DE20122923U1 - Stromrichterschaltungen mit verteilten Energiespeichern - Google Patents

Stromrichterschaltungen mit verteilten Energiespeichern Download PDF

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Abstract

Stromrichterschaltung mit wenigstens zwei jeweils einen oberen und unteren Zweig aufweisenden Phasenbausteinen (5), deren Plus-Anschlüsse (P) mit einer positiven Sammelschiene (P0) und deren Minus-Anschlüsse (N) mit einer negativen Sammelschiene (N0) elektrisch leitend verbunden sind, und wobei ein Verbindungspunkt der elektrisch in Reihe geschalteten Zweige eines jeden Phasenbausteins (5) einen Lastanschluss (L) bildet,
dadurch gekennzeichnet, dass jeder Phasenbaustein (5) k zweipolige Subsysteme (10, 11) aufweist, die elektrisch in Reihe geschaltet sind,
dass jedes zweipolige Subsystem (10, 11) einen unipolaren Speicherkondensator (9) aufweist, dem eine Reihenschaltung zweier steuerbarer elektronischer Schalter (1, 3) jeweils mit einer antiparallel geschalteten Diode (2, 4) elektrisch parallelgeschaltet ist, und
dass ein Anschluss des unipolaren Speicherkondensators (9) und ein Verbindungspunkt dieser beiden steuerbaren elektronischen Schalter (1, 3) jeweils eine Klemme (X1, X2 bzw. X2, X1) bilden.

Description

  • Zum Zwecke der verlustarmen Umformung elektrischer Energie ist eine Vielzahl von Stromrichterschaltungen bekannt. In einem bedeutenden Teil der Anwendungen im höheren Leistungsbereich werden diese zur Steuerung des Energieflusses zwischen elektrischen Maschinen und Energieversorgungsnetzen (Drehzahlvariable Antriebe) oder zwischen verschiedenen Energieversorgungsnetzen (Netzkupplungen) eingesetzt. Zu letzteren Anwendungen gehören sinngemäß auch die Blindleistungskompensation und die Spannungsstabilisierung in Energieversorgungsnetzen mit Hilfe von Stromrichtern. Für diese und andere Anwendungen im höheren Leistungsbereich gewinnt insbesondere die Beherrschung hoher Spannungen und möglicher Störungsfälle ohne schwerwiegende Folgeschäden sowie die Problematik der Reihenschaltung von Leistungshalbleitern an Bedeutung.
  • Als bekannte Schaltungen im höheren Leistungsbereich und Spannungsbereich werden vorwiegend Stromrichter mit eingeprägter Gleichspannung verwendet. Dieser Stromrichtertyp wird auch als „U-Umrichter” – englisch: ”Voltage source inverter” – bezeichnet. Die Nachteile der U-Umrichter sind bei den genannten Anwendungen insbesondere:
    • – Bei Kurzschluss der Gleichspannungsseite zwischen P0 und N0 (siehe 1) fließen extrem hohe Entladeströme aus der gleichspannungsseitigen Kondensatorbatterie (7), die Zerstörungen in Folge extrem hoher mechanischer Kraftwirkungen und/oder Lichtbogenwirkung verursachen können.
    • – Beim Ausfall von Leistungshalbleitern oder fehlerhafter Ansteuerung kann der kurzschlussartige Entladestrom direkt über die Halbleiter fließen mit der Folge von Zerstörungen der Halbleiter und ihrer Kontaktierungen.
    • – Die für die Halbleiterschalter des U-Umrichters erforderliche, sehr kleine Streuinduktivität der Kondensatorbatterie (7), steht mit steigendem Spannungsniveau einer mechanisch kurzschlussfesten und isolationsmäßig sicheren konstruktiven Ausführung immer mehr entgegen.
    • – Vor Inbetriebnahme des Stromrichters ist im Allgemeinen eine strombegrenzte Vorladung der Kondensatorbatterie (7) auf eine Spannung notwendig, die gleich oder höher als die betriebsmäßige Spannung ist, da andernfalls eine unkontrollierte, kurzschlussartige Aufladung der Kondensatorbatterie aus der Wechselstrom- bzw. Drehstromseite erfolgen kann. Die Hilfsschaltungen für diese Vorladung sind aufwändig, da sie für die hohe (betriebsmäßige) Spannung ausgelegt werden müssen.
    • – Hoher Oberschwingungsgehalt der Ausgangsspannungen.
  • Diese Nachteile sind bei hohen Spannungen, die eine Reihenschaltung von Leistungshalbleitern erforderlich machen, besonders gravierend. Es sind mehrere Schaltungen bekannt, die durch verschiedenartige Aufteilung des U-Umrichters in Teilstromrichter oder mittels verschiedener Zusatzschaltungen diese Nachteile zu mindern suchen:
    Eine dieser Arten ist aus IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, Vol. 15, No. 4, July 2000, „Fundamentals of a New Diode Clamping Multilevel Inverter", Verfasser: Xiaoming Yuan und Ivo Barbi, bekannt (siehe dort: 3). Sie stellt eine verbesserte, verallgemeinerte Form der Dreipunktschaltung dar. Kennzeichnend für diese Schaltungsart ist die Aufteilung der gleichspannungsseitigen Kondensatorbatterie des U-Umrichters in eine direkte Serienschaltung von Kondensatorteilbatterien sowie die Sicherstellung der Spannungsaufteilung der reihengeschalteten Leistungshalbleiter durch ein Netzwerk aus Dioden (Englisch: „Clamping Diodes”).
  • Die Vorteile dieser Schaltungsart sind:
    • a) Treppenförmige Ausgangsspannung mit geringem Oberschwingungsgehalt.
    • b) Leistungshalbleiter und Kondensatorbatterien müssen nur für eine (gegenüber der gesamten Gleichspannung eines U- Umrichters) kleinere, gleichmäßig aufgeteilte Spannung ausgelegt werden.
  • Nachteilig sind hingegen die folgenden Punkte:
    • c) Hohe Anforderungen bzgl. minimaler Streuinduktivitäten des Stromrichteraufbaus und der gleichspannungsseitigen Kondensatorbatterien.
    • d) Komplexer werdender Schaltungsaufbau mit steigender Stufenzahl, d. h.: keine Möglichkeit der streng modularen Erweiterbarkeit für beliebige Stufenzahlen mit identischen Teilstromrichtern.
    • e) Kritische Folgeschäden (Fehlerfortpflanzung) bei Ausfall oder Fehlansteuerung von Leistungshalbleitern, d. h.: auch bei hoher Stufenzahl keine sichere Möglichkeit der Nutzung von Redundanz.
  • Alle drei Punkte sind für den Einsatz bei hohen Spannungen und Stufenzahlen sehr nachteilig. Punkt c) in Verbindung mit Punkt e) bedeutet zudem, dass die eingangs erwähnten Nachteile bzgl. Kurzschlussverhalten und Ausfällen von Leitungshalbleitern nicht wesentlich gemildert werden können. Es sind deshalb noch weitere Lösungsansätze entwickelt worden.
  • Eine weitere, mögliche Schaltungsart ist aus IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, Vol. 32, No. 3, May/June 1996, „Multilevel Converters – A New Breed of Power Converters", Verfasser: Jih-Sheng Lai und Fang Zheng Peng, bekannt (siehe dort: 4). Diese Schaltungsart benötigt statt des Netzwerkes aus Dioden eine Anzahl von Kondensatorteilbatterien zusätzlich zur gleichspannungsseitigen Kondensatorbatterie des U-Umrichters. Letztere kann selbstverständlich analog zur vorab genannten Version ebenfalls aufgeteilt sein. Es wird jedoch mit dieser Schaltungsart keiner der vorstehend genannten Nachteile c), d), e) vermieden. Äußerst ungünstig ist ferner die Tatsache, dass die zusätzlichen Kondensatorteilbatterien stark ungleiche, teilweise sehr hohe Spannungen aufweisen.
  • Eine dritte, mögliche Schaltungsart ist ebenfalls aus IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, Vol. 32, No. 3, May/June 1996, „Multilevel Converters – A New Breed of Power Converters", Verfasser: Jih-Sheng Lai und Fang Zheng Peng, bekannt (siehe dort: 5). Sie wird dort als „Cascaded Inverters with separate DC sources” bezeichnet. Kennzeichnend ist, dass als Teilstromrichter einphasige Vollbrückenschaltungen (U-Umrichter) wechselstromseitig in Reihe geschaltet sind. Die zwei genannten Nachteile d), e) lassen sich damit vermeiden. Punkt c) bezieht sich jetzt nur noch auf jeden einzelnen Teilstromrichter und ist leichter erfüllbar. Es entsteht jedoch prinzipbedingt ein neuer, schwerwiegender Nachteil: Die Gleichspannungsseiten der einzelnen Vollbrückenschaltungen müssen an galvanisch getrennte Gleichspannungsquellen (Englisch: „separate DC sources”) angeschlossen werden. Nur bei verschwindender Wirkleistung – z. B. reiner Blindleistungsabgabe – ist ein Abschluss der Gleichspannungsseite mit nur je einer separaten Kondensatorbatterie möglich. Dieser Fall tritt praktisch nur in Spezialanwendungen – wie Blindstromkompensationsanlagen – auf und ist in letztgenannter Literaturstelle im dortigen Abschnitt V erwähnt.
  • Aus IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, Vol. 35, No. 1, January/February 1999, „Multilevel Converters for Large Electric Drives", Verfasser: Leon M. Tolbert, Fang Zheng Peng und Thomas G. Habetler, ist eine Anwendung für Wirkleistungsübertragung (Elektroantrieb für ein Kraftfahrzeug) mit 15 separaten, von einander galvanisch getrennten Batterien bkannt. Eine solche Aufteilung ist für Batterien prinzipiell möglich, jedoch bezüglich Verkabelung, Ladezustandsüberwachung und Fremdaufladung sehr ungünstig. Zusätzlich tritt eine unerwünschte hohe Wechselstrombelastung der Batterien auf, die in einem konzentrierten Gleichspannungskreis eines dreiphasigen, konventionellen U-Umrichters durch Stromausgleich zwischen den drei Phasen weitgehend vermieden wird.
  • Eine Variante, die diesen Nachteil geringfügig mildert, ist aus European Power Electronics Conference 1999 (Lausanne): „A New Multilevel Inverter Topology with a Hybrid Approach”, Verfasser: Bum-Senk Suh, Yo-Han Lee, Dong-Senk Hyun und Thomas A. Lipo, bekannt. Diese Variante setzt einen konventionellen, dreiphasigen U-Umrichter als erste Spannungsstufe ein. Weitere Spannungsstufen der Reihenschaltung werden jedoch weiterhin mit einphasigen Vollbrückenschaltungen, die wechselstromseitig in Reihe geschaltet sind, erzeugt. Diese können – wenn sie nicht wiederum von einzelnen, separaten Gleichspannungsquellen gespeist werden – jedoch nicht zur Wirkungsleistungsbilanz beitragen. Eine Erweiterung auf höhere Stufenzahlen ist damit weitestgehend nutzlos oder auf Anwendungen mit überwiegender Blindleistung beschränkt.
  • Zur weiteren Erläuterung zeigt im Folgenden:
  • 1: Einen Stromrichter mit eingeprägter Gleichspannung (Ud) – auch „U-Umrichter” oder engl.: „Voltage source inverter” genannt – am Beispiel einer Anordnung, die zum gesteuerten Energieaustausch zwischen zwei Drehstromnetzen (L1, L2, L3) bzw. (L1b, L2b, L3b) dient. Folgende Merkmale zeichnen bekanntermaßen den Stromrichtertyp U-Umrichter im Hinblick auf die Realisierung aus:
    • – Die Stromrichterschaltung lässt sich in einzelne, prinzipiell gleichartige Phasenbausteine (5) zerlegen, die leistungsseitigen jeweils drei Anschlüsse aufweisen. Diese sind bezeichnet mit: P: Plusanschluss, welcher mit der positiven Sammelschiene (P0) der eingeprägten Gleichspannung (Ud) zu verbinden ist. N: Minusanschluss, welcher mit der negativen Sammelschiene (N0) der eingeprägten Gleichspannung (Ud) zu verbinden ist. L: Lastanschluss, welcher mit der wechselstromseitigen Last – z. B. einer Phase eines Wechselstromnetzes – zu verbinden ist.
    • – Die Phasenbausteine (5) – im englischen Sprachgebrauch auch „half bridge” genannt – sind in bekannter Schaltungsanordnung aus steuerbaren elektronischen Schaltern (1) und (3) sowie antiparallelen Dioden (2) und (4) aufgebaut.
    • – Das Potential am Lastanschluss (L) lässt sich durch entsprechendes Schalten von (1) und (3) auf das Potential von P oder das Potential von N steuern. Durch fortgesetztes Umschalten zwischen diesen beiden Schaltzuständen (Pulsweitenmodulation) lässt sich in bekannter Weise auch ein beliebiger Mittelwert des Potentials zwischen diesen Grenzen einstellen. Dieser Vorgang der Einstellung eines Sollwerts des Potentials an (L) wird als „Spannungsaussteuerung” bezeichnet.
    • – Eine gleichspannungsseitige Kondensatorbatterie (7) zur Stützung der Gleichspannung (Ud) ist über ein System induktionsarmer Sammelschienen (P0, N0) mit den gleichspannungsseitigen Anschlüssen (P, N) aller Phasenbausteine direkt verbunden. Die Kondensatorbatterie (7) kann in bekannter Weise aus einer Reihen- und/oder Parallelschaltung mehrerer Kondensatoren bestehen und auch räumlich zwischen den Phasenbausteinen verteilte Kondensatoren enthalten. Die letztgenannte Maßnahme wird oft angewendet, wenn unter anderem wegen großer räumlicher Ausdehnung (lange Strecken, große Isolationsabstände) die Sammelschienen (P0, N0) nicht genügend induktionsarm, d. h.: mit sehr kleinen Streuinduktivitäten, ausgeführt werden können. Nachteilig bei oben angegebener räumlicher Verteilung von Kondensatoren sind hochfrequente Schwingungen zwischen den Teilkondensatoren und Streuinduktivitäten, die unter anderem wegen der resultierenden zusätzlichen Strombelastung der Kondensatoren störend sind.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, auf beliebige Stufenzahlen modular erweiterbare Schaltungsanordnungen anzugeben, welche frei von den genannten Nachteilen der bekannten Anordnungen ist. Die vorab genannten Vorteile a) und b) der verbesserten Dreipunktschaltung nach IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, Vol. 15, No. 4, July 2000, „Fundamentals of a New Diode Clamping Multilevel Inverter", Verfasser: Xiaoming Yuan und Ivo Barbi, sollen jedoch erhalten bleiben.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
  • Der Ansatz der erfindungsgemäßen Vorgehensweise besteht darin, die Phasenbausteine (5) in den bekannten Grundschaltungen der U-Umrichter durch leistungsseitig bezüglich der Klemmen (P, N, L) anschlusskompatible Ersatz-Dreipole (100) zu ersetzen. Diese müssen, um vorteilhaft eingesetzt werden zu können, gemäß der Erfindung folgende Merkmale aufweisen:
    • 1) Sie enthalten zu- und abschaltbare interne Energiespeicher in Form unipolarer Speicherkondensatoren (9).
    • 2) Die möglichen Schaltzustände für das Zu- und Abschalten dieser Energiespeicher, d. h., die Speicherkondensatoren (9) sind so gestaltet, dass bei Überspannungen zwischen (P0) und (N0) eine Energieaufnahme erfolgt; eine unkontrollierte Energieabgabe, insbesondere bei Kurzschlüssen zwischen (P0) und (N0), hingegen verhindert werden kann.
    • 3) Sie weisen eine definierte Kapazität zwischen ihren Klemmen (P) und (N) unabhängig von der Spannungsaussteuerung auf, deren Wert steuerungsseitig vorgegeben werden kann.
    • 4) Sie weisen einen näherungsweise konstanten Energieinhalt unabhängig von der Spannungsaussteuerung auf, dessen Wert näherungsweise steuerungsseitig vorgegeben werden kann.
    • 5) Die erfindungsgemäße Struktur des Ersatz-Dreipols ermöglicht seine Realisierung mittels einer inneren Reihenschaltung einer beliebigen Anzahl identischer zweipoliger Subsysteme (10) oder (11).
  • Diese erfindungsgemäße Stromrichterschaltung ermöglicht es vollständig auf die Kondensatorbatterie (7) an den Sammelsschienen (P0, N0) des U-Umrichters zu verzichten sowie bei Kurzschlüssen zwischen P0 und N0 stoßartige Entladungen von Energiespeichern zu vermeiden.
  • Außerdem ermöglicht diese Stromrichterschaltung den parallelen Betrieb einer beliebigen Anzahl von Ersatz-Dreipolen (100) an den Sammelschienen (P0, N0) ohne dass störende Ausgleichsströme zwischen den Ersatz-Dreipolen (100) und resultierende Energieverluste entstehen.
  • Zur weiteren Erläuterung der Erfindung ist es zweckmäßig zuerst auf die Subsysteme entsprechend einzugehen. Die Klemmen des Subsystems sind im Folgenden mit X1 und X2 bezeichnet – Die Potentialdifferenz zwischen diesen Klemmen ist als Klemmenspannung bezeichnet. Die Subsysteme müssen gemäß der Erfindung folgende Eigenschaften aufweisen:
    • I. Einen oder mehrere Schaltzustände in denen die Klemmenspannung des Subsystems unabhängig von der Klemmenstromrichtung den Wert Null annimmt (bis auf den Durchlassspannungsabfall realer Leistungshalbleiter).
    • II. Einen oder mehrere Schaltzustände in denen die Klemmenspannung des Subsystems unabhängig von der Klemmenstromrichtung von Null verschiedene Werte annimmt und das Subsystem – je nach Klemmenstromrichtung – regenerativ Energie aus dem Speicherkondensator (9) aufnehmen oder abgeben kann.
    • III. Einen oder mehrere Schaltzustände in denen die Klemmenspannung des Subsystems abhängig von der Klemmenstromrichtung so gerichtet ist, dass das Subsystem keine Energie abgibt.
  • Eine mögliche einfache Schaltungsanordnung für das Subsystem, die diese Eigenschaften realisiert, ist in 2 dargestellt. 3 stellt eine funktional völlig gleichwertige Variante dar. Die steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) werden durch Halbleiter wie IGBT oder MOS-Feldeffekttransistoren realisiert. Die antiparallelen Dioden (2) und (4) können diskrete Bauelemente oder – wie bei MOS-Feldeffekttransistoren – in der Halbleiterstruktur der steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) integriert sein. Das Subsystem enthält weiterhin einen unipolaren Speicherkondensator (9) oder eine Kondensatorbatterie aus mehreren solcher Speicherkondensatoren mit der resultierenden Kapazität (C0).
  • In einem Schaltzustand nach Punkt I ist der steuerbare elektronische Schalter (1) eingeschaltet und der steuerbare elektronische Schalter (3) ausgeschaltet.
  • In einem Schaltzustand nach Punkt II ist der steuerbare elektronische Schalter (1) ausgeschaltet und der steuerbare elektronische Schalter (3) eingeschaltet. Der Speicherkondensator (9) ermöglicht es regenerativ Energie abzugeben oder aufzunehmen. Die Klemmenspannung, d. h.: die Potentialdifferenz zwischen X1 und X2 entspricht in diesem Zustand der Spannung (UC) des Speicherkondensators (9). (Bis auf den Durchlassspannungsabfall realer Leistungshalbleiter).
  • In einem Schaltzustand nach Punkt III sind beide steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) ausgeschaltet. Es ist in diesem Zustand sicher ausgeschlossen, dass in einem äußeren Fehlerfall – wie z. B. Klemmenkurzschluss – unerwünscht Energie abgegeben wird.
  • Zur weiteren Erläuterung zeigt 4 einen erfindungsgemäßen Ersatz-Dreipol (100), der mittels einer inneren Reihenschaltung einer Anzahl von k Subsystemen (10) realisiert ist. 5 zeigt die gleiche Anordnung mit zusätzlicher Bezeichnung der Teilspannungen U1 bis U8 der Subsysteme. (Nur zur Erläuterung). Beispielhaft ist in 4 und 5 der Fall k = 8 dargestellt. Grundsätzlich kann jede beliebige Zahl k ≥ 2 gewählt werden. Im Allgemeinen wird man aus Symmetriegründen eine gerade Zahl sowie meist eine größere Reihenschaltzahl k ≥ 4 wählen, was jedoch nicht zwingend ist.
  • Zur Vereinfachung der Erläuterung wird zuerst von der Voraussetzung ausgegangen, dass alle Speicherkondensatoren (9) al ler Subsysteme (10) auf eine einheitliche Spannungshöhe (UC) vorgeladen sind. Geeignete Verfahren zur Erzeugung dieses Vorladezustandes werden nachfolgend beschrieben. Des Weiteren soll der Ersatz-Dreipol (100) erfindungsgemäß ohne eine gleichspannungsseitige Kondensatorbatterie (7) betrieben werden.
  • Die vorstehend genannten Merkmale 4) und 5) sollen nun durch ein geeignetes Steuerverfahren realisiert werden um den parallelen Betrieb einer Vielzahl von Ersatz-Dreipolen (100) an gemeinsamen Sammelschienen (P0, N0) zu gewährleisten. Gemäß der Erfindung besteht ein geeignetes Steuerverfahren in folgendem Vorgehen:
    Es werden im regulären Betrieb des Stromrichters nur die Schaltzustände I und II der Subsysteme angesteuert. Der Schaltzustand III wird nur bei Störungsfällen (wie z. B. Kurzschluss der Sammelschienen (P0, N0), für den gezielten Leerlauf (Unterbrechung des Stromrichterbetriebs) und für vernachlässigbar kurze Schaltverzögerungszeiten der steuerbaren elektronischen Schalter (1) und (3) bei Schaltzustandswechseln genutzt bzw. auftreten. Für jeden Ersatz-Dreipol (100) lassen sich nun unabhängig voneinander die beiden folgenden Größen vorgeben:
    • – Die Potentialdifferenz UPN zwischen den Klemmen P und N zu: UPN = m·UC mit m (ganzzahlig) und 0 ≤ m ≤ k, indem eine Anzahl von m Subsystemen (10) oder (11) des Ersatz-Dreipols (100) in den Schaltzustand II und die verbleibenden (k – m) Subsysteme in den Schaltzustand I gesteuert werden. Die zwischen den Klemmen P und N des Ersatz-Dreipols wirksame Kapazität beträgt dann CPN = C0/m.
    • – Das Potential an L („Spannungsaussteuerung”), hier definiert als Potentialdifferenz der Klemme L gegen den gewählten Bezugspunkt N, zu: ULN = x·UC, mit x (ganzzahlig) und 0 ≤ x ≤ n, indem eine Anzahl x der im Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme N liegenden n Subsysteme (10) oder (11) in den Schaltzustand II und die verbleibenden in diesem Zweig in den Schaltzustand I gesteuert werden.
  • Eine vorteilhafte Bemessung, die im Sinne einheitlicher Subsysteme, Ersatz-Dreipole und einer symmetrischen und maximalen Spannungsaussteuerung im allgemeinen zu bevorzugen ist, besteht in folgendem: Der Lastanschluss L wird schaltungstechnisch symmetrisch zwischen P und N abgegriffen. Damit ergibt sich k als gerade Zahl, im Allgemeinen: k ≥ 4 und folglich n = k/2. Zur Vorgabe der Potentialdifferenz UPN ergibt dann ein Wert von m = k/2 den Vorteil einer maximalen möglichen (und symmetrischen) Spannungsaussteuerung des Potentials an L.
  • Bei steuerungsseitiger Vorgabe eines Wertes x = n/2 nimmt das Potential an L dann den arithmetischen Mittelwert der Potentiale von P und N an. Dieser Wert kann analog zum Dreipunkt-Wechselrichter als Ruhelage oder Mittenpotential bezüglich der Spannungs-aussteuerung betrachtet werden. In diesem Zustand sind die Hälfte (n/2) aller Subsysteme (10) oder (11) des Ersatz-Dreipols (100) im Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme N im Schaltzustand II und die verbleibenden in diesem Zweig im Schaltzustand I. Gleiches gilt für den Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme P.
  • Um die maximale positive Spannungsaussteuerung, das heißt ULN = UPN zu erzielen, ist x = n vorzugeben. In diesem Zustand sind alle im Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme N liegenden Subsysteme im Schaltzustand II und alle im Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme P liegenden Subsysteme im Schaltzustand I. Um die maximale negative Spannungsaussteuerung, d. h.: ULN = 0 zu erzielen, ist x = 0 vorzugeben. In diesem Zustand sind alle im Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme N liegenden Subsysteme im Schaltzustand I und alle im Zweig zwischen der Klemme L und der Klemme P liegenden Subsysteme im Schaltzustand II.
  • Diese beiden Extremweite der Spannungsaussteuerung (x = n/2 und x = 0) zeichnen sich dadurch aus, dass keine Freiheitsgrade bezüglich der Schaltzustände der Subsysteme der Ersatz-Dreipole bestehen. In allen Zwischenzuständen (0 < x < n/2), die den Zwischenstufen des Potentials an L entsprechen, ist dies jedoch der Fall – wie sich mit elementaren Grundlagen der mathematischen Kombinatorik zeigen lässt. Bei Beschränkung der Spannungsaussteuerung auf diesen Bereich (0 < x < n/2) lassen sich diese Freiheitsgrade in zweierlei Hinsicht vorteilhaft nutzen, wie im Folgenden erläutert wird. Der erste Punkt betrifft die Vorgabe von variablen Werten von m:
    Diesbezüglich besteht ein wesentliches und kennzeichnendes Merkmal der erfindungs-gemäßen Schaltungsanordnungen darin, dass es mittels der Steuerung, – das heißt, durch die Wahl (Anzahl m) entsprechender Schaltzustände der Subsysteme (10) oder (11) innerhalb jedes Ersatz-Dreipols (100) – möglich ist, einen gewünschten Sollwert der an den Sammelschienen (P0, N0) wirksamen Gesamtkapazität und folglich des Energieinhalts vorzugeben. In Analogie zu einem konventionellen U-Umrichter, lässt sich die Kapazität CPN als wirksame „Teilkapazität” an den Sammelschienen (P0, N0) betrachten, die ein Ersatz-Dreipol (100) zu der insgesamt an den Sammelschienen (P0 N0) vorhandenen Gesamtkapazität beiträgt. Letztere entspricht der Summe der Kapazitäten CPN aller an den gleichen Sammelschienen (P0, N0) angeschlossenen Ersatz-Dreipole (100). In oben angegebener Analogie entspricht diese Summe der Kapazität der Kondensatorbatterie (7) eines konventionellen U-Umrichters, die jedoch nicht steuerbar ist. Die Steuerbarkeit lässt sich in äußerst vorteilhafter Weise nutzen, um bei transienten oder periodischen Schwankungen des Leistungsflusses (z. B. des Leistungsflusses zwischen den beiden Drehstromnetzen in 1) die Spannung an den Sammelschienen konstant zu halten.
  • Ein zweiter Punkt bezüglich der vorteilhaften Nutzung der oben angegebenen Freiheitsgrade besteht darin, diese zur Symmetrierung der einzelnen Spannungen (UC) der Subsysteme un tereinander zu nutzen. Das Verfahren beruht hier auf der im Grunde trivialen Tatsache, dass innerhalb einer Reihenschaltung von Subsystemen im gleichen Schaltungszweig diese untereinander – ohne Einfluss auf die Gesamtspannung des Zweiges – die Rollen tauschen können. Dies kann zur Vergleichmäßigung der einzelnen Spannungen der Subsysteme genutzt werden. Ein entsprechendes Verfahren ist z. B. aus dem Beitrag „Direct Approach for Balancing the Capacitor Voltages of a 5-Level Flying Capacitor Converter” der Verfasser Miguel F., Escalante G. und Jean-Claude Vannier der European Power Electronics Conference 1999, Lausanne, bekannt.
  • Das dort angegebene Verfahren zur Symmetrierung („Balancing” genannt) der Kondensatorspannungen beruht auf den dort angeführten Voraussetzungen:
    • – Die Spannung jedes Teilkondensators wird messtechnisch erfasst, um die Abweichungen von einem vorgegebenen Sollwert zu bestimmen: Sinngemäß übertragen auf die vorliegende Erfindung entspricht dies der messtechnischen Erfassung der Kondensatorspannung (UC) jedes Subsystems (10) oder (11).
    • – Die Stromrichtung in der Last wird erfasst („Sense of current”), um die Richtung der Änderungstendenz von jeder der oben angegebenen Kondensatorspannungen zu bestimmen: Sinngemäß übertragen auf die vorliegende Erfindung entspricht dies der messtechnischen Erfassung der Stromrichtung in der Klemme (N) bzw. (P) des Ersatz-Dreipols (100).
    • – Die Stromrichterschaltung bietet Freiheitsgrade – das heißt: alternative Schaltzustände – die jeweils zur gleichen Ausgangsspannung führen.
  • Da diese Voraussetzungen bei den erfindungsgemäßen Ersatz-Dreipolen (100) erfüllbar bzw. letztgenannter Punkt gegeben ist, ist das aus oben angegebener Literaturstelle bekannte Verfahren zur Symmetrierung der Kondensatorspannungen anwendbar. Die erstgenannte Voraussetzung bedeutet, wie vorstehend erläutert, dass die Spannung (UC) jedes Subsystems messtechnisch erfasst werden muss. Bezüglich des Aufwandes günstiger ist es dann, auch die Richtung der Änderungstendenz der Kondensatorspannungen direkt aus diesen Spannungsmesswerten zu bestimmen. Dies kann z. B. in bekannter Weise durch Differenzieren dieser Werte oder besser durch Differenzbildung zwischen zeitlich aufeinander folgenden Abtastwerten erfolgen, so dass die Messung der Stromrichtung („sense of current”) erübrigt wird.
  • 6 zeigt eine Ausführung eines erfindungsgemäßen Ersatz-Dreipols (100), bei dem die Reihenschaltung der Subsysteme (10) oder (11) so ausgeführt ist, dass nicht alle den gleichen Richtungssinn (Polarität) bezüglich ihrer Klemmen (X1, X2) aufweisen. Letzteres ermöglicht beide Polaritäten der Potentialdifferenz (UPN) sowie ein Potential an (L), dass positiver als das an Klemme (P) oder negativer als das an Klemme (N) vorgegeben werden kann. Beides stellt, verglichen mit einem konventionellen U-Umrichter, eine Erweiterung der Steuerungsmöglichkeiten dar. In einer solchen Anordnung kann es des Weiteren vorteilhaft sein, jeweils zwei benachbarte Subsysteme (10) mit bezüglich des Richtungssinns der Reihenschaltung gegensätzlicher Polarität zu einem Paar zusammenzufassen. Innerhalb eines solchen Paares ist dann (zwecks besserer Ausnutzung der Kondensatoren) eine galvanische Verbindung der positiven Pole der beiden Speicherkondensatoren (9) möglich. Analog ist bei Einsatz von Subsystemen (11) nach 3 eine galvanische Verbindung der negativen Pole der beiden Speicherkondensatoren (9) möglich.
  • 7 zeigt eine vorteilhafte Ausführung zur Vorladung der Speicherkondensatoren (9) der Subsysteme. Sie enthält eine Energiequelle (30), die z. B. durch ein Netzgerät mit Strombegrenzung, eine Batterie mit Vorwiderstand oder einen Transformator mit sekundär angeordnetem Gleichrichter realisiert werden kann. Der Vorladekreis kann erforderlichenfalls durch einen Schalter (20) und/oder eine Gleichrichterdiode erweitert werden. Sehr vorteilhaft ist, verglichen mit einem kon ventionellen U-Umrichter, dass die Energiequelle (30) nur eine sehr kleine Spannung aufweisen muss. Diese erforderliche Spannung entspricht für einen Stromrichter mit einer beliebigen Anzahl k von reihengeschalteten Subsystemen je Ersatz-Dreipol theoretisch nur der einfachen Spannung (UC) zur Vorladung eines Subsystems. Auch bei Berücksichtigung der Durchlassspannungen realer Halbleiter (1, 2, 3, 4) in den Subsystemen (10) oder (11) ist sie nur unwesentlich höher. Um dies zu erreichen, kann jeder Ersatz-Dreipol zwecks Vorladung folgendermaßen gesteuert werden: Von den k Subsystemen des Ersatz-Dreipols werden (k – 1) in den Schaltzustand I und das jeweils verbleibende in den Schaltzustand II oder III gesteuert. Zyklisch nacheinander wird jeweils ein nächstes Subsystem in den Schaltzustand II und das vorhergehende zurück in den Schaltzustand I gesteuert. Entsprechend diesem Verfahren sind nach k Umschaltungen alle Subsysteme vorgeladen. Befinden sich, wie gewöhnlich, mehrere Ersatz-Dreipole an einem Sammelschienensystem (P0, N0) können alle diese synchron nach diesem Verfahren vorgeladen werden.
  • Bei räumlich sehr ausgedehnten Stromrichtern hoher Spannung treten oftmals Probleme auf, die durch die nicht mehr vernachlässigbaren parasitären Erdkapazitäten verschiedenster Schaltungspunkte zur Umgebung verursacht sind. Störende Effekte sind z. B. hohe Stromspitzen in den Erdkapazitäten und den Leistungshalbleitern, die bei deren Schaltvorgängen auf Grund von den verursachten Potentialsprüngen auftreten. Die erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen bieten hier generell die Möglichkeit an beliebigen Schaltungspunkten, jeweils in Reihe mit den Klemmen der Subsysteme (10) oder (11), zusätzliche Impedanzen – vorzugsweise relativ klein bemessene Induktivitäten – einzufügen, ohne die Funktion der Schaltungen wesentlich zu stören.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Claims (6)

  1. Stromrichterschaltung mit wenigstens zwei jeweils einen oberen und unteren Zweig aufweisenden Phasenbausteinen (5), deren Plus-Anschlüsse (P) mit einer positiven Sammelschiene (P0) und deren Minus-Anschlüsse (N) mit einer negativen Sammelschiene (N0) elektrisch leitend verbunden sind, und wobei ein Verbindungspunkt der elektrisch in Reihe geschalteten Zweige eines jeden Phasenbausteins (5) einen Lastanschluss (L) bildet, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Phasenbaustein (5) k zweipolige Subsysteme (10, 11) aufweist, die elektrisch in Reihe geschaltet sind, dass jedes zweipolige Subsystem (10, 11) einen unipolaren Speicherkondensator (9) aufweist, dem eine Reihenschaltung zweier steuerbarer elektronischer Schalter (1, 3) jeweils mit einer antiparallel geschalteten Diode (2, 4) elektrisch parallelgeschaltet ist, und dass ein Anschluss des unipolaren Speicherkondensators (9) und ein Verbindungspunkt dieser beiden steuerbaren elektronischen Schalter (1, 3) jeweils eine Klemme (X1, X2 bzw. X2, X1) bilden.
  2. Stromrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jedes zweipolige Subsystem (10, 11) in einen Schaltzustand I steuerbar ist, während dem der Wert der Klemmspannung unabhängig von einer Klemmenstromrichtung gleich Null ist.
  3. Stromrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jedes zweipolige Subsystem (10, 11) in einen Schaltzustand II steuerbar ist, während dem der Wert der Klemmspannung unabhängig von einer Klemmenstromrichtung gleich dem Wert einer Spannung des Speicherkondensators (9) ist.
  4. Stromrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jedes zwei polige Subsystem (10, 11) in einen Schaltzustand III steuerbar ist, während dem die Klemmspannung unabhängig von einer Klemmenstromrichtung so gerichtet ist, dass das System (10, 11) keine Energie abgibt.
  5. Stromrichterschaltung nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass k jede beliebige Zahl größer zwei ist.
  6. Stromrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass k eine durch zwei teilbare Zahl ist.
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