DE2710794A1 - Schaltung zur bereitstellung einer geregelten, zur leistungsabgabe geeigneten spannung - Google Patents
Schaltung zur bereitstellung einer geregelten, zur leistungsabgabe geeigneten spannungInfo
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Description
HELMUT SCHROETER KLAUS LEHMANN
Toko, Inc. yi-to-10
Se/Bi. I 11. März 1977
Schaltung zur Bereitstellung einer geregelten, zur Leistungsabgabe
geeigneten Spannung
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Bereitstellung einer geregelten, zur Leistungsabgabe geeigneten Spannung gemäß dem
Oberbegriff des Anspruches 1.
Die Erfindung erzielt eine überragende Verbesserung des Verhältnisses
der geregelten Ausgangsleistung, die von Ausgangsanschlüssen abgenommen wird, zur zugeführten Leistung aus einer
Leistungsquelle, d.h. also im Wirkungsgrad. Die Erfindung betrifft auch einen neuen und verbesserten Spannungswandler,
in dem die gewandelte Spannung von hoher Qualität ist und der eine stabile Ausgangsspannung liefern kann, selbst wenn Schwankungen
in der Spannungsquelle und der Last vorkommen, und der rasch anspricht und frei von Störsignalen für andere Instrumente
ist.
Es wurden bisher schon verschiedene Arten von Spannungsregelungssystemen
vorgeschlagen. Tatsächlich sind aber die meisten von ihnen nachteilig, da der Wirkungsgrad gering, die Qualität der
gewandelten Spannung niedrig und die Ausgangsspannung unstabil bei Veränderungen der Leistungsquelle und der Last ist u.s.w..
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Dementsprechend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine neue und verbesserte Spannungsregelungs-Schaltung zu schaffen,
die geeignet ist, die Nachteile des bekannten Standes der Technik zu überwinden.
Zur Lösung der gestellten Aufgabe geeignete Maßnahmen sind in Anspruch 1 angegeben.
Es ist ersichtlich, daß das System nach der Erfindung wirksam bei verschiedenen Leistungsverstärkern, Wechselrichtern, Gleichspannungsstabilisatoren
und anderen verschiedenen Anwendungsgebieten verwendbar ist.
Weitere Merkmale der Erfindung sowie die dadurch erzielten Vorteile werden aus der nachfolgenden Beschreibung ersichtlich,
in der verschiedene Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen erläutert sind. Es zeigen
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung des Grundprinzips
vorliegender Erfindung,
Fig. 2A, 2B, 2C, 3A, 3B, Ί, 5, 6, 7A, 7B und 8 grafische Darstellungen
zur Erläuterung der Wirkungsweise vorliegender Erfindung,
Fig. 9 ein Schaltungsdiagramm eines konkreten Ausführungsbeispiels
der Erfindung,
Fig. 10 ein Schaltungsdiagraram eines anderen Ausführungsbeispiels
der Erfindung,
Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels
der Erfindung,
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Fig. 12 eine grafische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise
des Ausführungsbeispiels der Fig. 11,
Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels
,
Fig. 14 eine grafische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise
des Ausführungsbeispiels der Fig. 13·
In Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm des Grundprinzips vorliegender
Erfindung gezeigt. E., Ep, ...,Ec- sind in Reihe geschaltete
Gleichspannungs-Leistungsquellen. Um die Beschreibung zu vereinfachen, ist angenommen, daß diese Gleichspannungs-Leistungsquellen
gleiche Spannung haben. Auf der Leitung 1 liegt eine Bezugsspannung vor. Die Leitung 1 dient auch als Rückleitung
für die Gleichspannungs-Leistungsquellen. Die Spannungen zwischen den positiven Elektroden der fünf Gleichspannungs-Leistungsquellen
und dem Bezugspotential auf der Leitung 1, d.h. die Spannungen dieser Gleichspannungs-Leistungsquellen sind mit V1, ..., Vj- in
der Reihenfolge der entsprechenden Leistungsquellen E1 u.s.w.
bezeichnet. Mit den positiven Elektroden ebenfalls in der mit E1 beginnenden Reihenfolge sind die Kollektoren von Stromregelungs-NPN-Transistoren
Q1, Qp,... Q,-,verbunden, die im wesentlichen
die gleichen Kennlinien aufweisen und von denen die Emitter alle an einen Ausgangsanschluß 2a angeschlossen sind. Der andere
Ausgangsanschluß 2b der Schaltung liegt auf dem Bezugspotential 1. Zwischen die Ausgangsanschlüsse 2a und 2b ist außerdem ein
Lastwiderstand RT eingeschaltet, so daß eine Ausgangsspannung
V0 am Widerstand R1 anliegt. Außerdem sind die Basen der Stromregelungstransistoren
Q1, Qp . . ., Q,- mit Betriebsumschaltern
S1, Sp ...,S1- verbunden, die einzeln umgeschaltet werden können.
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Mit einer Steuerspannungsquelle Ep ist ein veränderlicher
Widerstand VR verbunden, der zum Einstellen der Steuerspannung V-. dient, die an die Basen der Stromregelungstransistoren Q.,,
Ki 1
Q ..., Q_ angelegt wird. Mittels eines der oben genannten
fünf Betriebsumschalter S., S2, ..., S^, die wahlweise geschlossen
werden können, kann ein Transistor unter den fünf Transistoren Q1, Q2* ···, Q1- ausgewählt werden, an dessen Basis
die Steuerspannung V„ angelegt werden soll. Die übrigen Transistoren
können mit ihren Basen an die Bezugsspannung 1 mittels der zugehörigen Betriebsumschalter angelegt sein.
Fig. 1 zeigt einen Zustand, in dem der Betriebsumschalter S1.
geschlossen ist, während die übrigen Betriebsumschalter S1, ...,
Sj. offen sind. Der veränderliche Widerstand VR wird verändert,
um hierbei den Wert der Steuerspannung Vc von Null bis zu seinem
Maximalwert linear mit der Zeit t zu verändern, wobei die Steuerspannung ihren Maximalwert Vp in m Sekunden erreicht,
worauf sie linear mit der Zeit t wieder zurückgeht und in s Sekunden nach Null gelangt. Dies bedeutet, daß der Wert der
Kontrollspannung veranlaßt wird, den Verlauf O-M-S, wie er in Fig. 2A gezeigt ist, zu nehmen. Es wird jedoch angenommen, daß
der maximale Wert Vp etwas größer als der Maximalwert V,-der
Leistungsquelle ist. In diesem Fall nimmt die Veränderung der Ausgangsspannung V0 in Bezug auf die Zeit t den Verlauf
O-A-F-G-Q-S, wie er in Fig. 2B gezeigt ist. Insbesondere wird der Kollektorstrom Ipc des Transistors Qc nicht sofort zu fließen
beginnen, selbst dann, wenn die Steuerspannung V„ schon im
Zeitpunkt Null zu steigen beginnt, weil der Transistor eine nicht-lineare Kennlinie hat. Jedoch beginnt der Kollektorstrom
a Sekunden später zu fließen, weshalb auch die Ausgangsspannung Vq a Sekunden später zu steigen beginnt. In einer Zeit von s
Sekunden ist der Strom gesättigt, womit die größtmögliche Ausgangsspannung Vp-Ox des Transistors Q,- erreicht ist, worauf die
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Spannung waagrecht verläuft und dann im Zeitpunkt g Sekunden wieder abzunehmen beginnt und Null bei q Sekunden erreicht.
Nun wird allein der Betriebsumschalter Sk geschlossen, während
die übrigen Schalter S1, Sp, S, und St- geöffnet sind. Die
Steuerspannung V« wird wie in Fig. 2A gezeigt verändert. Dadurch
nimmt die Ausgangsspannung V0 den Verlauf O-A-E-H-Q-S, wie er
in Fig. 2B gezeigt ist. Das bedeutet, daß der Kollektorstrom I„u des Transistors Qj, in a Sekunden zu fließen beginnt und in
e Sekunden gesättigt ist, wonach die größtmögliche Ausgangsspannung v oi»max des Transistors Qü erreicht ist. Hiernach
nimmt der Strom einen waagrechten Verlauf und beginnt dann bei h Sekunden wieder abzunehmen und kehrt nach q Sekunden zu Null
zurück.
Wenn die Veränderung, wie sie in Fig. 2A gezeigt ist, in gleicher Weise der Steuerspannung V„ in den Fällen erteilt wird, in denen
nur der Betriebsumschalter S, oder der Betriebsumschalter S- oder der Betriebsumschalter S. geschlossen ist, während sich
immer die jeweils anderen Betriebsumschalter in Offenstellung befinden, nimmt die Ausgangsspannung VQ den Verlauf O-A-D-J-Q-S,
bzw. O-A-C-K-Q-S bzw. O-A-B-L-Q-S, wie es in Fig. 2B gezeigt
ist. Das bedeutet in diesen Fällen, daß die Ausgangsspannung V0 ebenso in a Sekunden zu steigen beginnt und in d bzw. c bzw.
b Sekunden gesättigt ist, wobei dann die maximal mögliche Ausgangsspannung vo3max» bzw' V02max' bzw* V01max der Transistoren
Q, bzw. Q2 bzw. Q1 erreicht ist. Sie beginnt jeweils in j bzw.
k bzw. 1 Sekunden wieder zu fallen und kehrt nach q Sekunden zu Null zurück.
Wenn nun der Betriebsumschalter S1 geschlossen ist, während
sich die übrigen Betriebsumschalter in Offenstellung befinden
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und dabei die Veränderung der Steuerspannung V„ erfolgt, wie
sie in Fig. 2A gezeigt ist, beginnt die Ausgangsspannung VQ in
a Sekunden zu steigen, und nimmt den Verlauf 0-A und nähert sich dem Punkt B. Wenn jedoch unmittelbar, bevor der Zeitpunkt
b Sekunden erreicht ist, der Betriebsumschalter S. von der
eingeschalteten in die ausgeschaltete Lage überführt wird und der Betriebsumschalter Sp von der ausgeschalteten in die eingeschaltete
Lage überführt wird, wobei beides ohne Verzögerung und gleichzeitig geschieht, wird der Kollektorstrom Iq1, der
bis dahin durch den Transistor Q1 geflossen ist, zu Null und
statt dessen fließt ein Kollektorstrom Ip2 durch den Transistor
Q2, so daß die Ausgangsspannung VQ nicht gesättigt ist, selbst
wenn sie VQ1 in b Sekunden erreicht. Ihr Verlauf setzt sich
so fort, daß sie weiter gegen den Punkt C zu steigt, selbst wenn sie am Punkt B vorbeigegangen ist.
Wenn nun unmittelbar, bevor der Punkt c Sekunden erreicht ist, der Betriebsumschalter Sp von seiner eingeschalteten in seine
ausgeschaltete Lage und der Betriebsumschalter S, von seiner ausgeschalteten in seine eingeschaltete Lage überführt wird,
wobei beides ohne Verzögerung und gleichzeitig geschieht, wird der Kollektorstrom IC2* der bis dahin durch den Transistor Qp
geflossen ist, zu Null. Statt dessen fließt ein Kollektorstrom I,,, durch den Transistor Q,, so daß die Ausgangsspannung Vq
nicht gesättigt ist, selbst wenn sie VQ2max *n c Sekunden
erreicht. Ihr Verlauf setzt sich so fort, daß sie gegen den Punkt D hin ansteigt. j
Wenn nun in gleicher Wei^e unmittelbar bevor die Punkte d und e
Sekunden erreicht sind, 4er Betriebsumschalter S, aus seiner
eingeschalteten in seine ausgeschaltete Lage, der Betriebsumschalter Sjl von seiner ausgeschalteten in seine eingeschaltete
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Lage bzw. der Betriebsumschalter Sj. von seiner eingeschalteten
Lage in seine ausgeschaltete Lage und der Betriebsumschalter S^
von seiner ausgeschalteten Lage in seine eingeschaltete Lage überführt werden, wobei diese Vorgänge jeweils paarweise gleichzeitig
und ohne Verzögerung geschehen, geht der Betrieb vom Transistor Q, zum Transistor Qj. bzw. vom Transistor Q1, zum
Transistor Q über und die Kollektorströme ändern sich von In,
nach Ipj, bzw. von Icj. nach ICt->
so daß die Ausgangsspannung Vq
weiterhin ansteigt, wobei sie dem Verlauf D-E-P bis zum Zeitpunkt f Sekunden folgt, worauf sie Vncmax erreicht und hiernach einen
waagrechten Verlauf annimmt. Auf diese Weise befindet sich der Transistor Q^. im eingeschalteten Zustand, so daß die Ausgangsspannung
V0 bei vosmax *n der ZeifcsPanne zwischen den Zeitpunkten
f und g Sekunden gehalten wird. Im Punkt g Sekunden beginnt die Ausgangsspannung wieder abzunehmen und erreicht den Punkt H zum
Zeitpunkt h Sekunden.
Wenn der Zeitpunkt h Sekunden um ein Geringes überschritten ist, wechselt der Betriebsumschalter S1- von seiner eingeschalteten in
seine ausgeschaltete Lage und der Betriebsumschalter S1^ von
seiner ausgeschalteten in seine eingeschaltete Lage, wobei beides ohne Verzögerung und gleichzeitig geschieht. Dadurch wird der
Kollektorstrom Ιη(-, der durch den Transistor Q1- geflossen ist,
zu Null. An Stelle dessen fließt ein Kollektorstrom L·,^ durch
den Transistor Q1. und der Verlauf der Ausgangsspannung VQ erreicht
einen Punkt J in j Sekunden.
Durch eine ähnliche Umschaltung der Betriebsumschalter kurz nach den Zeitpunkten j, k und 1 Sekunden wird der Betrieb vom
Transistor Q1, zum Transistor Q, bzw. vom Transistor Q, zum
Transistor Q2 bzw. vom Transistor Q„ zum Transistor Q. übergehen.
Dementsprechend verändert sich der Kollektorstrom von
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Ip1J nach Ip.. bzw. von Iq, nach Ip2 bzw. von Ip2 nach Ip1. Infolgedessen
nimmt die Ausgangsspannung VQ weiter ab, wobei sie dem Verlauf K-L-Q bis zum Zeitpunkt q Sekunden folgt, worauf
der Wert nach Null zurückgeht. Es ist auch ersichtlich , daß der Verlauf, den die Ausgangsspannung VQ in der Zeit t von Null
bis η Sekunden nimmt, gleich dem Verlauf ist, den sie in dem zuerst beschriebenen Fall genommen hat, wo nur der Betriebsumschalter S1- geschlossen war, während die anderen Betriebsumschalter
geöffnet waren, um nur den Transistor Q1- von Null bis
η Sekunden zu betreiben.
Die Fig. 2C zeigt den Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannungen
* ""* ^ES der transistoren Q1, ..., Qc- in Bezug auf die
Zeit t in den beiden oben beschriebenen Fällen. In Fig. 2C bezeichnen
die voll ausgezogenen Linien die Spannungen, die sich ergeben, wenn der Kollektorstrom fließt, während die gestrichelten
Linien die Spannungen zeigen, die sich ergeben, wenn kein Kollektorstrom fließt. Insbesondere ist der Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung
Vp,-,c des Transistors Qr- , wenn dieser Transistor
ΟΠΟ j
allein betrieben wird, A^-Fq-Gq-Qc- in dem Zeitabschnitt, in dem
der Kollektorstrom I1- fließt. Der Wert der Kollektor-Emitter-Spannung
VpE,- beginnt im Zeitpunkt a Sekunden von Vj- zu fallen
und erreicht die Kollektorsättigungsspannung vprr(SAT) des
Transistors Qr- in f Sekunden. Darauf beginnt die Kollektor-Emitter-Spannung
im Zeitpunkt g Sekunden wieder zu steigen und erreicht den Wert V1. nach q Sekunden.
Im Gegensatz hierzu ergibt sich beim aufeinanderfolgenden Umschalten
der Transistoren Q1, ..., Qr- eine Veränderung gemäß dem
Verlauf A1-B0-B1-C0-C1-D0-D1-E0-E1-F0-G0-H1-H0-J1-J0-K1-K0-L1-L0-Q1
für den Kollektorstrom. Insbesondere wird im Zeitpunkt a
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Sekunden der Transistor Q1 als erster in Betrieb gesetzt und
seine Kollektor-Emitter-Spannung VCE1 beginnt von V1 abzunehmen
und wird im wesentlichen bei b Sekunden annähernd der Kollektorsättigungsspannung
dieses Transistors Q1, worauf der Betrieb
auf den Transistor Q„ übergeht. Hiernach wird die Kollektor-Emitter-Spannung
V0n.., wie sie durch gestrichelte Linien angedeutet
ist, während der Kollektorstrom Ip1 zu fließen aufhört.
Hiernach wird die Spannung negativ, d.h. der Emitter bekommt eine höhere Spannung als der Kollektor. Nach f Sekunden erreicht
der Wert "(VqC-V1) und beginnt bei g Sekunden zu steigen. Wenn
der Wert durch das Nullpotential geht und ein klein wenig VCE1 (SAT) *m wesentli-chen bei 1 Sekunden übersteigt, übernimmt
der Transistor Q1 den Betrieb vom Transistor Q?, worauf der
Kollektorstrom Ißl zu fließen beginnt und die Spannung bei q
Sekunden nach V1 zurückkehrt.
Als nächstes beginnt beim Transistor Q« der Wert der Emitter-Kollektor-Spannung
V„E2 bei a Sekunden abzunehmen, jedoch fließt
der Kollektorstrom IC2 nicht. Bei b Sekunden wird angenähert
der Wert V2~vi+VCE1 (SAT) erreicnt>
worauf der Transistor Q2 den Betrieb vom Transistor Q1 übernimmt, so daß der Kollektorstrom
IC2 zu fließen beginnt und im wesentlichen bei c Sekunden angenähert
^QVp(SAT) erreicht wird. Hierauf geht der Betrieb auf
den Transistor Q, über. Hierauf wird der Wert der Kollektor-Emitter-Spannung
Vn,,, des Transistors Q, nahezu den Wert
erreichen und im wesentlichen bei d Sekunden angenähert der Wert VCE3(SAT) erreicht werden, worauf der Betrieb
auf den Transistor Q1^ übergeht.
Hierauf geht der Betrieb in gleicher Weise vom Transistor Q1.
zum Transistor Q1. und hierauf wieder zurück in der Reihenfolf
vom Transistor Q,- zu den Transistoren Q1., Q.,, Q_ und Q1 über.
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Im Zusammenhang mit VCE1 wurde beschrieben, daß deren Wert
negativ wird, jedoch in manchen Fällen, wie in Fig. 2C ersichtlich ist, werden auch die Werte von v"CE2, ^CE-r und VC£iJ negativ,
obwohl in der angegebenen Reihenfolge das Ausmaß geringer ausfällt. In diesen Fällen können in unzweckmäßiger Weise Rückwärtsströme
zu den Kollektoren und Basen fließen, was von den Beträgen dieser Spannungen abhängt, jedoch kann dies z.B. durch RUckwärtsstrom-Sperrdioden
verhindert werden. Die praktische Ausführung einer Schaltung erfordert manchmal solche Maßnahmen, während
diese jedoch keinen Teil der Erfindung bilden und im folgenden nicht immer mitbeschrieben sind.
Aus dem bisher Beschriebenen geht hervor, daß dann, wenn der Verlauf A-F-G-Q der Ausgangsspannung gemäß Fig. 2B erhalten
wird, der Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannungen im großen Ausmaße voneinander verschieden sind, wie man aus den ausgezogenen
Linien in Fig. 2C erkennen kann, je nachdem ob der Transistor Q1- allein betrieben wird oder ob die Transistoren
Q-ij ···> Qc nacheinander den Betrieb übernehmen. D.h. die Werte
der Kollektor-Emitter-Spannungetsind im ersten Fall viel höher
als im letztgenannten. Dementsprechend ist die Gesamtenergie, die von den Stromregelun^stransistoren verbraucht wird, im
letzteren Fall viel geringer als im ersteren. Beim Vergleich der Energie zwischen diesen beiden Fällen ist es selbstverständlich,
daß bei der tatsächlichen Ausführung einer Spannungsregelung eine Steuerspannung V« angewandt wird, die den nicht
linearen Teil, der von t = O bis t = a und von t = q bis t = s geht und in dem die Ausgangsspannung Vq nicht erzeugt wird,
ebenso vermieden wird wie eine übermäßige Eingangsspannung, die zur Folge hat, daß die Ausgangsspannung VQ der Steuerspannung
nicht folgt, sondern, wie dies in der Zeit t = f bis t = g der Fall ist, gesättigt wird, überdies ist der Verlauf der
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Kollektor-Emitter-Spannungen in den voll ausgezogenen Teilen der Fig. 2C symmetrisch um eine Achse durch den Punkt zur Zeit
t = m. Das bedeutet, daß die Energie, die während des Anstiegs der Ausgangsspannung VQ verbraucht wird, gleich der Energie ist,
die während des Abnehmens der Ausgangsspannung V0 verbraucht
wird. Deshalb genügt es, die Auswirkung der Spannungsregelung nur während der Zeit zwischen t = a bis t = f in Betracht zu
ziehen, in der die Ausgangsspannung VQ zunimmt.
Fig. 3 zeigt den Verlauf der momentanen Leistung PQ.(t), die
durch die Transistoren Q1, ..., Q1- während der Zeit zwischen
t = a bis t = f verbraucht wird, die in Fig. 2 angegeben ist. In Fig. 3 wird ein Vergleich mit den Fällen vorgenommen, in
denen der Betrieb von der} Transistoren Q1 , ..., Q,- nacheinander
übernommen wird. Dabei wijrd als 100? der Maximalwert von PQC-(t)
abgenommen, der sich ergibt, wenn nur der Transistor Q^ in
Betrieb ist. Fig. 3A bezieht sich auf den Fall, in dem Rq_· /Rt
gleich 0,1 ist, während sich die Fig. 3B auf den Fall bezieht, in dem Κς^·η/Ητ gleich 0^01 ist. RL ist der Widerstandswert
des Lastwiderstands und Rn1n^n ist der Kollektor-Emitter-Widerstand,
den jeder der Regelungstransistoren während des Umschaltens seines Betriebs hat, wenn dieser im wesentlichen bis auf die
Kollektorsättigungsspannung heruntergegangen ist.
Fig. k zeigt ein Ausführungsbeispiel der Einstellung R(Win'
Wenn, wie dort gezeigt, eine Gerade von einem Punkt aus, in dem sowohl Ic als auch VCE Null sind, zu einem Punkt gezogen wird,
in dem der aktive Bereich etwas in den gesättigten Bereich der Charakteristik von VC£-IC übergeht, wobei die Basisströme Iß
der Transistoren Q1, ..., Q^ als Parameter genommen werden,
und wenn die Betriebsumschaltung der Transistoren Q1, ..., Qjan
dieser Linie bewirkt wird, wird der Wert von R- . für alle
ymm
Transistoren Q1, ..., Q,- gleich, unabhängig davon, welchen
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At
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Köllektorstrom sie haben. Die Linie, die so den Betriebsumschalt
punkt der Stromregelungstransistoren wiedergibt, wird im nachfolgenden
als Betriebsumschaltungslinie bezeichnet.
Die Betriebsumschaltungslinie braucht, wenn sie in den aktiven
Bereich hineingeht, nicht immer durch den Punkt In= O und
VCE = ° 6enen· Allerdings ist es in dem Fall, in dem diese
Linie durch diesen Punkt geht, ohne weiteres möglich, den Betriebsumschaltzeitpunkt
aller Transistoren durch Vergleich der geregelten Spannung VQ und der einzelnen Gleichspannungen zu
erhalten. Aus diesem Grund wird im folgenden angenommen, daß zwecks Erleichterung des Vergleichs der Wirkungsweise die Betriebsumschaltungslinie
durch Ic = 0 und VCE = 0 geht. D.h.,
es wird angenommen, daß die Transistoren Q1, ..., Q_ alle in
ihrem Wert R^„in gleich sind.
Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, gibt es einen großen Unterschied
im Verlauf von Pq1(t) zwischen dem Fall, in dem nur der Transistor
Q^ betrieben wird, und dem Fall, in dem die Transistoren Q1, ...,
Qc nacheinander den Betrieb übernehmen, wobei im letzteren Fall
ein viel niedrigerer Wert erhalten wird. Das Verhältnis der Leistung, die vom Ausgangsanschluß abgenommen werden kann, zur
Leistung, die von der Leistungsquelle zugeführt ist,d.h. also der
Wirkungsgrad η, ist für den Fall der Fig. 3 in der unten stehenden
Tabelle 1 angegeben.
RQmin/RL |
n = 1
Q5 Alleinbetrieb |
n = 5
Q1* ···» QsWechselbetrleb |
0.1 | 60.6% | 79.7% |
0.01 | 78V8WO82 |
86.9%
) |
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Wie in Tabelle 1 angegeben, ist der Leistungswirkungsgrad t\
in dem Fall, in dem die Transistoren Q1, ..., Q- abwechselnd
den Betrieb übernehmen, stark verbessert. Der Wert ist der, der sich ergibt, wenn fünf Gleichspannungsquellen der gleichen
Spannung in Reihe geschaltet sind oder wenn die Spannungsquelle V1-, die notwendig ist, um die maximal mögliche Amplitude Boeder Ausgangsspannung V„ zu erreichen, in fünf Teile geteilt ist,
Jedoch kann man ohne weiteres aus Fig. 3 ablesen, daß der Leistungswirkungsgrad T| durch Vermehrung der Anzahl n, in die
die Spannungsquelle geteilt ist, weiter verbessert werden kann.
Es ist zu beachten, daß der Betrieb des Transistors Q^ allein
dem herkömmlichen System entspricht, während die aufeinanderfolgende Umschaltung der Transistoren Q1,..., Q1. dem erfindungsgemäßen
System entspricht. Insbesondere besteht ein erstes Merkmal der Erfindung darin, daß mehrere Gleichspannungs-Leistungsquellen
vorgesehen sind, die nacheinander den Betrieb von mehreren Stromregelungstransistoren zu Zeitpunkten übernehmen,
die den Sättigungspunkten derselben naheliegen.
Fig. 5 zeigt die Beziehung zwischen η und ?j , wenn der KQnHnZR].=
0,01. Es sind zwei Fälle gezeigt, nämlich der, in dem die Spannungsquelle in gleiche Teile geteilt ist, und der, in dem
die Spannungsquelle so geteilt ist, daß die Verluste der einzelnen Transistoren Q1, Q2, ..., Q einander angeglichen werden.
In Fig. 5 ist η bis zu 15 aufgezeichnet, jedoch wird sich bei
weiterer Zunahme von η der Leistungswirkungsgrad allmählich der theoretischen Grenze von 99^ im Falle von η = <*>
annähern.
Wie aus Fig. 5 ersichtlich, ist der Wert des Leistungswirkungsgrades
r\ besser in dem Fall, in dem die Spannung so geteilt ist, daß die Verluste der Transistoren Q1, ..,Q einander ange-
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glichen sind (nachstehend als verlustgleiche Aufteilung bezeichnet),
als in dem Fall, in dem die Spannungsquelle in gleiche Teile geteilt ist (nachstehend als spannungsgleiche Aufteilung
bezeichnet). Die Tabelle 2 zeigt unten das Verhältnis der Quellenspannungen untereinander, die der Bedingung der verlustgleichen
Aufteilung für η = 5 genügen.
Tabölle 2
RQmin/RL | V | 1 | V2 | V | 3 | V«4 | 2 | V5 |
0.1 | Ul | .7 | 61. U | 76 | .6 | 89. | 1 | 100 |
0.01 | 37 | .2 | 56.7 | 72 | .9 | 87. | 100 | |
Die obenstehende Tabelle 2 zeigt, daß in dem Maße, in dem die Spannung vom Wert V1 aus zunimmt, der Unterschied zwischen
aufeinanderfolgenden Spannungen zunehmend kleiner wird. Dies kann ohne weiteres aus dem allgemeinen Verlauf von PQ1(t),...,
Q in Fig. 3 entnommen werden. Ebenso zeigt sich, daß der
Wert des Leistungswirkungsgrades ?| viel besser im Falle der
verlustgleichen Aufteilung als im Falle der spannungsgleichen Aufteilung ist. Jedoch könnte man auch an eine Spannungsaufteilung
denken, die den Wert des Leistungswirkungsgrades tj maximiert (nachfolgende als verlustärmste Aufteilung bezeichnet)
Die Tabelle 3 unten zeigt das Verhältnis der einzelnen Quellenspannungen,
wenn der Bedingung der verlustärmsten Aufteilung für η = 5 genügt wird.
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RQmin/RL | Vl | V2 | V3 | > 87.0 |
V5 |
unbestimmt | 38.0 | 57.1 | 72.9 | 100 | |
Wenn man Tabelle 3 mit Tabelle 2 vergleicht, erkennt man, daß die Werte in Tabelle 3 sehr stark den Werten der Tabelle 2
für den Pall RQj111ZRL = 0,01 angenähert sind.
Tabelle 4 zeigt die Verluste W1, ..., W5 der Transistoren
Q1* ···» $5>
wenn man eine Ausgangsleistung von lOOW bei η = 5 erreichen will und für die drei Fälle der spannungsglei
chen Aufteilung, der verlustgleichen Aufteilung und der verlustärmsten Aufteilung.
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apannungs- leiche Aufteilung |
RQmin/RL | Wl | W2 | W3 | \ | W5 | η Σ Wi i=l |
η | |
Spannungs- t^Leiche |
0.1 | 0.52W | 2.32W | 4.6Ow | 7.36W | 10.6Ow | 25.tOw | 79.7% | |
709 | Aufteilung | 0.01 | 0.Ul | 1.67 | 2.98 | 4.34 | 5.74 | 15. 14 | 86.9 |
838/082 |
Verlust
reiche Kufteilung |
0.1 | «♦.70 | U.70 | U.70 | ||||
cn |
verlust
gleiche Aufteilung |
0.01 | U.70 | 2.6S | 2.65 | 2.65 | U.70 | 23.50 | 81.0 |
verlust- ärnste Aufteilung |
0.1 | 2.65 | 3.9S | 14.60 | 5.27 | 2.65 | 13.25 | 88.3 | |
verluat- ärnste Aufteilung |
0.01 | 3.S8 | • 2.56 | 2.57 | 2.62 | 5.95 | 23.35 | 81.1 | |
2.83 | 2.67 | 13.25 | 88.3 |
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In Tabelle 1J ist ersichtlich, daß im Falle der spannungsgleichen
Aufteilung die Verluste VL, ..., WV unregelmäßig sind, daß diese
Verluste jedoch beträchtlich regelmäßig im Falle der verlustärmsten Aufteilung sind. Insbesondere sind die Verluste im Fall
Rq. /Rl = 0,01 sehr nahe denen für den Fall der verlustgleichen
Aufteilung. Dies bedeutet umgekehrt, daß die verlustgleiche Aufteilung eine sehr gute Bedingung auch für den Leistungswirkungsgrad
ist. Tabelle 1I zeigt auch den Leistungswirkungsgrad η
Wenn man ihn zwischen den Fällen der verlustgleichen Aufteilung und der verlustärmsten Aufteilung vergleicht, so liegt er im
ersteren Fall nur um 0,1$ besser als im letzteren, wenn 0,1 ist. Die beiden Werte sind gleich, wenn RQnHnZKT
0,01 ist. Obwohl eine Differenz in der dritten Dezimalstelle besteht, ist sie für die Praxis ohne Bedeutung.
Fig. 6 zeigt die Beziehung zwischen V1ZV2* welches der Quotient
der geteilten Spannung V1 zur Spannung V2 für den Fall n = 2
ist, sowie den Leistungswirkungsgrad η . Es sind zwei Fälle dargestellt, nämlich der, in dem R^nj[n/RL gleich 0,1 und der, in
dem RQnJinZRL gleich 0,01 ist. V1ZV2 = 0 und V1ZV2 = 1 entsprechen
dem Wert n = 1. Dieser Fall entspricht einem herkömmlichen System. V1AV2 = 0,5 entspricht der spannungsgleichen Aufteilung.
C^1 entspricht der verlustärmsten Aufteilung, während
ß1A und ß1B der verlustgleichen Aufteilung in den Fällen
RQmin/RL= °»01 bzw' RQmin/RL = 0^ entsprechen.
Von Interesse ist hier, daß<x1 sehr nahe und zwischen den Werten
ß1A und ßlß liegt. Ferne^ ist ersichtlich, daß die höchsten
Stellen der Kurven verhältnismäßig flach verlaufen und in ihrer Nachbarschaft ein mehr oder weniger großer Zuwachs oder eine
mehr oder weniger große Abnahme des Werts von V1ZV2 nicht in
sehr großem Maße den Wert des Leistungswirkungsgrades η be-
7098
38/0825
yi-to-10
271079;
einflußt. Dies ist eine sehr erwünschte Eigenschaft für die Praxis. Insbesondere ist aus dem bisher Beschriebenen ersichtlich,
daß beim Entwurf einer tatsächlichen Schaltung die Gleichspannung vorzugsweise nach Art der verlustgleichen Aufteilung so guht es
geht aufgeteilt werden sollte. Auch ist es in den Fällen, in denen die Gleichspannung von einer Netzspannung durch Aufteilung
durch einen Netztransformator erhalten wird, möglich, die Aufteilung annähernd zur verlustgleichen Aufteilung vorzunehmen,
indessen ist in dem Fall, in dem die Spannungsquelle eine Batterie ist, eine Schwierigkeit gegeben, die Spannung auf jeden gewünschten
Wert zu bringen. Trotzdem kann, wenn eine Anzahl von Batterien in Reihe geschaltet werden, ein gutes Ergebnis erhalten
werden, wenn man die Potentialdifferenzen zwischen den Spannungsquellen der zum Bezugspotiential niedrigeren Werte anhebt und
die Potentialdifferenzen zwischen den Spannungsquellen der zum Bezugspotential höheren Werte herabsetzt, so daß die Verluste
der entsprechenden Stromregelungstransistoren so weit wie möglich einander angeglichen werden.
Deshalb besteht ein weiteres Merkmal der Erfindung darin, daß Potentialdifferenzen zwischen mehreren Spannungsquellen nach
einer solchen Richtung vorliegen, daß die Verluste der an diese Spannungsquellen angeschlossenen Stromregelungstransistoren
einander angeglichen werden.
Fig. 7 zeigt eine weitere ausgezeichnete Eigenschaft vorliegender Erfindung. Es wurde bisher beschrieben, daß das vorliegende
erfinderische System die herkömmlichen Systeme im Leistungswirkungsgrad übertrifft. Die bisher beschriebenen Werte wurden
alle erhalten, wenn die Amplitude der Ausgangsspannung VQ ein
Wert nahe der Sättigung war. Das bedeutet, daß sie die Werte waren, die man erhält, wenn die Amplitude VQ der Auegangs-
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spannung VQ gleich VQN ist. Dementsprechend wird der Leistungswirkungsgrad η geringer, wenn VQ geringer als VQN ist.
Fig. 7 zeigt die Beziehung zwischen VQ ax/V0Nma und dem Leistunßs"
wirkungsgrad η . Fig. 7A bezieht sich auf den Fall der spannungsgleichen
Aufteilung und Rq_· /Rt = 0,01, während sich Fig. 7B
auf den Fall der verlustärmsten Aufteilung und R(Wn^1V = °>01
bezieht. Aus Fig. 7 ist ersichtlich, daß im herkömmlichen System, welches dem Fall n = 1 entspricht, eine Abnahme des Wertes
^0max^V0Nmax von e^ner linearen Abnahme des Leistungswirkungsgrades
η in Richtung auf Null begleitet wird. Indessen ist die
vorliegende Erfindung, bei
ier n gleich 2 oder größer ist,
augenscheinlich wesentlich besser als der Fall n = 1. Darüber hinaus ergibt sich bei weiterer Zunahme von n eine weitere Verbesserung.
Die tatsächliche Spannungsregelungseinrichtung kann nicht immer bei der Maximalamplitude benützt werden, für die die Einrichtung
ausgelegt sein muß, sondern die Benutzung muß immer so erfolgen, daß ein Spielraum für Spitzensignale verbleibt. Dementsprechend
muß für die Bedingungen der praktischen Benutzung in Betracht gezogen werden, daß der Wert des Leistungswirkungsgrades η beachtlich
gering für den Fall n gleich 1 ist, wenn man das herkömmliche System zugrundelegt. Dagegen wird entsprechend vorliegender
Erfindung die Verbesserung im Leistungswirkungsgrad η bei Vqn sehr groß, wie in Tabelle 1J und Fig. 5 gezeigt.
Im Vorhergehenden wurde wegen der erleichterten Darstellung die Erfindung so beschrieben, als ob die Wellenform, in der die
Signalspannung verläuft, linear mit der Zeit zu- und abnimmt, d.h. eine Dreieckswellenform annimmt. Dagegen ist es auch möglich
hierfür eine Sinuswellenform zu benutzen. Die ausgezeichneten
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yi-to-lO
Eigenschaften vorliegender Erfindung sind, was ihre Grundtendenz betrifft, völlig unabhängig davon, ob die Wellenform einen
geradlinigen oder sinusförmigen Verlauf nimmt. Jedoch ergeben sich zahlenmäßige Abweichungen. So ist z.B. der Wert des
Leistungswirkungsgradsτ\ höher im Fall der sinusförmigen Wellenform
als im Fall der in geraden Abschnitten verlaufenden Wellenform. Die Fig. 8 entspricht der Fig. 5, zeigt jedoch die Beziehung
zwischen η und Tj im Falle der Sinuswelle. Man ersieht
daraus, daß für die verlustgleiche Aufteilung der Leistungswirkungsgrad t\ 90% für η = 4 und 95? für η = 10 übersteigt.
Man erkennt daraus, daß es sehr erwünscht ist, daß im Falle der praktischen Anwendung der Sinuswelle ein hoher Leistungswirkungsgrad
bei kleinem η erzielbar ist.
Fig. 9 zeigt eine Schaltungsanordnung für ein Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel sind fünf
NPN Transistoren Q1, ..., Q1- mit ihren Kollektoren an positive
Elektroden von z.B. fünf Gleichspannungs-Leistungsquellen E1, ...,
Ec angeschlossen, die in Reihe geschaltet sind und eine positive
Gleichspannung bezüglich des Bezugspotentials der Leitung 1 liefern, so daß jede durch eine Steuerspannung veranlaßte positive
Halbwelle eines Wechselstroms zur Last Ry fließen kann, die
zwischen Ausgangsanschlüssen 2a und 2b liegt und der die Spannung V0 zugeführt wird. Ebenso sind fünf PNP Transistoren Q11, ...,Q15
vorgesehen, die mit ihren' Kollektoren jeweils an die negativen Elektroden von z.B. fünf Gleichspannungs-Leistungsquellen
E11, ..., E1C angeschlossen sind. Diese sind in Reihe geschaltet
und ergeben eine negative Gleichspannung in Bezug auf das Bezugspotential der Leitung 1, so daß jede durch die Steuerspannung
veranlaßte negative Halbwelle eines Wechselstroms zur Last RL fließen kann. In diesem Beispiel sind alle Transistoren
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/ί-
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Q1, ..., Q(- und Transistoren Q11* ···, Q1C mit ihren Emittern
an einen einzigen Ausgangsanschluß 2a angeschlossen. Der andere Ausgangsanschluß 2b liegt über die Leitung 1 an der Bezugsspannung.
Wie ersichtlich, sind die Transistoren Q1, ..., Q,- komplementär
zu den Transistoren Q11J ...» Q-ic· Ein Vergleichsverstärker 3
hat zwei Eingangsanschlüsse 6 und 7. Eine von der Ausgangsspannung V0 durch die Widerstände R1 und Rp abgeleitete Spannung wird an
den Eingangsanschluß 6, eine Steuerspannung Vc an den anderen
Eingangsanschluß 7 angelegt.
Der Ausgang des Vergleichsverstärkers 3 wird über eine Torschaltung^der
Basis eines Transistors zugeführt, der aus den Transistoren Q1, ..., Q(- und Q11* ...,Q1,- ausgewählt ist. Eine Torsignalerzeugungsschaltung
5 erhält Spannungen V , ... V1. und V11, ...,
V1J, sowie die Ausgangsspannung VQ. Die Torsignalerzeugungsschaltung
5 vergleicht die jeweiligen Gleichspannungen mit der Ausgangsspannung Vq und stellt den geeigneten Zeitpunkt für das
Umschalten fest, um ein Torsignal zu erzeugen. Das Torsignal wird an die Torschaltung 4 angelegt, wodurch einer der Transistoren
Q1, ..., Qc und Q11J ···» Q1C ausgewählt wird. Dementsprechend
erzeugt der TorsignalerzeUgungsschaltkreis 5 Torsignale nacheinander in Übereinstimmung mit der Veränderung der Ausgangsspannung
Vq und veranlaßt: die Torschaltung 4, nacheinander den
Betrieb der einzelnen Transistoren herbeizuführen.
Die Beziehung zwischen de spannung VQ wird
r· Steuerspannung Vc und der Ausgangs-
2 . V,
Dabei ist vorausgesetzt, laß die Verstärkung des Vergleichsverstärkers 3 genügend hoch ist, wie dies im Fall eines gegen-
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yi-to-lO
gekoppelten Verstärkers der Fall ist. Dies ist auch notwendig, da der Betrieb jedes Stromregelungstransistors einfach durch das
Niveau der Ausgangsspannung VQ aufgeteilt ist. Jeder Transistor
bewirkt eine lineare Verstärkung. Aus diesem Grund werden z.B. eine in der Rückkopplungsschleife vorhandene Nichtlinearität,
einige Niveaudifferenzen der Ausgangsspannung V0 während des
Umschaltens der Stromregelungstransistoren od.dgl. sämtliche
ausgeschaltet. Auch kann durch Aufrechterhalten von etwas Vorbelastungsstrom durch die Transistoren Q1 und Q.. die beim
Überwechseln in der Nähe des Nullpegels entstehende Verzerrung der Ausgangsspannung VQ einfach ausgeschaltet werden, und zwar
durch Maßnahmen, wie sie ähnlich in Gegentaktverstärkern üblich sind.
Fig. 9 zeigt den Fall, in dem η = 5 ist, jedoch ist die Zahl der Spannungsquellen und die Anzahl der Stromregelungstransistoren
jeweils 10, d.h. 2n insgesamt. Aus dem bisher Beschriebenen geht hervor, daß die Zahl gleich η ist, wenn die Leistung des zu
regelnden Signals nur in einer Richtung bezüglich des Bezugspotentials fließt, wie dies bei einem pulsierenden Strom der
Fall ist, daß dagegen die Zahl gleich 2n ist, wenn die Leistung des zu regelnden Signals einem echten Wechselstrom entspricht.
Allerdings ist es aus dem Grundgedanken der Erfindung heraus ersichtlich, daß die Werte von η auf der positiven und der negativen
Seite nicht immer gleich sein müssen, insbesondere dann nicht, wenn an Stelle eines ausgewogenen Wechselstroms die
Leistungen in der positiven und in der negativen Halbwelle stark voneinander abweichen, wenn man die Halbwellen auf das Bezugspotential bezieht.
Aus Vorstehendem ist ersichtlich, daß die Spannungsregelungsschaltung
der Fig. 9 selbstverständlich als Leistungsverstärker verwendbar ist, der einen ausgezeichneten Wirkungsgrad hat. Eben-
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271079A
so ist sie aber auch als Wechselrichter mit bisher nicht dagewesenem
Leistungswirkungsgrad verwendbar, da die Ausgangsspannung Vq auch mit einem ähnlichen Signal wie die Leistung erhalten
werden kann, wenn man eine verzerrungsfreie Sinuswelle vorbestimmter Frequenz und Amplitude, z.B. ein Signal von 60 Hz
als Steuerspannung V^ an den Anschluß 7 anlegt. Darüber hinaus
ist die Verzerrung extrem gering und der Ausgangswiderstand ebenso extrem niedrig, so daß eine stabile Ausgangsspannung
erhalten werden kann, selbst wenn der Lastwiderstand wechselt. Darüber hinaus ist die Ansprechgeschwindigkeit hoch. Zusätzlich
kann eine stabile Ausgangsspannung erhalten werden, selbst wenn noch eine Veränderung der Spannung der Gleichspannungsquellen
vorkommt. Darüber hinaus geschieht abweichend von der nicht linearen Wirkungsweise herkömmlicher Wandler mit einer Mehrzahl
von harmonischen Oberwellen die Leistungsumschaltung im linearen Schaltkreis, der in der Rückkopplungsschleife enthalten ist.
Es wird deshalb kein Störsignal erzeugt, das den äußeren Schaltkreis nachteilig beeinflussen könnte. Diese zahlreichen ausgezeichneten
Eigenschaften könnten niemals durch irgendein herkömmliches System erreicht werden und vorliegende Erfindung kann
eine ausgezeichnete Leistungsumschaltungseinrichtung ergeben.
Außerdem ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung als Wechselspannungs-Wechselspannungs-Wandler
verwendet werden kann, wenn die Gleichspannungsquellen E1, ..., Et- und E11, ..., Elt- durch mehrere Anzapfungen eines
Leistungstransformators ersetzt werden, der an ein gewöhnliches Netz angeschlossen ist, sowie durch eine entsprechende Anzahl
von Gleichrichtern und Glättungskondensatoren, die mit den Zwischenanzapfungen verbunden sind. Darüber hinaus könnten die
Zwischenanzapfungen eine ziemliche Freiheit bezüglich der Aufteilung der Versorgungsspannung ergeben und dementsprechend zu
einer noch besseren Kennlinie führen.
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Mehrere ausgezeichnete Punkte der elektrischen Eigenschaft der Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung wurden bisher im
einzelnen beschrieben. Darüber hinaus ist die Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung nicht nur hinsichtlich ihrer möglichen
gedrungenen Bauform und ihrer Verläßlichkeit sondern auch wegen ihrer großen Wirtschaftlichkeit bezüglich der Kosten verbessert.
Z.B. ist entsprechend der Tabelle 1J zur Erzielung einer Ausgangsleistung von 100 W der Verlust jedes Stromreglungstransistors
nur 2,65 W bei verlustgleicher Aufteilung, η = 5 und RQnHnZKT =
0,01, während der Verlust nicht weniger als 51»5 W bei einem
herkömmlichen System entspricht. So wird entsprechend der Erfindung wohl die Zahl der Transistoren vergrößert, jedoch ist ein
Kostenvorteil gegeben und die Leistungsfähigkeit des Leistungstransformators kann klein sein und eine kleine Wärmemenge abgeben,
was zu einer Vereinfachung der Wärmeabfuhr führt. Es ist deshalb anzuerkennen, daß das System gemäß vorliegender Erfindung
sehr vorteilhaft im Hinblick auf die gedrungene Bauform und die verbesserte Verläßlichkeit wie auch im Hinblick auf Wirtschaftlichkeit
ist.
In Fig. 10 ist eine Anwendung des Systems vorliegender Erfindung
auf eine Gleichspannungsstabilisierungsschaltung gezeigt. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine gleichbleibende Gleichspannung,
entsprechend der Steuerspannung Vc, von einem Widerstand
R, und einer Zenerdiode ZD erhalten und an einen Eingangsanschluß 7 angelegt. In diesem Fall wird die Ausgangsspannung
Vq nicht von Null aus verändert, sondern bleibt bezüglich des
Bezugspotentials der Leitung 1 konstant, weshalb die Regelungsschaltung nur in dem Bereich arbeiten muß, in dem eine Veränderung
der Versorgungsspannung oder der Last erwartet wird. Deshalb
ist die Aufteilung der Versorgungsspannung notwendigerweise so
auszuwählen, daß der Bereich der Veränderung gedeckt wird.
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Die Fig. 11 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. In der Schaltung entsprechend diesem Ausführungsbeispiel ist ein Schaltkreis entsprechend dem oben beschriebenen
Torschaltkreis 1J und dem Torsignalerzeugungsschaltkreis 5 weggelassen.
Aufgrund dieser Maßnahme ergibt sich der Vorteil, daß die Schaltung sehr vereinfacht ist. Dieses Ausführungsbeispiel
ist für η = 3 ausgelegt, weshalb drei Gleichspannungsquellen E1, Ep und E, bezüglich eines Bezugspotentials der Leitung
1 vorgesehen sind. Die Gleichspannungsquelle E, vom größten Potential ist mit ihrer positiven Elektrode direkt an den
Kollektor eines Transistors Q angeschlossen, während die anderen Gleichspannungsquellen E1 und Ep mit ihren positiven Elektroden
an die Kollektoren der Transistoren Q1 und Qp über Rückstromsperrdioden
D . und D1P angeschlossen sind. Die Emitter der
Transistoren Q1, Qp und Q, sind alle an einen Ausgangsanschluß
2a gelegt, während der andere Ausgangsanschluß 2b von der Leitung 1 für das Bezugspotential gebildet wird. Außerdem ist zwischen
diese beiden Ausgangsanschlüsse der Lastwiderstand FL eingeschaltet.
Die Ausgangsspannung V_ wird durch die Widerstände R1 und R»
geteilt und an einen Eingangsanschluß 6 eines Vergleichsverstärkers 3 geführt. Die Steuerspannung Vc wird dem anderen Eingangsanschluß
7 des Vergleichsverstärkers 3 zugeführt. Der Ausgang des Vergleichsverstärkers 3 wird über eine Widerstands-Vorspannungsschaltung
geleitet, die aus einer Vorspannungsquelle ER und Widerständen R1, bis Ro besteht. Der Ausgang des Vergleichsverstärkers
3 gelangt auf diesem Wege an die Basen der Transistoren Q1, Qp und Q_. Die Widerstands-Vorspannungsschaltung
dient dazu, um kleine Unterschiede in der an die Transistoren Q1, Qp und Q, angelegten Vorspannung zu bewirken. Die Werte
solcher Unterschiede sind durch die Werte der Vorspannungsquelle
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Eg und der Widerstände R11, R^ und R^ gegeben. Widerstände R7
und Rg begrenzen die Basisströme.
In Fig. 12 ist die Beziehung zwischen der Steuerspannung Vp
und der Ausgangsspannung Vq dargestellt, wenn ein Eingangsanschluß
6 des Vergleichsverstärkers 3 in Fig. 11 mit dem Bezugspotential 1 kurzgeschlossen ist und die Rückkopplung ausgeschaltet ist.
Allerdings hat der Vergleichsverstärker 3 eine beträchtliche Verstärkung, so daß der Unterschied in der Aufteilung zwischen
Vc und Vq in Fig. 12 sehr groß ist. Die Steuerspannung ist in
einem stark vergrößerten Verhältnis dargestellt. Die erwünschte Kennlinie in diesem Fall ist durch die gebrochene Linie in
Fig. 12 dargestellt, jedoch ist sie in ihrer Linearität schlecht, wie durch die voll ausgezogene Linie erkennbar ist. Diese Beziehung
unterliegt verschiedenerlei Veränderungen durch die Basisvorspannung der Transistoren Q1, Q„ und Q,, und kann einen
komplizierten Verlauf annehmen, z.B. einen solchen, wie er durch die voll ausgezogene Linie in Fig. 12 dargestellt ist. Wenn die
Steuerspannung Vp zunächst ansteigt, beginnt die Ausgangsspannung
V0 an einer Stelle anzusteigen, an der die Steuerspannung V„ nur
ein wenig angewandt wird. Zunächst ist der Transistor Q1 allein
in Betrieb, während die Transistoren Q2 und Q, außer Betrieb
bleiben, weil diese den Vorspannungen in höherem Maße unterworfen sind als der Transistor Q1. Wenn der Transistor Q1 allein
in Betrieb ist, steigt die Ausgangsspannung VQ mit guter
Linearetät an. Steigt jedoch die Steuerspannung Vp oberhalb
eines bestimmten Werts, beginnt der Transistor Q» ebenso zu arbeiten, so daß die Ströme der beiden Transistoren Q1 und Qp
wirksam werden, um den Gradienten ein wenig steiler zu machen. Wird dagegen die Ausgangsspannung VQ weiter anwachsen, um sich
der Kollektorspannung V1 des Transistors Q1 zu nähern, beginnt
der Strom des Transistors Q1 abzunehmen, so daß der Gradient
nun wieder weniger steil wird.
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Andererseits wächst der Strom des Transistors Q„ mit anwachsender
Steuerspannung Vc weiter an, während der Strom des Transistors
Q1 weiter absinkt. Sobald V1 = V0, wird der Kollektorstrom des
Transistors Q1 vollständig zu Null. Allerdings beginnt an diesem
Punkt der Transistor Q, zu arbeiten, weshalb die Ströme der Transistoren Q„ und Q-, zusammen wirksam werden, so daß der
Gradient wieder etwas steiler wird. Mit einer weiteren Zunahme der Steuerspannung Vp wächst die Ausgangsspannung VQ ebenfalls.
Wenn diese sich der Kollektorspannung V„ des Transistors Q2
nähert, beginnt der Strom des Transistors Qp abzunehmen, so daß
der Gradient wieder etwas weniger steil wird. Wenn V„ = VQ,
wird der Kollektorstrom des Transistors Q„ ebenso völlig zu Null
und die Ausgangsspannung wächst weiter nur noch mit Hilfe des Stroms des Transistors Q, an, bis sie den Wert V, erreicht.
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung ersichtlich, ist der Schaltkreis der Fig. 11 in seiner Linearetät nicht besonders
gut, jedoch überlappen sich mit dem Anwachsen der Steuerspannung Vc die Ströme der Transistoren Q1, Q2 und Q,, wodurch sie den
Betrieb zwischen diesen Transistoren ohne Hilfe irgendeines besonderen Umschaltkreises bewerkstelligen. Dieses Ausführungsbeispiel ist so, wie es dargestellt ist, in seiner Linearetät
schlecht und nicht praktisch, wenn jedoch der Kurzschluß zwischen dem einen Ausgangsanschluß 6 des Vergleichsverstärkers 3 und
dem Bezugspotential aufgehoben wird, um die Anwendung einer Gegenkopplung zu ermöglichen, kann die Linearetät so weit verbessert
werden, daß diese Schaltung ausreichend für den praktischer Gebrauch ist. In der Schaltung der Fig. 11 ist allerdings eine
größere Amplitude für den Ausgang des Vergleichsverstärkers erforderlich als i.i der Schaltung der Fig. 9· Deshalb muß die
Spannung der Versorgungsquelle für den Vergleichsverstärker in ausreichendem Maße größer als der Wert von V, sein.
ι J
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Im Vorhergehenden wurde eine Beschreibung des Falles gegeben, in dem nur ein Regelungstransistor für eine Teilungsstufe verwendet
wurde. Dagegen ist es natürlich auch möglich, eine Kombination von zusammengeschalteten Transistoren, etwa nach
Art der Darlington-Transistoren zu verwenden. Insbesondere würde es eine Kombination von PNP Transistoren und NPN Transistoren
gemäß Fig. 13 ermöglichen, daß die Kollektoren der Transistoren Q1, ..., Q , die einen großen Strom führen, alle an das gleiche
Potential angelegt sind. Dies würde sehr praktisch sein, da die Transistoren direkt an eine Wärmesenke zur Abstrahlung angeschlossen
sein könnten. Auch könnten in diesem Falle η Transistoren Q1, ..., Q auf dem gleichen Halbleitermaterial integriert
zusammengefaßt sein. Dies wäre insofern praktisch, als die η Transistoren in ihrer Kennlinie einheitlich werden.
Außerdem wurde in der bisherigen Beschreibung angenommen, daß das Leistungssteuersignal bis zur Höhe seines höchsten Werts hin
fast den gesamten Leistungsanteil enthält, d.h. eine Rechteckwelle oder eine Sinuswelle ist. Dagegen enthält eine Wellenform,
wie sie in Fig. I1I dargestellt ist, in der die höchste Stelle
einer Sinuswelle durch eine Impulsspitze überlagert ist, in der bis V reichende Amplitude in der Hauptsache den Leistungsanteil und nur eine mittlere Leistung in dem Teil Vp an der
Stelle der hohen Spannung, die nur einen hohen Momentanwert der Spannung und der Leistung repräsentiert. In solch einem
Fall wird der Teil, der bis V reicht, nach Art der verlustgleichen
Aufteilung aufgeteilt, während der von V bis Vp reichende Teil,
obwohl er vielleicht eine viel größere Potentialdifferenz hat, von einer einzigen Spannungsquelle und einem einzigen Transistor
erfaßt wird, ohne daß der insgesamt erzielte Leistungswirkungsgrad i\ nennenswert herabgesetzt ist. In diesem Fall wird die
Anzahl der Aufteilungen η + 1 zum Wert Vp und die letzte Teilungs-
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yi-to-ΐΰ
stufe wird hinsichtlich ihres Zweckes sich von den Aufteilungen bis η stark unterscheiden. Jedoch kann das System gemäß vorliegender
Erfindung in verschiedener Weise abgewandelt werden, je nachdem für welchen Zweck es Verwendung finden soll. Es behält
dabei seine hervorragenden Eigenschaften ebenso gut.
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Claims (3)
1. !Schaltung zur Bereitstellung einer geregelten, zur Leistungs-V
/ abgabe geeigneten Spannung, dadurch gekennzeichnet,
daß mehrere Regelungstransistoren (Q1, Q2, ..., Q)
zwischen mehrere Gleichspannungsleistungsquellen (E1, Ep, ...,
E ) unterschiedlicher Potentialdifferenzen zu einem Bezugspotential (1) einerseits und einer gemeinsamen Last (RT)
Lj
andererseits geschaltet sind, daß einer der Regelungstransistoren mit einer größeren Potentialdifferenz als der zwischen
Ausgangsanschlüssen (2a, 2b) zu erzeugenden Potentialdifferenz, der an die eine bezüglich ihrer Potentialdifferenz am besten
für diesen Regelungstransistor geeignete Leistungsquelle angeschlossen ist, angesteuert ist, um eine gewünschte Potentialdifferenz
zwischen den genannten Ausgangsanschlüssen zu erzeugen, wobei für den Fall, daß die Potentialdifferenz zwischen
den Ausgangsanschlüssen im Sinne einer Zunahme relativ zur Potentialdifferenz der genannten einen Gleichspannungsleistungsquelle
zu verändern ist, die Kollektor-Emitter-Potentialdifferenz des angesteuerten Regelungstransistors sich der
Sättigungsspannung des genannten Transistors annähert, worauf der Betrieb auf einen der genannten Regelungstransistoren
umgeschaltet wird, der an eine der Gleichspannungsquellen angeschlossen ist, welche die zweitgrößte Potentialdifferenz
aufweist, und wobei für den Fall, daß die Potentialdifferenz
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TrIrIiMi: (07171) 54 90 UruuJw Ifonk München 70/37369 (HIZ 700 700 10) Tel·lon: (0 19) 77 19 <&
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> Ί 71 J 741 piwr .1
ORIGINAL INSPECTED
- 2 - yi-to-10
zwischen den Ausgangsanschlüssen im Sinne einer Abnahme relativ zur Potentialdifferenz der genannten Gleichspannungsquelle zu verändern ist, die Kollektor-Emitter-Potentialdifferenz
eines der genannten Regelungstransistoren, der an eine der Gleichspannungsquellen angeschlossen ist, welche
die drittgrößte Potentialdifferenz aufweist, die Sättigungsspannung des genannten Regelungstransistors übertrifft, worauf
der Betrieb auf den genannten Transistor umgeschaltet wird, wodurch eine gewünschte Potentialdifferenz zwischen den genannten
Ausgangsanschlüssen erzeugt wird.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß mit fortschreitend größer werdenden Werten der Potentialdifferenzen der Gleichspannungsleistungsquellen
(Ε., Ε-, ..., E ) bezüglich des Bezugspotentials sich die
Potentialdifferenzen zwischen den Gleichspannungsleistungsquellen ebenfalls, und zwar von größeren zu kleineren Werten
hin, ändern, so daß die Verlustleistungen der Regelungstransistoren einander angeglichen werden.
3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß für den Fall, daß das Leistungssteuersignal bis zu einer mittleren Amplitude einen leistungsstarken Anteil
und darüber bis zu seinem Spitzenwert einen leistungsarmen Anteil hat, die Leistungsquelle bis hin zur Amplitude mit dem
leistungsstarken Anteil so aufgeteilt ist, daß sich die Potentialdifferenzen zwischen den Gleichspannungsquellen umso
mehr verringern, als die Potentialdifferenzen dieser Gleichspannungsquellen zum Bezugspotential zunehmen, und daß dabei
die Anzahl der Unterteilungen bis hin zum Spitzenwert herabgesetzt wird.
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- 3 - . yi-to-10
271079A
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vergleich zwischen der
Potentialdifferenz an den Ausgangsanschlüssen mit den Potentialdifferenzen der jeweiligen Gleichspannungsleistungsquellen
durchgeführt wird, womit der Betriebsumschaltzeitpunkt für die jeweiligen Regelungstransistoren bestimmt wird,
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- 1977-03-11 DE DE19772710794 patent/DE2710794A1/de active Pending
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DE2823538A1 (de) * | 1978-05-30 | 1979-12-06 | Diehl Gmbh & Co | Gleichspannungs-wechselspannungswandler |
DE19538259C2 (de) * | 1994-10-14 | 2003-01-02 | Matsushita Electric Works Ltd | Wechselrichter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS52110454A (en) | 1977-09-16 |
JPS5630569B2 (de) | 1981-07-15 |
FR2344176B1 (de) | 1981-10-23 |
FR2344176A1 (fr) | 1977-10-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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OHW | Rejection |