DE3711062A1

DE3711062A1 - Kapazitive absolute positionsmessvorrichtung

Info

Publication number: DE3711062A1
Application number: DE19873711062
Authority: DE
Inventors: Herbert Leypold
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-04-02
Filing date: 1987-04-02
Publication date: 1988-10-20
Also published as: DE3711062C2

Description

Die Erfindung betrifft eine kostengünstige absolutmessende Präzisionspositionsmeßvorrichtung, bestehend aus einem kapazi tiven Meßaufnehmer und einer elektronischen Ansteuer- und Aus werteschaltung.

Mittels eines relativ einfach und preiswert herstellbaren ka pazitiven Meßaufnehmers und einer preiswerten Elektronik mit wenigen kritischen oder teueren Bauteilen soll diese Erfindung Winkel oder Wege absolut (also innerhalb einer Umdrehung oder eines bestimmten Wegabschnittes eindeutig zuordnend), und mit hoher Auflösung von 1000 bis <100 000 Schritte je Absolutein heit digital darstellen, sowie ein analoges, zur Änderungsge schwindigkeit des Positionswertes proportionales Signal erzeu gen.

Bekannt sind auf dem Gebiet der absoluten Positionsmessung op tische, potentiometrische, magnetische und kapazitive Vorrich tungen.

Optische Absolutgeber bestehen aus Glasscheiben oder flachen Glasstäben, auf denen in gleichen Abständen lichtundurchlässi ge Beschichtungen aufgebracht sind und Schlitzmasken gleicher Art, so daß durch Relativbewegung beider Teile zueinander ab wechselnd Licht durch die Strukturen fällt oder absorbiert wird. Um z. B. eine Position mit 1024 Schritten Auflösung (10 Bit binär) zu messen, sind auf den Glassubstraten 10 konzen trische oder lineare Spuren mit abgestuften Strukturen, meist im "Gray-Code" aufgebracht, die von 10 Lichtschranken abgetas tet werden.

Potentiometrische Vorrichtungen arbeiten mit einem Wider standselement, auf dem ein elektrischer Schleifer eine winkel- oder wegproportionale Spannungsinformation abgreift. Durch Analog/Digital-Wandler wird diese Information digitalisiert.

Bei den magnetischen Verfahren haben nur das LDTV-, Synchro-, Resolver- und Inductosyn-Verfahren (Inductosyn ist das eingetragene Warenzeichen der Farrand Industries Inc.) eine größere Bedeutung. Beim LDTV-Verfahren wird ein Eisenkern zwischen zwei Sender spulen und einer Empfängerspule bewegt. Durch Induktion wird je nach Position des Eisenkernes in der Empfängerspule ein analoges Mischsignal der Wechselspannungen der beiden Sender spulen erzeugt und daraus der Meßwert gewonnen.

Synchro-, Resolver- und Inductosyn-Meßvorrichtungen arbeiten prinzipiell ähnlich und können mittels minimaler Anpassungen durch die gleichen elektronischen Wandler ausgewertet werden. Im mondernsten Verfahren wird in die Rotorspule des Gebers eine Sinusspannung konstanter Frequenz und Amplitude eingespeist und durch induktive Kopplung auf zwei Statorspulen ausgekop pelt, die elektrisch um 90 Grad versetzt im Meßgeber angeord net sind. Bei Drehung der Rotorwelle entstehen somit sinus- und cosinusamplitudenmodulierte Frequenzen, die je einem digi talen Sinus- bzw. Cosinusmultiplizierer zugeführt werden, wo bei dann in einem Nachlaufverfahren die beiden gewonnenen Wer te auf Null abgeglichen werden. Der digitale Eingangswert der Multiplizierer repräsentiert hierbei den digitalen Positions wert. Aus dem schaltungsbedingten Nachlauffehlersignal wird optionell ein geschwindigkeitsproportionales Tachosignal er zeugt.

Kapazitive Meßvorrichtungen sind auf dem industriellen Markt kaum vertreten.

Die Offenlegungsschrift DE-OS 29 37 248 beschreibt einen Kapa zitätswandler für Winkelmessungen. Hier werden gleichgroße Ro tor- und Statorsegmente verwendet, um lineare Kapazitätsände rungen als Ausgangssignal zu erhalten.

Aus der Offenlegungsschrift DE-OS 26 01 088 ist ein kapaziti ver Lagemeßwertumwandler bekannt, der ebenfalls mit zwei sich gegenüberstehenden Platten mit darauf aufgebrachten leitenden Segmenten aufgebaut ist.

In einer weiteren Offenlegungsschrift DE-OS 34 11 979 wird ein kapazitiver Drehwinkelsensor beschrieben, der aus zwei sich gegenüberstehenden Scheiben, mit gleichgroßen leitenden Seg menten auf der Statorplatte und einem leitenden Segment glei cher Größe auf der Rotorplatte, aufgebaut ist. In die Stator elektroden werden phasenverschobene Frequenzen eingespeist, die in der Rotorelektrode eine Spannung gleicher Frequenz er zeugen. Deren Phasenverschiebung ist aber eine Mischung der Phasenverschiebung der, an den vom Rotorsegment überdeckten Statorsegmenten anliegenden Frequenzen. Daraus wird eine zum Winkel lineare Spannung erzeugt.

Von den beschriebenen Meßvorrichtungen haben sich nur optische Geber und Resolvermeßverfahren auf dem Gebiet der hochauflö senden Absolutmeßsysteme durchgesetzt, die jedoch auch spezi fische Nachteile haben.

Bei optischen Gebern müssen teuere, nur mit Spezialmaschinen herstellbare Strichcodescheiben verwendet werden. Diese Glas substrate sind empfindlich gegenüber Erschütterungen und Schocks. Weiterhin muß eine größere Anzahl von Kanälen abge tastet werden, was bei hohen Strichzahlen Stabilitäts- und Platzprobleme mit sich bringt und eine hohe elektrische Be triebsleistung erfordert. Als Strichcode muß, um Uneindeutig keiten zu vermeiden, ein einschrittiger Code (z. B. Craycode) verwendet werden, was einen Codemumsetzer erforderlich macht. Optische Geber lassen sich ökonomisch sinnvoll etwa bis zu Auflösungen von 12 Bit (4096 Schritte) einsetzen.

Potentiometer haben, wenn sie als Leitplastikpotentiometer aufgebaut sind, eine theoretisch unbegrenzte Auflösung, jedoch ist mit vertretbarem Aufwand nur eine Linearität von etwa 10 000 Schritten erreichbar. Schwerwiegendster Nachteil ist der elektrische Schleifkontakt, der Lebensdauer und Drehzahl be grenzt, elektrisches Rauschen erzeugt, sowie nicht erschütte rungsfest ist. Weiterer Nachteil ist der mit Anfangs- und End punkt begrenzte Bewegungsbereich, der ein in der Anzahl der Umdrehungen nicht begrenztes 360 Grad-Meßgerät nicht zuläßt.

Das LDTV-Meßverfahren hat ebenfalls einen begrenzten Bewe gungsbereich und eine begrenzte Linearität und läßt sich sinn voll nur für Linearbewegungen einsetzen.

Resolvermeßverfahren dagegen lassen sich nur für Drehwinkel messungen verwenden (eine Ausnahme bildet das Inductosynver fahren) und erfordern einen teuren Meßaufnehmer. Das Inducto synverfahren ist empfindich gegen magnetische Induktion und benötigt präzise Vorverstärker.

Der dafür benötigte Wandler benutzt mehrere Präzisionsanalog bausteine, sowie zwei teuere Sinus- und Cosinusmultiplizierer und wird deswegen fast ausschließlich als teuere Hybridschal tung aufgebaut. Obwohl Resolvermeßsysteme von den beschriebe nen Systemen die höchste erreichbare Meßgeschwindigkeit besit zen, kann z. B. ein Wandler mit 16 Bit Auflösung (65536 Schrit te) nur ca. 600 Umdrehungen je Minute zulassen, ohne seinen Meßwert zu verlieren.

Als einziges der beschriebenen Verfahren bildet dieses Meßsys tem bei Verwendung moderner Wandler ein geschwindigkeitsabhän giges analoges Tachosignal, das durch Schaltungsmaßnahmen li nearisiert und gefiltert wird. Trotzdem bleibt ein schaltungs bedingter Oberwellenanteil, der sich vor allem bei niederigen Geschwindigkeiten stark bemerkbar macht.

Die beschriebenen kapazitiven Meßverfahren haben alle den Nachteil, daß mechanische Driften der Kondensatorplatten (z. B. Abstandsänderungen, Schwingungen, Taumelbewegungen oder Ver spannungen) zu Meßfehlern führen.

Der in der Offenlegungsschrift DE-OS 29 37 248 beschriebene Wandler arbeitet bei hohen Segmentzahlen nicht mehr zuverläsi sig, da bei Segmentabständen im Bereich des Plattenabstandes durch die Verzerrung des elektrischen Feldes die Dreiecksigna le der Kapazitätsänderung sich zu sinusähnlichen Signalen ver formen und das Verhältnis der Kapazitäten C_max-C_min zur Streukapazität so klein wird, daß eine sinnvolle Auswertung der linearen Dreieckanteile sehr schwierig oder gar unmöglich wird.

Der Lagemeßwertumwandler aus der Offenlegungsschrift DE-OS 26 01 088 ist sehr kompliziert aufgebaut und hat durch die hohe Anzahl seiner Segmente ebenfalls ein schlechtes Verhält nis von Sreukapazität zu Nutzkapazität. Zur Auswertung dieses Wandlers müssen sinus- und cosinusamplitudenmodulierte Ansteu ersignale erzeugt werden, was vom Aufwand her in etwa dem Re solverwandler entspricht. Außerdem ist eine absolute Messung nur innerhalb der Breite eines Segmentes möglich.

Absolute Messung einer Umdrehung erlaubt zwar der Drehwinkel meßumformer nach DE-OS 34 11 979, jedoch müssen die Zeitkon stanten für genaue Messungen sehr groß werden, was dazu führt, daß nur bei langsamen Drehgeschwindigkeiten genau gemessen werden kann. Schon bei mittleren Geschwindigkeiten ergeben sich Winkelfehler.

Um die bei den vorhergehenden Wandlern beschriebenen Nachteile zu beseitigen, wurde diese Meßvorrichtung konzipiert.

Ihr liegt die Aufgabe zugrunde, eine Positionsmeßvorrichtung zu schaffen, die die Auflösung der derzeitig angewendeten ab soluten Industriemeßsysteme erreicht, ohne jedoch deren hohe Kosten im Meßaufnehmer- und Elektronikteil zu erreichen.

Weiterhin soll ein geschwindigkeitsproportionales Signal er zeugt werden, das mindestens die Güte eines dynamischen Tacho generators erreicht, um den Einsatz und die damit verbundenen Probleme zweier Meßsysteme (Positions- und Geschwindigkeits messung) an einer Meßstelle zu vermeiden.

Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch einen kapazi tiven Meßaufnehmer, der durch seine Konstruktion eine mechani sche oder thermische Meßwertdrift reduziert, sowie eine elek tronische Ansteuer- und Auswerteschaltung, die mittels einer getakteten Meßsignalaufbereitung nur die linearen Bereiche einer durch den Meßaufnehmer erzeugten komplexen Multipegel spannung auswertet und daraus ein Meßsignal und eine Referenz spannung erzeugt. Diese beiden Spannungen werden dazu benutzt, mittels eines Analog/Digital- (A/D) oder Digital/Analog- (D/A) Wandlers ein digitales, der Position proportionales Ausgangs signal als auch ein analoges Tachosignal zu erzeugen.

In weiteren Ausgestaltungen der Erfindung kann der Meßaufneh merteil rotierend oder linear messend aufgebaut sein. Die An zahl der elektrisch leitenden Segmente je Statorplatte kann zwischen drei und einer größeren Anzahl variieren.

In der elektronischen Auswerteschaltung besteht die Möglich keit verschiedene zusätzliche Eigenschaften zu integrieren. So kann z. B. der digitale Ausgang binär oder BCD-codiert ausgelegt sein. Um bei sehr hohen Geschwindigkeiten noch mes sen zu können, kann eine automatische Umschaltung höhere Meß raten ermöglichen. Ein schneller Initialabgleich nach Ein schalten der Versorgungsspannung kann lange Stabilisierungs zeiten verringern.

Mittels eines Festwertspeichers und eines D/A-Wandlers kann eine Fehlerkorrektur des Meßsignales auf eine Genauigkeit von einem Auflösungsschritt realisiert werden.

Weiterhin kann durch Veränderung der Meßreferenzspannung des für die Messung zuständigen A/D- oder D/A-Wandlers im Gegen satz zu den existierenden Meßverfahren durch spezielle Aus führung der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung jede beliebige Auflösung ohne Meßwertsprünge gewählt werden.

Alle aktiven Bauelemente der elektronischen Schaltung und die meisten passiven können zu einer integrierten Schaltung zusam mengefaßt werden.

Zuletzt können durch Kombination zweier rotativer oder linea rer Meßvorrichtungen Meßsysteme geschaffen werden, die über mehrere Umdrehungen oder größere lineare Strecken hoher Auflö sung absolut messen können.

Durch den Einsatz der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung können folgende Vorteile erreicht werden:

- Meßaufnehmer und Elektronik können relativ einfach und preiswert hergestellt werden,
- durch das integrierte Tachosignal hoher Qualität können zu sätzliche Tachogeneratoren entfallen,
- Winkel- oder Wegmessungen sind mittels des gleichen Meßprin zips durch Einsatz eines abgewandelten Meßaufnehmers aber gleicher Elektronik möglich,
- es können Meßvorrichtungen mit beliebiger Anzahl von Meß schritten aufgebaut werden,
- gegenüber optischen und potentiometrischen Meßvorrichtungen ist dieses Verfahren mechanisch unempfindlich,
- der Meßaufnahmer arbeitet verschleißfrei,
- Platzbedarf und Gewicht können durch niedrige Bauhöhe redu ziert werden,
- der Energiebedarf, z. B. bei Einsatz in ortsveränderlichen Geräten, kann niedrig gehalten werden,
- sehr schnelle Positionsänderungen können ohne Meßsignalver lust und ohne größere Phasenfehler gemessen werden,
- absolute Genauigkeiten von +-1 Bit lassen sich durch elek tronische Fehlerkorrektur erreichen.

Zum Verständnis der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele zeigen die Zeichnungen

Fig. 1 eine Vorstufe des erfindungsgemäßen kapazitiven Meßauf nehmers mit nur je einer Stator- und Rotorplatte und die dazugehörigen Ansteuer- und Multipegelspannungen,

Fig. 1a die Oberfläche der Statorplatte 1 mit zwei Refe renzpotentialelektroden 11 und 13 und die Ober fläche der Rotorplatte 2 mit einer Sensorelektro de 21 und der Rotorwelle 23,

Fig. 1b die Seitenansicht der schematischen Funktionsan ordnung mit Statorplatte 1 und Rotorplatte 2,

Fig. 1c die Sensorreferenzspannungen 80 und 82 in Abhän gigkeit von der Zeit,

Fig. 1d die demultiplexten Multipegelspannungen 84 und 86 in Abhängigkeit vom Drehwinkel α der Rotorachse 23,

Fig. 2 eine weitere Vorstufe des erfindungsgemäßen kapazitiven Meßaufnehmers wie in Fig. 1 dargestellt, jedoch mit ver doppelter Anzahl der Referenzpotentialelektroden zur Er mittlung von absoluter Position und Drehrichtung und den dazugehörigen Ansteuer- und Multipegelspannungen,

Fig. 2a die demultiplexten Multipegelspannungen 84 bis 87 in Abhängigkeit vom Drehwinkel α der Rotorachse 23,

Fig. 2b die Statorplatte 1 mit den Referenzpoentialelek troden 11 bis 14,

Fig. 2c die Sensorreferenzspannungen 80 bis 83 in Abhän gigkeit von der Zeit,

Fig. 2d die komplexe Multipegelspannung 88 bis 91 in Ab hängigkeit von der Zeit,

Fig. 3 eine rotative Ausführung der erfindungsgemäßen Meßvor richtung mit n = 4 Referenzpotentialelektroden,

Fig. 3a die Seitenansicht der montierten Meßvorrichtung mit den Statorplatten 1 und 3, der Rotorplatte 2, dem Abstandshalter 4 und der Grundplatte 5,

Fig. 3b die beiden Statorplatten 1 und 3 mit den Refe renzpotentialelektroden 11 bis 14 und 31 bis 34 und den Signalkoppelelektroden 15 und 35 und der Rotorplatte 2 mit den Sensorelektroden 21 und 22 (Vorder- und Rückseite) und der Achse 23,

Fig. 4 die zur Meßvorrichtung nach Fig. 3 gehörenden Meßsignal- und Meßreferenzspannungen,

Fig. 4a die aus Fig. 2a abgeleitete Zuordnung der Meßrefe renzspannungen 93, 94 und der Meßsignalspannung 92 zu den demultiplexten Multipegelspannungen,

Fig. 4b die positive Meßreferenzspannung 93 und die Meß signalspannung 92 in bezug auf die negative Meß referenzspannung 94 in Abhängigkeit vom Drehwin kel der Rotorachse 23,

Fig. 5 das Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung mit kapazitivem Meßaufnehmer 1 bis 3, Ansteuerschaltung 6, bestehend aus Taktoszillator 61, Sensorreferenz 62, Referenzmustergenerator 63 und Sensorreferenzschalter 64 und mit der Auswerteschaltung 7, bestehend aus Ladungs verstärker 71, Signalschalternetzwerk 72, Komparator 73, Digital/Analog-Wandler 74, Auf/Ab-Zähler 75, Ausgangs register 76, Steuerlogik 77, Tachodifferentiator 78 und Fehlerkorrekturschaltung 79,

Fig. 6 eine erfindungsgemäße lineare Meßvorrichtung, bestehend aus den Statorplatten 1 und 3 mit den Referenzpotential elektroden 11 bis 14 und 31 bis 34 und den Signalkoppel elektroden 15 und 35 und aus der Rotorplatte 2 mit den Sensorelektroden 21 und 22.

Um einen Winkel oder einen Weg möglichst genau messen zu kön nen, ist es erforderlich, einen leicht auswertbaren zur Meß größe proportionalen Meßwert zu erhalten. Bei kapazitiven Meß aufnehmern kann dies durch Ändern des Abstandes, des Dielek trikums oder der überlappenden Flächen zweier sich gegenüber stehender Kondensatorflächen geschehen. Die am einfachsten auszuwertende Meßmethode ist ein Verschieben zweier überlap pender Kondensatorflächen, wobei sich die Überlappungsfläche proportional zur Position und damit auch in hoher Linearität der Kapazitätswert analog zur Position ändert.

Anhand eines rotativen Meßaufnehmers sollen nachfolgend diese Maßnahmen erklärt werden.

In Fig. 1a sind eine Statorplatte 1 und eine Rotorplatte 2 zu sehen, die sich, wie in Fig. 1b gezeigt, in kleinem Abstand achsial gegenüberstehen. Auf der Statorplatte 1 aus nichtlei tendem Material, z. B. Glasfasergewebe oder Keramik befinden sich zwei Kreissektoren 11, 13 von je 180 Grad aus dünnem, leitfähigem Material wie z. B. Kupfer oder anderen metallischen Schichten, die nachfolgend Referenzpotentialelektroden genannt werden. Die Rotorplatte kann aus dem gleichen Material beste hen und ist mit nur einem Kreissektor 21 leitfähigen Materials von 180 Grad beschichtet, der nachfolgend Sensorelektrode ge nannt wird.

Bei einer Drehung des Rotors um 360 Grad überdeckt die Sensor elektrode 21 des Rotors 2 abwechselnd die Referenzpotential elektroden 11 und 13. Wird nun in die Elektrode 11 eine Span nung 80 nach Fig. 1c eingespeist, die abwechselnd zwischen zwei Referenzpotentialen umgeschaltet wird und in Elektrode 13 eine zur Spannung 80 invertierte Spannung 82, so kann an der Sen sorelektrode 21 eine Wechselspannung abgegriffen werden, die ihre maximale Amplitude bei vollständigem Überdecken je einer der Referenzpotentialelektroden 11 oder 13 erreicht und bei Überdecken jeweils der Hälfte dieser Elektroden den Wert Null annimmt. Zwischen diesen Werten besteht ein weitestgehend li nearer Zusammenhang der Amplitude dieser Spannung zum Drehwin kel der Rotorachse 23.

Wird diese Wechselspannung zwischen den Zeitpunkten t 0 und t 2 nach Fig. 1c abgetastet und in einen Kondensator eingespei chert, so entsteht eine Gleichspannung 84 nach Fig. 1d, die ab hängig vom Drehwinkel der Rotorachse 23 ein Dreieck bildet. Analog dazu entsteht die Gleichspannung 86 bei Abtastung zwischen den Zeitpunkten t 2 und t 4.

Aus diesen Spannungskurven ist ersichtlich, daß für jeden Spannungswert von 84 oder 86 zwei mögliche Winkelwerte exis tieren. Da jeder Meßwert dieser Meßvorrichtung zweideutig und eine Feststellung der Drehrichtung nicht möglich ist, kann sie zur Lösung der gestellten Aufgabe nicht verwendet werden.

Wird jedoch ein zweiter, gleicher Plattensatz 1 und 2 nach Fig. 1 auf der gleichen Rotorachse 23 jedoch mechanisch und elektrisch um 90 Grad verschoben angebracht, so können zwei weitere Spannungen 85 und 87 gewonnen werden, die, wie in Fig. 2a zu sehen, um 90 Grad zu 84 bzw. 86 verschoben sind. Nun existiert für jeden Drehwinkel der Rotorachse eine eindeutige Kombination der Spannungen 84 und 85 bzw. 86 und 87, die in nerhalb von 360 Grad nur einmal auftritt und nun auch eine Er mittlung der Drehrichtung zuläßt.

Nachteilig bei dieser Ausführung ist jedoch der doppelte Plat tensatz, der größere Bauformen, höhere Kosten und einen me chanischen Abgleich verursacht. Um diesen Nachteil zu besei tigen sind in der erfindungsgemäßen Vorrichtung die beiden Plat tenpaare zu einem vereinigt.

Das wird dadurch erreicht, daß die 180 Grad-Sektoren 11 und 13 der Statorplatte 1 in jeweils zwei 90 Grad-Sektoren 11, 12 und 13, 14 nach Fig. 2b zerlegt werden. Wenn die Abstände zwi schen den 90 Grad-Sektoren klein sind, im Vergleich zum Plat tenabstand zwischen Stator- und Rotorplatte, erscheinen zwei elektrisch verbundene, nebeneinanderliegende Sektoren als ein 180 Grad-Sektor.

Nun können also die vorher beschriebenen zwei Plattenpaare durch Zusammenschalten von Segmenten mittels nur eines Plat tenpaares simuliert werden. Geschieht dies sehr schnell hin tereinander, so können durch Abtasten und Speichern der Span nungspotentiale 88 bis 91 nach Fig. 2d praktisch fast gleich zeitig aus der Sensorelektrode 21 die vier Spannungen 80 bis 83 gewonnen werden. Die Spannungspotentiale 88 bis 91 der komplexen Multipegelspannung der Sensorelektrode 21 entspre chen dabei den Spannungen 84 bis 87 nach Fig. 2a beim Drehwin kel a. Die dazugehörigen Sensorreferenzspannungen an den Re ferenzpotentialelektroden 11 bis 14 sind in Fig. 2c darge stellt. So liegt eine redundante komplette Information zur Er mittlung von Drehwinkel und Drehrichtung vor.

Bevor jedoch die elektronische Auswertung beschrieben wird, muß noch auf andere Probleme im Zusammenhang mit kapazitiven Meßsystemen hingewiesen und ihre Lösung beschrieben werden. Ein Nachteil ist es, daß Schwankungen des Plattenabstandes in den Meßwert der Kapazität eingehen, und zwar um so stärker, je kleiner der Plattenabstand ist. Um für einen kapazitiven Meß aufnehmer einen vernünftigen Kapazitätswert zu erhalten, ist es aber erforderlich, den Plattenabstand so gering wie möglich zu halten. Da sich aber bei der Führung der beweglichen Platte Abstandsänderungen (z. B. achsiales Spiel von Kugellagern bei rotativen Meßaufnehmern) kaum vermeiden lassen, müssen diese bei hochgenauen Meßaufnehmern auskompensiert werden.

Dazu werden in der erfindungsgemäßen Ausführung drei Maßnahmen ergriffen. Die erste ist die Bildung eines Differentialkondensators, die zweite die Verwendung einer zweiten Statorplatte und die dritte Maßnahme ist eine elektronische Kompensation.

Wird zur Positionsmessung nur eine reine Kapazitätsmessung zwischen Sektor und Rotor realisiert, so geht, wie vorher er wähnt, der Plattenabstand in den Meßwert ein. Die Auswerte elektronik kann nicht unterscheiden, ob eine Flächen- oder Ab standsänderung stattfand.

Wird jedoch, wie bei der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung, ein Differentialkondensator verwendet, so ist die kapazitiv in die Sensorelektrode 21 eingekoppelte Spannung immer proportio nal der flächenmäßigen Überlappung zwischen der Rotor- und den Statorflächen und der in diese eingespeisten Spannungen.

Ändert sich der Abstand zwischen Rotor und Stator, bleibt das Verhältnis der von den Statorelektroden eingekoppelten Span nungen zwar gleich, aber ihr Effektivwert ändert sich, da sich die nicht zu vermeidenden Streukapazitäten auswirken. Außerdem kann sich durch mechanische Schwingungen oder thermische Drif ten eine unterschiedliche Abstandsänderung zwischen der Rotor- und den beiden Statorelektroden ergeben.

Gelöst wird dieses Problem durch eine zweite Statorplatte 3, auf der spiegelverkehrt die gleichen Referenzpotentialelektro den 31 bis 34 wie auf der Statorplatte 1 aufgebracht sind. Diese Platten werden wie in Fig. 3a gezeigt so angeordnet, daß der Rotor 2 sich in gleichem Abstand zentrisch zwischen den beiden Statorplatten 1 und 3 drehen kann und daß sich die Seg mente 11 bis 14 und 31 bis 34 exakt gegenüberstehen. Der Ab stand der beiden Statorplatten 1 und 3 wird durch einen Ab standshalter 4, der aus temperaturkompensiertem Material be stehen kann, fixiert. Die Statorplatten werden mittels geeig neter Befestigungsteile 52 an einem Gehäuse oder einer Grund platte 5 befestigt, worin die Lager 51 für die zentrische Füh rung des Rotors eingebaut sind. Die Rückseite des Rotors 2 besitzt die gleiche, wie in Fig. 1a gezeigte Sensorelektrode 21. Diese Sensorelektroden 21 und 22 liegen sich exakt gegen über und sind elektrisch miteinander verbunden.

Bei einer Abstandsänderung um 10% ändert sich die Kapazitäts werte bei der Einstatorversion nach Fig. 1 um -9,1% oder +11,1%, die Zweistatorversion nach Fig. 3 erreicht nur maxima le Abweichungen von +1,01%, also etwa um den Faktor 10 niedri ger. Kann die mechanische Abweichung des achsialen Abstandes auf 1% des Plattenabstandes von Stator und Rotor reduziert werden, liegen die Fehler bei der Einstatorversion bei -0,99% und 1,01%, bei der Zweistatorversion nur noch bei +0,01%, also ¹/₁₀₀₀₀ des Meßwertes. Durch die Verwendung zweier Statorplat ten ergibt sich weiterhin eine Verdoppelung der Koppelkapazi tät zwischen Stator und Rotor, was im Hinblick auf die Streu kapazitäten eine weitere Verbesserung bedeutet. Die entschei dende Rolle für diese Verbesserung spielt aber der Abstands halter 4, der für einen exakt definierten Abstand beider Ro torplatten sorgt. Die elektronische Kompensation des restli chen Fehlers wird später an anderer Stelle erläutert.

Ein weiteres Problem des beschriebenen kapazitiven Meßaufneh mers ist es, daß das kapazitiv auf den Rotor eingekoppelte Signal an einem rotierenden Teil zur Verfügung steht. Um aber Schleifer oder andere mit Nachteilen behaftete Methoden zu vermeiden, wird beim erfindungsgemäßen Meßaufnehmer nach Fig. 3 das Multipegelsignal 88 bis 91 aus den Sensorelektroden 21 und 22 wieder auf die Statorplatten 1 und 3 ausgekoppelt. Dazu sind auf den Statorplatten und auf der Rotorplatte konzentri sche, im Achsmittelpunkt angeordnete, sich gegenüberstehende Kondensatorflächen 15, 25 und 35 aufgebracht, die diese Aufgabe übernehmen. Die sich auf der Rotorplatte 2 beidseitig befind lichen Koppelektroden 25 sind ein Teil der Sensorelektroden 21 und 22 und mit deren Teilen 24 elektrisch verbunden.

Somit steht das in die Elektrodenteile 24 eingekoppelte Multi pegelsignal 88 bis 91 auch an den Teilen 25 an. Von hier aus wird es in die Signalkoppelelektroden 15 und 35 der Stator platten 1 und 3 ausgekoppelt. Dadurch wird der Meßaufnehmer weitestgehend verschleiß- und wartungsfrei.

Die elektronische Ansteuerung für den kapazitiven Meßaufnehmer besteht, wie Fig. 5 zeigt aus den Teilen Taktoszillator 61, Sensorreferenz 62, Referenzmustergenerator 63 und Sensorrefe renzschalter 64. Die Sensorreferenz 62 stellt zwei genaue Re ferenzspannungspotentiale zur Verfügung, die über den elektro nischen Sensorreferenzschalter 64 abwechselnd an jede der vier Referenzpotentialelektrodenpaare 11/31, 12/32, 13/33 und 14/34 der Statorplatten 1 und 3 angelegt werden. Durch den Referenz mustergenerator 63, der vom Taktoszillator 61 gesteuert wird, wird in vier Taktperioden (entsprechend der Anzahl der Refe renzpotentialelektroden) ein Muster von Referenzspannungspo tentialen 80 bis 83 (Fig. 2c) erzeugt, die ein rotierendes elektrisches Feld auf den Statorplatten 1, 3 erzeugen. Als Re sultat davon wird in die Sensorelektroden 21, 22 und von da in die Signalkoppelelektroden 15 und 35 eine komplexe Multipegel spannung 88 bis 91 eingekoppelt.

Diese hochohmige Multipegelspannung muß über einen schnellen Ladungsverstärker 71 entkoppelt werden, bevor sie aufbereitet werden kann. Über ein von der Steuerlogik 77 taktsynchron ge schaltetes Signalschalternetzwerk 72 wird sie demultiplext, so daß vier Einzelspannungen 84 bis 87 entstehen. Die Spannung 84 entspricht dabei dem Spannungspegel 88 der Multipegelspan nung, analog dazu entstehen die Spannungen 85, 86 und 87 aus den Spannungspegeln 89, 90 und 91 der Multipegelspannung. Aus diesen Spannungen werden nun eine Meßsignalspannung 92, eine negative und eine positive Feldverzerrung an den Übergangs stellen zwischen Referenzpotentialelektroden unterschiedlicher Polarität Verzerrungen der, über den Drehwinkel des Rotors dreieckförmigen, Signalspannungen 84 bis 87 entstehen, die sich als Verrundungen der negativen und positiven Spitzen die ser Dreiecke äußern, empfiehlt es ich nicht, diese Bereiche für die Messung zu verwenden. In den demultiplexten Spannungen 84 bis 87 nach Fig. 2a ist aber zu erkennen, daß zu dem Zeit punkt, in dem eine Spannung einen unlinearen Bereich durch läuft, eine andere Spannung sich in ihrem linearen Bereich be findet. So kann durch Umschalten dieser Signalspannungen 84 bis 87 immer ein linearer Bereich ausgewählt werden. In Fig. 4a sind diese acht linearen Meßintervalle 92 von je 45 Grad aus den Spannungen nach Fig. 2a ausgewählt.

Wie schon bei der Beschreibung des kapazitiven Meßaufnehmers erwähnt sind geringe Schwankungen des Meßsignales durch ther mische Einflüsse, Abstandsänderungen der Rotor- zu den Stator platten sowie auch Schwankungen der Sensorreferenzspannungen nicht zu vermeiden. Da sich aber in fast allen Fällen die Spannungen 84 bis 87 proportional mitändern, ist es sinnvoll aus diesen eine Meßreferenzspannung zu bilden, um diese Fehler automatisch auszukompensieren. Fig. 4a zeigt die negative und die positive Meßreferenzspannung 94 und 93. Hier ist zu sehen, daß diese Referenzspannungen gemeinsame Punkte mit der Meßsig nalspannung 92 an deren Umschaltpunkten aufweisen. Bezieht man nun diese Spannungen auf die negative Meßreferenzspannung 94, so entsteht, wie in Fig. 4b gezeigt, eine Meßsignalspannung 92, die durch die Meßreferenzspannungen 93 und 94 begrenzt wird und über den Drehwinkel gesehen aus acht linearen Meßinterval len von je 45 Grad besteht. Die positive Meßreferenzspannung 93 bildet nun einen konstanten Wert, der alle 90 Grad durch die schon erwähnte Signalverzerrung der Dreieckspitzen einen minimalen Einbruch zeigt. Da sich aber die Meßsignalspannung 92 in diesem Bereich immer nahe Null befindet sind bei der Verwendung der Meßreferenzspannung für den nachfolgenden Wand ler 74 keine signifikanten Fehler festzustellen.

Um die Meßspannungen 92 bis 94 aus dem komplexen Multipegel signal 88 bis 91 zu gewinnen, werden sie vom erwähnten Signal schalternetzwerk 72 in vier Zeitfenstern zwischen t 0 bis t 4 abgetastet und in die Kondensatoren 721 bis 723 eingespei chert. Während zwei der vier Abtastphasen überwacht ein analo ger Komparator 73 die Beziehungen der Meßsignalspannung 92 zu den Meßreferenzspannungen 93 und 94 und gibt bei Überschreiten der Überschneidungspunkte die Informationen "Meßintervall un terschritten" oder "Meßintervall überschritten" an die Steuer logik 77 ab. Diese schaltet das Signalschalternetzwerk 72 um ein Meßintervall von 45 Grad höher oder niedriger. Die Um schaltung des Komparators 73 zur Überwachung dieser Spannungen und wie nachfolgend beschrieben, zum Vergleich der Meßsignal spannung mit der Ausgangsspannung des D/A-Wandlers wird durch die Steuerlogik von elektronischen Analogschaltern durchge führt.

Zur Umwandlung der acht linearen Meßintervalle 92 kann ein Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler) eingesetzt werden. Die Meßsignalspannung 92 und die Referenzspannungen 93 und 94 wer den in diesem Fall direkt als Eingangswerte für den Wandler verwendet. Da aber A/D-Wandler im Vergleich zu Digital/Ana log-Wandlern (D/A-Wandler) generell langsamer und teurer sind, wird in der erfindungsgemäßen Vorrichtung vorzugsweise ein multiplizierender D/A-Wandler eingesetzt.

Dies ist möglich, da sich der zum Meßwert proportionale Dreh winkel des Rotors 2 nur kontinuierlich ändern kann. Dazu wird der D/A-Wandler 74 von einem digitalen Auf/Ab-Zähler 75 ge steuert. Die Meßreferenzspannungen 93 und 94 dienen dabei als Referenzspannung für den Wandler und die von diesem erzeugte Ausgangsspannung wird vom Komparator 73 während einer Taktpha se, in der keine Meßintervallüberwachung stattfindet, mit der Meßsignalspannung 92 verglichen. Aufgrund dieses Vergleiches wird der Zähler 75 in die entsprechende Richtung nachgesteu ert, falls die Werte nicht übereinstimmen.

Der am Zähler anstehende Wert stellt die niederwertigen Bits der Rotorposition dar. Da aber bei jedem zweiten Meßintervall sich die Änderungsrichtung der Meßsignalspannung 92 umkehrt, muß aus diesem Grund der Wandler 74 invertiert betrieben wer den. Das geschieht durch Invertieren des am Wandler anliegen den Zählerwertes. Der Zählerwert selbst wird nicht invertiert und wird an das Ausgangsregister 76 weitergegeben. Die oberen Bits des Winkelmeßwertes werden von der Steuerlogik 77 aus der Auswahl der Meßintervalle gewonnen und ebenfalls an das Aus gangsregister geliefert. Der hier beschriebene kapazitive Meß aufnehmer mit vier Referenzpotentialelektrodenpaaren bedingt acht lineare Meßintervalle und eignet sich somit am besten für eine binäre Winkelmeßvorrichtung. Wird für den Zähler und den D/A-Wandler ebenfalls binäre Arbeitsweise gewählt, so steht am Ausgangsregister ein digitaler Binärwert mit n + 3 Bit zur Verfügung, wobei n die Anzahl der Wandlerbits und 3 die Anzahl, der durch die Steuerlogik gelieferten oberen Bits ist. Durch Sperren des Ausgangsregisters mittels eines Sperreingan ges kann der gemessene Winkelwert jederzeit gespeichert wer den. So kann mittels eines preiswerten 8-Bit- D/A-Wandlers schon ein 11-Bit-Binärsignal (2048 Schritte je Umdrehung) ge wonnen werden. Bei Verwendung eines 16-Bit-Wandlers kann bei ausreichender Stabilität des kapazitiven Meßaufnehmers ein bi näres Ausgangssignal von 19 Bit (ca. 524 000 Schritte je Um drehung!) gewonnen werden.

Zur Gewinnung des Tacho- bzw. Geschwindigkeitssignales können verschiedene Möglichkeiten angewendet werden. Erfindungsgemäß wird nach Anspruch 22 grundsätzlich die Meßsignalspannung 92 als Ausgangsbasis verwendet. Im einfachsten Fall wird sie di rekt in einen als Differentiator geschalteten Operationsver stärker, wie er in der Tachodifferentiatorschaltung 78 ent halten sein kann, eingepeist. Da die Meßsignalspannung 92 linear mit dem Drehwinkel ansteigt oder abfällt, ergibt sich durch Differenzierung ein zur Geschwindigkeit proportionales Spannungssignal. Da jedoch die Änderungsrichtung der Meßsig nalspannung sich innerhalb einer Umdrehung achtmal umkehrt, muß auch nach jeder Umschaltung in ein neues Meßintervall der Spannungswert der so erzeugten Tachospannung in der Polarität umgeschaltet werden, um ein kontinuierliches Ausgangssignal zu erhalten. Diese Umschaltung kann von der Steuerlogik 77 vorge nommen werden, da hier diese Signale (Umschaltung der Digital eingänge des Wandlers 74) schon vorhanden sind. Umschaltspikes und Polaritätsoffset können durch Auswahl geeigneter Bauteile und Beschaltungen so minimiert werden, daß sich insgesamt eine Tachospannung ergibt, deren Genauigkeit besser als 0,1% sein kann und deren maximaler Rippleanteil in ähnlichen Bereichen liegen kann und somit besser sein kann als die Ausgangsspan nung eines dynamischen Tachogenerators. Durch Beschaltung des Tachoausgangsverstärkers kann die Verstärkung in weiten Berei chen eingestellt werden, so daß sich je nach gewähltem Ge schwindigkeitsbereich immer eine optimale Spannungshöhe des Tachosignales ergibt.

Durch diese Kombination von Positions- und Geschwindigkeits meßgerät ergeben sich in vielen Anwendungsfällen Vorteile.

Baugröße und Gewicht der Meßvorrichtung bleiben in etwa gleich, die zusätzlichen Kosten durch die Tachoelektronik sind gering.

Wie aus Anspruch 3 der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung her vorgeht, ist es auch möglich kapazitive Meßaufnehmer aufzu bauen, die eine zum beschriebenen Meßaufnehmer abweichende An zahl von Referenzpotentialelektroden besitzen. Die Mindestan zahl liegt bei 3 Elektroden je Statorplatte, da die den Refe renzelektroden gegenüberstehenden Sensorelektroden des Rotors immer zwei dieser Elektroden in Meßrichtung überdecken können müssen. Bei dieser Ausführung entstehen sechs lineare Meßin tervalle von je 60 Grad in einer rotativen Version. Da zur Er zeugung der Sensorreferenzpotentiale in diesem Falle ein sehr komplizierter Referenzmustergenerator verwendet werden müßte, empfiehlt es sich statt dessen einen Meßaufnehmer mit 6 glei chen Referenzpotentialelektroden je Statorplatte zu benutzen. Dann stehen 12 lineare Meßintervalle zur Verfügung und der Referenzmustergenerator kann einfach gestaltet werden.

Grundsätzlich kann gesagt werden, daß die Anzahl der Referenz potentialelektroden klein gehalten werden sollte, da mit jedem Zwischenabstand die unlinearen Bereiche sich stärker auf den Meßwert auswirken, sich die effektiven Meßaufnehmerkapazitäten verringern und sich die Meßzyklen proportional zur Anzahl ver längern. Bei binärem Ausgang stellt die beschriebene Version mit 4 Referenzpotentialelektroden eine optimale Lösung dar. Die hierbei entstehenden 8 Meßintervalle entsprechen 3 Bit (2 hoch 3) und lassen sich mit dem binären Ausgangswert des Wandlers 74 zu einem über den Bereich von 360 Grad absoluten binären Ausgangswert zusammenfügen.

Eine fast so große Bedeutung wie der binäre Code hat bei abso luten Positionsmeßvorrichtungen der BCD-Code. Da hier die Ba sis die dezimale Zahl 10 ist, sollte der Meßaufnehmer 10 line are Meßintervalle aufweisen. Dies wird durch 5 Referenzpoten tialelektroden auf den Statorplatten erreicht. Die dadurch entstehenden 10 Meßintervalle ergeben die höchstwertige Dekade des Meßwertes und können an die unteren, durch den Wandler 74 gelieferten BCD-Dekaden angehängt werden.

Nach Anspruch 6 läßt sich die erfindungsgemäße Positionsmeß vorrichtung auch als Linearmeßvorrichtung aufbauen. Dazu wer den die Referenzpotentialelektroden 11 bis 14 und 31 bis 34 in linearer Anordnung wie in Fig. 6 gezeigt auf den Stator platten 1 und 3 aufgebracht. Um bei mechanischen Driften Feh ler auszukompensieren sind die Referenzpotentialelektroden zweigeteilt und jeweils oberhalb und unterhalb der Signalkop pelelektroden 15, 35 angeordnet, elektrisch sind die Teile aber miteinander verbunden. Zwischen den Statorplatten 1, 3 bewegt sich die Sensorplatte 2 in Richtung der nebeneinander angeord neten Referenzpotentialelektroden. Die Breite der Sensorelek troden 21 bzw. 22 auf Vorder- und Rückseite der Sensorplatte 2 entspricht genau der Breite von zwei Referenzpotentialelektro den. Aber anders als beim rotativen Meßsystem kann nur die Hälfte der Referenzpotentialelektroden überfahren werden, da sonst die Sensorplatte den Bereich der Statorplatten verläßt. Die Anzahl der linearen Meßintervalle wird in diesem Fall um zwei verringert.

Wenn es erforderlich ist, die volle Anzahl von Meßintervallen zu erhalten, können in linearer Fortsetzung auf den Stator platten 1, 3 die ersten beiden Referenzpotentialelektroden 11, 31 und 12, 32 nochmals am Ende der Statorplatten nach den Elek troden 14, 34 angeordnet werden. Sie sind elektrisch jeweils mit den Elektroden gleicher Bezeichnung verbunden. Die Länge der Signalkoppelelektroden 15, 35 muß dann ebenfalls um diese Strecke verlängert werden.

Bei Verwendung schneller elektronischer Bauelemente kann eine zulässige Drehzahl bzw. Lineargeschwindigkeit erreicht werden, die weit über der Meßgeschwindigkeit vergleichbarer Absolut meßvorrichtungen liegt. In machen Anwendungsfällen, besonders bei hochauflösenden Rotationsmeßgeräten, werden z. B. Positio niervorgänge zuerst mit hohen Geschwindigkeiten eingeleitet, um dann sehr genau zu positionieren. Bei diesen hohen Dreh zahlen darf der Meßwert nicht verloren gehen.

Um dies zu erreichen, kann durch die Steuerlogik 77 die Takt frequenz des Taktoszillators 61 im Ansteuerteil 6 stufenweise erhöht werden, wenn z. B. der Komparator 73 zweimal hinterein ander eine Abweichung zwischen Meßsignalspannung und Wandler spannung in der gleichen Richtung feststellt. Dadurch verrin gert sich zwar je nach Taktfrequenz die Genauigkeit etwas, je doch bleibt der Meßwert erhalten.

Bei noch höheren Geschwindigkeiten kann stufenweise der Zähl schritt des Auf/Ab-Zählers 75 vergrößert werden, so daß je Meßzyklus T 2, 4, 8 oder mehrere Schritte gezählt werden. Durch diese Maßnahme reduziert sich die Auflösung ohne die Grundge nauigkeit zu beeinträchtigen. Die Reduzierung der Auflösung kann, wenn nötig, auch extern gesteuert werden.

Da bei Einschalten der Versorgungsspannung der Zähler 75 einen beliebigen Wert zeigen kann, ist meistens eine größere Diffe renz zur Position festzustellen. Im Nachlaufbetrieb wird der Zähler dann solange nachgetaktet, bis der Meßwert erreicht ist. Falls, auch mit den vorher beschriebenen Methoden der Ge schwindigkeitserhöhung, die Zeit bis zum Erreichen des aktu ellen Wertes zu lange ist, kann in einer speziellen Version der Erfindung die Umschaltung der Meßintervalle direkt durch die Steuerlogik 77 erfolgen. So kann innerhalb weniger Meßpe rioden das richtige Meßintervall erreicht werden. Um dann schnell den D/A-Wandler auf den Wert der Meßsignalspannung 92 zu bringen, läßt sich das Successive Approximation-Verfahren verwenden.

Ein weiteres Merkmal der erfindungsgemäßen Meßvorrichtung ist der multiplexte Komparator 73. Da in der Auswerteschaltung 7 mindestens 3 verschiedene Komparatorwerte erforderlich sind, die sehr präzise ermittelt werden müssen, müßten 3 Präzisions komparatoren verwendet werden. Um dies zu vermeiden wird hier ein genauer, schneller Komparator verwendet, der zum Vergleich von Meßsignalspannung mit positiver Meßreferenzspannung, nega tiver Meßreferenzspannung und Ausgangssignal des D/A-Wandlers über elektronische Analogschalter umgeschaltet wird. Auch für eine Integration in ein monolithisches Siliziumchip ist dies von großer Bedeutung, da alle analogen Präzisionselemente sehr viel Siliziumfläche beanspruchen und dadurch teuer werden.

Um den Offsetabgleich des Komparators entbehrlich zu machen, ohne einen teueren abgeglichenen Baustein zu verwenden, wird in einer Taktphase, in der keine Vergleichsoperationen durch geführt werden, der Komparator durch eine Rückkopplungsschal tung auf Null abgeglichen.

Da auch in der restlichen Schaltung keine Abgleichelemente be nötigt werden, ist die erfindungsgemäße Positionsmeßvorrich tung im elektronischen und weitestgehend auch im mechanischen Teil abgleichfrei. Wie schon erwähnt, werden Driften des kapa zitiven Meßaufnehmers durch die elektronische Auswertung kom pensiert. Aber auch Driften der Elektronik selbst (z. B. Schwankungen der Sensorreferenzspannungen oder Offsetspannun gen von Ladungsverstärker und Komparator) werden kompensiert.

Natürlich können Unlinearitäten des kapazitiven Meßaufnehmers dadurch nicht beseitigt werden. Besonders bei hochauflösenden Ausführungen machen sich solche Abweichungen vom exakten Wert in den letzten Stellen bemerkbar. Eine elektronische Fehler korrekturschaltung 79 kann diesen Restfehler beseitigen.

Zu diesem Zweck wird während eines Vergleichstests mit einem genauen Referenzgerät eine Fehlerkurve aufgenommen und daraus ein digitaler Korrekturwert gebildet. Dieser digitale Wert, der dann in einen Festwertspeicher (z. B. EPROM) der Korrektur schaltung eingespeichert wird, steuert einen D/A-Wandler, dessen analoges Ausgangssignal zur Meßsignalspannung addiert wird. Dadurch entsteht eine Meßspannung, die alle Lineari tätsfehler der Meßvorrichtung berücksichtigt. Da dieses Meß signal sehr linear ist, kann es auch zur Erzeugung einer hoch genauen Tachospannung durch den Tachodifferenziator 78, wie vorher schon beschrieben, verwendet werden.

Eine weitere bedeutende Verbesserung stellt die Möglichkeit dar, in einer besonderen Ausführung der Erfindung, die Auf lösung des digitalen Ausgangswertes fast beliebig zu wählen. Als einzige Einschränkung gilt, daß die Anzahl der Meßschritte durch die Anzahl der Meßintervalle teilbar sein muß.

Realisiert wird diese Möglichkeit durch ein Manipulieren der Referenzspannung des D/A-Wandlers 74. Statt wie bei der vor herigen Ausführung die Meßreferenzspannungen 93 und 94 als Re ferenzspannungen für den Wandler zu verwenden, erzeugt sich der Wandler seine Referenzspannung selbst. Dazu wird an die digitalen Eingänge des Wandlers ein Wert gelegt, der der Auf lösung geteilt durch die Anzahl der Meßintervalle entspricht. Der so gewonnene Ausgangswert des Wandlers wird über einen zusätzlichen Komparator auf den gleichen Wert der Meßreferenz spannung gebracht, indem die Referenzspannung des Wandlers 74 durch den Komparatorausgang hochgezogen wird. Nun kann das lineare Meßintervall nur noch mit dieser Auflösung abgetastet werden, da die Referenzspannung des Wandlers höher ist als der maximale Analogwert der Meßsignalspannung 92. Da der D/A- Wandler aber auch für die Ermittlung des digitalen Ausgangs wertes benötigt wird, wird er synchron zur Taktfrequenz für beide Aufgaben durch Analogschalter umgeschaltet. So wird auch gleichzeitig verhindert, daß durch Verwendung eines zwei ten D/A-Wandlers für diesen Zweck Probleme durch Wandlerun linearitäten entstehen. Die Referenzspannung des Wandlers muß während der Periode des Meßsignalvergleiches in einem Kon densator oder einer Sample- und Hold-Schaltung zwischenge speichert werden.

Alle vorstehend geschilderten Ausführungsformen der elektroni schen Ansteuerungs- und Auswerteschaltung können nach Anspruch 21 als integrierte Schaltung aufgebaut werden. Je nach ange wendeter Halbleitertechnik lassen sich fast alle Schaltungs teile integrieren. Bei geschickter Gestaltung des Signalschal ternetzwerkes 72 lassen sich die Kondensatoren 721 bis 723 so im Wert reduzieren, daß auch sie integriert werden können. Die restlichen Teile der Schaltung sind so ausgelegt, daß teu re siliziumflächenintensive Bauteile wie Operationsverstärker, Komparatoren und D/A-Wandler vermieden oder durch Multiplex betrieb stark reduziert werden. Damit erfüllt die Schaltung die Voraussetzung für eine preisgünstige Produktion bei größe ren Stückzahlen.

Zuletzt sollen hier noch drei verschiedene Ausbaumöglichkeiten beschrieben werden, die die Auflösung der erfindungsgemäßen Positionsmeßvorrichtung erheblich vergrößern. Dabei handelt es sich um ein rotatives und zwei linear messende Systeme.

Die rotative Version entsteht durch Verwendung von zwei rota tiven kapazitiven Meßaufnehmern, die so angeordnet sind, daß die erste Sensorplatte 2 direkt mit dem Meßobjekt verbunden ist, während die zweite Sensorplatte 2 über ein Getriebe daran angekoppelt ist. Während sich die zweite Sensorplatte einmal dreht, hat die erste Sensorplatte n Umdrehungen absolviert. Als zweite Möglichkeit kann die Getriebeübersetzung auch so gewählt sein, daß erst bei n Umdrehungen die gleiche Ausgangs position beider Meßaufnehmer erreicht wird.

Angesteuert werden können die Meßaufnehmer über nur eine An steuerschaltung 6 für die Auswertung sind aber zwei Schaltun gen 7 nötig. Je nach Getriebeübersetzung werden dann die bei den Ausgangswerte mittels einer Logikschaltung miteinander verknüpft und die bei der Verknüpfung auftretenden Fehler korrigiert. Im einfachsten Fall ist dies eine Aneinanderrei hung beider Werte mit Korrektur des Wertes des Meßaufnehmers, der über das Getriebe angekoppelt ist.

Diese Ausführung ist für Anwendungen vorgesehen, bei denen über mehrere Umdrehungen eine sehr hohe Auflösung gefordert ist.

Eine der linearen Versionen benutzt ein Statorplattenpaar 1,3, mit einer vielfachen Anordnung von Referenzpotentialelektro densätzen 11-14 und 31-34. Gleiche Elektroden dieser Elektro densätze sind elektrisch miteinander verbunden und werden aus einer Ansteuerschaltung 6 gespeist. Auf den Statorplatten be finden sich rechts und links der Bewegungsrichtung die Signal koppelektroden 15, 35. Hier sind diese Elektroden jedoch nicht miteinander verbunden, sondern jede ist an eine Auswer tungsschaltung angeschlossen. Zwischen den Statorplatten bewe gen sich zwei Sensorplatten 2 nach Fig. 6, wovon die eine di rekt mit dem Meßobjekt verbunden ist und deren Sensorelektro den nur die eine Hälfte der Signalkoppelektroden überdecken, während die andere, deren Sensorelektroden die andere Hälfte der Signalkoppelelektroden überdecken, über eine Getriebevor richtung dermaßen an das Meßobjekt gekoppelt ist, daß sich bei einer Überstreichung der gesamten Meßstrecke eine Wegdifferenz der beiden Sensorplatten von + oder - einem Referenzpotential elektrodensatz ergibt. Die elektronische Auswertung erfolgt in gleicherWeise wie bei der vorher beschriebenen rotativen Ver sion.

Die andere lineare Version benutzt ein Statorelektrodenpaar 1, 3 auf dem n gleiche Referenzpotentialelektroden ähnlich der Fig. 6 angeordnet sind, die einzeln an eine Ansteuerschaltung angeschlossen sind. Dazwischen bewegt sich eine Sensorplatte 2 nach Fig. 6 mit Sensorelektroden, die je 2 Referenzpotential elektroden überdecken können. Die Signalkoppelelektroden 15, 35 sind an eine Auswerteschaltung 7 angeschlossen. Abhängig von deren Auswertezustand wird eine Ansteuerschaltung 6 gesteuert, die nur die Referenzpotentialelektroden aktiviert, die sich in unmittelbarer Nähe zur Sensorplatte 2 befinden. Dadurch läßt sich die Grobposition bestimmen. Die Information dafür wird von der Auswerteschaltung geliefert. In einer Verknüpfungslo gik wird der Ausgangswert der Auswerteschaltung mit dem aus der Ansteuerschaltung gewonnenen Grobwert zusammengesetzt. Gegenüber der zuvor beschriebenen Linearversion ist hier als Vorteil zu verzeichnen, daß nur eine Auswerteelektronik und kein Getriebe benötigt wird und somit die Kosten niedrig ge halten werden können. Als Nachteil steht eine kompliziertere Ansteuereinheit und die Zahl von n Leitungen zum Ansteuern der Referenzpotentialelektroden entgegen.

Claims

1. Positionsmeßvorrichtung für hochauflösende, absolute Win kel- und Wegmessung, bestehend aus kapazitivem Meßaufnehmer und daran angeschlossener elektronischer Ansteuer- und Auswer teschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Meßaufnehmer (1-5) aus zwei, in festem Abstand fixierten Statorplatten (1, 3) und einer, zwischen diesen, mit geringem Abstand rotativ oder linear bewegbaren Sensorplatte (2), jeweils aus elektrisch nicht leitendem Material, mit, auf deren einander gegenüberliegenden Oberflächen befindlichen elektrisch leitenden Strukturen (11-15, 31-35), besteht und an eine elektronische Ansteuer- (6) und Auswerteschaltung (7) an geschlossen ist, die einen Teil der leitenden Strukturen (11- 14, 31-34) der Statorplatten (1, 3) an alternierende Referenz spannungspotentiale (80-83) definierter Höhe und Einschalt dauer anlegt und aus auf den Statorplatten (1, 3) angebrachten Signalkoppelelektroden (15, 35) durch kapazitive Kopplung eine komplexe positionsabhängige Multipegelspannung (84-91) ent nimmt, woraus durch zeitmultiplexte Abtastung eine Meßsignal spannung (92) und eine Meßreferenzspannung (93) gewonnen wer den, die mittels nur eines linearen Digital/Analog- oder Ana log/Digital-Wandlers (74), eines Komparators (73) und einer Steuerlogik (77) in ein, der Position entsprechendes absolutes Digitalsignal umgewandelt werden und aus denen ein geschwin digkeitsproportionales Signal gewonnen werden kann.

2. Kapazitiver Meßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3) durch einen Abstandshalter (4) auf einem definierten Abstand gehalten werden.

3. Kapazitiver Meßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrisch leitenden Strukturen (11-14, 31-34) der Statorplatten (1, 3) aus n < 2 gleichgroßen planaren Flächen bestehen und so angeordnet sind, daß die sich auf den gegenüberliegenden Statorplatten (1, 3) exakt spiegelbildlich gegenüberstehenden Flächen (11/31, 12/32, 13/33, 14/34) elektrisch miteinander verbunden sind und daß die sich dazwischen bewegende Sensorplatte (2) auf beiden Seiten ebenfalls exakt spiegelbildliche, elektrisch miteinander ver bundene, leitende Strukturen (24) aufweist und so angeordnet ist, daß diese in Meßrichtung die Breite je zweier elektrisch leitender Statorelektroden (11-14, 31-34) genau überdecken kön nen.

4. Kapazitiver Meßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich auf den Statorplatten (1, 3) elektrisch leitende planare Flächen (15, 35Fig. ) befinden, die sich spiegelbildlich gegenüberstehen und elektrisch mit einander verbunden sind und daß auf beiden Seiten der Sensor platte (2) gleiche, elektrisch miteinander und mit den, die Statorelektroden (11-14, 31-34) überdeckenden Flächen (24) ver bundene, leitende Flächen (25) den Flächen (15, 35) der Stator platten (1, 3) derart gegenüberstehen, daß bei einer Verschie bung der Sensorplatte (2) in Meßrichtung diese sich überlap penden Flächen (15, 35, 25) konstant bleiben.

5. Kapazitiver Rotationsmeßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3) kreisförmig gestaltet sind und daß die, durch eine im Kreis mittelpunkt sitzende Achse mit dem Meßobjekt verbundene Sen sorplatte (2) sich rotationssymmetrisch zwischen den beiden Statorplatten (1, 3) drehen kann.

6. Kapazitiver Linearmeßaufnehmer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Statorplatten (1, 3) rechteckig gestaltet sind und daß die mit dem Meßobjekt ver bundene Sensorplatte (2) sich rechtwinklig zu den in Reihe auf den Statorplatten (1, 3) befindlichen leitenden Flächen (11-14, 31-34) bewegen kann.

7. Elektronische Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 1, da durch gekennzeichnet, daß elektronische Analog schalter (64) an jede der miteinander verbundenen Statorelek troden (11/31, 12/32, 13/33, 14/34) abwechselnd zwei analoge Re ferenzspannungen (62) zeitlich gestaffelt in solcher Form an legen, daß in die Sensorelektroden (21, 22) eine resultierende Multipegelspannung (88-91) eingekoppelt wird, die analog zur Anzahl n der Statorelektroden (11-34, 31-34) n Zeitabschnitte verschiedener Spannungspegel (88-91) innerhalb einer Meßperio de T aufweist, wobei diese Spannungspegel in Abhängigkeit von der Position der Sensorplatte (2) dreieckförmige um den Pha senwinkel 360 Grad/n verschobene Funktionen darstellen.

8. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die, aus dem kapazitiven Meßaufnehmer (1-5) ausgekoppelte Multipegelspannung (88-91) zeitlich abgetastet wird und in Abhängigkeit der Polarität der einzelnen Spannungen (84-91) zueinander, einer von n Span nungspegeln (92) innerhalb eines bestimmten, durch die Über schneidungspunkte je zweier Spannungspegel (92/93, 92/94) defi nierten, begrenzten Spannungbereiches (92) an einen Kondensa tor (722) mittels Analogschaltern (72) durchgeschaltet wird, um diesen Pegelwert zu speichern, wodurch eine vom Positions wert abhängige Meßsignalspannung mit linearen Dreieckbereichen (92) entsteht, deren Anzahl der doppelten Anzahl der Stator elektrodenpaare (11/31, 12/32, 13/33, 14/34) entspricht.

9. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß nach dem in Anspruch 8 genannten Verfahren, der jeweils im Vergleich zum dort aus gewählten Meßsignalspannungspegel (92) am nächsten liegende positive (93) und negative (94) Spannungspegel der Multipegel spannung (84-94) in jeweils einen Kondensator (721, 723) gela den wird, wobei der negative Wert (94) die negative Meßrefe renzspannung und der positive Wert (93) die positive Meßrefe renzspannung für die Auswertung durch den Digital/Analog- oder Analog/Digital-Wandler (74) darstellen.

10. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umwandlung der nach Anspruch 8 gewonnenen Meßsignalspannung (92) in einen di gitalen, der Position proportionalen Digitalwert, nur ein linearer Digital/Analog- oder Analog/Digital-Wandler (74) be nötigt wird.

11. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, 8 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Digital/Analog-Wandlers (74) von einem Auf/Ab-Zähler (75) gesteuert und mittels eines analogen Komparators (73) mit der Meßsignalspannung (92) verglichen und bei Ungleichheit durch Takten des Auf/Ab-Zählers in die vom Komparator (73) vorgege bene Richtung nachgesteuert wird.

12. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das, für die Erzeugung von Meßsignal- (92) und Meßreferenzspannung (93) zuständige Sig nalschalternetzwerk (72) von einer digitalen Steuerlogik (77) gesteuert wird, die bei Über- oder Unterschreitung des Meßsig nalbereiches (92) über den positiven (93) oder unter den nega tiven (94) Meßreferenzspannungspegel ein Fehlersignal erzeugt, das abhängig von der Richtung der Bereichsabweichung den Auf/ Ab-Zähler (75) nachfährt.

13. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale, der Position entsprechende Ausgangssignal durch Verwendung eines binären Wandlers (74) eine binäre Zahl darstellt.

14. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale, der Position entsprechende Ausgangssignal durch Verwendung eines BCD- ge wichteten Wandlers (74) eine BCD-Zahl darstellt.

15. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für den Vergleich von Meß signalspannung (92) mit positiver und negativer Meßreferenz spannung (93, 94) und der Ausgangsspannung des Wandlers (74) durch zeitliches Multiplexen dieser Spannungspegel mittels Analogschaltern nur ein analoger Komparator (73) benötigt wird und daß dessen Offsetspannung während einer anderen Taktpe riode auf Null abgeglichen wird.

16. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei sehr hohen Geschwindig keiten der Sensorplatte (2) automatisch durch die Steuerlogik (77) oder von außen gesteuert, stufenweise die Ansteuerfre quenz der Sensorreferenzspannungen (80-83) erhöht und bei noch höheren Geschwindigkeiten die Zählschritte des Auf/Ab-Zäh lers (75) vergrößert werden.

17. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß nach Einschalten der Be triebsspannung oder nach Umschalten auf einen anderen kapazi tiven Meßaufnehmer innerhalb weniger Meßzyklen T ein Ein schwingen auf den aktuellen Meßwert dadurch erreicht wird, daß durch die Steuerlogik (77) die n linearen Bereiche der Meßsig nalspannung (92), und damit die höherwertigen Digitalbits, so fort umgeschaltet werden, bis der richtige Bereich erreicht ist, ohne daß der Auf/Ab-Zähler den Differenzbereich durch zählen muß und daß dann mittels eines Successive Approximation Registers der Analogwert des Digital/Analog-Wandlers auf den Wert der Meßsignalspannung eingestellt wird und damit der di gitale Ausgangswert korrekt ist.

18. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Ausgangswert der Positionsmeßvorrichtung oder der höherwertigen Teile davon, an die Adresseneingänge des Festwertspeichers einer Fehlerkor rekturschaltung (79) angelegt wird und dessen Datenausgänge einen Digital/Analog-Wandler steuern, dessen analoges Aus gangssignal zur Meßsignalspannung addiert wird, um Unlineari täten des kapazitiven Meßaufnehmers zu beseitigen.

19. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der für die Meßwertermitt lung zuständige Digital/Analog-Wandler (74) im Zeitmultiplex betrieb so arbeitet, daß während einer Taktphase ein konstan ter, der gewünschten Auflösung, geteilt durch die doppelte An zahl der Statorelektroden (11-14, 31-34), entsprechender Digi talwert an dessen digitale Eingänge angelegt wird und sein analoger Ausgangswert mittels eines Komparators auf den Wert, der aus dem kapazitiven Meßaufnehmer gewonnenen Meßreferenz spannung (93) durch entsprechendes Hochziehen der Referenz spannung des Digital/Analog-Wandlers (74) gebracht wird und während einer zweiten Taktperiode diese Referenzspannung des Digital/Analog-Wandlers (74) in einem Speicherkondensator oder eine Sample und Hold-Schaltung zwischengespeichert wird, wodurch der in der zweiten Taktperiode für die Messung zur Verfügung stehende Bereich des Wandlers (74) auf die ge wünschte Auflösung begrenzt wird und somit jede durch die dop pelte Anzahl der Statorelektrodenpaare des Meßaufnehmers teil bare Auflösung erreicht wird.

20. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mechanische Driften des ka pazitiven Meßaufnehmers (1-5) und Bauteiledriften der elektro nischen Ansteuerung (6) und Auswertung (7) weitestgehend auto matisch kompensiert werden.

21. Elektronische Ansteuer- und Auswerteschaltung nach An spruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schal tung (6, 7) vorwiegend aus Bauteilen besteht, die für die Inte gration in einem monolithischen Schaltkreis kleiner Chipabmes sungen geeignet sind und somit die Realisierung einer kosten günstigen integrierten Schaltung ermöglichen.

22. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus den linearen Meßsignal spannungsbereichen (92) mittels einer Differenzierschaltung (78), die synchron zu den Überschneidungspunkten der negati ven (94) und positiven Meßreferenzspannung mit der Meßsignal spannung (92) in der Polarität umgeschaltet wird, eine zur Ge schwindigkeit der Sensorplatte (2) proportionale Tachospannung erzeugt wird.

23. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Welligkeit der Tachospannung nach Anspruch 22 der eines hochpoligen dynami schen Tachogenerators entspricht oder kleiner ist und dafür einen vollwertigen Ersatz darstellt.

24. Elektronische Auswerteschaltung nach Anspruch 1 und 22, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Tachospannung zur Geschwindigkeit der Sensorplatte (2), in weiten Bereichen, durch äußere Beschaltungsmaßnahmen der Differenzierschaltung (78) wählbar ist.

25. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Kombination einer kapazitiven absoluten Positionsmeßvorrichtung mit einer Ge schwindigkeitsmeßvorrichtung ein Ersatz von Meßsystemen ge trennter Funktion möglich ist.

26. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Kombination zweier rotativer, kapazitiver Meßaufnehmer, die durch Getriebe ver schiedener Übersetzung mit dem Meßobjekt verbunden sind, so wie einer Ansteuer- (6), zweier Auswerteschaltungen (7) und einer digitalen Verknüpfungslogik eine Positionsmeßvorrichtung entsteht, die innerhalb mehrerer Umdrehungen einen absoluten digitalen Positionswert erzeugt.

27. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß in linearer Fortsetzung ohne Zwischenräume weitere Statorplattenpaare (1, 3) der Anzahl m in Meßrichtung aneinandergereiht werden, bei denen Statorelektro den (11-14, 31-34) gleicher Bezeichnung jeweils elektrisch mit einander verbunden sind und aus nur einer Ansteuerschaltung (6) gespeist werden und daß sich zwischen diesen Statorplatten (1, 3) zwei Sensorplatten (2) in Meßrichtung bewegen können, wovon die eine direkt und die andere über ein Getriebe derart mit dem Meßobjekt verbunden ist, daß bei Überfahren der gesam ten Meßstrecke die eine Sensorplatte (2) m Statorplattenpaare (1, 3) überstreicht, während die andere Sensorplatte (2) m - 1 oder m + 1 Statorplattenpaare (1, 3) überstreicht und daß die Meßsignalspannungen dieser beiden Sensorplatten (2) von zwei elektronischen Auswerteschaltungen (7) digitalisiert und in einer Verknüpfungslogik zu einem digitalen Wert umgesetzt wer den, der innerhalb dieser Meßstrecke absolut ist.

28. Positionsmeßvorrichtung nach Anspruch 1 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Statorplattenpaare (1, 3) der Anzahl m in Meßrichtung aneinandergereiht werden, wobei die sich wiederholenden Statorelektroden (11-14, 31-34) gleicher Bezeichnung nicht miteinander verbunden sind, sondern über elektronische Schalter, einzeln an die entsprechenden Sensorreferenzspannung (80-83) angelegt werden können, wo durch bei Verwendung nur einer Sensorplatte (2) durch eine zu sätzliche Verknüpfungselektronik, ein absoluter digitaler Wert gemessen wird, der über die ganze Meßstrecke mit m Statorplat ten (1, 3) absolut ist.