DE2426661C3

DE2426661C3 - Fernseh-Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Horizontal-Ablenkstromes

Info

Publication number: DE2426661C3
Application number: DE2426661A
Authority: DE
Inventors: Wilhelmus Martinus Dorn; Johannes Simon Albert Van Hattum; Engelbertus Simon Paulus Van Veen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1973-06-01
Filing date: 1974-06-01
Publication date: 1978-12-14
Also published as: CH573199A5; CA1037601A; DE2426661A1; JPS5036025A; DK138720B; FI165174A; DE2426661B2; GB1475772A; DK138720C; DK288674A; BR7404391D0; AU6949974A; FR2232147A1; IT1012920B; AT333862B; ES426768A1; AR201771A1; ATA453074A; FR2232147B1; JPS5333405B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Fernseh-Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines horizontalfrequenten sägezahnförmiger. Stromes durch eine Horizontal-Ablenkspule in einer Bildwiedergabeanordnung, deren Ausgang an einer Hinlaufspannung liegt und deren Eingang mittels eines ersten horizontalfrequent gesteuerten, während der Hinlaufzeit geschlossenen

2) Schaltors an den anderen Pol der Hinlaufspannung gelegt wird, und mit einer Speiseschaltung, bei der eine erste (Primär-)Wicklung eines einen Kern aus magnetischem Material enthaltenen Transformators mittels eines zweiten horizontalfrequent gesteuerten, während

to eines zweiten Hinlaufteiles geschlossenen Schalters an eine Speisequelle gelegt wird, so daß ein Primärstrom von der Speisequelle fließt, und die beim öffnen des zweiten Schalters auftretende Impulsspannung von einer zweiten (Sekundär-)Wicklung über eine Diode auf

Γ) die bei gleichzeitig geöffnetem ersten Schalter, der gegebenenfalls durch die Reihenschaltung einer Diode und des zweiten Schalters gebildet wird, auftretende Rücklaufschwingung der Ablenkspule übertragen wird, wobei parallel zum ersten Schalter eine weitere

in Induktivität, die gegebenenfalls mit einer, zum Beispiel für die Hochspannungserzeugung dienenden Sekundärwicklung gekoppelt ist, in Reihe mit einem Kondensator angeschaltet ist.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist in »IEEE

r> Transactions on Broadcast and Television Receivers«, August 1972, Heft BTR-18, Nr. 3, Seiten 177/e 182 beschrieben worden und ist die Kombination einer Horizontal-Ablenkschaltung und einer geschalteten Speisespannungsstabilisierungsschaltung, wobei der

in steuerbare Schalter zum Erfüllen der beiden genannten Aufgaben dient. Diese bekannte Schaltungsanordnung weist den Vorteil auf, daß sie aus einer unstabilisierten Speisespannung gespeist werden kann und einen gut stabilisierten Ablenkstrom sowie eine stabilisierte

>-, Hochspannung und gegebenenfalls Hilfsspannungen liefern kann, welche Stabilisierung durch Regelung der Leitungszeit des Schalters erhalten wird.

Nach F i g. 8 der vorstehend genannten Literaturstelle ist die weitere Induktivität auf einem besonderen

,o Kern angeordnet, der eine Hochspannungswicklung trägt, die während der Rücklaufzeit Impulse hoher Amplitude liefert. Außer dem die Speiseenergie über seine Primärwicklung (Li) übertragenden (ersten) Transformators ist daher noch ein weiterer Transforma-

Vi tor für die Hochspannung erforderlich, der ebenfalls eine beträchtliche Leistung übertragen muß, die beim Farbfernsehen in der Größenordnung von maximal 25kV-2mA = 50W Hochspannungsleistung beträgt,

und der daher ein teures Einzelteil ist

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen zweiten Transformator zu vermeiden und auch beim ersten Transformator hinsichtlich der Magnetisierung, des Spitzenstromes für den zweiten Schalter und der Größe und Kosten Verbesserungen zu ermöglichen.

Dies wird durch die im Kennzeichtü des Anspruches 1 angegebenen Merkmale erreicht

Während die Primärwicklung und die Sekundärwicklung auf dem Kern wie üblich fest miteinander ι ο gekoppelt sind, ist für die weitere Induktivität eine feste Kopplung nicht notwedig; es werden im Gegenteil besonders günstige Verhältnisse bei weniger fester Kopplung, z. B. mit einem Kopplungsfaktor kleiner als oder gleich 0,9, erreicht

Der Erfindung liegt die nachfolgende Erkenntnis zugrunde. An jeder Wicklung des induktiven Elementes gibt es eine Spannung, die beispielsweise die nachfolgende Änderung erfährt: sie ist während eier Rücklaufzeit dem Rücklaufimpuls proportional, während desjenigen Teils der Hinlaufzeit, in dem der Transistor nicht leitend ist, nimmt sie einen bestimmten Wert und während des restlichen Teils der Hinlaufzeit einen anderen Wert an. An der mit dem Ablenknetzwerk gekoppelten Transformatorwicklung gibt es dagegen eine Spannung, die während der Rücklaufzeit dem Rücklaufimpuls entspricht und sich während der ganzen Hinlaufzeit nahezu nicht ändert. Wenn die Transformatorwicklung und das induktive Element nach der Erfindung miteinander gekoppelt sind, fließen durch die «1 beiden zusätzlichen Ströme, die durch die Kopplung herbeigeführt sind und u. a. vom Unterschied zwischen der Spannung an der Transformatorwicklung und der am induktiven Element abhängig sind, die jedoch diese Spannungen nicht beeinflussen, so daß an den i> gekoppelten Wicklungen dennoch Spannungen unterschiedlicher Formen nach wie vor vorhanden sind. Es stellt sich heraus, daß diese Ströme nicht nur nahezu keine Erhöhung der Verluste herbeiführen, sondern auch daß sie bei einer geeigneten Konzeption der Anordnung keinen nachteiligen Einfluß ausüben, weil die Wirkung der Anordnung ungeändert bleibt, trotz der Tatsache, daß einer dieser zusätzlichen Ströme durch die dritte Diode in der Sperrichtung fließt und daher diese Diode in den Sperrzustand bringen könnte. -n

Durch die erfindungsgemäße Maßnahme werden, im Gegenteil, wesentliche Vorteile erzielt. In der bekannten Anordnung muß zur guten Wirkung derselben eine bestimmte minimale Leistung aufgenommen werden. Es stellt sich heraus, daß in der erfindungsgemäßen v\ Anordnung dieses Minimums wesentlich verringert werden kann, so daß der theoretischen Situation angenähert wird, wobei bei keinen Verlusten in der Anordnung von ihr der Speisespannungsquelle nahezu keine Energie entnommen wird. Dies läßt sich erzielen « durch eine geeignete Wahl von zwei der Parameter, die die Anordnung bestimmen, und zwar den Kopplungsfaktor und das Transformationsverhältnis zwischen einer Wicklung des induktiven Elementes und der Transformatorwicklung. Durch die Wahl derselben w) Parameter kann die maximale Stärke des durch den Transistor fließenden Stromes, d.h. am Ende der Hinlaufzeit, sowie die Vormagnetisierung des Kerns verringert werden. Es läßt sich ein Kompromiß finden, wobei alle Anforderungen auf angemessene Weise t>"> erfüllt werden können.

Wenn die Schaltungsanordnung ausgebildet ist wie in der obengenannten Veröffentlichung, wobei der zweite Schalter durch einen Transistor gebildet ist, weist sie das Kennzeichen auf, daß der erste Schalter eine zweite Diode enthält, durch die der Ablenkstom während eines Teils der Hinlaufzeit fließt sowie die Reihenschaltung aus dem genannten Transistor und einer dritten Diode, durch welche Reihenschaltung der Ablenkstrom während des übrigen Teils der Hinlaufzeit fließt Andere Ausbildungen sind jedoch möglich, die von dieser etwas abweichen aber trotzdem auf dem Erfindungsgedanken beruhen, bei welchen Ausbildungen an den Wicklungen des induktiven Elementes keine Rücklaufimpulse, sondern Rechteckspannungen vorhanden sind.

Die Erfindung bezieht sich auf einen. Hochspannungstransformator, der gekennzeichnet ist durch einen Kern aus magnetischem Material mit einem ersten und einem zweiten Schenkel, wobei zwei Wicklungen mit einer festen Kopplung auf dem ersten Schenkel und mindestens eine weitere Wicklung und eine Hochspannungswicklung auf dem zweiten Schenkel gewickelt sind.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung,

F i g. 2 Wellenformen, die darin auftreten,

F i g. 3 ein Ersatzschaltbild eines Teils der Anordnung nach F ig. 1,

F i g. 4 eine graphische Darstellung, die zur Wahl der Parameter dienen kann,

Fig.5 den Verlauf eines in der Anordnung nach F i g. 1 fließenden Stromes,

F i g. 6 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung,

F i g. 7 eine schematische Darstellung eines Transformators, der in der Schaltungsanordnung nach der Erfindung verwendbar ist,

Fig.8 und 9 andere Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Anordnung.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 enthält eine Treiberstufe Dr, die von einem nicht dargestellten Horizontal-Oszillator Signale zugeführt bekommt und der Basis eines Schalttransistors Tr Schaltimpulse liefert. Ein Ende der Primärwicklung L\ eines Transformators Γ ist mit dem Kollektor des npn-Transistors Tr verbunden, während das andere Ende der Wicklung L\ mit der positiven Klemme und der Emitter des Transitors Tr mit der negativen Klemme einer Gleichspannungsquelle B verbunden ist. Diese negative Klemme kann an der Masse der Schaltungsanordnung liegen.

In Reihe mit der Horizintal-Ablenkspule £._vder in der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 nicht dargestellten Bildwiedergabeanordnung ist ein Hinlaufkondensator C, geschaltet, und parallel zu der auf diese Weise gebildeten Reihenschaltung liegen eine Diode D\ mit der angegebenen Leitungsrichtung und ein Rücklaufkondensator Cr. Der Kondensator C_r kann der Spule L_x auch parallel geschaltet sein. Die genannten vier Elemente stellen nur die Prinzipschaltung mit den Hauptelementen des Ablenkteils dar. Dieser Teil kann beispielsweise auf bekannte Weise mit einem oder mehreren Transformatoren zur gegenseitigen Kopplung der Elemente, mit Anordnung zur Zentrierung und Linearitätskorrektur u. dgl. versehen sein.

Eine Sekundärwicklung Li des Transformators T ist mit einer Diode D₃, deren Kathode mit dem Verbindungspunkt A der Elemente D\, Ound Z._vund mit

der Anode einer Diode Eh verbunden ist, in Reihe geschaltet. Die Kathode der Diode Eh ist mit dem Kollektor des Transistors Tr verbunden. Eine Tertiärwicklung L₃ des Transformators T ist über einen Kondensator Q mit dem Punkt A verbunden. Auf dem Kern des Transformators Γ sind andere Wicklungen gewickelt, an denen Spannungen vorhanden sind, die als Speisespannungen für andere Teile der Bildwiedergabeanordnung dienen. Eine dieser Wicklungen, die Wicklung La, ist in Fig. 1 dargestellt und erzeugt mit Hilfe eines Gleichrichters Dt, an einer Glättungskapazität Ci eine positive Gleichspannung. Eine dieser Wicklungen, beispielsweise Wicklung L4, ist die Hochspannungswicklung, so daß die an der Kapazität d vorhandene Spannung die Hochspannung für die Endanode der (nicht dargestellten) Wiedergaberöhre ist. Die freien Enden der Wicklungen L₂, Lj und La liegen an Masse, und der Wickelsinn der dargestellten Wicklungen des Transformators Tist in der Figur durch Polaritätspunkte angegeben.

Wenn zunächst die Tatsache nicht berücksichtigt wird, das die Wicklung Li mit dem induktiven Element Li, Li der bekannten Anordnung gekoppelt ist, funktioniert die beschriebene Schaltungsanordnung wie die der obengenannten Veröffentlichung, was sich wie folgt zusammenfassen läßt. Während eines ersten Teils der Horizontal-Hinlaufzeit ist die Diode A leitend. Die Spannung am Kondensator C, wird an die Ablenkspule Ly angelegt, durch die ein sägezahnförmiger Ablenkstrom /^ fließt jo

In einem bestimmten Zeitpunkt wird der Transistor Tr leitend. Wenn etwa in der Mitte der Hinlaufzeit der Strom if seine Richtung umkehrt, wird die Diode D\ gesperrt, so daß der Strom i_y nun durch die Diode D₁ und den Transistor Tr fließt. Am Ende der Hinlaufzeit wird ü der Transistor Trgesperrt. Am Kondensator Gentsteht eine Schwingung, des Rücklaufimpuls, während die in der Wicklung Z-i gespeicherte und der Quelle B entnommene Energie einen Strom durch die Diode Eh herbeiführt. Wenn die Spannung am Kondensator C- λ<> wieder Null geworden ist, wird die Diode D\ leitend. Dies ist der Anfang einer neuen Hinlaufzeit Die Diode Eh ist leitend, bis der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht wird, wobei die Energie in der Wicklung L2 in die Wicklung L\ übergebracht wird. 4-, Stabilisierung wird dadurch erhalten, daß beispielsweise die Spannung am Kondensator C₁ zur Treiberschaltung Dr zurückgekoppelt wird, in der eine Vergleichsstufe und ein Modulator dafür sorgen, daß die Leitungszeit des Transistors Tr derart geändert wird, daß die vi genannte Spannung und daher die Amplitude des Ablenkstromes konstant bleiben.

In F i g. 2a ist die Spannung v_A am Kondensator C_n in Fig.2b die Spannung v₂ am Verbindungspunkt der Wicklung Li und der Diode Lh und in Fig.2c die Spannung v_c am Kollektor des Transistors Tr als Funktion der Zeit aufgetragen. Das Symbol T_H zeigt die Horizontal-Periode an, während T₁ die Rücklaufzeit, τ₂ denjenigen Teil der Periode Th, in dem der Transistor Tr nichtleitend ist und T₃=OTh denjenigen Teil der Periode Th angedeutet, in dem dieser Transistor leitend ist Dabei ist die Zahl δ das Verhältnis der Zeit τ₃ zur Periode Th-

Während der Zeiten τ\ und Ti ist die Diode D₃ leitend, und die Spannungen ν α und vi sind gleich, d. h. während des Rücklaufimpulses mit der Amplitude Vin der Zeit T₁ und mit der Spannung Null in der Zeit Ti. in dem Zeitpunkt, in dem der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht wird, d. h. dem Übergangszeitpunkt u zwischen τι und r₃, wird die Kollektorspannung v_c nahezu Null. An der Wicklung Li gibt es nun die Spannung Vb der Quelle B. Wenn das Transformationsverhältnis der Wicklungen La und Li, d. h. das Verhältnis der Windungszahl der Wicklung L2 zu der der Wicklung Li, gleich 1 : ρ ist, ist während der Zeit r₃ die Spannung

V₂ gleich — . Die Spannung v_c entspricht während

der Zeit η dem Wert ρ V₂+ V₈.

Wenn vorausgesetzt wird, daß Vo die Gleichspannung am Kondensator C, ist, wenn dieser eine ausreichend große Kapazität hat bzw. die Gleichspannungskomponente der Spannung an diesem Kondensator, wenn dieser für die sogenannte S-Korrektur eine verhältnismäßig kleine Kapazität hat, ist Vo dem mittleren Wert der Spannung Va gleich. An der Spule L_y kann ja keine Gleichspannungskomponente vorhanden sein.

Es gilt

¹H J

Der mittlere Wert der Spannung V2 an der Wicklung L2 ist auch Null, so daß gilt:

fr„-d/ - -¹-» ._T, =0.
J P

(2)

In dieser Formel läßt sich das Integral aus (1) einsetzen, so daß wird:

V₀ T₁₁ =

r, . d. h.

Bei bestimmten Werten der Verhältnisse <5 und ρ würde die Diode D₂ während der Zeit ri leitend sein. Weil in derselben Zeit die Diode Di leitend ist, würden die Wicklungen Li und L2 durch die Dioden Di und Di mit Ve zusammengeschaltet sein. In der deutschen Patentanmeldung P 24 08 301.0 sind Maßnahmen beschrieben worden, mit denen ein derartiger Effekt vermieden wird, beispielsweise das Anordnen eines während der Zeit τ\ gesperrten Transistors in Reihe mit der Diode Eh- Zwischen den Enden der Wicklungen Li und L2 oder Anzapfungen derselben ist ein Kondensator Ci geschaltet, der bezweckt, Streuschwingungen, die durch die zwischen den genannten Wicklungen vorhandene Streuinduktivität verursacht werden könnten, zu vermeiden, und zwar auf derartige Weise, daß am Kondensator Ci keine horizontalfrequente Spannung vorhanden ist F i g. 1 zeigt den Fall p= 1.

Auf ähnliche Weise wie in bezug auf den Kondensator Ct ist es erkennbar, daß am Kondensator Cj eine Gleichspannung bzw. eine Gleichspannungskomponente vorhanden ist, die der Spannung Vo entspricht, so daß die Spannung an der Wicklung L₃ der aus Fig.2a nahezu gleichförmig ist mit dem Unterschied der Tatsache, daß die Nullachse aufwärts geschoben werden muß, und zwar um einen Wert entsprechend der Spannung Vo.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die Wicklungen Li und Li einerseits und die Wicklung L₃ andererseits miteinander gekoppelt sein können, wie dies in Fig. 1 der Fall ist, trotz der Tatsache, daß die Spannungen unterschiedlicher Formen an den genannten Wicklungen vorhanden sind; diese Spannungsformen werden durch die Kopplung nicht beeinflußt Das

Koppeln der Wicklungen des Transformators Tkann in die »harten« d. h. von außen her aufgeprägten, Spannungen Vo und Va nicht beeinflussen. Die durch die jeweiligen Wicklungen fließenden Ströme werden jedoch wohl beeinflußt. s

F i g. 3 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Teils aus Fig. 1. Ebenso wie in der bereits genannten Veröffentlichung ist die Kopplung zwischen den Wicklungen L\ und Li sehr fest. Durch das Vorhandensein des Kondensators Q kann der Kopplungsfaktor zwischen ι ο diesen Wicklungen als entprechend 1 betrachtet werden. Der Kopplungsfaktor zwischen den Wicklungen L₂ und L₃ ist nicht gleich 1, so daß ein Teil der Tertiärwicklung mit der Sekundärwicklung gekoppelt ist, wobei der Kopplungsfaktor gleich 1 ist und mit einer mit der Sekundärwicklung nicht gekoppelten Induktivität Q in Reihe liegt, welche Induktivität die Streuinduktivität zwischen den Wicklungen Lz und L% darstellt Das Ersatzschaltbild enthält also drei Wicklungen l_u I₂ und I₃ mit einem jeweiligen Kopplungsfaktor gleich 1 und mit den Transformationsverhältnissen von l\ nach k gleich dem obenstehend definierten Verhältnis ρ und von I₃ nach /2 entsprechend einer Zahl n. Parallel zur Wicklung /1 liegt eine Induktivität mit einem Wert L\ entsprechend demjenigen Wert, der an der Wicklung L₁ in F i g. 1 ohne Belastung an den übrigen Wicklungen gemessen wird. In Reihe mit der Wicklung /3 liegt die obengenannte Induktivität Q, und an der gebildeten Reihenschaltung wird der Induktivitätswert L3 gemessen, der dem der Wicklung L3 in F i g. 1 ohne Belastung an den übrigen jo Wicklungen entspricht. Es läßt sich nun folgendes herleiten:

Q = L,- η² L₁ = L₃ (1 - Ar) (4)

k=n\^L, (5)

wobei k der Kopplungsfakor zwischen den Wicklungen L2undZ,3inFig. 1 ist

Ohne diese Kopplung (Ar=O) fließen durch die Wicklungen L₁, L₂ und L₃ die jeweiligen Ströme iio, /20 und /30, wobei die Ströme /10 und /20 in der erwähnten Veröffentlichung angegeben sind und wobei der Strom /30 ebenso wie der Strom i_y sägezahnförmig ist Dadurch, daß die Wicklungen L₁ und L₃ verkoppelt sind, fließen durch die jeweiligen Wicklungen zusätzliche Ströme Z₁*, hie und /3*. Wenn vorausgesetzt wird, daß die Anordnung aus idealen Induktivitäten, Kondensatoren und Halbleitern besteht, verursachen diese zusätzlichen Ströme keine Erhöhung der Verluste. In der Praxis wird diese Erhöhung gering bleiben. Außerdem können die obengenannten Parameter η und k derart gewählt ^ werden, daß die Wirkung der Anordnung nicht beeinträchtigt wird, was noch näher erläutert wird.

Durch die Wicklungen I₁, h und Λ aus Fig.3 fließen die Ströme

60

Es läßt sich nun folgendes darlegen:

in der Zeit η ist /i=0, und die Ströme erfahren die nachfolgenden Änderungen:

Ii₂ =
und

/₂ und

11, - — -

'"T₁₁ J ■

Ii₂

In der Zeit τ₂: i, = O

_ ^V°^T» ■ ^_ _A_ L, ! - k² ~n T₁₁

und

V₀ T k² τ-,

^{1/3 =} "L₁" ' T~k^T ' Ί,^ττ~ ■

In der Zeit T₃: /₂ = O

ρ L_x

\-k²

η TJ

und

V₀T₁₁
η L₁

J^2 /

(10)

(Π)

Damit die Wirkung der Anordnung nicht gestört wird, muß der Strom h immer in der in F i g. 3 als positiv angegebenen Richtung fließen, trotz der Tatsache, daß die Änderung Δϊ₂ desselben in der Zeit τ-χ immer negativer ist Aus F i g. 3 geht hervor, daß der Strom i\ daher auch positiv sein muß. Weil der Strom /Ί nur während der Zeit T3 fließt und weil aus der obenstehenden Beziehung (10) hervorgeht, daß seine Änderung ΔιΊ in dieser Zeit positiv sowie negativ sein kann, lautet die Bedingung, die erfüllt werden muß, wie folgt; wenn Ai\ >0 ist muß Z₁ größer sein als Null oder diesem Wert entsprechen, und zwar im Zeitpunkt fi, der von 6 und daher von der Spannung Vb abhängig ist; wenn Δι\ <0 ist, muß i_t größer sein als Null oder diesem Wert entsprechen, und zwar im Zeitpunkt t₂, in dem die Hinlaufzeit endet

Der mittlere Wert des Stromes Z₁ folgt aus der Berechnung der von der Anordnung aufgenommenen Leistung:

w =

Vi dr = ~\hdt T₁₁ J

V₁

T„

wobei

Ό =

(12)

(13)

'id/ (14)

der genannte Mittelwert des Stromes I₁ ist. Einsetzen der Formel (3) ergibt:

W= p-V₀-i₀, (15)

unabhängig von dem Parameter k.

Für den kleinsten Wert 6_m,„ von δ lautet die obengenannte Bedingung:

(<o - y l'i) > 0 mit Ii₁ > 0, (16) während für den größten Wert h_max von Λ gilt:

('o + y I'i) > 0 mit U₁ < 0. (17)

Durch Zusammenfassen der Formeln 10, 15, 16 und 17 erhält man

⁼ -vö - T~rr-T=F\{^l-ir Vi

nt)

welche Formel sowohl für 6_max wie für <5_m«i gilt.

Bildet man aus Formel (18) das Produkt WL\ und außerdem das Produkt (WL\)o für eine Schaltung, bei der die Wicklung L₃ nicht gekoppelt und demzufolge Ar=O ist, so kann man aus den Formeln 10,15 und 16 bzw. 17 erhalten:

WL₁

(WL

WL₁

\ = R₁ > -r-'-p- 0 - k¹ ■ ^ ι )u ι — ^K \ "

für Λ = t>_mi (19)

_1 A₂ . ^W _ ,\_{förA =} — kr\ η )

(20)

Dies ergibt sich z.B. bei Jt=-0,71 und η =»0,3, wobei R\ = #2 = 0,67 (Punkt M) und, mehr im allgemeinen, für Jt-0,71 für den schraffierten Teil der Graphik. Größere Kopplungsfaktoren sind möglich; mit Jt= 0,84 und /1=0,4 wird R\ = Ä₂=1 (Punkt N) erhalten, was keine Verbesserung, aber auch keine Verschlechterung gegenüber dem Fall ohne Kopplung bedeutet, während die Verschlechterung für den Fall von Punkt P, wofür jt=0,71, /7=0,6 und R,«1,13 ist, gering ist. Es stellt sich

κι also heraus, daß die Parameter Jt und η in einem gewissen Bereich beliebig gewählt werden können.

Physikalisch kann die Tatsache, daß die minimal aufgenommene Leistung W für eine gegebene L\ (also für eine gegebene Eisen- und Kupfermenge) kleiner sein kann als wenn die Wicklungen Li und L₃ nicht miteinander gekoppelt sind und für dieselbe L₁ wie folgt erklärt werden. Ohne Kopplung fließen Ströme /io und /io immer in positiver Richtung, so daß ein gewisser Verbrauch notwendig ist, beispielsweise durch Verluste in der Ablenkspule L_y und/oder durch eine an den Kondensator C, angeschlossene Belastung. Mit einer Kopplung fließen zusätzliche Ströme i\k und hh die durch die in der Wicklung L₃ angehäufte Energie herbeigeführt und in die Wicklungen L\ und L₂ eingeführt werden, welche Ströme in der negativen Richtung fließen können ohne jedoch die Diode D₃ in den Sperrzustand zu bringen. Dadurch wird ein Teil der gelieferten Energie wieder der Quelle B zurückgeführt Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß die Anforderung, daß die aufgenommene Leistung minimal ist, mit der Anforderung zusammenfällt, daß die Wirkung der Anordnung durch die Kopplung nicht beeinflußt wird, d. h. daß die Diode Eh in der Zeit T₂ nach wie vor leitend ist

F i g. 5 zeigt den Verlauf des Stromes k während der Zeiten τι und X₂ und des Stromes pi\ während der Zeit τ₃

Bei einem Rücklaufverhältnis

= 0,2 ist <5πμχ=Ο,8 für unterschiedliche Werte des Verhältnisses δ=—ψ-

(der Transistor Tr wird im Zeitpunkt to der Hinlaufzeit in den leitenden Zustand gebracht) und ö_m,n=0,4 (der Zeitpunkt fi fällt mit der Mitte der Hinlauf zeit zusammen). Mit diesen Daten läßt sich die graphische Darstellung nach F i g. 4 zeichnen, in der die Koeffizienten R\ und R₂ als Funktion von π und mit Jt als Parameter aufgetragen sind.

Aus Fig.4 geht hervor, daß bei eimm bestimmten Wert des Kopplungsfaktors Jt Werte des Verhältnisses π gewählt werden können, die oberhalb der betreffenden Kurve von Äi und zur rechten Seite der betreffenden Kurve von A₂ liegen. Die Werte, die durch diese Kurven gegeben werden, deuten den Minimalwert des Verhältnisses des Produktes WL\ für den genannten Wert des Faktors Jtzum Produkt (WL\)o ohne Kopplung an, wofür die Anordnung auf normale Weise arbeiten kann. Es stellt sich heraus, daß Werte von Parametern π und k gewählt werden können, bei denen das genannte Verhältnis (Rv, R₂) kleiner ist als 1. Das bedeutet also, daß bei im übrigen gleichem Schaltungsaufbau durch die nach der Erfindung vorgenommene Kopplung (k, n)der weiteren Induktivität L₃ mit dem Transformatorkern der Induktivität L\ und Li erreicht wird, daß die insbesondere durch die Formeln (16) und (17) zum Ausdruck gebrachten Bedingungen auch noch bei einer niedrigeren Leistungsaufnahme W eingehalten werden können, als es bei nicht gekoppelten Wicklungen (k, n—0) möglich ist, ohne daß die in Formel 18 im Nenner stehende Primärinduktivität L₁ vergrößert zu werden braucht

d. h. für unterschiedliche Werte der Speisespannung Ve·

In F i g. 5a ist die Änderung Ai₁ der Formel (2) positiv, in F i g. 5c ist sie negativ. Aus der Formel (2) geht hervor,

daß für den Wert von <5 entsprechend -p-die Änderung

Ai\ Null ist Der Strom pi\ behält dann den Wert pk

während der Zeit τ₃ bei (F i g. 5). Da dieser Wert, der dem aus F i g. 5a, b und c entspricht, der aufgenommenen Leistung proportional ist, ist er sehr niedrig, wenn die Leistung W niedrig ist Weil der Strom h nach dem Zeitpunkt h etwas niedriger wird als pk, kann ίο nicht Null, wohl aber sehr klein sein. Das bedeutet, daß der theoretischen Situation angenähert wird, bei der ohne Verluste in der Anordnung durch diese der Quelle B nahezu keine Energie entnommen wird.

Eine andere wesentliche Erwägung bezieht sich auf

den maximalen Kollektorstrom des Transistors Tr. Am Ende t₂ der Hinlaufzeit nimmt ja der Strom iy, der dann durch die Diode D₁ und den Transistor Tr fließt, seine Maximalstärke an. Auch der Strom durch die Wicklung L\ und der durch die Wicklung L₃ fließen durch den Transistor Tr. Während der Zeit V₃ entspricht der KoUektorstrom ;_c der untenstehenden Gleichung

i_c = i_y + I₁ + I₃ = i,. + (I₁₀ + in) + {i_x + hk) (21) = iy + O10 + ix) + (in + '3k) (22)

= ho + 'ck (23)

wobei Jco bzw. ick der KoUektorstrom ohne bzw. mit der

Kopplung zwischen den Wicklungen Li und L₃ bezeichnet. Es läßt sich darlegen, daß bei einer geeigneten Wahl der Parameter Jt und η der Strom i_Ck Null oder sogar negativ wird im Zeitpunkt h, so daß der Kollektorspitzenstrom einen günstigeren Wert erhält. Die Ursache dafür liegt in der Tatsache, daß während der Hinlaufzeit die Spannung an der Wicklung Lq und daher an der W'cklung L^ rechteckig ist, so daß der Strom /3 sägezahnförmig ist. Die Parameter η und k können derart gewählt werden, daß der Strom /3 im Zeitpunkt h negativ ist, aber nicht so viel, daß der Strom ic Null wird. Dabei muß das Verhältnis η nicht zu klein sein. Dies widerspricht den Betrachtungen im Zusammenhang mit Fig.4. Aus dieser Figur geht jedoch hervor, daß bei n=l und Ar=O 0,71 bzw. Jt=0,5 der Koeffizient R_x dem Wert 1,6 bzw. 1,2 entspricht, was um 60% bzw. 20% mehr Minimalleistung bedeutet als im Falle ohne Kopplung. Bei größeren Werten von η und Jt= 0,5 kann der Koeffizient R_x den Wert 1,33 nicht überschreiten. Ein guter Kompromiß zwischen der Anforderung einer niedrigen Leistungsaufnahme und der eines niedrigeren maximalen Kollektorstromes läßt sich also dadurch finden, daß ein niedriges Jt gewählt wird, was selbstverständlich nicht notwendig ist, wenn der maximale Kollektorstrom bei einem hohen k noch weit unter dem zulässigen Spitzenwert liegt

Ein anderer Vorteil der erfindungsgemäßen Maßnahme ist, daß der magnetisierende Strom des Transformators T verringert werden kann. Ohne Kopplung fließt nämlich durch die Wicklung L\ ein Strom, der im Zeitpunkt h seine maximale Stärke annimmt. Dadurch kann eine Sättigung des magnetischen Materials, aus dem der Kern besteht, auftreten, so daß die Induktivität der Wicklung L\ kleiner wird. Die Folge davon ist, daß der durchfließende Strom noch stärker wird, wodurch der Stromverbrauch des Kollektors des Transistors Tr höher wird Da jedoch der Strom i* durch die Kopplung im Zeitpunkt ti verringert werden kann, bedeutet dies, daß diese Sättigung in geringerem Masse, und sogar überhaupt nicht, auftritt Nicht nur wird der Transistor geschützt, sondern die erforderliche Induktivität der Wicklung L\ läßt sich durch weniger Windungen und/oder durch einen Kern eines geringeren Querschnittes erhalten.

Die Hochspannungswicklung La ist mit der Wicklung Li fester gekoppelt als mit den Wicklungen L_x und Li, was in der Praxis dadurch verwirklichbar ist, daß ein Kern verwendet wird, der aus zwei U-Kernen zusammengestellt ist, wobei die Wicklungen L_x und Li auf dem einen auf diese Weise gebildeten Schenkel und die Wicklungen L₃ und La, auf dem anderen Schenkel angeordnet werden. An der Wicklung U ist daher eine Spannung vorhanden, die im Zeitpunkt fi keinen Sprung erfährt Bekannte Wickelmethoden, beispielsweise die sogenannte höhere-harmonische Abstimmungsmethode, sind anwendbar. Auf dieselbe Art und Weise können die (nicht dargestellten) anderen Wicklungen des Transformators Tmit der Wicklung L3 fester gekoppelt sein als mit den Wicklungen L_x und L₁.

In Fig.6 ist eine Abwandlung der Anordnung dargestellt in der das von der Diode D₄ abgewandte Ende der Hochspannungswicklung La nicht an Masse liegt, sondern mit dem Punkt A verbunden ist Dadurch ist eine Erhöhung der gleichzurichtenden Spannung erhalten. Auf der Wicklung L₃ sind Abgriffe vorgesehen, zwischen denen das Reihennetzwerk Ly, Q geschaltet ist, während anderen Abgriffen Hilfsspannungen entnommen werde können. Eine dieser Spannungen wird zu Stabilisierungszwecken zu dem in der Treiberschaltung Dr vorhandenen Modulator zurückgekoppelt, und zwar zur Beeinflussung der Zeit τ* Auch kann dazu eine zusätzliche Wicklung Ls des Transformators Tverwendet werden.

Bei einem Entwurf des Transformators 7^ wobei ein kleiner Kopplungsfaktor k gewählt worden ist, ist durch den Gebrauch eines sogenannten magnetischen Nebenschlusses ein Transformator geringer Abmessungen verwendbar. In F i g. 7 ist eine derartige Konstruktion dargestellt. Daraus ist ersichtlich, daß der durch die Wicklungen L_x und L₂ herbeigeführte magnetische Fluß im wesentlichen im linken und im Mittelschenkel, dem magnetischen Nebenschluß des Kerns, vorhanden ist.

Der Kopplungsfaktor kann im rechten Schenkel, auf dem die Wicklungen L3 und L·, gewickelt sind, noch kleiner gemacht werden, und zwar dadurch, daß in diesem rechten Schenkel ein ausreichender magnetischer Widerstand in Form eines Luftspaltes vorgesehen ist. Auf dieselbe Art und Weise kann auch im linken Schenkel ein Luftspalt vorgesehen werden.

In einer Ausführungsform nach F i g. 1 betrug die Windungszahl der Wicklungen L_x, La und L3 etwa 230, 230 bzw. 140, während die Induktivität Li etwa 12 mH betrug und der Kopplungsfaktor Jt zwischen den Wicklungen Li und Li etwa 0,63 war. Der Kern war ohne magnetischen Nebenschluß ausgebildet und mit zwei Luftspalten mit je einer Länge von 0,6 mm. Die Spannung K₀ war auf 140 V stabilisiert bei einer Schwankung der Spannung Vb zwischen 230 und 345 V. Der Induktivitätswert der Ablenkspule L_y betrug etwa ImH, mit C,»680nF und (?ι»2μΡ. Es dürfte einleuchten, daß die Kapazität des Kondensators C_x nicht zu klein sein muß, da sonst die Spannung an einer

j5 mit der Wicklung L₃ gekoppelten Wicklung während der Hinzulaufzeit parabolisch verläuft und daher für Hinlaufgleichrichtung unbrauchbar ist In dieser Ausbildung war die Hochspannungswicklung auf die fünfte Harmonische abgestimmt

Eine weitere Optimalisierung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung läßt sich durch Verwendung von Luftspalten ungleicher Länge in Fig.7 erhalten. Wenn der Transformator T gleiche Luftspalte hat verhalten sich die Induktivitätswerte der Wicklungen L₂ und L₃ wie die Quadrate ihrer Windungszahl. Der Induktivitätswert von Li hängt vom minimalen Leistungsverlust ab, während die Windungszahl der Wicklung L₃ durch die gewünschte Hochspannung bestimmt wird. Mit ungleichen Luftspalten entspricht das Verhältnis der Induktivitätswerte nicht mehr dem Verhältnis der Quadrate der Windungszahl, so daß ein neues wählbares Parameter verfügbar ist Dieses Parameter kann derart gewählt werden, daß der maximale Kollektorstrom des Transistors Trverringert werden kann, unter Beibehaltung der Vorteile der erfindungsgemäßen Maßnahme. Dazu wird der längste Luftspalt im linken Schenkel, auf dem die Wicklungen L_x und Li angeordnet sind, vorgesehen. Auf demselben Schenkel ist auch die Wicklung L₅ angeordnet, an der die Spannung vorhanden ist, die zur Treiberschaltung Dr zurückgekoppelt wird.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 kann auf einfache Weise durch die in Fig.8a dargestellte Anordnung ersetzt werden, ohne daß sich die Eigenschaften davon ändern. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines zweiten Transistors Tr' ist der Diode D_x parallel geschaltet, während die Basis desselben von der Treiberschaltung Dr gesteuert wird, beispielsweise

mittels einer Sekundärwicklung ein?s Treibertransformators T' von dem eine andere Sekundärwicklung die Basis des Transistors Tr steuert Der Transistor Tr' bietet dem Ablenkstrom i_y in der zweiten Hälfte der Hinlaufzeit einen Weg. Dabei ist die Tatsache, daß die Basis des Transistors Tr¹ in der ersten Hälfte der Hinzulaufzeit, d. h. im Zeitpunkt fi, ein Signal zugeführt bekommt, von keiner Bedeutung, da der Strom i_y dennoch durch die Diode A fließt Für den Transistor Tr' kann ein Typ gewählt werden, bei dem die Aufgabe der Diode Di durch die Kollektor-Basisdiode des Transitors übernommen werden kann, so daß die Diode D\ fortfallen kann. Weil der Strom i_y nicht mehr durch die Diode Eh fließt so daß diese Diode die ganze Zeit gesperrt bleibt kann sie auch fortfallen.

F i g. 8b zeigt eine Abwandlung, bei der der Transistor Tr' nicht von der Treiberschaltung Dr gesteuert wird, was eine zu hohe Belastung daran bedeuten könnte, sondern von einer Wicklung L₆ des Transformators T Die Wicklung L₆ wird vorzugsweise mit den Wicklungen Li, L₂ und L₅ fester gekoppelt als mit den Wicklungen L₃ und Lh, und zwar beispielsweise dadurch, daß die Wicklungen Li und L₂, L₅ und L₆ auf einem Schenkel und die Wicklungen L₃ und U auf einem anderen Schenkel des Transformators T angeordnet werden, welcher Transformator, abhängig vom Entwurf, gegebenenfalls mit einem magnetischen Nebenschluß ausgebildet wird (in F i g. 8a und 8b ist der Kern des Transformators T deutlichkeitshalber als Rechteck dargestellt). Eine derartige Konstruktion bietet den Vorteil, daß der Abierikteil der Anordnung, d. h. die Wicklungen L₂, L₃, U und U und die damit gekoppelten Einzelteile, vom elektrischen Netz getrennt sein können, während der Speiseteil desselben nicht getrennt ist Das bedeutet beispielsweise, daß die spannungslosen Enden der genannten Wicklungen und der Elemente Tr'Cr, Ct usw. mit Masse verbunden sind, während die spannungslosen Enden der Wicklungen Lt und L$ und der Elemente Tr, B usw. mit der Rückführungsleitung des Netzes verbunden sind. In diesem Fall muß der Kondensator C₃ (gestrichelt dargestellt) fortfallen.

In den beschriebenen Ausführungsformen ist die Diode D₃ mit dem Punkt A verbunden, In der eingangs erwähnten Veröffentlichung ist eine andere Ausbildung beschrieben worden, in der die Diode L)₃ mit dem Verbindungspunkt einer Induktivität und eines Kondensators verbunden ist, wobei der andere Anschluß der Induktivität mit dem Punkt A und der des Kondensators mit Masse verbunden ist Die Wirkungsweise einer derartigen Ausbildung ist in großen Zügen dieselbe, aber ein Unterschied ist, daß die Wellenform aus Fig.2b und 2c durch die Rechteckformen ersetzt werden. Weil die auftretenden Spannungen auch in einem derartigen Fall »hart« sind, kann die erfindungsgemäße Maßnahme angewandt werden, wie dies in Fig.9a dargestellt ist Der Unterschied zwischen den Spannungen ist jedoch größer, wodurch die von der

is Kopplung verursachten zusätzlichen Ströme stärker sein werden als in den bisher beschriebenen Ausbildungen, was zu einer anderen Wahl der Parameter k und π führen wird. In Fig.9a ist die genannte Induktivität Li auf dem Kern des Transformators T angeordnet während G der genannte Kondensator ist Die Wicklungen Li und La einserseits und die Wicklungen La und Lt andererseits sind fest miteinander gekoppelt

Auf dieselbe Art und Weise wie in der Ausbildung nach Fig.8a kann in Fig.9a ein Transistor Tr' der Diode Di parallel geschaltet werden, wobei die Diode selbst durch die Kollektor-Basis-Diode des Transistors ersetzt werden kann. Dies ist in Fig.9b dargestellt in der eine ebenfalls auf dem Kern des Transformators T angeordnete Wicklung L₆ die Basis des Transistors Tr' steuert.

In F i g. 9b bilden die Elemente Tr, L₂, D₃ und Q eine Speisespannungsquelle vom geschalteten Typ. Eine Abwandlung davon ist in F i g. 9c dargestellt wobei die Speisespannungsquelle durch entsprechende Elemente, und zwar Tr, L₂', D₃' und CV, gebildet ist und nicht parallel zu, sondern in Reihe mit dem als Belastung zu betrachenden Ablenkteil geschaltet ist. Erwähnenswert ist die Tatsache, daß, wenn die Kollektorspannung des Transistors Tr' zu hoch wird, und zwar infolge eines defekten Transistors Tr, wobei die Kollektor-Emitterstrecke desselben einen Kurzschluß bilden wird, der Transistor Tr' dennoch dadurch geschützt ist, daß seine Steuerspannung dann fortgefallen ist.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Fernseh-SchaJtungsanordnung zum Erzeugen eines horizontalfrequenten (Periode Th) sägezannförmigen Stromes durch eine Horizontal-Ablenkspule (Ly) in einer Bildwiedergabeanordnung, deren Ausgang an einer Hinlaufspannung liegt und deren Eingang mittels eines ersten horizontalfrequent gesteuerten, während der Hinlaufzeit (τ₂+τ₃) geschlossenen Schalters (mit A) an den anderen Pol der Hinlaufspannung gelegt wird, und mit einer Speiseschaltung, bei der eine erste (Primär-) Wicklung (Li) eines einen Kern aus magnetischen Material enthaltenen Transformators (T) mittels eines zweiten horizontalfrequent gesteuerten, während eines zweiten Hinlaufteiles (τ₃=ό · Th) geschlossenen Schalters (Tr) an tine Speisequelle (B) gelegt wird, so daß ein Primärstrom (i\) von der Speisequelle (B) fließt, und die beim öffnen des zweiten Schalters (Tr) auftretende Impulsspannung von einer zweiten (Sekundär-)Wicklung (Li) über eine Diode (Eh) auf die bei gleichzeitig geöffnetem ersten Schalter, der gegebenenfalls durch die Reihenschaltung einer Diode (D₂) und des zweiten Schalters (Tr) gebildet wird (D,, Eh, Τή auftretende Rücklaufschwingung der Ablenkspule übertragen wird, wobei parallel zum ersten Schalter (A. D₂, Τή eine weitere Induktivität (Ly, L₇) die gegebenenfalls mit einer, zum Beispiel für die Hochspannungserzeugung dienenden Sekundärwicklung (L₄) gekoppelt ist, in Reihe mit einem Kondensator (Ci; Ci) angeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Induktivität (L₃; L₇) mit der Primärwicklung (Li) auf dem gleichen Kern angebracht ist und daß der Kopplungsfaktor (k) und das Transformationsverhältnis (n) zwischen der weiteren Induktivität (L₃) und der zweiten Wicklung (L₂) so gewählt sind, daß bei einer gegebenen aufgenommenen Leistung (W) und einer Steuerung der Leitungszeit (τ₃) des zweiten Schalters (Tr) der Primärstrom (/Ί) durch die erste Wicklung während der Leitungszeit (r₃) des zweiten Schalters (Tr)seine Richtung nicht ändert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungsfaktor (k) kleiner als oder gleich 0,9 ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die magnetische Kopplung zwischen den beiden genannten Wicklungen durch zusätzliche Mittel verringert wird.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn der Kern aus mehreren Schenkeln besteht, die erste Wicklung (Li) auf einem ersten Schenkel und die weitere Induktivität (L₃; L₇) auf einem zweiten Schenkel angeordnet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn die Dauer dem zweiten steuerbaren Schalter zugeführter horizontalfrequenter impulsförmiger Signale mittels eines Modulators regelbar ist, eine Wicklung (L₅) auf dem ersten Schenkel angeordnet und mit dem Modulator verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Wicklungen (Li, L₂) mit einer festen Kopplung auf dem ersten Schenkel und mindestens eine weitere Wicklung (Li) und eine Hochspannungs-

wicklung (La) auf dem zweiten Schenkel angeordnet sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Schenkel des Kernes (T) einen Luftspalt hat.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden genannten Schenkel je einen Luftspalt haben und der Luftspalt im ersten Schenkel langer ist als der im zweiten Schenkel.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Kern (7} drei Schenkel hat, wobei der mittlere Schenkel einen magnetischen Nebenschluß, vorzugsweise ohne Luftspalt, bildet