DE19952577A1

DE19952577A1 - Circuit arrangement for protecting voltage-sensitive electrical components against voltage overload

Info

Publication number: DE19952577A1
Application number: DE1999152577
Authority: DE
Inventors: Oskar Schallmoser
Original assignee: Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 1999-11-02
Filing date: 1999-11-02
Publication date: 2001-05-03
Also published as: WO2001033707A1

Abstract

The invention relates to a circuit device for protecting voltage-sensitive electrical components against voltage-overload. Said circuit device has a passive network (D2, C2) comprising an electrical accumulator (C2). Said accumulator is used to store at least one fraction of the electrical energy which is supplied to at least one voltage-sensitive electrical component (T1) to generate a voltage or voltage impulse. The invention also relates to an active network embodied as a shunt regulator (T2, IC) which is used to remove at least one portion of the electrical energy stored in the electrical accumulator (C2) from said electrical accumulator (C2).

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schutz spannungsempfindli cher elektrischer Bauteile gegen Überspannungen gemäß des Oberbegriff des Patent anspruchs 1.The invention relates to a circuit arrangement for protecting voltage sensitive cher electrical components against overvoltages according to the preamble of the patent claim 1.

I. Technical field

Insbesondere betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zum Schutz von span nungsempfindlichen Halbleiterbauteilen gegen überhöhte Spannungen und gegen hohe Spannungsimpulse - sogenannte Transienten -, die die Belastungsgrenze der vorgenannten Halbleiterbauteile übersteigen und diese zerstören könnten. Die über höhte Spannung oder die Transienten können beispielsweise in einem Spannungs wandler entstehen und zur Überlastung der Halbleiterschalter des Spannungswand lers führen, wenn die an dem Spannungswandler angeschlossene Last nicht ord nungsgemäß betrieben wird. Speziell bei Sperrwandlern kann der Halbleiterschalter des Sperrwandlers durch die Induktionsspannung der Sperrwandlerinduktivität über lastet werden, wenn der Halbleiterschalter des Sperrwandlers in den sperrenden Zu stand schaltet und aufgrund einer Fehlanpassung der Last oder einer Unterbrechung des Lastkreises die in der Sperrwandlerinduktivität gespeicherte elektrische Energie nicht abgebaut werden kann.In particular, the invention relates to a circuit arrangement for protecting chip voltage sensitive semiconductor components against excessive voltages and against high voltage pulses - so-called transients - that limit the load on the exceed the aforementioned semiconductor components and could destroy them. The over high voltage or the transients can, for example, in one voltage converters arise and overload the semiconductor switch of the voltage wall If the load connected to the voltage converter is not correct is operated according to the instructions. The semiconductor switch can be used especially for flyback converters of the flyback converter through the induction voltage of the flyback converter inductance be loaded when the semiconductor switch of the flyback converter in the blocking Zu switched and due to a mismatch of the load or an interruption of the load circuit, the electrical energy stored in the flyback inductor cannot be dismantled.

II. State of the art

Bisher wurden spannungsempfindliche elektrische Bauteile durch parallelgeschaltete, spannungsbegrenzende Bauelemente vor Überspannungen geschützt. Beispielsweise ist in der europäischen Offenlegungsschrift EP 0 753 987 A1 ein Feldeffekttransistor eines Halbbrückenwechselrichters offenbart, dessen Gatespannung mittels einer par allelgeschalteten Zenerdiode auf 12 V begrenzt wird. Ferner sind auch bidirektionale Schwellwertschalter, beispielsweise Avalanchedioden, zur Spannungsbegrenzung bekannt. Die bisher üblichen Spannungsbegrenzungsschaltungen mittels Schwell wertschaltern haben insbesondere den Nachteil, daß mit ihnen die Forderungen nach hoher Strombelastbarkeit, geringem Innenwiderstand, schneller Reaktionszeit und hoher Einstellungsgenauigkeit der Ansprechschwelle nicht alle gleichzeitig in einem ausreichenden Maß erfüllt werden.So far, voltage-sensitive electrical components have been voltage-limiting components protected against overvoltages. For example is a field effect transistor in European published patent application EP 0 753 987 A1 a half-bridge inverter disclosed, the gate voltage by means of a par allel-switched Zener diode is limited to 12 V. They are also bidirectional Threshold switches, for example avalanche diodes, for voltage limitation known. The previously usual voltage limiting circuits using a threshold Value switches in particular have the disadvantage that the demands for them high current carrying capacity, low internal resistance, fast reaction time and high setting accuracy of the response threshold not all in one sufficient measure to be met.

III. Presentation of the invention

Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bereitzustellen, die die Nachteile des Standes der Technik überwindet.It is the object of the invention to provide a circuit arrangement according to the preamble of claim 1 provide the disadvantages of the prior art overcomes.

Diese Aufgabe wird für eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders vor teilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.This object is achieved according to the invention for a generic circuit arrangement solved by the characterizing features of claim 1. Especially before partial embodiments of the invention are described in the subclaims.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Schutz elektrischer Bauteile gegen Spannungsüberlastung besitzt ein passives Netzwerk, das ein elektrisches Speicher mittel zur Speicherung wenigstens eines Teils der elektrischen Energie der an dem mindestens einen spannungsempfindlichen elektrischen Bauteil anliegenden Span nung bzw. Spannungsimpulse aufweist, und ein als Shunt-Regler ausgebildetes akti ves Netzwerk, das dazu dient, wenigstens einen Teil der in dem elektrischen Spei chermittel gespeicherten elektrischen Energie von dem elektrischen Speichermittel abzuführen. Das passive Netzwerk besitzt eine kurze Reaktionszeit, so daß etwaige an dem mindestens einen spannungsempfindlichen elektrischen Bauteil auftretende hohe Spannungen bzw. Spannungsimpulse schnell abgebaut werden und ihre elektri sche Energie in kurzer Zeit dem Speichermittel zugeführt wird. Das vergleichsweise langsam reagierende, als Shunt-Regler ausgebildete aktive Netzwerk verringert den Energieinhalt des Speichermittels, wenn dieser einen vorgebbaren Schwellenwert überschritten hat. Die Ansprechschwelle des Shunt-Reglers kann mit einer Genauig keit von ungefähr 1% auf einen vorgebbaren Wert eingestellt werden. Die Tempera turdrift der Ansprechschwelle beträgt nur 0,03%/K. Die Impulsbelastbarkeit und die Spannungsfestigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung hängen im we sentlichen nur von den Komponenten des passiven Netzwerkes ab. Sie liegen in der Größenordnung von 10² A bzw. 10³ V bis 10⁴ V. Die erfindungsgemäße Schaltungs anordnung eignet sich daher zum Schutz von spannungsempfindlichen elektrischen Bauteilen insbesondere auch vor Spannungsimpulsen, die eine Impulsdauer von we niger als 1 µs und eine elektrische Leistung im Kilowattbereich besitzen.The circuit arrangement according to the invention for protecting electrical components against voltage overload has a passive network which has an electrical storage medium for storing at least part of the electrical energy of the voltage or voltage pulses applied to the at least one voltage-sensitive electrical component, and a shunt regulator active network, which serves to dissipate at least part of the electrical energy stored in the electrical storage means from the electrical storage means. The passive network has a short response time, so that any high voltages or voltage pulses occurring on the at least one voltage-sensitive electrical component are quickly dissipated and their electrical energy is supplied to the storage medium in a short time. The comparatively slow-reacting active network, designed as a shunt regulator, reduces the energy content of the storage medium when it has exceeded a predefinable threshold value. The response threshold of the shunt controller can be set to a specifiable value with an accuracy of approximately 1%. The temperature drift of the response threshold is only 0.03% / K. The pulse capacity and the dielectric strength of the circuit arrangement according to the invention essentially depend only on the components of the passive network. They are of the order of 10 ² A or 10 ³ V to 10 ⁴ V. The circuit arrangement according to the invention is therefore suitable for protecting voltage-sensitive electrical components, in particular also against voltage pulses which have a pulse duration of less than 1 μs and an electrical power own in the kilowatt range.

Das Speichermittel des passiven Netzwerkes besteht vorteilhafterweise aus minde stens einem Kondensator, der durch eine überhöhte Spannung oder durch etwaige, den Normalwert übersteigende Spannungsimpulse auf ein höheres Spannungsniveau aufgeladen wird. Vorteilhafterweise weist das passive Netzwerk zusätzlich ein Stromventil auf, über das dem Speichermittel die elektrische Energie der überhöhten Spannung zugeführt wird. Das Stromventil verhindert ein Zurückfließen der im Spei chermittel gespeicherten elektrischen Energie zu dem mindestens einen spannungs empfindlichen elektrischen Bauteil. Der Shunt-Regler wird vorteilhafterweise mittels der Kombination eines Schaltmittels mit einer Regelvorrichtung realisiert, beispiels weise mittels der Kombination des Schaltmittels mit einem Komparator oder einem Proportional-Regler oder einem Operationsverstärker. Eine besonders einfache und kostengünstige Schaltungsanordnung ergibt sich, wenn der Shunt-Regler mit Hilfe eines Komparators und eines Halbleiterschalters aufgebaut werden. Außerdem liefert der Komparator ein boolesches Ausgangssignal, das sich zur weiteren Auswertung, beispielsweise in einem Mikrocontroller eignet.The storage means of the passive network advantageously consists of minde at least one capacitor, which is caused by an excessive voltage or by any voltage pulses exceeding the normal value to a higher voltage level is charged. The passive network advantageously also has a Current valve on through which the storage means the electrical energy of the inflated Voltage is supplied. The flow control valve prevents the flow in the memory Electrical energy stored at least one voltage sensitive electrical component. The shunt controller is advantageously by means of the combination of a switching means with a control device realized, for example as a combination of the switching means with a comparator or Proportional controller or an operational amplifier. A particularly simple and Inexpensive circuitry arises when using the shunt regulator a comparator and a semiconductor switch. Also delivers the comparator a Boolean output signal that can be used for further evaluation, suitable for example in a microcontroller.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich insbesondere zum Über spannungsschutz eines oder mehrerer Transistoren eines Schaltnetzteils, beispiels weise eines Schaltnetzteils vom Typ eines Wechselrichters oder vom Typ eines Sperrwandlers. Besonders vorteilhaft läßt sich die erfindungsgemäße Schaltungsan ordnung in Verbindung mit einem Sperrwandler und insbesondere zum Schutz des Sperrwandlertransistors vor Spannungsüberlastung durch die von der Sperrwandle rinduktivität erzeugte Induktionsspannung verwenden. The circuit arrangement according to the invention is particularly suitable for over Voltage protection of one or more transistors of a switching power supply, for example example of a switching power supply of the type of an inverter or of the type Flyback converter. The circuit arrangement according to the invention can be particularly advantageous order in conjunction with a flyback converter and in particular to protect the Flyback converter transistor from voltage overload by the of the flyback Use inductance generated inductance.

IV. Description of preferred embodiments

Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigenThe invention is illustrated below with the aid of a preferred exemplary embodiment explained in more detail. Show it

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung und ihre Vernetzung mit einem Sperrwandler. Fig. 1 is a schematic representation of the circuit arrangement according to the first embodiment of the invention and its networking with a flyback converter.

Fig. 2 eine schematische Darstellung der Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung und ihre Vernetzung mit zwei Sperrwandlern. Fig. 2 is a schematic representation of the circuit arrangement according to the second embodiment of the invention and its networking with two flyback converters.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dient bei den beiden bevorzugten Aus führungsbeispielen zum Schutz des Sperrwandlertransistors T1 bzw. der Sperrwand lertransistoren T21, T22 vor Spannungsüberlastung.The circuit arrangement according to the invention is used in the two preferred embodiments leadership examples to protect the flyback transistor T1 or the barrier wall lertransistors T21, T22 before voltage overload.

Die in der Fig. 1 abgebildete Schaltungsanordnung besteht aus einem Sperrwandler, der von dem Feldeffekttransistor T1, der Induktivität L1, der Diode D1, dem Wider stand R2 und dem Kondensator C1 gebildet und von der Gleichspannungsquelle U1 gespeist wird. Parallel zu dem Kondensator C1, der den Spannungsausgang des Sperrwandlers bildet, ist die zu betreibende Last RL bzw. der zu betreibende Last kreis geschaltet. Der Aufbau und die Funktionsweise eines derartigen Sperrwandlers sind in den üblichen Fachbüchern, beispielsweise auf den Seiten 17 bis 19 des Bu ches "Getaktete Stromversorgung" von Jürgen Beckmann, erschienen im Franzis- Verlag, Auflage von 1990, beschrieben. Während der Leitphase des Sperrwandler transistors T1 nimmt die Sperrwandlerinduktivität L1 Energie auf. Die Diode D1 ist währenddessen gesperrt und die Last RL daher von der Gleichspannungsquelle U1 abgetrennt. Während der Sperrphase des Transistors T1 gibt die Sperrwandlerinduk tivität L1 ihre elektrische Energie an den Kondensator C1 ab, der als Spannungs quelle für die Last bzw. den Lastkreis RL dient. Bei einer Unterbrechung des Last kreises kann die Sperrwandlerinduktivität L1 ihre gespeicherte Energie nicht abbau en. Die Induktionsspannung der Sperrwandlerinduktivität L1 würde in diesem Fall am Drain-Anschluß des Transistors T1 anliegen und diesen überlasten, das heißt, einen Ladungsträgerlawinendurchbruch im Sperwandlertransistor T1 verursachen und den Transistor T1 dadurch möglicherweise sogar zerstören.The circuit arrangement shown in Fig. 1 consists of a flyback converter which is formed of the field effect transistor T1, the inductor L1, the diode D1, the counter stood R2 and the capacitor C1 and fed by the DC voltage source U1. In parallel to the capacitor C1, which forms the voltage output of the flyback converter, the load RL to be operated or the load to be operated is connected in a circuit. The structure and mode of operation of such a flyback converter are described in the usual specialist books, for example on pages 17 to 19 of the book "Clocked Power Supply" by Jürgen Beckmann, published by Franzis Verlag, 1990 edition. During the leading phase of the flyback converter transistor T1, the flyback inductor L1 absorbs energy. In the meantime, the diode D1 is blocked and the load RL is therefore disconnected from the direct voltage source U1. During the blocking phase of the transistor T1, the flyback inductor L1 outputs its electrical energy to the capacitor C1, which serves as a voltage source for the load or the load circuit RL. In the event of an interruption in the load circuit, the flyback inductor L1 cannot reduce its stored energy. In this case, the induction voltage of the flyback inductor L1 would be present at the drain terminal of the transistor T1 and overload it, that is to say cause a carrier avalanche breakdown in the flyback converter transistor T1 and possibly even destroy the transistor T1 as a result.

An den Sperrwandler ist daher eine Schutzschaltung angeschlossen, die ein aus den Bauteilen C2 und D2 bestehendes passives Netzwerk und ein als Shunt-Regler aus gebildetes aktives Netzwerk besitzt. Der Kondensator C2 und die Diode D2 sind par allel zur Sperrwandlerinduktivität L1 angeordnet, so daß die Sperrwandlerinduktivi tät L1, die Diode D2 und der Kondensator C2 während der Sperrphase des Feldef fekttransistors T1 einen geschlossenen Stromkreis bilden. Die Diode D2 ist so gepolt, daß sich die Sperrwandlerinduktivität L1 in den Kondensator C2 entladen kann. Die Anode der Diode D2 ist daher mit dem Drain des Sperrwandlertransistors T1 und mit der Sperrwandlerinduktivität L1 verbunden, während die Kathode der Diode D2 mit einem Anschluß des Kondensators C2 verbunden ist. Der Shunt-Regler besteht im wesentlichen aus einem Komparator IC und einem Feldeffekttransistor T2, dessen Gate mit dem Ausgang des Komparators IC verbunden ist. Die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors T2 ist in Serie zu dem Kondensator C2 geschaltet. Die Spannungsversorgung des Komparators IC wird mit Hilfe der Gleichspannungs quelle U2 bewerkstelligt, deren Pole mit den Anschlüssen V+ bzw. V- verbunden sind und die eine Gleichspannung von 24 V bereitstellt. Der nicht-invertierende Ein gang des Komparators IC ist einerseits über einen Widerstand R6 mit dem dem Drain des Feldeffekttransistors T2 und mit der Kathode der Diode D2 sowie mit dem Kon densator C2 und andererseits über die Widerstände R7 und R2 mit Masse verbunden. Der invertierende Eingang des Komparators IC ist über einerseits über einen Wider stand R5 mit dem positiven Pol der Spannungsquelle U2 und andererseits über eine Zenerdiode D3 und den Widerstand R2 mit Masse verbunden. Der Ausgang des Komparators IC und das Gate des Feldeffekttransistors T2 sind über den Widerstand R4 an den positiven Pol der Spannungsquelle U2 angeschlossen. Der Source- Anschluß des Transistors T2 ist über den Widerstand R3 mit Masse verbunden. Die negativen Pole der Spannungsquellen U1 und U2 liegen beide auf demselben Masse potential. Eine geeignete Dimensionierung der elektrischen Bauteile der Schaltungs anordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels ist in der Tabelle 1 angegeben. A protective circuit is therefore connected to the flyback converter, which switches on Components C2 and D2 existing passive network and a shunt controller active network. The capacitor C2 and the diode D2 are par arranged allel to flyback inductor L1, so that the flyback inductor act L1, the diode D2 and the capacitor C2 during the blocking phase of the field fect transistor T1 form a closed circuit. The diode D2 is polarized that the flyback inductor L1 can discharge into the capacitor C2. The Anode of the diode D2 is therefore connected to the drain of the flyback transistor T1 and the flyback inductor L1 connected, while the cathode of the diode D2 with a terminal of the capacitor C2 is connected. The shunt controller consists of essentially from a comparator IC and a field effect transistor T2, the Gate is connected to the output of the comparator IC. The drain-source route of the field effect transistor T2 is connected in series with the capacitor C2. The Power supply of the comparator IC is made using the direct voltage Source U2 accomplished, the poles of which are connected to the connections V + and V- are and which provides a DC voltage of 24 V. The non-inverting on The comparator IC is on the one hand connected to the drain via a resistor R6 of the field effect transistor T2 and with the cathode of the diode D2 and with the Kon capacitor C2 and on the other hand connected to ground via resistors R7 and R2. The inverting input of the comparator IC is on the one hand via a counter stood R5 with the positive pole of the voltage source U2 and on the other hand over a Zener diode D3 and resistor R2 connected to ground. The exit of the Comparator IC and the gate of field effect transistor T2 are across the resistor R4 connected to the positive pole of the voltage source U2. The source Terminal of transistor T2 is connected to ground via resistor R3. The negative poles of the voltage sources U1 and U2 are both on the same ground potential. Appropriate dimensioning of the electrical components of the circuit Arrangement according to the first embodiment is given in Table 1.

Nachstehend wird die Funktionsweise der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels erläutert. Wie bereits oben erwähnt wurde, nimmt die Sperr wandlerinduktivität L1 während der Leitphase des Sperrwandlertransistors T1 elek trische Energie auf. Der Lastkreis RL und der Kondensator C1 sind durch die Diode D1 von der Gleichspannungsquelle U1 abgetrennt. Während der Sperrphase des Fel deffekttransistors T1 baut sich die in dem Magnetfeld der Induktivität L1 gespei cherte elektrische Energie ab und fließt in den Ausgangskondensator C1 sowie in den Lastkreis RL. Ein Teil der in der Sperrwandlerinduktivität L1 gespeicherten elektri schen Energie fließt über die Diode D2 auch in den Kondensator C2 und lädt diesen auf. Allerdings sind die mit den Eingängen des Komparators IC verbundenen Span nungsteiler des Shunt-Reglers so dimensioniert, daß der Feldeffekttransistor T2 da durch nicht durchgeschaltet wird. Der nicht-invertierende Spannungseingang des Komparators IC detektiert das durch die Spannungsteilerwiderstände R6, R7, R2 heruntergeteilte elektrische Potential am Knotenpunkt, der durch die Kathode der Diode D2, das Drain des Feldeffekttransistors T2 und den Kondensator C2 definiert ist, und überwacht damit den Ladezustand des Kondensators C2. Am invertierenden Eingang des Komparators IC liegt eine aus der Gleichspannungsquelle U2 gewonne ne, durch den Spannungsteiler R5, D3, R2 heruntergeteilte Referenzspannung an, die mit der am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC anliegenden Spannung verglichen wird. Die beiden Spannungsteiler R6, R7, R2 und R5, D3, R2 sind so di mensioniert, daß die am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC anliegen de Spannung kleiner als die am invertierenden Eingang anliegende Spannung ist, solange die Spannungsbelastung des Feldeffekttransistors T1 geringer als maximal zulässig ist. Der Ausgang des Komparators IC befindet sich dann im Logikzustand "Low" und das Gate des Feldeffekttransistors T2 erhält kein Steuersignal, so daß die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors T2 im gesperrten Zustand verharrt. Das heißt, der Shunt-Regler bleibt in diesem Fall deaktiviert.The operation of the circuit arrangement according to the first Exemplary embodiment explained. As already mentioned above, the block takes converter inductance L1 during the leading phase of flyback converter transistor T1 elek trical energy. The load circuit RL and the capacitor C1 are through the diode D1 separated from the DC voltage source U1. During the blocking phase of the Fel defective transistor T1 builds up in the magnetic field of the inductor L1 hedged electrical energy and flows into the output capacitor C1 and in the Load circuit RL. Part of the electri stored in the flyback inductor L1 energy flows through the diode D2 into the capacitor C2 and charges it on. However, the span associated with the inputs of the comparator IC are voltage divider of the shunt controller so dimensioned that the field effect transistor T2 is not switched through. The non-inverting voltage input of the Comparator IC detects this by the voltage divider resistors R6, R7, R2 divided electrical potential at the node through the cathode of the Diode D2, the drain of the field effect transistor T2 and the capacitor C2 are defined and monitors the state of charge of the capacitor C2. On inverting The input of the comparator IC is one obtained from the direct voltage source U2 ne, divided by the voltage divider R5, D3, R2 to reference voltage with the voltage present at the non-inverting input of the comparator IC is compared. The two voltage dividers R6, R7, R2 and R5, D3, R2 are so di dimensioned that are present at the non-inverting input of the comparator IC de voltage is less than the voltage present at the inverting input, as long as the voltage load of the field effect transistor T1 is less than maximum is permissible. The output of the comparator IC is then in the logic state "Low" and the gate of the field effect transistor T2 receives no control signal, so that the Drain-source path of the field effect transistor T2 remains in the blocked state. This means that the shunt controller remains deactivated in this case.

Im Fall einer fehlangepaßten Last RL oder bei einem unterbrochenen Lastkreis RL, kann sich die Sperrwandlerinduktivität L1 während der Sperrphase des Feldeffekt transistors T1 nicht in den Kondensator C1 und in den Lastkreis entladen. In diesem Fall wird nahezu die gesamte im Magnetfeld der Sperrwandlerinduktivität L1 ge speicherte Energie über die Diode D2 dem Kondensator C2 zugeführt. Der Konden sator C2 wird dadurch über das im Normalbetrieb übliche Maß aufgeladen. Über schreitet die Induktionsspannung der Induktivität L1 einen vorgebbaren Wert, so wird der Kondensator C2 so weit aufgeladen und das Potential am durch den Kon densator C2, die Diode D2 und den Transistor T2 definierten Knotenpunkt so weit angehoben, daß der Spannungsabfall am nicht-invertierenden Eingang des Kompa rators IC den Spannungsabfall am invertierenden Eingang übertrifft. Der Ausgang des Komparators IC geht dadurch vom Logikpegel "Low" in den Zustand "High" über, so daß das Gate des Feldeffekttransistors T2 über den Widerstand R4 mit +24 V Gleichspannung von der Spannungsquelle U2 beaufschlagt wird und die Drain-Source-Strecke des Transistors T2 in den leitenden Zustand geschaltet wird. Der Shunt-Regler ist nun aktiviert. Der Kondensator C2 entlädt sich dann über den durchgeschalteten Transistor T2 und den Widerstand R3. Der Feldeffekttransistor T2 bildet zusammen mit den Widerständen R3, R4 für diesen Zweck eine Konstant stromsenke. Nachdem sich der Kondensator C2 so weit entladen hat und das Potenti al sich in dem durch die Diode D2, den Feldeffekttransistor T2 und den Kondensator C2 definierten Knotenpunkt dementsprechend verringert hat, daß der Spannungsab fall am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC den Spannungsabfall am invertierenden Eingang wieder unterschreitet, wird der Ausgangszustand des Kompa rators IC wieder auf "Low" zurückgesetzt. Der Feldeffekttransistor T2 geht wieder in den sperrenden Zustand über und der Shunt-Regler wird dadurch wieder deaktiviert. Die Ansprechschwelle des Shunt-Reglers ist durch die Dimensionierung der Span nungsteiler R6, R7 und R5, D3 so hoch eingestellt, daß der Kondensator C2 im Nor malbetrieb bis nahe an die maximal zulässige Spannung des Feldeffekttransistors T1 aufgeladen werden kann, ohne den Shunt-Regler zu aktivieren. Erst beim Erreichen oder Überschreiten der eingestellten maximal zulässigen Spannungsbelastung des Feldeffekttransistors T1 wird der Shunt-Regler aktiviert.In the event of a mismatched load RL or an interrupted load circuit RL, the flyback inductor L1 can change during the blocking phase of the field effect transistor T1 does not discharge into the capacitor C1 and into the load circuit. In this Fall is almost the entire ge in the magnetic field of flyback converter inductance L1 stored energy is supplied to the capacitor C2 via the diode D2. The condens sator C2 is thereby charged above the usual level in normal operation. About If the induction voltage of the inductance L1 exceeds a predeterminable value, then the capacitor C2 is charged so far and the potential at the Kon capacitor C2, the diode D2 and the transistor T2 defined node so far raised that the voltage drop at the non-inverting input of the Kompa rators IC exceeds the voltage drop at the inverting input. The exit of the comparator IC thus changes from the logic level "low" to the state "high" over, so that the gate of field effect transistor T2 via resistor R4 with +24 V DC voltage is applied by the voltage source U2 and the Drain-source path of the transistor T2 is switched to the conductive state. The shunt controller is now activated. The capacitor C2 then discharges through the turned on transistor T2 and resistor R3. The field effect transistor T2 forms a constant for this purpose together with the resistors R3, R4 current sink. After the capacitor C2 has discharged so far and the potenti al in that by the diode D2, the field effect transistor T2 and the capacitor C2 defined node has accordingly reduced that the voltage fall at the non-inverting input of the comparator IC the voltage drop at falls below inverting input again, the output state of the compa rators IC reset to "Low". The field effect transistor T2 goes in again the blocking state via and the shunt controller is deactivated again. The response threshold of the shunt controller is due to the dimensioning of the span voltage divider R6, R7 and R5, D3 set so high that the capacitor C2 in Nor Painting operation up to close to the maximum permissible voltage of the field effect transistor T1 can be charged without activating the shunt controller. Only when you reach it or exceeding the set maximum permissible voltage load of the Field effect transistor T1, the shunt controller is activated.

Die Diode D2 und der Kondensator C2 sind so dimensioniert, daß auch die elektri sche Energie von Transienten mit einer Impulsdauer von weniger als 1 µs und einer elektrischen Leistung im Kilowattbereich in ausreichend kurzer Zeit von dem Kon densator C2 absorbiert werden können und dadurch kein Ladungsträgerlawinen durchbruch an dem Feldeffekttransistor T1 durch derartige Transienten hervorgeru fen wird.The diode D2 and the capacitor C2 are dimensioned so that the electri energy of transients with a pulse duration of less than 1 µs and one electrical power in the kilowatt range in a sufficiently short time from the Kon capacitor C2 can be absorbed and therefore no charge avalanches breakthrough at the field effect transistor T1 caused by such transients will.

Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet der erfindungsgemäßen Schutzschaltung stellt die in der Offenlegungsschrift EP 0 781 078 A2 offenbarte Sperrwandleranordnung zur Erzeugung von Impulsspannungsfolgen für den Betrieb von dielektrisch behin derten Entladungen dar. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung ist, wie im obigen Ausführungsbeispiel beschrieben, an den Sperrwandler der in der Offenlegungs schrift EP 0 781 078 A2 offenbarten Schaltungsanordnung angeschlossen und dient zum Schutz des Sperrwandlertransistors vor etwaigen Transienten, die beispielsweise von einem als Impulsgenerator arbeitenden MOSFET oder Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) verursacht wurden.A preferred application of the protective circuit according to the invention is the flyback converter arrangement disclosed in the published patent application EP 0 781 078 A2 for generating pulse voltage sequences for the operation of dielectric behin derten discharges. The protection circuit according to the invention is, as in the above Embodiment described to the flyback converter in the disclosure Document EP 0 781 078 A2 disclosed circuit arrangement connected and serves to protect the flyback transistor from any transients, for example from a MOSFET or insulated gate bipolar operating as a pulse generator Transistor (IGBT) were caused.

In der Fig. 2 ist eine Schaltungsanordnung gemäß eines zweiten Ausführungsbei spiels der Erfindung abgebildet. Die Fig. 2 zeigt die Verwendung der erfindungs gemäßen Schutzschaltung in einer Schaltungsanordnung zum Betrieb von zwei Ent ladungslampen LP1, LP2 mit dielektrisch behinderten Elektroden. Jede der beiden Entladungslampen LP1, LP2 wird an einem separaten Sperrwandler T21, Tr1 bzw. T22, Tr2 betrieben. Die beiden Sperrwandler bestehen jeweils aus einem Feldeffekt transistor T21 bzw. T22 und einem Transformator Tr1 bzw. Tr2, wobei die Trans formatoren Tr1, Tr2 jeweils eine Primärwicklung wl1 bzw. w21 und zwei Sekun därwicklungen w12, w13 bzw. w22, w23 aufweisen. Die Serienschaltungen jeweils bestehend aus der Primärwicklung w11 bzw. w21 und dem Sperrwandlertransistor T21 bzw T22 sind an die Anschlüsse j20, j21 einer Gleichspannungsquelle ange schlossen. Die Anschlüsse j20 liegen alle auf Massepotential, während an dem An schluß j21 der positive Pol der Gleichspannungsquelle angeschlossen ist. Die Serien schaltungen jeweils bestehend aus der ersten Sekundärwicklung w12 bzw. w22, der Entladungslampe LP1 bzw. LP2 und der zweiten Sekundärwicklung w13 bzw. w23 sind parallel zu der Primärwicklung w11 bzw. w21 des Transformators Tr1 bzw. Tr2 angeordnet. Die beiden Entladungslampen LP1, LF2 werden von dem entsprechen den Sperrwandler jeweils mit hochfrequenten Spannungsimpulsen beaufschlagt. Zum Schutz der beiden Sperrwandlertransistoren T21 und T22 vor einer überhöhten Spannung oder vor überhöhten Spannungsimpulsen weist die Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels eine Schutzschaltung auf, die ein aus den Dioden D21, D22 und dem Kondensator C20 bestehendes passives Netzwerk sowie einen im wesentlichen von dem Feldeffekttransistor T20 und dem Komparator IC2 gebildeten Shunt-Regler besitzt. Der Aufbau und die Funktionsweise dieser Schutz schaltung stimmen im wesentlichen mit der des ersten Ausführungsbeispiels überein. Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel wird die Schutzschaltung, insbeson dere der Shunt-Regler, aktiviert, wenn bereits nur einer der Sperrwandlertransistoren T21, T22 mit einer überhöhten Spannung oder überhöhten Spannungsimpulsen bela stet wird.In FIG. 2 shows a circuit arrangement according to a second Ausführungsbei is ready to play the invention. Fig. 2 shows the use of the protective circuit according to the Invention in a circuit arrangement for the operation of two Ent discharge lamps LP1, LP2 with dielectrically disabled electrodes. Each of the two discharge lamps LP1, LP2 is operated on a separate flyback converter T21, Tr1 and T22, Tr2. The two flyback converters each consist of a field effect transistor T21 or T22 and a transformer Tr1 or Tr2, the transformers Tr1, Tr2 each having a primary winding wl1 or w21 and two secondary windings w12, w13 or w22, w23. The series connections each consisting of the primary winding w11 or w21 and the flyback transistor T21 or T22 are connected to the connections j20, j21 of a DC voltage source. The connections j20 are all at ground potential, while the positive pole of the DC voltage source is connected to the connection j21. The series circuits each consisting of the first secondary winding w12 or w22, the discharge lamp LP1 or LP2 and the second secondary winding w13 or w23 are arranged in parallel with the primary winding w11 or w21 of the transformer Tr1 or Tr2. The two discharge lamps LP1, LF2 are each acted upon by the corresponding flyback converter with high-frequency voltage pulses. In order to protect the two flyback converter transistors T21 and T22 from an excessive voltage or from excessive voltage pulses, the circuit arrangement according to the second exemplary embodiment has a protective circuit which comprises a passive network consisting of the diodes D21, D22 and the capacitor C20 and an essentially of the field effect transistor T20 and the comparator IC2 formed shunt regulator. The structure and operation of this protective circuit are essentially the same as that of the first embodiment. In contrast to the first exemplary embodiment, the protective circuit, in particular the shunt regulator, is activated when only one of the flyback transistors T21, T22 is loaded with an excessive voltage or excessive voltage pulses.

Die Anbindung der Schutzschaltung an die beiden Sperrwandler erfolgt über die Dioden D21, D22. Der Drain-Anschluß des jeweiligen Sperrwandlertransistors T21 bzw. T22 ist mit der Anode der jeweiligen Diode D21 bzw. D22 verbunden. Die Kathoden beider Dioden D21 und D22 sind mit einem ersten Anschluß des Konden sators C20 verbunden, während der zweite Anschluß des Kondensators C20 mit dem positiven Pol j21 der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Der erste Anschluß des Kondensators C20 ist außerdem sowohl über den Widerstand R20 und die Drain- Source-Strecke des Feldeffekttransistors T20 als auch über die Spannungsteilerwi derstände R22 und R23 mit dem Massepotential j20 verbunden. Der Mittenabgriff zwischen den Spannungsteilerwiderständen R22, R23 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Komparators IC2 verbunden. Der Feldeffekttransistor T20 wird von dem Komparator IC2 gesteuert. Zu diesem Zweck ist das Gate des Feldeffekttransistors T20 mit dem Ausgang des Komparators IC2 und über den Wi derstand R21 mit dem Pluspol j22 einer Hilfsgleichspannungsquelle verbunden, die auch zur Gleichspannungsversorgung des Komparators IC2 dient. Die Spannungs versorgungsanschlüsse V+ bzw. V- des Komparators sind mit dem Pluspol j22 der Hilfsspannungsquelle bzw. mit dem Massepotential j20 verbunden. Parallel zu den beiden Anschlüssen V+, V- ist ein Kondensator C21 geschaltet. Der nicht invertierende Eingang des Komparators IC2 überwacht den Spannungsabfall am Kondensator C20. Er ist über den Widerstand R27 zum Ausgang des Komparators IC2 rückgekoppelt. Der invertierende Eingang des Komparators IC2 wird mit einer Referenzspannung beaufschlagt, die mit Hilfe der Regelspannungsquelle IC3 und der Widerstände R24, R25, R26 aus der Hilfsspannungsquelle generiert wird.The protection circuit is connected to the two flyback converters via the Diodes D21, D22. The drain of the respective flyback transistor T21 or T22 is connected to the anode of the respective diode D21 or D22. The Cathodes of both diodes D21 and D22 are with a first connection of the condens sator C20 connected, while the second connection of the capacitor C20 with the positive pole j21 of the DC voltage source is connected. The first connection of the Capacitor C20 is also across both resistor R20 and the drain Source path of the field effect transistor T20 and via the voltage divider R22 and R23 are connected to ground potential j20. The center tap between the voltage divider resistors R22, R23 is not with that inverting input of the comparator IC2 connected. The field effect transistor T20 is controlled by the comparator IC2. For this purpose, the gate of the Field effect transistor T20 with the output of the comparator IC2 and via the Wi the stand R21 is connected to the positive pole j22 of an auxiliary DC voltage source, the also serves to supply DC voltage to the comparator IC2. The tension Supply connections V + and V- of the comparator are with the positive pole j22 Auxiliary voltage source or connected to ground potential j20. Parallel to the A capacitor C21 is connected to both terminals V +, V-. The not inverting input of the comparator IC2 monitors the voltage drop on Capacitor C20. It is through resistor R27 to the output of the comparator IC2 fed back. The inverting input of the comparator IC2 is connected to a Reference voltage applied, which with the help of the control voltage source IC3 and Resistors R24, R25, R26 is generated from the auxiliary voltage source.

Der Steuereingang der Referenzspannungsquelle IC3 wird mittels der Spannungstei lerwiderstände R25, R26 und mittels des Widerstandes R24 gesteuert. Zu diesem Zweck ist der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R25 und R26 mit dem Steu ereingang der Referenzspannungsquelle IC3 verbunden. An der Serienschaltung der Widerstände R24, R25 und R26 liegt die Hilfsspannung der Anschlüsse J22, j20 an.The control input of the reference voltage source IC3 is by means of the voltage part Resistors R25, R26 and controlled by the resistor R24. To this The purpose is the center tap between the resistors R25 and R26 with the control he input of the reference voltage source IC3 connected. On the series connection of the Resistors R24, R25 and R26 are connected to the auxiliary voltage of connections J22, j20.

Wie bereits oben erwähnt wurde, stimmt die Funktionsweise der Schutzschaltung des zweiten Ausführungsbeispiels im wesentlichen mit der des ersten Ausführungsbei spiels überein. Falls wenigstens einer der Sperrwandlertransistoren T21 oder T22 durch die Transformatoren Tr1 bzw. Tr2 mit einer überhöhten Spannung oder über höhten Spannungsimpulsen beaufschlagt wird, führt das unmittelbar zu einer weite ren, das während des Normalbetriebs übliche Maß übersteigenden Aufladung des Kondensators C20. Die übermäßige Aufladung des Kondensators C20 hat einen ent sprechend höheren Spannungsabfall am Kondensator C20 zur Folge, der mittels der Spannungsteilerwiderstände R22, R23 am invertierenden Eingang des Komparators IC2 detektiert wird. Mit Hilfe der Hilfsgleichspannungsquelle j22, j20 und des Wi derstandes R24, sowie der Referenzspannungsquelle IC3 wird am invertierenden Eingang des Komparators IC2 eine Referenzspannung erzeugt.As already mentioned above, the functioning of the protection circuit of the second embodiment essentially with that of the first embodiment match. If at least one of the flyback transistors T21 or T22 through the transformers Tr1 or Tr2 with an excessive voltage or over high voltage pulses is applied, this leads directly to a wide ren, the charge exceeding the usual level during normal operation Capacitor C20. The excessive charging of the capacitor C20 has ent resulting in a higher voltage drop across the capacitor C20, which by means of Voltage divider resistors R22, R23 at the inverting input of the comparator IC2 is detected. With the help of the auxiliary DC voltage source j22, j20 and the Wi derstandes R24, and the reference voltage source IC3 is at the inverting Input of the comparator IC2 generates a reference voltage.

Überschreitet die Spannung an einem der Transformatoren Tr1 oder Tr2 einen vor gebbaren Wert, so wird der Kondensator C20 so weit aufgeladen und das Potential am durch den Kondensator C20, die Dioden D21, D22 und den Widerstand R20 de finierten Knotenpunkt so weit angehoben, daß der Spannungsabfall am nicht invertierenden Eingang des Komparators IC2 den Spannungsabfall am invertieren den Eingang übertrifft. Der Ausgang des Komparators IC2 geht dadurch vom Lo gikpegel "Low" in den Zustand "High" über, so daß das Gate des Feldeffekttransi stors T20 über den Widerstand R21 mit +15 V Gleichspannung von dem Anschluß j22 der Hilfsspannungsquelle beaufschlagt wird und die Drain-Source-Strecke des Transistors T20 in den leitenden Zustand geschaltet wird. Der Shunt-Regler ist nun aktiviert. Der Kondensator C20 entlädt sich dann über den Widerstand R20 und den durchgeschalteten Transistor T20. Der Feldeffekttransistor T20 bildet zusammen mit dem Widerstand R21 für diesen Zweck eine Stromsenke.If the voltage at one of the transformers Tr1 or Tr2 exceeds one value, the capacitor C20 is charged and the potential am by capacitor C20, diodes D21, D22 and resistor R20 de Finished node raised so far that the voltage drop at not inverting input of comparator IC2 invert the voltage drop on surpasses the entrance. The output of the comparator IC2 goes from Lo gik level "Low" in the "High" state, so that the gate of the field effect transi stors T20 through resistor R21 with +15 V DC from the connector j22 of the auxiliary voltage source is applied and the drain-source path of the Transistor T20 is switched to the conductive state. The shunt controller is now activated. The capacitor C20 then discharges through the resistor R20 and turned on transistor T20. The field effect transistor T20 forms together with the resistor R21 a current sink for this purpose.

Nachdem sich der Kondensator C20 so weit entladen hat und das Potential sich in dem durch die Diode D21, D22, den Widerstand R20 und den Kondensator C20 de finierten Knotenpunkt dementsprechend verringert hat, daß der Spannungsabfall am nicht-invertierenden Eingang des Komparators IC2 den Spannungsabfall am invertie renden Eingang wieder unterschreitet, wird der Ausgangszustand des Komparators IC2 wieder auf "Low" zurückgesetzt. Der Feldeffekttransistor T20 geht wieder in den sperrenden Zustand über und der Shunt-Regler wird dadurch wieder deaktiviert. Der Rückkopplungswiderstand R27 bewirkt, daß der Komparator IC2 eine Hysterese besitzt und der Kondensator C20 etwas mehr als nötig entladen wird.After the capacitor C20 has discharged so far and the potential is in that by the diode D21, D22, the resistor R20 and the capacitor C20 de has accordingly reduced the voltage drop at non-inverting input of the comparator IC2 the voltage drop at the invertie render input falls below, the output state of the comparator IC2 reset to "Low". The field effect transistor T20 goes back into the blocking state and the shunt controller is deactivated again. The Feedback resistor R27 causes comparator IC2 to hysteresis and the capacitor C20 is discharged a little more than necessary.

Die Ansprechschwelle des Shunt-Reglers ist durch die Dimensionierung der Span nungsteiler R22, R23 und R25, R26, IC3 so hoch eingestellt, daß der Kondensator C20 im Normalbetrieb bis nahe an die maximal zulässige Spannung der Feldeffekt transistoren T21 bzw. T22 aufgeladen werden kann, ohne den Shunt-Regler zu akti vieren.The response threshold of the shunt controller is due to the dimensioning of the span voltage divider R22, R23 and R25, R26, IC3 set so high that the capacitor C20 in normal operation up to close to the maximum permissible voltage the field effect transistors T21 and T22 can be charged without activating the shunt controller four.

Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher beschriebenen Ausführungs beispiele. Beispielsweise kann der Kondensator C20 des passiven Netzwerkes statt mit j21 mit j20, d. h. Masse verbunden sein. Die erfindungsgemäße Schutzschaltung kann auch in Verbindung mit anderen Schaltnetzteilen, beispielsweise in Verbindung mit einem Wechselrichter, einem Tiefsetzsteller oder einem Hochsetzsteller verwen det werden, um die Schalttransistoren bzw. den Schalttransistor des Schaltnetzteils vor Spannungsüberlastung zu schützen. The invention is not limited to the embodiment described in more detail above examples. For example, the capacitor C20 of the passive network can take place with j21 with j20, d. H. Be connected to earth. The protective circuit according to the invention can also be used in conjunction with other switching power supplies, for example in connection with an inverter, a step-down converter or a step-up converter Det be to the switching transistors or the switching transistor of the switching power supply protect against voltage overload.

Table 1 Dimensioning of the electrical components used in the first embodiment

R2R2 0,22 Ω0.22 Ω R3R3 10 Ω10 Ω R4, R5R4, R5 2 kΩ2 kΩ R6R6 1 MΩ1 MΩ R7R7 22 kΩ22 kΩ U1U1 130 V130 V U2U2 24 V24 V C2C2 150 nF150 nF L1L1 310 µH310 µH ICIC LM393LM393 D2D2 BYT13-1000BYT13-1000 D3D3 ZenerdiodeZener diode

Table 2 Dimensioning of the electrical components used in the second embodiment

R20R20 940 Ω940 Ω R21R21 2,7 kΩ2.7 kΩ R22R22 1,65 MΩ1.65 MΩ R23R23 15 kΩ15 kΩ R24R24 1,2 kΩ1.2 kΩ R25R25 2,36 kΩ2.36 kΩ R26R26 1 kΩ1 kΩ R27R27 1 MΩ1 MΩ C20C20 330 nF, 1000 V330 nF, 1000 V C21C21 100 nF100 nF IC2IC2 LM293LM293 T21, T22T21, T22 BUZ 305BUZ 305 T20T20 BUZ51BUZ51 IC3IC3 TL431TL431 D21, D22D21, D22 BYT13-1000BYT13-1000

Claims

1. Circuit arrangement for protecting at least one voltage-sensitive electrical component against voltage overload, characterized in that

- The circuit arrangement has a passive network (D2, C2; D21, D22; C20) with an electrical storage means (C2; C20), the electrical storage means (C2; C20) for storing at least part of the electrical energy at the at least one voltage-sensitive electrical component (T1; T21, T22) serves voltage or voltage pulses,
- The circuit arrangement has a shunt controller (T2, IC; T20, IC2) formed active network which serves to store at least part of the electrical energy stored in the electrical storage means (C2; C20) from the electrical storage means (C2 ; C20).

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the electrical storage means from at least one capacitor (C2; C20) be stands.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the passive network has at least one flow valve (D2; D21, D22) the electrical energy is supplied to the storage means (C2; C20).

4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the at least one current valve contains at least one diode (D2; D21, D22).

5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the Shunt controller the combination of a switching device (T2; T20) with a Comparator (IC; IC2) or a proportional controller or an Operati has amplifier.

6. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the Shunt controller, a comparator (IC; IC2) and a semiconductor switch (T2; T20).

7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that he first input (+) of the comparator (IC; IC2), possibly via a voltage divider, with a connection of the storage means (C2; C20), a second input (-) the comparator (IC; IC2) with a reference voltage source and the off gear of the comparator (IC; IC2) with a control electrode of the semiconductor switch (T2; T20) is connected.

8. flyback converter with a circuit arrangement according to one or more of the Claims 1 to 7.

9. flyback converter according to claim 8, characterized in that the electrical Storage means (C2; C20) via a flow valve (D2; D21, D22) parallel to Flyback converter transistor (T1; T21, T22) or parallel to the flyback inductor vity (L1) is switched.

10. Use of a circuit arrangement according to one or more of the An claims 1 to 7 for surge protection of one or more transistors a switching power supply.