fig. 5 näher erläutert wird. Bei einem Spannungsbereich der Versorgungsspannung EV zwischen 24 Volt und 30 Volt und dem zuvor beschriebenen Fehlerzustand wird dagegen eine Steuerstrategie MOD 1.1 verfolgt (vgl. Spalte 1, Zeile 3 der Tabelle gemäß Fig. 2), die später noch unter Bezug auf Fig. 4 näher erläutert wird. Schließlich wird bei einer Versorgungsspannung zwischen 30 und 45 Volt und dem zuvor beschriebenen Fehlerzustand eine Steuerstrategie nach MOD 1 verfolgt (Spalte 1, Zeile 2 der Tabelle nach Fig. 2), die später noch anhand von Fig. 3 näher erläutert wird. Entsprechendes gilt für die anderen Positionen der in Fig. 2 dargestellten Tabelle, die im folgenden jeweils noch weiter erläutert werden.In the three lines below, control instructions assigned to each fault state are listed, each of which is still dependent on the currently available supply voltage EV, for example, whether the supply voltage is between 9 and 24 volts, between 24 and 30 volts, or between 30 and 45 Volts. It is practically a map dependent on the input parameters error status and level of the supply voltage EV, which provides both extremely fast error diagnosis and an extremely effective control of the squibs ZPF, ZPBF and thus activation of the airbags 22 and depending on the error status and level of the supply voltage 23 allows. For example, two matrix fields from the table according to FIG. 2 are selected for explanation. For example, a short circuit to the positive pole of the vehicle battery 10 or the energy reserve 12 at circuit point FP or BFP is determined (see fault condition in column 1, line 1 of the table). Depending on the currently available level of the supply voltage EV, different control strategies are then pursued in order to achieve a sufficient supply of ignition current to the squibs ZPF, ZPBF despite the detected fault condition, in order to trigger the airbags 22 , 23 with certainty. In the voltage range of the supply voltage EV between 9 volts and 24 volts, for example, a control strategy MOD 3.1. pursued (cf. column 1, line 4 of the table in FIG. 2), which will be explained in more detail later with reference to FIG. 5. In the case of a voltage range of the supply voltage EV between 24 volts and 30 volts and the error state described above, however, a control strategy MOD 1.1 is pursued (cf. column 1, line 3 of the table according to FIG. 2), which will be explained in more detail later with reference to FIG is explained. Finally, with a supply voltage between 30 and 45 volts and the error state described above, a control strategy according to MOD 1 is followed (column 1, line 2 of the table according to FIG. 2), which will be explained in more detail later with reference to FIG. 3. The same applies to the other positions of the table shown in FIG. 2, which are explained in more detail below.

Unter Bezug auf Fig. 3 wird zunächst die Steuerstrategie MOD 1 näher erläutert, die gemäß Tabelle in Fig. 2 dann Anwendung findet, wenn ein Kurzschluß zum positiven Anschluß der Fahrzeugbatterie 10 bzw. der Energiereserve 12 an den Punkten FP oder BFP des Blockschaltbildes gemäß Fig. 1 erkannt wird und gleichzeitig eine Höhe der Versorgungsspannung EV im Bereich zwischen 30 Volt und 45 Volt festgestellt wird (vgl. Position Spalte 1, Zeile 2 der Tabelle gem. Fig. 2). Die gleiche Steuerstrategie findet gemäß Tabelle der Fig. 2 (vgl. dort Position Spalte 3, Zeile 2 und Spalte 5, Zeile 2) dann Anwendung, wenn ein Kurzschluß nach Masse an den Schaltungspunkten FP oder BFP bzw. ein Kurzschluß der Kondensatoren CF oder CBF festgestellt wird.With reference to FIG. 3, the control strategy MOD 1 is first explained in more detail, which according to the table in FIG. 2 is used when a short circuit to the positive connection of the vehicle battery 10 or the energy reserve 12 at the points FP or BFP of the block diagram according to FIG . 1 is detected and at the same time a determined amount of the power supply voltage EV in the range between 30 volts and 45 volts (see FIG. position column 1, line 2 of the table according. Fig. 2). The same control strategy is used according to the table in FIG. 2 (cf. position column 3, line 2 and column 5, line 2) if there is a short circuit to ground at the circuit points FP or BFP or a short circuit of the capacitors CF or CBF is detected.

Die Steuerstrategie gemäß MOD 1 (vgl. Fig. 3) ist dann besonders günstig, wenn ein Kurzschluß zwischen den Schaltungspunkten FP, BFP zum positiven Pol der Spannungsversorgung vorliegt. Dabei werden sowohl die Fehlerzustände abgedeckt, bei denen entweder der Kurzschluß zwischen den Schaltungspunkten FP oder BFP besteht oder beide erwähnten Schaltungspunkte zum Pluspol der Versorgungsspannung kurzgeschlossen sind. In diesen Fällen ist der Spannungshub der in den Zündkreisen liegenden Kondensatoren CF, OBF unabhängig von der Höhe der Spannung der Fahrzeugbatterie 10. Dadurch wird die Dauer des Stromflusses durch die Zündpillen ZPF, ZPBF nicht durch den Fehlerkurzschluß zu dem positiven Anschluß der Spannungsversorgung beeinflußt. Hierdurch ergibt sich demzufolge keine Änderung der Auslöseverzugszeit der Airbags 22, 23 aufgrund einer Änderung des Stromdurchsatzes durch die Zündpillen ZPF, ZPBF, verursacht durch den Kurzschluß nach dem positiven Pol der Versorgungsspannung, im Vergleich zu einem fehlerfreien Zündkreis. In dem Funktionsdiagramm nach Fig. 3 sind die wesentlichen Signalverläufe dargestellt, die bei der Steuerstrategie MOD 1 von Bedeutung sind. Bei dieser Darstellung wurde eine minimale Zündkreisinduktivität von ca. 2 Mikrohenry angenommen. Zunächst werden durch das leitend gesteuerte Schaltelement T2 (Steuerleitung PushR2), die in den Zündkreisen angeordneten Kondensatoren CF, CBF gegen einen eventuell an den Schaltungspunkten FP oder BFP vorhandenen Kurzschluß zum positiven Anschluß der Spannungsversorgung geladen, wobei zusätzlich die Schaltelemente T3, T4 leitend gesteuert werden können (Steuerleitungen Pull1F, Pull1BF), um gegen einen Kurzschluß zum positiven Spannungsanschluß anzukämpfen bzw. um denjenigen Schaltungspunkt FP oder BFP, an dem kein Kurzschluß vorliegt, definiert auf Masse zu legen. Dadurch werden auch Kurzschlußsituationen beherrschbar, die über Dioden eingekoppelt werden. Aus Fig. 3b ist ersichtlich, daß die Ansteuerung des Schaltelements T2 taktweise erfolgt und beispielsweise zum Zeitpunkt t1 auf der Zeitachse t beginnt. Das Schaltelement T2 ist dann für einen Zeitraum von rund 7 Mikrosekunden leitend gesteuert. Im Anschluß daran ist das Schaltelement T2, wie sich aus Fig. 3b ergibt, für einen Zeitraum von 7 Mikrosekunden wieder gesperrt um dann erneut für rund 7 Mikrosekunden leitend gesteuert zu werden. Die jeweils leitend gesteuerten Zeitphasen folgen in einem Zeitabstand von T. Wie bereits zuvor erwähnt, können gemäß Fig. 3c auch zusätzlich noch die Schaltelemente T3, T4, jeweils in der Leitphase des Schaltelements T2 auch leitend gesteuert werden. Danach werden die Schaltelemente T2 (gegebenenfalls auch T3, T4) durch entsprechende Ansteuerung auf den zugeordneten Steuerleitungen PushR2, Pull1F, Pull1BF gesperrt und die Schaltelemente T5, T6 (vgl. Fig. 3d) leitend gesteuert. Die leitende Phase der Schaltelemente T5, T6 beginnt zum Zeitpunkt t2 und dauert ebenfalls rund sieben Mikrosekunden an. Durch diesen Steuervorgang werden die in den Zündkreisen angeordneten Kondensatoren CF, CBF in umgekehrter Richtung geladen. In Fig. 3e sind die Stromimpulse IZKF, IZKBF als Funktion der Zeit dargestellt, die sich durch die zuvor beschriebene Ansteuerung der Zündkreise ergeben und die Zündpillen ZPF bzw. ZPBF beaufschlagen. Da hinreichend bekannt ist, welche Energiemenge zur sicheren Aktivierung einer Zündpille notwendig ist, kann auf einfache Weise festgestellt werden, wieviel derartiger Stromimpulse erforderlich sind, um die Zündpillen zu aktivieren.The control strategy according to MOD 1 (cf. FIG. 3) is particularly favorable if there is a short circuit between the circuit points FP, BFP to the positive pole of the voltage supply. Both the fault conditions are covered in which either the short circuit between the circuit points FP or BFP exists or both circuit points mentioned are short-circuited to the positive pole of the supply voltage. In these cases, the voltage swing of the capacitors CF, OBF located in the ignition circuits is independent of the level of the voltage of the vehicle battery 10 . As a result, the duration of the current flow through the squib ZPF, ZPBF is not influenced by the fault short circuit to the positive connection of the voltage supply. As a result, there is no change in the deployment delay time of the airbags 22 , 23 due to a change in the current throughput through the squibs ZPF, ZPBF, caused by the short circuit after the positive pole of the supply voltage, in comparison with an error-free firing circuit. In the functional diagram of Fig. 3 shows the essential waveforms are shown which are useful in the control strategy MOD 1 of importance. A minimum ignition circuit inductance of approx. 2 microhenries was assumed in this representation. First, the conduction-controlled switching element T2 (control line PushR2), the capacitors CF, CBF arranged in the ignition circuits charge against a short circuit possibly present at the circuit points FP or BFP for positive connection of the voltage supply, the switching elements T3, T4 also being controlled in a conducting manner can (control lines Pull1F, Pull1BF), in order to fight against a short circuit to the positive voltage connection or to connect that point FP or BFP, at which there is no short circuit, to ground in a defined manner. As a result, short-circuit situations that can be coupled in via diodes can also be managed. From Fig. 3b it can be seen that the switching element T2 is triggered in cycles and begins, for example, at time t1 on the time axis t. The switching element T2 is then conductively controlled for a period of around 7 microseconds. Subsequently, the switching element T2, as can be seen in FIG. 3b, is blocked again for a period of 7 microseconds in order to then be controlled again for approximately 7 microseconds. The respective time-controlled time phases follow at a time interval of T. As already mentioned above, according to FIG. 3c, the switching elements T3, T4 can also be controlled in the conducting phase of the switching element T2. Thereafter, the switching elements T2 (possibly also T3, T4) are blocked by appropriate activation on the assigned control lines PushR2, Pull1F, Pull1BF and the switching elements T5, T6 (cf. FIG. 3d) are controlled in a conductive manner. The conductive phase of the switching elements T5, T6 begins at time t2 and also lasts for around seven microseconds. This control process charges the capacitors CF, CBF arranged in the ignition circuits in the opposite direction. In Fig. 3e the current pulses IZKF, IZKBF are shown as a function of time, resulting from the above-described control of the ignition circuits and pressurize the squib ZPF or ZPBF. Since it is well known what amount of energy is required to safely activate a squib, it can be determined in a simple manner how many such current pulses are required to activate the squib.

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird jetzt der Steuermodus MOD 1.1 beschrieben, der gemäß Tabelle von Fig. 2 dann Anwendung findet, wenn beispielsweise ein Kurzschluß zum positiven Pol der Versorgungsspannung an den Schaltungspunkten FP oder BFP (Spalte 1, Zeile 3 der Tabelle) bzw. ein Kurzschluß nach Masse an den Schaltungspunkten FP oder BFP (Spalte 3, Zeile 3 der Tabelle) vorliegt. Die Betriebsweise gemäß MOD 1.1 berücksichtigt die Abnahme der Versorgungsspannung auf einen zwischen 24 und 30 Volt liegenden Wert. Durch diesen Parameter läßt sich die Ansteuerung der Zündpillen derart einstellen, daß der Stromdurchsatz durch die Zündpillen in einem genau spezifizierten Bereich gehalten werden kann. Soweit bekannt, wird hiermit erstmalig eine Art Pulsweitenmodulation zur Steuerung des Stromdurchsatzes bei Zündpillen in einem Airbagsteuergerät vorgeschlagen, wobei noch während des Unfallvorgangs und während des Zündvorgangs der Zündpillen der aktuelle Wert der Versorgungsspannung berücksichtigt wird. Ein weiteres Eingehen auf die in Fig. 4 dargestellten Signaldiagramme erübrigt sich, da diese, bis auf geringfügig andere Ansteuerungszeiten, im wesentlichen den bereits ausführlich besprochenen Signalverläufen nach Fig. 3 entsprechen. Die Schaltelemente T1 bis T6 werden sowohl bei MOD 1 als auch MOD 1.1 derart angesteuert, daß maximal rund 5 Ampere Strom (IZKF, IZKBF) fließen kann, wenn es die Spannungsverhältnisse zulassen. Die Betriebsarten MOD 1 und MOD 1.1 eignen sich ebenfalls für eine Ansteuerung im Falle eines Kurzschlusses der Schaltungspunkte FP oder BFP nach Masse, ohne daß eine Leistungseinbuße eintritt. Außerdem eignen sich die vorerwähnten Betriebsarten auch noch für den Fall des Kurzschlusses der Kondensatoren CF, CBF ohne wesentliche Leistungseinbuße, da dann immer noch rund 2,5 Ampere Zündstrom bereitgestellt werden kann, der für die Aktivierung ausreichend ist.With reference to FIG. 4, the control mode MOD 1.1 will now be described, which according to the table of FIG. 2 is used if, for example, a short circuit to the positive pole of the supply voltage at the circuit points FP or BFP (column 1, line 3 of the table) or there is a short to ground at circuit points FP or BFP (column 3, line 3 of the table). The mode of operation according to MOD 1.1 takes into account the decrease in the supply voltage to a value between 24 and 30 volts. By means of this parameter, the triggering of the squibs can be set such that the current throughput through the squibs can be kept in a precisely specified range. As far as is known, a type of pulse width modulation for controlling the current throughput of squibs in an airbag control unit is hereby proposed for the first time, the current value of the supply voltage being taken into account even during the accident process and during the squib ignition process. A further discussion of the signal diagrams shown in FIG. 4 is unnecessary since, apart from slightly different activation times, these essentially correspond to the signal curves according to FIG. 3 which have already been discussed in detail. The switching elements T1 to T6 are controlled in both MOD 1 and MOD 1.1 in such a way that a maximum of around 5 amperes of current (IZKF, IZKBF) can flow if the voltage conditions permit. The operating modes MOD 1 and MOD 1.1 are also suitable for activation in the event of a short circuit of the circuit points FP or BFP to ground, without any loss of performance. In addition, the aforementioned operating modes are also suitable in the event of a short-circuit of the capacitors CF, CBF without a significant loss in performance, since around 2.5 ampere ignition current can then still be provided, which is sufficient for activation.

Anhand von Fig. 5 wird nun die Steuerstrategie MOD 3.1. erläutert. Diese Betriebsart berücksichtigt die Abnahme der Versorgungsspannung in dem Spannungsbereich zwischen etwa 9 Volt und 24 Volt. Dieser Zustand tritt beispielsweise bei einer defekten Energiereserve 12 auf oder bei einer zu langen Zeitdauer zwischen dem Abriß der Fahrzeugbatterie 10 und einem nachfolgenden schweren Unfallablauf. Weiterhin kann eine derartige Situation bei Sicherheitseinrichtungen vorliegen, die ohne Energiereserve und Gleichspannungswandler auskommen müssen. In dem ungünstigsten Fall eines vorhandenen Kurzschlusses zu dem positiven Pol der Versorgungsspannung ergeben sich aufgrund des verbleibenden kleinen Spannungshubes von rund 6 Volt an einem betrachteten Kondensator CF, CBF eines jeweiligen Zündkreises unter Berücksichtigung einer Induktivität des Zündkreises von rund 2 Mikrohenry noch durchschnittliche Zündkreisströme in der Größenordnung von rund 2 Ampere. Dies wird durch eine optimale Ansteuerung im Resonanzbereich der Zündkreise und durch die hiermit vorgeschlagene Ansteuerung der Schaltelemente T1, T2 bzw. T3, T4 und T5, T6 im Gegentaktbetrieb ermöglicht. Dadurch kann selbst im ungünstigsten Fall immer noch ein Spannungshub von rund 12 Volt an den Kondensatoren CF, CBF im Zündkreis bereitgestellt werden.Referring to Fig. 5, the control strategy will now MOD 3.1. explained. This operating mode takes into account the decrease in the supply voltage in the voltage range between approximately 9 volts and 24 volts. This condition occurs, for example, in the case of a defective energy reserve 12 or in the case of a too long period of time between the demolition of the vehicle battery 10 and a subsequent serious accident. Furthermore, such a situation can exist in the case of safety devices which have to do without an energy reserve and a DC voltage converter. In the worst case of an existing short circuit to the positive pole of the supply voltage, due to the remaining small voltage swing of around 6 volts on a considered capacitor CF, CBF of a respective ignition circuit, taking into account an inductance of the ignition circuit of around 2 microhenries, average ignition circuit currents of the order of magnitude still result of around 2 amps. This is made possible by an optimal control in the resonance range of the ignition circuits and by the control of the switching elements T1, T2 or T3, T4 and T5, T6 proposed in push-pull operation. As a result, even in the worst case, a voltage swing of around 12 volts can still be provided on the capacitors CF, CBF in the ignition circuit.

Im folgenden werden unter Bezugnahme auf Fig. 6 und Fig. 7 die Steuerstrategien MOD 2 und MOD 2.1 näher erläutert. Diese Betriebsweisen haben sich dann als besonders günstig erwiesen, wenn ein Kurzschluß von den Schaltungspunkten FM des Fahrerairbags oder BFM des Beifahrerairbags zum positiven Anschluß der Versorgungsspannung vorliegt (bzw. von beiden). In diesem Fall ist der Spannungshub an den Kondensatoren CF, CBF der Zündkreise ebenfalls unabhängig von der Höhe der Batteriespannung der Fahrzeugbatterie (UBat ungefähr 9 bis 16 Volt). Dadurch wird die Stromflußdauer durch die Zündpillen ZPF, ZPBF nicht durch den Fehlerkurzschluß zum positiven Pol der Versorgungsspannung beeinflußt. Diese Betriebsarten sind dadurch möglich, daß die in Fig. 1 dargestellte Sicherheitseinrichtung zwei getrennt ansteuerbare Schaltelemente T1, T2 in der Zündendstufe aufweist. Eine eingehendere Diskussion der in Fig. 6 und Fig. 7 dargestellten Kurvenverläufe erübrigt sich, da die schon zu den Betriebsweisen MOD 1 und MOD 1.1 gemachten Ausführungen hier analog gelten. Die Betriebsarten MOD 2 und MOD 2.1 eignen sich ebenfalls besonders gut für eine Steuerung bei der Fehlerart Kurzschluß nach Masse an den Schaltungspunkten FM bzw. BFM, ohne daß dabei ein Leistungsverlust zu beobachten ist. Dasselbe gilt auch für eine Ansteuerung der Zündkreise im Falle der Fehlerfreiheit.In the following, the control strategies and MOD MOD 2, referring to Fig. 6 and Fig. 7 described in more detail 2.1. These modes of operation have proven to be particularly favorable when there is a short circuit from the switching points FM of the driver airbag or BFM of the passenger airbag to the positive connection of the supply voltage (or both). In this case, the voltage swing across the capacitors CF, CBF of the ignition circuits is also independent of the level of the battery voltage of the vehicle battery (UBat approximately 9 to 16 volts). As a result, the current flow duration through the squibs ZPF, ZPBF is not influenced by the fault short circuit to the positive pole of the supply voltage. These operating modes are possible in that the safety device shown in FIG. 1 has two separately controllable switching elements T1, T2 in the ignition output stage. A more detailed discussion of the curves shown in Fig. 6 and Fig. 7 is unnecessary, since the statements made already one of the operating modes MOD 1 and MOD 1.1 apply here analogously. The operating modes MOD 2 and MOD 2.1 are also particularly well suited for control in the event of a short circuit to ground fault type at the switching points FM or BFM without a loss of power being observed. The same also applies to actuation of the ignition circuits in the event of error-free operation.

Die Betriebsart MOD 2.2 eignet sich besonders dann gut als Steuerungsstrategie, wenn die Sicherungseinrichtung einen Kurzschluß einer Zündpille ZPF, ZPBF eines Zündkreises erkennt. Hat dieser Kurzschluß noch einen von 0 Ohm unterschiedlichen Wert und liegt beispielsweise im Bereich größer 0 Ohm kleiner 1 Ohm, so kann es sich als zweckmäßig erweisen, durch eine entsprechende Taktsteuerung (Pulsweitenmodulation) die Zündpillen ZPF, ZPBF wenigstens für eine gewisse Zeit mit dem höchstmöglichen Stromdurchsatz zu beaufschlagen. Bei einer angenommenen Zündkreisinduktivität von rund 2 Mikrohenry ist mit einer Ansteuerungsdauer von rund 6 Mikrosekunden der Resonanzpunkt eingestellt. Bei einem Kurzschlußwiderstandswert von ungefähr 0,5 Ohm ergeben sich dabei noch Stromwerte durch die Zündpille von rund 1 Ampere. Die kleinere Versorgungsspannung in der Größenordnung von 24 Volt bis 30 Volt ist bei einer Forderung nach einem hohen Stromdurchsatz durch die Zündpillen für den Fehlerzustand Kurzschluß der Zündpillen (Restwiderstand von ungefähr < 0 Ohm bis < 1 Ohm) anzuwenden. Durch Ansteuerung der beiden Schaltelemente T1, T2 im Gegentaktbetrieb wird der Spannungshub an den Kondensatoren CF, CBF der Zündkreise verdoppelt, so daß der limitierte Maximalstrom fließen kann. Durch Beschränkung des Einsatzes dieser Betriebsart auf niedrigere Versorgungsspannungen treten auch keine übermäßig hohen Sperrspannungen an den Schaltelementen auf, so daß sehr kostengünstige diskrete Halbleiterbauelemente oder auch integrierte Halbleiterbauelemente als Schaltelemente eingesetzt werden können. Die Betriebsart MOD 3 eignet sich ebenfalls auch besonders gut für den Fehlerfall einer Unterbrechung in den Zündkreisen. Dieser Fehlerzustand wird beispielsweise dann angenommen, wenn die Widerstände in dem Zündkreis den Wert von etwa 10 Ohm übersteigen. Bei derart hohen Zündkreiswiderständen ist es sinnvoll, rechtzeitig für einen ausreichenden Spannungshub an den Komponenten der Zündkreise (Zündpille, Kondensator) zu sorgen, damit der Zündstrom auf den minimal erforderlichen Wert von ungefähr 2 Ampere gehalten werden kann. Dies wird durch den Gegentaktbetrieb der Schaltelemente T1, T2 bzw. T3, T4 und T5, T6 erreicht.The operating mode MOD 2.2 is particularly suitable as Control strategy if the protection device has a Short circuit of a squib ZPF, ZPBF of an ignition circuit recognizes. This short circuit still has one of 0 ohms different value and is, for example, in the range greater than 0 ohm less than 1 ohm, it can be useful prove by appropriate clock control (Pulse width modulation) the squib ZPF, ZPBF at least for a certain time with the highest possible throughput to act upon. With an accepted Ignition circuit inductance of around 2 microhenries is with one Driving time of around 6 microseconds the resonance point set. With a short circuit resistance of about 0.5 ohms result from current values the squib of around 1 ampere. The smaller one Supply voltage in the order of 24 volts to 30 volts is a requirement for a high Current flow through the squibs for the fault condition Shorting of the squibs (residual resistance of approx <0 ohm to <1 ohm). By controlling the the two switching elements T1, T2 in push-pull mode Voltage swing on the capacitors CF, CBF of the ignition circuits doubled so that the limited maximum current can flow. By restricting the use of this operating mode to Lower supply voltages also do not occur excessively high reverse voltages on the switching elements, so that very inexpensive or discrete semiconductor devices integrated semiconductor components as switching elements can be used. The operating mode MOD 3 is suitable also particularly good for the failure of one Interruption in the ignition circuits. This error condition will for example, if the resistors in the Ignition circuit exceed the value of about 10 ohms. With such high ignition circuit resistances, it makes sense in time for a sufficient voltage swing on the components of the Ignition circuits (squib, capacitor) to ensure that the Ignition current to the minimum required value of approximately 2 Amps can be kept. This is done by the Push-pull operation of the switching elements T1, T2 or T3, T4 and T5, T6 reached.

Unter Bezug auf das in Fig. 8 dargestellte Ablaufdiagramm wird im folgenden der Ablauf des Betriebs der erfindungsgemäßen Sicherungseinrichtung nochmals erläutert. Es werde angenommen, daß das mit der elektronischen Sicherheitseinrichtung ausgestattete Fahrzeug in den Betriebszustand versetzt worden ist und am Straßenverkehr teilnimmt (Schritt 8.0). In dem Verfahrensschritt 8.1. findet die Signalauswertung statt, d. h., die von einem beschleunigungsempfindlichen Sensor 200 aufgenommenen Signale werden von dem Mikrorechner 20 ausgewertet, wobei festgestellt wird, ob die Signale auf eine schwerwiegende Unfallsituation hindeuten, die eine Auslösung des Airbags 22, 23 notwendig macht (Schritt 8.2). Sollte dies nicht festgestellt werden (8.3) wird die Signalauswertung fortgesetzt (8.1). Wenn eine Unfallsituation erkannt wird (8.4) wird überprüft (8.5), ob aktuelle Zündkreisdoppelfehler vorliegen (8.6) oder nicht.The sequence of operation of the safety device according to the invention is explained again below with reference to the flow chart shown in FIG. 8. It is assumed that the vehicle equipped with the electronic safety device has been put into the operating state and is participating in road traffic (step 8.0). In process step 8.1. the signal is evaluated, ie the signals picked up by an acceleration-sensitive sensor 200 are evaluated by the microcomputer 20 , it being determined whether the signals indicate a serious accident situation that requires the airbag 22 , 23 to be triggered (step 8.2). If this is not ascertained (8.3), the signal evaluation is continued (8.1). If an accident situation is detected (8.4), it is checked (8.5) whether current ignition circuit double faults are present (8.6) or not.

Falls aktuelle Zündkreisdoppelfehler erkannt werden (8.6) wird eine optimale, fehlerangepaßte Steuerstrategie gemäß Tabelle in Fig. 2 ausgewählt (8.7). Es erfolgt dann eine Steuerung über eine gewisse Steuerzeit, die optimal auf den ersten erkannten Fehlertyp ausgerichtet ist (8.8), beispielsweise für eine Zeitdauer von rund 1 Millisekunde. Im Anschluß daran (8.9) wird die Steuerstrategie abgeändert (Auswahl nach Tabelle der Fig. 2), um dann für einen weiteren Zeitraum von etwa 1 Millisekunde optimal auf den zweiten erkannten Fehler ausgerichtet zu sein. Sofern bei der Überprüfung kein aktueller Zündkreisdoppelfehler erkannt wird, erfolgt gemäß Schritt 8.10 die Auswahl einer optimalen Ansteuerungsstrategie entsprechend dem aktuellen Zündkreisstatus aus der Tabelle gemäß Fig. 2. Im Anschluß (8.11) erfolgt dann die Ansteuerung der Zündpillen nach der optimierten Steuerungsstrategie. Im Schritt 8.12 wird in Meßintervallen von rund 100 Mikrosekunden wiederum jeweils der aktuelle Zündkreisstatus überprüft (z. B. Kurzschlußerkennung) und die zur Verfügung stehende Versorgungsspannung gemessen. Im Schritt 8.13 wird wiederum abgefragt, ob es aktuelle Zündkreisdoppelfehler gibt. Alternativ kann dann wiederum die Schleife 8.14, 8.15, 8.16, 8.17, 8.18 oder die Schleife 8.13, 8.19, 8.20 abgearbeitet werden. Im Schritt 8.21 wird zusätzlich festgestellt, ob es gegebenenfalls abgespeicherte Fehlerzustände gibt. Sollte das nicht der Fall sein (8.22), wird überprüft (8.23) ob die Gesamtauslösedauer kleiner ist als eine bestimmte Grenzdauer TG (TG ungefähr 8 Millisekunden). Sollte das der Fall sein (8.24), wird an den Verzweigungspunkt C bei 8.4 zurückgekehrt. Sollte das nicht der Fall sein (8.25) wird in 8.26 das Ende des Auslösevorgangs erreicht. Sofern es gespeicherte Fehler gibt (8.27) wird bei 8.28 wiederum abgefragt, ob es Zündkreisdoppelfehler gibt. Alternativ erfolgt dann eine Verzweigung zu 8.29, 8.30, 8.31, 8.32 um letztlich bei 8.33 in den Hauptzweig zurückzukehren, der bei 8.40 das Ende der Auslösung erreicht. Falls keine Zündkreisdoppelfehler erkannt werden (8.34) wird (8.35) aus der Tabelle gemäß Fig. 2 wiederum der optimale Ansteuerungsmodus ausgewählt. Die entsprechende Auslösung erfolgt dann bei 8.36.If current ignition circuit double faults are detected (8.6), an optimal, fault-adapted control strategy is selected in accordance with the table in FIG. 2 (8.7). Control then takes place over a certain control time, which is optimally geared to the first detected type of error (8.8), for example for a period of around 1 millisecond. Following this (8.9), the control strategy is changed (selection according to the table in FIG. 2) in order then to be optimally aligned to the second detected error for a further period of approximately 1 millisecond. Provided that no current double ignition circuit fault is detected during the check, an optimum control strategy is selected in accordance with step 8.10 in accordance with the current ignition circuit status from the table in FIG. 2. The ignition pills are then controlled (8.11) according to the optimized control strategy. In step 8.12, the current ignition circuit status is checked (e.g. short-circuit detection) and the available supply voltage is measured in measuring intervals of around 100 microseconds. In step 8.13 it is again queried whether there are current ignition circuit double faults. Alternatively, loop 8.14, 8.15, 8.16, 8.17, 8.18 or loop 8.13, 8.19, 8.20 can then be processed again. In step 8.21 it is additionally determined whether there are any stored fault states. If this is not the case (8.22), it is checked (8.23) whether the total trigger duration is less than a certain limit duration TG (TG approximately 8 milliseconds). If this is the case (8.24), the system returns to branch point C at 8.4. If this is not the case (8.25), the end of the triggering process is reached in 8.26. If there are stored faults (8.27), the question is asked again at 8.28 whether there are double ignition circuits. Alternatively, a branch to 8.29, 8.30, 8.31, 8.32 then takes place in order to finally return to the main branch at 8.33, which reaches the end of the trip at 8.40. If no ignition circuit double faults are detected (8.34) (8.35), the optimum control mode is again selected from the table in accordance with FIG. 2. The corresponding triggering then takes place at 8.36.

Fig. 9 zeigt als Blockschaltbild ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Sicherheitseinrichtung 1 mit einem Sensor 200, einem Steuergerät 201 mit Speichermitteln 202 und einer Vielzahl von Rückhaltemitteln 31/1, 31/2, . . . 31/6 und diesen zugeordneten Endstufen 30/1, 30/2, . . . 30/6. Derartig viele Endstufen und Rückhaltemittel werden bei modernen Fahrzeugen eingeplant, die beispielsweise mit folgenden Sicherungseinrichtungen ausgestattet sind: Gurtstraffer für Fahrer, Gurtstraffer für Beifahrer, Airbag für Fahrer, Airbag für Beifahrer, Seitenairbag für Fahrer und Seitenairbag für Beifahrer. Auch ist heute schon ein Trend erkennbar, daß über die in Fig. 9 beispielhaft dargestellte Anzahl von sechs Rückhaltemitteln bzw. sechs zugeordneten Endstufen in Zukunft noch eine größere Anzahl von Rückhaltemitteln und Endstufen zum Einsatz gelangt, wenn beispielsweise auch Fondpassagiere von Fahrzeugen mit derartigen Sicherheitseinrichtungen ausgestattet werden sollen. Die Endstufen 30/1, . . . 30/6 sind, wie ein beispielhaft dargestellte Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 10 zeigt, selbst relativ komplex gestaltet. In Serie und parallel geschaltet sind eine Vielzahl von Schaltelementen T11, T12, T13, T14. Für den Fachmann ersichtlich, stellt das Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 eine Brückenschaltung dar, die auch als Vollbrücke bezeichnet wird. Darüber hinaus sind vereinfachte Varianten, wie beispielsweise in Form einer sogenannten 3/4-Brücke oder einer 1/2-Brücke denkbar, die in Fig. 11 bzw. 12 beispielhaft dargestellt sind. Aus Rationalisierungsgründen und Zuverlässigkeitsgründen bietet es sich nun an, die zuvor besprochenen Endstufen, zumindest wesentliche Teile davon, auch in integrierter Form herzustellen. So ist es beispielsweise zweckmäßig, zumindest die zuvor erwähnten Schaltelemente als Halbleiterschalter auszubilden und diese in integrierter Technik herzustellen. Dies ist mit heute vorhandenen technischen Mitteln ohne weiteres möglich, sofern die Schaltelemente als Leistungs-MOSFET-Transistoren ausgestaltet werden. Bei heute beherrschbaren Prozessen für integrierte Schaltungen lassen sich jedoch nur Halbleiterschaltelemente herstellen, deren Übergangswiderstand im eingeschalteten Zustand in der Größenordnung von 0,5 bis etwa 1,5 Ohm liegt. Der Ein-Widerstand dieser Schaltelemente liegt damit aber in der Größenordnung des Widerstandes von herkömmlichen Zündpillen, die ebenfalls Widerstandswerte in der Größenordnung von einigen Ohm aufweisen, zum Beispiel also zwischen 1 und 3 Ohm liegen. Bei derartigen Widerstandsverhältnissen können die mit diskreten Leistungs- MOSFETS üblichen Verfahren zur Überprüfung der Zündkreise jedoch nicht mehr erfolgreich angewandt werden. Die erwähnten Widerstandswerte der Halbleiterschaltelemente sind nämlich zudem noch stark temperaturabhängig. Wählt man beispielsweise in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 den Entladewiderstand RM etwa zu etwa 10 Ohm, dann lassen sich Änderungen des Widerstandes der Zündpillen in der Größenordnung weniger 100 Milliohm, die für die Beurteilung der Funktionsweise der Endstufe außerordentlich bedeutend sind, kaum noch von temperaturbedingten Änderungen unterscheiden. Eine Lösung dieses Problems wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß neben ersten Schaltelementen T11, T12, T13, T14, die gemäß Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 eine Brückenschaltung bilden und die Zündpille ZP1 und den Kondensator CZK1 einschließen, zusätzlich noch zweite Schaltelemente, im Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 das Schaltelement TM1 vorgesehen werden, die einen wesentlich höheren Wert des Durchgangswiderstandes im eingeschalteten Zustand aufweisen. Zweckmäßigerweise beträgt der Übergangswiderstand des zweiten Schaltelements TM1 in dem eingeschalteten Zustand das Zehn- bis etwa Hundertfache des Übergangswiderstandes der ersten Schaltelemente T11, T12, . . . T14. Dies läßt sich bei Herstellung der Halbleiterschaltelemente in integrierter Technik dadurch erreichen, daß für das zweite Schaltelement TM1 eine wesentlich kleinere Chipfläche vorgesehen wird. Beispielsweise wird die Chipfläche der zweiten Schaltelemente etwa um den Faktor 10 bis 100 mal kleiner gewählt als die Chipfläche der ersten Schaltelemente, so daß sich bei den zweiten Schaltelementen der wesentlich größere Übergangswiderstand im eingeschalteten Zustand ergibt. In dem Blockschaltbild der Fig. 10 ist weiter eine mit IQ1 bezeichnete Stromquelle dargestellt, die in Serie zu dem Schaltelement TM1 geschaltet ist. Werden die ersten und die zweiten Schaltelemente, wie erwähnt, vorzugsweise in integrierter Technik hergestellt, sollte auch diese Stromquelle IQ1 am besten in integrierter Technik erzeugt werden. In der einfachsten Form kann eine derartige Stromquelle beispielsweise als Spannungsteiler realisiert werden, der zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und dem Masseanschluß angeschlossen ist. Diese Stromquelle IQ1 kann beispielsweise einen Strom IQ abgeben, der in der Größenordnung zwischen etwa 10 und etwa 100 Milliampere liegt. Eine Überprüfung der in Fig. 10 dargestellten Endstufe unter Zuhilfenahme des zweiten Schaltelements TM1 wird unter Bezugnahme auf das in Fig. 13 dargestellte Funktionsdiagramm im folgenden näher erläutert. Dabei zeigt Fig. 13a den jeweiligen Leitungszustand des Schaltelements TM1, Fig. 13b den Betriebszustand der Stromquelle IQ1 und Fig. 13c eine Kurve, die den Spannungsverlauf als Funktion der Zeit an dem Übergangswiderstand des Schaltelements TM1 angibt. Aus Fig. 13a geht hervor, daß das Schaltelement TM1 in dem Zeitintervall 0, t1 gesperrt ist und anschließend in einen leitenden Zustand gesteuert ist. Auch die Stromquelle IQ1 ist im Zeitintervall 0, t1 ausgeschaltet und speist ab dem Zeitpunkt t1 den Strom IQ1 ein. Die Einschaltung der Stromquelle IQ1 und die Steuerung des Schaltelements TM1 wird zweckmäßig von dem Steuergerät 201 (vergleiche Fig. 9) bewirkt. Das Schaltelement TM1 ist dazu über seinen Steueranschluß M1 mit dem Steuergerät 201 verbunden. In Fig. 13c ist der Spannungsabfall UZKP1 dargestellt, der sich an dem Übergangswiderstand des Schaltelements TM1 in seinem eingeschalteten Zustand infolge des von der Stromquelle IQ gelieferten Stroms IQ1 ergibt. Dieser Spannungsabfall ergibt sich als Produkt des letztgenannten Stroms mit dem Wert des Übergangswiderstands. Dieser Spannungsabfall UZKP1 wird zweckmäßig ebenfalls von dem Steuergerät 201 erfaßt und für weitere Berechnungen zur Verfügung gestellt. Dabei wird, auf an sich bekannte Weise der als analoger Spannungswert vorliegende Spannungsabfall vermittels eines A/D-Wandlers in einen entsprechenden Digitalwert umgewandelt, der zur Weiterverarbeitung zur Verfügung steht. Aus dem gemessenen Spannungsabfall UZKP1 und dem bekannten Strom IQ1 der Stromquelle IQ kann das Steuergerät 201 unter Berücksichtigung des ohmschen Gesetzes den zum Meßzeitpunkt vorliegenden Übergangswiderstand des Schaltelements TM1 bestimmen. Wenn nun aber durch die Messung des Spannungsabfalls UZKP1 und des Stroms IQ1 der Stromquelle IQ und anschließende Berechnung nach dem ohmschen Gesetz der Wert des Übergangswiderstandes des Schaltelements TM1 ermittelt worden ist, steht mit großer Genauigkeit auch der Wert der jeweiligen Übergangswiderstände der Schaltelemente T11, T12, T13, T14 fest, da diese aufgrund der Flächenverhältnisse der Chipflächen proportional zu dem Übergangswiderstand des Schaltelements TM1 sind. Wenn aber nun die Übergangswiderstände der Schaltelemente T11, T12, T13, T14 hinreichend gut bekannt sind, kann auf einfache Weise auch vermittels eines über die Zündpille ZP1 geleiteten Prüfstroms der Wert des Zündpillenwiderstandes jederzeit mit großer Genauigkeit ermittelt und somit auf die Funktionsfähigkeit der Zündpille ZP1 geschlossen werden. Unter Berücksichtigung unvermeidbarer Toleranzen bezüglich des Prüfstroms und des Maßstabfaktors bei der Berücksichtigung der Verhältnisse der Chipflächen zwischen den ersten und den zweiten Schaltelementen lassen sich Toleranzbereiche bei der Ermittlung des aktuellen Widerstandswertes der Zündpille ZP1 ableiten, die in der Größenordnung einiger 10 Milliohm liegen. Diese vergleichsweise geringen Abweichungen lassen erwarten, daß der Wert des Widerstands der Zündpille ZP1 mit hinreichend großer Genauigkeit ermittelt werden kann, so daß auftretende Fehler rechtzeitig und zuverlässig feststellbar sind. Vergleichbare Vorteile ergeben sich in den in Fig. 11 und 12 dargestellten vereinfachten Ausführungsbeispielen der Endstufen. Fig. 10, Fig. 11 und Fig. 12 stellen jeweils nur eine Endstufe mit jeweils einer Zündpille ZP1 dar. Es versteht sich von selbst, daß, wie in Fig. 9 dargestellt, selbstverständlich mehrere derartiger Endstufen vorgesehen sein können, denen jeweils nur ein einziges zweites Schaltelement TM1 und eine zugeordnete Stromquelle IQ zugeordnet sein könnte. Im Falle der Integration aller Endstufen 30/1, . . . 30/6 auf einem einzigen Schaltelement könnte selbstverständlich auch daran gedacht werden, für alle Endstufen gemeinsam ein derartiges zweites Schaltelement TM1 und einzige Stromquelle IQ vorzusehen. Fig. 9 shows a block diagram of another embodiment of a safety device 1 with a sensor 200, a control unit 201 with memory means 202 and a plurality of restraining means 31/1, 31/2,. . . 31/6 and these associated amplifiers 30/1 , 30/2,. . . 30/6 . Such a number of power amplifiers and restraint devices are planned for modern vehicles, which are equipped, for example, with the following safety devices: belt tensioners for the driver, belt tensioners for the front passenger, airbag for the driver, airbag for the front passenger, side airbag for the driver and side airbag for the front passenger. A trend can already be seen today that, in addition to the number of six restraint devices or six assigned output stages shown in FIG. 9, a larger number of restraint devices and output stages will be used in the future if, for example, rear passengers of vehicles are equipped with such safety devices should be. The power amplifiers 30/1,. . . 30/6 are themselves designed to be relatively complex, as an exemplary embodiment shown in FIG. 10 shows. A large number of switching elements T11, T12, T13, T14 are connected in series and in parallel. Skilled in the art can be seen, the embodiment of FIG. 10 is a bridge circuit which is also called a full bridge. In addition, simplified variants are conceivable, such as in the form of a so-called 3/4 bridge or 1/2 bridge, which are shown by way of example in FIGS. 11 and 12. For reasons of rationalization and reliability, it now makes sense to manufacture the previously discussed output stages, at least a substantial part of them, in an integrated form. For example, it is expedient to design at least the aforementioned switching elements as semiconductor switches and to manufacture them using integrated technology. This is readily possible with the technical means available today, provided the switching elements are designed as power MOSFET transistors. In today's controllable processes for integrated circuits, however, only semiconductor switching elements can be produced whose contact resistance when switched on is of the order of 0.5 to approximately 1.5 ohms. However, the on-resistance of these switching elements is in the order of magnitude of the resistance of conventional squibs, which also have resistance values in the order of a few ohms, for example between 1 and 3 ohms. With such resistance conditions, however, the methods for checking the ignition circuits which are customary with discrete power MOSFETs can no longer be successfully used. The resistance values of the semiconductor switching elements mentioned are also still strongly temperature-dependent. If, for example in the exemplary embodiment according to FIG. 10, the discharge resistance RM is selected to be approximately 10 ohms, then changes in the resistance of the squibs in the order of magnitude of less than 100 milliohms, which are extremely important for assessing the functioning of the output stage, can hardly be caused by temperature Distinguish changes. A solution to this problem is achieved according to the invention in that, in addition to first switching elements T11, T12, T13, T14, which form a bridge circuit according to the exemplary embodiment according to FIG. 10 and include the squib ZP1 and the capacitor CZK1, in addition, second switching elements, in the exemplary embodiment according to FIG ., the switching element be provided TM1 10, which have a considerably higher value of the passage resistance in the on state. Advantageously, the contact resistance of the second switching element TM1 in the switched-on state is ten to about a hundred times the contact resistance of the first switching elements T11, T12,. . . T14. This can be achieved in the manufacture of the semiconductor switching elements using integrated technology by providing a significantly smaller chip area for the second switching element TM1. For example, the chip area of the second switching elements is chosen to be about a factor of 10 to 100 times smaller than the chip area of the first switching elements, so that the second switching elements result in the substantially larger contact resistance when switched on. In the block diagram of FIG. 10, a current source labeled IQ1 is also shown, which is connected in series with the switching element TM1. If, as mentioned, the first and the second switching elements are preferably produced using integrated technology, this current source IQ1 should also be best produced using integrated technology. In its simplest form, such a current source can be implemented, for example, as a voltage divider, which is connected between the positive pole of the supply voltage and the ground connection. This current source IQ1 can emit a current IQ, for example, which is on the order of between approximately 10 and approximately 100 milliamperes. A check of the output stage shown in FIG. 10 with the aid of the second switching element TM1 is explained in more detail below with reference to the functional diagram shown in FIG. 13. Here, Figures 13a 13b 13c shows. The respective conduction state of the switching element TM1, Fig. The operating state of the power source IQ1 and Fig. A curve indicating the voltage curve as a function of time at the contact resistance of the switching element TM1. From Fig. 13a, it is apparent that the switching element is locked in the time interval 0, t1 TM1 and is then controlled in a conducting state. The current source IQ1 is also switched off in the time interval 0, t1 and feeds the current IQ1 from the time t1. The activation of the current source IQ1 and the control of the switching element TM1 is expediently effected by the control unit 201 (cf. FIG. 9). For this purpose, the switching element TM1 is connected to the control unit 201 via its control connection M1. FIG. 13c shows the voltage drop UZKP1 which results at the contact resistance of the switching element TM1 in its switched-on state as a result of the current IQ1 supplied by the current source IQ. This voltage drop results as the product of the latter current with the value of the contact resistance. This voltage drop UZKP1 is also advantageously sensed by the control unit 201 and made available for further calculations. In a manner known per se, the voltage drop present as an analog voltage value is converted by means of an A / D converter into a corresponding digital value which is available for further processing. From the measured voltage drop UZKP1 and the known current IQ1 of the current source IQ, the control unit 201 can determine the contact resistance of the switching element TM1 present at the time of measurement, taking into account Ohm's law. However, if the value of the contact resistance of the switching element TM1 has been determined by measuring the voltage drop UZKP1 and the current IQ1 of the current source IQ and then calculating according to Ohm's law, the value of the respective contact resistances of the switching elements T11, T12 is also determined with great accuracy. T13, T14, since these are proportional to the contact resistance of the switching element TM1 due to the area ratios of the chip areas. However, if the contact resistances of the switching elements T11, T12, T13, T14 are sufficiently well known, the value of the squib resistance can be determined at any time with great accuracy by means of a test current conducted via the squib ZP1, and thus the functionality of the squib ZP1 can be concluded become. Taking into account unavoidable tolerances with regard to the test current and the scale factor when taking into account the ratios of the chip areas between the first and the second switching elements, tolerance ranges can be derived when determining the current resistance value of the squib ZP1, which are of the order of a few 10 milliohms. These comparatively small deviations lead to the expectation that the value of the resistance of the squib ZP1 can be determined with a sufficiently high degree of accuracy, so that errors that occur can be determined in good time and reliably. Comparable advantages result in the simplified exemplary embodiments of the output stages shown in FIGS. 11 and 12. Fig. 10, Fig. 11 and Fig. 12 each represent only one output stage with one squib ZP1. It goes without saying that, as shown in Fig. 9, several such output stages can of course be provided, each of which only one only second switching element TM1 and an assigned current source IQ could be assigned. In the case of integration of all 30/1 amplifiers. . . 30/6 on a single switching element could of course also be considered to jointly provide such a second switching element TM1 and single current source IQ for all output stages.

Auch bei den nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispielen ist eine Erfassung und Berücksichtigung des Übergangswiderstands von insbesondere in integrierter Technik hergestellten Schaltelementen möglich. Dabei ist ein zusätzlicher Referenzzweig vorgesehen, während im Gegensatz zu den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen auf eine besondere Stromquelle verzichtet werden kann. In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 sind zwei in Brückenschaltung ausgeführte Push/Pull-Endstufen zur Ansteuerung je eines Zündkreises C1, R1 bzw. C3, R3 vorgesehen. C1 und C3 sind wiederum Kondensatoren, die in Reihe zu einer ihr durch die Widerstände R1, R3 repräsentierten Zündpille geschaltet sind. Bei den Schaltelementen S1, S2, S3, S4, S9 der ersten Endstufe und S5, S6, S7, S8, S10 der zweiten Endstufe handelt es sich vorzugsweise um in integrierter Technik hergestellte Schaltelemente, insbesondere um MOS-Transistoren. Zwischen die Endstufen ist ein aus der Serienschaltung eines Kondensators C2 und des Widerstandes R2 bestehender Referenzzweig geschaltet. Mit UB ist die Betriebsspannung bezeichnet. Eine Widerstandsmessung kann wie folgt durchgeführt werden. Zunächst wird das Schaltelement S4 geschlossen, durch Schließen des Schaltelements S9 wird die Serienschaltung des Zündkreises C1, R1 an die Betriebsspannung UB gelegt und der Kondensator C1 aufgeladen. Aus der Aufladekurve läßt sich der Kapazitätswert des Kondensators C1 bestimmen. Durch kurzzeitiges Schließen der Schaltelemente S2 und S4 für eine bestimmte Zeit t wird der Kondensator C1 über den Widerstand R1 des Zündkreises entladen. Die an dem Kondensator C1 dann noch anstehende Spannung ist ein Maß für den Wert des Widerstands R1, wobei in Abhängigkeit von dem zuvor beschriebenen Meßvorgang eine Korrektur vorgenommen werden muß. In die beschriebene Widerstandsmessung gehen als Störgröße die Übergangswiderstände der Schaltelemente S2 und S4 mit ein. Diese Übergangswiderstände unterliegen der Exemplarstreuung und sind in der Regel auch stark temperaturabhängig. Bei dem zuvor beschriebenen zweiten Meßschritt wird demnach nicht der Widerstandswert des Widerstandes R1, sondern ein Widerstandswert gemessen, der eine Summe des Widerstandswertes des Widerstandes R1 und des zweifachen Übergangswiderstandes (Schaltelement S2, S4) ist. Damit nun der Übergangswiderstand zum Zwecke der Korrektur bestimmt werden kann, wird eine Vergleichsmessung in einem aus dem Kondensator C2 und dem Widerstand R2 bestehenden Referenzzweig durchgeführt. Der aus C2 und R2 bestehende Referenzzweig liegt zwischen zwei Push/Pull-Endstufen, die je einen Zündkreis C1, R1 bzw. C3, R3 ansteuern. Diese Push/Pull-Endstufen können, wie in Fig. 14 dargestellt, als Vollbrücken oder, durch Weglassen der Schaltelemente S3, S7, auch als 3/4-Brücken ausgeführt sein. Eine derartige Anordnung des Referenzzweiges C2, R2 ermöglicht die Messung des Referenzwiderstandes dieses Referenzzweiges ohne zusätzliche weitere Bauelemente. Die Messung des Widerstandes im Referenzzweig erfolgt im wesentlichen auf dieselbe Art und Weise wie die zuvor beschriebenen Messungen. So wird zunächst durch Schließen der Schaltelemente S8, S9 der Kondensator C2 des Referenzzweiges aufgeladen. Andererseits wird durch Schließen der Schaltelemente S2, S8 der Kondensator C2 zumindest teilweise entladen. Wie oben schon erwähnt, kann aus diesem Entladevorgang ein Widerstandswert im Referenzzweig bestimmt werden. Das Meßergebnis stellt jedoch die Summe aus dem Wert des Referenzwiderstandes R2 und den Übergangswiderständen der Schaltelemente S2 und S8 dar. Da der Widerstand des Referenzwiderstandes R2 im Referenzzweig jedoch bekannt ist, läßt sich jetzt der Übergangswiderstand der Schaltelemente S2, S8 im geschlossenen Zustand berechnen. Mit Hilfe dieses nunmehr bekannten Übergangswiderstandes ist eine Korrektur des in zuvor beschriebenen Meßvorgängen ermittelten Widerstandswertes des Widerstandes R1 (bzw. R3) in den Zündkreisen möglich.In the exemplary embodiments described below, detection and consideration of the contact resistance of switching elements produced in particular using integrated technology is also possible. An additional reference branch is provided, while in contrast to the exemplary embodiments described above, a special current source can be dispensed with. In the exemplary embodiment according to FIG. 14, two push / pull output stages configured in a bridge circuit are provided for controlling one ignition circuit C1, R1 or C3, R3, respectively. C1 and C3 are in turn capacitors which are connected in series to a squib represented by resistors R1, R3. The switching elements S1, S2, S3, S4, S9 of the first output stage and S5, S6, S7, S8, S10 of the second output stage are preferably switching elements produced using integrated technology, in particular MOS transistors. A reference branch consisting of the series connection of a capacitor C2 and the resistor R2 is connected between the output stages. The operating voltage is designated by UB. A resistance measurement can be carried out as follows. First, the switching element S4 is closed, by closing the switching element S9, the series circuit of the ignition circuit C1, R1 is connected to the operating voltage UB and the capacitor C1 is charged. The capacitance value of the capacitor C1 can be determined from the charging curve. By briefly closing the switching elements S2 and S4 for a certain time t, the capacitor C1 is discharged via the resistor R1 of the ignition circuit. The voltage still present at the capacitor C1 is a measure of the value of the resistor R1, a correction having to be made depending on the measurement process described above. The contact resistances of the switching elements S2 and S4 are included as a disturbance variable in the resistance measurement described. These contact resistances are subject to variation and are usually also strongly temperature-dependent. In the second measuring step described above, it is therefore not the resistance value of the resistor R1 that is measured, but a resistance value that is a sum of the resistance value of the resistor R1 and twice the contact resistance (switching element S2, S4). So that the contact resistance can now be determined for the purpose of correction, a comparison measurement is carried out in a reference branch consisting of capacitor C2 and resistor R2. The reference branch consisting of C2 and R2 lies between two push / pull output stages, each of which controls an ignition circuit C1, R1 or C3, R3. As shown in FIG. 14, these push / pull output stages can be designed as full bridges or, by omitting the switching elements S3, S7, as 3/4 bridges. Such an arrangement of the reference branch C2, R2 enables the measurement of the reference resistance of this reference branch without additional additional components. The measurement of the resistance in the reference branch is carried out essentially in the same way as the measurements described above. Thus, the capacitor C2 of the reference branch is first charged by closing the switching elements S8, S9. On the other hand, the capacitor C2 is at least partially discharged by closing the switching elements S2, S8. As already mentioned above, a resistance value in the reference branch can be determined from this discharge process. However, the measurement result represents the sum of the value of the reference resistor R2 and the contact resistances of the switching elements S2 and S8. However, since the resistance of the reference resistor R2 in the reference branch is known, the contact resistance of the switching elements S2, S8 can now be calculated in the closed state. With the help of this now known contact resistance, it is possible to correct the resistance value of the resistor R1 (or R3) in the ignition circuits, as determined in the previously described measurement processes.

Bei einer Integration der Schaltelemente S1, . . . S8 in integrierter Technik ist die Streuung zwischen den Übergangswiderständen dieser Schaltelemente sehr gering, da zum einen die Streuung der Parameter auf denselben integrierten Schaltkreis gering ist und zum anderen alle Schaltelemente im wesentlichen dieselbe Betriebstemperatur aufweisen. Durch die beschriebene Referenzmessung ist demnach eine fast vollständige Korrektur des Einflusses der Übergangswiderstände der Schaltelemente auf den Widerstandswert der Zündkreise möglich. Wird ein Endstufenschaltkreis nicht nur mit zwei Endstufen, wie in Fig. 14 dargestellt, betrieben, sondern mit noch mehreren, beispielsweise vier vollständigen Brückenschaltungen, dann ist dennoch lediglich ein einzelner Referenzzweig für jeden integrierten Schaltkreis notwendig, um die erforderliche Korrektur durchzuführen.When the switching elements S1,. . . S8 in integrated technology, the spread between the contact resistances of these switching elements is very small, because on the one hand the spread of the parameters on the same integrated circuit is small and on the other hand all switching elements have essentially the same operating temperature. An almost complete correction of the influence of the contact resistances of the switching elements on the resistance value of the ignition circuits is therefore possible through the described reference measurement. If an output stage circuit is not only operated with two output stages, as shown in FIG. 14, but also with several, for example four complete bridge circuits, then only a single reference branch is required for each integrated circuit in order to carry out the required correction.

Damit bei der gleichzeitigen Ansteuerung der Zündkreise C1, R1 bzw. C3, R3 keine Energie im Referenzzweig C2, R2 verloren geht, wird das Schaltelement S1 gleichzeitig mit dem Schaltelement S7 und das Schaltelement S2 gleichzeitig mit dem Schaltelement S8 getaktet. Soll nur ein Zündkreis angesteuert werden, also beispielsweise nur der Zündkreis C1, R1, dann werden die Schaltelemente des zweiten Zündkreises C3, R3 nicht geschlossen.So that when the ignition circuits C1 are activated simultaneously, R1 or C3, R3 no energy lost in the reference branch C2, R2 goes, the switching element S1 is simultaneously with the Switching element S7 and the switching element S2 simultaneously with the switching element S8 clocked. Should only have one ignition circuit can be controlled, for example only the ignition circuit C1, R1, then the switching elements of the second Ignition circuit C3, R3 not closed.

Fig. 15 zeigt eine Variante der in Fig. 14 dargestellten Schaltungsanordnung. Bei dieser ist der dem Kondensator C2 des Referenzzweiges abgewandte Anschluß des Widerstandes R2 des Referenzzweiges jetzt mit dem dem Kondensator C3 des zweiten Zündkreises abgewandten Anschluß des Widerstandes R3 verbunden. Für diese Anordnung gelten die schon im Zusammenhang mit Fig. 14 beschriebenen Meßschritte entsprechend. Statt des Schaltelementes S8 wird jedoch bei der Zündkreismessung das Schaltelement S6 angesteuert und bei der Zündung wird das Schaltelement S1 gleichzeitig mit dem Schaltelement S5 und dem Schaltelement S2 gleichzeitig mit dem Schaltelement S6 angesteuert. FIG. 15 shows a variant of the circuit arrangement shown in FIG. 14. In this case, the connection of the resistor R2 of the reference branch facing away from the capacitor C2 of the reference branch is now connected to the connection of the resistor R3 facing away from the capacitor C3 of the second ignition circuit. The measurement steps already described in connection with FIG. 14 apply correspondingly to this arrangement. Instead of the switching element S8, however, the switching element S6 is activated in the ignition circuit measurement, and during the ignition the switching element S1 is activated simultaneously with the switching element S5 and the switching element S2 simultaneously with the switching element S6.

Eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist in Fig. 16 dargestellt, wobei die Darstellung auf lediglich eine Vollbrückenschaltung beschränkt ist. Eine dieser Vollbrückenschaltungen der in integrierter Technik ausgeführten Endstufe erhält zusätzlich ein weiteres Schaltelement S5, bei dem es sich ebenfalls vorzugsweise um einen in MOS-Technik ausgeführten Endstufentransistor handelt, der im wesentlichen baugleich ist mit den Schaltelementen S2 bzw. S4. Der für Meßzwecke vorgesehene Referenzkreis mit dem Kondensator C2 und dem Widerstand R2 ist jetzt zwischen je einem Pol des Schaltelements S5 und des Schaltelements S2 eingeschlossen. Für den Fall, daß die in Fig. 16 dargestellte Endstufe lediglich als 3/4-Brücke ausgeführt werden soll, kann das Schaltelement S3 entfallen.A further embodiment of the circuit arrangement is shown in FIG. 16, the illustration being limited to only one full-bridge circuit. One of these full-bridge circuits of the output stage implemented in integrated technology additionally receives a further switching element S5, which is likewise preferably an output stage transistor implemented in MOS technology, which is essentially identical in construction to the switching elements S2 or S4. The reference circuit provided for measuring purposes with the capacitor C2 and the resistor R2 is now enclosed between one pole of the switching element S5 and the switching element S2. In the event that the output stage shown in FIG. 16 is only to be designed as a 3/4 bridge, the switching element S3 can be omitted.

Claims

1. Electronic safety device for vehicle occupants with an acceleration-sensitive sensor, with a control device comprising at least one microcomputer, with at least one restraint device and an output stage controlling this restraint device, which comprises at least one squib, characterized in that the safety device ( 1 ) memory means ( 202 ) includes, in which error states of the safety device and control instructions associated with these error states are stored, which enable a successful activation of the at least one restraint means even when error states occur.

2. Electronic security device according to claim 1, characterized characterized that the control instructions from the Supply voltage are dependent.

3. Electronic security device according to one of the claims 1, 2, characterized in that at a between about 30 volts and about 45 volts supply voltage and one Short circuit between the remote connection (FP, BFP) of the Squib (ZPF, ZPBF) and the positive pole of the Supply voltage at least the switching element (T2) intermittently (Time clock T) can be controlled such that it is in a first Time interval (TI) controlled, and in a second Time interval (TII) is locked.

4. Electronic security device according to one of the claims 1, 3, characterized in that in the blocking phase (TII) of Switching element (T2) controlled the switching elements (T5, T6) are.

5. Electronic security device according to one of the claims 1 to 4, characterized in that the time intervals (TI, TII) are of the same length.

6. Electronic security device according to one of the claims 1 to 5, characterized in that the duration of the Time interval (TI) between 5 and 10 microseconds, is preferably 7 microseconds.

7. Electronic security device according to one of the claims 1 to 6, characterized in that during the time intervals (TI, TII) also the switching elements (T3, T4) conductive or are controlled locked.

8. Electronic security device according to one of the claims 1, 2, characterized in that at a between about 24 volts and about 30 volts supply voltage and one Short circuit between the remote connection (FP, BFP) of the Squib (ZPF, ZPBF) and the positive pole of the Supply voltage or a short circuit between the remote connection (FP, BFP) of the squib (ZPF, ZPBF) and the Ground connection at least the switching element (T2) intermittently (Time clock T) can be controlled such that it is in a first Time interval (TI) controlled, and in a second Time interval (TII) is locked, and that in the lock phase (TII) of the switching element (T2) the switching elements (T5, T6) are controlled.

9. Electronic security device according to claim 8, characterized characterized that the duration of the time intervals (TI, TII) between 3 and 10 microseconds, preferably 5 microseconds, is.

10. Electronic security device according to one of the Claims 1, 2, characterized in that at an between about 9 volts and about 24 volts supply voltage and a short circuit between the remote connection (FP, BFP) Squib (ZPF, ZPBF) and the positive pole of the Supply voltage the switching elements (T1, T2), respectively (T3, T4, T5, T6) in push-pull mode clockwise (clock cycle T, TI, TII) can be controlled such that in a first time interval (TI) the switching elements (T2, T3, T4) conductive, the switching elements (T1, T5, T6) controlled locked, and in a second Time interval (TII) and the switching elements (T1, T5, T6) the switching elements (T2, T3, T4) are controlled locked.

11. Electronic security device according to claim 10, characterized in that the duration of the time interval (TI, TII) between 2 and 8 microseconds, preferably 3 Microseconds.

12. Electronic security device according to one of the Claims 1, 2, characterized in that at an between about 30 volts and about 45 volts supply voltage and a short circuit between the ground connection (FM, BFM) one connected in series with the squib (ZPF, ZPBF) Capacitor (CF, CBF) and the positive pole of the Supply voltage or the ground connection at least that Switching element (T1) can be controlled in this manner in cycles (time cycle T) is that it is conductive in a first time interval (TI) controlled, and locked in a second time interval (TII) is while the switching elements (T3, T4) during the first Time interval (TI) locked and during the second Time intervals (TII) are controlled.

13. Electronic security device according to one of the Claims 1 to 12, characterized in that the Switching elements are semiconductor components.

14. Electronic safety device for vehicle occupants with an acceleration-sensitive sensor, with a control device comprising at least one microcomputer, with at least one restraint device and one end stage controlling this restraint means, characterized in that the end stage ( 30 , 30/1 , ... 30/6 ) comprises first switching elements (T1, T2,... T6, T11, T12,... T14) and second switching elements (TM1,... TM6), which are manufactured in integrated technology.

15. Electronic security device according to claim 14, characterized in that the first and second Switching elements at least two defined switching states can assume, namely an ON state and an OFF state, and that in the ON state the contact resistance of the second switching elements TM1,. . . TM6) is significantly larger than the contact resistance of the first switching elements (T1, T2,... T6, T11, T12,. . . T14).

16. Electronic security device according to one of the Claims 14, 15 characterized in that in the ON state the contact resistance of the second switching elements is a factor of 10 to 100 greater than that Contact resistance of the first switching elements.

17. Electronic security device according to claim 13, characterized in that for the determination of the Contact resistance of the switching elements on from one Series connection of a capacitor (C2) and one Resistor (R2) existing reference branch is provided, whose capacitor (C2) by appropriate switching position Switching elements can be charged or discharged.