DE2906010B2 - Schaltung zur Verarbeitung von Videosignalen mit einer Überlastschutzschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung, wie sie im

Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist insbesondere handelt es sich hierbei um den Überlastungsschutz von Verstärkeru-ansistoren beim Auftreten starker Hochfrequenzkomponenten in dem dem Verstärker zugeführten Signal.

Aus der US-PS 39 84 631 ist eine Schaltung zur veränderbaren Dämpfung des Frequenzganges am oberen Ende des Übertragungsbereichs eines Videoverstärkers bekannt Im Interesse einer hohen Bildschärfe wird üblicherweise der Frequenzgang im oberen Teil

des Übertragungsbereiches angehoben; bei schwachen, verrauschten Signalen wird dadurch jedoch der Bildeindruck durch die dann als »Schnee« besonders stark in Erscheinung tretenden Störsignale eher beeinträchtigt so daß ein Weichzeichnereffekt, also eine Dämpfung im oberen Frequenzbereich, erwünscht ist, welcher derartige Störungen auf Kosten der dann ohnehin nicht ausnutzbaren Bildschärfe weniger sichtbar werden läßt Im bekannten Falle wird daher diese Höhenanhebung veränderbar gemacht und als Kriteri um für starke oder schwache Empfangssignale wird die Regelspannung für die übliche Verstärkungsregelung der HF- und ZF-Stufen des Empfängers herangezogen. Je nach Größe dieser Regelspannung wird ein Transistor ein- oder ausgeschaltet, mit Hilfe dessen die frequenzabhängige Gegenkopplung einer Stufe des

Videoverstärkers so umgeschaltet wird, daß der Übertragungsfrequenzgang am oberen Ende mehr oder

weniger stark angehoben bzw. abgesenkt wird.

Videosignal-Verarbeitungssysteme, wie zum Beispiel

Fernsehempfänger, sind gewöhnlich mit einer oder mehreren transistorisierten Video-Verstärkerstufen ausgerüstet, welche die Intensitäts-Steuerelektroden einer Bildröhre oder ähnlichen Einrichtung mit Video-Ausgangssignalen ansteuern. Diese Video-Verstärker sind zwar schon mit relativ leistungsstarken Transistorelementen ausgerüstet worden (zum Beispiel A-Verstärker); jedoch sind in jüngerer Zeit die leistungsstarken Stufen durch vergleichsweise leistungsschwächere Video-Ausgangsstufen (zum Beispiel mit Transistoren in B- oder C-Verstärkerschaltung) ersetzt worden, um den Energie- bzw. Stromverbrauch von Fernsehempfängern herabzusetzen. Die leistungsschwächeren Stufen sind gewöhnlich so ausgelegt, daß sie eine niedrigere Ruhe-Verlustleistung als zum Beispiel die A-Verstärker stufen haben.

In den leistungsschwächeren Ausgangsstufen können auch leistungschwächere Transistoren eingesetzt werden, da derartige Stufen eine geringere Verlustleistung haben, die im wesentlichen der Größe des zu

t>5 verstärkenden Signales proportional ist. Andererse.is jedoch sind leistungsschwächere Transistoren gegenüber Überlastung anfällig, wenn das in diesen Stufen verarbeitete Signal in einem signifikanten Ausmaß

Hochfrequenzkomponenten mit einer hohen Auftrittsdichte enthält So kann zum Beispiel eine Überlastung eintreten, wenn schwache Signale verstärkt werden, die Störsignale in signifikantem Ausmaß enthalten, oder wenn der Empfänger auf einen leeren Kanal ohne Videoinformation umgeschaltet wird. In diesen Fällen werden die Störsignale bzw. das Rauschen in den Zwischenfrequenzstufen und den folgenden Verstärkerstufen verstärkt, welche unter diesen Bedingungen wegen der automatischen Verstärkungsregelung im jo Empfänger regelmäßig mit maximaler Verstärkung arbeiten. Die Störsignale nehmen üblicherweise das gesamte Videosignal-Frequenzspektrum ein und können ohne Unterbrechung während des gesamten Bildzyklus, also während der Bildschreibung und während des Rücklauf-Austastintervalls auftreten. Dieser stete Strom von Störsignalen führt dazu, daß die Verstärkerstufe praktisch kontinuierlich leitend ist und deshalb die Wärmeabgabe und damit die Betriebstemperatur der Verstärkerstufe über längere Zeit ansteigt Dies wiederum kann zur Zerstörung des Verstärkers durch »thermisches Ausreißen«, also durch Überhitzung der die Verstärkerstufe bildenden Transistoren führen. Bei bestimmten Signal-Zuständen, zum Beispiel beim Empfang eines leeren Kanales, kann die Wärmeabgabe mehrfach größer sein als beim normalen Signal-Empfang zu erwarten ist Eine übermäßige Wärmeabgabe kann auch eintreten, wenn das zu verstärkende Signal ein komplexes Bildmuster wiedergibt, .vie es zum Beispiel in Fernsehempfängern erzeugt wird, die in Verbindung mit sogenannten Video-Spielen benutz; werden, oder wenn nichtstandardisierte Testbilder angewandt werden.

Strombegrenzungsschaltungen, die jedem einer Überlastung unter den oben genannten Umständen unterworfenen Verstärker zugeordnet sind, werden aus verschiedenen Gründen als nachteilig angesehen. Schaltungen dieser Art können gewöhnlich nicht zwischen Videoinformation und gestörten Signalen oder Störsignalen allein unterscheiden, weshalb sie in der Regel Spitzensignal-Ströme, die Videoinformation enthalten, in unerwünschter Weise begrenzen. Außerdem erfordern diese Schaltungen gewöhnlich mindestens einen relativ großen und damit kostspieligen, für hohe Spannung ausgelegten Leistungstransistor. Außerdem würden bei einem Farbfernsehempfänger drei derartige Schaltungen benötigt weil dieser drei Treiberverstärker zur Erzeugung verstärkter Färb-Videosignale für die entsprechenden Intensitäts-Steuerelektroden der Bildröhre aufweist.

Auch ist die Verwendung von Wärmeableiteinrichtungen, also Wärmesenken, für die Video-Ausgangsstufen niedriger und mittlerer Leistung zur Kompensation der übermäßigen Wärmeabgabe unter den erläuterten Bedingungen nachteilig. Wärmesenken sind relativ groß und teuer und können das Hochfrequenzverhalten der Ausgangsstufen durch kapazitive Belastung des Video-Ausgangssignales nachteilig beeinflussen. Eine Verstärkungssteuerspannung, die von der in Fernsehempfängern üblichen automatischen Verstärkungsregelung abgeleitet wird, ist als Mittel zur Anzeige eines anomalen Signalzustandes, der wahrscheinlich zu übermäßiger Wärmeabgabe führt, nicht geeignet, da diese Spannung grundsätzlich nicht zwischen normalen und anormalen Signalzuständen, also zwischen einem normalen Signalempfang und dem Empfang eines leeren Kanales, unterscheidet. Entsprechend ist die Verstärkungssteuerspannung als Mittel zur Steuerung der Arbeitsweise der Video-Ausgangsstufen im Sinne einer Begrenzung der Verlustleistung bzw. Wärmeabgabe aufgrund anormaler Überlastung nichi geeignet

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 die Transistoren von Verstärkern vor Überlastung bei Auftreten von Signalen mit einem übermäßig großen Anteil hoher Frequenzen starker Amplitude zu schützen, aufgrund deren die Transistoren praktisch kontinuierlich stark leiten und sich damit unzulässig hoch erwärmen würden.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand schematisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 — ein kombiniertes Block- und Detailschaltbild eines Teiles eines Fernsehempfängers, der erfindungsgemäß mit einer Schutzschaltung versehen ist

F i g. 2 — ein detailliertes Schaltbild eines Teiles von F i g. 1 mit einer Schaltung nach der Erfindung,

F i g. 3 — ein Schaltbild einer alternativen Anwendung der bei der Erfindung vorgesehenen Schutzschaltung.

Gemäß F i g. 1 liefert eine Fernsehsignal-Verarbeitungsschaltung 10, die zum Beispiel Abstimm-Netzwerke, Zwischenfrequenzverstärker und Video-Detektorstufen umfaßt, am Ausgang Luminanz- und Chrominanz-Signale (sowie weitere geeignete Signale) an Eingänge einer Zwischensignal-Verarbeitungseinheit 17. Beim Ausführungsbeispiel entspricht die Einheit 17 der integrierten Schaltung TDA 2560, welche in ihren Einzelheiten anhand von F i g. 2 erläutert werden wird. Die Chrominanz- und Luminanz-Signale bzw. -Komponenten von den Ausgängen der Verarbeitungseinheit 17 erfahren eine weitere Verstärkung und Verarbeitung in einer Chrominanz-Signal-Verarbeitungseinheit 18 und einer Luminanz-Signal-Verarbeitungseinheit 19. Die Chrominanz-Einheit 18 erzeugt die Farbdifferenz-Signale R-Y, G-Y und B-Y, die mit einem verstärkten Luminanz-Signal Y von der Einheit 19 in einer Demodulatormatrix 20 zu den Farbsignalen R, G und B, also zu den Videosignalen kombiniert wird, welche zum Beispiel die rote, die grüne bzw. die blaue Bildinformation enthalten. Diese Signale werden dann mittels einander gleichender, für eine niedrige Leistung ausgelegter Treiberstufen 22,25 und 30 verstärkt, wobei die Treiberstufe 30 im Detail dargestellt ist.

Der Verstärker 30 umfaßt zwei Transistoren 32 und 34 von einander komplementärer Leitfähigkeit, die als Gegentakt-Videoverstärker geschaltet sind. Als Transistoren 32 und 34 kommen die Typen BF470 bzw. BF469 zum Beispiel in Frage. Das Farbsignal B vom Ausgang der Matrix 20 gelangt zum Basis-Eingang des NPN-Transistors 34 und über einen Kondensator 36 zum Basis-Eingang des PNP-Transistors 32. Ein verstärktes Ausgangssignal B' der Stufe 30 tritt am Verbindungspunkt der Kollektorwiderstände 35 und 38 der Transistoren 32 und 34 auf. Ein Netzwerk 40 erzeugt eine negative Rückkopplung (Gegenkopplung) für den Verstärker 30.

Das Rückkopplungs-Netzwerk 40 kann zum Beispiel einen ohmschen Spannungsteiler umfassen und über geeignete Schaltungen mit dem Basis-Eingang des Transistors 34 oder mit einem Eingang einer nicht

gezeigten Vorverstärkerstufe vor der Stufe 30, die zum Beispiel in der Einheit 20 enthalten ist, gekoppelt sein. Das Rückkopplungsnetzwerk 40 kann Justierschaltungen für den Schwarz- und den Weißpegel des Videosignales und außerdem eine frequenzselektive Rückkopplung enthalten, so daß Signalspitzen bei einer oder mehreren ausgesuchten Videosignal-Frequenzen entstehen. Der Betrag der Wechselstrom- und der Gleichstrom-Rückkopplung läßt sich zur Einstellung der Verstärkung und des Arbeitspunktes der Schaltung variieren.

Die Videoverstärker 22 und 25 gleichen der Verstärkerschaltung 30 mit dem Netzwerk 40. Die verstärkten Färb- bzw. Videosignale R', G'und ß'von den Verstärkern 22, 25 bzw. 30 werden den Intensitäts-Steuerelektoden, also zum Beispiel den Kathoden, einer Farbbildröhre 45 zugeführt.

Die Anordnung nach F i g. 1 umfaßt weiterhin eine Schutzschaltung 50, die mit der Zwischensignal-Verarbeitungseinheit 17 gekoppelt ist Die Schutzschaltung 50 dient zur Kontrolle der Amplitude der Signale, die im Luminanz-Signal-Verarbeitungsabschnitt der Einheit 17 verarbeitet werden, wenn anormale Signalzustände, also zum Beispiel übermäßige Störsignale, auftreten, die möglicherweise zur Zerstörung der Transistoren in den Gegentaktverstärkern 22, 25 und 30, also zum Beispiel der Transistoren 32 und 34 des Verstärkers 30, führen können. Obwohl die Empfängeranordnung nach F i g. 1 drei Gegentaktverstärker 22, 25 und 30 enthält, die unter den genannten Bedingungen beschädigt werden können, ist nur eine einzige Schutzschaltung 50 vorgesehen, welche für alle drei Verstärker den gewünschten Schutz bewirkt, da die Schutzschaltung der allen Treiber-Verstärkerstufen gemeinsamen Luminanz-Signal-Strecke zugeordnet ist

Die Zwischensignal-Verarbeitungseinheit 17 und die zugeordnete Schutzschaltung 50 sind in Fig.2 näher gezeigt. Gemäß F i g. 2 ist die Verarbeitungseinheit 17 durch die integrierte Videosignal-Verarbeitungs-Schaltung TDA 2560 gebildet, welche von Mullard Ltd, London, England geliefert wird. Die integrierte Schaltung 17 umfaßt mehrere externe Anschlüsse 1 bis

16 für den Austausch verschiedener Signale und Betriebsspannungen zwischen der Verarbeitungseinheit

17 und anderen Schaltungsteilen des Empfängers in der angegebenen Weise. Die Bezifferung der Anschlüsse entspricht der tatsächlichen Bezifferung der Anschlüsse des IC TDA 2560. Im Interesse der Kürze sind nur diejenigen Teile der Verarbeitungseinheit 17 beschrieben, welche der Schutzschaltung 50 zugeordnet sind und deshalb Relevanz für das Verständnis der Erfindung haben.

Die Schutzschaltung 50 umfaßt einen normalerweise nichtleitenden Steuertransistor 52 in Emitter-Basisschaltung mit einem Basis-Eingang, an welchem er eine Probe des am Anschluß 15 der Einheit 17 auftretenden Signales empfängt und mit einem Kollektor-Ausgang, der mit einer Kontrast-Steuerschaltung 60 gleich stromgekoppelt ist Die Kontraststeuerung 60 umfaßt ein manuell einstellbares Kontrast-Potentiometer 62, das über zwei Spannungsteilerwiderstände 65 und 67 zwischen einer Gleichspannungsquelle (+12 V) und Masse liegt Der Schleifer des Potentiometers 62 ist mit einem Kontrast-Steuerungs-Eingangsanschluß 16 der integrierten Verarbeitungsschaltung 17 verbunden, der seinerseits mit Signal-Verstärkungs-Steuerschaltungen innerhalb der Einheit 17 gekoppelt ist die zur Veränderung der Amplitude und damit des Kontrastes des von der Einheit 17 verarbeiteten Luminanz-Signales nach Maßgabe der Einstellung des Potentiometers 62 dienen. Der Kollektor des Steuertransistors 52 ist mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes 65 und des ■, Potentiometers 62 verbunden.

Das am Anschluß 15 der Einheit 17 auftretende Signal ist von der Einheit 17 relativ wenig verarbeitet, d. h. von den der Einheit 17 zugeordneten Kontrast- und Helligkeitssteuerungen nicht beeinflußt. Dieses Signal

ίο wird einer Synchronisier-Trennstufe 42 zugeführt, welche die Synchronisierkomponente des Luminanz-Signales in bekannter Weise abtrennt Das Signal vom Anschluß 15 gelangt über einen Wechselstrom-Koppelkondensator 53 und eine Gleichrichterdiode 55 zum Transistor 52. Der Kondensator 53 bildet zusammen mit den Impedanzen der zugeordneten Schaltelemente ein Signal-Differenzier-Netzwerk zur Differenzierung der vom Anschluß 15 ankommenden Signale. Eine Diode 56 liegt zwischen der Anode der Diode 55 und Masse; sie

2c dient zur Klemmung der negativen Teilamplituden des über den Kondensator 53 aufgekoppelten, differenzierten Signales. Ein Ladungsspeicher-Integrier-Kondensator 57 und ein Ableitwiderstand 58 liegen zwischen der Basis des Transistors 52 und Masse. Das Signal am Anschluß 15 der Einheit 17, aus welchem die Chrominanz- und die Tonträger-Komponenten entfernt worden sind, ist gegenüber dem an Anschluß 14 zugeführten Luminanz-Signal invertiert und umfaßt positive Synchronisierungsimpulse Vs die auf einer

;o Signalschulter mit ungefähr Schwarzwertpegel angeordnet sind und bei jedem horizontalen Zeilen-Austastintervall auftreten, sowie im Vergleich hierzu negative Bildteile zwischen den Austastintervallen. Beim Ausführungsbeispiel hat das Luminanz-Signal

j5 am Anschluß 15 eine nominale Spitzen-Spitzen-Amplitude yon ungefähr 3 bis 4 Volt einschließlich einer Spitzen-Spitzen-Amplitude des Synchronisierimpulses von ungefähr 1 Volt. Das über den Kondensator 53 gekoppelte differenzierte Signal wird von der Diode 55 gleichgerichtet und so in eine Referenzspannung für die Schutzschaltung überführt

Der Differenzier-Kondensator 53 läßt nur hochfrequente Signal-Amplituden-Übergänge hindurch. Der Kondensator 53 leitet also hochfrequente Störsignale, soweit solche vorhanden sind, weiter, genauso wie hochfrequente Amplituden-Obergänge sowohl des normalen Videosignales als auch solcher Videosignale, die komplexe Muster oder Bilder wiedergeben, wie sie bei sogenannten »Fernseh-Spielen« erzeugt werden. In diesem Zusammenhang ist festzustellen, daß die Hochfrequenz-Signal-Dichte eines normalerweise auftretenden Videosignales eine andere ist als die von Störsignalen oder Rauschen. Normale Hochfrequenzkomponenten eines Videosignales können ihrer Natur nach als sporadisch im Zeitbereich aufgefaßt werden, während im Gegensatz hierzu hochfrequente Störkomponenten als relativ kontinuierlich im Zeitbereich anzusehen sind. In ähnlicher Weise sind die Bildmuster bei Fernseh-Spielen häufig kontinuierlich im Zeitbe reich verglichen mit den normalerweise empfangenen Fernsehsignalen.

Die Diode 56 (zum Beispiel Typ 1N914) klemmt die negativen Amplitudenspitzen des differenzierten Signales vom Kondensator 53 auf ungefähr 07 Volt Bei der Gleichrichterdiode 55 handelt es sich vorzugsweise um einen Germanium-Typ (zum Beispiel 0A91) mit einem niedrigen Leitungs-Schwelhvert, damit der Spannungsabfall des gleichgerichteten geklemmten Signales

möglichst klein wird. Der Filter-Kondensator 57 integriert das gleichgerichtete Signal von der Diode 55. so daß eine Referenz-Gleichspannung an der Basis des Transistors 52 entsteht. Die Anordnung aus Klemm-Diodc 56 und Gleichrichterdiode 55 zusammen mit den ο Kondensatoren 53 und 57 liefert eine geeignete Referenzspannung an der Basis des Transistors 52, welche das Auftreten normaler Videosignale oder anormaler Signale wie zum Beispiel hochfrequenter Komponenten, die mit einer hohen Dichte hinsichtlich der Dauer auftreten (im folgenden hochdichte Signale genannt) anzeigt. Da die an der Basis des Steuertransistors 52 entstehende Referenzspannung hauptsächlich vom gleichgerichteten positiven Teil des Videosignales, der vorwiegend die Synchronisierimpulse enthält, t5 abgeleitet ist, ergibt sich eine deutliche Unterscheidung zwischen einer Referenzspannung an der Basis des Transistors 52, die auf normalen Signalen beruht, und einer Referenzspannung, die anormalen hochdichten Signalen, insbesondere bei einem durch niedrigen Pegel gekennzeichneten Signal-Zustand, zuzuordnen ist.

Der Basis-Emitter-Leitfähigkeits-Schwellwert des normalerweise gesperrten Transistors 52 wird nur beim Auftreten hochdichter Signale vom Anschluß 15 mit ausreichend großer Amplitude überschritten, da nur r, solche Signale eine Aufladung des Kondensators 57 bewirken können, die genügt, den Transistor 52 leitfähig zu machen, wenn eine Kompensation im Hinblick auf diese Signale gewünscht wird.

Bei normalem Signal-Zustand ist der Transistor 52 j< > aufgrund einer zu geringen Basis-Vorspannung gesperrt. Im einzelnen laden die hochfrequenten Komponenten des positiven Teiles des Videosignales nach der Gleichrichtung mittels der Diode 55 den Filter-Kondensator 57 auf eine Spannung auf, die dem Mittelwert der i~> gleichgerichteten Hochfrequenz-Komponenten proportional ist. Da diese mittlere Spannung von den relativ sporadischen hochfrequenten Video-Informationen abgeleitet ist und da der Leck-Widerstand 58 eine ständige Entladung bewirkt, kann sich der Kondensator 57 w normalerweise nicht auf einen Spannungspegel aufladen, der ausreicht, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 52 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen und dadurch den Transistor 52 leitend zu machen.

Die an der Basis des Transistors 52 entstehende Spannung steigt deutlich beim Auftreten hochdichter Signale an, wenn ein relativ kontinuierlicher Strom hochfrequenter Komponenten ausreichender Amplitude im Ausgangssignal vom Anschluß 15 vorhanden ist. Dies liegt daran, daß die hochdichten hochfrequenten Signale den Kondensator 57 schneller aufladen, als er über den Leck-Widerstand 58 entladen werden kann. Wenn die Basis-Spannung den Basis-Emilter-Leitfähigkeits-Schwellwert des Transistors 52 (von ungefähr 0,7 Volt) überschreitet, wird der Transistor 52 in Vorwärtsrichtung vorgespannt und dadurch leitend. Der Transistor 52 zieht dann über den Widerstand 65 der Kontrast-Steuerschaltung 60 Kollektorstrom, wodurch die Kollektorspannung am Transistor 52 und damit die am Abgriff des Potentiometers 62 auftretende Kontrast-Steuerspannung abnimmt, und zwar je nach dem Maß der Leitfähigkeit des Transistors 52. Die reduzierte Kontrast-Steuerspannung am Abgriff des Potentiometers 62 hat eine Größe und Richtung derart, daß die Verstärkungssteuerschaltungen, die mit dem Anschluß b5 16 der Einheit 17 verbunden sind, die Amplitude des Videosignales um einen entsprechenden Betrag herabsetzen.

Deshalb wird auch die Amplitude des Ausgangssignales vom Anschluß 10 der Einheit 17 um einen entsprechenden Betrag herabgesetzt. Der Betrag, um welchen die Signalverstärkung unter diesen Bedingungen verkleinert wird, kann dadurch genau nach Wunsch festgelegt werden, daß man einen Widerstand geeigneten Wertes in Serie mit dem Kollektor des Transistors 52 schaltet.

Das gedämpfte Signal vom Anschluß 10 der Einheit 17 entspricht der Luminanz-Information plus Störgeräusch im Falle eines schwachen Videosignales oder dem Störgeräusch allein, wenn der Empfänger beispielsweise auf einen leeren Kanal abgestimmt ist. In beiden Fällen dient das gedämpfte Signal vom Anschluß 10 dazu, die Ausgangsverstärker 22,25 und 30 (F i g. 1) vor Zerstörung aufgrund einer Überlastung unter den anormalen Hochfrequenz-Signal-Bedingungen zu schützen, indem die Signalansteuerung für diese Verstärker herabgesetzt wird. Es werden auf diese Weise alle drei Video-Ausgangsstufen geschützt, da das Ausgangssignal der Einheit 17 über die Luminanz-Verarbeitungseinheit 19 mit der Matrix 20 (Fig. 1) gekoppelt ist, wo es mit den Farb-Differenzsignalen zur Bildung der Signale R, G und B kombiniert wird, welche die Ausgangsverstärker 22, 25 und 30 ansteuert. Mit anderen Worten ist das gesteuerte Signal vom Anschluß 10 der Einheit 17 das gleiche für alle drei Ausgangsverstärker.

Die Anordnung mit der Schutzschaltung 50 ergibt in einem gewissen Ausmaß auch eine Temperatur-Kompensation. So führt der bei Video-Treiberstufen und der Schutzschaltung 50 gewöhnlich eintretende Temperaturanstieg zu einer Erhöhung der Verstärkung und damit auch der Wärmeabgabe der Treiberstufen; außerdem wird die Verstärkung des Steuertransistors 52 erhöht. Der letztgenannte Effekt wiederum bewirkt eine Verringerung der Video-Signalamplitude und damit des Ansteuerpegels für die Video-Ausgangsstufen.

F i g. 3 zeigt eine alternative Ausführungsform der Erfindung in einer Schaltung, welche zur Bildverbesserung durch Geschwindigkeitsmodulation des Bildröhren-Strahlstromes in einem Fernsehempfänger dient. Das Verfahren dieser Bildverbesserung ist für das Verständnis der Grundzüge der Erfindung, wie sie bei der Anordnung nach F i g. 3 angewandt wird, nicht wesentlich und wird daher nur kurz erläutert.

Gemäß F i g. 3 werden Luminanz-Signale V aus einer Quelle 110 über eine übliche Luiminanz-Verzögerungsleitung 113 auf eine Luminanz-Signal-Verarbeitungsschaltung eines Empfängers gegeben. Die Verzögerungsleitung liefert eine Signalverzögerung im Bereich von 400 bis 700 ns. Ein an einer Anzapfung der Verzögerungsleitung 113 abgegriffenes Luminanz-Signa! V" wird mittels eines Emitter-Folger-Transistors 116 gepuffert, mittels eines Kondensators 118 differenziert und über einen Widerstand 119 auf einen Vorverstärker-Transistor 122 in Emitter-Schaltung gegeben. Eine verstärkte Version des differenzierten Luminanz-Signales erscheint an einem Kollektor-Ausgang des Transistors 122, von wo es über eine Wechselstrom-Kopplung zu einem für niedrige Leistung ausgelegten Gegentakt-Video-Verstärker 125 gelangt, der Eingangstransistoren 123 und 124 mit komplementärer Leitfähigkeit in C-Schaltung und Ausgangstransistoren 126, 128 komplementärer Leitfähigkeit in der in F i g. 3 gezeigten Schaltung umfaßt

Das Ausgangssignal des Transistors 122 wird den

Basis-Eingängen der Transistoren 123 und 124 zugeführt, und ein verstärktes Ausgangssignal erscheint an einem Punkt A der untereinander verbundenen Kollektor-Elektroden der Ausgangstransistoren 126 und 128. Dieses Signal wird zur Ansteuerung einer kleinen Hilfs-Ablenkspule (jochspule) 130 verwendet, die neben der eigentlichen Ablenkspule auf dem Hals der Fernseh-Bildröhre (nicht gezeigt) angeordnet ist. Beim Ausführungsbeispiel ist das System so ausgelegt, daß das am Punkt A erscheinende Signal positive Zeilen-Rücklauf-Impulse enthält, welche von den Ablenkschaltungen erzeugt werden, sowie verstärkte, differenzierte Impulse positiver und negativer Polarität, die zwischen benachbarten positiven Rücklauf-Impulsen angeordnet sind (und durch die Differenzierwirkung des Kondensators i 18 erzeugt werden).

Da der Verstärker 125 ein differenziertes Luminanz-Signal verstärkt, werden nur die Schwarz-Weiß- und die Weiß-Schwarz-Amplitudenübergänge des Luminanzsignales vom Verstärker 125 verstärkt. Diese Übergänge und die zugeordneten hochfrequenten Komponenten treten bei normalen Programm-Bedingungen sporadisch auf. Die Verstärker-Transistoren 123,124 und 126, 128 sind daher nur für sehr kurze Perioden während jeder horizontalen Bild-Zeile leitend, was die Verwendung relativ leistungsschwacher Transistoren für diese Transistoren ermöglicht. Für die Transistoren 123 und 124 sind zum Beispiel die Typen 2N4126 und 2N4124 geeignet, während für die Transistoren 126 und 128 beispielsweise die Typen MPS6531 bzw. MPS6534 geeignet sind.

Wenn der Verstärker 125 ein anormales Eingangssignal erhält, das zum Beispiel eine signifikante Menge nicht sporadiscLir, hochfrequenter Komponenten enthält, die mit hoher Dichte ihrer Dauer auftreten, kann es wie bei den Video-Aüsgangsstufen nach F i g. 2 passieren, daß die Verstärker-Transistoren nahezu ständig für die Dauer des anormalen Signales leiten müssen. Hierdurch geht die Verlustleistung bzw. Wärmeabgabe dieser Transistoren in die Höhe, was die Wahrscheinlichkeit einer Zerstörung dieser Transistoren durch Überhitzung und des damit zusammenhängenden Phänomens des thermischen Ausreißens erhöht. Um dies zu verhüten, ist eine Schutzschaltung 150 vorgesehen. Die Schutzschaltung 150 gleicht zum großen Teil sowohl strukturell als auch funktionsmäßig der Schutzschaltung 50 nach F i g. 2.

Bei der Schutzschaltung 150 wird eine Probe des Ausgangssignales, das am Punkt A ansteht, über einen Widerstand 154 zu einer Gleichrichterdiode 155 gekoppelt. Beim Ausführungsbeispiel richtet die Diode 155 den negativen Teil des Ausgangssignales gleich und nicht den realtiv h:erzu positiven Teil des Signales. Dieses Vorgehen ist beim Ausführungsbeispiel vorzuziehen, da der negative Teil des Signales keine positiven Rücklaufimpulse enthält, weiche während des horizontalen Rücklauf-Intervalls erzeugt und in die Hilfs-Spule 130 induziert werden. Wegen des Vorhandenseins der positiven Rücklaufimpulse ist der positivere Teil des Signales für die Zwecke der Störerfassung weniger geeignet als beim System nach F i g. 2.

Das gleichgerichtete Signal von der Diode 155 lädt einen Integrier-Kondensator 157 auf eine Spannung auf, die dem Mittelwert des gleichgerichteten Signales proportional ist Der Kondensator 157 und ein Leckbzw. Ableitwiderstand 158 sind gemeinsam parallel zum Basis-Emitter-Übergang eines normalerweise gesperrten PNP-Steuertransistors 152 (zum Beispiel Typ 2N4I26) geschaltet. Unter normalerweise /u erwartenden Signal-Bedingungen erreicht die im Kondensator

157 an der Basiselektrode des Transistors 152 angesammelte Ladung nicht aus, um den Transistor 152

" in Yorwärlsrichtung vorzuspannen und damit leitfähig /u machen, weil der Hoehlrequenz-Anieil eines normalen Videosignals von sporadischer Natur ist und seine Wirkung durch die Ableitwirkung des Widerstandes 158 aufgehoben wird, wie es anhand von F i g. 2

id erläutert worden ist.

Beim Auftreten signifikanter Mengen hochdichter Signale lädt sich der Kondensator 157 jedoch schneller auf, als er über den Widerstand 158 entladen wird, so daß eine Spannung entsteht, die ausreicht, den Transistor 152 zum Leiten zu bringen. Der Kollektorstrom des leitenden Transistors 152 fiießl über einen Widerstand 156 und Widerstand 119 und bildet einen zusätzlichen öasis-Ansteuerstrom für den Vorverstärker-Transistor 122. Dieser zusätzliche Basisstrom treibt den Transistor 122 in die Sättigung, wodurch das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 122 gedämpft bzw. begrenzt wird. Das gepulste Ausgangssignal am Punkt A und damit der Eingang zur Schutzschaltung 150 nimmt ab, bis ein Gleichgewichtszustand erreicht ist, bei welchem Transistor 152 so ausreichend leitet, daß das Signal am Punkt A auf einem maximalen vorbestimmten Pegel gehalten wird. Dieses Ergebnis wird solange erzielt, wie die anormale Situation anhält; danach kehrt der Transistor 152 in den normalen gesperrten Zustand zurück.

Der Signalpegel am Punkt A richtet sich nach den Werten der Widerstände 154 und 158 sowie des Kondensators 157. Ein größer werdendes Signal am Punkt A führt zu einer Vergrößerung der an den Widerständen 154 und 158 abfallenden Spannung, was wiederum zur Vergrößerung der Leitfähigkeit des Transistors 152 und des in die Sättigung gekommenen Transistors 122 führt, wodurch das Kollektor-Ausgangssignal des Transistors 122 wegen der Begrenzungswirkung desselben reduziert wird. Die Widerstände 154 und

158 bilden einen Spannungsteiler derart, daß bei Vergrößerung des Wertes des Widerstandes 154 und vorgegebenem Wert des Widerstandes 158 das Signal am Punkt A auf einen höheren Pegel ansteigen kann, bevor der Leitfähigkeits-Schwellwert des Transistors 152 erreicht wird. Der Kondensator 157 dient zur Integrierung der Signalimpulse, die an der Basis des Transistors 152 anstehen, so daß der Transistor 152 durch sporadische Signale nicht in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden kann.

Der Widerstand 156 dient -als Strombegrenzungswiderstand und schützt den Transistor 122, wenn der Steuertransistor 152 ausfällt. Wenn beispielsweise ein Bildröhren-Schluß den Transistor 152 durch Kurzschlie-Ben im Basis-Emitter- oder im Basis-Kollektor-Übergang zerstört, wird der Widerstand 156 den Basisstrom des Transistors 122 begrenzen, der sonst auf einen möglicherweise zerstörerischen Wert ansteigen würde. Das begrenzte Ausgangssignal vom Transistor 122 begrenzt die Leitfähigkeit der die Verstärkerstufe 125 bildenden Transistoren auf einen Wert, bei dem sichergestellt ist, daß diese Transistoren nicht durch übermäßige Wärmeentwicklung beschädigt oder zerstört werden. So wurde beispielsweise unter normalen Signalbedingungen beobachtet daß die durchschnittliche Verlustleistung der Ausgangsstufe 125 ungefähr 0,35 Watt beträgt. Bei Trennung der Antenne vom Empfänger zur Simulierung einer unterbrochenen

Signal-Übertragung oder eines leeren Kanales geht die Verlustleistung bzw. Wärmeabgabe auf 7 Watt herauf und vergrößert sich allmählich, wenn die Schutzschaltung 150 fehlt. Bei installierter Schutzschaltung 150 wurde die Verlustleistung auf einen akzeptablen, konstanten Wert von 1,3 Watt begrenzt.

Auch bei diesem Ausführungsbeispiel stellt sich eine Temperaturkompensation ein. Im einzelnen vergrößert eine temperaturbedingte Vergrößerung der Verstärkung und der entsprechenden Wärmeabgabe der Video-Verstärkerstufe 125 den von der Schutzschaltung (50 erfaßten Signalpegel. Die Strom-Leitfähigkeit des Steuertransistors 152 erhöht sich nach Maßgabe dieses Signales, so daß Transistor 152 einen zusätzlichen, temperaturbedingten Basis-Ansteuerstrom zum Vor-

Richtung, bei der er der Wirkung des dem Transistor 122 zugeführten Signal-Stromes entgegenwirkt, und dient so zur Reduzierung der Signalverstärkung des Transistors 122 und dadurch der Verlustleistung der Ausgangsstufe 125.

Insgesamt wurde eine unkomplizierte, wirtschaftliche und energiesparende Überlastungsschutzschaltung beschrieben. Es sind keine speziellen Bauteile, wie zum Beispiel Hochleistungs-Transistoren, notwendig; auch wird unter normalen Betriebsbedingungen keine Leistung verbraucht, da der Steuertransistor der Schutzschaltung, also zum Beispiel der Transistor * ^~> ·- F i g. 3, normalerweise gesperrt ist. Darübei ::..iaus kann ein System, das mit der erläuterten Schutzschaltung ausgerüstet ist, Video-Ausgangstransistoren ohne Wärmesenken verwenden, welche ansonsten notwendig wären, um die übermäßige Wärmeabgabe aufgrund -, ungünstiger Signalbedingungen, wie sie zuvor erläutert wurden, zu kompensieren.

Im Vorstehenden wurde die Erfindung zwar unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsformen beschrieben, jedoch sind natürlich verschiedenste, zusätzliche

ι,, Abwandlungen innerhalb des Rahmens der Erfindung möglich.

So kann beispielsweise bei der Ausführungsform nach F i g. 2 die Schutzschaltung so ausgelegt sein, daß sie das Ausgangssignal am Anschluß 10der Einheit 17 und nicht das am Anschluß 15 erscheinende Signal erfaßt; dies richtet sich im einzelnen nach den jeweiligen Anforderungen des Systems.

Beim letztgenannten Beispiel ändert die Einwirkung der Kontrast- und der Helligkeits-Steuerung auf das Ausgangs-Videosignal am Anschluß 10 nicht die Wirkungsweise der erläuterten Schutzschaltung.

Es kann auch zweckmäßig sein, die Schutzschaltung so auszulegen, daß die Störsignale für eine »Geräuschunterdrückung« erfaßt werden, wenn das Signal

2-\ hochdichte, hochfrequente Komponenten unabhängig von Bildsignalen während des Zeilen-Intervalls umfaß¹.. Dijs kann erreicht werden, indem der Ausgang der Synchronisier-Trennsiufe 42, der keine Bildinform.uion enthält, überwacht wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

1 Patentansprüche:

1. Schaltung zur Verarbeitung von Videosignalen mit einer Videosignal-Übertragungsstrecke, die einen Videoverstärker umfaßt, der in einem unerwünschten MaBe anfällig gegenüber Wärmeleitung und -abfuhr ist, wenn sein Eingangssignal Hochfrequenz-Komponenten signifikanter Größe und mit großer Auftrittsdichte enthält, und mit einer Schutzschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Übertragungsstrecke eine Detektoreinrichtung (57) gekoppelt ist, welche selektiv auf Hochfrequenz-Signale mit der Erzeugung eines Detektorsignales spricht, welches das Vorhandensein von Hochfrequenz-Signalen anzeigt, daß mit der Detektoreinrichtung (57) eine steuerbare Leiteinrichtung (52) gekoppelt ist, welche auf das Detektorsignal mit der Erzeugung eines Ausgangs-Steuersignales anspricht, wenn das Detektorsignal einen bestimmten Pegel überschreitet der das Vorhandensein von Hochfrequenz-Komponenten einer signifikanten Größe und einer hohen Auftrittsdichte anzeigt, und daß eine Koppeleinrichtung (62) zur Beaufschlagung der Video-Signalübertragungsstrecke mit dem Steuersignal zur Veränderung der Signalverstärkung der Übertragungsstrecke und damit des Pegels des über die Übertragungsstrecke übertragenen Signales in einer Richtung vorgesehen ist, bei welcher die Größe des übertragenen Signales verringert und damit auch die auf die Hochfrequenz-Komponenten hoher Dichte zurückzuführende Wärmeerzeugung und -abgabe des Verstärkers entsprechend herabgesetzt wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinrichtung (57) eine mit der Übertragungsstrecke gekoppelte Signal-Differenziervorrichtung (53) zur selektiven Weiterleitung von Hochfrequenz-Komponenten umfaßt, ferner eine mit der Differenziervorrichtung gekoppelte amplitudenempfindliche Vorrichtung i5S) zur Weiterleitung von Signalen einer bestimmten Polarität von der Differenziervorrichtung, und schließlich eine Signal-Integriervorrichtung (57) für die Signale bestimmter Polarität von der amplitudenempfindlichen Vorrichtung zur Erzeugung des Detektorsignales.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Integriervorrichtung ein Ladungsspeicher-Element (57) umfaßt, und daß die Detektoreinrichtung zusätzlich eine Vorrichtung (58) zur Entladung des Ladungsspeicher-Elementes mit einer bestimmten Geschwindigkeit aufweist.

4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die amplitudenempfindliche Vorrichtung einen Gleichrichter (55) aufweist, der zwischen die Differenziervorrichtung und die Integriervorrichtung eingefügt ist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Leiteinrichtung einen normalerweise gesperrten Transistor (52) aufweist, der nach Maßgabe des Detektorsignales in den leitfähigen Zustand bringbar ist zur Erzeugung des Steuersignales, wenn das Detektorsignal einen bestimmten Pegel überschreitet.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinrichtung (57) mit dem Videoverstärker zur Erfassung von Video-Ausgangssignalen des Videoverstärkers gekoppelt ist.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Video-Signalübertragungsstrecke eine dem Videoverstärker vorgeschaltete Einrichtung zur selektiven Überkopplung hochfrequenter Komponenten des Videosignales zum Videoverstärker aufweist und daß die Detektoreinrichtung mit der Übertragungsstrecke hinter der frequenzselektiven Einrichtung gekoppelt ist