DE2950293C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Rohrdickenbestimmung und auf eine Anordnung zu seiner Durchführung, insbesondere auf die elektromagnetische Rohrdickenbestimmung unter Ausnutzung von Wirbelströmen bei der Untersuchung von Bohrlochauskleidungen.

Sonden für die elektromagnetische Bestimmung von Bohrlochauskleidungen sind bekannt. Diese Sonden beruhen üblicherweise auf dem Prinzip der Wirbelströme oder des Leckflusses.

Wirbelstromdickenmeßsonden, hier im folgenden mit "ETT" ("eddy current electromagnetic thickness tool") abgekürzt, verwenden für die Messung von Auskleidungsdicken eine Sendespule im Abstand von einer Empfangsspule für eine Messung innerhalb der Auskleidung in den Fällen, wo es möglich ist, Zugang zur Außenseite der Auskleidung zu erhalten, beispielsweise bei der Auskleidung eines Öl- oder Gasbohrloches. Die Sendespule wird mit einer bestimmten Frequenz erregt und befindet sich in einem derartigen Abstand von der Empfängerspule, daß der erzeugte Fluß von der Empfängerspule erfaßt wird, nachdem er zweimal die Bohrlochauskleidung passiert hat.

Beim Durchtritt des Magnetflusses durch die Bohrlochauskleidung werden in dieser ringförmige Wirbelströme erzeugt. Die ringförmigen Wirbelströme bewirken, daß die Phase des ausgesandten Flusses um 1 Radian verändert wird immer dann, wenn der Fluß eine sogenannte Skintiefe durchläuft. Durch Messung der Größe der Phasenänderung zwischen dem ausgesandten und dem empfangenen Signal kann näherungsweise die Dicke der Auskleidungsschicht bestimmt werden als eine Funktion der Leitfähigkeit und Permeabilität der Auskleidung und der Frequenz des Signals, mit dem die Sendespule angesteuert wird. Typischerweise jedoch werden Aufzeichnungen in Funktion der Bohrlochtiefe vorgenommen (sogenannte "Logs") bezüglich der Phasenänderungsmeßwerte und verglichen mit einem Basis- oder Bezugslog, das vorher für die Auskleidung bestimmt wurde. Ein Vergleich des Basislogs mit den während der Messungen an zu untersuchenden Auskleidungen gewonnenen Logs erlaubt eine generelle Bestimmung der Auskleidungsdickenänderung.

Wie oben angedeutet, ist eine der primären Anwendungen für ETT-Sonden die Bestimmung der Wanddicke von Rohrauskleidungen. Mit zunehmendem Wert des Erdöls sind genauere und präzisere Bestimmungen der Wanddicken von Ölbohrlochauskleidungen erforderlich. Beispielsweise ist es sehr wichtig, in der Lage zu sein, Durchbrechungen oder andere Unvollkommenheiten festzustellen, durch welche die Wanddicke auf einen so gefährlich dünnen Wert herabgesetzt wird, daß entweder kontaminierende Substanzen in die Auskleidung hinein oder Öl aus der Auskleidung heraus gelangen könnten. Insbesondere der letztere Aspekt ist wichtig, sowohl vom ökologischen als auch ökonomischen Standpunkt, damit nicht die umgebenden Erdformationen verunreinigt werden. Beispielsweise könnte ein Ölleckstrom in Frischwasserreservoirs, insbesondere in Wüstengegenden, katastrophale Folgen haben.

Es ist bekannt, daß die von bisher üblichen ETT-Sonden vorgenommenen Messungen empfindlich gegenüber magnetischen Anomalien in dem zu untersuchenden Auskleidungsteil sind. Bisher übliche ETT-Sonden sprechen außerdem auf Leitfähigkeitsanomalien der Auskleidung an, doch sind Fluktuationen der Permeabilität von viel größerem Einfluß auf die Wanddickenmessung als Fluktuationen der Leitfähigkeit. Permeabilitätsänderungen treten nämlich mit viel größerer Wahrscheinlichkeit und in einem viel größeren Wertebereich auf als Änderungen der Leitfähigkeit. Wenn demgemäß eine ETT-Sonde eine vernünftig genaue Bestimmung der Dicke ermöglichen soll, muß sie mindestens den jeweiligen Permeabilitätswert der zu untersuchenden Auskleidung in Rechnung stellen.

Bisherige Vorschläge für die Berücksichtigung der Permeabilität bei der Bestimmung von Auskleidungsdicken scheinen entweder ökonomisch unattraktiv oder technisch unbefriedigend. Beispielsweise wurden ETT-Sonden vorgeschlagen für die Messung von Auskleidungsdicken in der Benutzung von Spulen, die Fluß mit drei unterschiedlichen Frequenzen erzeugen. Es wurde dabei vorgeschlagen, daß die gewonnenen Daten verglichen oder in anderer Weise weiterverarbeitet werden, um eine genauere Bestimmung der Auskleidungsdicke zu erzielen. Die Verwendung von Digitalrechnern mit vorgegebenen Formeln und iterativen Berechnungsmethoden für die Analyse der mit drei unterschiedlichen Frequenzen gewonnenen Daten wurde vorgeschlagen.

Ein weiterer bekanntgewordener Vorschlag bezieht sich auf die Erfassung eines Permeabilitätssignals gleichzeitig mit einem Dickensignal, um die Permeabilitätseinflüsse auf das Dickensignal zu berücksichtigen. Dies führte jedoch nicht zu einer kommerziell befriedigenden Lösung hinsichtlich der Notwendigkeit für ein genaueres ETT-Meßgerät zur Bestimmung der Dicke ferromagnetischer Auskleidungen.

Ein wichtiger Nachteil der bekannten ETT-Sonden liegt in der Tatsache, daß die Phasenverschiebungsmessungen zwar proportional der Auskleidungsdicke sind, jedoch aus abhängig von der Auskleidungspermeabilität. Wie oben angegeben, muß ein Basislog für eine bestimmte Auskleidung gewonnen werden und ein ETT-Log für eine zu untersuchende Auskleidung muß mit dem Basislog verglichen werden, um eine Angabe bezüglich einer Änderung der Auskleidungsdicke zu erzielen. Diese Vorgehensweise ist nicht nur umständlich, sondern liefert auch nur Werte, die allenfalls näherungsweise repräsentativ für die Wanddicke sind.

Dem Gegenstand der Erfindung am nächsten kommt die US-PS 29 92 390. Sie offenbart ein Verfahren zur elektromagnetischen Bestimmung der Dicke einer ferromagnetischen rohrförmigen Auskleidung, bei dem längs der Auskleidungsachse im Abstand voneinander angeordnete Sende- und Empfangsspulen vorgesehen sind für die Gewinnung eines zunächst unkorrigierten Dickensignals. Zusätzlich wird mit Hilfe von Sende- und Empfangsspulen ein Permeabilitätssignal gewonnen, das für die Korrektur des Dickensignals herangezogen wird, wobei die Korrektur entweder visuell durch Vergleich der dargestellten Signale oder im Wege der Subtraktion erfolgen soll.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Anordnung zu seiner Durchführung anzugeben, mit dem bzw. der die Auskleidungsdicke genauer als mit den bisher bekannten Verfahren bestimmbar ist.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus den Patentansprüchen 1 bzw. 2.

Obwohl die Bestimmung des Auskleidungskalibers lange bekannt ist (vgl. US-PS 34 17 325), blieb bei der Dickenbestimmung bisher unberücksichtigt, daß das zur Korrektur des Dickensignals herangezogene Permeabilitätssignal seinerseits im Hinblick auf unterschiedliche Kaliber korrekturbedürftig ist. Darüberhinaus erhält man durch den angegebenen Algorithmus für die Korrektur eine weitere Steigerung der Genauigkeit.

Anhand der beigefügten Zeichnungen, welche sich auf bevorzugte Ausführungsbeispiele beziehen, soll die Erfindung nachstehend im einzelnen erläutert werden.

Fig. 1a zeigt schematisch eine elektromagnetische Dickenmeßsonde gemäß der Erfindung,

Fig. 1b zeigt die elektrischen Schaltkreise der im Bohrloch befindlichen Sonde,

Fig. 2a und 2b zeigen Telemetriesignale, die zu den Oberflächenschaltkreisen übertragen werden,

Fig. 3 zeigt schematisch die Oberflächenschaltkreise und die Signalverarbeitungsschaltung,

Fig. 4 ist ein Diagramm der Permeabilitätsempfangsspannung in Funktion der Permeabilität und des Innendurchmessers, und

Fig. 5 ist eine schematische Darstellung eines Oberflächen- Phasenverschiebungs-Verarbeitungsschaltkreises.

Eine elektromagnetische Dickenmeßanordnung 10, nachfolgend einfach als ETT bezeichnet, ist in Fig. 1 schematisch dargestellt. Die Anordnung 10 bestimmt die Wanddicke von ferromagnetischen Öl- und Gasbohrlochauskleidungen in einer Weise, bei der die Einflüsse der Auskleidungspermeabilität bei einer Wirbelstromdickenmessung vermieden sind. Als weiteres Merkmal mißt die Anordnung 10 bei der Bestimmung der Permeabilität zwecks Weiterverwendung bei der Kompensation der Dickenmessung auch den Innendurchmesser der Auskleidung, damit der erfaßte Permeabilitätswert seinerseits hinsichtlich der Effekte des Auskleidungsinnendurchmessers kompensiert wird. Der Innendurchmesser der Auskleidung ist auch als unabhängiger Meßwert von Bedeutung.

Die Anordnung 10 umfaßt eine in das Bohrloch abgesenkte Sonde 12, eine die elektronischen Schaltkreise enthaltende Hülse 13, ebenfalls im Bohrloch, sowie eine Oberflächenanordnung 14. Die Sonde 12 ist so ausgebildet, daß sie in ein Bohrloch 16 mittels eines armierten Kabels 18 herabgelassen und bewegt werden kann. Das Bohrloch 16 weist eine Auskleidung 20 mit einer Dicke auf, die zu bestimmen die Anordnung 10 augelegt ist, und zwar als Funktion der Bohrlochtiefe beim Absenken oder Herausziehen der Sonde innerhalb der Auskleidung 20. Das Kabel 18 kann einen einzigen Leiter umfassen (ein sogenanntes Monokabel) oder ein Mehrleiterkabel sein (beispielsweise ein Heptakabel mit sieben Leitern). Für die Messung der Auskleidungsdicke gemäß der Erfindung ist das Monokabel bevorzugt.

Die Oberflächenanordnung 14 kommuniziert mit der Sonde 12 über das Kabel 18 zwecks Steuerung der Position der Sonde 12 innerhalb der Auskleidung 20 und für Empfang, Verarbeitung, Anzeige und Aufzeichnung von Signalen, die von der im Bohrloch befindlichen Sonde 12 übertragen werden.

Ein die Kabelbewegung abtastender mechanischer Wandler 22 mit zugeordnetem Getriebe 23 liefert Positionssignale zur Angabe der Tiefe der Sonde 12 im Bohrloch 16. Typischerweise hat der Wandler 22 die Form eines geeichten Druckrades, das an das Kabel 18 angepreßt wird und elektrische Impulse erzeugt, wenn das Rad sich dreht infolge Bewegung der Sonde 12 innerhalb der Auskleidung.

Der im Bohrloch befindliche Teil der Anordnung umfaßt die Sonde 12, einen elektronischen Schaltkreisabschnitt 13, ein Paar von Zentriervorrichtungen 27 a, 27 b, ein Spitzen- oder Nasenstück 28 und einen Kabelkopfadapter 30. Die im Bohrloch befindliche Sonde ist mit dem Kabel 18 über den Kabelkopfadapter 30 verbunden.

Die Sonde 12 enthält Sätze von Sende- und Empfangsspulen 32, 34, 36, die als Dickenspule 32, Permeabilitätsspule 34 und Kaliberspule 36 bezeichnet werden sollen. Die Dickenspulen 32 werden verwendet, um elektromagnetische Messungen der Auskleidung durchzuführen durch Messung von Amplitude und Phase der zeitlichen Änderung von Fluß, der die Auskleidungswandung passiert, in Funktion der Tiefe der Sonde 12 innerhalb der Auskleidung. Diese Messungen sind jeweils proportional, in einer unterschiedlichen funktionalen Abhängigkeit, der Auskleidungsdicke, jedoch unkompensiert bezüglich der Auskleidungspermeabilität. Die Permeabilitätsspulen 34 führen elektromagnetische Messungen als Funktion der Tiefe der Sonde 12 innerhalb der Auskleidung aus, welche Meßwerte proportional der Auskleidungspermeabilität sind, jedoch unkompensiert bezüglich des Auskleidungsinnendurchmessers. Die Kaliberspulen 36 führen elektromagnetische Messungen in Funktion der Sondentiefe in der Auskleidung aus und liefern Meßwerte proportional dem Auskleidungsinnendurchmesser.

Der Schaltkreisabschnitt 13 in Fig. 1b enthält einen Spulenerregerkreis 37, einen Verarbeitungsschaltkreis 38 und einen Telemetriekreis 39. Der Spulenerregerkreis 37 erregt selektiv die Senderspulen 32 a, 34 a und 36 a zur Erzeugung von Fluß in noch zu erläuternder Weise. Die Empfangsspulen 32 b, 34 b und 36 b erfassen zeitliche Änderungen des Flusses von den entsprechenden Senderspulen und induzieren Spulensignale repräsentativ für den Wert des erfaßten Flusses. Der Verarbeitungskreis 38 spricht auf die Spulensignale von den entsprechenden Empfangsspulen 32 b, 34 b, 36 b an und verarbeitet diese, um drei Signale zu erzeugen: ein Signal proportional der Auskleidungsdicke, unkorrigiert bezüglich der Auskleidungspermeabilität, ein Signal proportional der Auskleidungspermeabilität, unkorrigiert bezüglich des Auskleidungsinnendurchmessers, und ein Signal proportional dem Innendurchmesser der Auskleidung. Der Telemetriekreis 39 überträgt die verarbeiteten Signale über das Kabel 18 zur Oberflächenanordnung 14 (siehe Fig. 1a), wo sie weiterverarbeitet werden entsprechend der Erfindung.

Im einzelnen erfaßt nach Erregung durch den Spulenerregerkreis 37 die Dickenempfangsspule 32 b die Dickenempfangsspulenspannung, die primär proportional der Auskleidungsdicke ist, jedoch auch beeinflußt wird von der Auskleidungspermeabilität. Die Permeabilitätsempfangsspule 34 b erfaßt eine Spannung, die primär proportional der Auskleidungspermeabilität ist, jedoch außerdem beeinflußt wird vom Wert des Innendurchmessers der Auskleidung. Die Kaliberempfangsspule 36 b erfaßt eine Spannung proportional dem Innendurchmesser der Auskleidung.

Der Verarbeitungskreis 38 spricht an auf die Spannung am Ausgang der Empfangsspule 32 b zum Erzeugen eines unkorrigierten Dicken-(Phasen-)Signals sowie eines unkorrigierten Dicken-(Amplituden-)Signals. Im Ansprechen auf das Permeabilitätsspulensignal erzeugt der Verarbeitungskreis 38 ein unkorrigiertes Permeabilitätssignal. Im Ansprechen auf das Kaliberspulensignal erzeugt der Verarbeitungsschaltkreis 38 ein Signal proportional dem Innendurchmesser der zu untersuchenden Auskleidung.

Die von der Dickenempfangsspule 32 b empfangene Spannung ändert ihre Amplitude und Phase bezüglich derjenigen des ausgesandten Signals der Dickensenderspule 32 a durch die Wirkung von Wirbelströmen, die ringsum die Auskleidung durchlaufen in Abhängigkeit von dem Magnetfluß, der von der Spule 32 a erzeugt wird. Der mathematische Ausdruck für die Empfangsspannung der Empfangsspule 32 b ist gegeben durch:

Der Ausdruck , nämlich die Amplitude der empfangenen Spannung, verringert sich in Funktion der Auskleidungssdicke und der Skintiefe

Der Ausdruck , also die Phase der empfangenen Spannung bezüglich des Sendesignals, ändert sich in Funktion der Dicke X und der Skintiefe δ.

Die Anordnung gemäß der Erfindung verwendet die Empfangsphasenmessung für die Bestimmung der Dicke der Auskleidung, die zu untersuchen ist. Die Amplitude der Empfangsspannung wird verwendet, um Unsicherheiten in den Phasenverschiebungsmeßwerten Rechnung zu tragen, die resultieren, wenn eine 360° überschreitende Phasenverschiebung auftritt.

Wie oben angegeben, erhält man das unkorrigierte Dickensignal als Phasenverschiebung ΔΦ zwischen der zeitlichen Rate der Flußänderung erfaßt durch die Empfangsspule 32 b und dem Strom, der den Fluß in der Sendespule 32 a erzeugt. Die Beziehung zwischen ΔΦ und physikalischen Parametern der Auskleidung läßt sich ausdrücken zu:

worin X die Auskleidungsdicke, f die Frequenz der Sendespule 32 a, µ die magnetische Permeabilität der Auskleidung, die untersucht wird, und σ die Auskleidungsleitfähigkeit ist. Der Ausdruck K ist ein Wert, der als eine Konstante in Terms von f und σ angesehen werden kann.

Die Oberflächenanordnung 14 (Fig. 1a) stellt das unkorrigierte Permeabilitätssignal nach entsprechend dem Wert des Kalibersignals, um so ein korrigiertes µ-Signal zu erzeugen. Die Oberflächenanordnung 14 erzeugt dann ein Signal proportional der mathematischen Quadratwurzel des korrigierten u-Signals und dividiert das ΔΦ-Signal (das unkorrigierte Dickensignal) durch das K µ-Signal, womit man ein korrektes Signal proportional zu X, also der Auskleidungsdicke, erhält. Die korrigierten Auskleidungsdickensignale werden dann aufgezeichnet in Funktion der Tiefe mittels einer Aufzeichnungsanordnung 100.

In der bevorzugten und dargestellten Ausführungsform der Erfindung sind die Spulen 32, 34, 36 koaxial längs der Achse der Sonde 12 angeordnet, d. h. längs der Achse der zu untersuchenden Auskleidung, wegen der Wirkung der Zentriervorrichtungen 27 a, 27 b. Die Dickenspulen 32 a, 32 b sind an im Abstand liegenden Stellen längs der Spulengehäuseachse in der Darstellung nach Fig. 1 angeordnet. Die Permeabilitätsspulen 34 a, 34 b sind an im Abstand liegenden Stellen zwischen den Dickenspulen 32 a, 32 b angeordnet. Wie in Fig. 1a dargestellt, sind vorzugsweise die Kaliberspulen 36 beide auf der Seite der Permeabilitätsspulen 34 abgewandt dem Nasenabschnitt 28 angeordnet.

Die Dickensendespule 32 a wird mit einer Frequenz von 35 Hz erregt und liegt von der Dickenempfangsspule 32 b in einem solchen Abstand, daß der von der Spule 32 a erzeugte Fluß durch die Auskleidung nahe der Spule 32 a passiert und wieder in die Auskleidung eintritt nahe der Spule 32 b. Für eine Sonde 12 von 8,75 cm Durchmesser (nachfolgend als "kleine Sonde" bezeichnet) und eine Sonde 12 von 13 cm Durchmesser (nachfolgend als "große Sonde" bezeichnet) beträgt der Abstand zwischen den Dickenspulen 32 a, 32 b 43,5 cm bzw. 50,4 cm. Sonden dieser Durchmesser sind besonders für Auskleidungen bestimmt von 11,2 bis 17,5 cm bzw. 17,5 bis 24 cm.

Die Permeabilitätsspulen 34 a, 34 b werden angesteuert und haben einen Abstand voneinander derart, daß der von der Spule 34 b aufgefangene Fluß im wesentlichen innerhalb der Auskleidungswandung zwischen den Spulen 34 a, 34 b bleibt. Mit einer Sendespule 34 a mit 210 Hz angesteuert ist ein Abstand von 20 cm bevorzugt für die kleine Sonde und ein Abstand von knapp 30 cm für die große Sonde.

Wie nachfolgend noch zu erläutern, ist die Frequenz von 210 Hz für die Permeabilitätsmessung bevorzugt. Die 210-Hz-Frequenz liegt nämlich innerhalb eines allgemeinen Bereiches akzeptabler Frequenzen, welche die gewünschten Flußcharakteristiken hervorrufen und ist zugleich ein ganzzahliges Vielfaches der 35-Hz-Erzeuger-Frequenz für die Dickensendespule 32 a. Die Wahl der Frequenz von 210 Hz vereinfacht die Auslegung der Spulenerregerkreise 37 gemäß Fig. 1b.

Die Kaliberspulen 36 werden mit einer Hochfrequenz angesteuert und im kurzen Abstand voneinander derart angeordnet, daß der von der Kaliberempfangsspule 36 aufgefangene Fluß primär einem Pfad von der Kalibersendespule 36 a längs der inneren Skintiefe der Auskleidung folgt. Diese Hochfrequenzerregung und der kurze Abstand führen zu einer wirksamen Anordnung für die Messung der Innendurchmesser der Auskleidung. Für eine 30-kHz-Erregerfrequenz der Kaliberspule 36 a sind für die kleine Sonde ein Abstand von etwa 4 cm und für die große Sonde ein Abstand von etwa 12,5 cm bevorzugt. Ein axialer Ferritkern, der die Kaliberspulen 36 a, 36 b miteinander verbindet, ist vorzugsweise vorgesehen, um die Reluktanz des Hochfrequenzflußkreises zu verringern.

Die Spulen 32, 34 und 36 haben konventionelle koaxiale Gestalt.

Der Spulenerregerkreis 37 aus Fig. 1b ist ähnlich für jede Spule mit der Ausnahme, daß jede Spule mit einer unterschiedlichen Frequenz angesteuert wird. Demgemäß wird nur der Erregerkreis für die Spule 32 a beschrieben. Die entsprechenden Schaltungen für die Spulen 34 a, 36 a sind in Fig. 1 mit gleichen Bezugszeichen, jedoch mit hinzugefügtem "a" markiert.

Der Erregerkreis 37 umfaßt einen Taktgeberkreis 40, einen Verstärkungsregelkreis 42 und einen Verstärker 44 für die Erregung der Dickensendespule 32 a. Der Taktkreis 40 erzeugt 210-Hz- und 30-Hz-Signale unter Verwendung konventioneller Rechteckwellenoszillatoren. Ein hochfrequenter stabiler Oszillator wird digital geteilt, bis zum Erreichen der 210-Hz- bzw. 35-Hz-Signale.

Der Verstärker 44, der in Fig. 1b als PP markiert ist, ist vorzugsweise ein Gegentaktverstärker, der mit seiner Eingangsklemme an die Ausgangsklemme des Regelkreises 42 angeschlossen ist, und mit seinen Ausgangsklemmen an die Serienschaltung der Sendespule 32 a und an den Widerstand 46 angeschlossen ist. Der Verstärkungsregelkreis 42 von konventioneller Auslegung koppelt das 35-Hz-Signal von dem Taktkreis 40 auf Verstärker 44 und hält den Strom in die Spule 32 a konstant. Da die Anordnung gemäß der Erfindung verwendet wird, um Auskleidungen unterschiedlicher Innendurchmesser und Typen zu messen, haben Laständerungen der Sendespule 32 a die Tendenz, Änderungen im Treiberstrom zur Sendespule 32 a hervorzurufen. Der Verstärkungsregelkreis 42 kompensiert diese Laständerungen. Der Widerstand 46 bewirkt Rückkopplung von der Sendespule 32 a auf den Regelkreis 42, um den Erregerstrom zur Sendespule konstant zu halten.

Die Regelkreise 42 a für die Sendespulen 34 a bzw. 36 a sind an den Taktkreis 40 angekoppelt sowie an einen 30-kHz-Oszillator 48, so daß die Sendespulen 34 a und 36 a mit Signalen von 210 bzw. 30-kHz-Frequenz unter konstanten Eingangstreiberbedingungen erregt werden können.

Der Verarbeitungskreis 38 enthält einen Bandpaßfilterverstärker 50, einen Komparator 52 und einen logarithmischen Verstärker 54. Der Filterverstärker 50 weist eine hohe Güte Q von etwa 20 auf, was zu einer Durchlaßbandbreite von etwa 1,5 Hz führt. Der Verstärker 50 ändert nicht die Phase der Dickenempfangsspannung der Spule 32 a. Der Eingang des Filterverstärkers 50 ist angeschlossen an den Ausgang der Dickenempfangsspule 32 b. Der Ausgang des Filterverstärkers 50 ist angeschlossen an Verstärker 54 und Komparator 52.

Der Verstärker 54 ist ein logarithmischer Verstärker mit 80 db pro V und erzeugt ein Signal proportional dem Logarithmus der Amplitude des unkorrigierten Dickensignals. Dies Signal, das in den Oberflächenverarbeitungskreisen verwendet wird, um Unsicherheiten der Phasenmessung am Punkt 360° zu eliminieren, wird übertragen auf den Telemetriekreis 39 über eine Leitung 56.

Der Komparator 52 erzeugt ein Rechteckwellensignal auf Leitung 58 mit Null-Durchgängen entsprechend den Null-Durchgängen der Spannung von der Dickenempfangsspule 32 über Verstärker 50. Wie unten erläutert, werden die Null-Durchgänge der Rechteckwelle auf Leitung 58 verglichen mit Null-Durchgängen des Senderbezugssignals in den Oberflächenverarbeitungskreisen.

Der Telemetriekreis 39 enthält einen Schalter 60 mit Signaleingangsklemmen 60 a, 60 b, einer Ausgangsklemme 60 c und einer Ratensteuerklemme 60 d. Der Schalter 60 ist vorzugsweise ein einpoliger Feldeffekt-Doppeldurchlaßschalter konventioneller Auslegung. Die Ratensteuerklemme ist angeschlossen an Leitung 58 derart, daß das Signal auf Leitung 58 die Schaltrate des Schalters 60 steuert.

Die Klemme 60 b ist verbunden mit Leitung 56, so daß die Amplitude des unkorrigierten Dickensignals eines der Signale wird, die alternierend durch den Schalter 60 laufen. Die Klemme 60 a ist verbunden mit einer Bezugsspannung R von etwa 1 V.

Wie in Fig. 2a dargestellt, liefert der Schalter 60 ein moduliertes Signal auf Klemme 60 c mit einer Amplitude, wenn die Klemme 60 a angeschlossen ist, entsprechen der Bezugsspannung R und mit einer Amplitude des unkorrigierten Dickensignals auf Leitung 56, wenn der Schalter auf Klemme 60 b liegt. Da der Schalter 60 von dem Signal auf Leitung 58 gesteuert wird, hat die Phase des modulierten Signals an Klemme 60 c die gleiche Phase wie jenes auf Leitung 58, das außerdem gleichphasig ist mit der Spannung auf Spule 32 b.

Der Telemetriekreis 39 enthält ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 62, einen Treiberverstärker 64 und einen Transformator 66. Der VCO 62 hat eine 13-kHz-Mittenfrequenz und das modulierte Signal an Klemme 60 c des Schalters 60 steuert den VCO 62 derart, daß dieser ein frequenzmoduliertes (FM) kombiniertes Dickensignal an den Verstärker 64 liefert. Verstärker 64 überträgt das frequenzmodulierte Signal auf Transformator 66 zwecks Übertragung zur Oberflächenanordnung 14 über Kabel 18.

Der Verarbeitungskreis 38 enthält ferner einen Filterverstärker 70 und einen Spitzendetektor 72. Der Filterverstärker 70 ist ein Bandpaßfilterverstärker, zentriert bei 210 Hz und angeschlossen an die Permeabilitätsempfangsspule 34 b. Der Ausgang des Filterverstärkers 70 ist angeschlossen an den Spitzendetektor 72. Der Spitzendetektor 72 hat eine konventionelle Abtast- und Halteschaltung mit einer 210-Hz-Abtastrate. Diese Abtastrate wird gesteuert von dem Taktkreis 40, wie durch die gestrichelte Linie 500 in Fig. 1b angedeutet. Obwohl andere Techniken, etwa Gleichrichtung und Filterung brauchbar Anwendung finden könnten, ist die Verwendung eines Spitzendetektors bevorzugt, weil er erhöhte Ansprechcharakteristiken aufweist.

Der Spitzendetektor 72 erzeugt ein unkorrigiertes Permeabilitätssignal und ist mit seinem Ausgang über Leitung 88 an den Telemetriekreis 39 angeschlossen.

Der Telemetriekreis 39 umfaßt ferner einen Schalter 80 mit Eingangsklemmen 80 a, 80 b, einer Ausgangsklemme 80 c und einer Ratensteuerklemme 80 d in einer Konfiguration ähnlich dem Schalter 60. Auch der Schalter 80 d ist ein konventioneller FET-Schalter. Die Klemme 80 a ist angeschlossen an den Spitzendetektor 72 über Leitung 88 zum Empfang des unkorrigierten Permeabilitätssignals.

Der Verarbeitungskreis 38 umfaßt ferner einen Filterverstärker 82, einen Gleichrichter 84 und ein Filter 86. Der Filterverstärker 82 ist ein Bandpaßfilter, zentriert um 30 kHz, also die Frequenz, mit der die Kalibersendespule 36 a erregt wird. Der Filterverstärker 82 hat eine Güte Q von etwa 7, was zu einem Durchlaßband von etwa 4 kHz führt.

Der Ausgang des Filterverstärkers 82 ist verbunden mit dem Gleichrichter 84, der seinerseits an das Filter 86 angeschlossen ist. Der Ausgang von Filter 86, proportional dem Innendurchmesser der Auskleidung, liefert das Kalibersignal und ist angeschlossen über Leitung 87 an die Klemme 80 b des Schalters 80.

Der Telemetriekreis 39 umfaßt einen zweiten spannungsgesteuerten Oszillator VCO 90 und einen Komparator 92. Die Ausgangsklemme des Komparators 92 ist angeschlossen an die Ratensteuerklemme 80 d des Schalters 80, und die Eingangsklemmen des Komparators 92 sind parallel über den Rückkopplungswiderstand 46 gelegt, der seinerseits über den Klemmen der Dickensendespule 32 a liegt. Der Komparator 92 liefert an Schalter 80 ein stabiles Bezugssignal mit einer Frequenz von 35 Hz entsprechend genau den 35 Hz Signalfrequenz, mit denen die Dickensendespule 32 a erregt wird.

Der mit 35 Hz umgesteuerte Schalter 80 ist zwischen die Klemmen 80 b und 80 a gelegt. Fig. 2b illustriert die resultierende Wellenform an Klemme 80 c des Schalters 80. Wenn der Schalter die Klemme 80 b durchschaltet, liegt an der Klemme 80 c der Spannungspegel auf Leitung 87, also proportional dem Kalibersignal. Wenn der Schalter 80 zur Klemme 80 a durchschaltet, liegt an Klemme 80 c ein Spannungspegel von Leitung 88, proportional dem unkorrigierten Permeabilitätssignal.

Fig. 2b zeigt die Wellenform an Klemme 80 c. Die Frequenz der Rechteckwelle an Klemme 60 c (Fig. 2a) beträgt 35 Hz, weist jedoch die Phase des empfangenen Signals der Dickenspule 32 b auf. Die Frequenz der Rechteckwelle an Klemme 80 c (Fig. 2b) ist 35 Hz, hat jedoch die Phase des Sendesignals der Dickenspule 32 a. Wie unten erläutert, erfassen die Oberflächenverarbeitungskreise die Differenz der Phase zwischen den beiden 35-Hz-Signalen zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals, proportional der unkorrigierten Auskleidungsdicke.

Der VCO 90 ist angeschlossen an die Spannungssignalklemme 80 c zum Wandeln des modulierten Kaliberspannungssignals und des unkorrigierten Permeabilitätssignals in modulierte Frequenzsignale. Der VCO 90 besitzt eine Mittenfrequenz von 7 kHz, so daß die gewandelten Kaliberfrequenzsignale und gewandelte unkorrigierten Permeabilitätsfrequenzsignale um eine Frequenz von 7 kHz zentriert liegen. Das modulierte Signal wird verstärkt von Verstärker 64 und auf das Kabel 18 über Transformator 66 zusammen mit dem Ausgang von VCO 90 gegeben.

Die Oberflächenverarbeitungsanordnung gemäß Fig. 3 umfaßt einen Demodulatorkreis 94, einen Dickensignalverarbeitungskreis 96, einen Permeabilitätssignalverarbeitungskreis 98 und eine Anzeige- und Aufzeichnungseinrichtung 100. Der Demodulatorkreis 94 ist an das Kabel 18 angekoppelt für die Demodulation, auf ein Paar von Leitungen 102, 104, der modulierten Signale, die von dem im Bohrloch befindlichen Schalter 80 bzw. 60 angeliefert werden, welche oben erläutert wurden und in Fig. 2a bzw. 2b dargestellt sind. Genauer gesagt, gewinnt der Demodulatorkreis 94 das Signal von Klemme 80 c (Fig. 1b), wie in Fig. 2b dargestellt, zurück und reproduziert es auf Leitung 102. Ferner gewinnt der Demodulatorkreis 94 auf Leitung 104 das Signal zurück und reproduziert es, das auf Klemme 60 c (Fig. 1b) erscheint und in Fig. 2a illustriert ist.

Der Demodulatorkreis 94 umfaßt ein Paar von Demodulatoren 106, 108. Die Demodulatoren 106, 108 sind untereinander ähnlich mit der Ausnahme, daß sie auf eine Mittenfrequenz von 7 kHz bzw. 13 kHz abgestimmt sind. Es braucht deshalb nur einer der Demodulatoren 106, 108 ausführlicher beschrieben zu werden; unter Berücksichtigung des Frequenzunterschiedes trifft dessen Beschreibung auf beide zu.

Der Demodulator 108 umfaßt ein Bandpaßfilter 110, zentriert auf die 13-kHz-Frequenz. Ein Verstärkungsregelkreis 112 ist an den Ausgang des Bandpaßfilters 110 angeschlossen. Da das Kabel 18 typischerweise eine Länge in der Größenordnung von 10 000 m oder mehr haben kann, kann eine erhebliche Signaldämpfung vorliegen. Der Regelkreis 112 kompensiert das Signal bezüglich seiner Dämpfung.

Ein Phasenverriegelungsschleifenkreis 114 ist an den Ausgang des Verstärkungsregelkreises 112 angeschlossen. Der Phasenverriegelungskreis 114 ist auf eine 13-kHz-Frequenz zentriert zum Erzeugen eines Signals, das phasenverriegelt bezüglich des 13-kHz-Signals auf Kabel 18 ist. Der Phasenverriegelungskreis wandelt das frequenzmodulierte Signal in ein Spannungssignal um und repliziert dabei die entsprechende Rechteckwelle, die verwendet worden war, um die 7 kHz bzw. 13 kHz VCOs 62 bzw. 90 gemäß Fig. 2b zu modulieren. Ein Tiefpaßfilter 116, angeschlossen an den Ausgang des Phasenverriegelungskreises 114, wirkt sowohl als Filter als auch als Inverter. Das Tiefpaßfilter 116 hat eine obere Grenzfrequenz von etwa 1 kHz. Die Rechteckwelle an Klemme 60 b wird abgebildet, jedoch invertiert auf Leitung 104.

Der Demodulator 106 arbeitet ähnlich dem Demodulator 108, um eine invertierte Abbildung des Signals von Klemme 80 c gemäß Fig. 2b auf Leitung 102 zu liefern.

Der Permeabilitätssignalverarbeitungskreis 98 umfaßt einen Spitzendetektor 120, einen Abtast- und Haltekreis 122 und einen Speicher 126. Der Spitzendetektor 120 ist an Leitung 102 gelegt zum Erfassen des positiven Pegels der invertierten Wellenform aus Fig. 2b. Der Abtast- und Haltekreis 122 erzeugt ein Signal proportional der Amplitude des 30-kHz-Signals, also des Kalibersignals. Das Kalibersignal wird dem Speicherkreis 126 zwecks Speicherung zugeführt.

Der Speicherkreis 126 speichert eine Sequenz von Kalibersignalen und, wie noch im einzelnen zu erläutern, liefert ein Kalibersignal in Abhängigkeit von der Tiefe mit dem Permeabilitätssignalausgang des Systems. Alle Signale sind zueinander versetzt, wenn sie tatsächlich gemessen werden, entsprechend einem Abstand von einem Auskleidungsbezugspunkt. Vorzugsweise liegt dieser gemeinsame Bezugspunkt im Zentrum des Abstandes zwischen den Permeabilitätsspulen 34.

In der Praxis stellt der Speicher 126 ein Schieberegister dar, das sequentiell Werte des Kalibersignals speichert. Diese Werte werden aus dem Speicher 126 ausgelesen entsprechend dem Auftreten von Impulsen aus dem Getriebe 23. Diese Impulse werden erzeugt von dem Kabel mittels des Wandlers 22 über Getriebe 23 und gelangen auf Leitung 127 entsprechend der Distanz, die von der Sonde 12 durchlaufen wird.

Der Permeabilitätsverarbeitungskreis 98 umfaßt ferner einen Spitzendetektor 130, einen Abtast- und Haltekreis 132, einen Funktionsformerkreis 136, einen Vorspannungskreis 138 und einen Digital-Analog-Wandler 140. Der Spitzendetektor 130 ist an Leitung 102 angeschlossen zum Erfassen des negativen Pegels der invertierten Wellenform bezüglich der in Fig. 2b dargestellten Wellenform. Da eine Signalinversion im Filter 116 erfolgte, lieferte die Erfassung der negativen Amplitude das unkorrigierte Permeabilitätssignal. Der Abtast- und Haltekreis 132 ist angeschlossen an den Ausgang des Spitzendetektors 130 und liefert ein Gleichspannungssignal proportional der Amplitude des unkorrigerten Permeabilitätssignals. Das Signal vom Abtast- und Haltekreis 132 wird angelegt an den Vorspannungskreis 138, um diesen zu eichen, entsprechend den Daten, die im Funktionsformerkreis 136 gespeichert sind. Der Vorspannungskreis 138 wird im einzelnen noch erläutert.

In dem Funktionsformerkreis 136 sind Daten gespeichert, welche die relative Permeabilität einer Auskleidung in Funktion der Zeitrate der Flußänderung charakterisieren, wie er durch die Permeabilitätsempfangsspule 34 b erfaßt wird (entsprechend der Amplitude des unkorrigierten Permeabilitätssignals) und in Funktion des erfaßten Innendurchmesserwertes der Auskleidung (wie angegeben durch den Wert des justierten Kalibersignals). Die Werte werden, wie grafisch in Fig. 4 dargestellt ist, als Empfangsspannung der Permeabilitätsspulen gespeichert in Funktion der relativen Permeabilität der Auskleidung und verschiedener erfaßter Innendurchmesserwerte für eine gegebene Auskleidung.

Der Funktionsformerkreis 136 wird aus mehreren Festwertspeichern (ROMS), welchen jeweils Kurven der relativen Permeabilität gemäß Fig. 4 in Tabellenform gespeichert zugeordnet sind entsprechend einer Auskleidung mit einem Nominalwert. Die Auswahl der einzelnen ROMS erfolgt über einen Eingang auf Leitung 137 von einem Speicherpult (nicht dargestellt). Nach Auswahl des entsprechenden ROM und dem Ansprechen auf das Kalibersignal von dem Speicher 126 sowie auf das unkorrigierte Permeabilitätssignal vom Abtast- und Haltedetektor 132 erzeugt der Funktionsformerkreis 136 ein digital kodiertes Signal, das repräsentativ ist für den Permeabilitätswert der Auskleidung, die gerade untersucht wird, jedoch korrigiert bezüglich des Einflusses der Auskleidungsinnendurchmesser. Der Digital-Analog-Wandler 140 wandelt den digitalen Ausgang von Funktionsformerkreis 136 in einen Analogwert. Dieses Analogsignal wird nachfolgend als das korrigierte Permeabilitätssignal bezeichnet und ist ein Ausgang aus Leitung 142 und wird außerdem dem Dickensignalverarbeitungsschaltkreis 96 über Leitung 200 zugeführt.

In der dargestellten bevorzugten Ausführungsform enthält jedes ROM des Funktionsformerkreises 136 nur eine einzige Kurve entsprechend der Abhängigkeit der relativen Permeabilität von der Spannung entsprechend einem einzigen erfaßten Innendurchmesserwert für eine bestimmte Auskleidungsgröße. Die gestrichelte Kurve aus Fig. 4 entspricht der gespeicherten Kurve in einem ROM für eine Auskleidung mit einem Außendurchmesser von 24 cm. Andere Kurven des Innendurchmessers gemäß Fig. 4 werden in dem Funktionsformerkreis angenähert durch Addieren einer Spannung entsprechend der Abweichung des gemessenen Innendurchmessers von dem nominellen Innendurchmesser zu der unkorrigierten empfangenen Spannung. Der Vorspannungskreis erzeugt einen Spannungswert gleich der unkorrigierten Permeabilitätsempfangsspannung plus der Innendurchmesserabweichungsspannung. Der Ausgang des Vorspannungskreises wird an ROM-Funktionsformer 137 angelegt, der ein Signal ausgibt, welches repräsentativ ist für die korrigierte Auskleidungspermeabilität.

Der Vorspannungsschaltkreis 138 ist an der Speicher 126 über Leitung 139 angeschlossen und an den Abtast- und Haltekreis 132 über Leitung 141. Der Vorspannkreis 138 empfängt einen Eingang auf einer Leitung 143 von einem Bedienungspult (nicht dargestellt), wodurch die Konstante eingegeben wird, mit der die Abweichung des gemessenen Innendurchmessers vom Nennwert multipliziert werden muß, um die Innendurchmesserabweichungsspannung zu ergeben.

Der Dickensignalverarbeitungskreis 96, der auf das unkorrigierte Dickensignal auf Leitung 104 anspricht, erzeugt ein justiertes, unkorrigiertes Dickensignal auf Leitung 152. Der Dickensignalverarbeitungskreis 96 enthält einen Spitzendetektor 160, einen Abtast- und Haltekreis 162 und einen Speicher 166. Der Spitzendetektor 160 erfaßt die negativen Pegel der Wellenform auf Leitung 104, welche dem invertierten ausgesandten Signal auf Leitung 60 c entspricht (Fig. 1b) und in Fig. 2a illustriert ist. Die Erfassung der negativen Spitzen liefert das unkorrigierte Dickenamplitudensignal. Der Abtast- und Haltekreis 162 ist an den Ausgang des Spitzendetektors 160 angekoppelt und erzeugt ein Gleichspannungssignal entsprechend der Amplitude des unkorrigierten Dickensignals. Eine Serie dieser Amplituden ist in Speicher 166 gespeichert in Funktion der Position der Dickenspule 32 relativ zu der Auskleidung. Eine Positionsinformation wird in den Speicher 166 eingegeben über Leitung 168 vom Getriebe 23 (siehe Fig. 1a), womit der Speicher 166 veranlaßt wird, unkorrigierte Dicken (Amplitudensignale) entsprechend dem Auskleidungsbezugspunkt zu speichern. Das unkorrigierte Dicken-(Amplituden-)Signal wird auf Leitung 169 ausgegeben und repräsentiert den Logarithmus der Amplitude, gemessen von der Dickenempfangsspule 32 b (wegen der Wirkung des im Bohrloch befindlichen Verstärkers 54 gemäß Fig. 1a und oben angegebener Erläuterung). Der Logarithmus der Dickenempfangsspannung liefert ein Signal proportional der Auskleidungsdicke (siehe obige Gleichung 1).

Der Dickensignalverarbeitungskreis 96 umfaßt ferner Schaltkreise für die Bestimmung der Phasendifferenz zwischen dem Signal auf Leitung 102 (das invertierte Signal entsprechend Fig. 2b) und dem Signal auf Leitung 104 (dem invertierten Signal gemäß Fig. 2a). Das Signal auf Leitung 102 ist das Phasenbezugssignal, weil es abgeleitet wird von dem Strom zur Dickensendespule 32 a (Fig. 1a). Das Signal auf Leitung 104 ist phasenverschoben gegenüber dem Bezugssignal, weil es abgeleitet wird von der Spannung über der Dickenempfangsspule 32 b (Fig. 1a).

Der Phasenkreis umfaßt ein Paar von Komparatoren 170, 172, die angeschlossen sind an die Leitungen 102, 104, einen Phasenmeßkreis 174, einen Phasenspeicher 176, einen Zweifelauflösekreis 178 und einen Kompensationskreis 182.

Die Komparatoren 170 und 172 dienen dazu, die auf Leitungen 102 und 104 auftretenden Rechteckwellen zu transformieren in entsprechende Logikpegel für den Phasenmeßkreis 174. Der Phasenmeßkreis 174 erfaßt die Phasendifferenz zwischen den Rechteckwellen auf Leitung 102, 104, speichert die Phasendifferenz, die erfaßt wird im Phasenspeicher 176 in Funktion des Ortes der Dickenempfangsspule 32 b relativ zu dem Auskleidungsbezugspunkt. Dieses Signal ist das unkorrigierte Dickensignal. Der Phasenspeicher 176 ist ähnlich aufgebaut und arbeitet auch ähnlich den Speichern 126, 166 und besitzt eine Eingangsleitung 179, auf der Impulse vom Getriebe 23 (Fig. 1a) eingegeben werden als Angabe für die Sondentiefe relativ zu der Auskleidung. Der Phasenspeicher 176 gibt das unkorrigierte Dickensignal zusammen mit dem korrigierten Permeabilitätssignal auf Leitung 142 und dem Kalibersignal auf Leitung 128 aus, so daß alle drei Signale bereits auf den Auskleidungsbezugspunkt bezogen sind. Das unkorrigierte Dickensignal wird auf Leitung 177 ausgegeben und gelangt über Leitung 152 zum Aufzeichnungsgerät 100.

Beaufschlagt mit dem unkorrigierten Dickensignal auf Leitung 177, wird der Zweifelauflösungskreis 178 verwendet, um jegliche Unbestimmtheit auszuschließen, die bei der Phasenverschiebung des Flusses auftreten könnte, welche durch die Dickenempfangsspule 32 b jenseits von 360° erfaßt werden könnte. Das Signal auf Leitung 202, der Logarithmus der Amplitude der Empfangsspannung auf Spule 32 b (Fig. 1b) ist proportional der Auskleidungsdicke und weist seinerseits von Natur keinen Zweifel auf relativ zu der zugeordneten Dicke. Die Signalleitung 202 ist korreliert mit dem Auskleidungsbezugspunkt mittels Speicherkreis 166 (mit der Tiefeninformation von Leitung 166, (mit der Tiefeninformation von Leitung 168 über Getriebe 23) und wird an den Zweifelauflösungskreis 178 angelegt.

Der Zweifelauflösungskreis 178 erfaßt die Höhe des Amplitudensignals von Leitung 169 zwecks Bestimmung, ob ein 360° repräsentierender Wert zu dem Signal auf Leitung 177 addiert werden sollte oder nicht. Nur wenn die Höhe des Amplitudensignals auf Leitung 169 kleiner ist als ein Schwellenwert entsprechend einer Amplitudendämpfung, die zu einer Phasenverschiebung größer als 260° führen sollte, wird ein Spannungsäquivalent entsprechend 360° zum Signal auf Leitung 177 addiert.

Der Kompensationskreis 182 verarbeitet das unkorrigierte Dickensignal ΔΦ auf Leitung 180 mit dem korrigierten Permeabilitätssignal µ _c auf Leitung 200 und erzeugt ein Signal, das indikativ ist für die Auskleidungsdicke entsprechend der Beziehung:

worin X = Auskleidungsdicke und

Der Schaltkreis 182 verwendet kommerziell erhältliche Dividierschaltkreise und Radizierkreise zum Erzeugen des Dickensignals als sein Ausgang auf Leitung 184.

Die Anzeige- und Aufzeichnungsvorrichtung 100 spricht an auf das Kalibersignal auf Leitung 128, auf das korrigierte Permeabilitätssignal auf Leitung 142, auf das ΔΦ-Signal (das unkorrigierte Dickensignal) auf Leitung 152 sowie auf das korrigierte Dickensignal auf Leitung 184 zwecks direkter Anzeige in Funktion von der Bohrlochtiefe. Direkte Anzeige des korrigierten Dickensignals auf Leitung 184 ist ein Merkmal der vorliegenden Erfindung, das es ermöglicht, die Notwendigkeit für ein Basislinienlog zu eliminieren.

Fig. 5 zeigt eine mehr ins einzelne gehende, jedoch noch immer schematische Darstellung des Phasenmeßkreises 174 und des Phasenspeichers 176. Der Phasenmeßkreis 174 umfaßt ein Paar von monostabilen Multivibratoren 190, 192, einen R-S-Flipflop 194, ein Gatter 196, einen Zähler 198, und einen Oszillator 200. Der Flipflop 194 ist an die Multivibratoren 190, 192 über Leitungen 191 bzw. 193 angeschlossen. Das Gatter 196 ist an den Flipflop 194 mittels Leitung 195 angeschlossen sowie an den Oszillator 200 über Leitung 197. Der Zähler 198 ist an das Gatter 196 über Leitung 199 angeschlossen.

Im Betrieb erzeugen die monostabilen Multivibratoren 190, 192 schmale Impulse auf den Leitungen 191 und 193, derart, daß der zeitliche Abstand zwischen dem Auftreten der Impulse indikativ ist für den Wert der Fluß-Phasenverschiebung, welcher zu bestimmen ist. Der Flipflop 194 wird gesetzt durch die Impulse auf Leitung 191 und rückgesetzt durch die Impulse auf Leitung 193. Demgemäß ist die Zeitdauer, während der der Flipflop 194 im Setzzustand ist, direkt proportional der Phasenverschiebung zwischen den Signalen auf Leitungen 171 und 173.

Das Gatter 196 ist an den Ausgang des Flipflops 194 und des Oszillators 200 angekoppelt und erzeugt auf seiner Ausgangsleitung 199 eine Serie von Impulsen, deren Anzahl während des Setzzustands von Flipflop 194 gezählt wird und welche Anzahl demgemäß ein Maß ist für die Phasenverschiebung. Das Gatter 196, ein UND-Gatter, wird entsperrt für alternierende Zeitperioden eines 35-Hz-Signals im Ansprechen auf ein 17,5-Hz-Eingangssignal auf Leitung 202. Während der Zeit, während der das Gatter 196 entsperrt ist für den Durchlaß von Impulsen vom Oszillator 200, wird auch der Zähler 198 mittels des 17,5-Hz-Signals auf einer Leitung 205 entsperrt. Am Ende der Zeitperiode, während welcher der Flipflop 194 im Setzzustand ist, steht der Zähler auf einem Wert, der indikativ ist für die Phasenverschiebung. Während der nächsten Zeitperiode des 35-Hz-Taktes wird das UND-Gatter 196 gesperrt und der Zähler 198 gibt seinen Wert in das Phasenverschiebungsspeicherwerk 176 ein.

Der Phasenspeicher 176 enthält ein Schieberegister 208 und einen Digital-Analog-Wandler 210. Der Digital-Analog-Wandler 210 erzeugt die unkorrigierten Dickensignale auf Leitung 177. Während der Periode, während welcher das UND-Gatter 196 gesperrt ist und der Zähler 198 Information in den Speicher 208 überträgt, wird der Speicher 208 entsperrt durch das 17,5-Hz-Signal auf einer Leitung 207. Demgemäß werden die Werte aus dem Zähler 198 im Speicher 208 gespeichert. Am Ende der Zeitperiode, während welcher das UND-Gatter 196 gesperrt ist und der Zähler 198 Werte ausgibt, wird der Zähler rückgesetzt und entsperrt für den nächsten Zählvorgang. Die digitalen Inhalte des Speichers 208 werden mittels des Digital-Analog-Wandlers 210 umgewandelt, um ein unkorrigiertes Dickensignal auf der Leitung 177 zu erzeugen.

Durch Berücksichtigung von Änderungen der Permeabilität in der betrachteten Auskleidung und entsprechende Korrektur erhält man eine verbesserte Auflösung auf Genauigkeit mittels der neuen und verbesserten elektromagnetischen Dickenmeßanordnung, die oben beschrieben wurde. Da Änderungen der Permeabilität berücksichtigt werden, wird ein Signal erzeugt, das direkt indikativ ist für die Dicke der betrachteten Auskleidung, womit die Notwendigkeit eliminiert wird, Phasenverschiebungslogs zu vergleichen, was allenfalls und bestenfalls ungenaue Ergebnisse durch eine umständliche Prozedur erhoffen läßt.

Obwohl die Erfindung spezifisch für die Dickenmessung von ferromagnetischen Auskleidungen in einem unterirdischen Bohrloch und seiner Auskleidung beschrieben wurde, könnte die Erfindung auch Anwendung finden für die Dickenmessung irgendwelcher Stahlrohre, bei denen Zugang zur Innenseite die einzige praktische Meßmöglichkeit darstellt. Beispielsweise könnte die Erfindung auch angewandt werden für die Überprüfung von Öl- oder Gaspipelines.

Claims (7)

1. Verfahren zur elektromagnetischen Bestimmung der Dicke einer ferromagnetischen rohrförmigen Auskleidung, bei dem längs der Auskleidungsachse im Abstand zueinander angeordnete Sendespulen erregt werden und bei dem längs der Auskleidung im Abstand zueinander angeordnete Empfängerspulen Meßsignale erzeugen, nämlich

• - ein Dickensignal, das die Rohrwandstärke der Auskleidung an einer gegebenen Stelle repräsentiert,
• - ein Permeabilitätssignal, das die Permeabilität an derselben Stelle repräsentiert, und
• - ein Kalibersignal, das den Innendurchmesser der Auskleidung an derselben Stelle repräsentiert,

wobei das bezüglich des Innendurchmessers fehlerbehaftete Permeabilitätssignal durch das Kalibersignal korrigiert wird und das bezüglich des Permeabilitätssignals fehlerbehaftete Dickensignal durch Multiplikation mit dem Kehrwert der Quadratwurzel aus dem korrigierten Permeabilitätssignal korrigiert wird.

2. Anordnung zur elektromagnetischen Bestimmung der Dicke einer ferromagnetischen rohrförmigen Auskleidung, umfassend
in Längsrichtung der Auskleidung zueinander versetzt, einen ersten Satz von Sende- und Empfangsspulen (32 a, 32 b) zur Gewinnung eines die Rohrwandstärke der Auskleidung (20) repräsentierenden Dickensignals, einen zweiten Satz von Sende- und Empfangsspulen (34 a, 34 b) zur Gewinnung eines die Permeabilität der Auskleidung (20) repräsentierenden Permeabilitätssignals, einen dritten Satz von Sende- und Empfangsspulen (36 a, 36 b) zur Gewinnung eines den Innendurchmesser der Auskleidung (20) repräsentierenden Kalibersignals, und
Verarbeitungsschaltkreise für die Korrektur des Permeabilitätssignals entsprechend dem gemessenen Kalibersignal durch Auslesen von vorher abgespeicherten Werten aus einem Speicher (136), sowie
Verarbeitungsschaltkreise (182) für die Korrektur des Dickensignals durch Multiplikation mit dem Kehrwert der Quadratwurzel aus dem korrigierten Permeabilitätssignal.

3. Anordnung nach Anspruch 2, bei der der zweite Satz von Spulen (34 a, 34 b) koaxial zur Auskleidungsachse und zwischen den beiden Spulen (32 a, 32 b) des ersten Satzes von Spulen angeordnet ist.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der alle Spulen koaxial zur Auskleidungsachse angeordnet sind.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei der die Sendespule des ersten Satzes von Spulen mit relativ niedriger, die Sendespule des zweiten Satzes von Spulen mit relativ hoher Frequenz erregbar sind.

6. Anordnung nach Anspruch 5, bei der die relativ hohe Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches der relativ niedrigen Frequenz ist.