DE19711817A1

DE19711817A1 - Mains stage

Info

Publication number: DE19711817A1
Application number: DE19711817A
Authority: DE
Inventors: Lothar Dr Ing Heinemann; Jochen Dipl Ing Mast; Franz-Josef Dipl Ing Moers
Original assignee: ABB Daimler Benz Transportation Schweiz AG; ABB Daimler Benz Transportation Technology GmbH
Current assignee: Mercedes Benz Group AG
Priority date: 1997-03-21
Filing date: 1997-03-21
Publication date: 1998-09-24
Also published as: WO2000017992A1

Abstract

The mains stage has a transformer (TR1) connected on the primary side to a circuit which generates a voltage with a null crossing each period and on the secondary side to the series circuit of a rectifying diode and output filter inductance. A parallel circuit contg. a switch and inverter diode is arranged between the junction of the rectifying diode and filter inductance and the other secondary connection. An output capacitor is connected between the stage outputs. A pulse width modulator (9) drives the switch (T2) depending on the output d.c. voltage (Ua1) and in synchronism with the transformer primary null crossings. A synchronizer (8) receives the transformer secondary a.c. voltage and forms corresp. synchronizing signals for the pulse width modulator. An inverter (10) feeds the inverted output d.c. voltage to the pulse width modulator.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegriff des An spruchs 1. Das erfindungsgemäße, sehr hohe Potentiale trennende Schaltnetzteil kann beispielsweise für IGBT Gate-Drives eines traktionstauglichen IGBT-Umrich ters zur Speisung eines DC-Hilfsstromversorgungsbusses verwendet werden.The invention relates to a switching power supply according to the preamble of the Proverb 1. The switching power supply according to the invention, very high potential separating can be used, for example, for IGBT gate drives of a traction-compatible IGBT converter ters can be used to supply a DC auxiliary power supply bus.

Schaltnetzteile werden üblicherweise derart dimensioniert, daß ein geringes Volu men, eine hohe Zuverlässigkeit, eine gute elektromagnetische Verträglichkeit, ein hoher Wirkungsgrad, eine hohe Dynamik und ein möglichst geringer Preis resultie ren. Des weiteren sind oft hohe Isolationsanforderungen einzuhalten, welche die technisch gute und gleichzeitig preisgünstige Gestaltung des Netzteils erschweren.Switching power supplies are usually dimensioned such that a low volume high reliability, good electromagnetic compatibility high efficiency, high dynamics and the lowest possible price result Ren. Furthermore, high insulation requirements are often to be met, which the technically good and inexpensive design of the power supply complicate.

Bei R. Jovanovic, R. Farrington, F.C. Lee; Constant-Frequency Zero-Voltage- Switched Multi-Resonant Converters, IEEE Power Electronics Specialists Confe rence 1990, Seite 197-205 wird durch Ersetzen der sekundärseitigen Freilaufdiode eines nullspannungsgeschalteten Multiresonanzkonverters (ZVS-MRC = Zero Volta ge Switched Multi-Resonant Converter) durch einen Feldeffekttransistor ein Betrieb des Konverters bei konstanter Frequenz ermöglicht. Der Feldeffekttransistor wird verlustfrei eingeschaltet, wenn die parasitäre Inversdiode während der natürlichen Freilaufphase leitend ist. Die Ausgangsspannung wird durch eine variabel gehaltene Einschaltzeit des sekundärseitigen Feldeffekttransistors stabilisiert. Die Funktions weise und Realisierung der Regelung wird jedoch nicht offenbart. Allerdings deuten gezeigte Strom- und Spannungsverläufe darauf hin, daß die Steuersignale für die primär- und sekundärseitigen Schalter mittels derselben Pulsspanungsquelle pri märseitig synchronisiert erzeugt werden. Bei dieser Art der Ansteuerung ist aller dings - wie auch bei konventionellen Schaltnetzteilen - eine zusätzliche Poten tialtrennung für die Steuersignale - beispielsweise mittels eines Optokopplers oder mittels eines Impulsübertragers - notwendig.With R. Jovanovic, R. Farrington, F.C. Lee; Constant frequency zero voltage Switched Multi-Resonant Converters, IEEE Power Electronics Specialists Confe rence 1990, page 197-205 is replaced by replacing the secondary freewheeling diode a zero voltage switched multi-resonance converter (ZVS-MRC = Zero Volta Switched Multi-Resonant Converter) by a field effect transistor of the converter at a constant frequency. The field effect transistor is switched on lossless if the parasitic inverse diode during the natural Free-running phase is conductive. The output voltage is held by a variable Switch-on time of the secondary field effect transistor stabilized. The functional wise and implementation of the scheme is not disclosed. However, interpret shown current and voltage waveforms indicate that the control signals for the primary and secondary side switches using the same pulse voltage source pri generated synchronized on the Martian side. With this type of control is everything However - as with conventional switching power supplies - an additional potential tial separation for the control signals - for example by means of an optocoupler or by means of a pulse transmitter - necessary.

Die Verwendung eines Optokopplers ist aus Gründen der geringen Zuverlässigkeit, des ungünstigen Driftverhaltens (schlechte Langzeit- und Temperaturstabilität) so wie des hohen Preises und großen Volumens insbesondere bei sehr hohen Isolati onsspannungen - mehr als 10 kV - als nachteilig anzusehen. Ein Impulsübertrager kann aus ähnlichen Gründen bei sehr hohen Isolationsanforderungen nicht mehr effizient eingesetzt werden.The use of an optocoupler is for reasons of low reliability, the unfavorable drift behavior (poor long-term and temperature stability) such as the high price and large volume, especially with very high Isolati voltages - more than 10 kV - to be regarded as disadvantageous. A pulse transmitter cannot for similar reasons with very high insulation requirements be used efficiently.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil der eingangs genann ten Art anzugeben, das sehr hohen Isolationsanforderungen - 10 kV und mehr - genügt, das die gewünschten Spannungen mit hoher Präzision erzeugt und das da bei kompakt und einfach aufgebaut ist.The invention has for its object a switching power supply of the beginning to specify the very high insulation requirements - 10 kV and more - it is sufficient that the desired tensions are generated with high precision and that there is compact and simple.

Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungs gemäß durch die im Kennzeichnen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.This object is fiction, in connection with the features of the preamble solved by the features specified in the characterizing part of claim 1.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß beim vorgeschlagenen Schaltnetzteil die Anzahl der relativ teuren, potentialtrennenden Baukomponenten minimiert ist, denn als potentialtrennendes Bauelement ist ledig lich ein leistungsübertragender Transformator erforderlich, während ein Optokoppler oder Impulsübertrager zur Rückführung der Regelgröße (im allgemeinen eine der Ausgangsspannungen) von der Sekundär- zur Primärseite nicht notwendig ist. Ins gesamt wird ein kostengünstiges, zuverlässiges und für sehr hohe Isolationsanforde rungen geeignetes Schaltnetzteil geschaffen. Die hohe Zuverlässigkeit erklärt sich durch die geringe Anzahl von Bauelementen im Leistungspfad und die einfach auf gebaute, aber wirkungsvolle Elektronik. Durch weiche Strom- und Spannungsverläu fe werden impulsförmige Bauelementbelastungen vermieden. Hieraus resultiert auch eine gute elektromagnetische Verträglichkeit des Schaltnetzteils. Die Kostengünstig keit erklärt sich daraus, daß die Bauelemente des Leistungsteils optimal elektrisch und thermisch ausgenutzt werden. Der sekundärseitige Schalter schaltet verlustfrei. Das Schaltnetzteil weist einen sehr hohen Wirkungsgrad auf.The advantages that can be achieved with the invention are, in particular, that when proposed switching power supply the number of relatively expensive, potential-isolating Components is minimized, because as a potential-separating component is single Lich a power transmitting transformer is required while an optocoupler or pulse transmitter for feedback of the controlled variable (generally one of the Output voltages) from the secondary to the primary side is not necessary. Ins overall it becomes a cost-effective, reliable and for very high insulation requirements suitable switching power supply created. The high reliability can be explained due to the small number of components in the power path and the simple on built but effective electronics. Through soft current and voltage distribution fe impulsive component loads are avoided. This also results good electromagnetic compatibility of the switching power supply. The inexpensive speed is explained by the fact that the components of the power section are optimally electrical and be used thermally. The switch on the secondary side switches without loss. The switching power supply has a very high efficiency.

Es ist bei der vorgeschlagenen PWM-Regelung völlig unerheblich, mit welcher Fre quenz auf der Primärseite getaktet wird und wie die Ansteuersignale für den primär seitigen Schalter gebildet werden (beispielsweise Resonant-Mode Controller, PWM- Controller oder selbstschwingende Anordnung). Die vorgeschlagene Art der Syn chronisierung ermöglicht es, daß das Netzteil auf der Primärseite mit veränderlicher Schaltfrequenz (frequenzmoduliert) betrieben werden kann, was einen zusätzlichen Freiheitsgrad bei der Dimensionierung - insbesondere bei weitem Eingangsspan nungsbereich - ermöglicht. Gleichzeitig ist immer gewährleistet, daß die sekundär seitig synchronisierte PWM-Regelung exakt frequenzsynchron zur Ansteuerschal tung des primärseitigen Schalters arbeitet. Dies hat unter anderem folgende wesent lichen Vorteile:
Bei einer selbststeuernden Auslegung der Primärseite (Gewährleistung des Nullspannungsschaltens) können auch relativ große Toleranzen der Bauelemente des Resonanzkreises und des Oszillatorkreises, welche beispielsweise durch den Herstellungsprozeß, Alterungserscheinungen und Temperaturabhängigkeit bedingt sind, automatisch ausgeglichen werden. Die durch Selbststeuerung verursachte Be triebsfrequenzanpassung der Primärseite wird von der Sekundärseite automatisch übernommen.It is completely irrelevant in the proposed PWM control with which frequency is clocked on the primary side and how the control signals for the primary side switch are formed (for example resonant mode controller, PWM controller or self-oscillating arrangement). The proposed type of syn chronization enables the power supply unit to be operated on the primary side with a variable switching frequency (frequency modulated), which enables an additional degree of freedom in dimensioning - in particular with a wide input voltage range. At the same time, it is always ensured that the secondary-side synchronized PWM control works exactly frequency-synchronously with the control circuit of the primary-side switch. Among other things, this has the following major advantages:
With a self-controlling design of the primary side (ensuring zero-voltage switching), relatively large tolerances of the components of the resonance circuit and of the oscillator circuit, which are caused, for example, by the manufacturing process, signs of aging and temperature dependence, can be automatically compensated for. The operating frequency adjustment of the primary side caused by self-control is automatically taken over by the secondary side.

Zum Erzielen eines weiten Eingangsspannungsbereiches ist eine Veränderung der Schaltfrequenz in Abhängigkeit der Eingangsspannung in einfacher Weise realisier bar. Dabei wird beispielsweise die Frequenz bei steigender Eingangsspannung er höht, was sich äußerst günstig auf den Wirkungsgrad des Netzteiles bei hohen Ein gangsspannungen auswirkt. Ein solches Verhalten wird durch den Einsatz des vor geschlagenen Regelungskonzeptes überhaupt erst möglich.To achieve a wide input voltage range, a change in the Realize switching frequency depending on the input voltage in a simple manner bar. For example, the frequency increases with increasing input voltage increases, which is extremely beneficial to the efficiency of the power supply at high on impacts voltage. Such behavior is achieved through the use of the proposed control concept possible in the first place.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausfüh rungsbeispiele erläutert. Es zeigen:The invention is described below with reference to the embodiment shown in the drawing Examples explained. Show it:

Fig. 1 die Grundbauform des Schaltnetzteils, Fig. 1 shows the basic design of the switching power supply,

Fig. 2 den zeitliche Verlauf interessierender Größen, Fig. 2 shows the time course of interest sizes,

Fig. 3, 4 Varianten zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung. Fig. 3, 4 variants for the production of more than one DC output voltage.

In Fig. 1 ist die Grundbauform des Schaltnetzteils dargestellt. Es handelt sich um einen nullspannungsgeschalteten Multiresonanzkonverter, der auf einem Flußkon verter basiert. Es ist ein Transformator TR1 zu erkennen, der primärseitig über eine Serieninduktivität LR und die Parallelschaltung eines Schalters T1, einer Inversdi ode D1 und eines Serienkondensators Cs mit den Eingangsklemmen 1a, 1b des Schaltnetzteils verbunden ist. Der Transformator TR1 ist das einzige Bindeglied zwi schen der Primär- und der Sekundärseite des Schaltnetzteils. Die Eingangsklemmen 1a, 1b sind mit einem Eingangskondensator Ci beschaltet. Zwischen diesen Ein gangsklemmen liegt die Eingangsgleichspannung Ui an.In Fig. 1, the basic design of the switching power supply is illustrated. It is a zero voltage switched multi-resonance converter based on a flux converter. A transformer TR1 can be seen, which is connected on the primary side via a series inductance LR and the parallel connection of a switch T1, an inverse diode D1 and a series capacitor Cs to the input terminals 1 a, 1 b of the switching power supply. The transformer TR1 is the only link between the primary and the secondary side of the switching power supply. The input terminals 1 a, 1 b are connected to an input capacitor Ci. The DC input voltage Ui is present between these input terminals.

Der Transformator T1 ist sekundärseitig mit einem Kondensator Cp beschaltet. Die am Kondensator anstehende sekundärseitige Wechselspannung ist mit Usek be zeichnet. Zwischen der positiven Ausgangsklemme 2a des Schaltnetzteils und der Sekundärwicklung des Transformators liegt die Reihenschaltung einer Gleichrich terdiode D3 und einer Ausgangsfilterinduktivität LF1. Die negative Ausgangsklemme 2b des Schaltnetzteils ist direkt mit der Sekundärwicklung des Transformators TR1 verbunden. Parallel zu den Ausgangsklemmen 2a, 2b ist ein Ausgangskondensator Ca1 geschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen 2a, 2b liegt die Ausgangsgleich spannung Ua1 an.The transformer T1 is connected on the secondary side to a capacitor Cp. The AC voltage on the secondary side is labeled Usek. Between the positive output terminal 2 a of the switching power supply and the secondary winding of the transformer is the series connection of a rectifier terdiode D3 and an output filter inductance LF1. The negative output terminal 2 b of the switching power supply is connected directly to the secondary winding of the transformer TR1. An output capacitor Ca1 is connected in parallel with the output terminals 2 a, 2 b. The DC output voltage Ua1 is present between the output terminals 2 a, 2 b.

Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D3 mit der Ausgangsfil terinduktivität LF1 und der negativen sekundärseitigen Klemme liegt die Parallel schaltung eines Schalters T2 und einer Inversdiode D2. Der Schalter T2 wird im Zu sammenhang mit einer sekundärseitigen, synchronisierten PWM-Regelung (PWM = Pulsweitenmodulation) zur Regelung der Ausgangsgleichspannung Ua1 herangezo gen. Hierzu dienen drei Funktionsgruppen, nämlich eine Synchronisierung 8, ein Pulsweitenmodulator 9 und ein Inverter 10. Die Synchronisierung 8 empfängt über ihre Eingangsklemmen 3a, 3b die sekundärseitige Wechselspannung Usek und gibt ausgangsseitig entsprechende Synchronisiersignale an die Eingangsklemmen 4a, 4b des Pulsweitenmodulators 9. Der Inverter 10 empfängt über seine Eingangs klemmen 6a, 6b die Ausgangsgleichspannung Ua1 und bildet hierzu inverse Signa le, die den Eingangsklemmen 5a, 5b des Pulsweitenmodulators 9 zugeleitet werden. Der Pulsweitenmodulator 9 steuert über seine Ausgangsklemmen 7a, 7b den Schalter T2 an und gibt hierzu entsprechende Ansteuersignale UGS ab.Between the connection point of the rectifier diode D3 with the output filter inductance LF1 and the negative terminal on the secondary side is the parallel connection of a switch T2 and an inverse diode D2. The switch T2 is used in conjunction with a secondary-side, synchronized PWM control (PWM = pulse width modulation) for controlling the DC output voltage Ua1. Three function groups serve this purpose, namely a synchronization 8 , a pulse width modulator 9 and an inverter 10 . The synchronization 8 receives the secondary-side alternating voltage Usek via its input terminals 3 a, 3 b and outputs corresponding synchronization signals on the output side to the input terminals 4 a, 4 b of the pulse width modulator 9 . The inverter 10 receives via its input terminals 6 a, 6 b the DC output voltage Ua1 and forms inverse signals that are fed to the input terminals 5 a, 5 b of the pulse width modulator 9 . The pulse width modulator 9 controls the switch T2 via its output terminals 7 a, 7 b and, for this purpose, emits corresponding control signals UGS.

Die sekundärseitige PWM-Regelung muß exakt frequenzsynchron zur Ansteuer schaltung des primärseitigen Schalters T1 arbeiten. Hierzu gewinnt die Synchroni sierung 8 Synchronisiersignale, die den richtigen Zeitpunkt für den Beginn einer je den neuen PWM-Schaltperiode festlegen. Der Nulldurchgang der sekundärseitigen Wechselspannung Usek markiert sehr einfach einen solchen Zeitpunkt und wird deshalb detektiert und zur Erzeugung eines kurzen Synchronisierimpulses verwen det.The secondary-side PWM control must work exactly frequency-synchronously to the control circuit of the primary-side switch T1. For this purpose, the synchronization wins 8 synchronization signals that determine the right time for the start of each new PWM switching period. The zero crossing of the secondary AC voltage Usek very simply marks such a point in time and is therefore detected and used to generate a short synchronization pulse.

Da der Regelsinn des in Fig. 1 gezeigten Lösungsvorschlages dem einer Standard- PWM entgegengerichtet ist, muß eine zusätzliche Inversionsstelle in den Regelkreis eingefügt werden. Der die Ausgangsgleichspannung Ua1 erfassende Inverter 10 erfüllt jedoch noch eine weitere wichtige Aufgabe. Da der P-Anteil der Regelstrecke zu groß ist, muß der Regelverstärker zur Stabilitätsgarantie einen P-Anteil kleiner als Eins besitzen. Dies ist mit einer nicht-invertierenden Grundschaltung des Fehler verstärkers einer PWM nicht möglich. Außerdem müssen die DC-Bedingungen be rücksichtigt werden, die durch die interne Festlegung der Regler-Referenzspannung im PWM-Chip geschaffen werden. Durch die Einfügung des Inverters 10 ist es in vorteilhafter Weise möglich, den eigentlichen PID-Regelverstärker konventionell zu dimensionieren.Since the control sense of the proposed solution shown in FIG. 1 is opposite to that of a standard PWM, an additional inversion point must be inserted into the control loop. However, the inverter 10 detecting the DC output voltage Ua1 fulfills another important task. Since the P component of the controlled system is too large, the control amplifier must have a P component smaller than one to guarantee stability. This is not possible with a non-inverting basic circuit of the error amplifier of a PWM. In addition, the DC conditions must be taken into account, which are created by the internal determination of the controller reference voltage in the PWM chip. By inserting the inverter 10 , it is advantageously possible to dimension the actual PID control amplifier conventionally.

Wie bereits vorstehend erwähnt, wird die sekundärseitige PWM durch die in der Synchronisierung gewonnenen Impulse gesteuert. Wichtig ist dabei, daß die Fre quenz des Pulsweitenmodulators 9 im freilaufenden Betrieb ungefähr 10% bis 20% unter der primärseitigen Schaltfrequenz des Schalters T1 liegt. Dann ergibt sich ein einwandfreier Verlauf der die Synchronisierung bewirkenden Rampenspannung. As already mentioned above, the PWM on the secondary side is controlled by the pulses obtained in the synchronization. It is important that the frequency of the pulse width modulator 9 in free-running operation is approximately 10% to 20% below the primary switching frequency of the switch T1. Then there is a perfect course of the ramp voltage causing the synchronization.

Wie leicht zu erkennen ist, wird durch die vorgeschlagene rein sekundärseitige Re gelung die Rückführung der Regelgröße von der Sekundär- zur Primärseite vorteil haft vermieden.As can easily be seen, the proposed purely secondary Re the feedback of the controlled variable from the secondary to the primary side is advantageous avoided.

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf interessierender Größen und zwar der sekundär seitigen Wechselspannung Usek und des Ansteuersignals UGS für den Schalter T1. Wie zu erkennen ist, ist der Schalter T2 im Zeitraum von t1 bis t3 geschlossen. Die sekundärseitige Wechselspannung Usek hat zum Zeitpunkt t2 einen Nulldurchgang. Da der Schalter T1 bis zum Zeitpunkt t3 geschlossen ist, weist die Wechselspan nung Usek im Zeitraum zwischen t2 und t3 den Wert Null auf. Die positive Halbwelle der Wechselspannung Usek beginnt verzögert zum Zeitpunkt t3. Fig. 2 erklärt auch den Regelsinn der Schaltung gemäß Fig. 1. Je länger der Schalter T1 auf Grund der Ansteuersignale UGS des Pulsweitenmodulators 9 geschlossen bleibt, desto gerin ger wird die aus Usek gebildete Ausgangsspannung Ua1. Fig. 2 shows the time course of quantities of interest, namely the secondary AC voltage Usek and the control signal UGS for the switch T1. As can be seen, the switch T2 is closed in the period from t1 to t3. The secondary AC voltage Usek has a zero crossing at time t2. Since the switch T1 is closed until the time t3, the AC voltage Usek has the value zero in the period between t2 and t3. The positive half-wave of the AC voltage Usek begins with a delay at time t3. FIG. 2 also explains the control sense of the circuit according to FIG. 1. The longer the switch T1 remains closed due to the control signals UGS of the pulse width modulator 9 , the lower the output voltage Ua1 formed from Usek.

In den Fig. 3 und 4 sind Varianten dargestellt, wie sie zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung herangezogen werden. Bei der Schaltung nach Fig. 3 ist ein zusätzlicher Transformator TR2 mit seiner Primärwicklung zwischen den Verbindungspunkt des Kondensators Cp mit der Gleichrichterdiode D3 und der ne gativen Klemme angeordnet. Die Sekundärwicklung dieses Transformators TR3 ist einerseits über eine aus einer Gleichrichterdiode D4 und einer Ausgangsfilterinduk tivität LF2 bestehenden Reihenschaltung und andererseits direkt mit weiteren Aus gangsklemmen 11a, 11b des Schaltnetzteils verbunden. Diesen Ausgangsklemmen liegt ein Ausgangskondensator Ca2 parallel. Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D4 mit der Ausgangsfilterinduktivität LF2 und der negativen Klemme ist eine Diode D5 geschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen 11a, 11b liegt die Ausgangsgleichspannung Ua2 an. Je nach Übersetzungsverhältnis des Transformators TR2 ist die Ausgangsgleichspannung Ua2 größer oder kleiner als die Ausgangsgleichspannung Ua1. FIGS. 3 and 4 show variants of how they are used to generate more than one DC output voltage. In the circuit of Fig. 3, an additional transformer TR2 is arranged with its primary winding connected between the junction of the capacitor Cp to the rectifier diode D3 and the ne gativen terminal. The secondary winding of this transformer TR3 is connected on the one hand via a series circuit consisting of a rectifier diode D4 and an output filter inductance LF2 and on the other hand directly connected to further output terminals 11 a, 11 b of the switching power supply. An output capacitor Ca2 is connected in parallel to these output terminals. A diode D5 is connected between the connection point of the rectifier diode D4 with the output filter inductance LF2 and the negative terminal. Between the output terminals 11 a, 11 b, the output DC voltage is applied Ua2. Depending on the transformation ratio of the transformer TR2, the DC output voltage Ua2 is greater or less than the DC output voltage Ua1.

Selbstverständlich ist es in Variation der Schaltung gemäß Fig. 3 möglich, die Diode D5 durch die Parallelschaltung eines Schalters mit einer Inversdiode zu ersetzen. Bei einer solchen Variante läßt sich die Ausgangsgleichspannung Ua2 genauer einstellen. Dieser Schalter kann ebenfalls durch den Pulsweitenmodulator 9 ange steuert werden. Alternativ ist es auch möglich, zusätzliche Funktionsgruppen Syn chronisierung/Pulsweitenmodulator/Inverter für die Ansteuerung dieses Schalters vorzusehen.Of course, in a variation of the circuit according to FIG. 3, it is possible to replace the diode D5 by the parallel connection of a switch with an inverse diode. In such a variant, the DC output voltage Ua2 can be set more precisely. This switch can also be controlled by the pulse width modulator 9 . Alternatively, it is also possible to provide additional function groups syn chronization / pulse width modulator / inverter for controlling this switch.

Fig. 3 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung von zwei unterschiedlichen Ausgangs gleichspannungen. Durch zusätzliche Ankopplung weiterer Transformatoren in der gleichen Weise können weitere zusätzliche Ausgangsgleichspannungen gebildet werden. Des weiteren ist es auch möglich, negative Ausgangsgleichspannungen zu erzeugen, indem die Gleichrichterdiode D4 mit umgekehrter Polarität eingefügt wird. Fig. 3 shows a circuit for generating two different DC output voltages. Additional additional DC output voltages can be formed by connecting additional transformers in the same way. Furthermore, it is also possible to generate negative DC output voltages by inserting the rectifier diode D4 with reversed polarity.

Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung dient zur Erzeugung einer positiven Ausgangs gleichspannung Ua1 und einer negativen Ausgangsgleichspannung -Ua1 von glei cher Amplitude. Die negative Ausgangsgleichspannung -Ua1 steht zwischen weite ren Ausgangsklemmen 12a, 12b des Schaltnetzteils an, wobei die Ausgangsklemme 12a über einer Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode D7 und einer Ausgangsfil terinduktivität LF3 am Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D3 mit dem Kon densator Cp angeschlossen ist und die Ausgangsklemmen 12b direkt mit der negati ven Ausgangsklemme 2b verbunden ist. Den Ausgangsklemmen 12a, 12b liegt ein Ausgangskondensator Ca3 parallel. Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleich richterdiode D7 mit der Ausgangsfilterinduktivität LF3 und der negativen Ausgangs klemme 12b ist die Parallelschaltung eines Schalters T3 mit einer Inversdiode D6 angeordnet. Der Schalter T3 kann wiederum vom Pulsweitenmodulator 9 angesteu ert. Alternativ ist es auch möglich, zusätzliche Funktionsgruppen Synchronisie rung/Pulsweitenmodulator/Inverter für die Ansteuerung des Schalters T3 vorzuse hen.The circuit shown in Fig. 4 is used to generate a positive DC output voltage Ua1 and a negative DC output voltage -Ua1 of equal amplitude. The negative DC output voltage -Ua1 is present between further output terminals 12 a, 12 b of the switched-mode power supply, the output terminal 12 a being connected via a series circuit of a rectifier diode D7 and an output filter inductance LF3 at the connection point of the rectifier diode D3 to the capacitor Cp and the output terminals 12 b is connected directly to the negative output terminal 2 b. An output capacitor Ca3 is connected in parallel to the output terminals 12 a, 12 b. Between the connection point of the rectifier diode D7 with the output filter inductance LF3 and the negative output terminal 12 b, the parallel connection of a switch T3 with an inverse diode D6 is arranged. The switch T3 can in turn be controlled by the pulse width modulator 9. Alternatively, it is also possible to provide additional function groups synchronization / pulse width modulator / inverter for the activation of the switch T3.

Selbstverständlich ist es bei einer Variation der Schaltung gemäß Fig. 4 möglich, die Parallelschaltung T3/D6 durch eine Diode zu ersetzen (siehe hierzu auch Fig. 3), wenn eine hohe Präzision bei der Einstellung der Ausgangsgleichspannung -Ua1 nicht gefordert ist.Of course, with a variation of the circuit according to FIG. 4, it is possible to replace the parallel circuit T3 / D6 with a diode (see also FIG. 3) if high precision is not required when setting the output DC voltage -Ua1.

Allgemein ist die Regelung des negativen Ausganges nur dann erforderlich, wenn auch bei Leerlauf dieses Ausganges hohe Anforderungen an die Genauigkeit der Ausgangsspannung gestellt werden. Ansonsten wird die Spannung des negativen Ausganges automatisch durch den Regler des positiven Ausganges stabilisiert. Dies Schaltungserweiterung beruht auf der Tatsache, daß die an der Transformator- Sekundärwicklung anliegende Spannungs-Zeit-Fläche innerhalb einer Schaltperiode immer gleich Null ist.In general, the control of the negative output is only necessary if Even when this output is idling, high demands on the accuracy of the Output voltage can be set. Otherwise the tension of the negative Output automatically stabilized by the controller of the positive output. This Circuit expansion is based on the fact that the on the transformer Secondary winding applied voltage-time area within a switching period is always zero.

Werden mehrere Ausgangsgleichspannungen gefordert, von denen zumindest eine negativ ist, so können Schaltungen realisiert werden, die auf Kombinationen der in Fig. 3 und 4 gezeigten Konfigurationen basieren.If several DC output voltages are required, at least one of which is negative, circuits can be implemented which are based on combinations of the configurations shown in FIGS. 3 and 4.

Allgemein ist zu den vorstehend behandelten Schaltungen, die zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung (positiv oder negativ) dienen, anzumerken, daß zur Realisierung vorteilhaft keine zusätzlichen Sekundärwicklungen oder Wick lungsanzapfungen erforderlich sind. Dies erspart einen komplizierten und teuren Aufbau des Transformators und erleichtert die Potentialtrennung. Es sind lediglich einfache Schaltungsmodifikationen erforderlich.General is to the circuits discussed above that are used to generate serve more than one DC output voltage (positive or negative), that advantageously no additional secondary windings or wick for realization taps are required. This saves a complicated and expensive Construction of the transformer and facilitates electrical isolation. They are just simple circuit modifications required.

Claims

1. Switching power supply with a transformer (TR1), which is connected on the primary side to a circuit that generates a voltage with a zero value crossing per period and is connected on the secondary side to the series circuit of a rectifier diode (D3) with an output filter inductance (LF1), where arranged between the connection point of the rectifier diode to the output filter and the further secondary-side terminal, the parallel connection of a switch (T2) having an inverse diode (D2) and between the output terminals of the switched mode power supply (2 a, 2 b), an output capacitor (Ca1) are provided, characterized that a pulse width modulator ( 9 ) controls the switch (T2) in dependence on the DC output voltage (Ua1) and on the zero-value crossings of the primary-side voltage, a synchronization ( 8 ) receiving the secondary AC voltage present on the transformer (TR1) and corresponding synchronizers Ignale forms for the pulse width modulator and an inverter ( 10 ) receives the DC output voltage (Ua1) and inversely leads the pulse width modulator.

2. Switched-mode power supply according to Claim 1, characterized in that the transformer (TR1) on the secondary side is connected to a further series connection of a further rectifier diode (D7) with a further output filter inductance (LF3), the connection point of the further rectifier diode having the further output filter inductance and the further secondary-side terminal, an inverse diode (D2) and a further output capacitor (Ca3) are provided between the further output terminals of the switching power supply ( 12 a, 12 b) and the further rectifier diode (D7) is arranged with the opposite polarity to the rectifier diode (D3) is.

3. Switching power supply according to claim 1 or 2, characterized in that the transformer (TR1) is connected on the secondary side to the primary winding of a further transformer (TR2), the secondary winding with a further series circuit of a further rectifier diode (D4) with a further output filter terinductance (LF2) is connected, an inverse diode (D5) being arranged between the connection point of the further rectifier diode with the further output filter inductance and the further secondary terminal of the further transformer and between the further output terminals of the switching power supply ( 11 a, 11 b) a further output capacitor (Ca2) are provided.

4. Switching power supply according to one of claims 1 to 3, characterized in that the further inverse diode (D5, D6) is a further switch (T3) in parallel, which is also controlled by the pulse width modulator ( 9 ).

5. Switching power supply according to one of claims 1 to 3, characterized in net that the further inverse diode (D5, D6) is another switch (T3) in parallel, for the control of additional function groups synchronization / pulse width modulator / inverter are provided.