DE3711062A1 - Kapazitive absolute positionsmessvorrichtung - Google Patents
Kapazitive absolute positionsmessvorrichtungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine kostengünstige absolutmessende
Präzisionspositionsmeßvorrichtung, bestehend aus einem kapazi
tiven Meßaufnehmer und einer elektronischen Ansteuer- und Aus
werteschaltung.
Mittels eines relativ einfach und preiswert herstellbaren ka
pazitiven Meßaufnehmers und einer preiswerten Elektronik mit
wenigen kritischen oder teueren Bauteilen soll diese Erfindung
Winkel oder Wege absolut (also innerhalb einer Umdrehung oder
eines bestimmten Wegabschnittes eindeutig zuordnend), und mit
hoher Auflösung von 1000 bis <100 000 Schritte je Absolutein
heit digital darstellen, sowie ein analoges, zur Änderungsge
schwindigkeit des Positionswertes proportionales Signal erzeu
gen.
Bekannt sind auf dem Gebiet der absoluten Positionsmessung op
tische, potentiometrische, magnetische und kapazitive Vorrich
tungen.
Optische Absolutgeber bestehen aus Glasscheiben oder flachen
Glasstäben, auf denen in gleichen Abständen lichtundurchlässi
ge Beschichtungen aufgebracht sind und Schlitzmasken gleicher
Art, so daß durch Relativbewegung beider Teile zueinander ab
wechselnd Licht durch die Strukturen fällt oder absorbiert
wird. Um z. B. eine Position mit 1024 Schritten Auflösung (10
Bit binär) zu messen, sind auf den Glassubstraten 10 konzen
trische oder lineare Spuren mit abgestuften Strukturen, meist
im "Gray-Code" aufgebracht, die von 10 Lichtschranken abgetas
tet werden.
Potentiometrische Vorrichtungen arbeiten mit einem Wider
standselement, auf dem ein elektrischer Schleifer eine winkel-
oder wegproportionale Spannungsinformation abgreift. Durch
Analog/Digital-Wandler wird diese Information digitalisiert.
Bei den magnetischen Verfahren haben nur das LDTV-, Synchro-,
Resolver- und Inductosyn-Verfahren (Inductosyn ist das eingetragene Warenzeichen der Farrand Industries Inc.) eine
größere Bedeutung.
Beim LDTV-Verfahren wird ein Eisenkern zwischen zwei Sender
spulen und einer Empfängerspule bewegt. Durch Induktion wird
je nach Position des Eisenkernes in der Empfängerspule ein
analoges Mischsignal der Wechselspannungen der beiden Sender
spulen erzeugt und daraus der Meßwert gewonnen.
Synchro-, Resolver- und Inductosyn-Meßvorrichtungen arbeiten
prinzipiell ähnlich und können mittels minimaler Anpassungen
durch die gleichen elektronischen Wandler ausgewertet werden.
Im mondernsten Verfahren wird in die Rotorspule des Gebers eine
Sinusspannung konstanter Frequenz und Amplitude eingespeist
und durch induktive Kopplung auf zwei Statorspulen ausgekop
pelt, die elektrisch um 90 Grad versetzt im Meßgeber angeord
net sind. Bei Drehung der Rotorwelle entstehen somit sinus-
und cosinusamplitudenmodulierte Frequenzen, die je einem digi
talen Sinus- bzw. Cosinusmultiplizierer zugeführt werden, wo
bei dann in einem Nachlaufverfahren die beiden gewonnenen Wer
te auf Null abgeglichen werden. Der digitale Eingangswert der
Multiplizierer repräsentiert hierbei den digitalen Positions
wert. Aus dem schaltungsbedingten Nachlauffehlersignal wird
optionell ein geschwindigkeitsproportionales Tachosignal er
zeugt.
Kapazitive Meßvorrichtungen sind auf dem industriellen Markt
kaum vertreten.
Die Offenlegungsschrift DE-OS 29 37 248 beschreibt einen Kapa
zitätswandler für Winkelmessungen. Hier werden gleichgroße Ro
tor- und Statorsegmente verwendet, um lineare Kapazitätsände
rungen als Ausgangssignal zu erhalten.
Aus der Offenlegungsschrift DE-OS 26 01 088 ist ein kapaziti
ver Lagemeßwertumwandler bekannt, der ebenfalls mit zwei sich
gegenüberstehenden Platten mit darauf aufgebrachten leitenden
Segmenten aufgebaut ist.
In einer weiteren Offenlegungsschrift DE-OS 34 11 979 wird ein
kapazitiver Drehwinkelsensor beschrieben, der aus zwei sich
gegenüberstehenden Scheiben, mit gleichgroßen leitenden Seg
menten auf der Statorplatte und einem leitenden Segment glei
cher Größe auf der Rotorplatte, aufgebaut ist. In die Stator
elektroden werden phasenverschobene Frequenzen eingespeist,
die in der Rotorelektrode eine Spannung gleicher Frequenz er
zeugen. Deren Phasenverschiebung ist aber eine Mischung der
Phasenverschiebung der, an den vom Rotorsegment überdeckten
Statorsegmenten anliegenden Frequenzen. Daraus wird eine zum
Winkel lineare Spannung erzeugt.
Von den beschriebenen Meßvorrichtungen haben sich nur optische
Geber und Resolvermeßverfahren auf dem Gebiet der hochauflö
senden Absolutmeßsysteme durchgesetzt, die jedoch auch spezi
fische Nachteile haben.
Bei optischen Gebern müssen teuere, nur mit Spezialmaschinen
herstellbare Strichcodescheiben verwendet werden. Diese Glas
substrate sind empfindlich gegenüber Erschütterungen und
Schocks. Weiterhin muß eine größere Anzahl von Kanälen abge
tastet werden, was bei hohen Strichzahlen Stabilitäts- und
Platzprobleme mit sich bringt und eine hohe elektrische Be
triebsleistung erfordert. Als Strichcode muß, um Uneindeutig
keiten zu vermeiden, ein einschrittiger Code (z. B. Craycode)
verwendet werden, was einen Codemumsetzer erforderlich macht.
Optische Geber lassen sich ökonomisch sinnvoll etwa bis zu
Auflösungen von 12 Bit (4096 Schritte) einsetzen.
Potentiometer haben, wenn sie als Leitplastikpotentiometer
aufgebaut sind, eine theoretisch unbegrenzte Auflösung, jedoch
ist mit vertretbarem Aufwand nur eine Linearität von etwa
10 000 Schritten erreichbar. Schwerwiegendster Nachteil ist der
elektrische Schleifkontakt, der Lebensdauer und Drehzahl be
grenzt, elektrisches Rauschen erzeugt, sowie nicht erschütte
rungsfest ist. Weiterer Nachteil ist der mit Anfangs- und End
punkt begrenzte Bewegungsbereich, der ein in der Anzahl der
Umdrehungen nicht begrenztes 360 Grad-Meßgerät nicht zuläßt.
Das LDTV-Meßverfahren hat ebenfalls einen begrenzten Bewe
gungsbereich und eine begrenzte Linearität und läßt sich sinn
voll nur für Linearbewegungen einsetzen.
Resolvermeßverfahren dagegen lassen sich nur für Drehwinkel
messungen verwenden (eine Ausnahme bildet das Inductosynver
fahren) und erfordern einen teuren Meßaufnehmer. Das Inducto
synverfahren ist empfindich gegen magnetische Induktion und
benötigt präzise Vorverstärker.
Der dafür benötigte Wandler benutzt mehrere Präzisionsanalog
bausteine, sowie zwei teuere Sinus- und Cosinusmultiplizierer
und wird deswegen fast ausschließlich als teuere Hybridschal
tung aufgebaut. Obwohl Resolvermeßsysteme von den beschriebe
nen Systemen die höchste erreichbare Meßgeschwindigkeit besit
zen, kann z. B. ein Wandler mit 16 Bit Auflösung (65536 Schrit
te) nur ca. 600 Umdrehungen je Minute zulassen, ohne seinen
Meßwert zu verlieren.
Als einziges der beschriebenen Verfahren bildet dieses Meßsys
tem bei Verwendung moderner Wandler ein geschwindigkeitsabhän
giges analoges Tachosignal, das durch Schaltungsmaßnahmen li
nearisiert und gefiltert wird. Trotzdem bleibt ein schaltungs
bedingter Oberwellenanteil, der sich vor allem bei niederigen
Geschwindigkeiten stark bemerkbar macht.
Die beschriebenen kapazitiven Meßverfahren haben alle den
Nachteil, daß mechanische Driften der Kondensatorplatten (z. B.
Abstandsänderungen, Schwingungen, Taumelbewegungen oder Ver
spannungen) zu Meßfehlern führen.
Der in der Offenlegungsschrift DE-OS 29 37 248 beschriebene
Wandler arbeitet bei hohen Segmentzahlen nicht mehr zuverläsi
sig, da bei Segmentabständen im Bereich des Plattenabstandes
durch die Verzerrung des elektrischen Feldes die Dreiecksigna
le der Kapazitätsänderung sich zu sinusähnlichen Signalen ver
formen und das Verhältnis der Kapazitäten C max -C min zur
Streukapazität so klein wird, daß eine sinnvolle Auswertung
der linearen Dreieckanteile sehr schwierig oder gar unmöglich
wird.
Der Lagemeßwertumwandler aus der Offenlegungsschrift DE-OS
26 01 088 ist sehr kompliziert aufgebaut und hat durch die
hohe Anzahl seiner Segmente ebenfalls ein schlechtes Verhält
nis von Sreukapazität zu Nutzkapazität. Zur Auswertung dieses
Wandlers müssen sinus- und cosinusamplitudenmodulierte Ansteu
ersignale erzeugt werden, was vom Aufwand her in etwa dem Re
solverwandler entspricht. Außerdem ist eine absolute Messung
nur innerhalb der Breite eines Segmentes möglich.
Absolute Messung einer Umdrehung erlaubt zwar der Drehwinkel
meßumformer nach DE-OS 34 11 979, jedoch müssen die Zeitkon
stanten für genaue Messungen sehr groß werden, was dazu führt,
daß nur bei langsamen Drehgeschwindigkeiten genau gemessen
werden kann. Schon bei mittleren Geschwindigkeiten ergeben
sich Winkelfehler.
Um die bei den vorhergehenden Wandlern beschriebenen Nachteile
zu beseitigen, wurde diese Meßvorrichtung konzipiert.
Ihr liegt die Aufgabe zugrunde, eine Positionsmeßvorrichtung
zu schaffen, die die Auflösung der derzeitig angewendeten ab
soluten Industriemeßsysteme erreicht, ohne jedoch deren hohe
Kosten im Meßaufnehmer- und Elektronikteil zu erreichen.
Weiterhin soll ein geschwindigkeitsproportionales Signal er
zeugt werden, das mindestens die Güte eines dynamischen Tacho
generators erreicht, um den Einsatz und die damit verbundenen
Probleme zweier Meßsysteme (Positions- und Geschwindigkeits
messung) an einer Meßstelle zu vermeiden.
Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch einen kapazi
tiven Meßaufnehmer, der durch seine Konstruktion eine mechani
sche oder thermische Meßwertdrift reduziert, sowie eine elek
tronische Ansteuer- und Auswerteschaltung, die mittels einer
getakteten Meßsignalaufbereitung nur die linearen Bereiche
einer durch den Meßaufnehmer erzeugten komplexen Multipegel
spannung auswertet und daraus ein Meßsignal und eine Referenz
spannung erzeugt. Diese beiden Spannungen werden dazu benutzt,
mittels eines Analog/Digital- (A/D) oder Digital/Analog- (D/A)
Wandlers ein digitales, der Position proportionales Ausgangs
signal als auch ein analoges Tachosignal zu erzeugen.
In weiteren Ausgestaltungen der Erfindung kann der Meßaufneh
merteil rotierend oder linear messend aufgebaut sein. Die An
zahl der elektrisch leitenden Segmente je Statorplatte kann
zwischen drei und einer größeren Anzahl variieren.
In der elektronischen Auswerteschaltung besteht die Möglich
keit verschiedene zusätzliche Eigenschaften zu integrieren.
So kann z. B. der digitale Ausgang binär oder BCD-codiert
ausgelegt sein. Um bei sehr hohen Geschwindigkeiten noch mes
sen zu können, kann eine automatische Umschaltung höhere Meß
raten ermöglichen. Ein schneller Initialabgleich nach Ein
schalten der Versorgungsspannung kann lange Stabilisierungs
zeiten verringern.
Mittels eines Festwertspeichers und eines D/A-Wandlers kann
eine Fehlerkorrektur des Meßsignales auf eine Genauigkeit von
einem Auflösungsschritt realisiert werden.
Weiterhin kann durch Veränderung der Meßreferenzspannung des
für die Messung zuständigen A/D- oder D/A-Wandlers im Gegen
satz zu den existierenden Meßverfahren durch spezielle Aus
führung der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung jede beliebige
Auflösung ohne Meßwertsprünge gewählt werden.
Alle aktiven Bauelemente der elektronischen Schaltung und die
meisten passiven können zu einer integrierten Schaltung zusam
mengefaßt werden.
Zuletzt können durch Kombination zweier rotativer oder linea
rer Meßvorrichtungen Meßsysteme geschaffen werden, die über
mehrere Umdrehungen oder größere lineare Strecken hoher Auflö
sung absolut messen können.
Durch den Einsatz der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung können
folgende Vorteile erreicht werden:
- - Meßaufnehmer und Elektronik können relativ einfach und preiswert hergestellt werden,
- - durch das integrierte Tachosignal hoher Qualität können zu sätzliche Tachogeneratoren entfallen,
- - Winkel- oder Wegmessungen sind mittels des gleichen Meßprin zips durch Einsatz eines abgewandelten Meßaufnehmers aber gleicher Elektronik möglich,
- - es können Meßvorrichtungen mit beliebiger Anzahl von Meß schritten aufgebaut werden,
- - gegenüber optischen und potentiometrischen Meßvorrichtungen ist dieses Verfahren mechanisch unempfindlich,
- - der Meßaufnahmer arbeitet verschleißfrei,
- - Platzbedarf und Gewicht können durch niedrige Bauhöhe redu ziert werden,
- - der Energiebedarf, z. B. bei Einsatz in ortsveränderlichen Geräten, kann niedrig gehalten werden,
- - sehr schnelle Positionsänderungen können ohne Meßsignalver lust und ohne größere Phasenfehler gemessen werden,
- - absolute Genauigkeiten von +-1 Bit lassen sich durch elek tronische Fehlerkorrektur erreichen.
Zum Verständnis der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter
Ausführungsbeispiele zeigen die Zeichnungen
Fig. 1 eine Vorstufe des erfindungsgemäßen kapazitiven Meßauf
nehmers mit nur je einer Stator- und Rotorplatte und die
dazugehörigen Ansteuer- und Multipegelspannungen,
Fig. 1a die Oberfläche der Statorplatte 1 mit zwei Refe
renzpotentialelektroden 11 und 13 und die Ober
fläche der Rotorplatte 2 mit einer Sensorelektro
de 21 und der Rotorwelle 23,
Fig. 1b die Seitenansicht der schematischen Funktionsan
ordnung mit Statorplatte 1 und Rotorplatte 2,
Fig. 1c die Sensorreferenzspannungen 80 und 82 in Abhän
gigkeit von der Zeit,
Fig. 1d die demultiplexten Multipegelspannungen 84 und 86
in Abhängigkeit vom Drehwinkel α der Rotorachse 23,
Fig. 2 eine weitere Vorstufe des erfindungsgemäßen kapazitiven
Meßaufnehmers wie in Fig. 1 dargestellt, jedoch mit ver
doppelter Anzahl der Referenzpotentialelektroden zur Er
mittlung von absoluter Position und Drehrichtung und den
dazugehörigen Ansteuer- und Multipegelspannungen,
Fig. 2a die demultiplexten Multipegelspannungen 84 bis 87
in Abhängigkeit vom Drehwinkel α der Rotorachse 23,
Fig. 2b die Statorplatte 1 mit den Referenzpoentialelek
troden 11 bis 14,
Fig. 2c die Sensorreferenzspannungen 80 bis 83 in Abhän
gigkeit von der Zeit,
Fig. 2d die komplexe Multipegelspannung 88 bis 91 in Ab
hängigkeit von der Zeit,
Fig. 3 eine rotative Ausführung der erfindungsgemäßen Meßvor
richtung mit n = 4 Referenzpotentialelektroden,
Fig. 3a die Seitenansicht der montierten Meßvorrichtung
mit den Statorplatten 1 und 3, der Rotorplatte 2,
dem Abstandshalter 4 und der Grundplatte 5,
Fig. 3b die beiden Statorplatten 1 und 3 mit den Refe
renzpotentialelektroden 11 bis 14 und 31 bis 34
und den Signalkoppelelektroden 15 und 35 und der
Rotorplatte 2 mit den Sensorelektroden 21 und 22
(Vorder- und Rückseite) und der Achse 23,
Fig. 4 die zur Meßvorrichtung nach Fig. 3 gehörenden Meßsignal-
und Meßreferenzspannungen,
Fig. 4a die aus Fig. 2a abgeleitete Zuordnung der Meßrefe
renzspannungen 93, 94 und der Meßsignalspannung 92
zu den demultiplexten Multipegelspannungen,
Fig. 4b die positive Meßreferenzspannung 93 und die Meß
signalspannung 92 in bezug auf die negative Meß
referenzspannung 94 in Abhängigkeit vom Drehwin
kel der Rotorachse 23,
Fig. 5 das Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung
mit kapazitivem Meßaufnehmer 1 bis 3, Ansteuerschaltung
6, bestehend aus Taktoszillator 61, Sensorreferenz 62,
Referenzmustergenerator 63 und Sensorreferenzschalter 64
und mit der Auswerteschaltung 7, bestehend aus Ladungs
verstärker 71, Signalschalternetzwerk 72, Komparator 73,
Digital/Analog-Wandler 74, Auf/Ab-Zähler 75, Ausgangs
register 76, Steuerlogik 77, Tachodifferentiator 78 und
Fehlerkorrekturschaltung 79,
Fig. 6 eine erfindungsgemäße lineare Meßvorrichtung, bestehend
aus den Statorplatten 1 und 3 mit den Referenzpotential
elektroden 11 bis 14 und 31 bis 34 und den Signalkoppel
elektroden 15 und 35 und aus der Rotorplatte 2 mit den
Sensorelektroden 21 und 22.
Um einen Winkel oder einen Weg möglichst genau messen zu kön
nen, ist es erforderlich, einen leicht auswertbaren zur Meß
größe proportionalen Meßwert zu erhalten. Bei kapazitiven Meß
aufnehmern kann dies durch Ändern des Abstandes, des Dielek
trikums oder der überlappenden Flächen zweier sich gegenüber
stehender Kondensatorflächen geschehen. Die am einfachsten
auszuwertende Meßmethode ist ein Verschieben zweier überlap
pender Kondensatorflächen, wobei sich die Überlappungsfläche
proportional zur Position und damit auch in hoher Linearität
der Kapazitätswert analog zur Position ändert.
Anhand eines rotativen Meßaufnehmers sollen nachfolgend diese
Maßnahmen erklärt werden.
In Fig. 1a sind eine Statorplatte 1 und eine Rotorplatte 2 zu
sehen, die sich, wie in Fig. 1b gezeigt, in kleinem Abstand
achsial gegenüberstehen. Auf der Statorplatte 1 aus nichtlei
tendem Material, z. B. Glasfasergewebe oder Keramik befinden
sich zwei Kreissektoren 11, 13 von je 180 Grad aus dünnem,
leitfähigem Material wie z. B. Kupfer oder anderen metallischen
Schichten, die nachfolgend Referenzpotentialelektroden genannt
werden. Die Rotorplatte kann aus dem gleichen Material beste
hen und ist mit nur einem Kreissektor 21 leitfähigen Materials
von 180 Grad beschichtet, der nachfolgend Sensorelektrode ge
nannt wird.
Bei einer Drehung des Rotors um 360 Grad überdeckt die Sensor
elektrode 21 des Rotors 2 abwechselnd die Referenzpotential
elektroden 11 und 13. Wird nun in die Elektrode 11 eine Span
nung 80 nach Fig. 1c eingespeist, die abwechselnd zwischen zwei
Referenzpotentialen umgeschaltet wird und in Elektrode 13 eine
zur Spannung 80 invertierte Spannung 82, so kann an der Sen
sorelektrode 21 eine Wechselspannung abgegriffen werden, die
ihre maximale Amplitude bei vollständigem Überdecken je einer
der Referenzpotentialelektroden 11 oder 13 erreicht und bei
Überdecken jeweils der Hälfte dieser Elektroden den Wert Null
annimmt. Zwischen diesen Werten besteht ein weitestgehend li
nearer Zusammenhang der Amplitude dieser Spannung zum Drehwin
kel der Rotorachse 23.
Wird diese Wechselspannung zwischen den Zeitpunkten t 0 und t 2
nach Fig. 1c abgetastet und in einen Kondensator eingespei
chert, so entsteht eine Gleichspannung 84 nach Fig. 1d, die ab
hängig vom Drehwinkel der Rotorachse 23 ein Dreieck bildet.
Analog dazu entsteht die Gleichspannung 86 bei Abtastung
zwischen den Zeitpunkten t 2 und t 4.
Aus diesen Spannungskurven ist ersichtlich, daß für jeden
Spannungswert von 84 oder 86 zwei mögliche Winkelwerte exis
tieren. Da jeder Meßwert dieser Meßvorrichtung zweideutig und
eine Feststellung der Drehrichtung nicht möglich ist, kann sie
zur Lösung der gestellten Aufgabe nicht verwendet werden.
Wird jedoch ein zweiter, gleicher Plattensatz 1 und 2 nach
Fig. 1 auf der gleichen Rotorachse 23 jedoch mechanisch und
elektrisch um 90 Grad verschoben angebracht, so können zwei
weitere Spannungen 85 und 87 gewonnen werden, die, wie in
Fig. 2a zu sehen, um 90 Grad zu 84 bzw. 86 verschoben sind. Nun
existiert für jeden Drehwinkel der Rotorachse eine eindeutige
Kombination der Spannungen 84 und 85 bzw. 86 und 87, die in
nerhalb von 360 Grad nur einmal auftritt und nun auch eine Er
mittlung der Drehrichtung zuläßt.
Nachteilig bei dieser Ausführung ist jedoch der doppelte Plat
tensatz, der größere Bauformen, höhere Kosten und einen me
chanischen Abgleich verursacht. Um diesen Nachteil zu besei
tigen sind in der erfindungsgemäßen Vorrichtung die beiden Plat
tenpaare zu einem vereinigt.
Das wird dadurch erreicht, daß die 180 Grad-Sektoren 11 und
13 der Statorplatte 1 in jeweils zwei 90 Grad-Sektoren 11, 12
und 13, 14 nach Fig. 2b zerlegt werden. Wenn die Abstände zwi
schen den 90 Grad-Sektoren klein sind, im Vergleich zum Plat
tenabstand zwischen Stator- und Rotorplatte, erscheinen zwei
elektrisch verbundene, nebeneinanderliegende Sektoren als ein
180 Grad-Sektor.
Nun können also die vorher beschriebenen zwei Plattenpaare
durch Zusammenschalten von Segmenten mittels nur eines Plat
tenpaares simuliert werden. Geschieht dies sehr schnell hin
tereinander, so können durch Abtasten und Speichern der Span
nungspotentiale 88 bis 91 nach Fig. 2d praktisch fast gleich
zeitig aus der Sensorelektrode 21 die vier Spannungen 80 bis
83 gewonnen werden. Die Spannungspotentiale 88 bis 91 der
komplexen Multipegelspannung der Sensorelektrode 21 entspre
chen dabei den Spannungen 84 bis 87 nach Fig. 2a beim Drehwin
kel a. Die dazugehörigen Sensorreferenzspannungen an den Re
ferenzpotentialelektroden 11 bis 14 sind in Fig. 2c darge
stellt. So liegt eine redundante komplette Information zur Er
mittlung von Drehwinkel und Drehrichtung vor.
Bevor jedoch die elektronische Auswertung beschrieben wird,
muß noch auf andere Probleme im Zusammenhang mit kapazitiven
Meßsystemen hingewiesen und ihre Lösung beschrieben werden.
Ein Nachteil ist es, daß Schwankungen des Plattenabstandes in
den Meßwert der Kapazität eingehen, und zwar um so stärker, je
kleiner der Plattenabstand ist. Um für einen kapazitiven Meß
aufnehmer einen vernünftigen Kapazitätswert zu erhalten, ist
es aber erforderlich, den Plattenabstand so gering wie möglich
zu halten. Da sich aber bei der Führung der beweglichen Platte
Abstandsänderungen (z. B. achsiales Spiel von Kugellagern bei
rotativen Meßaufnehmern) kaum vermeiden lassen, müssen diese
bei hochgenauen Meßaufnehmern auskompensiert werden.
Dazu werden in der erfindungsgemäßen Ausführung drei Maßnahmen
ergriffen. Die erste ist die Bildung eines Differentialkondensators,
die zweite die Verwendung einer zweiten Statorplatte
und die dritte Maßnahme ist eine elektronische Kompensation.
Wird zur Positionsmessung nur eine reine Kapazitätsmessung
zwischen Sektor und Rotor realisiert, so geht, wie vorher er
wähnt, der Plattenabstand in den Meßwert ein. Die Auswerte
elektronik kann nicht unterscheiden, ob eine Flächen- oder Ab
standsänderung stattfand.
Wird jedoch, wie bei der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung, ein
Differentialkondensator verwendet, so ist die kapazitiv in
die Sensorelektrode 21 eingekoppelte Spannung immer proportio
nal der flächenmäßigen Überlappung zwischen der Rotor- und den
Statorflächen und der in diese eingespeisten Spannungen.
Ändert sich der Abstand zwischen Rotor und Stator, bleibt das
Verhältnis der von den Statorelektroden eingekoppelten Span
nungen zwar gleich, aber ihr Effektivwert ändert sich, da sich
die nicht zu vermeidenden Streukapazitäten auswirken. Außerdem
kann sich durch mechanische Schwingungen oder thermische Drif
ten eine unterschiedliche Abstandsänderung zwischen der Rotor-
und den beiden Statorelektroden ergeben.
Gelöst wird dieses Problem durch eine zweite Statorplatte 3,
auf der spiegelverkehrt die gleichen Referenzpotentialelektro
den 31 bis 34 wie auf der Statorplatte 1 aufgebracht sind.
Diese Platten werden wie in Fig. 3a gezeigt so angeordnet, daß
der Rotor 2 sich in gleichem Abstand zentrisch zwischen den
beiden Statorplatten 1 und 3 drehen kann und daß sich die Seg
mente 11 bis 14 und 31 bis 34 exakt gegenüberstehen. Der Ab
stand der beiden Statorplatten 1 und 3 wird durch einen Ab
standshalter 4, der aus temperaturkompensiertem Material be
stehen kann, fixiert. Die Statorplatten werden mittels geeig
neter Befestigungsteile 52 an einem Gehäuse oder einer Grund
platte 5 befestigt, worin die Lager 51 für die zentrische Füh
rung des Rotors eingebaut sind. Die Rückseite des Rotors 2
besitzt die gleiche, wie in Fig. 1a gezeigte Sensorelektrode
21. Diese Sensorelektroden 21 und 22 liegen sich exakt gegen
über und sind elektrisch miteinander verbunden.
Bei einer Abstandsänderung um 10% ändert sich die Kapazitäts
werte bei der Einstatorversion nach Fig. 1 um -9,1% oder
+11,1%, die Zweistatorversion nach Fig. 3 erreicht nur maxima
le Abweichungen von +1,01%, also etwa um den Faktor 10 niedri
ger. Kann die mechanische Abweichung des achsialen Abstandes
auf 1% des Plattenabstandes von Stator und Rotor reduziert
werden, liegen die Fehler bei der Einstatorversion bei -0,99%
und 1,01%, bei der Zweistatorversion nur noch bei +0,01%, also
1/10000 des Meßwertes. Durch die Verwendung zweier Statorplat
ten ergibt sich weiterhin eine Verdoppelung der Koppelkapazi
tät zwischen Stator und Rotor, was im Hinblick auf die Streu
kapazitäten eine weitere Verbesserung bedeutet. Die entschei
dende Rolle für diese Verbesserung spielt aber der Abstands
halter 4, der für einen exakt definierten Abstand beider Ro
torplatten sorgt. Die elektronische Kompensation des restli
chen Fehlers wird später an anderer Stelle erläutert.
Ein weiteres Problem des beschriebenen kapazitiven Meßaufneh
mers ist es, daß das kapazitiv auf den Rotor eingekoppelte
Signal an einem rotierenden Teil zur Verfügung steht. Um aber
Schleifer oder andere mit Nachteilen behaftete Methoden zu
vermeiden, wird beim erfindungsgemäßen Meßaufnehmer nach Fig. 3
das Multipegelsignal 88 bis 91 aus den Sensorelektroden 21 und
22 wieder auf die Statorplatten 1 und 3 ausgekoppelt. Dazu
sind auf den Statorplatten und auf der Rotorplatte konzentri
sche, im Achsmittelpunkt angeordnete, sich gegenüberstehende
Kondensatorflächen 15, 25 und 35 aufgebracht, die diese Aufgabe
übernehmen. Die sich auf der Rotorplatte 2 beidseitig befind
lichen Koppelektroden 25 sind ein Teil der Sensorelektroden
21 und 22 und mit deren Teilen 24 elektrisch verbunden.
Somit steht das in die Elektrodenteile 24 eingekoppelte Multi
pegelsignal 88 bis 91 auch an den Teilen 25 an. Von hier aus
wird es in die Signalkoppelelektroden 15 und 35 der Stator
platten 1 und 3 ausgekoppelt. Dadurch wird der Meßaufnehmer
weitestgehend verschleiß- und wartungsfrei.
Die elektronische Ansteuerung für den kapazitiven Meßaufnehmer
besteht, wie Fig. 5 zeigt aus den Teilen Taktoszillator 61,
Sensorreferenz 62, Referenzmustergenerator 63 und Sensorrefe
renzschalter 64. Die Sensorreferenz 62 stellt zwei genaue Re
ferenzspannungspotentiale zur Verfügung, die über den elektro
nischen Sensorreferenzschalter 64 abwechselnd an jede der vier
Referenzpotentialelektrodenpaare 11/31, 12/32, 13/33 und 14/34
der Statorplatten 1 und 3 angelegt werden. Durch den Referenz
mustergenerator 63, der vom Taktoszillator 61 gesteuert wird,
wird in vier Taktperioden (entsprechend der Anzahl der Refe
renzpotentialelektroden) ein Muster von Referenzspannungspo
tentialen 80 bis 83 (Fig. 2c) erzeugt, die ein rotierendes
elektrisches Feld auf den Statorplatten 1, 3 erzeugen. Als Re
sultat davon wird in die Sensorelektroden 21, 22 und von da in
die Signalkoppelelektroden 15 und 35 eine komplexe Multipegel
spannung 88 bis 91 eingekoppelt.
Diese hochohmige Multipegelspannung muß über einen schnellen
Ladungsverstärker 71 entkoppelt werden, bevor sie aufbereitet
werden kann. Über ein von der Steuerlogik 77 taktsynchron ge
schaltetes Signalschalternetzwerk 72 wird sie demultiplext, so
daß vier Einzelspannungen 84 bis 87 entstehen. Die Spannung
84 entspricht dabei dem Spannungspegel 88 der Multipegelspan
nung, analog dazu entstehen die Spannungen 85, 86 und 87 aus
den Spannungspegeln 89, 90 und 91 der Multipegelspannung. Aus
diesen Spannungen werden nun eine Meßsignalspannung 92, eine
negative und eine positive Feldverzerrung an den Übergangs
stellen zwischen Referenzpotentialelektroden unterschiedlicher
Polarität Verzerrungen der, über den Drehwinkel des Rotors
dreieckförmigen, Signalspannungen 84 bis 87 entstehen, die
sich als Verrundungen der negativen und positiven Spitzen die
ser Dreiecke äußern, empfiehlt es ich nicht, diese Bereiche
für die Messung zu verwenden. In den demultiplexten Spannungen
84 bis 87 nach Fig. 2a ist aber zu erkennen, daß zu dem Zeit
punkt, in dem eine Spannung einen unlinearen Bereich durch
läuft, eine andere Spannung sich in ihrem linearen Bereich be
findet. So kann durch Umschalten dieser Signalspannungen 84
bis 87 immer ein linearer Bereich ausgewählt werden. In Fig. 4a
sind diese acht linearen Meßintervalle 92 von je 45 Grad aus
den Spannungen nach Fig. 2a ausgewählt.
Wie schon bei der Beschreibung des kapazitiven Meßaufnehmers
erwähnt sind geringe Schwankungen des Meßsignales durch ther
mische Einflüsse, Abstandsänderungen der Rotor- zu den Stator
platten sowie auch Schwankungen der Sensorreferenzspannungen
nicht zu vermeiden. Da sich aber in fast allen Fällen die
Spannungen 84 bis 87 proportional mitändern, ist es sinnvoll
aus diesen eine Meßreferenzspannung zu bilden, um diese Fehler
automatisch auszukompensieren. Fig. 4a zeigt die negative und
die positive Meßreferenzspannung 94 und 93. Hier ist zu sehen,
daß diese Referenzspannungen gemeinsame Punkte mit der Meßsig
nalspannung 92 an deren Umschaltpunkten aufweisen. Bezieht man
nun diese Spannungen auf die negative Meßreferenzspannung 94,
so entsteht, wie in Fig. 4b gezeigt, eine Meßsignalspannung 92,
die durch die Meßreferenzspannungen 93 und 94 begrenzt wird
und über den Drehwinkel gesehen aus acht linearen Meßinterval
len von je 45 Grad besteht. Die positive Meßreferenzspannung
93 bildet nun einen konstanten Wert, der alle 90 Grad durch
die schon erwähnte Signalverzerrung der Dreieckspitzen einen
minimalen Einbruch zeigt. Da sich aber die Meßsignalspannung
92 in diesem Bereich immer nahe Null befindet sind bei der
Verwendung der Meßreferenzspannung für den nachfolgenden Wand
ler 74 keine signifikanten Fehler festzustellen.
Um die Meßspannungen 92 bis 94 aus dem komplexen Multipegel
signal 88 bis 91 zu gewinnen, werden sie vom erwähnten Signal
schalternetzwerk 72 in vier Zeitfenstern zwischen t 0 bis t 4
abgetastet und in die Kondensatoren 721 bis 723 eingespei
chert. Während zwei der vier Abtastphasen überwacht ein analo
ger Komparator 73 die Beziehungen der Meßsignalspannung 92 zu
den Meßreferenzspannungen 93 und 94 und gibt bei Überschreiten
der Überschneidungspunkte die Informationen "Meßintervall un
terschritten" oder "Meßintervall überschritten" an die Steuer
logik 77 ab. Diese schaltet das Signalschalternetzwerk 72 um
ein Meßintervall von 45 Grad höher oder niedriger. Die Um
schaltung des Komparators 73 zur Überwachung dieser Spannungen
und wie nachfolgend beschrieben, zum Vergleich der Meßsignal
spannung mit der Ausgangsspannung des D/A-Wandlers wird durch
die Steuerlogik von elektronischen Analogschaltern durchge
führt.
Zur Umwandlung der acht linearen Meßintervalle 92 kann ein
Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler) eingesetzt werden. Die
Meßsignalspannung 92 und die Referenzspannungen 93 und 94 wer
den in diesem Fall direkt als Eingangswerte für den Wandler
verwendet. Da aber A/D-Wandler im Vergleich zu Digital/Ana
log-Wandlern (D/A-Wandler) generell langsamer und teurer
sind, wird in der erfindungsgemäßen Vorrichtung vorzugsweise
ein multiplizierender D/A-Wandler eingesetzt.
Dies ist möglich, da sich der zum Meßwert proportionale Dreh
winkel des Rotors 2 nur kontinuierlich ändern kann. Dazu wird
der D/A-Wandler 74 von einem digitalen Auf/Ab-Zähler 75 ge
steuert. Die Meßreferenzspannungen 93 und 94 dienen dabei als
Referenzspannung für den Wandler und die von diesem erzeugte
Ausgangsspannung wird vom Komparator 73 während einer Taktpha
se, in der keine Meßintervallüberwachung stattfindet, mit der
Meßsignalspannung 92 verglichen. Aufgrund dieses Vergleiches
wird der Zähler 75 in die entsprechende Richtung nachgesteu
ert, falls die Werte nicht übereinstimmen.
Der am Zähler anstehende Wert stellt die niederwertigen Bits
der Rotorposition dar. Da aber bei jedem zweiten Meßintervall
sich die Änderungsrichtung der Meßsignalspannung 92 umkehrt,
muß aus diesem Grund der Wandler 74 invertiert betrieben wer
den. Das geschieht durch Invertieren des am Wandler anliegen
den Zählerwertes. Der Zählerwert selbst wird nicht invertiert
und wird an das Ausgangsregister 76 weitergegeben. Die oberen
Bits des Winkelmeßwertes werden von der Steuerlogik 77 aus der
Auswahl der Meßintervalle gewonnen und ebenfalls an das Aus
gangsregister geliefert. Der hier beschriebene kapazitive Meß
aufnehmer mit vier Referenzpotentialelektrodenpaaren bedingt
acht lineare Meßintervalle und eignet sich somit am besten
für eine binäre Winkelmeßvorrichtung. Wird für den Zähler und
den D/A-Wandler ebenfalls binäre Arbeitsweise gewählt, so
steht am Ausgangsregister ein digitaler Binärwert mit n + 3 Bit
zur Verfügung, wobei n die Anzahl der Wandlerbits und 3 die
Anzahl, der durch die Steuerlogik gelieferten oberen Bits ist.
Durch Sperren des Ausgangsregisters mittels eines Sperreingan
ges kann der gemessene Winkelwert jederzeit gespeichert wer
den. So kann mittels eines preiswerten 8-Bit- D/A-Wandlers
schon ein 11-Bit-Binärsignal (2048 Schritte je Umdrehung) ge
wonnen werden. Bei Verwendung eines 16-Bit-Wandlers kann bei
ausreichender Stabilität des kapazitiven Meßaufnehmers ein bi
näres Ausgangssignal von 19 Bit (ca. 524 000 Schritte je Um
drehung!) gewonnen werden.
Zur Gewinnung des Tacho- bzw. Geschwindigkeitssignales können
verschiedene Möglichkeiten angewendet werden. Erfindungsgemäß
wird nach Anspruch 22 grundsätzlich die Meßsignalspannung 92
als Ausgangsbasis verwendet. Im einfachsten Fall wird sie di
rekt in einen als Differentiator geschalteten Operationsver
stärker, wie er in der Tachodifferentiatorschaltung 78 ent
halten sein kann, eingepeist. Da die Meßsignalspannung 92
linear mit dem Drehwinkel ansteigt oder abfällt, ergibt sich
durch Differenzierung ein zur Geschwindigkeit proportionales
Spannungssignal. Da jedoch die Änderungsrichtung der Meßsig
nalspannung sich innerhalb einer Umdrehung achtmal umkehrt,
muß auch nach jeder Umschaltung in ein neues Meßintervall der
Spannungswert der so erzeugten Tachospannung in der Polarität
umgeschaltet werden, um ein kontinuierliches Ausgangssignal zu
erhalten. Diese Umschaltung kann von der Steuerlogik 77 vorge
nommen werden, da hier diese Signale (Umschaltung der Digital
eingänge des Wandlers 74) schon vorhanden sind. Umschaltspikes
und Polaritätsoffset können durch Auswahl geeigneter Bauteile
und Beschaltungen so minimiert werden, daß sich insgesamt eine
Tachospannung ergibt, deren Genauigkeit besser als 0,1% sein
kann und deren maximaler Rippleanteil in ähnlichen Bereichen
liegen kann und somit besser sein kann als die Ausgangsspan
nung eines dynamischen Tachogenerators. Durch Beschaltung des
Tachoausgangsverstärkers kann die Verstärkung in weiten Berei
chen eingestellt werden, so daß sich je nach gewähltem Ge
schwindigkeitsbereich immer eine optimale Spannungshöhe des
Tachosignales ergibt.
Durch diese Kombination von Positions- und Geschwindigkeits
meßgerät ergeben sich in vielen Anwendungsfällen Vorteile.
Baugröße und Gewicht der Meßvorrichtung bleiben in etwa
gleich, die zusätzlichen Kosten durch die Tachoelektronik sind
gering.
Wie aus Anspruch 3 der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung her
vorgeht, ist es auch möglich kapazitive Meßaufnehmer aufzu
bauen, die eine zum beschriebenen Meßaufnehmer abweichende An
zahl von Referenzpotentialelektroden besitzen. Die Mindestan
zahl liegt bei 3 Elektroden je Statorplatte, da die den Refe
renzelektroden gegenüberstehenden Sensorelektroden des Rotors
immer zwei dieser Elektroden in Meßrichtung überdecken können
müssen. Bei dieser Ausführung entstehen sechs lineare Meßin
tervalle von je 60 Grad in einer rotativen Version. Da zur Er
zeugung der Sensorreferenzpotentiale in diesem Falle ein sehr
komplizierter Referenzmustergenerator verwendet werden müßte,
empfiehlt es sich statt dessen einen Meßaufnehmer mit 6 glei
chen Referenzpotentialelektroden je Statorplatte zu benutzen.
Dann stehen 12 lineare Meßintervalle zur Verfügung und der
Referenzmustergenerator kann einfach gestaltet werden.
Grundsätzlich kann gesagt werden, daß die Anzahl der Referenz
potentialelektroden klein gehalten werden sollte, da mit jedem
Zwischenabstand die unlinearen Bereiche sich stärker auf den
Meßwert auswirken, sich die effektiven Meßaufnehmerkapazitäten
verringern und sich die Meßzyklen proportional zur Anzahl ver
längern. Bei binärem Ausgang stellt die beschriebene Version
mit 4 Referenzpotentialelektroden eine optimale Lösung dar.
Die hierbei entstehenden 8 Meßintervalle entsprechen 3 Bit
(2 hoch 3) und lassen sich mit dem binären Ausgangswert des
Wandlers 74 zu einem über den Bereich von 360 Grad absoluten
binären Ausgangswert zusammenfügen.
Eine fast so große Bedeutung wie der binäre Code hat bei abso
luten Positionsmeßvorrichtungen der BCD-Code. Da hier die Ba
sis die dezimale Zahl 10 ist, sollte der Meßaufnehmer 10 line
are Meßintervalle aufweisen. Dies wird durch 5 Referenzpoten
tialelektroden auf den Statorplatten erreicht. Die dadurch
entstehenden 10 Meßintervalle ergeben die höchstwertige Dekade
des Meßwertes und können an die unteren, durch den Wandler 74
gelieferten BCD-Dekaden angehängt werden.
Nach Anspruch 6 läßt sich die erfindungsgemäße Positionsmeß
vorrichtung auch als Linearmeßvorrichtung aufbauen. Dazu wer
den die Referenzpotentialelektroden 11 bis 14 und 31 bis 34
in linearer Anordnung wie in Fig. 6 gezeigt auf den Stator
platten 1 und 3 aufgebracht. Um bei mechanischen Driften Feh
ler auszukompensieren sind die Referenzpotentialelektroden
zweigeteilt und jeweils oberhalb und unterhalb der Signalkop
pelelektroden 15, 35 angeordnet, elektrisch sind die Teile aber
miteinander verbunden. Zwischen den Statorplatten 1, 3 bewegt
sich die Sensorplatte 2 in Richtung der nebeneinander angeord
neten Referenzpotentialelektroden. Die Breite der Sensorelek
troden 21 bzw. 22 auf Vorder- und Rückseite der Sensorplatte 2
entspricht genau der Breite von zwei Referenzpotentialelektro
den. Aber anders als beim rotativen Meßsystem kann nur die
Hälfte der Referenzpotentialelektroden überfahren werden, da
sonst die Sensorplatte den Bereich der Statorplatten verläßt.
Die Anzahl der linearen Meßintervalle wird in diesem Fall um
zwei verringert.
Wenn es erforderlich ist, die volle Anzahl von Meßintervallen
zu erhalten, können in linearer Fortsetzung auf den Stator
platten 1, 3 die ersten beiden Referenzpotentialelektroden 11,
31 und 12, 32 nochmals am Ende der Statorplatten nach den Elek
troden 14, 34 angeordnet werden. Sie sind elektrisch jeweils
mit den Elektroden gleicher Bezeichnung verbunden. Die Länge
der Signalkoppelelektroden 15, 35 muß dann ebenfalls um diese
Strecke verlängert werden.
Bei Verwendung schneller elektronischer Bauelemente kann eine
zulässige Drehzahl bzw. Lineargeschwindigkeit erreicht werden,
die weit über der Meßgeschwindigkeit vergleichbarer Absolut
meßvorrichtungen liegt. In machen Anwendungsfällen, besonders
bei hochauflösenden Rotationsmeßgeräten, werden z. B. Positio
niervorgänge zuerst mit hohen Geschwindigkeiten eingeleitet,
um dann sehr genau zu positionieren. Bei diesen hohen Dreh
zahlen darf der Meßwert nicht verloren gehen.
Um dies zu erreichen, kann durch die Steuerlogik 77 die Takt
frequenz des Taktoszillators 61 im Ansteuerteil 6 stufenweise
erhöht werden, wenn z. B. der Komparator 73 zweimal hinterein
ander eine Abweichung zwischen Meßsignalspannung und Wandler
spannung in der gleichen Richtung feststellt. Dadurch verrin
gert sich zwar je nach Taktfrequenz die Genauigkeit etwas, je
doch bleibt der Meßwert erhalten.
Bei noch höheren Geschwindigkeiten kann stufenweise der Zähl
schritt des Auf/Ab-Zählers 75 vergrößert werden, so daß je
Meßzyklus T 2, 4, 8 oder mehrere Schritte gezählt werden. Durch
diese Maßnahme reduziert sich die Auflösung ohne die Grundge
nauigkeit zu beeinträchtigen. Die Reduzierung der Auflösung
kann, wenn nötig, auch extern gesteuert werden.
Da bei Einschalten der Versorgungsspannung der Zähler 75 einen
beliebigen Wert zeigen kann, ist meistens eine größere Diffe
renz zur Position festzustellen. Im Nachlaufbetrieb wird der
Zähler dann solange nachgetaktet, bis der Meßwert erreicht
ist. Falls, auch mit den vorher beschriebenen Methoden der Ge
schwindigkeitserhöhung, die Zeit bis zum Erreichen des aktu
ellen Wertes zu lange ist, kann in einer speziellen Version
der Erfindung die Umschaltung der Meßintervalle direkt durch
die Steuerlogik 77 erfolgen. So kann innerhalb weniger Meßpe
rioden das richtige Meßintervall erreicht werden. Um dann
schnell den D/A-Wandler auf den Wert der Meßsignalspannung 92
zu bringen, läßt sich das Successive Approximation-Verfahren
verwenden.
Ein weiteres Merkmal der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung ist
der multiplexte Komparator 73. Da in der Auswerteschaltung 7
mindestens 3 verschiedene Komparatorwerte erforderlich sind,
die sehr präzise ermittelt werden müssen, müßten 3 Präzisions
komparatoren verwendet werden. Um dies zu vermeiden wird hier
ein genauer, schneller Komparator verwendet, der zum Vergleich
von Meßsignalspannung mit positiver Meßreferenzspannung, nega
tiver Meßreferenzspannung und Ausgangssignal des D/A-Wandlers
über elektronische Analogschalter umgeschaltet wird. Auch für
eine Integration in ein monolithisches Siliziumchip ist dies
von großer Bedeutung, da alle analogen Präzisionselemente sehr
viel Siliziumfläche beanspruchen und dadurch teuer werden.
Um den Offsetabgleich des Komparators entbehrlich zu machen,
ohne einen teueren abgeglichenen Baustein zu verwenden, wird
in einer Taktphase, in der keine Vergleichsoperationen durch
geführt werden, der Komparator durch eine Rückkopplungsschal
tung auf Null abgeglichen.
Da auch in der restlichen Schaltung keine Abgleichelemente be
nötigt werden, ist die erfindungsgemäße Positionsmeßvorrich
tung im elektronischen und weitestgehend auch im mechanischen
Teil abgleichfrei. Wie schon erwähnt, werden Driften des kapa
zitiven Meßaufnehmers durch die elektronische Auswertung kom
pensiert. Aber auch Driften der Elektronik selbst (z. B.
Schwankungen der Sensorreferenzspannungen oder Offsetspannun
gen von Ladungsverstärker und Komparator) werden kompensiert.
Natürlich können Unlinearitäten des kapazitiven Meßaufnehmers
dadurch nicht beseitigt werden. Besonders bei hochauflösenden
Ausführungen machen sich solche Abweichungen vom exakten Wert
in den letzten Stellen bemerkbar. Eine elektronische Fehler
korrekturschaltung 79 kann diesen Restfehler beseitigen.
Zu diesem Zweck wird während eines Vergleichstests mit einem
genauen Referenzgerät eine Fehlerkurve aufgenommen und daraus
ein digitaler Korrekturwert gebildet. Dieser digitale Wert,
der dann in einen Festwertspeicher (z. B. EPROM) der Korrektur
schaltung eingespeichert wird, steuert einen D/A-Wandler,
dessen analoges Ausgangssignal zur Meßsignalspannung addiert
wird. Dadurch entsteht eine Meßspannung, die alle Lineari
tätsfehler der Meßvorrichtung berücksichtigt. Da dieses Meß
signal sehr linear ist, kann es auch zur Erzeugung einer hoch
genauen Tachospannung durch den Tachodifferenziator 78, wie
vorher schon beschrieben, verwendet werden.
Eine weitere bedeutende Verbesserung stellt die Möglichkeit
dar, in einer besonderen Ausführung der Erfindung, die Auf
lösung des digitalen Ausgangswertes fast beliebig zu wählen.
Als einzige Einschränkung gilt, daß die Anzahl der Meßschritte
durch die Anzahl der Meßintervalle teilbar sein muß.
Realisiert wird diese Möglichkeit durch ein Manipulieren der
Referenzspannung des D/A-Wandlers 74. Statt wie bei der vor
herigen Ausführung die Meßreferenzspannungen 93 und 94 als Re
ferenzspannungen für den Wandler zu verwenden, erzeugt sich
der Wandler seine Referenzspannung selbst. Dazu wird an die
digitalen Eingänge des Wandlers ein Wert gelegt, der der Auf
lösung geteilt durch die Anzahl der Meßintervalle entspricht.
Der so gewonnene Ausgangswert des Wandlers wird über einen
zusätzlichen Komparator auf den gleichen Wert der Meßreferenz
spannung gebracht, indem die Referenzspannung des Wandlers 74
durch den Komparatorausgang hochgezogen wird. Nun kann das
lineare Meßintervall nur noch mit dieser Auflösung abgetastet
werden, da die Referenzspannung des Wandlers höher ist als der
maximale Analogwert der Meßsignalspannung 92. Da der D/A-
Wandler aber auch für die Ermittlung des digitalen Ausgangs
wertes benötigt wird, wird er synchron zur Taktfrequenz für
beide Aufgaben durch Analogschalter umgeschaltet. So wird
auch gleichzeitig verhindert, daß durch Verwendung eines zwei
ten D/A-Wandlers für diesen Zweck Probleme durch Wandlerun
linearitäten entstehen. Die Referenzspannung des Wandlers
muß während der Periode des Meßsignalvergleiches in einem Kon
densator oder einer Sample- und Hold-Schaltung zwischenge
speichert werden.
Alle vorstehend geschilderten Ausführungsformen der elektroni
schen Ansteuerungs- und Auswerteschaltung können nach Anspruch
21 als integrierte Schaltung aufgebaut werden. Je nach ange
wendeter Halbleitertechnik lassen sich fast alle Schaltungs
teile integrieren. Bei geschickter Gestaltung des Signalschal
ternetzwerkes 72 lassen sich die Kondensatoren 721 bis 723 so
im Wert reduzieren, daß auch sie integriert werden können.
Die restlichen Teile der Schaltung sind so ausgelegt, daß teu
re siliziumflächenintensive Bauteile wie Operationsverstärker,
Komparatoren und D/A-Wandler vermieden oder durch Multiplex
betrieb stark reduziert werden. Damit erfüllt die Schaltung
die Voraussetzung für eine preisgünstige Produktion bei größe
ren Stückzahlen.
Zuletzt sollen hier noch drei verschiedene Ausbaumöglichkeiten
beschrieben werden, die die Auflösung der erfindungsgemäßen
Positionsmeßvorrichtung erheblich vergrößern. Dabei handelt es
sich um ein rotatives und zwei linear messende Systeme.
Die rotative Version entsteht durch Verwendung von zwei rota
tiven kapazitiven Meßaufnehmern, die so angeordnet sind, daß
die erste Sensorplatte 2 direkt mit dem Meßobjekt verbunden
ist, während die zweite Sensorplatte 2 über ein Getriebe daran
angekoppelt ist. Während sich die zweite Sensorplatte einmal
dreht, hat die erste Sensorplatte n Umdrehungen absolviert.
Als zweite Möglichkeit kann die Getriebeübersetzung auch so
gewählt sein, daß erst bei n Umdrehungen die gleiche Ausgangs
position beider Meßaufnehmer erreicht wird.
Angesteuert werden können die Meßaufnehmer über nur eine An
steuerschaltung 6 für die Auswertung sind aber zwei Schaltun
gen 7 nötig. Je nach Getriebeübersetzung werden dann die bei
den Ausgangswerte mittels einer Logikschaltung miteinander
verknüpft und die bei der Verknüpfung auftretenden Fehler
korrigiert. Im einfachsten Fall ist dies eine Aneinanderrei
hung beider Werte mit Korrektur des Wertes des Meßaufnehmers,
der über das Getriebe angekoppelt ist.
Diese Ausführung ist für Anwendungen vorgesehen, bei denen
über mehrere Umdrehungen eine sehr hohe Auflösung gefordert
ist.
Eine der linearen Versionen benutzt ein Statorplattenpaar 1,3,
mit einer vielfachen Anordnung von Referenzpotentialelektro
densätzen 11-14 und 31-34. Gleiche Elektroden dieser Elektro
densätze sind elektrisch miteinander verbunden und werden aus
einer Ansteuerschaltung 6 gespeist. Auf den Statorplatten be
finden sich rechts und links der Bewegungsrichtung die Signal
koppelektroden 15, 35. Hier sind diese Elektroden jedoch
nicht miteinander verbunden, sondern jede ist an eine Auswer
tungsschaltung angeschlossen. Zwischen den Statorplatten bewe
gen sich zwei Sensorplatten 2 nach Fig. 6, wovon die eine di
rekt mit dem Meßobjekt verbunden ist und deren Sensorelektro
den nur die eine Hälfte der Signalkoppelektroden überdecken,
während die andere, deren Sensorelektroden die andere Hälfte
der Signalkoppelelektroden überdecken, über eine Getriebevor
richtung dermaßen an das Meßobjekt gekoppelt ist, daß sich bei
einer Überstreichung der gesamten Meßstrecke eine Wegdifferenz
der beiden Sensorplatten von + oder - einem Referenzpotential
elektrodensatz ergibt. Die elektronische Auswertung erfolgt in
gleicherWeise wie bei der vorher beschriebenen rotativen Ver
sion.
Die andere lineare Version benutzt ein Statorelektrodenpaar 1,
3 auf dem n gleiche Referenzpotentialelektroden ähnlich der
Fig. 6 angeordnet sind, die einzeln an eine Ansteuerschaltung
angeschlossen sind. Dazwischen bewegt sich eine Sensorplatte 2
nach Fig. 6 mit Sensorelektroden, die je 2 Referenzpotential
elektroden überdecken können. Die Signalkoppelelektroden 15, 35
sind an eine Auswerteschaltung 7 angeschlossen. Abhängig von
deren Auswertezustand wird eine Ansteuerschaltung 6 gesteuert,
die nur die Referenzpotentialelektroden aktiviert, die sich in
unmittelbarer Nähe zur Sensorplatte 2 befinden. Dadurch läßt
sich die Grobposition bestimmen. Die Information dafür wird
von der Auswerteschaltung geliefert. In einer Verknüpfungslo
gik wird der Ausgangswert der Auswerteschaltung mit dem aus
der Ansteuerschaltung gewonnenen Grobwert zusammengesetzt.
Gegenüber der zuvor beschriebenen Linearversion ist hier als
Vorteil zu verzeichnen, daß nur eine Auswerteelektronik und
kein Getriebe benötigt wird und somit die Kosten niedrig ge
halten werden können. Als Nachteil steht eine kompliziertere
Ansteuereinheit und die Zahl von n Leitungen zum Ansteuern der
Referenzpotentialelektroden entgegen.
Claims (28)
1. Positionsmeßvorrichtung für hochauflösende, absolute Win
kel- und Wegmessung, bestehend aus kapazitivem Meßaufnehmer
und daran angeschlossener elektronischer Ansteuer- und Auswer
teschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß der
kapazitive Meßaufnehmer (1-5) aus zwei, in festem Abstand
fixierten Statorplatten (1, 3) und einer, zwischen diesen, mit
geringem Abstand rotativ oder linear bewegbaren Sensorplatte
(2), jeweils aus elektrisch nicht leitendem Material, mit, auf
deren einander gegenüberliegenden Oberflächen befindlichen
elektrisch leitenden Strukturen (11-15, 31-35), besteht und an
eine elektronische Ansteuer- (6) und Auswerteschaltung (7) an
geschlossen ist, die einen Teil der leitenden Strukturen (11-
14, 31-34) der Statorplatten (1, 3) an alternierende Referenz
spannungspotentiale (80-83) definierter Höhe und Einschalt
dauer anlegt und aus auf den Statorplatten (1, 3) angebrachten
Signalkoppelelektroden (15, 35) durch kapazitive Kopplung eine
komplexe positionsabhängige Multipegelspannung (84-91) ent
nimmt, woraus durch zeitmultiplexte Abtastung eine Meßsignal
spannung (92) und eine Meßreferenzspannung (93) gewonnen wer
den, die mittels nur eines linearen Digital/Analog- oder Ana
log/Digital-Wandlers (74), eines Komparators (73) und einer
Steuerlogik (77) in ein, der Position entsprechendes absolutes
Digitalsignal umgewandelt werden und aus denen ein geschwin
digkeitsproportionales Signal gewonnen werden kann.
2. Kapazitiver Meßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3)
durch einen Abstandshalter (4) auf einem definierten Abstand
gehalten werden.
3. Kapazitiver Meßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die elektrisch leitenden
Strukturen (11-14, 31-34) der Statorplatten (1, 3) aus n < 2
gleichgroßen planaren Flächen bestehen und so angeordnet sind,
daß die sich auf den gegenüberliegenden Statorplatten (1, 3)
exakt spiegelbildlich gegenüberstehenden Flächen (11/31, 12/32,
13/33, 14/34) elektrisch miteinander verbunden sind und daß die
sich dazwischen bewegende Sensorplatte (2) auf beiden Seiten
ebenfalls exakt spiegelbildliche, elektrisch miteinander ver
bundene, leitende Strukturen (24) aufweist und so angeordnet
ist, daß diese in Meßrichtung die Breite je zweier elektrisch
leitender Statorelektroden (11-14, 31-34) genau überdecken kön
nen.
4. Kapazitiver Meßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß sich auf den Statorplatten
(1, 3) elektrisch leitende planare Flächen (15, 35Fig. ) befinden,
die sich spiegelbildlich gegenüberstehen und elektrisch mit
einander verbunden sind und daß auf beiden Seiten der Sensor
platte (2) gleiche, elektrisch miteinander und mit den, die
Statorelektroden (11-14, 31-34) überdeckenden Flächen (24) ver
bundene, leitende Flächen (25) den Flächen (15, 35) der Stator
platten (1, 3) derart gegenüberstehen, daß bei einer Verschie
bung der Sensorplatte (2) in Meßrichtung diese sich überlap
penden Flächen (15, 35, 25) konstant bleiben.
5. Kapazitiver Rotationsmeßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3)
kreisförmig gestaltet sind und daß die, durch eine im Kreis
mittelpunkt sitzende Achse mit dem Meßobjekt verbundene Sen
sorplatte (2) sich rotationssymmetrisch zwischen den beiden
Statorplatten (1, 3) drehen kann.
6. Kapazitiver Linearmeßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3)
rechteckig gestaltet sind und daß die mit dem Meßobjekt ver
bundene Sensorplatte (2) sich rechtwinklig zu den in Reihe auf
den Statorplatten (1, 3) befindlichen leitenden Flächen (11-14,
31-34) bewegen kann.
7. Elektronische Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 1, da
durch gekennzeichnet, daß elektronische Analog
schalter (64) an jede der miteinander verbundenen Statorelek
troden (11/31, 12/32, 13/33, 14/34) abwechselnd zwei analoge Re
ferenzspannungen (62) zeitlich gestaffelt in solcher Form an
legen, daß in die Sensorelektroden (21, 22) eine resultierende
Multipegelspannung (88-91) eingekoppelt wird, die analog zur
Anzahl n der Statorelektroden (11-34, 31-34) n Zeitabschnitte
verschiedener Spannungspegel (88-91) innerhalb einer Meßperio
de T aufweist, wobei diese Spannungspegel in Abhängigkeit von
der Position der Sensorplatte (2) dreieckförmige um den Pha
senwinkel 360 Grad/n verschobene Funktionen darstellen.
8. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die, aus dem kapazitiven
Meßaufnehmer (1-5) ausgekoppelte Multipegelspannung (88-91)
zeitlich abgetastet wird und in Abhängigkeit der Polarität der
einzelnen Spannungen (84-91) zueinander, einer von n Span
nungspegeln (92) innerhalb eines bestimmten, durch die Über
schneidungspunkte je zweier Spannungspegel (92/93, 92/94) defi
nierten, begrenzten Spannungbereiches (92) an einen Kondensa
tor (722) mittels Analogschaltern (72) durchgeschaltet wird,
um diesen Pegelwert zu speichern, wodurch eine vom Positions
wert abhängige Meßsignalspannung mit linearen Dreieckbereichen
(92) entsteht, deren Anzahl der doppelten Anzahl der Stator
elektrodenpaare (11/31, 12/32, 13/33, 14/34) entspricht.
9. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 8,
dadurch gekennzeichnet, daß nach dem in Anspruch
8 genannten Verfahren, der jeweils im Vergleich zum dort aus
gewählten Meßsignalspannungspegel (92) am nächsten liegende
positive (93) und negative (94) Spannungspegel der Multipegel
spannung (84-94) in jeweils einen Kondensator (721, 723) gela
den wird, wobei der negative Wert (94) die negative Meßrefe
renzspannung und der positive Wert (93) die positive Meßrefe
renzspannung für die Auswertung durch den Digital/Analog- oder
Analog/Digital-Wandler (74) darstellen.
10. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 8,
dadurch gekennzeichnet, daß zur Umwandlung der
nach Anspruch 8 gewonnenen Meßsignalspannung (92) in einen di
gitalen, der Position proportionalen Digitalwert, nur ein
linearer Digital/Analog- oder Analog/Digital-Wandler (74) be
nötigt wird.
11. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, 8 und 10,
dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal
des Digital/Analog-Wandlers (74) von einem Auf/Ab-Zähler (75)
gesteuert und mittels eines analogen Komparators (73) mit der
Meßsignalspannung (92) verglichen und bei Ungleichheit durch
Takten des Auf/Ab-Zählers in die vom Komparator (73) vorgege
bene Richtung nachgesteuert wird.
12. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das, für die Erzeugung von
Meßsignal- (92) und Meßreferenzspannung (93) zuständige Sig
nalschalternetzwerk (72) von einer digitalen Steuerlogik (77)
gesteuert wird, die bei Über- oder Unterschreitung des Meßsig
nalbereiches (92) über den positiven (93) oder unter den nega
tiven (94) Meßreferenzspannungspegel ein Fehlersignal erzeugt,
das abhängig von der Richtung der Bereichsabweichung den Auf/
Ab-Zähler (75) nachfährt.
13. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das digitale, der Position
entsprechende Ausgangssignal durch Verwendung eines binären
Wandlers (74) eine binäre Zahl darstellt.
14. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß das digitale, der Position
entsprechende Ausgangssignal durch Verwendung eines BCD- ge
wichteten Wandlers (74) eine BCD-Zahl darstellt.
15. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß für den Vergleich von Meß
signalspannung (92) mit positiver und negativer Meßreferenz
spannung (93, 94) und der Ausgangsspannung des Wandlers (74)
durch zeitliches Multiplexen dieser Spannungspegel mittels
Analogschaltern nur ein analoger Komparator (73) benötigt wird
und daß dessen Offsetspannung während einer anderen Taktpe
riode auf Null abgeglichen wird.
16. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß bei sehr hohen Geschwindig
keiten der Sensorplatte (2) automatisch durch die Steuerlogik
(77) oder von außen gesteuert, stufenweise die Ansteuerfre
quenz der Sensorreferenzspannungen (80-83) erhöht und bei noch
höheren Geschwindigkeiten die Zählschritte des Auf/Ab-Zäh
lers (75) vergrößert werden.
17. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß nach Einschalten der Be
triebsspannung oder nach Umschalten auf einen anderen kapazi
tiven Meßaufnehmer innerhalb weniger Meßzyklen T ein Ein
schwingen auf den aktuellen Meßwert dadurch erreicht wird, daß
durch die Steuerlogik (77) die n linearen Bereiche der Meßsig
nalspannung (92), und damit die höherwertigen Digitalbits, so
fort umgeschaltet werden, bis der richtige Bereich erreicht
ist, ohne daß der Auf/Ab-Zähler den Differenzbereich durch
zählen muß und daß dann mittels eines Successive Approximation
Registers der Analogwert des Digital/Analog-Wandlers auf den
Wert der Meßsignalspannung eingestellt wird und damit der di
gitale Ausgangswert korrekt ist.
18. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der digitale Ausgangswert
der Positionsmeßvorrichtung oder der höherwertigen Teile davon,
an die Adresseneingänge des Festwertspeichers einer Fehlerkor
rekturschaltung (79) angelegt wird und dessen Datenausgänge
einen Digital/Analog-Wandler steuern, dessen analoges Aus
gangssignal zur Meßsignalspannung addiert wird, um Unlineari
täten des kapazitiven Meßaufnehmers zu beseitigen.
19. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der für die Meßwertermitt
lung zuständige Digital/Analog-Wandler (74) im Zeitmultiplex
betrieb so arbeitet, daß während einer Taktphase ein konstan
ter, der gewünschten Auflösung, geteilt durch die doppelte An
zahl der Statorelektroden (11-14, 31-34), entsprechender Digi
talwert an dessen digitale Eingänge angelegt wird und sein
analoger Ausgangswert mittels eines Komparators auf den Wert,
der aus dem kapazitiven Meßaufnehmer gewonnenen Meßreferenz
spannung (93) durch entsprechendes Hochziehen der Referenz
spannung des Digital/Analog-Wandlers (74) gebracht wird und
während einer zweiten Taktperiode diese Referenzspannung des
Digital/Analog-Wandlers (74) in einem Speicherkondensator
oder eine Sample und Hold-Schaltung zwischengespeichert
wird, wodurch der in der zweiten Taktperiode für die Messung
zur Verfügung stehende Bereich des Wandlers (74) auf die ge
wünschte Auflösung begrenzt wird und somit jede durch die dop
pelte Anzahl der Statorelektrodenpaare des Meßaufnehmers teil
bare Auflösung erreicht wird.
20. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß mechanische Driften des ka
pazitiven Meßaufnehmers (1-5) und Bauteiledriften der elektro
nischen Ansteuerung (6) und Auswertung (7) weitestgehend auto
matisch kompensiert werden.
21. Elektronische Ansteuer- und Auswerteschaltung nach An
spruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schal
tung (6, 7) vorwiegend aus Bauteilen besteht, die für die Inte
gration in einem monolithischen Schaltkreis kleiner Chipabmes
sungen geeignet sind und somit die Realisierung einer kosten
günstigen integrierten Schaltung ermöglichen.
22. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß aus den linearen Meßsignal
spannungsbereichen (92) mittels einer Differenzierschaltung
(78), die synchron zu den Überschneidungspunkten der negati
ven (94) und positiven Meßreferenzspannung mit der Meßsignal
spannung (92) in der Polarität umgeschaltet wird, eine zur Ge
schwindigkeit der Sensorplatte (2) proportionale Tachospannung
erzeugt wird.
23. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 22,
dadurch gekennzeichnet, daß die Welligkeit der
Tachospannung nach Anspruch 22 der eines hochpoligen dynami
schen Tachogenerators entspricht oder kleiner ist und dafür
einen vollwertigen Ersatz darstellt.
24. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 22,
dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der
Tachospannung zur Geschwindigkeit der Sensorplatte (2), in
weiten Bereichen, durch äußere Beschaltungsmaßnahmen der
Differenzierschaltung (78) wählbar ist.
25. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß durch die Kombination einer
kapazitiven absoluten Positionsmeßvorrichtung mit einer Ge
schwindigkeitsmeßvorrichtung ein Ersatz von Meßsystemen ge
trennter Funktion möglich ist.
26. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 und 5, dadurch
gekennzeichnet, daß durch die Kombination zweier
rotativer, kapazitiver Meßaufnehmer, die durch Getriebe ver
schiedener Übersetzung mit dem Meßobjekt verbunden sind, so
wie einer Ansteuer- (6), zweier Auswerteschaltungen (7) und
einer digitalen Verknüpfungslogik eine Positionsmeßvorrichtung
entsteht, die innerhalb mehrerer Umdrehungen einen absoluten
digitalen Positionswert erzeugt.
27. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 und 6, dadurch
gekennzeichnet, daß in linearer Fortsetzung ohne
Zwischenräume weitere Statorplattenpaare (1, 3) der Anzahl m in
Meßrichtung aneinandergereiht werden, bei denen Statorelektro
den (11-14, 31-34) gleicher Bezeichnung jeweils elektrisch mit
einander verbunden sind und aus nur einer Ansteuerschaltung
(6) gespeist werden und daß sich zwischen diesen Statorplatten
(1, 3) zwei Sensorplatten (2) in Meßrichtung bewegen können,
wovon die eine direkt und die andere über ein Getriebe derart
mit dem Meßobjekt verbunden ist, daß bei Überfahren der gesam
ten Meßstrecke die eine Sensorplatte (2) m Statorplattenpaare
(1, 3) überstreicht, während die andere Sensorplatte (2) m - 1
oder m + 1 Statorplattenpaare (1, 3) überstreicht und daß die
Meßsignalspannungen dieser beiden Sensorplatten (2) von zwei
elektronischen Auswerteschaltungen (7) digitalisiert und in
einer Verknüpfungslogik zu einem digitalen Wert umgesetzt wer
den, der innerhalb dieser Meßstrecke absolut ist.
28. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 und 6, dadurch
gekennzeichnet, daß mehrere Statorplattenpaare
(1, 3) der Anzahl m in Meßrichtung aneinandergereiht werden,
wobei die sich wiederholenden Statorelektroden (11-14, 31-34)
gleicher Bezeichnung nicht miteinander verbunden sind, sondern
über elektronische Schalter, einzeln an die entsprechenden
Sensorreferenzspannung (80-83) angelegt werden können, wo
durch bei Verwendung nur einer Sensorplatte (2) durch eine zu
sätzliche Verknüpfungselektronik, ein absoluter digitaler Wert
gemessen wird, der über die ganze Meßstrecke mit m Statorplat
ten (1, 3) absolut ist.
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