DE20121808U1

DE20121808U1 - Vorrichtung zum Codieren in einem CDMA-Kommunikationssystem

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Publication number: DE20121808U1
Application number: DE20121808U
Authority: DE
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2000-03-21
Filing date: 2001-03-21
Publication date: 2003-07-17
Anticipated expiration: 2011-03-22

Description

VORRICHTUNG ZUM CODIEREN IN EINEM CDMA-KOMMUNIKATIONSSYSTEM

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Erfindunasfeld

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Vorrichtung zum Codieren in einem Kommunikationssystem und insbesondere eine Vorrichtung zum Codieren in einem CDMA-Kommunikationssystem.

2. Beschreibung des Standes der Technik

Es wurden aktive Forschungen zur Rahmenübertragung mit hoher Rate in einem CDMA (Code Division Multiple Access = CodemehrfachzugrifO-Mobilkommunikationssystem durchgeführt. Ein System mit einer Kanalstruktur für die Rahmenübertragung mit hoher Rate wird als HDR (High Data Rate = hohen Datenrate)-System bezeichnet.

Das HDR-System überträgt Datenrahmen mit einer fixen Datenrate oder mit einer variablen Datenrate. Weil die Datenrate in Diensten mit variabler Datenrate geändert werden kann, sollte der durch die Übertragungsrate bestimmte Aufbau der Rahmen (Coderate, Codewiederholung usw.) einem Empfänger bekannt sein.

Ein sogenannter &ldquor;RR|" (Reverse Rate Indicator = Rückwärtsratenindikator) gibt den Aufbau eines aktuell übertragenen Rahmens an, wenn Rahmen mit verschiedenen Raten übertragen werden. Dienste mit verschiedenen Raten können zuverlässig mittels des RRI vorgesehen werden. Ein Beispiel für die Verwendung des RRI ist in Fig. 1 gezeigt.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Senders für eine Mobilstation in einem herkömmlichen CDMA-System. Es wird hier angenommen, dass das CDMA-System ein HDR-System ist, wobei ein Übertragungsrahmen 16 Zeitschlitze aufweist und 16 Codesymbole in einem Zeitschlitz übertragen werden (d.h. es werden 256 Codesymbole in einem Rahmen für die Übertragung eines RRl übertragen).

Wie in Fig. 1 gezeigt, codiert ein Codierer 100 RRI-Informationsbits. Für die Eingabe von drei RRI-Bits gibt der Codierer 100 acht Codesymbole in 0-en oder 1-en mittels einer (8,3)-Orthogonalcodierung aus. Ein Wiederholer 110 wiederholt die Codesymbole 32 Mal fledes Codesymbol tritt 32 Male hintereinander auf) und gibt insgesamt 256 Symbole (=32x8) aus. Ein Signalabbilder 120 wandelt die 0-en und 1-en jeweils zu 1-en und -1-en um. Ein Multiplizierer 135 spreizt die umgewandelten Symbole mit den umgewandelten Chips (+1, +1, +1, +1) des Walsh-Codes #0 mit der Länge 4 mittels einer Multiplikation und gibt die gespreizten Symbole in Chip-Einheiten aus. Ein Multiplexer (MUX) 140 zeitmultiplext die Chip-basierten Symbole mit anderen Signalen 1 und 2. Die Signale 1 und 2 können eine DRC (Date Rate Control = Datenratensteuerung)-Information sein. Ein Ausgabesignal &Ggr; des Multiplexers 140 und ein Datensignal Q' werden an dem Eingang eines komplexen Spreizers 150 angelegt. Der komplexe Spreizer 150 multipliziert die Signale &Ggr; und Q' komplex mit PN-Spreizcodes PNI und PNQ. Das heißt, der komplexe Spreizer 150 multipliziert ein Eingangssignal (l'+jQ¹) mit einem PN-Spreizcode (PNI+jPNQ) und gibt ein reales Komponentensignal I und ein imaginäres Komponentensignal Q aus. Basisbandfilter 160 und 165 führen eine Basisbandfilterung jeweils auf dem realen Komponentensignal I und dem imaginären Komponentensignal Q aus. Multiplizierer 170 und 175 multiplizieren das reale Komponentensignal I und das imaginäre Komponentensignal Q, das von den Basisbandfiltem 160 und 165 empfangen wird, jeweils mit den Trägern cos(2TTfct) und sin(2TTfct). Ein Summierer 180 summiert die Multiplikationsergebnisse und gibt die Summe als Übertragungssignal aus.

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der ein Gegenstück des Senders von Fig. 1 für eine Basisstation in dem HDR-CDMA-System ist. Es wird angenommen, dass ein von dem Sender übertragener Rahmen 16 Zeitschlitze aufweist und dass 16 Symbole für die Übertragung eines RRI in einem Zeitschlitz übertragen werden (d.h. es werden 256 Codesymbole in einem Rahmen übertragen).

Wie in Fig. 2 gezeigt, multiplizieren die Multiplizierer 270 und 275 ein Eingangssignal jeweils mit cos(2TTfct) und sin(2Trfct). Vergleichsfilter 260 und 265 filtern die Multiplikationsergebnisse der Multiplizierer 270 und 275 und geben vergleichsgefilterte Signale I und Q aus. Ein komplexer Entspreizer 250 entspreizt die Signale I und Q zu den Signalen &Ggr; und Q¹. Ein Demultiplexer 240 zeitdemultiplext das Signal &Ggr; zu anderen Signalen 1 und 2 sowie einem Signal für einen RRi. Ein Akkumulator 235 akkumuliert das RRI-Signal auf einer 4-Chip-Basis und gibt 256 Symbole aus. Ein Symbolakkumulator 210 empfängt die akkumulierten Symbole. Der Symbolakkumulator 210 ist das Gegenstück des in Fig. 1 gezeigten Wiederholers 110. Ein Decodierer 200, der das Gegenstück des Codierers 100 von Fig. 1 ist, decodiert acht vom Symbolakkumulator 210 empfangene Symbole und gibt RRI-Informa-

tionsbits aus. Wenn der Codierer 100 ein (8,3)-Orthogonalcodierer ist, kann der Decodierer 200 eine inverse, schnelle Hadamard-Transformation berechnen.

Es bestehen acht RRI-Werte für einen 3-Bit-RRI. Der RRI enthält wesentliche Informationen für die Interpretierung von Dienstrahmen in einem Empfänger. Wenn also ein Übertragungsfehler auftritt, kann der Empfänger die Dienstrahmen nicht zuverlässig interpretieren. Damit der Empfänger den Übertragungsfehler in dem RRI korrigieren kann, wird der RRI gewöhnlich fehlerkorrekturcodiert.

Fig. 3 zeigt eine herkömmliche Codiervorrichtung für den Codierer 100 in dem HDR-System von Fig. 1. 3-Bit-RR|-Werte und ihre Codewörter nach der Fehlerkorrekturcodierung sind in Fig. 3 gezeigt. Zum Beispiel kann der Codierer 100 ein Speicher zum Speichern einer Reihe von RRI-Werte und ihrer Codewörter nach der Fehlerkorrekturcodes sein.

Wie in Fig. 3 gezeigt, werden die RRI-Werte von 0 bis 7 in drei binären Bits ausgedrückt, die von 000 bis 111 reichen. Ein (8,3)-Orthogonalcodierer 300 gibt ein 8-Symbol-RRI-Codewort für die Eingabe eines RRI-Wertes aus. Das heißt, ein 3-Bit-RRI-Wert wird in den Codierer 100 eingegeben und ein Code der Länge 8 wird in Übereinstimmung mit dem eingegebenen RRI-Wert aus einem Speicher gewählt. Eine Mindestdistanz zwischen den Codes im orthogonalen Codierer 300 ist gleich 4. Nachdem die Codesymbole 31 Mal in dem Wiederholer 110 von Fig. 1 wiederholt wurden (jedes Codesymbol tritt 32 Mal hintereinander auf), ist die Mindestdistanz aus der Sicht eines (256, 3)-Codes gleich 128 (=4x32).

Die Fehlerkorrekturfähigkeit von binären linearen Codes wird durch die Mindestdistanz zwischen linearen Codes bestimmt. Details zu einer Mindestdistanz zwischen binären linearen Codes als optimalen Codes finden sich in &ldquor;An Updated Table of Minimum-Distance Bounds for Binary Linear Codes" von A.E. Brouwer und Tom Verhoeff, IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 39, No. 2, März 1993.

Wenn eine Eingangsinformation (z.B. ein RRI-Wert) drei Bits umfasst und ein Ausgangscodewort 256 Bits lang ist, ist die für optimale Codes erforderliche Mindestdistanz zwischen den Codes in Übereinstimmung mit dem oben zitierten Dokument gleich 146. Weil jedoch die Mindestdistanz zwischen Codes in der herkömmlichen Codiervorrichtung gleich 128 ist, bestehen keine optimalen Codes für die Fehlerkorrekturcodierung. Deshalb ist die Wahrscheinlichkeit, dass die Übertragungsinformation Fehler enthält, in der gleichen Kanalumgebung groß. Wenn außerdem aufgrund von Fehlern in der Übertragungsinformation Datenrahmen auf der Basis einer falschen Datenrate decodiert werden, nimmt die Fehlerrate

der Datenrahmen zu. Deshalb ist es wichtig, eine Fehlerrate in einem Fehlerkorrekturcodierer zu minimieren.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zum Codieren/Decodieren von Information (z.B. eines RRI) in einem HDR-CDMA-Kommunikationssystem anzugeben.

Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Codier-/Decodiervorrichtung anzugeben, welche die Fehlerrate der Übertragungsinformation (z.B. RRI) in derselben Kanalumgebung in einem HDR-CDMA-Kommunikationssystem reduzieren können.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Codier-/Decodiervorrichtung anzugeben, die eine genaue Bestimmung einer variablen Datenrate von Datenrahmen in einem HDR-CDMA-Kommunikationssystem ermöglichen.

Vorstehend genannte und andere Aufgaben werden gelöst, indem eine Vorrichtung zum Codieren einer Eingangsinformation mit einer k-Bit-Sequenz sowie zum Erzeugen eines Codeworts mit der Länge N > (2^k-1) angegeben werden. Ein Codierer codiert die Eingangsinformation unter Verwendung eines (r, k)-Einfachcodes und erzeugt eine Sequenz von Codesymbolen der Länge r (r=2^k-1). Ein Wiederholer wiederholt die Sequenz der Codesymbole t Mal (t= — +1), und ein Abschneider führt eine Abschneidung A Mal auf den t

wiederholten Codesymbolsequenzen durch, sodass die resultierenden Codes eine Länge N (A=(I-N) aufweisen. Die abgeschnittenen Symbole werden gleichmäßig über die wiederholten Codesymbolsequenzen verteilt oder auf die t-te wiederholte Codesymbolsequenz beschränkt.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Vorstehend genannte und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die folgende ausführliche Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen verdeutlicht:

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Senders für eine Mobilstation in einem herkömmlichen CDMA-System,

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers für eine Basisstation in dem herkömmlichen CDMA-System,

Fig. 3 ist eine Ansicht, die eine Beziehung zwischen einem RRI und Codesymbolen in einem herkömmlichen (8,3)-Orthogonalcodierer zeigt,

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer Codiervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm einer Decodiervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung,

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines Senders für eine Mobilstation in einem CDMA-System, auf das die vorliegende Erfindung angewendet ist, und

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers für eine Basisstation in dem CDMA-System, auf das die vorliegende Erfindung angewendet ist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden wohlbekannte Funktionen oder Konstruktionen nicht im Detail beschrieben, um die Erfindung nicht durch unnötige Details zu verundeutlichen.

Die vorliegende Erfindung erzeugt optimale Codes für die Codierung von Übertragungsinformation in einem CDMA-System, insbesondere für die Codierung von RRI-Informationsbits, die einen Rahmenaufbau in einem HDR-System angeben. In der vorliegenden Erfindung werden abgeschnittene (7,3)-Orthogonalcodes anstelle der (8,3)-Orthogonalcodes von Fig. 3 verwendet.

Für ein besseren Verständnis des Gegenstands der vorliegenden Erfindung wird im Folgenden die Beziehung zwischen Fehlerkorrekturcodes und der Fehlerkorrekturleistung beschrieben. Die Leistung von linearen Fehlerkorrekturcodes wird durch die Hamming-Distanzverteilung der Codewörter gemessen. Die Hamming-Distanz bezieht sich auf die Anzahl der nicht-Null-Symbole in einem Codewort. Bei einem Codewort &ldquor;0111" ist die Anzahl der 1-en im Codewort und damit die Hamming-Distanz des Codeworts gleich 3. Die kleinste der Hamming-Distanzen wird als Mindestdistanz bezeichnet. Es ist wohlbekannt, dass wenn die Mindestdistanz höher ist, die Feherkorrekturleistung der linearen Fehlerkorrekturcodes hervorragend wird, was in &ldquor;The Theory of Error-Correcting Codes" von FJ. Macwilliams, N.J.A. Sloane, North-Holland beschrieben wird.

Zuerst werden die Hamming-Distanzen und die Mindestdistanzen für die herkömmlichen (8,3)-Orthogonalcodes sowie die abgeschnittenen (7,3)-Orthogonalcodes gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Beziehung zwischen den Eingangsbits, Codewörtern und Hamming-Distanzen für die (8,3)-Orthogonalcodes ist in Tabelle 1 gezeigt.

(Tabelle 1)

Einganqsbits Codewort Hamming-Distanz

000 00000000 0

001 01010101 4

010 00110011 4

011 01100110 4

100 00001111 4

101 01011010 4

110 00111100 4

111 01101001 4

Wie aus Tabelle 1 ersichtlich ist, weisen alle Codewörter 0-en in der ersten Spalte auf, was keinen Einfluss auf die Hamming-Distanzen hat. Obwohl also die (8,3)-Codes 32 Mal wiederholt werden (die (8,3)-Codes treten 32 Mal hintereinander auf), haben die wiederholten 32 Symbole der ersten Spalte keinen Einfluss auf die Hamming-Distanzen. Folglich kann keine optimale Hamming-Distanz erhalten werden.

Andererseits können Codes mit einer optimalen Hamming-Distanz erhalten werden, indem (7,3)-Codes 32 Mal wiederholt werden, die durch das Abschneiden der ersten Spalten der (8,3)-Codewörter erzeugt werden. Die Tabelle 2 zeigt die Beziehung zwischen den Eingangsbits, Codewörtern und deren Hamming-Distanzen für die abgeschnittenen (7,3)-Codes.

(Tabelle 2)

Eingangsbits

	Codewort	Hamming-Distanz
	0000000	0
	1010101	4
	0110011	4
	1100110	4
	0001111	4
	1011010	4
	0111100	4
	1101001	4
• · · · ff · · • ff ff • · ff ·· • · ff • · ff • · · · · · ·	• ff ·· · ·· « • ·· · ·· ff · ff« • · · ff ff « • · ff · · • ff ff ff · « ···· ·· ··· ···· ff	·· ·· ·· ·· · • ·· ·· · · ··· ······ · · · ······ ·· · ······ · · · »· ·· ·· ·· ·· ···

»&diams; ·-&diams;·■·

Im Folgenden werden Codewörter der Länge 32 betrachtet, um den Stand der Technik mit der vorliegenden Erfindung zu vergleichen. Als Bezug ist eine optimale Mindestdistanz für (32,3)-Codes theoretisch gleich 18. Nachdem (8,3)-Codes vier Mal wiederholt wurden (die (8,3)-Codes treten vier Mal hintereinander auf), sind die resultierenden Codewörter der Länge 32 wie folgt.

(Tabelle 3)

Eingangsbits	Codewort	Hamming-Distanz
000	00000000 00000000 00000000 00000000	0
001	01010101 01010101 01010101 01010101	4x4=16
010	00110011 00110011 00110011 00110011	4x4=16
011	01100110 01100110 01100110 01100110	4x4=16
100	00001111 00001111 00001111 00001111	4x4=16
101	01011010 01011010 01011010 01011010	4x4=16
110	00111100 00111100 00111100 00111100	4x4=16
111	01101001 01101001 01101001 01101001	4x4=16

Aus Tabelle 3 ist ersichtlich, dass die Spalten mit fetten 0-en (d.h. die ersten Spalten der wiederholten Codewörter) vier Mal hintereinander auftreten, ohne die Hamming-Distanzen der Codewörter nach der Wiederholung der (8,3)-Orthogonalcodes zu beeinflussen. Deshalb ist die Mindestdistanz gleich 16, d.h. nicht optimal.

Die nur aus 0-en bestehenden ersten Spalten der (8,3)-Orthogonalcodes werden abgeschnitten. Dann werden die abgeschnittenen (7,3)-Codes fünf Mal wiederholt (die abgeschnittenen (7,3)-Codes treten fünf Mal hintereinander auf), und die drei fett unterstrichenen Spalten jedes fünften wiederholten Codeworts werden abgeschnitten. Daraus resultiert, dass Codewörter der Länge 32 erzeugt werden. Ein aus dem Abschneiden der nur aus 0-en bestehenden Spalten in einer Matrix aus Orthogonalcodes resultierender Code wird als Einfachcode bezeichnet. Mit anderen Worte ist der Einfachcode ein (2^k,k)-Orthogonalcode (oder ein Reed-Muller-Code der ersten Ordnung), dessen nur aus 0-en bestehende erste Spalten entfernt wurden. Deshalb weist der Einfachcode die Länge (2^k-1,k) auf. Einfachcodes sind (3,2)-Codes, (15,4)-Codes, (31,5)-Codes, (63,6)-Codes, (127,7)-Codes und (255,8)-Codes sowie die (7,3)-Codes.

(Tabelle 4) Eingangsbits Codewort

Hamming-Distanz

000	0000000 0000000 0000000 0000000	0
001	1010101 1010101 1010101 1010101	4x4+2=18
010	0110011 0110011 0110011 0110011	4x4+2=18
011	1100110 1100110 11001101100110	4x4+2=18
100	0001111 0001111 0001111 0001111	4x4+4=20
101	1011010 1011010 10110101011010	4x4+2=18
110	0111100 0111100 0111100 0111100	4x4+2=18
111	1101001 1101001 1101001 1101001	4x4+2=18

Wie aus Tabelle 4 ersichtlich ist, können Codes mit einer Mindestdistanz von 18 gebildet werden, indem die abgeschnittenen (7,3)-Codes wiederholt werden. Die Hamming-Distanzverteilung der Codewörter variiert in Übereinstimmung mit den Positionen der abgeschnittenen Codesymbole. Die beste Leistung wird erhalten, indem die Symbole an den in Tabelle 4 gezeigten Positionen abgeschnitten werden. Wie in Tabelle 4 gezeigt, werden die ersten, zweiten und dritten Spalten jedes fünften wiederholten Codeworts in den abgeschnittenen (7,3)-Codes abgeschnitten. Weil die Codewörter aus einer Wiederholung der abgeschnittenen (7,3)-Codewörter resultieren, wird die Hamming-Distanzverteilung nicht geändert, wenn die ersten Spalten von anderen wiederholten Codewörtern anstatt der ersten Spalten des fünften wiederholten Codeworts abgeschnitten werden. Wenn beispielsweise die ersten (=7x0+1), 16-ten (=7x2+2) und 31-ten (=7x4+3) Spalten abgeschnitten werden, resultiert daraus die oben angegebene Hamming-Distanzverteilung.

Wie bereits genannt, betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen von optimalen Codes durch das Wiederholen von Einfachcodes, abgeschnittenen (7,3)-Orthogonalcodes sowie eine optimale Codier-/Decodiervorrichtung zum Codieren/Decodieren von Informationen wie etwa den RRI-Bits in einem CDMA-System unter Verwendung des Verfahrens zum Erzeugen von optimalen Codes. In der vorstehenden Beschreibung werden 2-Bit-RRI-Werte unter Verwendung von (7,3)-Codes codiert, die durch das Abschneiden der nur aus 0-en bestehenden und die Hamming-Distanzen nicht beeinflussenden Spalten der (8,3)-Codes gebildet werden. Jeder (7,3)-Code wird fünf Mal wiederholt öeder (7,3)-Code tritt fünf Mal hintereinander auf), um Codewörter der Länge 35 zu erzeugen, wobei jeweils drei Symbole jedes bestimmten Codeworts abgeschnitten werden.

In der Realität weisen bei einem (N,k)-Codierers, N>2^k, wiederholte Codewörter von Orthogonalcodes der Länge 2^k eine unvorteilhafte Hamming-Distanzverteilung auf, weil sie Codesymbole mit die Hamming-Distanz nicht beeinflussenden 0-en umfassen. Insbesondere wenn N>k*2^k, gibt der (N.k)-Codierer hervorragende Codes hinsichtlich der Mindestdistanz

aus, indem er abgeschnittene (7,3)-Orthogonalcodes und keine (8,3)-Orthogonalcodes wiederholt. Wenn die Codelänge N kein Mehrfaches von 7 ist, sollten die Codesymbole nach der Wiederholung der abgeschnittenen (7,3)-Orthogonalcodes abgeschnitten werden, wobei die Leistung von den jeweiligen Abschneidungspositionen abhängt.

Wenn zum Beispiel der Rest nach der Division von N durch 7 gleich 1 ist, werden optimale (N,3)-Codes erzeugt, indem die Codesymbole N/7+1 Mal wiederholt werden und dann sechs verschiedene Codesymbole abgeschnitten werden. Wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 2 ist, werden optimale Codes (N,3) erzeugt, indem die Codesymbole N/7+1 Mal wiederholt werden und dann fünf verschiedene Codesymbole abgeschnitten werden. Wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 5 ist, werden optimale (N,3)-Codes erzeugt, indem die Codesymbole N/7+1 Mal wiederholt werden und dann zwei verschiedene Codesymbole abgeschnitten werden. Wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 6 ist, werden optimale (N,3)-Codes erzeugt, indem die Codesymbole N/7+1 Mal wiederholt werden und dann ein Codesymbol abgeschnitten wird.

Wenn dagegen der Rest der Division von N durch 7 gleich 3 oder 4 ist, werden die Abschneidungspositionen wie folgt bestimmt. Für einen Rest von 3 werden die Codesymbole N/7+1 Mal wiederholt, wobei dann 1 bis 7 als Binärzahlen 001 bis 111 ausgedrückt werden. Wenn man die dreidimensionalen Vektoren der sieben Binärzahlen betrachtet, deren Stellen als Koordinaten verwendet werden, dann werden vier andere als die drei linear unabhängigen Elemente abgeschnitten, sodass optimale Codes erhalten werden. Zum Beispiel sind 1 (=001), 2 (=010) und 4 (=100) linear unabhängig, weil die Summe jeder Binärzahl in der binären Skala ungleich 0 ist. Die Codesymbole an den dritten, fünften, sechsten und siebten Positionen neben den ersten, zweiten und vierten Positionen werden abgeschnitten. Folglich werden optimale (N,3)-Codes erhalten.

Für den Rest von 4 werden die Orthogonalcodes N/7+1 Mal weiderholt, wobei dann 1 bis 7 als Binärzahlen O01 bis 111 ausgedrückt werden. Wenn man die dreidimensionalen Vektoren der sieben Binärzahlen betrachtet, deren Stellen als Koordinaten verwendet werden, dann werden drei andere als die drei linear unabhängigen Elemente und ein durch das Summieren der drei linear unabhängigen Elemente mit Stellen in der binären Skala erhaltenes Element abgeschnitten, sodass optimale Codes erhalten werden. Zum Beispiel sind 1 (=001), 2 (=010) und 4 (=100) linear unabhängig, weil die Summe jeder Binärzahl in der binären Skala ungleich 0 ist. Dann wird 7(=111) erhalten, indem 1 (=001), 2 (=010) und 4 (=100) zu den Stellen in der binären Skala addiert wird. Die Codesymbole an den dritten,

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fünften, sechsten und siebten Positionen neben den ersten, zweiten und vierten Positionen werden abgeschnitten. Folglich werden optimale (N,3)-Codes erhalten.

Das vorstehend beschriebene Verfahren ist nur für die abgeschnittenen (7,3)-Codes, d.h. für Einfachcodes verfügbar. Wenn Codewörter der (N,3)-Codes in einer vorbestimmten Reihenfolge angeordnet sind, bildet jede Spalte einen Orthogonalcode mit der Länge 2³ (=8). Sieben Orthogonalcodes weisen die Länge 2³ und wenigstens ein Codesymbol 1 auf. Die (N,3)-Codes sind (N-1) Mal wiederholte Orthogonalcodes, wobei jeder Orthogonalcode eine Länge von 2³ und wenigstens ein Codesymbol 1 aufweist. Wenn dementsprechend N gleich 7 oder größer ist, treten einige der Nicht-Null-Orthogonalcodes wenigstens zweimal auf. Da bestimmte Orthogonalcodes wiederholt verwendet werden, sind die Codes nicht optimal. Deshalb sollten die abgeschnittenen (7,3)-Codes verwendet werden, um die Wiederholung von spezifischen Codes innerhalb einer bestimmten Länge zu minimieren und die sieben Orthogonalcodes mit derselben Anzahl von Wiederholungen zu wiederholen. Dann können optimale (N,3)-Codes durch die oben beschriebene Wiederholung und Abschneidung erzeugt werden.

Es können dagegen keine optimalen Codes aus entweder abgeschnittenen (6,3)-Codes oder abgeschnittenen (5,3)-Codes durch Wiederholung und Abschneidung erhalten werden, weil nur einige der sieben Codes wiederholt werden.

Vorstehend wurde das Verfahren zum Erzeugen von optimalen Codes durch das Wiederholen von abgeschnittenen (7,3)-Orthogonalcodes sowie eine Vorrichtung zum optimalen Codieren/Decodieren der RRI-Bits in einem CDMA-System beschrieben. Es ist jedoch zu beachten, dass die RRI-Bits lediglich eine beispielhafte Anwendung darstellen und dass andere Informationen als die RRI-Bits gemäß der vorliegenden Erfindung codiert werden können. Wenn man annimmt, dass eine k-Bit-Sequenz codiert wird und ein Codewort der Länge N>(2^k-1) ausgegeben wird, wird die Eingangsinformation unter Verwendung eines (r.k)-Einfachcodes und einer Sequenz von Codesymbolen der Länge r erzeugt. Dabei ist

r=(2-1). Die Codesymbolsequenz tritt t Mal hintereinander auf (t= — +1). Die

Abschneidung wird A Mal auf den t wiederholten Symbolen durchgeführt, sodass die resultierenden Codes eine Länge von N aufweisen. A (A=rt-N). Abgeschnittene Symbole können gleichmäßig über die wiederholten Codesymbolsequenzen verteilt werden oder auf die t-te wiederholte Codesymbolsequenz beschränkt werden.

Im Folgenden werden Ausführungsformen einer RRI-Codiervorrichtung und einer RRI-Decodiervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem CDMA-System, in dem RRI-Bits übertragen werden, beschrieben. Fig. 4 und 5 sind jeweils Blockdiagramme der RRI-Codiervorrichtung und der RRI-Dedodiervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. Fig. 6 ist ein Blockdiagramm eines Senders mit der Codiervorrichtung in einer Mobilstation, wobei der Wiederholer 110 aus dem Sender von Fig. 1 weggelassen ist. Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines Senders mit der Decodiervorrichtung in einer Basisstation, wobei der Symbolakkumulator 210 aus dem Sender von Fig. 2 weggelassen ist. Die Codiervorrichtung und die Decodiervorrichtung werden in zwei Ausführungsformen in Bezug auf Rahmenstrukturen betrachtet. Die erste Ausführungsform basiert auf einer Rahmenstruktur, in der ein Übertragungsrahmen 16 Zeitschlitze umfasst (ein Übertragungszeitschlitz hat eine Länge von 26,76 ms), und die zweite Ausführungsform basiert auf einer Rahmenstruktur, in der ein Übertragungsrahmen 12 Zeitschlitze umfasst (ein Übertragungszeitschlitz hat eine Länge von 20 ms).

Erste Ausführunasform

Die erste Ausführungsform wird auf ein HDR-System angewendet, in dem ein Übertragungsrahmen 16 Zeitschlitze umfasst, wobei 16 Codesymbole in einem Zeitschlitz für RRI-Information übertragen werden und wobei insgesamt 256 (=16x16) Symbole in einem Rahmen übertragen werden. Ein Verfahren zum Erzeugen von optimalen (256,3) Codes und eine RRI-Codiervorrichtung, die optimale (256,3) Codes verwendet, werden im Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschrieben. Insbesondere werden (256,3) Codes erzeugt, indem abgeschnittene (7,3)-Codes 37 Mal wiederholt werden und ein Teil der resultierenden 259 Symbole (=7x37) an derartigen Positionen abgeschnitten werden, dass eine Mindestdistanz optimiert wird. Die Symbole an diesen Positionen, d.h. die abzuschneidenden Symbole, sind die drei fett unterstrichenen Symbole von Tabelle 5, d.h. das erste, 128-te und 255-te Symbol. Die Positionen der abzuschneidenden Symbole werden jeweils durch n1x7+1, n2x7+2 und n3x7+3 (0 < n1, n2, n3 < 36, wobei n1, n2 und n3 die Indizes von wiederholten Blöcken sind) bestimmt. In der Tabelle 5 werden die Abschneidungspositionen #1, #128 und #255 bestimmt, wenn jeweils n1=0, n2=18 und n3=36.

(Tabelle 5)

1 2 3 4 5 6 7 S 9 10 &Pgr; 12 13 14 13 &Igr;&bgr; 17 18 19 20 21

22 23 24 25 26 27 28 29 30 3t 32 33 14 35 36 37 38 39 40 41 42

43 44 4S 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63

04 65 66 67 63 69 70 7} 72 73 74 75 76 77 78 79 SO 81 32 83 84

85 86 87 SS &9 90 91 92 93 94 95 96 97 9& 99 IÖ0 101 102 103 104 105

106 107 108 109 110 Ul (12 113 114 115 116 117 Hg 1!9 120 121 122 123 124 125 126

327 m 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147

148 149 150 iSt 552 153 &iacgr;54 155 156 157 158 159 560 151 162 163 164 16S &Igr;&dgr;&dgr; 167 163

169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 18} !82 183 184 183 ISo 187 ISd 189

190 191 192 193 &Idigr;94 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210

211 212 2!3 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 22S 229 23Ö 231

232 233 234 235 236 237 238 2J9 240 241 242 243 244 245 246 247 248 249 250 251 252

233 254 25$ 256 257 258 259

Die (256,3)-Codes werden optimale Codes mit einer Mindestdistanz von 146(=(4x36)+2), indem die fett unterstrichenen Symbole in Tabelle 5 abgeschnitten werden.

Die Mindestdistanz ist unabhängig von n1, n2 und n3 gleich, wenn die Symbole an den Positionen abgeschnitten werden, welche die Formel n1x7+1, n2x7+2, n3x7+3 (0 < n1, n2, n3 s 36) erfüllen. Wenn n1, n2 und n3 der einfacheren Berechnung halber jeweils gleich 36 sind, werden die ersten, zweiten und dritten Symbole von sieben Symbolen im 37-ten wiederholten Block abgeschnitten, nachdem die (7,3)-Codes 37 Mal weiderholt wurden. Weil die Mindestdistanz der (7,3)-Codes gleich 4 ist und die Mindestdistanz in dem 37-ten wiederholten Block mit Ausnahmen der ersten, zweiten und dritten Symbole gleich 2 ist, ist die Mindestdistanz der (256,3)-Codes gleich 246 (=(4x36)+2). Diese (256,3) Codes sind optimal. Im Folgenden werden eine RRI-Codiervorrichtung, die die (256,3)-Codes verwendet, ein Sender mit der Codiervorrichtung und ein Empfänger, der das Gegenstück zu dem Sender ist, beschrieben.

Es wird angenommen, dass die in 0-en und 1-en ausgedrückte RRI-Information am Eingang eines Codierers 600 von Fig. 6 angelegt wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Codierer 600 wie in Fig. 4 gezeigt aufgebaut.

Wie in Fig. 4 gezeigt, codiert ein Codeworterzeuger 400 drei RRI-Informationsbits mit den in Tabelle 2 gezeigten abgeschnittenen (7,3)-Orthogonalcodes und gibt sieben Codesymbole aus. Ein Symbolwiederholer 410 wiederholt die Codesymbole 36 Mal und gibt 259 wiederholte Codesymbole aus. Ein Symbolabschneider 420 schneidet die ersten, 128-ten (=(7x18)+2) und 255-ten (=(7x37)+3)-ten Symbole der 259 Symbole ab und gibt 256 Symbole aus. Die 256 Codesymbole werden in einen Signalabbilder 620 von Fig. 6 eingegeben.

Wie in Fig. 6 gezeigt, wandelt der Signalabbilder 620 die 0-en und 1-en jeweils zu 1-en und -1-en um. Ein Multipliziere/..635 oaultipliziejrt die umgewandelten. Symbple.mit den umge-

wandelten Chips (+1, +1,+I₁ +1) des Walsch-Codes #0 der Lange 4, um diese zu spreizen. Ein Multiplexer 640 zeitmultiplex die vom Multiplizierer 635 in Chips empfangenen Symbole mit anderen Signalen 1 und 2. Die Signale 1 und 2 können DRC-Informationen sein. Ein Ausgangssignal I¹ des Multiplexers 640 und ein Datensignal Q¹ werden in einen komplexen Spreizer 650 eingegeben. Der komplexe Spreizer 650 multipliziert die Signale &Ggr; und Q' komplex mit den PN-Spreizcodes PNI und PNQ. Das heißt, der komplexe Spreizer 650 multipliziert ein Eingangssignal (l'+jQ¹) mit einem PN-Spreizcode (PNI+jPNQ) und gibt ein reales Komponentensignal I und ein imaginäres Komponentensignal Q aus. Basisbandfilter 660 und 665 führen jeweils eine Basisbandfilterung auf dem realen Komponentensignal I und dem imaginären Komponentensignal Q in einem Basisband durch. Multiplizierer 670 und 675 multiplizieren das gefilterte reale Komponentensignal I und das gefilterte imaginäre Komponentensignal Q aus den Basisbandfiltern 660 und 665 jeweils mit den Trägern cos(2Tifct) und sin(2TTfct). Ein Summierer 680 summiert die Multiplikationsergebnisse und gibt die Summe als Übertragungssignal aus.

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers zum Empfangen des Übertragungssignals von dem Sender mit der Codiervorrichtung von Fig. 4.

Wie in Fig. 7 gezeigt, multiplizieren Multiplizierer 770 und 775 ein Eingangssignal mit jeweils cos(2TTfct) und sin(2TTfct). Vergleichsfilter 760 und 765 filtern die Multiplikationsergebnisse der Multiplizierer 770 und 775 und geben vergleichsgefilterte Signale I und Q aus. Ein komplexer Entspreizer 750 entspreizt die Signale I und Q zu den Signalen &Ggr; und Q'. Ein Demultiplexer 740 zeitdemultiplext das Signal &Ggr; zu anderen Signalen 1 und 2 sowie einem Signal für einen RRI. Ein Akkumulator 735 akkumuliert das RRI-Signal auf einer 4-Chip-Basis und gibt 256 Symbole aus. Ein Decodierer 700, der das Gegenstück des Codierers 600 von Fig. 6 ist, decodiert die vom Symbolakkumulator 735 empfangenen Symbole.

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm einer Decodiervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, die als Decodierer 700 für den Empfänger in der Basisstation von Fig. 7 verwendet wird.

Wie in Fig. 5 gezeigt, ist für den Eingang von 256 Symbolen ein Symbolakkumulator 500 als Gegenstück zu dem Symbolwiederholer410 vorgesehen, wobei der Symbolabschneider 420 von Fig. 4 sieben Symbole ausgibt. Ein Nulleinfüger 510 fügt eine Null vor den sieben Symbolen ein und gibt acht Symbole in der Form von Walsh-Codes aus. Wenn beispielsweise sieben Symbole el, c2, c3, c4, c5, c6 und c7 an dem Eingang des Nulleinfügers 510 angelegt werden, wird eine 0 vor der Symbolsequenz hinzugefügt und werden acht Symbole 0, c1, c2, c3, c4, cS, c6 und c7 ausgegeben. Ein IFHT (Inverse Fast Hadamard Transformer

= inverser, schneller Hadamard-Transformator) 520 decodiert die acht Symbole mittels einer inversen, schnellen Hadamard-Transformation und gibt die decodierten Bits aus.

Zweite Ausführunqsform

Die zweite Ausführungsform wird auf ein HDR-System angewendet, in dem ein Übertragungsrahmen 12 Zeitschlitze umfasst, wobei 16 Codesymbole in einem Zeitschlitz für die RRI-Information übertragen werden und wobei insgesamt 192 (=12x16) Symbole in einem Rahmen übertragen werden. Ein Verfahren zum Erzeugen von optimalen (192,3) Codes und eine RRI-Codiervorrichtung, die optimale (192,3) Codes verwendet, werden im Zusammenhang mit der zweiten Ausführungsform beschrieben. Insbesondere werden (192,3) Codes erzeugt, indem abgeschnittene (7,3)-Codes 28 Mal wiederholt werden und ein Teil der resultierenden 196 Symbole (=7x28) an derartigen Positionen abgeschnitten werden, dass eine Mindestdistanz optimiert wird. Die Symbole an diesen Positionen, d.h. die abzuschneidenden Symbole, sind die vier fett unterstrichenen Symbole von Tabelle 6, d.h. das dritte, 54-te, 104-te und 154-te Symbol. Die Positionen der abzuschneidenden Symbole werden jeweils durch n1x7+3, n2x7+5, n3x7+6 und n4x7+7 (0 < n1, n2, n3, n4 s 27, wobei n1, n2, n3 und n4 die Indizes von wiederholten Blöcken sind) bestimmt. In der Tabelle 6 werden die Abschneidungspositionen #3, #54 und #104 und #154 bestimmt, wenn jeweils n1=0, n2=7, n3=14undn4=21.

(TabeNe 6)

1 2 3 4 5 6 ? S 9 IO 11 12 13 14

15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28

29 30 31 32.33 34 35 36 37 38 39 40 41 42

43 44 45 46 47 48 49 50 5t 52 53 54 55 56

57 58 59 60 öl 62 63 64 65 66 67 68 69 70

71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84
85 M 87 SS 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98
99 100 iOl 102 103 104 105 106 107 108 109 110 IU 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 !5S .159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 1.89 190 191 192 193 194 195 196

Die abgeschnittenen Symbole weisen dieselbe Mindestdistanz auf, unabhängig von n1, n2, n3 und n4 in der Formel n1x7+3, n2x7+5, n3x7+6 und n4x7+7 (0 < n1, n2, n3, n4 < 27).

Wenn n1, n2, n3 und n4 der einfacheren Berechnung halber jeweils gleich 27 sind, werden die dritten, sechsten und siebten Symbole von sieben Symbolen im 27-ten wiederholten Block abgeschnitten, nachdem die (7,3)-Codes 27 Mal weiderholt wurden. Weil die Mindestdistanz der (7,3)-Codes gleich 4 ist und die Mindestdistanz zwischen den Symbolen in dem 28-ten wiederholten Block mit Ausnahmen der dritten, fünften, sechsten und siebten Symbole gleich 1 ist, ist die Mindestdistanz der (192,3)-Codes gleich 109 (=(4x27)+1). Diese (192,3) Codes sind optimal. Im Folgenden werden eine RRI-Codiervorrichtung, die die (192,3)-Codes verwendet, ein Sender mit der Codiervorrichtung und ein Empfänger, der das Gegenstück zu dem Sender ist, beschrieben.

Wie in Fig. 4 gezeigt, codiert der Codeworterzeuger 400 drei RRI-Informationsbits mit den in Tabelle 2 gezeigten abgeschnittenen (7,3)-Orthogonalcodes und gibt sieben Codesymbole aus. Der Symbolwiederholer 410 wiederholt die Codesymbole 27 Mal und gibt 196 wiederholte Codesymbole aus. Der Symbolabschneider 420 schneidet die dritten (=(7xO)+3), 54-ten (=(7x7)+5)-ten, 104-ten (=(7x14)+6) und 154-ten (=(7x21 )+7) Symbole der 196 Symbole ab und gibt 192 Symbole aus. Die 192 Codesymbole werden in den Signalabbilder 620 von Fig. 6 eingegeben.

Wie in Fig. 6 gezeigt, wandelt der Signalabbilder 620 die 0-en und 1-en jeweils zu 1-en und -1-en um. Der Multiplizierer 635 multipliziert die umgewandelten Symbole mit den umgewandelten Chips (+1, +1, +1, +1) des Walsch-Codes #0 der Lange 4, um diese zu spreizen, der Multiplexer 640 zeitmultiplext die vom Multiplizierer 635 in Chips empfangenen Symbole mit anderen Signalen 1 und 2. Die Signale 1 und 2 können DRC-Informationen sein. Ein Ausgangssignal &Ggr; des Multiplexers 640 und ein Datensignal Q' werden in den komplexen Spreizer 650 eingegeben. Der komplexe Spreizer 650 multipliziert die Signale &Ggr; und Q' komplex mit den PN-Spreizcodes PNI und PNQ. Das heißt, der komplexe Spreizer 650 multipliziert ein Eingangssignal (l'+jQ¹) mit einem PN-Spreizcode (PNI+jPNQ) und gibt ein reales Komponentensignal I und ein imaginäres Komponentensignal Q aus. Die Basisbandfilter 660 und 665 führen jeweils eine Basisbandfilterung auf dem realen Komponentensignal I und dem imaginären Komponentensignal Q in einem Basisband durch. Die Multiplizierer 670 und 675 multiplizieren das gefilterte reale Komponentensignal I und das gefilterte imaginäre Komponentensignal Q jeweils mit den Trägern cos(2TTfct) und sin(2TTfct). Der Summie-

rer 680 summiert die Multiplikationsergebnisse und gibt die Summe als Übertragungssignal aus.

Wie in Fig. 7 gezeigt, multiplizieren die Multiplizierer 770 und 775 ein Eingangssignal mit jeweils cos(2TTfct) und sin(2TTfct). Die Vergleichsfilter 760 und 765 filtern die Multiplikationsergebnisse der Multiplizierer 770 und 775 und geben vergleichsgefilterte Signale I und Q aus. Der komplexe Entspreizer 750 entspreizt die Signale I und Q zu den Signalen &Ggr; und Q¹. Der Demultiplexer 740 zeitdemultiplext das Signal I¹ zu anderen Signalen 1 und 2 sowie einem Signal für einen RRI. Der Akkumulator 735 akkumuliert das RRI-Signal auf einer 4-Chip-Basis und gibt 192 Symbole aus. Der Decodierer 700, der das Gegenstück des Codierers 600 von Fig. 1 ist, decodiert die vom Symbolakkumulator 735 empfangenen Symbole.

Wie in Fig. 5 gezeigt, ist für den Eingang von 192 Symbolen ein Symbolakkumulator 500 als Gegenstück zu dem Symbolwiederholer410 vorgesehen, wobei der Symbolabschneider 420 von Fig. 4 sieben Symbole ausgibt. Ein Nulleinfüger 510 fügt eine Null vor den sieben Symbolen ein und gibt acht Symbole in der Form von Walsh-Codes aus. Wenn beispielsweise sieben Symbole d, c2, c3, c4, c5, c6 und c7 an dem Eingang des Nulleinfügers 510 angelegt werden, wird eine 0 vor der Symbolsequenz hinzugefügt und werden acht Symbole 0, c1, c2, c3, c4, c5, c6 und c7 ausgegeben. Ein IFHT 520 decodiert die acht Symbole mittels einer inversen, schnellen Hadamard-Transformation und gibt die decodierten Bits aus.

Wie oben beschrieben kann die vorliegende Erfindung die Leistung erhöhen, indem sie eine Mindestdistanz, welche die Leistung einer Fehlerkorrekturcodes bestimmt, in einer Codierinformation wie etwa einem RRI maximiert, der die Datenrate der Übertragungsrahmen in einem CDMA-Komrnunikationssystem angibt.

Claims

1. Vorrichtung zum Codieren einer Eingangsinformation mit einer Sequenz von k Bits sowie zum Erzeugen eines Codewortes mit der Länge N > (2^k - 1), wobei die Vorrichtung umfasst:
einen Codierer zum Codieren der Eingangsinformation unter Verwendung eines (r, k)- Einfachcodes sowie zum Erzeugen einer Sequenz von Codesymbolen der Länge r (r = 2^k -1),
einen Wiederholer, um die Sequenz der Codesymbole t Mal

zu wiederholen, und
einen Abschneider, um die t wiederholten Codesymbolsequenzen A Mal (A = rt - N) abzuschneiden, so dass die resultierenden Codes die Länge N aufweisen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um die abgeschnittenen Symbole auf die t-te wiederholte Codesymbolsequenz zu beschränken.

3. Vorrichtung zum Codieren mit:
einem Codierer zum Codieren einer Eingangsinformation unter Verwendung eines (7,3)-Einfachcodes und Erzeugen einer Sequenz von Codesymbolen der Länge 7,
einen Wiederholer zum Wiederholen der Sequenz von Codesymbolen t Mal

und
einen Abschneider zum Abschneiden A Mal (A = rt - N) auf den t wiederholten Codesymbolsequenzen in einem vorbestimmten Abschneidungsmuster, so dass die resultierenden Codes eine Länge N aufweisen, die kein Vielfaches von 7 ist.

4. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidemuster zum Ausschneiden von sechs beliebigen Symbolen zu setzen, wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 1 ist.

5. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidemuster zum Ausschneiden von fünf beliebigen Symbolen zu setzen, wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 2 ist.

6. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidemuster zum Ausschneiden der dritten, fünften, sechsten und siebten Symbole der t-ten wiederholten Codesymbolsequenz zu setzen, wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 3 ist.

7. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidemuster zum Ausschneiden der dritten, fünften und sechsten Symbole der t-ten wiederholten Codesymbolsequenz zu setzen, wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 4 ist.

8. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidemuster zum Ausschneiden von zwei beliebigen Symbolen zu setzen, wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 5 ist.

9. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidemuster zum Ausschneiden von einem beliebigen Symbol zu setzen, wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 6 ist.

10. Codierer nach Anspruch 3, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidungsmuster zum Ausschneiden der (n1 × 7 + 3)-ten, (n2 × 7 + 5)-ten, (n3 × 7 + 6)-ten und (n4 × 7 + 7)-ten Symbole der wiederholten Codesymbole zu setzen (0 ≤ n1, n2, n3, n4 ≤ (t - 1)), wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 3 ist.

11. Codierer nach Anspruch 1, wobei der Abschneider eingerichtet ist, um das vorbestimmte Ausschneidungsmuster zum Ausschneiden der (n1 × 7 + 1)-ten, (n2 × 7 + 2)-ten und (n3 × 7 + 3)-ten Symbole der wiederholten Codesymbole zu setzen (0 ≤ n1, n2, n3 ≤ (t - 1)), wenn der Rest der Division von N durch 7 gleich 4 ist.