DE2544124C3

DE2544124C3 - Rückkopplungsentzerrer

Info

Publication number: DE2544124C3
Application number: DE2544124A
Authority: DE
Inventors: Giovanni Turin Tamburelli
Original assignee: CSELT Centro Studi e Laboratori Telecomunicazioni SpA
Current assignee: Telecom Italia SpA
Priority date: 1974-10-04
Filing date: 1975-10-02
Publication date: 1982-02-25
Also published as: US4029903A; DE2544124B2; DE2544124A1; GB1523449A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Rückkopplungsentzerrer nach dem Oberbegriff des Ansp-uchs 1.

ίο Phasenmodulierte Signale stellen hinsichtlich ihrer Herstellung und ihres Aussehens den Sonderfall amplitudenmodulierter Signale dar, die auf zwei orthogonale Träger moduliert sind. Für die Demodulation der phasenmodulitrten Signale interessiert indes- · sen weniger die Amplitude der beiden Komponentensignale, sondern eine Angabe über den Phasenwinkel. Die Demodulation in bezug auf den Phasenwinkel ist bekannt (Buch »Datenübertragungstechnik« R. v. Decker's Verlag, G. Schenck, Hamburg—Berlin. 1971.

Seiten 208 — 211). Bei der Übertragung digitaler Signale, bei der nur die Angabe des Winkelbereichs zwischen zwei möglichen Winkelsprüngen interessiert, werden für die Entscheidung, welchem Winkelbereich das Signal angehört, die orthogonalen Komponenten jeweils mit einer Schwelle: verglichen. Das Resultat der Vergleiche ist eine kodierte Ausgangsinformation, die den Winkelbereich Angibt.

Es ist bekannt, daß in Empfängern für phasenmodulierte Signale ein kohärencdemoduhertes Signal wesent-

JO liehe Verzerrungen aufgrund zweier verschiedener Ursachen aufweist, nämlich erstens aufgrund der Interferenz zwischen den benachbarten Symbolen auf dem Grundphasenträger und zweitens aufgrund der zwischen den Kanälen auftretenden Interferenz bcnach-

ü barter Symbole auf dem Quadraturphasenträger. Bei den üblichen Empfängern wird die Beseitigung der am Informationssignal auftretenden Verzerrungen sowohl für die in Phase befindliche Komponente als auch für die in Quadratur befindliche Komponente unabhängig von den Verzerrungsquellen unter Verwendung von Komponenten, die sich für lineare Operationen eignen, betneben. Die Folge dieser Art von Operationen ist eine unvollkommene Beseitigung der Verzerrungen mit resultierendem abnehmendem Rauschschutz des Si gnals und schließlich einer sinkenden F.mpfangsqualitat. Fs ist eine Art von niehtlinearem Rückkopplungs empfänger bekannt (D. D. Falconer. |. C. Foschini: »Theory of Minimum fvieaii-Square-Error QAM Sy stems Employing Decision Feedback Equalization«. Bell System Technical journal — Dezember N73. Seite 1821), df r unter Berücksichtigung dieser beiden Interferenzursachen getrennt auf den beiden orthogi» nalen Tragern eine Kompensation der empfangenen .Signalbilder durchführt, wobei d^-ren relative Ver/er

>5 rungen beseitigt werden können.

Das hierfür verwendete Schema berücksichtigt zur Beseitigung der Interferenz zwischen den /eichen sowohl die in der Phasenkomponente enthaltene Information als auch die in dei Quadraturkomponente enthaltene Information, es setzt jedoch voraus daß die verwendete Modulation eine QAM-Modulatiun (Quadratur-Ampliludefi'Modulation) ist. Bei dieser Modulationsart gibt es keinen Zusammenhang zwischen den der Phasenkomponente zugeordneten Informationszeichen und den der QüadratUrkomponentc des übertrage* nen Signals zugeordneten Informationszeichen, so daß die Zeichen so ausgewählt werden können, daß die Entscheidungen getrennt für die beiden Komponenten

in korrektester Weise durchgeführt werden.

Die Übertragung dieser bekannten Prinzipien auf die mehrpegelige, beispielsweise achtpegelige Phasenmodulation (PSK) hat ihre Schwierigkeiten, da die Informationszeichen auf den beiden Quadraturträgern ΐ nicht mehr unabhängig voneinander sind und es somit schwierig ist, die richtige Winkellage der Signale zu erkennen, was zur Durchführung einer für die beiden Kanäle getrennten richtigen Entscheidung oder Quantisierung notwendig ist. Als Ergebnis ergibt sich ein in verminderter Rauschschutz des quantisierten Signals, wodurch der doppelte Nachteil entsteht, daß die Empfangsqualität vermindert wird und die Beseitigung der Interferenz zwischen den Zeichen progressiv verschlechtert wird, da dies mit Hilfe von Schleifenfil- ΐί tern durchgeführt wird, wodurch die Empfangsqualität noch weiter abnimmt. Zur Vermeidung dieser Schwierigkeit bei der achtpegeligen Phasenmodulation (PSK) ist die sogenannte Amplituden-Phasen-Modulation (AM-PSK) bekannt. Diese Modulationsweise hat jedoch :o den wesentlichen Nachteil, viel teur::r zu sein, da die Sender für die AmpIituden-Phasen-ModuIiUion eme höhere Leistung brauchen als die Sender für die Phasenmodulation für die gleiche Pegelzahl. Außerdem sind für die beiden Fälle die Entscheidungseinheiten :=, unterschiedlich aufgebaut und infolgedessen sind die Empfänger wesentlich voneinander verschieden.

Es ist auch bekannt (DE-OS 24 Ol 814), bei Transversalentzerrern, für deren Koeffizienteneinstellungen die entzerrten Phasen- und Quadraturkomponenten, von jo denen die Bezugsphasensignale subtrahiert worden sind, zurückgeführt werden, diese Bezugsphasensignale dadurch herzustellen, daß die entzerrten Phasen- und Quadraturkomponenten einem Sektorenwahler eingespeist werden, der je nach dem sich hierbei ergebenden r> Phasensektor ein Torsignal abgibt, mit dessen Hilfe die Komponenten des entsprechenden Be/ugsphasensignals aus sämtlichen bereitgestellten Bezugsphasensignalen ausgewählt und zum Subtrahierer durchgeschaltet werden. Die Beseitigung der Verzerrung erfolgt hierbei für die beiden Komponenten getrennt, jedoch in genau gleichlaufender Weise, wobei die entzerrte Quadraturkomponente ausschließlich der Bestimmung des zutreffenden Bezugsphasensignals dient.

Es ist auch ein dem Oberbegriff des Anspruchs I 4i zugrundeliegender Entzerrer zur Beseitigung der linearen Verzerrung bei Quadraturträgern mn Amplitudenmodulation bekannt (DEOS 20 40 039). beispielsweise m't quantisierter Rückführung, wobei das zurückgeführte Signal in der weiteren Verarbeitung w durch eine adaptive VerzerrungsmeÜschaltung nachjustiert beweriet wird und nut dem ebenfalls bewerteten ursprünglichen Signal addiert wird. Das Maß für die Verzerrung wird einem F.ingangssienal-Ausgangssignal-Vergleich an der Enischeidungssehaltung entnom- is men Der bekannte Entzerrer zeigt jedoch keinen Weg für eine Entzerrung bei Phasenmodulation, da die hierbei auftretenden Verzerrungen, insbesondere die Interferenz zwischen den Kanälen, also las Nebenspre chen von einem Kanal auf den anderen, nicht bo sachgerecht erfaßt würden und sich hier die unterschiedlichen Amplituden für die verschiedenen Phasenlagen nur so Wenig voneinander unterscheiden, daß die Gefahr von Fehlentscheidungen sehr hoch ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Entzerrer der eingangs genannten Art zu schaffen, der ohne weitere Komplizierung des Aufbaüs sowohl im Fall der Phasenmodulation als auch im Fall der Amplituden-Phasen-Modulation eine richtige Zuordnung unter den Signalkomponenten durchführt und vermeidet daß ein Entscheidungsfehler an der ersten Komponente die die zweite Komponente betreffende Entscheidung beeinflußt.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst, deren Lehre zweckmäßigerweise durch die Entzerrer-Schaltungen nach den Ansprüchen 2 bis 4 verwirklicht wird.

Die Erfindung wird anhand der folgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Phasendiagramm zur Anzeige der Stellung der Informationspegel bei einer achtpegeligen Phasenmodulation (PSK).

F i g. 2 ein Phasendiagramm zur Anzeige der Stellung der Informationspegel bei einer Amplituden-Phasen-Modulation (AM-PSK),

F i g. 3 ein Phasendiagramm zur Erläuterung des Grundprinzips der Lokalisierung von Entscheidungssektoren,

K ig. 4 einen Biockschaitplan emfr ungemeinen Schaltungsanordnung eines Empfängers, der den erfindungsgemäßen Entzerrer enthält,

Fig. 5 ein Funktionsschema des Aufbaus einer Entsch idungseinheit DD in F i g. 4,

Fig. 6 ein Operationsschema einer Adressierschaltung Rl in F i g. 5.

Gemäß F i g. 1 sind Phasenpegel A, B. C. D von Informatiorssignalen Achsen χ und y zugeordnet, die beim Empfang Bezugsphasen für die Demodulation darstellen. Weitere Phasenpegel E, F. G, H des Informationssignals sind Achsen z, w zugeordnet, die in üblicher Weise unter 45° gegenüber den vorhergenannten Achsen geneigt angeordnet sind. Die Projektion der Signale E. F. G, H auf die Achsen χ und y sind mit A'. B'. C bzw. D' bezeichnet. So bilden A. A', C. C" beim Empfang Informationspegel, die der Grundphase'ikomponente des Signals zugeordnet sind, unii B. L·'. D. D' beim Empfang Informationspegel, die der Quadraturkomponente des Signals zugeordnet sind. Entscheiduiigsschwellen-Linien s, t, p. q für die Phasenkomponente bzw. die Quadraturkomponente unterscheiden zusammen mit den Achsen y und λ die empfangenen Informationssignale.

Da die der Phasenkomponente zugeordneten Informationspegel A, A', C, C" keine gleichen Abstände haben, ist die Unterscheidung zwischen den sich näheren Signalen A. A 'und C. C schwierig und kann erhebliche Fehlerwahrscheinlichkeiten mit sich bringen. Das gleiche gilt für die sich naheliegenden Signalpegel B. B' und D. D' auf der Quadraturkomponentenachse. Dies stellt die Hauptursache der erwähnten Entschei-Hun_t s- oder Quantisierungsschwierigkeiten dar.

Nach Fig. 2 haben die Buchstaben die gleiche Bedeutung wie nt-ch Fig. 1 Ersichtlich sin>i in diesem Fall der Amplituden-Phasen-Modulation die dem Phasenträger und dem Quadraturträger zugeordneten Informationspegel gleichmäßiger verteilt. Sie ermöglichen eine genauere Quantisierung, die jedoch immer noch nicht zufriedenstellend für einen Rückkopplungsempfänger ist, der eine Fehlerhäufung mit sich bringt.

Gemäß F i g. 3 haben Kreissektoren a, b, c, d. e, f, g, h als Halbierungslinie die Achsen, auf denen die übertragenen Informationspegel sowohl bei der achtpegeligen Phasenmodulation (PSK) (Fig. 1) als auch bei der Amplituden-Phasen-Modulation (AM-PSK) (F i g. 2) liegen. Die erfindungsgemäße Vorrichtung erkennt

unmittelbar die Sektoren a, b, c, d, e. t,g,h während der Demodulationszeit. Dies stellt einen erheblichen Unterschied zum Stand der Technik dar, bei dem Zuerst die jedes Signal beschreibenden kairtesischen Komponenten erkannt werden und anschließend nach der Entzerrung die Winkelstellung des Signals festgestellt wird. Dies wäre auch der durchzuführende Vorgang, wenn die an sich bekannten (Falconer .. „ a, a. 0.) theoretischen Prinzipien auf von der dort betrachteten QAM-Modulalion abweichende Modulationsarten u> übertragen werden.

Die Schaltung nach Fig. 4 schließt an eine Fernmelde- oder Sendeleitung 1 an, die in zwei übliche Multiplizierer MX und /V/2 einspeist, die. wie in dieser Technik bekannt ist, das ankommende Signal mit v, Winkelfunktionen cos a>_ct bzw. sin m_ct multiplizieren. Ein übliches Matrixfilter FTM beseitigt hochfrequente Komponenten der Signale und formt sie so. daß die nachfolgenden Operationen von Rückkopplungsfiltern erleichtert werden. Dieses Filter kann in an sich ia bekannter Weise optimiert sein (D. D. Falconer und G. J. Foschini, a. a. O.; A. C. Salazar: »Design of Transmitter and Receiver Filters for Decision Feedback Equalization«. Bell System Technical Journal. März 1974. Seite 503). Dem gefilterten Signal werden durch zwei Addierer 51 und 52 Signale ztiaddiert, die von zwei Filtern IPX und IP2 kommen und die Interferenz zwischen den Zeichen beseitigen, und Signale, die von Zwei Filtern IQ 2 und IQ 1 kommen und die Interferenz zwischen den Kanälen beseitigen. Die Anschlüsse sind >o wie in der Zeichnung angegeben.

Ein Taktgeber GT erzeugt ein impulsförmiges Taktsignal T. das auf zwei Digital-Analog-Umsetzer DA 1 und DA 2 einwirkt und deren Ausgangssignale mit dem Übertragungsrhythmus taktet. Die Ausgangssigna-Ie von DA 1 und DA 2 sind entweder cos Θ. sin Θ oder (An) cos Θ. (An) sin Θ der Informationskomponenten, wobei An die auf die Amplitudenpegel, die von einer Entscheidungsschaltung DD kommen, bezogene Information ist und Θ der auf das empfangene Informationssignal bezogene Winkel ist. der in derselben Entscheidungseinheit DD entsprechend einem noch beschriebenen Vorgang quantisiert worden ist. Der Winkel Θ gehört zu einem der Sektoren a, b. c. d. e.f.g.h gemäß Fig. 3. (nformationskomponenten sind cos Θ. sin Θ. wenn nur eine Phasenmodulation (PSK) vorliegt, und (An)cos Θ, (An)s'm Θ. wenn AM-PSK-Modulation vorliegt.

Ist der Empfänger ein fester Empfänger, also nicht adaptiv, so kann die Entscheidungsschaltung DD mit einem Festwertspeicher (ROM) aufgebaut sein.

Gemäß Fig.5 weist die Entscheidungsschaltung DD zwei übliche Analog-Digital-Umsetzer AD 1 und AD2 und zwei Multiplexer MXX und MX 2 auf. Die Multiplexer MXi und MX2 schalten sich selbst entsprechend dem an ihrem jeweiligen Eingang anliegenden Signalbild auf einen ihrer Ausgar.gsleiter 20 bzw. 21.

Eine in acht Sektoren a, b, c d, e, f, g, h unterteilte Adressierschaltung RI wird später im einzelnen unter eo Bezugnahme auf Fig.6 beschrieben. Sie adressiert einen Festwertspeicher MD an. der in acht Zeilen von je drei Zellen aufgebaut ist. Jede Zeile ist einem der Sektoren a, b, c d. e, /, g, h der Adressierschaltung RI zugeordnet- Die Zellen speichern folgende Werte: die fn erste Zelle das dem quantisierten Winkel Θ entsprechende Signal an. die zweite Zelle den Wert von sin Θ und die dritte Zelle den Wert von cos Θ.

Gemäß Fig.6 ist die Adressierschaltung RI im wesentlichen als Matrix aufgebaut, die aus Zeilen r 1, r2 ... r 10, die von den vom Multiplexierer MX 1 (F i g. 5) ausgehenden Leitern 20 gebildet werden, und aus Spalten c 1, c2 ... c IO die von den vom Multiplexierer MX 2 ausgehenden Leitern 21 gebildet werden, besteht. Weiterhin sind UND-Gatter Pa, Pb mit je zsvei Eingängen vorhanden, deren erster jeweils mit einer der Zeilen rl, r2...r 10 und deren zweiter mit jeweils einer der Spalten el, c2 ... clO verbunden ist. In der Zeichnung sind zur Vereinfachung nur die Gatter für die Sektoren 3 und b eingezeichnet. Gleiche Gatter sind in den übrigen Sektoren c, d, e, f, g. h vorhanden. Die Ausgangsleiter dieser Gatter sind so zusammengefaßt, daß sie acht Gruppen bilden, nämlich so viele, als es Entscheidungszonen des Signals beim hier betrachteten Übertragungsbeispiel gibt.

Im einzelnen gehören die Gatter Pa zum Sektor a der Ebene und somit auch der Matrix und sind so zusammengefaßt, daß ihre Ausgangssignaie auf einem Leiter 13 abgehen; die Galter Pb gehören zum Sektor b der Ebene und somit der Matrix und sind so zusammengefaßt, daß sie ein Ausgangssignal an ein^pm Leiter 12 abgeben; in gleicher Weise geben die Gatter der übrigen sechs Sektoren c, d, e. f. g, h (F i g. 5), die die verbleibenden möglichen Entscheidungszonen des achtpegelig phasenmodulierten Signals darstellen. Ausgangssignale auf Leitern 11, 10, 17, 16, 15 bzw. 14 ab. Wie uim Fachmann einleuchtet, ändern sich die Ausgangsverbindungen der verschiedenen UND-Gatter im Vergleich zum beispielsweisen, phasenmodulierte Signale betreffendsn Fall nach der Zeichnung, wenn die Geometrie der Entscheidungszonen sich aufgrund einer anderen Modulationsart ändert, beispielsweise aufgrund von Amplituden- und Phasenmodulation, oder aufgrund anderer spezieller Charakteristiken der Übertragungsträger. Allgemein kann gesagt werden, daß alle einer Entscheidungszone, wie auch immer deren Geometrie aussehen mag, zugehörigen Gatter mit einem einzigen Ausgangsleiter verbunden sind.

Die Anordnung arbeitet in folgender Weise: Unter der Annahme, daß das betrachtete Signal das erste empfangene Signal ist. wird dieses wenn es am Leiter 1 (Fig.4) eintrifft, auf Leiter 2 und 3 aufgeteilt. Gemäß der bekannten kohärenten Modulationstechnik werden die Signale mit den Quadratur-Winkelfunktionen cos CDr/ und sin ω J mit Hilfe der Multiplizierer M1 und M2 multipliziert, und es werden anschließend im Matrixfilter FTM Hochfrequenzkomponenten entfernt und das Signalbild geformt.

Die ersten Signale laufen unverändert durch die Addierer 51 und 52 und laufen als Phasenträge.signal über einen Leiter 4 und als Quadraturträgersignal über einen Leiter 5 zur Entscheidungsschaltung DD. und zwar zu deren Analog-Digital-Umsetzer ADX bzw. AD2 (Fig.5). In diesen Umsetzern werden die beiden analogen Signale in digitale Signale, beispielsweise in 10-Bit-Signale, umgesetzt und über Verbindungen 6 bzw. 7 als logische Pegelsignalbilder zu den Muitiplexierern MXi bzw. MX 2 geleitet. Es sei beispielsweise angenommen, daß das von MX 1 empfangene Signalbild so ist, daß an seinen Ausgangsleitern 20 ein Ausgangssignal auftritt, das in die Zeile r3 der Matrix RI(F i g. 6) kommt Das Signal in der Zeile r3 erregt einen der Eingänge aller mit dieser Zeile verbundenen Gatter und insbesondere der vier Gatter Pb. Analog sei angenommen, daß das von MX 2 (F i g. 5) empfangene Signaibiid so ist, daß an seinen Ausgangsleitern 20 ein Ausgangs-

signal auftritt, das zur Spalte c7 der Matrix Rl(F i g. 6) kommt. Das am Leiter der Spalte el anliegende Signal erregt einen der Eingänge aller Galter, die mit dieser Spalte verbunden sind, und insbesondere der beiden Gatter Pb. Ein Gatter Pb37 wird sowohl an seinem ersten Eingang von r3 als auch an seinem zweiten Eingang von c7 erregt und gibt ein Signal ab, das über die ^!n der Zeichnung dargestellten Ausgangsleitef die Matrix aiii Leiter 12 verläßt.

Dieses Signal wirkt als Lesebefehl für die Zeile b des Festwertspeichers MD(Fi g. 5). Die Auslegung erzeugt in bekannter Weise drei Wörter, die von den drei Zellen der Zeile £>aus dein Speicher ausgehen und, wie bereits gesagt, dem dom quantisierten Winkel θ zugeordneten Signal ae, dem Wert sin Θ und dem Wert cos Θ υ entsprechen. Die diese Werte angebenden Signale haben binäre Form. Das Signal ae läuft auf einer Verbindung 26 zu den nachfolgenden Verarbeitungsein· heilen des Empfängers und wird von diesen Einheiten selbst in der geforderten Weise verarbeitet. Die Signale cos Θ oder (An)cos Θ auf einer Verbindung 18 und sin Θ oder (An) sin Θ auf einer Verbindung 8 werden von den Digital-Analog-Umsetzern DA 1 bzw. DA 2 in analoge Form zurückverwandelt und werden über Leiter 19 bzw. 9 weiterbefördert, auf denen Impulse mit einer Amplitude proportional cos Θ bzw. sin θ oder (An) cos Θ bzw. (An) s\n Θ auftreten.

Der dem Wert cos Θ oder (An) cos Θ proportionale Impuls wird dazu verwendet, sowohl die Signalinterferenz zwischen den Symbolen der Phasenkomponente als mich die Signalinterferenz zwischen den Kanälen für die Quadraturkomponente zu beseitigen. Der dem Wert sind Θ oder (Αη)ύη Θ proportionale Impuls wird dazu verwendet, die Signalinterferenz zwischen den Symbolen der Quadraturkomponente und die Signalinterferenz zwischen den Kanälen für die in Phase befindliche Komponente zu beseitigen.

Diese Beseitigung wird von den Filtern IP I, IQ 1, IP2, IQ2 durchgeführt. Die Filter IPX und IQ1 empfangen das Signal cos Θ oder (An)cosQ und senden es, entsprechend gefiltert, zu den Addierern 51 und 52 über Leiter 22 bzw. 24. Im Addierer 51 beseitigen sie die Signalinterferenz zwischen den Zeichen und im Addierer 52 die Signalinterfefenz zwischen den Kanälen. Die Filter IPl und IQi empfangen das Signal sin Θ oder (An)sin Θ und senden es entsprechend gefiltert zu den Addierern 52 und 5 1 über Leiter 25 bzw. 23. Im Addierer 52 beseitigt es die Signalinterferenz zwischen den Zeichen und im Addierer 51 die Signalinterferenz zwischen den Kanälen.

Die Filter umfassen übliche Verzögerungsregler der Art, daß die Beseitigung der Interferenzen zum richtigen Zeilpunkt stattfindet, beispielsweise zum Beginn der abfallenden Signalflanke, und so, daß die vom Signal für den Durchgang durch die Schaltung benötigte Zeit kompensiert wird. Wird der spezielle Fall einer einzigen Seitenbandphase betrachtet, so sind die von der Quadraturkomponente des Signals erregten Filter Hilbert-Transformatoren.

Die als deir ersten Signal nächstfolgend eintreffenden Signale finden an den Eingangsleitern 22, 23 des Addierers 51 und an den Eingangsleitern 24, 25 des Addierers 52 die in der beschriebenen Weise erzeugten Kompensationssignale vor, die, wenn sie mit den Signalen addiert werden, auf den Leitern 4 und 5 Signale ergeben, die von Verzerrungen befreit sind und somit in der Entscheidungsschaltung DD zu einer korrekten Quantisierung führen.

Wird ein adaptiver Empfänger betrachtet, so genügt es, den Festwertspeicher MD durch einen geeigneten Schreib-Lese-Speicher zu ersetzen, der in realer Zeit so nachgestellt wird, daß er Kanalfluktuationen in der richtigen Richtung folgt.

Der Entscheidungsvorgang durch Sektoren gilt für jede Art der Winkelmodulation, also sowohl für Phasenmodulation (PSK) als auch für Amplituden-Phasen-Modulation (AS-PSK), da die Signalphasenfeststellung nicht getrennt von der kartesischen Komponenten des Informationssignals abhängt, sondern unmittelbar von deren Resultierender.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Rückkopplungsentzerrer in einem Empfänger für mehrpegelige digitale phasenmodulierte oder amplituden- und phasenmodulierte Signale, die über zwei Quadraturträger übertragen werden, die jeweils mit einer Signalkomponente, nämlich einer Phasenkomponente bzw. einer Quadraturkomponente des Signals, moduliert sind, mit einer Entscheidungsschaltung, deren entscheidungsmäßig demodulierte Ausgangssignale der der Entzerrung dienenden Rückkopplung zugrundegelegt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Entscheidungsschaltung (DD) zum unmittelbaren Erfassen des charakteristischen Winkels (Θ) der Signalphase der aus den beiden Quadraturträgern zusammengesetzten Signale aus einem von einer Adressierschaltung (Rl) adressierten Speicher (MD) besteht, df in so vielen Zeilen (a, b, c, d, e, f, g, h) aufgebaut /st. als es mögliche charakteristische Winkel (Q) der Signalphase gibt, wobei diese Zeilen die Werte des diesen möglichen Phasen entsprechenden Signals (an) und deren Winkelfunktionen (sin 6,cos ertragen; daß die Adressierschaltung (/?//* «us einer Matrix (Fig. 6) besteht, deren Zeilen (r) durch verschiedene mögliche Pegel der quantisierlen Phasenkomponente des Signals erregt werden und deren Spalten (c) durch verschiedene mögliche Pegel der quantisierten Quadraturkomponente des Signals erregt werden und deren Schnittpunkte der erregten Zenen und Spalten somit den Winkel (W^zu der Signalphase angeJen. un die hierdiiich ein die zugehörige Zeile des Speichers (MD)adressierendes Ai'sgangssignal abgibt, dessen ι e Winkelfunktionen (sin 0,COS eingebenden Signalteile zur Beseitigung der Verzerrungen der Phasenkomponente und der Quadraturkompcnente getrennt zu diesen Komponenten rückgekoppelt werden.

2. Rückkopplungsentzerrer nach Anspruch dadurch gekennzeichnet, daß die Zeilen (r) und Spalten (c) Koinzidenzschaltungen (Pa. Pb ..) aufweisen, deren erster Eingang durch die Phasertkomponente des Signals und deren zweiter Eingang durch die Quadraturkomponente des Signals erreg! ist und von denen nur eine an beiden Eingängen erregt wird und so ein Ausgangssignal erzeugt, und daß die Ausgange der Koinzidenzschaltungen miteinander unter Bildung von Gruppen verbunden sind, die charakteristischen Winkeln ^B,J der Signal· entscheidung entsprechen und von denen jede einen einzigen Ausgang (10, 11, 12 ... 17) aufweist, über den das von der an beiden Eingängen erregten Koinzidenzschaltung erzeugte Signal das Auslesen einer entsprechenden Zeile (a. h. c. d c. f, g. h) des Speichers ^M^bewirkt.

i. Rückkopplungsentzerrer nach Anspruch I oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Pegel der Phasenkomponente und der Quadraturkomponente der Signale durch Multiplexierer (MXi. MX 2) unterschieden werden, die unter einer Mehrzahl von Ausgängen den dem Signalpegel entsprechend dem Eingangs-Signalbild zugeordneten Ausgang wählen.

4, Rückkopplungsentzerrer nach Anspruch 1 für Amplituden' und Phasenmodulation (AM-PSK), dadurch gekennzeichnet, daß die Zeilen (ä, b, c, d, 6, f, g, h) des Speichers (MD) die Werte der den möglichen Signalphasen entsprechenden Signale (aajund der Winkelfunktionen (sin Θ, cos Q), die mit dem Informationspefiel (An) multipliziert sind, führen.