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Anordnung zur Übertragung von Impulsen mit steilen Flanken und großen
Stromstärken Die Erfindung bezieht sich auf die übertragung von Impulsen mit steilen
Flanken und großen Stromstärken über einen nichtlinearen Zweipol in Halbleiterausführung.
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Man kann handelsübliche Halbleiterdioden impulsförinig betreiben,
indem man beispielsweise einer Impulsquelle einen Richtleiter parallel schaltet
und hinter der Diode Ausgangsimpulse abnimmt. Im Falle eines idealen Richtleiters
würden diese Ausgangsimpulse die Form der Eingangsimpulse während der Zeit besitzen,
in der der Richtleiter gesperrt ist, während in der übrigen Zeit Nullpotential am
Ausgang vorhanden wäre.
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Für praktische Richtleiter trifft das jedoch nicht zu wegen des Einflusses
des in Durchlaßrichtung endlichen Bahnwiderstands und der Sperrträgheit. Beide Einflüsse
wirken sich besonders störend bei der vorliegenden Aufgabe aus, große Ströme mit
steilen Flanken zu schalten.
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Weiterh-in besitzen Richtleiter, die für größere Stromstärken zugelassen
sind, eine besonders große Sperrträgheit, so daß die Ausgangsimpulse einerseits
zeitlich gegen die Eingangsimpulse verschoben sind, andererseits an Stelle des Nullpotentials
während der Durchlaßphase eine Spannung zeigen, die dem Produkt aus Durchlaßstrom
und Bahnwiderstand entspricht.
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Es ist auch schon bekannt, Spitzentransistoren als Zweipol zu schalten,
indem die Basis- und die Ernitterelektroden miteinander verbunden sind. An einem
solchen Zweipol ergeben sich Bereiche negativen Widerstands, die in bekannten Anordnungen
zur Erzeugung von Schwingungen und Schaltvorgängen im Durchbruchgebiet des Transistors
ausgenutzt werden. Wegen der Neigung solcher Zweipole zu Eigenschwingungen und wegen
der schädlichen Schalthysteresis sind solche Zweipole für schnelle genaue Schalter
ungeeignet.
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Im Gegensatz dazu wird der Zweipol gemäß der Erfindung aus einem Transistor
hoher Grenzfrequenz gebildet, dessen einer Zweipolanschluß aus einer galvanischen
Verbindung der Kollektor- und der Basiselektrode entsteht und dessen anderen Anschluß
die Emitterelektrode darstellt. Die dem Zweipol zugeführten Spannungen werden vorteilhaft
so gewählt, daß der Transistor mindestens teilweise in seinen linearen Kennlinienbereich
betrieben wird.
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Im folgenden soll die Erfindung an Hand der Fig. 1
bis 4 erläutert
werden, wobei Fig. 1 eine bekannte Gleichrichtungsschaltung, Fig. 2 erklärende
Spannungsdiagramme, Fig. 3 eine erfindungsgemäße Gleichrichtungsschaltung
sowie Fig. 4 eine Impulsverstärkerschaltung als einen vorteilhaften Anwendungsfall
der Erfindung zeigen.
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In Fig. 1 ist ein Rechteckgenerator durch seine ideale Impulsquelle
1 und seinen Innenwiderstand 2 dargestellt. Wenn an seiner Ausgangsklemme
3 nur ein ohmscher Belastungswiderstand 4 gegen Erde liegt, dann kann an
diesem Widerstand ein Spannungsverlauf abgegriffen werden, dessen Form der Rechteckspannung
der Impulsquelle 1 entspricht. Diesen Verlauf zeigt das erste Diagramm der
Fig. 2. Schaltet man parallel zum Belastungswiderstand 4 eine Diode 5, bestehend
aus einer idealen Diode 6, deren Bahnwiderstand 7 sowie einer den
Ladungsspeichereffekt nachbildenden Kapazität 8, dann erscheint am Belastungswiderstand
ein Spannungsverlauf, wie er im unteren Diagramm der Fig. 2 angedeutet ist. Die
Diode sei für positive Impulse in Durchlaßrichtung, so daß der Widerstand 4 in dieser
Phase durch den verhältnismäßig niedrigen Bahnwiderstand der Diode überbrückt ist
und am Ausgang nur eine geringe positive Spannung erscheint. Diese Spannung kann
sich jedoch störend bemerkbar machen, wenn größere Ströme übertragen werden sollen.
Wechselt darauf die Spannung des Generators ihre Polarität, so wird zuerst der Kondensator
8 umgeladen (d. h., die in der Diodensperrschicht vorhandenen Ladungen
werden abgezogen), ehe die Diode sperrt. Dies bedingt eine Verzögerung der negativen
Flanke der Ausgangsspannung, welche um so mehr in Erscheinung tritt, wenn die Diode
für hohe Stromstärken geplant und zugelassen ist, da dann der Kondensator
8 besonders groß wird. Um auch in solchen Fällen steile Flanken und kleine
Durchlaßspannungen gewährleisten zu können,
wird gemäß der Erfindung
an Stelle der Diode 5 ein Transistor hoher Grenzfrequenz so eingeschaltet,
daß die Basiselektrode mit einer der übrigen Elektroden, vorzugsweise mit dem Kollektor,
verbunden wird.
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In Fig. i ist dieselbe Schaltung wie in Fig. 1, mit
dem erfindungsgemäßen Transistor 9 an Stelle der Diode 5 gezeigt.
Die übrigen Elemente der Fig. 3 entsprechen nach Funktion und Bezeichnung
der Schaltung in Fig. 1. Ein bevorzugt angewandter sogenannter Drifttransistor
zeichnet sich durch extrem kleinen Bahnwiderstand und geringen Ladungsspeichereffekt
wegen der dünnen hochdotierten Sperrschicht aus. Dadurch wird die Impulsspannung
sehr genau gleichgerichtet und der Nachteil der bekannten Schaltung vermieden.
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Die Erfindung beschränkt sich nicht auf pnp-Transistoren, sondern
ist auch auf npn-Transis#toren anwendbar. Weiter ist sie über diese einfache Gleichrichtungsschaltung
hinaus überall von Vorteil, wo hohe Stromstärken in kurzer Zeit zu schalten sind,
wie das abschließende bevorzugte Ausführungsbeispiel zeigen wird. Eine Beschränkung
ist lediglich für die Größe der Sperrspannung gegeben, da für Drifttransistoren
nur eine begrenzte Basis-Emitter-Sperrspannung zugelassen ist.
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In Fig. 4 ist eine Impulsverstärkerstufe angegeben, die Rechteckimpulse
auf eine vorwiegend kapazitive Last 10 übertragen soll. Die Impulse werden
an die Basis eines ersten Transistors 11 in EmitteTbasisschaltung gelegt,
so daß seine Emitter-Kollektor-Strecke abwechselnd gesperrt und stromführend ist.
Entsprechend liegt seine Kollektorelektrode teils auf dem Potential einer negativen
Betriebsspannung 12, teilsauf Emitterpotential (Masse). Die Basiselektrode eines
zweiten Transistors 13 in Emitterfolgeschaltung ist mit dem Kollektor des
ersten Transistors verbunden, so daß der zweite Transistor immer den gegenteiligen
Schaltzustand des ersten Transistors zeigt. Zur Emitter-Basis-Strecke des zweiten
Transistors liegt eine dieser entgegengepolten Diode parallel, die gemäß der Erfindung
aus einem Transistor 14 hoher Grenzfrequenz besteht. Die Last 10 ist an den
Verbindungspunkt dieses Transistors 14 mit dem Emitter des zweiten Transistors
angeschlossen. Wird der erste Transistor leitend, dann leitet auch der Transistor
14, und die Last wird schnell auf etwa 0 V entladen. Die Summe der beiden
Transistor-Bahnwiderstände ist sehr gering. Hingegen würde bei Anordnung einer ge-Wöhnlichen
Diode deren Bahnwiderstand insbesondere bei kleinen Impulsausgangsspannungen von
einigen Volt stören, da er den Entladestrom begrenzt und so die positive Flanke
verzögert und abfiacht.
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Wenn der erste Transistor sperrt, so wird infolge der sehr kleinen
Erholzeit auch der Transistor 14 praktisch augenblicklich gesperrt, selbst wenn
die positive Flanke, während welcher 14 leitet, erst kurz vorher beendet war, z.
B. bei hohen Impulsfrequenzen oder großer C-Last. Deshalb kann der Transistor
13
sofort stark leitend werden und seine negative Betriebsspannung
15 auf den Last-Kondensator schalten.
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Die Schaltung nach Fig. 4 ermöglicht also auch bei den angegebenen
ungünstigen Bedingungen, nämlich kleine Ausgangsspannung, hohe Impulsfrequenz und
größere C-Last, eine gegenüber der Eingangsspannung nur geringfügig verzögerte Ausgangsspannung
mit relativ steilen Flanken. Mit einer Anordnung nach Fig. 4 wurden Schaltspitzen
von 300 mA in 0,1 #tsec geschaltet.